CN101777825B - 电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的电源装置，不采用专用的感温元件，而采用肖特基势垒二极管(SBD)进行过热保护。该过热保护电路在直流电源装置(1A)中，使由与整流二极管(D51A)热耦合的肖特基势垒二极管(SBD)(D51B)的温度引起的反向漏电流(Ir)流入到输出电压检测电路(10A)内的光耦合器(PC1)。由此，当肖特基势垒二极管(SBD)(D51B)的反向漏电流(Ir)增大时(整流二极管(D51A)的温度由于过载而上升时)，使输出电压检测电路(10A)的反馈信号增大，使输出电压降低，从而进行直流电源装置(1A)的过热保护。

Description

电源装置
本发明是申请日为2006年12月15日、申请号为200610168018.8、发明名称为“电源装置的过热保护电路以及直流电源装置”专利申请的分案申请
技术领域
本发明涉及电源装置的过热保护电路以及直流电源装置，特别涉及开关电源装置(DC-DC转换器)等的过热保护电路。
本申请要求2005年12月20日在日本申请的特愿2005-366293号的优先权，并引用其内容。
背景技术
关于电源装置(例如，开关电源装置等)，其重要的课题是绝对避免发生引起火灾的冒烟、冒火。作为用于防止发生这些情况的方法，设置了过热保护电路(过载保护电路)。
以往的电源装置的过热保护多采用恒温器、热变阻器、正温度系数热敏电阻等昂贵的专用感温元件来进行。由于使用数量少以及需要细致地管理温度，因此这些部件存在价格昂贵的缺点。为此，本申请人在先前进行的关于电源装置的申请(国际专利申请PCT/JPO3/10221)中，提出了采用肖特基势垒二极管(SBD)的、廉价的过热保护方法。以下，就此进行说明。
图4是先前申请的电源装置的过热保护电路的例子。在图4所示的直流电源装置2中，通过二极管电桥DB1和电容器C1对交流电源AC进行整流、滤波，而获得直流电流。通过开关元件Q1对该直流电源进行开关，并将其施加到变压器T的初级侧线圈P。
变压器T，在开关元件Q1导通时积蓄磁能，而在开关元件Q1截止时将所积蓄的磁能从变压器T的次级侧线圈S释放出来。该能量被整流二极管D51A和电容器C51整流、滤波，作为直流电压提供给负载。
开关元件Q1通过控制电路CONT的栅极控制端子G进行导通/截止控制。电阻R1是使控制电路CONT启动的启动电阻，在接通AC电源时，对控制电源用电容器C2进行充电而启动控制电路CONT。在控制电路CONT启动后，开关元件Q1开始进行导通/截止。由此，在变压器T的控制线圈C上产生电压，并通过二极管D4和电容器C2进行整流、滤波，维持控制电路CONT的控制电源。
控制电路CONT具有反馈端子(FB)。通过由电阻R52、R53、R54、并联稳压器Z51、电容器C52和光耦合器PC1(由发光二极管PC1-D和受光晶体管PC1-TR构成的光耦合器)构成的输出电压检测电路10，检测电容器C51的输出电压，其误差信号通过光耦合器PC1，输入到控制电路CONT的FB端子。根据该误差信号，对开关元件Q1进行PWM控制，且使输出电压保持恒定。
此外，控制电路CONT具有过电压闩锁电路。当电容器C51的输出电压成为过电压时，通过由齐纳二极管D52、电阻R51和光耦合器PC2(由发光二极管PC2-D和受光晶体管PC2-TR构成的光耦合器)构成的过电压检测电路11，检测过电压，其检测信号通过PC2，输入到控制电路CONT的过电压检测端子(OVP)。
通过向过电压检测端子(OVP)施加高电平电压，控制电路CONT内部的触发电路被置位，从而断开由控制电路CONT的栅极控制端子G输出的开关元件Q1的驱动信号。由此，过电压闩锁电路起作用，开关元件Q1的驱动信号断开，电源装置安全地关机。此外，控制电路CONT通过从启动电阻R1提供的微弱电流来维持关机。
本申请人先前所提出的这种电源装置的过热保护是利用了肖特基势垒二极管(SBD)D51B的反向漏电流Ir，使过电压检测电路11动作，使电源装置关机的。例如，将与输出整流二极管D51A热耦合的过热保护用的肖特基势垒二极管(SBD)D51B与过电压检测用的齐纳二极管D52进行了并联连接。
由此，当直流电源装置2成为过热状态(过载状态)，输出整流二极管D51A发热时，与D51A热耦合的肖特基势垒二极管(SBD)D51B也变成同样的温度，反向漏电流Ir增加。D51B的反向漏电流Ir流过光耦合器PC2的发光二极管PC2-D，与过电压检测状态相同的信号通过PC2的受光晶体管PC2-TR，输入到控制电路CONT的OVP端子，直流电源装置2被关机。
与一般的PN结二极管相比，肖特基势垒二极管(SBD)D51B高温时的反向漏电流Ir较大。漏电流急剧增加的温度为结温度120℃左右。通过检测肖特基势垒二极管(SBD)的漏电流，可在一般的PN结半导体元件处于危险状态之前，切实地进行过热保护。
仅向特别是具有多个输出的电源装置的每个输出添加一个肖特基势垒二极管(SBD)，即可构成该电路。因此，可对每个输出特别廉价地设置过热保护电路。此外，虽然是使输出整流二极管D51A与肖特基势垒二极管D51B热耦合，但是通过一体成型，可使热耦合更加密切。可采用TO-220封装体或TO-3P封装体等容易地构成。
如上所述，在图4所示的直流电源装置的过热保护电路中，利用肖特基势垒二极管(SBD)D51B的反向漏电流Ir，使过电压检测电路11动作，从而使直流电源装置2关机。该过热保护电路可通过仅向特别是具有多个输出的电源装置的每个输出添加一个肖特基势垒二极管来构成。由此，可对每个输出特别廉价地设置过热保护电路。
但是，在图4所示的过热保护电路的结构例中，是利用设置在变压器T的次级侧的过电压检测电路11，进行过热保护的。但在需要更进一步廉价地构成电源装置时，在变压器T的初级侧进行过电压检测的情况较多。为此，希望提供即使在变压器T的次级侧(输出侧)没有过电压检测电路的情况下，也可廉价地构成采用了肖特基势垒二极管(SBD)的过热保护电路的方法。
发明内容
本发明就是为了解决该课题而做出的，其目的在于，提供一种在不采用昂贵的专用感温元件而采用廉价的肖特基势垒二极管来进行过热保护的电路中，变压器的次级侧(输出侧)没有过电压检测电路时的保护方法，并且提供可削减昂贵的光耦合器、降低成本的电源装置的过热保护电路以及直流电源装置。
本发明就是为了解决上述课题而做出的，本发明的电源装置的过热保护电路，检测由肖特基势垒二极管(SBD)的温度引起的反向漏电流的变化来进行电源装置的过热保护，在将上述电源装置的输出控制在规定的电压或电流的输出反馈电路中，设置检测上述肖特基势垒二极管(SBD)的反向漏电流的变化的单元，当上述SBD的反向漏电流增大时，通过上述输出反馈电路使输出电压或输出电流降低，限制输出功率。
根据这样的结构，当在电源装置的过热保护电路中不使用专用感温元件而使用肖特基势垒二极管来进行过热保护时，在将输出控制在规定的电压或电流的输出反馈电路内，检测肖特基势垒二极管(SBD)的反向漏电流的变化。并且，当电源装置过热，SBD所检测的温度(附设有SBD的电源装置内的部件的温度)上升，SBD的反向漏电流增大时，使输出电压或输出电流降低。
由此，在输出电压控制型或输出电流控制型的电源装置中，可利用输出反馈电路来进行过热保护。所以，可提供在开关电源装置等中变压器的次级侧没有过电压检测电路时的保护方法，并且可减少使用部件的数量，从而降低成本。例如，可削减用于变压器的次级侧的过电压检测电路的昂贵的光耦合器，从而降低成本。
此外，本发明的实施方式所涉及的电源装置的过热保护电路，设置有将上述肖特基势垒二极管(SBD)的反向漏电流的信号与上述输出反馈电路的输出电压或输出电流检测信号相加的单元，在上述SBD的反向漏电流增大时，通过上述输出反馈电路来降低输出电压或输出电流，从而限制输出功率。
根据这样的结构，将肖特基势垒二极管(SBD)的温度引起的反向漏电流的信号与反馈电路内的输出电压或输出电流的检测信号相加，由此，在由SBD检测的温度(附设有SBD的电源装置内的部件的温度)上升，SBD的反向漏电流增大时，与反馈电路内的输出电压或输出电流的检测信号增加时一样，进行动作，使得降低电源装置的输出电压或输出电流。
由此，在输出电压控制型或输出电流控制型的电源装置中，可利用输出反馈电路来进行过热保护。所以，可提供在开关电源装置等中变压器的次级侧没有过电压检测电路时的保护方法，并且可减少使用部件的数量，从而降低成本。例如，可削减用于变压器的次级侧的过电压检测电路的昂贵的光耦合器，从而降低成本。
此外，本发明的实施方式所涉及的电源装置的过热保护电路构成为：在除了启动以外的正常运行中，向电源装置内的控制电路供电的控制电源的电压与输出电压大致成正比，在通过过热保护电路检测过热状态并限制了输出功率时，上述控制电源的电压也受到限制，在输出功率受到限制时，上述控制电路停止或反复进行启动、停止来保护电源装置不过热。
根据这样的结构，输出电压降低，使得控制电源的电压也同时降低，控制电路由于控制电源的功率不足而停止，电源装置暂时停止。此后，经过规定的再启动时间，控制电路再次启动，电源装置也再次启动。在此，如果电源装置再次启动且过热状态(过载状态)解除，电源装置则正常运行。如果过热状态未解除，电源装置则再次暂时停止。此后，反复进行该动作。
由此，在输出电压控制型或输出电流控制型的电源装置成为过热状态时，可利用输出反馈电路限制输出功率，并且降低控制电源的电压，暂时停止控制电路来进行过热保护。当过热状态解除时，则可自动地再次启动。
此外，本发明的实施方式所涉及的电源装置的过热保护电路的电源装置是开关电源装置，其包括：变压器，其初级侧线圈与直流电源相连接，至少具有初级侧线圈和次级侧线圈；开关元件，其与上述变压器的初级侧线圈串联连接，用于使电流从上述直流电源流向上述变压器的初级线圈；整流滤波电路，其与上述变压器的次级侧线圈相连接；以及上述整流滤波电路的输出反馈电路；对上述开关元件进行导通截止控制，并且根据来自上述输出反馈电路的反馈信号进行控制，使得输出电压或输出电流成为规定值；上述肖特基势垒二极管(SBD)设置成与上述整流滤波电路的整流二极管进行热耦合。
根据这样的结构，在对与变压器的初级侧线圈串联连接的开关元件进行导通截止控制，并通过与变压器的次级侧线圈连接的整流滤波电路向负载供电的开关电源装置中，与次级侧线圈的整流滤波电路的整流二极管热耦合地配置肖特基势垒二极管(SBD)。例如，收纳在同一封装体中。
由此，在输出电压控制型或输出电流控制型的开关电源装置中，可容易地检测开关电源装置的过热状态(过载状态)，且利用输出反馈电路进行过热保护。
此外，本发明的直流电源装置为输出规定直流电压或规定直流电流的开关电源装置，具有上述的过热保护电路。
根据这样的结构，使输出电压控制型或输出电流控制型的开关电源装置具有上述的过热保护电路。
由此，在输出电压控制型或输出电流控制型的开关电源装置中，可利用输出反馈电路进行过热保护。所以，可提供变压器的次级侧没有过电压检测电路时的保护方法，并且可减少使用部件的数量，降低成本。例如，可削减用于变压器的次级侧的过电压检测电路的昂贵的光耦合器，从而降低成本。
附图说明
图1是表示本发明的电源装置的过热保护电路的第一实施方式的图。
图2是表示本发明的电源装置的过热保护电路的第二实施方式的图。
图3是表示本发明的电源装置的过热保护电路的第三实施方式的图。
图4是表示以往的电源装置的过热保护电路的例子的图。
具体实施方式
以下参照附图，对本发明的最佳实施方式进行详细说明。
【第一实施方式】
图1是表示本发明的电源装置的过热保护电路的第一实施方式的图，是将本发明应用于直流电源装置(DC-DC转换器)1A的例子。在图4所示的过热保护电路的结构例中，是利用设置在变压器T的次级侧的过电压检测电路11来进行过热保护的，而在图1所示的过热保护电路1A中，是利用输出电压检测电路(输出电压的反馈电路)10A来进行过热保护的。
当要廉价构成电源装置时，多在变压器T的初级侧进行过电压检测，在图1所示的结构例中，使用初级侧的控制电路CONT的过电压检测端子OVP的阈值电压进行输出电压的过电压检测。即，利用变压器的次级侧线圈S的输出电压与控制线圈C的输出电压大致成正比例，通过检测控制电路CONT的控制电源(由线圈C、二极管D4和电容器C2构成的控制电源)的电压，来进行过电压检测。由此，可删除在图4所示的结构例中使用的变压器T的次级侧的过电压检测电路11和光耦合器PC2。
在图1所示的直流电源装置1A的过热保护电路中，使过热保护用的肖特基势垒二极管(SBD)D51B的反向漏电流Ir流入恒定电压控制用的光耦合器PC1。
由此，当直流电源装置1A中的整流二极管D51A过热时，与整流二极管D51A热耦合的肖特基势垒二极管(SBD)D51B的反向漏电流Ir增大，该反向漏电流Ir流入光耦合器PC1，基于输出电压检测电路10A的反馈控制，使得输出电压降低。
输出电压的降低，使得输出电流也降低了，过热状态解除。此外，根据负载条件，输出电压显著下降，同时，控制电源(线圈C、二极管D4和电容器C2构成的控制电源)的电压也显著下降，控制电路CONT由于控制电源的功率不足而停止，直流电源装置1A暂时停止。此后，经过基于启动电阻R1和控制电源用电容器C2的时间常数的再启动时间后，控制电路CONT再次启动，电源装置1A也再次启动。在此，如果直流电源装置1A再次启动且过热状态(过载状态)解除，则直流电源装置1A正常运行。如果过热状态未解除，则电源装置1A再次暂时停止。此后，反复进行该动作。
由于形成了这样的结构，所以与图4所示的电源装置相比，具有以下优点：即使在变压器的次级侧没有过电压检测电路，也可简单地进行直流电源装置1A的过载保护。
【第二实施方式】
图2是表示本发明的电源装置的过热保护电路的第二实施方式的图。图2所示的例子是将本发明应用于直流电源装置(DC-DC转换器)1B的例子。与第一实施方式一样，为利用输出电压检测电路10B来进行过热保护的例子。
在图2所示的直流电源装置1B中，使过热保护用的肖特基势垒二极管(SBD)D51B的反向漏电流Ir流入输出电压检测电路10B内的恒定电压控制用的并联稳压器Z51的基准端子a。由此，具有能以高于第一实施方式的增益进行过热保护的优点。
【第三实施方式】
图3是表示本发明的电源装置的过热保护电路的第三实施方式的图。图3所示的例子是将本发明应用于直流电源装置(DC-DC转换器)1C的例子。与第一实施方式和第二实施方式一样，为利用输出电压检测电路10C来进行过热保护的例子。
图3所示的直流电源装置1C构成为，使过热保护用的肖特基势垒二极管(SBD)D51B的反向漏电流Ir流入晶体管Q51的基极-发射极间的电阻R，当肖特基势垒二极管(SBD)D51B的反向漏电流Ir增大，电阻R的端子电压成为晶体管Q51的基极-发射极间的电压时，通过使电流流入晶体管Q51的基极，集电极电流增大，流入恒定电压控制用的光耦合器PC1的电流增大。由此，与第一实施方和第二实施方式相比，可忽略稳定时的肖特基势垒二极管(SBD)D51B的反向漏电流Ir，而且可以以高于晶体管Q51的增益进行过热保护。
如上所述，本发明可提供在不采用专用感温元件而采用肖特基势垒二极管来进行过热保护的电路中，变压器T的次级侧没有过电压检测电路时的过热保护方法，此外，与图4所示的结构例相比，可削减昂贵的光耦合器PC2，从而降低成本。
在上述本发明的实施方式中，列举的电源装置是电压控制型的开关电源装置(DC-DC转换器)，且列举了利用电压控制用的反馈电路构成基于肖特基势垒二极管(SBD)的过热保护电路的例子。但本发明不限于此，在电流控制型的电源装置中，也可利用电流控制用的反馈电路，构成基于肖特基势垒二极管(SBD)的过热保护电路。
如上所述，根据本发明，在输出电压控制型的电源装置(例如，开关电源装置(DC-DC转换器)等)中，可利用输出电压的反馈电路进行过热保护。从而，可减少使用部件的数量，降低成本。例如，与图4所示的直流电源装置相比，可提供在没有变压器T的次级侧的过电压检测电路11时的过热保护方法，并且削减在变压器T的次级侧所使用的昂贵的光耦合器PC2，从而降低成本。
本发明也可适用于输出电流控制型的电源装置，可利用输出电流的反馈电路进行过热保护，减少使用部件数量，降低成本。
以上，对本发明的实施方式进行了说明，本发明的电源装置的过热保护电路以及直流电源装置不仅仅局限于上述图示的例子，在不脱离本发明宗旨的范围内，可进行各种变更。
在本发明中，由于在不采用专用感温元件而采用肖特基势垒二极管来进行电源装置的过热保护的电路中，通过电压控制用或/和电流控制用的反馈电路来检测由肖特基势垒二极管(SBD)的温度引起的漏电流，所以，可减少使用部件的数量，降低成本，因此，本发明适用于电源装置的过热保护电路以及直流电源装置等。

Claims (8)

1.一种电源装置，其特征在于，具有：
控制电路，其具有栅极控制端子、第1电源端子、第2电源端子、过电压检测端子及反馈端子；
开关元件，其与上述栅极控制端子连接；
控制电源，是与上述第1电源端子、第2电源端子及上述过电压检测端子连接的控制电源，其向上述第1电源端子及第2电源端子供给电力；
反馈电路，是与上述反馈端子连接的反馈电路，其检测电源装置的输出电压及肖特基势垒二极管的反向漏电流，将基于输出电压检测信号和反向漏电流检测信号的反馈信号向上述反馈端子输出；
串接在所述电源装置输出电压端的整流二极管，其连接于上述反馈电路；
变压器，其具有初级侧线圈、次级侧线圈以及控制线圈，
上述控制电路设置在上述变压器的初级侧，
上述反馈电路设置在上述变压器的次级侧，
上述肖特基势垒二极管设置在上述变压器的次级侧，
上述肖特基势垒二极管与上述整流二极管热耦合，
上述控制电源包括：上述控制线圈、整流元件和电容器，
上述开关元件与上述初级侧线圈串联连接。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
上述控制电路在上述反向漏电流增加的情况下，根据上述反馈信号控制上述开关元件使上述输出电压降低。
3.根据权利要求1或2所述的电源装置，其特征在于，
上述控制电路根据上述控制电源的电压来检测上述输出电压为过电压的情况。
4.根据权利要求3所述的电源装置，其特征在于，
上述控制电路在上述控制电源的电压超过阈值的情况下，根据向上述过电压检测端子输入的过电压检测信号来检测上述输出电压为过电压的情况。
5.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于，
上述控制电源的电压在起动时以外的正常运转时，与上述输出电压大致成正比例，在上述控制电路控制上述开关元件使上述输出电压降低的情况下，还使上述控制电源的电压降低，上述控制电路反复进行停止和启动。
6.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
上述电源装置在上述变压器的次级侧具有与上述反馈电路连接的整流滤波电路，
上述整流滤波电路具有上述整流二极管及上述肖特基势垒二极管。
7.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
上述反馈电路具有用于将上述反馈信号向上述反馈端子输出的发光二极管和受光晶体管，
上述发光二极管位于上述变压器的次级侧，上述受光晶体管位于上述变压器的初级侧，上述受光晶体管与上述反馈端子连接。
8.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
上述电源装置是直流电源装置。 
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