CN101803021B - 供电装置及其驱动方法 - Google Patents

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Abstract

在作为复合电路的反向导通半导体装置(10)中，有时在发射极(32)上会被施加比集电极(42)的正电压更高的正电压。此时，在形成有反向导通半导体装置(10)的回流二极管(24)的区域中，体接触区(34)作为阳极工作，而漂移接触区(40)作为阴极工作，从而自阳极向阴极流有电流(106)。如果此时向沟槽栅电极(26)施加比集电极(42)更低电位的电压，则在阴极内将产生p型载流子(46)，从而使回流二极管内的载流子量增加。由此，能够降低回流二极管(24)的正向电压降，从而使电力的恒定损耗减少。如此，对于利用了由开关元件与回流二极管反并联而形成的复合电路的供电装置，能够减少供电装置的电力损耗。

Description

供电装置及其驱动方法
技术领域
本申请要求2007年9月10日申请的日本专利申请第2007-234063号的优先权。在本说明书中以参照的方式引用该申请的全部内容。
本发明涉及一种向电动机等的电气负载供电的供电装置及其驱动方法。
背景技术
(对本发明有用的供电装置的说明)
例如，如图8a～f所示的供电装置已经被熟知。图8a的供电装置80为，用于向电动机M供电的装置，其具有：串联有两个开关元件A1、A2的串联电路A以及串联有两个开关元件B1、B2的串联电路B，且这两个串联电路A、B被并联。该并联电路被连接在直流电源S的一对接线端c、d之间。串联电路A的开关元件A1、A2之间的中间电位点a被连接在电动机M的一个供电点上，而串联电路B的开关元件B1、B2之间的中间电位点b被连接在电动机M的另一个供电点上。
图8b表示正在向电动机M供电的状态，其中开关元件B1、A2为导通(0N)状态，且开关元件A1、B2为断开(OFF)状态。此时，电动机M中被供给了箭头方向的电流。图8e表示正在向电动机M供电的其他状态，其中开关元件A1、B2为导通状态，且开关元件B1、A2为断开状态。这种情况下，电动机M中被供给了箭头方向的电流。供电装置80能够切换对于电动机M的供电方向。
图8a表示从图8b向图8e切换的中间阶段，在图8b中为导通状态的开关元件A2被切换至断开状态。在这之后，通过将开关元件B1断开，且将开关元件A1、B2导通，从而切换至图8b的状态。为了便于理解，对于被切换了导通/断开状态的开关元件，用方框将其围起来的方式来表示其状态。
在从图8b的状态切换至图8a的状态时，当在电动机M中流动的电流迅速地变为零时，由于电动机M的电抗成分将产生高电压，该高电压作用于开关元件A1、A2、B1、B2从而有可能会损坏开关元件。为了避免这种情况，使二极管相对于开关元件A1被反并联。在二极管相对于开关元件A1被反并联时，如图8a的箭头所示，电动机电流将继续流动，从而可以防止高电压作用于开关元件A1、A2、B1、B2。反并联于开关元件的二极管叫做回流二极管，而在开关元件A2被切换至断开状态之后仍继续流动的电流叫做回流电流。在回流二极管中要求正向电压降要低。
如图8a所示，在反并联于开关元件A1上的回流二极管中流有回流电流的状态下，将开关元件A1切换至导通状态，从而实现图8e所示的状态时，在回流二极管中将流有反向恢复电流。在流有较大的反向恢复电流时，高电压将作用于开关元件A1、A2、B1、B2从而有可能会损坏开关元件。因此需要将在回流二极管中流动的反向恢复电流抑制在较小程度的技术。
在上文中，对从图8b开始经过图8a变化为图8e时所流动的回流电流进行了说明。但回流电流的流动并不仅限于此。
为了调整向电动机M供电的有效电流，已知一种在图8b的状态与图8a的状态之间进行反复切换的技术。如果图8b的状态的持续时间较长而图8a的状态的持续时间较短，那么在电动机M中将通有较大的电流。如果图8b的状态的持续时间较短而图8a的状态的持续时间较长，那么在电动机M中将通有较小的电流。在为了通电电流的控制而实现a的状态时，也会流有回流电流。
通过在图8b的状态与图8a的状态之间进行反复切换，能够将向电动机M供电的有效电流调整为正弦波。通过在图8b的状态与图8e的状态之间进行切换，能够将向电动机M供电的电流的方向反转。如果将两者结合，就能够向电动机M通以交流电。供电装置80也为将直流转换为交流的转换装置。
在从图8a的状态切换至图8b的状态时，此前流有回流电流的回流二极管中将流有反向恢复电流。在流有较大的反向恢复电流时，高电压将作用于开关元件A1、A2、B1、B2从而有可能会损坏开关元件。因此需要将在回流二极管中流动的反向恢复电流抑制在较小程度的技术。
在从图8b的状态切换至图8e的状态从而对通电方向进行切换时，有时也会采用从图8b开始经过图8c再切换至图8e的方式。为了控制通电电流，有时也会采用在图8b与图8c之间进行反复切换的方式。在图8c所示的情况下，回流电流在反并联于开关元件B2的回流二极管中流动。
在从图8e的状态切换至图8b的状态从而对通电方向进行切换时，也采用从图8e开始经过图8d再切换至图8b的方式，还可以采用从图8e开始经过图8f再切换至图8b的方式。为了控制通电电流，也采用在图8e与图8d之间进行反复切换的方式，还可以采用在图8e与图8f之间进行反复切换的方式。在图8d所示的情况下，回流电流在反并联于开关元件B1的回流二极管中流动，在图8f所示的情况下，回流电流在反并联于开关元件A2的回流二极管中流动。
总之，在回流二极管中要求正向电压降要低，且需要将在回流二极管中流动的反向恢复电流抑制在较小程度。
在图9a～i、图10a～i、图11a～i中，例示了对三相电动机的供电装置。在任何供电装置中，均可以通过以各图的b、e、h的顺序进行切换，从而对电动机M的通电相位进行切换。在对通电相位进行切换时，切换至a或者c、d或者f、g或者i的状态。或者，为了对通电的有效电流值进行调整，切换至a或者c、d或者f、g或者i的状态。通过将此前一直处于导通的开关元件断开，从而切换至a或者c、d或者f、g或者i的状态时，在回流二极管中将会流有回流电流。通过使回流电流在回流二极管中流动，从而保护开关元件不受高电压的作用。由于在任何供电装置中，在切换至a或者c、d或者f、g或者i的状态时，在回流二极管中均会流有回流电流，要求正向电压降要低。另外，由于在任何供电装置中，在从a或者c、d或者f、g或者i的状态切换至b或者e或者h时，在回流二极管中均会流有反向恢复电流，所以需要将反向恢复电流抑制在较小程度。
图9a～i、图10a～i、图11a～i中的任意供电装置，均通过将通电方向的切换与有效电流的调整结合利用，从而向电动机M供给三相电流。上述任意供电装置又是将直流转换为三相交流的转换装置。
在图8a～f、图9a～i、图10a～i、图11a～i的任意供电装置中，均具有多个开关元件以及反并联于开关元件的多个复合电路。且在任何供电装置中，均串联有多个复合电路，并且并联有多个该串联电路。该并联电路被连接在一对电源接线端之间，且各串联电路的复合电路间的中间电位点被连接于负载上。供电装置将来自电源的电力供给至负载。供电装置切换对负载的供电方向，或者调整供给至负载的有效电流量。
多个开关元件以下述的规则对状态进行切换。
(1)将一个串联电路的中间电位点的一侧的开关元件置于导通状态，
(2)将所述(1)之串联电路的中间电位点的另一侧的开关元件置于断开状态，
(3)将至少一个其他串联电路的中间电位点的一侧的开关元件置于断开状态，
(4)将所述(3)之串联电路的中间电位点的另一侧的开关元件置于导通状态，
由此，通过在(1)与(4)中成为导通状态的两个开关元件，将电力从电源供给至负载。
例如，在图9b所示的情况下，在(1)中将C1导通，在(2)中将C2断开，在(3)中将A1、B1的双方断开，在(4)中将A2、B2的双方导通。在图10b所示的情况下，在(1)中将C1、B1导通，在(2)中将C2、B2断开，在(3)中将A1断开，在(4)中将A2导通。在图11b所示的情况下，在(1)中将C1导通，在(2)中将C2断开，在(3)中将A1断开，在(4)中将A2导通。在图11所示的情况下，在(1)(2)(3)的任意一项中，均为B1、B2的双方被断开。
在图9与图10所示的情况下，既可以在一侧中的一个开关元件为导通状态，而在另一侧中的两个开关元件为导通状态，也可以在一侧中的两个开关元件为导通状态，而在另一侧中的一个开关元件为导通状态。如图11所示，如果在与一侧的开关元件为导通的串联电路不同的串联电路的至少一个中，另一侧的开关元件为导通，则能够向负载供应电力。
在该种供电装置中，能够通过逐次切换在所述(1)中将一侧的开关元件置于导通状态的串联电路，从而能够逐次切换对负载的供电方向。在图9与图10所示的情况下，通过以b、e、h的顺序进行切换，从而能够在三相电动机M中形成旋转磁场。
在将所述(1)中处于导通状态的开关元件切换至断开状态时，在反并联于所述(2)的开关元件的回流二极管中将流有回流电流。
在图8所示的情况下，在将图8b中置于导通的A2断开从而切换至图8a时，在反并联于所述(2)的开关元件A1的回流二极管中将流有回流电流。在将图8b中置于导通的B1断开从而切换至图8c时，在反并联于所述(2)的开关元件B2的回流二极管中将流有回流电流。
在图9所示的情况下，在将图9b中置于导通的C1断开从而切换至图9a时，在反并联于所述(2)的开关元件C2的回流二极管中将流有回流电流。在将图9b中置于导通的A2、B2断开从而切换至图9c时，在反并联于所述(2)的开关元件A1、B1的回流二极管中将流有回流电流。
在图10所示的情况下，在将图10b中置于导通的B1、C1断开从而切换至图10a时，在反并联于所述(2)的开关元件B2、C2的回流二极管中将流有回流电流。在将图10b中置于导通的A2断开从而切换至图10c时，在反并联于所述(2)的开关元件A1的回流二极管中将流有回流电流。
虽然也可以利用组合了开关元件与二极管的复合电路，来构成图8a～f、图9a～i、图10a～i、图11a～i中的供电装置，但也可以通过将在同一块半导体基板上并存IGBT元件区与二极管元件区的半导体装置进行组合来制造供电装置。将在同一块半导体基板上并存IGBT元件区与二极管元件区的半导体装置，称为反向导通半导体装置。
(供电装置所必需的特性)
在回流二极管的正向电压降较大时，恒定损耗将增大，使回流二极管发热。在回流二极管中，需要较小的正向电压降。回流二极管能够通过提高阳极与阴极的杂质浓度，来降低电压下降量。
另一方面，在回流二极管中流有反向恢复电流。当为了降低正向电压降而提高回流二极管的阳极与阴极的杂质浓度时，回流二极管的反向恢复损耗将增加。当提高阳极以及阴极的杂质浓度时，在施加了正向电压时，在阴极上将积累大量的p型载流子，并且在阳极上将积累大量的n型载流子。在对回流二极管施加反向电压时，也就是说，在阴极被接于高电位一侧，阳极被接于低电位一侧时，由于回流二极管内的p型载流子将向阳极方向流动，并且n型载流子将向阴极方向流动，因此将流有反向恢复电流。在提高了阳极与阴极的杂质浓度的情况下，被积累在阴极上的p型载流子的量与被积累在阳极上的n型载流子的量将增大，从而将流有较大的反向恢复电流。如果流有较大的反向恢复电流，那么将会产生大量的热量，从而消耗电力。而且，在电流量超过了二极管的额定电流的情况下，回流二极管将被损坏。如果降低阳极以及阴极的杂质浓度，虽然能够将反向恢复电流抑制在较小程度，从而能够降低反向恢复损耗，但是正向电压降将会增大。
即使对回流二极管的特性进行调整，也不能将回流二极管的恒定损耗与反向恢复损耗两者降低。
在专利文献1中，公开了一种为了降低反向恢复损耗而利用了寿命控制的技术。在专利文献1的技术中，在与阳极以及/或者阴极相对应的杂质注入区中形成有低寿命层。在阴极上形成有低寿命层的情况下，在结束了正向电压的施加之后，积累在阴极上的p型载流子量将在短时间内减少。另外，在阳极上形成有低寿命层的情况下，积累在阳极上的n型载流子量将在短时间内减少。由此能够降低反向恢复电流，从而减少反向恢复损耗。
专利文献1：日本特开2005-317751号公报
发明内容
通过使用专利文献1的技术，能够减少反向恢复损耗。另外由于能够减少反向恢复损耗，所以能够提高阳极以及阴极的杂质浓度，还能够减少恒定损耗。
虽然利用了寿命控制的技术是一种有效的技术，但是其效果是有限度的。在进一步提高了阳极以及阴极的杂质浓度的情况下，将不能再对被积累在阴极上的p型载流子的量、以及被积累在阳极上的n型载流子的量进行限制。从而不能减少反向恢复损耗。因此通过设置低寿命层的方式，有效地降低恒定损耗与反向恢复损耗的双方，是有限度的。
另外，在使用在同一个半导体基板上并存IGBT元件区与二极管元件区的反向导通半导体装置来构成供电装置时，选择二极管元件区来形成低寿命层是较为困难的。另外在使用反向导通半导体装置来构成供电装置时，通过设置低寿命层的方式，有效地降低恒定损耗与反向恢复损耗的双方，也是有限度的。
本发明是基于对上述问题的考虑而创造出的。在本发明中，实现了如下的一种技术，即，在使用了将开关元件与回流二极管反并联的复合电路的供电装置中，能够使回流二极管的恒定损耗与反向恢复损耗的双方都降低的技术。
另外，还提供了一种技术，即，即使利用反向导通半导体装置来构成供电装置，也能够将反向恢复电流的大小抑制在较小程度的技术。
用于解决课题的方法
本发明能够具体实现一种供电装置的驱动方法，该供电装置由多个在同一个半导体基板上并存IGBT元件区与二极管元件区的反向导通半导体组合而构成。
在反向导通半导体装置的IGBT元件区中，层叠有发射区、体区、漂移区以及集电区，并且形成有贯穿体区并延伸的沟槽栅电极，其中，所述体区将发射区与漂移区分开。
在反向导通半导体装置的二极管元件区中，层叠有体接触区、体区、漂移区以及漂移接触区，并且形成有从表面延伸至漂移区的沟槽栅电极。体接触区为阳极区或者阴极区，而漂移接触区与其相反。如果体接触区为阳极区，则漂移接触区为阴极区，如果体接触区为阴极区，则漂移接触区为阳极区。
优选为，IGBT元件区的体区与二极管元件区的体区共用。同样地，优选为，IGBT元件区的漂移区与二极管元件区的漂移区共用。在这种情况下，发射区与体接触区为相反导电类型，集电区与漂移接触区也为相反导电类型。
在这里以具有反向导通半导体装置的供电装置为例进行说明，所述反向导通半导体装置由含有p型杂质的体区与含有n型杂质的漂移区形成。在具有由含有n型杂质的体区与含有p型杂质的漂移区形成的反向导通半导体装置的供电装置的情况下，向沟槽栅电极施加的电压的极性变为相反。
在该供电装置中，在将IGBT元件区切换至导通状态从而向负载供电时，向沟槽栅电极施加作为第1极性电压的正电压。将至少两个反向导通半导体装置的IGBT元件区切换至导通状态从而向负载供电。
在该供电装置中，在将处于导通状态的IGBT元件区切换至断开状态时，在其以外的反向导通半导体装置的二极管元件区中将流有回流电流。在本发明的驱动方法中，在通过将处于导通状态的IGBT元件区切换至断开状态，从而使其他的反向导通半导体装置的二极管元件区中流有回流电流时，向流有该回流电流的反向导通半导体装置的沟槽栅电极施加作为第2极性电压的负电压。
当在反向导通半导体装置的二极管元件区中流有回流电流时，如果向沟槽栅电极施加负电压，则在与漂移层的沟槽栅电极相对的部位上将诱发空穴。其结果为，从体区被注入到漂移层中的空穴将增大，且二极管元件区的正向电压降将减小。当在二极管元件区中流有回流电流时，如果向沟槽栅电极施加负电压，则二极管元件区的正向电压降将减小，从而能够抑制恒定损耗。
当在反向导通半导体装置的二极管元件区中流有回流电流时向沟槽栅电极施加负电压的情况下，优选为，在将通过从导通状态切换至断开状态从而使成为回流电流流动的原因的IGBT元件区再次切换至导通状态之前，先中断向流有回流电流的反向导通半导体装置的沟槽栅电极施加负电压。
在向沟槽栅电极施加了负电压的状态下，将所述的IGBT元件区再次切换至导通状态时，因切换至导通状态而流动的反向恢复电流将增大。如果在将所述的IGBT元件区再次切换至导通状态之前，先中断向流有回流电流的反向导通半导体装置的沟槽栅电极施加负电压时，即在向沟槽栅电极施加零电压或正电压时，能够将在使所述的IGBT元件区再次切换至导通状态时所流动的反向恢复电流抑制在较小程度。
如上文所述，虽然优选为，在将通过置于断开状态而使成为回流电流流动的起因的IGBT元件区，再次切换至导通状态时，中断向流有回流电流的反向导通半导体装置的沟槽栅电极施加负电压，但是除此之外，还优选为，在将所述IGBT元件区再次切换至导通状态之后，向流有回流电流的反向导通半导体装置的沟槽栅电极施加负电压。其是一种与是否向流有回流电流时的反向导通半导体装置的沟槽栅电极施加负电压独立的、有用的技术。通常，在向流有回流电流时的反向导通半导体装置的沟槽栅电极施加负电压的情况下，必要条件为，通过置于断开状态而使成为回流电流流动的起因的IGBT元件区再次切换至导通状态之前，先中断向流有回流电流时的反向导通半导体装置的沟槽栅电极施加负电压。
该情况下的驱动方法可以说是具有如下步骤的驱动方法，即，在将构成供电装置的多个反向导通半导体装置中的至少两个IGBT元件区切换至导通状态从而进行供电时，通过向所述两个反向导通半导体装置的沟槽栅电极施加正电压，且将所述两个IGBT元件区中的一个IGBT元件区切换至断开状态并将另一个IGBT元件区维持在导通状态，从而使第3反向导通半导体装置的二极管元件区中流有回流电流，并且在将切换至断开状态的所述一个IGBT元件区再次切换至导通状态之后，向所述第3反向导通半导体装置的沟槽栅电极施加负电压。
如前文叙述，该驱动方法为，与在将所述一个IGBT元件区切换至断开状态时，是否向流有回流电流的回流二极管(所述第3反向导通半导体装置的二极管)的沟槽栅电极施加负电压无关的、有效的驱动方法。
在将暂时切换至断开状态的IGBT元件区再次切换至导通状态时，在流有回流电流的回流二极管(所述第3反向导通半导体装置的二极管)中将流动反向恢复电流。当在流有反向恢复电流的状态下，向流有反向恢复电流的回流二极管的沟槽栅电极施加负电压时，能够抑制其扩大为较大的反向恢复电流。由此能够将供电装置切换时所产生的损耗抑制在较小程度。
本发明能够具体实现将多个反向导通半导体装置组合构成的供电装置。
该供电装置具有控制向各反向导通半导体装置的栅电极施加的栅电压的栅电压控制电路。各反向导通半导体装置具有开关元件以及反并联于开关元件的回流二极管，并具有如下特性，即，当向栅电极施加第1极性电压(例如正电压)时，开关元件被切换至导通状态，并且当向栅电极施加第2极性电压(如果第1极性为正电压，则第2极性为负电压)时，回流二极管的少数载流子量将增大。栅电极并不是必须要形成在沟槽内。
在该供电装置中，并联有由两个反向导通半导体装置串联而成的多个串联电路，该并联电路被连接于一对电源接线端之间，且各串联电路的反向导通半导体装置之间的中间电位点被连接于负载上。该供电装置被连接于电源与负载上从而被使用，并向负载供应电力。
在该供电装置中，栅电压控制电路以下述条件，对施加于各栅电极上的栅电压进行控制：
(1)向一个串联电路的中间电位点一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压(因此，该反向导通半导体装置的开关元件为导通)，
(2)不向所述(1)之串联电路的中间电位点的另一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压(因此，与在所述(1)中为导通的反向导通半导体同处于一个串联电路中的、另一侧的反向导通半导体装置的开关元件为断开)，
(3)不向至少一个其他串联电路的中间电位点的一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压(因此，与在所述(1)中为导通的反向导通半导体处于不同串联电路中的、一侧的反向导通半导体装置的开关元件为断开)，
(4)向所述(3)之串联电路的中间电位点的另一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压(因此，与在所述(1)中为导通的反向导通半导体处于不同串联电路中的、另一侧的反向导通半导体装置的开关元件为导通)。
此时，在所述(1)中一个串联电路的一侧的反向导通半导体装置为导通，且在所述(4)中其他的串联电路的另一侧的反向导通半导体装置为导通，通过这些反向导通半导体装置，使电力从电源被供给至负载。
(5)此时，通过逐次切换在所述(1)中向栅电极施加第1极性电压的串联电路(因此，在所述(4)中向栅电极施加第1极性电压的串联电路也被逐次切换)，从而逐次切换供向负载的供电方向。
(6)在本发明的供电装置中，其特征在于，在向所述(1)中施加了第1极性电压的栅电极中断施加第1极性电压时，向所述(2)的栅电极施加第2极性电压。
在本装置中，为了切换供电方向、或者为了对供电的有效电流进行调整，向在所述(1)中施加了第1极性电压的栅电极中断施加第1极性电压。此时，继续向在所述(4)中施加了第1极性电压的栅电极施加第1极性电压。于是，在所述(2)中进行说明的断开状态的反向导通半导体装置(即，与导通/断开的反向导通半导体装置同处于一个串联电路中的、另一侧的反向导通半导体装置)的二极管元件区中流有回流电流。在本装置的供电装置中，在所述(2)的反向导通半导体装置的二极管元件区中流有回流电流时，向该栅电极施加第2极性电压。因此，流有回流电流的回流二极管的杂质低浓度区且与栅电极相对部位的少量载流子密度增大而形成反转层。其结果为，回流二极管的正向电压降被抑制。由此能够对来自回流二极管的恒定损耗进行抑制。
此外也可以与在所述(6)中中断向所述(1)的栅电极施加第1极性电压的正时同步地，向所述(2)的栅电极施加第2极性电压。
根据对通电方向进行切换的正时，由栅电压控制电路决定在所述(6)中中断向所述(1)的栅电极施加第1极性电压的正时。或者根据实现的有效电流的大小，由栅电压控制电路决定在所述(6)中中断向所述(1)的栅电极施加第1极性电压的正时。
如果与栅电压控制电路所决定的正时匹配而向所述(2)的栅电极施加第2极性电压，那么当在回流二极管中流有回流电流时，能够在回流二极管中形成反转层。由此能够抑制回流二极管的正向电压降从而抑制由于回流二极管所产生的恒定损耗。
对所述内容进行变化，可以对在所述(2)的反向导通半导体装置中流动的电流量进行计测，并与在所述(2)的反向导通半导体装置中开始流有回流电流的正时同步地，向所述(2)的栅电极施加第2极性电压。
通过该方式，当在回流二极管中流有回流电流时，也能够在回流二极管中形成反转层。由此能够对回流二极管的正向电压降以及由于回流二极管所产生的恒定损耗进行抑制。
优选为，在对所述(6)中中断施加第1极性电压的所述(1)的栅电极再次施加第1极性电压之前，先中断向所述(2)的栅电极施加第2极性电压。
此时，在回流二极管中流有反向恢复电流的情况下，能够将该反向恢复电流抑制在较小程度。
与是否在回流二极管中流有回流电流时向回流二极管的栅电极施加第2极性电压无关地，在回流二极管中流有反向恢复电流时向回流二极管的栅电极施加第2极性电压是有作用的。
即，
(7)在中断向所述(1)中施加了第1极性电压的栅电极施加第1极性电压时，通过继续向所述(4)的栅电极施加第1极性电压，从而使所述(2)的反向导通半导体装置的回流二极管中流有回流电流的情况下，
(8)优选为，在向所述(7)中中断了施加第1极性电压的栅电极再次施加第1极性电压的正时，继续向所述(7)中流有回流电流的反向导通半导体装置的栅电极施加第2极性电压。
通过所述的供电装置，在回流二极管中流有反向恢复电流的情况下，能够将该反向恢复电流抑制在较小程度。
开关元件与回流二极管也可以为不同的元件。即，也可以由开关元件、以及反并联于该开关元件的二极管来构成复合电路。此时的二极管需要具有根据施加的电压而使少数载流子量增大的电极。该电极并不仅限于栅电极，也可以是与开关元件的栅电极不同的电极。
此时的供电装置具有：开关元件；在开关元件上反并联有回流二极管的多个复合电路，其中，所述回流二极管具有根据所施加的电压而使少数载流子量增大的电极；切换电路，其对各开关元件的导通状态与断开状态进行切换；电压控制电路，其对施加于各回流二极管的电极上的电压进行控制，所述供电装置与电源及负载相连接从而向负载供应电力。
在该供电装置中，并联有多个串联电路，该串联电路由多个复合电路串联而成，该并联电路被连接在一对电源接线端之间，各串联电路的复合电路之间的中间电位点被连接于负载上。
切换电路以下述条件对各个开关元件的状态进行切换：
(1)将一个串联电路的中间电位点的一侧的开关元件置于导通状态，
(2)将所述(1)之串联电路的中间电位点的另一侧的开关元件置于断开状态，
(3)将至少一个其他串联电路的中间电位点的一侧的开关元件置于断开状态，
(4)将所述(3)之串联电路的中间电位点的另一侧的开关元件置于导通状态，
通过上述条件对供向负载的电流方向以及通电的有效电流的大小进行调整。
(5)在该供电装置中，通过逐次切换将所述(1)中一侧的开关元件置于导通状态的串联电路，从而逐次切换供向负载的供电方向。在该装置中，
(6)在将所述(1)中置于导通状态的开关元件切换至断开状态时，所述电压控制电路向反并联于所述(2)的开关元件的回流二极管的电极施加使少数载流子量增大的极性的电压。
在这里，在串联电路的中间电位点的一侧或者另一侧中形成有多个复合电路的情况下，导通状态所表示的是，在串联电路的中间电位点的一侧或者另一侧所形成的复合电路的全部开关元件均为导通状态。另外，断开状态所表示的是，在串联电路的中间电位点的一侧或者另一侧所形成的复合电路的至少一个开关元件为断开状态。
通过该供电装置，能够对在回流二极管中流有回流电流时的正向电压降进行抑制。由此能够对由于回流二极管所产生的恒定损耗进行抑制。
优选为，在将所述(6)中置于断开状态的开关元件再次切换至导通状态的正时之前，先中断向反并联于所述(2)的开关元件的回流二极管的电极施加使少数载流子量增大的极性的电压。
这种情况下，当在回流二极管中流有反向恢复电流时，能够对反向恢复电流扩大至较大值的情况进行抑制。由此能够对由于回流二极管所产生的恒定损耗进行抑制。
在本发明的供电装置中，
(7)通过在将所述(1)中被置于导通状态的开关元件切换至断开状态时，将所述(4)的开关元件维持在导通状态，从而向反并联于所述(2)的开关元件的回流二极管中流动回流电流，
优选为，在将所述(7)中被切换至断开状态的开关元件再次切换至导通状态的正时之后，由电压控制电路接着向在所述(7)中流有回流电流的回流二极管的电极，施加使回流二极管的少数载流子量增大的极性的电压。
在该情况下，当在回流二极管中流有反向恢复电流时，能够对反向恢复电流扩大至较大值的情况进行抑制。由此能够对由于回流二极管所产生的切换损耗进行抑制。
发明的效果
根据本发明，能够主动地对回流二极管的特性进行控制。当在回流二极管中流有回流电流时，通过使少数载流子量增大，并且切换至回流电流易于流动的状态，从而能够降低正向电压降，并减少恒定损耗。另外，当在回流二极管中流有反向恢复电流时，通过预先将使反向恢复电流增大的少数载流子减少，或者对在自由时会使反向恢复电流增大的少量载流子的移动进行抑制，从而能够抑制反向恢复电流的增大。由此能够减少由于反向恢复动作所产生的电力损耗。
通过与回流二极管的状态配合而对少数载流子量进行调整，从而能够减少供电装置所浪费的电力。
附图说明
图1a表示供电装置2的电路图。
图1b表示供电装置2的电路图。
图2表示时序图。
图3a表示反向导通半导体装置10的纵剖面构造。
图3b表示反向导通半导体装置10的纵剖面构造。
图4表示反向导通半导体装置10的纵剖面构造。
图5表示反向导通半导体装置10的纵剖面构造。
图6表示供电装置302的电路图。
图7表示供电装置402的电路图。
图8a为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为单相供电的示例。
图8b为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为单相供电的示例。
图8c为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为单相供电的示例。
图8d为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为单相供电的示例。
图8e为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为单相供电的示例。
图8f为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为单相供电的示例。
图9a为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图9b为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图9c为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图9d为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图9e为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图9f为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图9g为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图9h为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图9i为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图10a为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图10b为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图10c为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图10d为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图10e为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图10f为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图10g为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图10h为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图10i为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图11a为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图11b为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图11c为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图11d为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图11e为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图11f为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图11g为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图11h为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。其为三相供电的示例。
图11i为表示使用供电装置80向电动机M供电的图。为其三相供电的示例。
具体实施方式
首先对在下文中将要进行说明的实施例的特征进行整理。
(特征1)利用本发明的驱动方法进行驱动的供电装置为反转电路。
(特征2)本发明的供电装置具有多个反向导通半导体装置。反向导通半导体装置包括：具有沟槽栅电极的IGBT元件区以及具有沟槽栅电极的二极管元件区。IGBT元件区的沟槽栅电极与二极管元件区的沟槽栅电极被连接于同一个栅电压控制电路中，并被调整为相同的电位。
(特征3)反向导通半导体装置中的发射极与集电极的至少一方被分割为两部分，且被分割出的一方的电极被连接于电流检测电路上。
在图1a中，对将本发明具体化了的供电装置2进行了图示。其中使用了参照数字后接字母的记号，在下面的说明中，在字母记号被省略的情况下，所表示的是对于具有相同参照数字的部件的共通说明。
反向导通半导体装置10由绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate BipolarTransistor、以下称为IGBT)元件区22与回流二极管24一体形成。
在图3a中，对反向导通半导体装置10的剖面构造的一部分进行了图示。反向导通半导体装置10被形成在一块含有低浓度n型杂质的半导体基板上，由半导体基板上处于未加工状态的部分形成了漂移区38。在漂移区38的表面一侧上，层叠有含有低浓度p型杂质的体区36。在与体区36的表面相对的位置上，形成有含有高浓度n型杂质的发射区30。各个发射区30通过体区36，被从漂移区38隔开。与体区36的表面相对，且位于一对发射区30之间的范围内，形成有含有高浓度p型杂质的体接触区34。体接触区34与体区36导通。
以从各个发射区30的表面起，贯穿发射区30与体区36，并到达漂移区38的形式，形成有沟槽37。各个沟槽37的壁面由栅绝缘膜28覆盖，且在各个沟槽37的内侧填充有沟槽栅电极26。沟槽栅电极26的上表面由栅绝缘膜28覆盖。在反向导通半导体装置10的表面上，形成有发射极32。发射极32与发射区30和体接触区34导通。沟槽栅电极26在未图示的断面处，露出反向导通半导体装置10的表面，并被连接于栅电压控制电路18上(参照图1)。
在反向导通半导体装置10的内表面一侧上，形成有含有高浓度p型杂质的集电区44以及含有高浓度n型杂质的漂移接触区40。漂移接触区40与漂移区38导通。在反向导通半导体装置10的内表面一侧上，形成有集电极42。集电极42与集电区44和漂移接触区40导通。
在形成有集电极42的区域22中，反向导通半导体装置10作为IGBT而进行工作。在作为IGBT而进行工作的区域22中，层叠有n型集电区30、p型体区36、n型漂移区38以及p型集电区44，且形成有贯穿体区36并延伸的沟槽栅电极26，所述体区36将发射区30与漂移区38分开。
在向集电极42施加正电压并将发射极32接地的状态下，向沟槽栅电极26施加正电压时，在集电区44与发射区30之间将流有电流。将这种状态称为导通状态。在中断向沟槽栅电极26施加正电压时，在集电区44与发射区30之间将不再流有电流。将这种状态称为断开状态。在IGBT元件区22中，当向沟槽栅电极26施加正电压时，切换至导通状态，而当中断向沟槽栅电极26施加正电压时，切换至断开状态。
在形成有漂移接触区40的区域24中，反向导通半导体装置10作为回流二极管而进行工作。在作为回流二极管进行工作的区域24中，层叠有p型体接触区34、p型体区36、n型漂移区38以及n型漂移接触区40，且形成有从表面到达体区36的沟槽栅电极26。
在向发射极32施加比集电极42的正电压还高的正电压时，将形成p型体接触区34作为阳极进行工作、而n型漂移接触区40作为阴极进行工作的二极管。在p型的阳极与n型的阴极之间，形成有PIN型二极管，该PIN型二极管中形成有杂质浓度低的区域。
在向PIN型二极管24的发射极32施加比集电极42的正电压还高的正电压时，在PIN型二极管24中将流有正向电流。如果将形成低杂质浓度的I型区的体区36与漂移区38的杂质浓度提高，那么能够减小PIN型二极管24的正向电压降，但是在提高体区36与漂移区38的杂质浓度时，反向导通半导体装置10的耐压性能将下降。为了确保必需的耐压性能，不能提高体区36与漂移区38的杂质浓度，在这种情况下，PIN型二极管24的正向电压降将增大。在本实施例中，利用存在于PIN型二极管24中的沟槽栅电极26，以减小PIN型二极管24的正向电压降。
图3b图示了发射极32上被施加了比集电极42的正电压还高的正电压从而在回流二极管24中流有正向的电流106的情况，并图示了向沟槽栅电极26施加负电压的情况。在向沟槽栅电极26施加负电压时，在与沟槽栅电极26对置的范围的n型漂移区38中，将产生p型载流子46，从而沿着沟槽栅电极26将形成反转层。在向沟槽栅电极26施加负电压时，在n型漂移区38内的少数载流子量将增大。在沿着沟槽栅电极26形成有反转层的情况下，在回流二极管24通电时，能够增加从体区36向漂移区38移动的载流子量。由此，能够降低回流二极管24的正向电压降。由此能够对回流二极管24通电时的恒定损耗进行抑制。
在集电极42的电压返回到比发射极32的电压还高的状态时，在回流二极管24中将流有反向恢复电流。此时，在向沟槽栅电极26施加了负电压的状态下，当集电极42的电压返回到比发射极32的电压还高的状态时，由于集中在与沟槽栅电极26对置的范围内的空穴回到了体区36，从而反向恢复电流将增大。
当在集电极42的电压返回到比发射极32的电压还高的状态的正时之前，先中断向沟槽栅电极26施加负电压时，如图4所示，能够回到漂移区38内的少数载流子量未增加的状态，并能够从该状态起使反向恢复电流开始流动。如此，使得在集电极42的电压返回到了比发射极32的电压还高的状态时流动的反向恢复电流的大小被抑制。当在集电极42的电压返回到比发射极32的电压还高的状态的正时之前，先中断向沟槽栅电极26施加负电压时，能够对反向恢复损耗进行抑制，从而能够防止由于过大的反向恢复电流流动而破坏回流二极管。
在从发射极32向集电极42流有回流电流的状态下，当集电极42的电压返回到比发射极32的电压还高的状态时，在回流二极管24中将流有反向恢复电流。在反向恢复电流开始流动时，如果向沟槽栅电极26施加负电压，则能够抑制扩大至较大的反向恢复电流。反向恢复电流通过注入到n型漂移区38中的p型载流子(少数载流子)向体区36移动而流动。当在反向恢复电流流动的正时向沟槽栅电极26施加负电压时，如图5所示，p型载流子48将被吸引至与沟槽栅电极26对置的范围的漂移区38中。由此，p型载流子48返回到体区36的速度被减弱，从而能够对扩大至较大的反向恢复电流的情况进行抑制。
当利用参照图4或者图5而进行说明的现象而能够对扩大至较大的反向恢复电流的情况进行抑制时，也能够使反向恢复电流的变化速度受到抑制，并且能够将由于电流的变化速度而产生的浪涌电压抑制在较小程度。由此能够防止由于浪涌电压而破坏IGBT元件区22。
如图1所示，供电装置2具有：串联有反向导通半导体装置10a与10d的串联电路12a以及串联有反向导通半导体装置10b与10c的串联电路12b。串联电路12a与串联电路12b被并联。反向导通半导体装置10c、10d的集电极42被连接于直流电源8上。反向导通半导体装置10a、10b的发射极32被接地。反向导通半导体装置10d的发射极32被连接于反向导通半导体装置10a的集电极42上。反向导通半导体装置10c的发射极32被连接于反向导通半导体装置10b的集电极42上。
串联电路12a的中间电位点14a通过输出线16a而被连接于电动机线圈6的一个接线端上。串联电路12b的中间电位点14b通过输出线16b而被连接于电动机线圈6的另一个接线端上。电动机线圈6为含有电抗成分的电子负载。
反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的各个沟槽栅电极26a、26b、26c、26d被连接于栅电压控制电路18上。栅电压控制电路18对各个沟槽栅电极26a、26b、26c、26d的电压进行独立控制。
在本发明中，通过每隔一定时间，变更向反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的沟槽栅电极26a、26b、26c、26d施加的电压，从而对供电装置2供向电动机线圈6的电力进行控制。在图2的时序图中，对向反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的沟槽栅电极26a、26b、26c、26d施加的电压的变更情况进行了图示。
图2中的Va表示向反向导通半导体装置10a的沟槽栅电极26a施加的电压。图2中的Vb表示向反向导通半导体装置10b的沟槽栅电极26b施加的电压。图2中的Vc表示向反向导通半导体装置10c的沟槽栅电极26c施加的电压。图2中的Vd表示向反向导通半导体装置10d的沟槽栅电极26d施加的电压。Hi表示反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的IGBT元件区22a、22b、22c、22d的阈值电压以上的正电压，通过施加Hi电压，IGBT元件区22a、22b、22c、22d将导通。Lo表示反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的IGBT元件区22a、22b、22c、22d的阈值电压以下的电压值，通过施加Lo电压，IGBT元件区22a、22b、22c、22d将成为非导通。在本实施例中，Lo电压为栅电压控制电路18未向沟槽栅电极26施加电压时的电压。在栅电压控制电路18中断向沟槽栅电极26施加Hi电压时，沟槽栅电极26上将被施加Lo电压。
Re表示与反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的IGBT元件区22a、22b、22c、22d的阈值电压极性相反的电压(即为负电压)，且表示具有阈值电压值以上的绝对值的负电压。通过施加Re电压，反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的IGBT元件区22a、22b、22c、22d将成为非导通，且反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的回流二极管24a、24b、24c、24d的内部的少数载流子量将被变更。图2中的Ia表示在反向导通半导体装置10a中向图1中的箭头110的方向流动的电流量。图2中的Ib表示在反向导通半导体装置10b中向图1中的箭头112的方向流动的电流量。图2中的Ie表示在电动机线圈6中向图1中的箭头114的方向流动的电流量。
图2表示的是，将反向导通半导体装置10a的IGBT元件区22a常时置于导通状态，并对反向导通半导体装置10c的IGBT元件区22c在导通状态与断开状态之间进行切换的状态。通过将反向导通半导体装置10a与反向导通半导体装置10c置于导通状态，从而使电动机线圈6中流有箭头114方向的电流。通过对反向导通半导体装置10c的IGBT元件区22c在导通状态与断开状态之间进行切换，从而能够对在电动机线圈6中流动的有效电流值进行调整。如果将反向导通半导体装置10c的IGBT元件区22c置于导通状态的时间延长，并将置于断开状态的时间缩短，那么有效电流值将被调大。如果将反向导通半导体装置10c的IGBT元件区22c置于导通状态的时间缩短，并将置于断开状态的时间延长，那么有效电流值将被调小。通过将反向导通半导体装置10c的IGBT元件区22c常时置于导通状态，并对反向导通半导体装置10a的IGBT元件区22a在导通状态与断开状态之间进行切换，也能够对有效电流值进行调整。
虽然在图2中没有图示，但也存在将反向导通半导体装置10b的IGBT元件区22b常时置于导通状态，并对反向导通半导体装置10d的IGBT元件区22d在导通状态与断开状态之间进行切换的状态。通过将反向导通半导体装置10b与反向导通半导体装置10d置于导通状态，从而在电动机线圈6中流有与箭头114相反方向的电流。如果将反向导通半导体装置10d的IGBT元件区22d置于导通状态的时间沿长，并将置于断开状态的时间缩短，那么有效电流值将被调大。如果将反向导通半导体装置10d的IGBT元件区22d置于导通状态的时间缩短，并将置于断开状态的时间延长，那么有效电流值将被调小。通过将反向导通半导体装置10d的IGBT元件区22d常时置于导通状态，并对反向导通半导体装置10b的IGBT元件区22b在导通状态与断开状态之间进行切换，也能够对有效电流值进行调整。
在由图2中的T1所表示的第1阶段中，如图1a所示，将串联电路12a的一侧(此时为低电压一侧)的反向导通半导体装置10a置于导通状态，将串联电路12a的另一侧(此时为高电压一侧)的反向导通半导体装置10d置于断开状态，而将串联电路12b的一侧(低电压一侧)的反向导通半导体装置10b置于断开状态，将串联电路12b的另一侧(高电压一侧)的反向导通半导体装置10c置于导通状态。即，向反向导通半导体装置10a的沟槽栅电极26a以及反向导通半导体装置10c的沟槽栅电极26c施加Hi电压。另外，向反向导通半导体装置10b的沟槽栅电极26b以及反向导通半导体装置10d的沟槽栅电极26d施加Lo电压。由此，电流100从直流电源8流过反向导通半导体装置10c与电动机线圈6以及反向导通半导体装置10a。在该状态下，反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的回流二极管24a、24b、24c、24d上被施加有反向电压。因此，在第1阶段(图2中的T1期间)中，电流不会流过回流二极管24a、24b、24c、24d。如图3a所示，在反向导通半导体装置10a、10c的IGBT元件区22a、22c中流有电流104。
接下来，在转移至由图2中的T2所表示的第2阶段时，将在此之前置于导通的反向导通半导体装置10c的IGBT元件区22c切换至断开。反向导通半导体装置10b与反向导通半导体装置10d维持断开状态。
由于电动机线圈6含有电抗成分，所以在图1a所示的电流100停止时，如图1b所示，在电动机线圈6中产生要使回流电流102向与电流100相同的方向流动的电动势。在第2阶段中，流有电流100的反向导通半导体装置10a上被施加Hi电压，如图1b所示，回流电流102通过反向导通半导体装置10a的IGBT元件区22a流向低电位4一侧。此后，回流电流102通过反向导通半导体装置10b的回流二极管24b流向电动机线圈6。如图3b所示，在反向导通半导体装置10b的回流二极管24b中流有电流106。
在另一方面，在反向导通半导体装置10d中未流有回流电流。这是因为反向导通半导体装置10c的IGBT元件区22c被断开。
当在此之前置于导通的反向导通半导体装置(此时为10c)被断开时，在被连接于与之相同的串联电路(此时为12b)的反向导通半导体装置(准确来说，是隔着中间电位点14而位于相反一侧的反向导通半导体装置，此时为10b)的回流二极管24中，流有回流电流102。
在本发明的驱动方法与供电装置中，栅电压控制电路18向流有回流电流的反向导通半导体装置10b施加负电压(Re电压)。通过向反向导通半导体装置10b施加Re电压，从而如图3b所示，在含有低浓度的n型杂质的漂移区38中与沟槽栅电极26相对的区域中，将产生p型载流子46。由此，在与沟槽栅电极26相对的漂移区38中，将形成有反转层。当在漂移区38中形成有反转层时，能够增加从体区36注入到漂移区38中的p型载流子量。由此，能够降低在回流二极管24b中的正向电压降。从而能够对来自回流二极管24b的恒定损耗进行抑制。
在第2阶段中向反向导通半导体装置10b的沟槽栅电极26施加负电压(Re电压)的正时ta，其也可以与中断向反向导通半导体装置10c的沟槽栅电极26施加正电压的正时同步。栅电压控制电路18决定将反向导通半导体装置10c从导通置于断开、从断开置于导通的正时，以得到被调整后的有效电流。也可以与中断向反向导通半导体装置10c的沟槽栅电极26施加正电压并从导通切换至断开的正时同步地，向导通半导体装置10b的沟槽栅电极26施加负电压(Re电压)。
各个反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d具有多个发射区30，且该发射区30被分割成两部分。大部分的发射区30导通的发射极32，以构成图1中的电路的方式而被连接。少数的发射区30导通的发射极32，虽然未在图1中表示，但其被连接于电流计测电路上。预先知道在被分割为两部分的发射区30中流动的电流的比率，如果对在少数的发射区30为导通的发射极32中流动的电流进行计测，那么就能够对在大部分的发射区30为导通的发射极32中流动的电流进行计算。
此时，也可以对在反向导通半导体装置10b中开始流有回流电流的正时进行计测，并在开始流有回流电流的正时向反向导通半导体装置10b的沟槽栅电极26b施加负电压(Re电压)。
在第2阶段中，并不是向反向导通半导体装置10b继续施加已经施加了的负电压(Re电压)，而是优选为，在将暂时置于断开的反向导通半导体装置10c再次置于导通之前，先中断向反向导通半导体装置10b施加负电压(Re电压)。在图2所示的情况下，优选为，在将暂时置于断开的反向导通半导体装置10c再次置于导通的正时td之前的正时tb，中断向反向导通半导体装置10b施加负电压(Re电压)。从正时tb到正时td的时间tv优选为，按照反向导通半导体装置10的回流二极管的特性而预先决定。
假如，在向反向导通半导体装置10b施加了负电压(Re电压)的状态下发射极32的电压比集电极42的电压更低时，在反向导通半导体装置10b中将流有较大的反向恢复电流。这是因为，当在向沟槽栅电极26施加了负电压的状态下，集电极42的电压返回到比发射极32的电压更高的状态时，由于集中在与沟槽栅电极26对置的范围内的空穴将回到体区36中从而使反向恢复电流增大。
在本实施例中，在集电极42的电压返回到比发射极32的电压更高的状态的正时(即正时td)之前的正时(即正时tb)，中断向沟槽栅电极26施加负电压。因此，如图4所示，能够返回到漂移区38内的少数载流子量未增加的状态，且反向恢复电流能够从该状态起开始流动。因此，能够将在集电极42的电压返回到了比发射极32的电压更高的状态时流动的反向恢复电流的大小抑制在较小程度。当在集电极42的电压返回到比发射极32的电压更高的状态的正时(即时刻td)之前的正时(即时刻tb)，中断向沟槽栅电极26施加负电压时，能够对反向恢复损耗进行抑制，并且能够防止因流有过大的反向恢复电流而导致回流二极管损坏的情况。
接下来，在转移至由图2中的T3所表示的第3阶段时，向反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的沟槽栅电极26a、26b、26c、26d施加与第1阶段相同条件的电压。即，在第2阶段T2中暂时被断开的反向导通半导体装置10c再次被导通。由此，如图1a所示，电流100从直流电源8流过反向导通半导体装置10c、电动机线圈6、反向导通半导体装置10a。与此同时，此前在回流二极管24b流有回流电流的反向导通半导体装置10b中，在回流二极管24b中开始流有反向恢复电流。
当在从发射极32向集电极42流有回流电流的状态下，返回到集电极42的电压比发射极32的电压更高的状态时，在回流二极管24中将流有反向恢复电流。在反向恢复电流开始流动时，如果向沟槽栅电极26施加负电压，则能够抑制扩大至较大的反向恢复电流。反向恢复电流通过被注入到n型漂移区的p型载流子(少数载流子)向体区36的移动而流动。当在反向恢复电流流动的正时(即，紧接着正时td的正时，在本实施例中为tc的正时)向沟槽栅电极26施加负电压时，如图5所示，p型载流子48将被吸引至与沟槽栅电极26对置的范围的漂移区38中。由此p型载流子48回到体区36的速度将被减弱，从而能够对扩大至较大的反向恢复电流的情况进行抑制。
在能够利用参照图4或者图5而说明的现象对扩大至较大的反向恢复电流的情况进行抑制时，也能够对反向恢复电流的变化速度进行抑制，并且能够将因电流的变化速度而产生的浪涌电压抑制在较小程度。另外，还能够防止因浪涌电压而损坏IGBT 22的情况。
下面对参照图4或者图5而说明了的现象进行说明。在积累有较多的于反向恢复时向体区36移动的p型载流子的情况(未利用参照图4而说明了的现象的情况)下，或者，在大量的p型载流子从漂移区向体区36移动的情况(未利用参照图5而说明了的现象的情况)下，将流有图2中的虚线200所示的较大的反向恢复电流，从而产生虚线202所示的较大的浪涌电压。在本实施例中，如实线所示，防止了反向恢复电流扩大至较大的值的情况，从而防止了产生较大的浪涌电压的情况。
优选为，在向第3阶段中反向导通半导体装置10b施加负电压(Re电压)的正时tc对电流Ib进行计侧，且在反向恢复电流开始流动的正时，施加负电压(Re电压)。代替这种方式，也可以预先求出从使反向导通半导体装置10c恢复至导通的状态的正时td起到反方向的电流开始在反向导通半导体装置10b中流动的正时tc为止的时间差tw，并基于该时间差tw向反向导通半导体装置10b施加负电压(Re电压)。由此，能够在回流二极管24b中开始流有反向恢复电流的正时，向反向导通半导体装置10b施加Re电压。
在图6中图示了本实施例的栅电压控制电路318的框图、与被栅电压控制电路318所驱动的供电装置302。供电装置302为图1所示的供电装置2的一种示例。栅电压控制电路318具有CPU52、输出电压产生单元54以及输出端口56。CPU52被连接于输出电压产生单元54上，输出电压产生单元54通过输出端口56而分别独立地连接在全部的输出线。输出端口56的输出线被连接于反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d的沟槽栅电极26a、26b、26c、26d上。
在CPU52的规定区域中，预先存储有按照图2所示的时序图来驱动供电装置2的程序。CPU52在驱动开始时读取该程序，从而在开始驱动的同时对自驱动开始起的经过时间进行测定。在开始驱动时，按照自驱动开始起的经过时间，CPU52通过输出电压产生单元54而向沟槽栅电极26a、26b、26c、26d施加电压。通过按照图2所示的时序图来向沟槽栅电极26a、26b、26c、26d施加Hi电压或者Lo电压或者Re电压，从而能够利用本发明的驱动方法而对电力损耗进行抑制。
优选为，本发明的栅电压控制电路18还具有输入端口。
在图7中图示了还具有输入端口58的栅电压控制电路418的框图以及被栅电压控制电路418所驱动的供电装置402。如图7所示的供电装置402，被连接于反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d，并且还具有能够对反向导通半导体装置10a、10b、10c、10d中流动的电流值进行测定的电流测定元件60a、60b、60c、60d。在电流测定元件60a、60b、60c、60d中，形成有将传递电流值的信号向外部输出的输出端子62a、62b、62c、62d。另外，在图7所示的栅电压控制电路418中，形成有输入端口58，且该输入端口58被连接于输出端子62。CPU52通过输入端口58分别独立地连接在全部的输入线。CPU52在通过输出电压产生单元54向沟槽栅电极26a、26b、26c、26d施加电压时，能够在对应于来自电流测定元件60a、60b、60c、60d的输出的准确正时施加电压。
虽然在上文中，对图8中所例示的单相的情况进行了说明，但是本发明在图9到图11中所例示的三相的情况下也有效。其并不限定于供电电路的相数。
以上，虽然对本发明的具体示例进行了详细说明，但这些只不过是示例而并不是对权利要求的范围的限定。另外，在本说明书或者附图中进行说明的技术要素，是单独或者以各种组合的形式来发挥技术上的有用性的，其并不限定于申请时权利要求中记载的组合。另外，在本说明书或者附图中所例示的技术为，可以同时达成多个目的的技术，且达成其中一个目的本身也具有技术上的有用性。

Claims (13)

1.一种供电装置的驱动方法，该供电装置由多个在同一块半导体基板上并存IGBT元件区与二极管元件区的反向导通半导体装置组合而构成，所述驱动方法的特征在于，
在IGBT元件区中，层叠有发射区、体区、漂移区以及集电区，并且形成有贯穿体区并延伸的沟槽栅电极，其中，所述体区将发射区与漂移区分开，
在二极管元件区中，层叠有体接触区、体区、漂移区以及漂移接触区，并且形成有从半导体基板的表面延伸至漂移区的沟槽栅电极，
在将IGBT元件区切换至导通状态而进行供电时，向反向导通半导体装置的至少IGBT元件区的沟槽栅电极施加第1极性电压，
在通过将该IGBT元件区切换至断开状态从而使回流电流在其他反向导通半导体装置的二极管元件区中流动时，向流有该回流电流的反向导通半导体装置的至少二极管元件区的沟槽栅电极施加第2极性电压。
2.如权利要求1所述的驱动方法，其特征在于，
在将所述IGBT元件区再次切换至导通状态之前，先中断向所述其他反向导通半导体装置的至少二极管元件区的沟槽栅电极施加第2极性电压。
3.一种供电装置的驱动方法，该供电装置由至少三个以上的、在同一块半导体基板上并存IGBT元件区与二极管元件区的反向导通半导体装置组合而构成，所述驱动方法的特征在于，
在IGBT元件区中，层叠有发射区、体区、漂移区以及集电区，并且形成有贯穿体区并延伸的沟槽栅电极，其中，所述体区将发射区与漂移区分开，
在二极管元件区中，层叠有体接触区、体区、漂移区以及漂移接触区，并且形成有从半导体基板的表面延伸至漂移区的沟槽栅电极，
在将至少两个IGBT元件区切换至导通状态而进行供电时，向两个反向导通半导体装置的至少IGBT元件区的沟槽栅电极施加第1极性电压，其中，所述两个反向导通半导体装置分别具有该两个IGBT元件区中的一个且处于被相互并联的不同串联电路中，
通过将所述两个IGBT元件区中的一个IGBT元件区切换至断开状态，并将另一个IGBT元件区维持在导通状态，从而使回流电流在第3反向导通半导体装置的二极管元件区中流动，其中，所述第3反向导通半导体装置与具有所述一个IGBT元件区的反向导通半导体装置处于相同串联电路中，
在将所述一个IGBT元件区再次切换至导通状态之后，向所述第3反向导通半导体装置的至少二极管元件区的沟槽栅电极施加第2极性电压。
4.一种供电装置，与电源及负载相连接从而向负载供应电力，其特征在于，
具有：并联电路，其并联有多个由两个反向导通半导体装置串联而成的串联电路；栅电压控制电路，其对施加于各反向导通半导体装置的栅电极的栅电压进行控制，
各并联电路被连接在电源的第1接线端与第2接线端之间，
各串联电路的反向导通半导体装置之间的中间电位点被连接于负载上，
各反向导通半导体装置具有开关元件以及反并联于开关元件的回流二极管，并具有如下特性，即，当向栅电极施加第1极性电压时，开关元件被切换至导通状态，并且，当向栅电极施加第2极性电压时，回流二极管的少数载流子量将增大，
(A)栅电压控制电路以下述条件，对施加于各栅电极的栅电压进行控制，即，
(1)栅电压控制电路向一个串联电路的中间电位点的第1接线端一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压，
(2)栅电压控制电路不向所述(1)之串联电路的中间电位点的第2接线端一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压，
(3)栅电压控制电路不向至少一个其他串联电路的中间电位点的第1接线端一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压，
(4)栅电压控制电路向所述(3)之串联电路的中间电位点的第2接线端一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压，
通过上述条件而向负载供应电力，
(B)栅电压控制电路通过逐次切换向第1接线端一侧的反向导通半导体装置的栅电极施加第1极性电压的串联电路，从而逐次切换供向负载的供电方向，
(C)并且，栅电压控制电路在中断向所述(1)中被施加第1极性电压的栅电极施加第1极性电压时，进一步向所述(2)的栅电极施加第2极性电压。
5.如权利要求4所述的供电装置，其特征在于，
与在所述(C)中中断向栅电极施加第1极性电压的正时同步，向所述(2)的栅电极施加第2极性电压。
6.如权利要求4所述的供电装置，其特征在于，
栅电压控制电路对在所述(2)的反向导通半导体装置中流动的电流量进行计测，
与电流开始在所述(2)的反向导通半导体装置中流动的正时同步，向所述(2)的栅电极施加第2极性电压。
7.如权利要求4所述的供电装置，其特征在于，
栅电压控制电路，对在所述(C)中中断了第1极性电压施加的栅电极，再次施加第1极性电压的正时之前，先中断向所述(2)的栅电极施加第2极性电压。
8.如权利要求5所述的供电装置，其特征在于，
栅电压控制电路，对在所述(C)中中断了第1极性电压施加的栅电极，再次施加第1极性电压的正时之前，先中断向所述(2)的栅电极施加第2极性电压。
9.如权利要求6所述的供电装置，其特征在于，
栅电压控制电路，对在所述(C)中中断了第1极性电压施加的栅电极，再次施加第1极性电压的正时之前，先中断向所述(2)的栅电极施加第2极性电压。
10.一种供电装置，与电源及负载相连接从而向负载供应电力，其特征在于，
具有：并联电路，其并联有多个由两个反向导通半导体装置串联而成的串联电路；栅电压控制电路，其对施加于各反向导通半导体装置的栅电极的栅电压进行控制，
各并联电路被连接在电源的第1接线端与第2接线端之间，
各串联电路的反向导通半导体装置之间的中间电位点被连接于负载上，
各反向导通半导体装置具有开关元件以及反并联于开关元件的回流二极管，并具有如下特性，即，当向栅电极施加第1极性电压时，开关元件被切换至导通状态，并且，当向栅电极施加第2极性电压时，回流二极管的少数载流子量将增大，
(A)栅电压控制电路以下述条件，对施加于各栅电极的栅电压进行控制，即，
(1)栅电压控制电路向一个串联电路的中间电位点的第1接线端一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压，
(2)栅电压控制电路不向所述(1)之串联电路的中间电位点的第2接线端一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压，
(3)栅电压控制电路不向至少一个其他串联电路的中间电位点的第1接线端一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压，
(4)栅电压控制电路向所述(3)之串联电路的中间电位点的第2接线端一侧的反向导通半导体装置的栅电极，施加第1极性电压，
通过上述条件而向负载供应电力，
(B)栅电压控制电路通过逐次切换向第1接线端一侧的反向导通半导体装置的栅电极施加第1极性电压的串联电路，从而逐次切换供向负载的供电方向，
(D)并且，栅电压控制电路通过在中断向所述(1)中被施加第1极性电压的栅电极施加第1极性电压时，继续向所述(4)的栅电极施加第1极性电压，从而使回流电流在所述(2)的反向导通半导体装置的回流二极管中流动，
(E)栅电压控制电路，在向所述(D)中中断了施加第1极性电压的栅电极再次施加第1极性电压的正时之后，接着向所述(D)中流有回流电流的反向导通半导体装置的栅电极施加第2极性电压。
11.一种供电装置，与电源及负载相连接从而向负载供应电力，其特征在于，
具有：并联电路，其并联有多个由多个复合电路串联而成的串联电路；切换电路，其对各复合电路的开关元件的导通状态与断开状态进行切换；电压控制电路，其对施加于各复合电路的回流二极管的电极上的电压进行控制，
各并联电路被连接在电源的第1接线端与第2接线端之间，
各串联电路的复合电路之间的中间电位点被连接于负载上，
各复合电路具有开关元件和根据所施加的电压而使少数载流子量增大的电极，并具有反并联于开关元件的回流二极管，
(A)所述切换电路以下述条件对各开关元件的状态进行切换，即，
(1)所述切换电路将一个串联电路的中间电位点的第1接线端一侧的开关元件置于导通状态，
(2)所述切换电路将所述(1)之串联电路的中间电位点的第2接线端一侧的开关元件置于断开状态，
(3)所述切换电路将至少一个其他串联电路的中间电位点的第1接线端一侧的开关元件置于断开状态，
(4)所述切换电路将所述(3)之串联电路的中间电位点的第2接线端一侧的开关元件置于导通状态，
通过上述条件而向负载供应电力，
(B)所述切换电路通过逐次切换将中间电位点的第1接线端一侧的开关元件置于导通状态的串联电路，从而逐次切换供向负载的供电方向，
(C)在将所述(1)中被置于导通状态的开关元件切换至断开状态时，所述电压控制电路向反并联于所述(2)的开关元件上的回流二极管的电极，施加使少数载流子量增大的极性电压。
12.如权利要求11所述的供电装置，其特征在于，
在将所述(C)中置于断开状态的开关元件再次切换至导通状态的正时之前，所述电压控制电路中断向反并联于所述(2)的开关元件上的回流二极管的电极施加使少数载流子量增大的极性电压。
13.一种供电装置，与电源及负载相连接从而向负载供应电力，其特征在于，
具有：并联电路，其并联有多个由多个复合电路串联而成的串联电路；切换电路，其对各复合电路的开关元件的导通状态与断开状态进行切换；电压控制电路，其对施加于各复合电路的回流二极管的电极上的电压进行控制，
各并联电路被连接在电源的第1接线端与第2接线端之间，
各串联电路的复合电路之间的中间电位点被连接于负载上，
各复合电路具有开关元件和根据所施加的电压而使少数载流子量增大的电极，并具有反并联于开关元件的回流二极管，
(A)所述切换电路以下述条件对各开关元件的状态进行切换，即，
(1)所述切换电路将一个串联电路的中间电位点的第1接线端一侧的开关元件置于导通状态，
(2)所述切换电路将所述(1)之串联电路的中间电位点的第2接线端一侧的开关元件置于断开状态，
(3)所述切换电路将至少一个其他串联电路的中间电位点的第1接线端一侧的开关元件置于断开状态，
(4)所述切换电路将所述(3)之串联电路的中间电位点的第2接线端一侧的开关元件置于导通状态，
通过上述条件而向负载供应电力，
(B)所述切换电路通过逐次切换将中间电位点的第1接线端一侧的开关元件置于导通状态的串联电路，从而逐次切换向负载的供电方向，
(D)所述切换电路通过在将所述(1)中被置于导通状态的开关元件切换至断开状态时，将所述(4)的开关元件维持在导通状态，从而使回流电流在反并联于所述(2)的开关元件上的回流二极管中流动，
在所述切换电路将所述(D)中被切换至断开状态的开关元件再次切换至导通状态的正时之后，所述电压控制电路接着向在所述(D)中流有回流电流的回流二极管的电极，施加使回流二极管的少数载流子量增大的极性电压。
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