JP2002101642A - ノイズ除去回路 - Google Patents
ノイズ除去回路Info
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- JP2002101642A JP2002101642A JP2000288095A JP2000288095A JP2002101642A JP 2002101642 A JP2002101642 A JP 2002101642A JP 2000288095 A JP2000288095 A JP 2000288095A JP 2000288095 A JP2000288095 A JP 2000288095A JP 2002101642 A JP2002101642 A JP 2002101642A
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- noise
- signal
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Abstract
(57)【要約】
【課題】温度検出用ダイオード付のスイッチング素子に
おいて、そのスイッチングに伴って温度検出信号に発生
するノイズを除去して、高精度の温度検出を可能にする
ノイズ除去回路を提供する。 【解決手段】サンプル時間制御信号生成回路２１とサン
プル・アンド・ホールド回路２２、２３とからノイズ除
去回路が構成されている。サンプル時間制御信号生成回
路２１は、温度検出信号を取得する期間を、ＭＯＳＦＥ
Ｔのスイッチングに伴うノイズ発生期間の範囲外に制限
するためのサンプル時間制御信号を生成して出力する。
サンプル・アンド・ホールド回路２２、２３は、上記サ
ンプル時間制御信号に従って各温度検出信号をサンプル
及びホールドする。これにより、温度検出信号の全期間
のうち、ノイズを含んでいる期間は無視され、ノイズを
含んでいない信号のみが取得される。
おいて、そのスイッチングに伴って温度検出信号に発生
するノイズを除去して、高精度の温度検出を可能にする
ノイズ除去回路を提供する。 【解決手段】サンプル時間制御信号生成回路２１とサン
プル・アンド・ホールド回路２２、２３とからノイズ除
去回路が構成されている。サンプル時間制御信号生成回
路２１は、温度検出信号を取得する期間を、ＭＯＳＦＥ
Ｔのスイッチングに伴うノイズ発生期間の範囲外に制限
するためのサンプル時間制御信号を生成して出力する。
サンプル・アンド・ホールド回路２２、２３は、上記サ
ンプル時間制御信号に従って各温度検出信号をサンプル
及びホールドする。これにより、温度検出信号の全期間
のうち、ノイズを含んでいる期間は無視され、ノイズを
含んでいない信号のみが取得される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】例えばＤＣ−ＤＣコンバータ
等のスイッチ回路には、温度検出用ダイオード付のスイ
ッチング素子が使用される場合があるが、本発明は、そ
のような温度検出用ダイオードから取得される温度検出
信号に発生するノイズを除去するための回路に関する。
等のスイッチ回路には、温度検出用ダイオード付のスイ
ッチング素子が使用される場合があるが、本発明は、そ
のような温度検出用ダイオードから取得される温度検出
信号に発生するノイズを除去するための回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの
概略的な回路図である。ＤＣ−ＤＣコンバータには、一
般に、低電圧を高電圧に変換する昇圧動作を行う昇圧コ
ンバータと、その逆に高電圧を低電圧に変換する降圧動
作を行う降圧コンバータとがあるが、同図の回路はその
両方の動作を行うことの可能な双方向コンバータであ
る。
概略的な回路図である。ＤＣ−ＤＣコンバータには、一
般に、低電圧を高電圧に変換する昇圧動作を行う昇圧コ
ンバータと、その逆に高電圧を低電圧に変換する降圧動
作を行う降圧コンバータとがあるが、同図の回路はその
両方の動作を行うことの可能な双方向コンバータであ
る。
【０００３】この双方向コンバータは、図の左側が高圧
側（高圧系）であり、図の右側が低圧側（低圧系）であ
って、主に、入出力フィルタ１、２、コンデンサ３、
４、コイル５、及びＭＯＳＦＥＴ（昇圧ＭＯＳＦＥＴ６
及び降圧ＭＯＳＦＥＴ７）を備えて構成されている。
側（高圧系）であり、図の右側が低圧側（低圧系）であ
って、主に、入出力フィルタ１、２、コンデンサ３、
４、コイル５、及びＭＯＳＦＥＴ（昇圧ＭＯＳＦＥＴ６
及び降圧ＭＯＳＦＥＴ７）を備えて構成されている。
【０００４】昇圧動作を行う場合は、降圧ＭＯＳＦＥＴ
７を単なるダイオードとして使用すると共に、昇圧ＭＯ
ＳＦＥＴ６を所定のデューティサイクルでオン、オフ制
御することにより、低圧側の直流電圧源８の電圧を昇圧
して高圧側の負荷に与える。一方、降圧動作を行う場合
は、昇圧ＭＯＳＦＥＴ６を単なるダイオードとして使用
すると共に、降圧ＭＯＳＦＥＴ７を所定のデューティサ
イクルでオン、オフ制御することにより、高圧側の直流
電圧源９の電圧を降圧して低圧側の負荷に与える。
７を単なるダイオードとして使用すると共に、昇圧ＭＯ
ＳＦＥＴ６を所定のデューティサイクルでオン、オフ制
御することにより、低圧側の直流電圧源８の電圧を昇圧
して高圧側の負荷に与える。一方、降圧動作を行う場合
は、昇圧ＭＯＳＦＥＴ６を単なるダイオードとして使用
すると共に、降圧ＭＯＳＦＥＴ７を所定のデューティサ
イクルでオン、オフ制御することにより、高圧側の直流
電圧源９の電圧を降圧して低圧側の負荷に与える。
【０００５】ここで、スイッチング素子として使用され
る昇圧ＭＯＳＦＥＴ６及び降圧ＭＯＳＦＥＴ７がそれ自
体の温度上昇により破壊されるのを防止するため、それ
らＭＯＳＦＥＴのそれぞれに対してその温度検出用のダ
イオード１１、１２を設けたものが知られている。
る昇圧ＭＯＳＦＥＴ６及び降圧ＭＯＳＦＥＴ７がそれ自
体の温度上昇により破壊されるのを防止するため、それ
らＭＯＳＦＥＴのそれぞれに対してその温度検出用のダ
イオード１１、１２を設けたものが知られている。
【０００６】このような温度検出用ダイオード付のＭＯ
ＳＦＥＴは、例えば特開平７−１５３９２０号公報に開
示されている。この公報によれば、ＭＯＳＦＥＴと同一
半導体基板（同一チップ）上にポリシリコンダイオード
を形成し、このポリシリコンダイオードの順方向電圧が
温度依存性を持つことを利用して、その順方向電圧を温
度検出信号として取得するようにしている。このような
構成によれば、上記温度検出信号を取得して監視するこ
とで、原理的には、ＭＯＳＦＥＴの接合部の温度上昇を
応答性良く正確に検出することが期待できる。
ＳＦＥＴは、例えば特開平７−１５３９２０号公報に開
示されている。この公報によれば、ＭＯＳＦＥＴと同一
半導体基板（同一チップ）上にポリシリコンダイオード
を形成し、このポリシリコンダイオードの順方向電圧が
温度依存性を持つことを利用して、その順方向電圧を温
度検出信号として取得するようにしている。このような
構成によれば、上記温度検出信号を取得して監視するこ
とで、原理的には、ＭＯＳＦＥＴの接合部の温度上昇を
応答性良く正確に検出することが期待できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上述したよ
うな温度検出用ダイオード付のＭＯＳＦＥＴを、図６に
示したようにＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチ回路に
使用した場合、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング時に、その
影響を受けて温度検出用ダイオードの順方向電圧にノイ
ズが重畳するといった問題が生じる。
うな温度検出用ダイオード付のＭＯＳＦＥＴを、図６に
示したようにＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチ回路に
使用した場合、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング時に、その
影響を受けて温度検出用ダイオードの順方向電圧にノイ
ズが重畳するといった問題が生じる。
【０００８】そのようなノイズの発生した温度検出用ダ
イオードの順方向電圧波形（ＤＣ−ＤＣコンバータの昇
圧動作時）の一例を、図７に示す。同図（ａ）が昇圧Ｍ
ＯＳＦＥＴの温度検出信号（図６中の昇圧ＭＯＳＦＥＴ
６の温度検出用ダイオード１１の順方向電圧に相当）で
あり、同図（ｂ）が昇圧ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソー
ス（Ｄ−Ｓ）間電圧である。
イオードの順方向電圧波形（ＤＣ−ＤＣコンバータの昇
圧動作時）の一例を、図７に示す。同図（ａ）が昇圧Ｍ
ＯＳＦＥＴの温度検出信号（図６中の昇圧ＭＯＳＦＥＴ
６の温度検出用ダイオード１１の順方向電圧に相当）で
あり、同図（ｂ）が昇圧ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソー
ス（Ｄ−Ｓ）間電圧である。
【０００９】同図から明らかなように、昇圧ＭＯＳＦＥ
Ｔがスイッチオフして、そのドレイン−ソース間電圧が
オン状態（ローレベル）からオフ状態（ハイレベル）へ
と切り換わると、その際のドレイン及びソースの電位変
動の影響を受けて、図中に示す期間Ａだけ温度検出信号
にノイズが重畳される。同様に、昇圧ＭＯＳＦＥＴがス
イッチオンした時も、その影響を受けて、図中に示す期
間Ｂだけ温度検出信号にノイズが重畳される。このよう
なノイズは、ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時にも、
降圧ＭＯＳＦＥＴのスイッチングの影響によりその温度
検出信号にほぼ同様に発生する。なお、ＭＯＳＦＥＴの
スイッチング周期が例えば１０μｓｅｃであるのに対
し、上記のノイズ発生期間Ａ又はＢは約数μｓｅｃ程度
である。
Ｔがスイッチオフして、そのドレイン−ソース間電圧が
オン状態（ローレベル）からオフ状態（ハイレベル）へ
と切り換わると、その際のドレイン及びソースの電位変
動の影響を受けて、図中に示す期間Ａだけ温度検出信号
にノイズが重畳される。同様に、昇圧ＭＯＳＦＥＴがス
イッチオンした時も、その影響を受けて、図中に示す期
間Ｂだけ温度検出信号にノイズが重畳される。このよう
なノイズは、ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時にも、
降圧ＭＯＳＦＥＴのスイッチングの影響によりその温度
検出信号にほぼ同様に発生する。なお、ＭＯＳＦＥＴの
スイッチング周期が例えば１０μｓｅｃであるのに対
し、上記のノイズ発生期間Ａ又はＢは約数μｓｅｃ程度
である。
【００１０】このように温度検出信号にノイズが重畳さ
れると、ＭＯＳＦＥＴの温度を正確に検出することが困
難となる。そのため、従来は、温度検出信号の全期間の
時間的な平均値を取得するような方法も採用されている
が、これではどうしても検出誤差が発生してしまい、や
はり精度の高い温度検出は困難になる。
れると、ＭＯＳＦＥＴの温度を正確に検出することが困
難となる。そのため、従来は、温度検出信号の全期間の
時間的な平均値を取得するような方法も採用されている
が、これではどうしても検出誤差が発生してしまい、や
はり精度の高い温度検出は困難になる。
【００１１】本発明は、上記従来の問題点に鑑み、温度
検出用ダイオード付のスイッチング素子において、その
スイッチングに伴って温度検出信号に発生するノイズを
除去して、高精度の温度検出を可能にするノイズ除去回
路を提供することを課題とする。
検出用ダイオード付のスイッチング素子において、その
スイッチングに伴って温度検出信号に発生するノイズを
除去して、高精度の温度検出を可能にするノイズ除去回
路を提供することを課題とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するため、以下の通り構成する。すなわち、本発明
は、スイッチング素子と同一半導体基板上に設けられた
温度検出用ダイオードから取得される温度検出信号に発
生するノイズを除去する回路であって、上記温度検出用
ダイオードから上記温度検出信号を取得可能な期間を、
上記スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズ発生
期間の範囲外に制限して、ノイズの含まない温度検出信
号を取得する信号取得期間制限手段を備えたことを特徴
とするものである。
決するため、以下の通り構成する。すなわち、本発明
は、スイッチング素子と同一半導体基板上に設けられた
温度検出用ダイオードから取得される温度検出信号に発
生するノイズを除去する回路であって、上記温度検出用
ダイオードから上記温度検出信号を取得可能な期間を、
上記スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズ発生
期間の範囲外に制限して、ノイズの含まない温度検出信
号を取得する信号取得期間制限手段を備えたことを特徴
とするものである。
【００１３】このような構成からなる本発明によれば、
温度検出信号の全期間のうち、スイッチング素子のスイ
ッチングの影響を受けてノイズの発生している期間（例
えば図７中のＡ及びＢで示す期間）は無視され、スイッ
チングの影響のない期間（例えば図７中のＣで示す期
間）だけが実質的な温度検出信号として取り出される。
よって、ノイズのない安定した温度検出信号が得られる
ので、従来と比べて非常に高精度の温度検出が可能にな
る。
温度検出信号の全期間のうち、スイッチング素子のスイ
ッチングの影響を受けてノイズの発生している期間（例
えば図７中のＡ及びＢで示す期間）は無視され、スイッ
チングの影響のない期間（例えば図７中のＣで示す期
間）だけが実質的な温度検出信号として取り出される。
よって、ノイズのない安定した温度検出信号が得られる
ので、従来と比べて非常に高精度の温度検出が可能にな
る。
【００１４】なお、上記信号取得期間制限手段は、望ま
しい具体例として、温度検出用ダイオードからの温度検
出信号をサンプル及びホールドするサンプル・アンド・
ホールド回路と、このサンプル・アンド・ホールド回路
に対し、温度検出信号をサンプルする時間をノイズ発生
期間外に制限するサンプル時間制御信号を生成して出力
するサンプル時間制御信号生成回路とから構成可能であ
る。
しい具体例として、温度検出用ダイオードからの温度検
出信号をサンプル及びホールドするサンプル・アンド・
ホールド回路と、このサンプル・アンド・ホールド回路
に対し、温度検出信号をサンプルする時間をノイズ発生
期間外に制限するサンプル時間制御信号を生成して出力
するサンプル時間制御信号生成回路とから構成可能であ
る。
【００１５】そして、上記サンプル・アンド・ホールド
回路が、温度検出信号のサンプル及びホールドを切り換
えるスイッチを備え、上記サンプル時間制御信号生成回
路から出力された上記サンプル時間制御信号に従って上
記スイッチを切り換えるように構成することが望まし
い。
回路が、温度検出信号のサンプル及びホールドを切り換
えるスイッチを備え、上記サンプル時間制御信号生成回
路から出力された上記サンプル時間制御信号に従って上
記スイッチを切り換えるように構成することが望まし
い。
【００１６】また、上記サンプル時間制御信号生成回路
によるサンプル時間制御信号の生成は、例えば、スイッ
チング素子のドライブ信号のオン、オフに基づいて行う
ようにすることが可能である。上記スイッチング素子と
しては、主にはＭＯＳＦＥＴを考えているが、本発明は
これに限定されるものではなく、温度検出信号に対して
スイッチングの影響を与えうるような各種のスイッチン
グ素子が対象となる。
によるサンプル時間制御信号の生成は、例えば、スイッ
チング素子のドライブ信号のオン、オフに基づいて行う
ようにすることが可能である。上記スイッチング素子と
しては、主にはＭＯＳＦＥＴを考えているが、本発明は
これに限定されるものではなく、温度検出信号に対して
スイッチングの影響を与えうるような各種のスイッチン
グ素子が対象となる。
【００１７】上記温度検出用ダイオードも、主にはポリ
シリコンダイオードであって、その順方向電圧を温度検
出信号として使用することを考えているが、本発明は必
ずしもこれに限定されない。すなわち、通常のＰＮ接合
ダイオード等であっても、これを温度検出用として使用
し、かつスイッチング素子のスイッチングの影響を受け
うるものであれば、本発明の対象となる。
シリコンダイオードであって、その順方向電圧を温度検
出信号として使用することを考えているが、本発明は必
ずしもこれに限定されない。すなわち、通常のＰＮ接合
ダイオード等であっても、これを温度検出用として使用
し、かつスイッチング素子のスイッチングの影響を受け
うるものであれば、本発明の対象となる。
【００１８】また、本発明のノイズ除去回路は、特には
ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチ回路内の温度検出用
ダイオード付スイッチング素子に適用された場合に、最
も大きな効果が期待できるが、その他の回路内に組み込
まれた温度検出用ダイオード付スイッチング素子に対し
ても同様に適用可能である。
ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチ回路内の温度検出用
ダイオード付スイッチング素子に適用された場合に、最
も大きな効果が期待できるが、その他の回路内に組み込
まれた温度検出用ダイオード付スイッチング素子に対し
ても同様に適用可能である。
【００１９】本発明におけるノイズ除去の思想は、これ
を一層広い概念でとらえた場合、スイッチング素子に関
する温度以外の物理量（例えばスイッチング素子に流れ
る電流等）を検出するための検出用素子（ダイオードに
限らず、例えば抵抗等であってもよい）を備えたものに
対しても、ノイズ除去の目的で同様に適用可能である。
を一層広い概念でとらえた場合、スイッチング素子に関
する温度以外の物理量（例えばスイッチング素子に流れ
る電流等）を検出するための検出用素子（ダイオードに
限らず、例えば抵抗等であってもよい）を備えたものに
対しても、ノイズ除去の目的で同様に適用可能である。
【００２０】すなわち、スイッチング素子と同一半導体
基板上に設けられた、このスイッチング素子に関する物
理量を検出するための検出用素子から取得される物理量
検出信号に発生するノイズを除去する回路であって、上
記検出用素子から上記物理量検出信号を取得可能な期間
を、上記スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズ
発生期間外に制限して、ノイズの含まない物理量検出信
号を取得する信号取得期間制限手段を備えたものであっ
てもよい。
基板上に設けられた、このスイッチング素子に関する物
理量を検出するための検出用素子から取得される物理量
検出信号に発生するノイズを除去する回路であって、上
記検出用素子から上記物理量検出信号を取得可能な期間
を、上記スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズ
発生期間外に制限して、ノイズの含まない物理量検出信
号を取得する信号取得期間制限手段を備えたものであっ
てもよい。
【００２１】このような構成とすることによっても、温
度検出の場合と同様、物理量検出信号の全期間のうち、
スイッチング素子のスイッチングの影響を受けてノイズ
の発生している期間は無視され、スイッチングの影響の
ない期間だけが実質的な物理量検出信号として取り出さ
れる。よって、ノイズのない安定した物理量検出信号が
得られるので、非常に高精度の物理量検出が可能にな
る。
度検出の場合と同様、物理量検出信号の全期間のうち、
スイッチング素子のスイッチングの影響を受けてノイズ
の発生している期間は無視され、スイッチングの影響の
ない期間だけが実質的な物理量検出信号として取り出さ
れる。よって、ノイズのない安定した物理量検出信号が
得られるので、非常に高精度の物理量検出が可能にな
る。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら詳細に説明する。 ＜本発明の一実施の形態＞図１は、本発明の一実施の形
態に係るノイズ除去回路の概略ブロック図である。
て、図面を参照しながら詳細に説明する。 ＜本発明の一実施の形態＞図１は、本発明の一実施の形
態に係るノイズ除去回路の概略ブロック図である。
【００２３】このノイズ除去回路は、一例として、図６
に示した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおける温度検出
用ダイオード１１、１２の温度検出信号に対して適用さ
れるものであり、サンプル時間制御信号生成回路２１
と、各温度検出信号毎に用意されたサンプル・アンド・
ホールド回路２２、２３とから構成されている。
に示した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおける温度検出
用ダイオード１１、１２の温度検出信号に対して適用さ
れるものであり、サンプル時間制御信号生成回路２１
と、各温度検出信号毎に用意されたサンプル・アンド・
ホールド回路２２、２３とから構成されている。
【００２４】ここで、サンプル時間制御信号生成回路２
１は、温度検出信号を取得する期間を、各ＭＯＳＦＥＴ
６、７（図６）のスイッチングに伴うノイズ発生期間の
範囲外に制限するためのサンプル時間制御信号を生成し
て出力する回路である。また、サンプル・アンド・ホー
ルド回路２２、２３は、サンプル時間制御信号生成回路
２１から出力された上記サンプル時間制御信号に従って
各温度検出信号をサンプル及びホールドする回路であ
る。
１は、温度検出信号を取得する期間を、各ＭＯＳＦＥＴ
６、７（図６）のスイッチングに伴うノイズ発生期間の
範囲外に制限するためのサンプル時間制御信号を生成し
て出力する回路である。また、サンプル・アンド・ホー
ルド回路２２、２３は、サンプル時間制御信号生成回路
２１から出力された上記サンプル時間制御信号に従って
各温度検出信号をサンプル及びホールドする回路であ
る。
【００２５】上記サンプル時間制御信号は、サンプル時
間制御信号生成回路２１において、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの昇圧動作時と降圧動作時に各ＭＯＳＦＥＴ６、７を
オン、オフ制御するためにＣＰＵから出力されるドライ
ブ信号に基づいて生成される。このサンプル時間制御信
号の生成について、ＣＰＵからのドライブ信号とサンプ
ル時間制御信号との関係を示す図である図２を用いて、
以下に詳しく説明する。
間制御信号生成回路２１において、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの昇圧動作時と降圧動作時に各ＭＯＳＦＥＴ６、７を
オン、オフ制御するためにＣＰＵから出力されるドライ
ブ信号に基づいて生成される。このサンプル時間制御信
号の生成について、ＣＰＵからのドライブ信号とサンプ
ル時間制御信号との関係を示す図である図２を用いて、
以下に詳しく説明する。
【００２６】図２（ａ）はＣＰＵからのドライブ信号を
示す波形であり、そのハイレベルの期間がＭＯＳＦＥＴ
６、７のオン期間に相当し、ローレベルの期間がＭＯＳ
ＦＥＴ６、７のオフ期間に相当する。図２（ｂ）は、上
記ドライブ信号に基づきサンプル時間制御信号生成回路
２１で生成されたサンプル時間制御信号であり、これ
は、ドライブ信号の立ち上がり時及び立ち下がり時から
それぞれ一定期間ｂ1 、ｂ2 だけローレベルで、それ以
外の期間ａ1 、ａ2 がハイレベルとなる信号である。
示す波形であり、そのハイレベルの期間がＭＯＳＦＥＴ
６、７のオン期間に相当し、ローレベルの期間がＭＯＳ
ＦＥＴ６、７のオフ期間に相当する。図２（ｂ）は、上
記ドライブ信号に基づきサンプル時間制御信号生成回路
２１で生成されたサンプル時間制御信号であり、これ
は、ドライブ信号の立ち上がり時及び立ち下がり時から
それぞれ一定期間ｂ1 、ｂ2 だけローレベルで、それ以
外の期間ａ1 、ａ2 がハイレベルとなる信号である。
【００２７】ここで、期間ａ1 、ａ2 は温度検出信号の
取得を可能にする期間（信号取得可能期間）であり、期
間ｂ1 、ｂ2 は温度検出信号の取得を禁止する期間（信
号取得禁止期間）である。期間ｂ1 、ｂ2 は、ＭＯＳＦ
ＥＴ６、７（図６）のスイッチングに伴うノイズ発生期
間に相当し、例えば図７中における期間Ａ及びＢのうち
長い方の期間（すなわち、期間Ａ及びＢの両方を包含す
る程度の期間）にほぼ等しく設定される（この場合、ｂ
1 ＝ｂ2 ）。勿論、スイッチオン時とスイッチオフ時に
おける各期間ｂ1 、ｂ2 を、期間Ｂと期間Ａに合わせて
それぞれ別々の長さに設定するようにしてもよい。
取得を可能にする期間（信号取得可能期間）であり、期
間ｂ1 、ｂ2 は温度検出信号の取得を禁止する期間（信
号取得禁止期間）である。期間ｂ1 、ｂ2 は、ＭＯＳＦ
ＥＴ６、７（図６）のスイッチングに伴うノイズ発生期
間に相当し、例えば図７中における期間Ａ及びＢのうち
長い方の期間（すなわち、期間Ａ及びＢの両方を包含す
る程度の期間）にほぼ等しく設定される（この場合、ｂ
1 ＝ｂ2 ）。勿論、スイッチオン時とスイッチオフ時に
おける各期間ｂ1 、ｂ2 を、期間Ｂと期間Ａに合わせて
それぞれ別々の長さに設定するようにしてもよい。
【００２８】このようにしてサンプル時間制御信号生成
回路２１で生成されたサンプル時間制御信号に従い、サ
ンプル・アンド・ホールド回路２２、２３は各温度検出
信号をサンプル及びホールドする。すなわち、サンプル
時間制御信号がハイレベルの時（期間ａ1 、ａ2 ）のみ
温度検出信号をサンプルするようにし、サンプル時間制
御信号がローレベルの時（期間ｂ1 、ｂ2 ）には温度検
出信号のサンプルを中止して、そのサンプル値をホール
ドする。この処理により、昇圧動作時には、昇圧ＭＯＳ
ＦＥＴ６の温度検出信号のうちノイズを含んでいない信
号のみが取得され、一方、降圧動作時にも、降圧ＭＯＳ
ＦＥＴ７の温度検出信号のうちノイズを含んでいない信
号のみが取得される。
回路２１で生成されたサンプル時間制御信号に従い、サ
ンプル・アンド・ホールド回路２２、２３は各温度検出
信号をサンプル及びホールドする。すなわち、サンプル
時間制御信号がハイレベルの時（期間ａ1 、ａ2 ）のみ
温度検出信号をサンプルするようにし、サンプル時間制
御信号がローレベルの時（期間ｂ1 、ｂ2 ）には温度検
出信号のサンプルを中止して、そのサンプル値をホール
ドする。この処理により、昇圧動作時には、昇圧ＭＯＳ
ＦＥＴ６の温度検出信号のうちノイズを含んでいない信
号のみが取得され、一方、降圧動作時にも、降圧ＭＯＳ
ＦＥＴ７の温度検出信号のうちノイズを含んでいない信
号のみが取得される。
【００２９】次に、図１に示したノイズ除去回路の具体
的な回路構成を、図３に示す。まず、図３に示したサン
プル時間制御信号生成回路２１について、以下に具体的
に説明する。このサンプル時間制御信号生成回路２１
は、ＣＰＵからの上記ドライブ信号がオンした時点から
或る一定期間（図２中の期間ｂ1 ）だけハイレベルとな
る信号を作成する回路２１ａと、上記ドライブ信号がオ
フした時点から或る一定期間（図２中の期間ｂ2 ）だけ
ハイレベルとなる信号を作成する回路２１ｂとを含んで
いる。
的な回路構成を、図３に示す。まず、図３に示したサン
プル時間制御信号生成回路２１について、以下に具体的
に説明する。このサンプル時間制御信号生成回路２１
は、ＣＰＵからの上記ドライブ信号がオンした時点から
或る一定期間（図２中の期間ｂ1 ）だけハイレベルとな
る信号を作成する回路２１ａと、上記ドライブ信号がオ
フした時点から或る一定期間（図２中の期間ｂ2 ）だけ
ハイレベルとなる信号を作成する回路２１ｂとを含んで
いる。
【００３０】上記回路２１ａは、２つのコンパレータ３
０、３１、抵抗３２〜３７、コンデンサ３８、及びアン
ド回路３９等を備えて構成され、また、もう一方の回路
２１ｂは、抵抗３３及び３４を回路２１ａと兼用し、更
に、２つのコンパレータ４０、４１、抵抗４２〜４５、
コンデンサ４６、インバータ４７及びアンド回路４８等
を備えて構成されている。
０、３１、抵抗３２〜３７、コンデンサ３８、及びアン
ド回路３９等を備えて構成され、また、もう一方の回路
２１ｂは、抵抗３３及び３４を回路２１ａと兼用し、更
に、２つのコンパレータ４０、４１、抵抗４２〜４５、
コンデンサ４６、インバータ４７及びアンド回路４８等
を備えて構成されている。
【００３１】これらの回路２１ａ及び２１ｂの動作を、
図４及び図５を用いて説明する。まず、回路２１ａにお
いて、コンパレータ３０は、ＣＰＵからのドライブ信号
がオンしたことを検出するオン検出回路として作用す
る。すなわち、コンパレータ３０の＋入力端子にはドラ
イブ信号が入力され、−入力端子には抵抗３３及び３４
によって決定される基準電圧が入力されて、図４（ａ）
に示すようにドライブ信号と基準電圧との比較が行わ
れ、ドライブ信号が基準電圧よりも大きくなった場合
（すなわちドライブ信号がオンした時）にコンパレータ
３０の出力がハイレベルに切り換わる。
図４及び図５を用いて説明する。まず、回路２１ａにお
いて、コンパレータ３０は、ＣＰＵからのドライブ信号
がオンしたことを検出するオン検出回路として作用す
る。すなわち、コンパレータ３０の＋入力端子にはドラ
イブ信号が入力され、−入力端子には抵抗３３及び３４
によって決定される基準電圧が入力されて、図４（ａ）
に示すようにドライブ信号と基準電圧との比較が行わ
れ、ドライブ信号が基準電圧よりも大きくなった場合
（すなわちドライブ信号がオンした時）にコンパレータ
３０の出力がハイレベルに切り換わる。
【００３２】コンパレータ３０の出力がハイレベルにな
ると、抵抗３６、コンデンサ３８及びコンパレータ３１
からなるタイマ回路が作動する。すなわち、図４（ｂ）
に示すように、抵抗３６及びコンデンサ３８からなる充
電回路の時定数（ＣＲ）に従った速度でコンデンサ３８
が充電されていき、その充電電圧がコンパレータ３１の
−入力端子に入力されて、＋入力端子に入力される基準
電圧と比較され、充電電圧が基準電圧よりも大きくなっ
た時点で、図４（ｃ）に示すようにコンパレータ３１の
出力がハイレベルからローレベルに切り換わる。この場
合、図４（ｂ）に示すように、コンデンサ３８の充電が
開始されてから基準電圧に達するまでの時間が、図２に
示した信号取得禁止期間ｂ1 に等しくなるよう、上記時
定数（ＣＲ）が設定されている。
ると、抵抗３６、コンデンサ３８及びコンパレータ３１
からなるタイマ回路が作動する。すなわち、図４（ｂ）
に示すように、抵抗３６及びコンデンサ３８からなる充
電回路の時定数（ＣＲ）に従った速度でコンデンサ３８
が充電されていき、その充電電圧がコンパレータ３１の
−入力端子に入力されて、＋入力端子に入力される基準
電圧と比較され、充電電圧が基準電圧よりも大きくなっ
た時点で、図４（ｃ）に示すようにコンパレータ３１の
出力がハイレベルからローレベルに切り換わる。この場
合、図４（ｂ）に示すように、コンデンサ３８の充電が
開始されてから基準電圧に達するまでの時間が、図２に
示した信号取得禁止期間ｂ1 に等しくなるよう、上記時
定数（ＣＲ）が設定されている。
【００３３】その後、コンパレータ３０に入力されてい
るドライブ信号がオフになると、コンパレータ３０の出
力がローレベルになり、それに伴ってコンデンサ３８の
充電電圧もローレベルになるので、コンパレータ３１の
出力がハイレベルに切り換わる。
るドライブ信号がオフになると、コンパレータ３０の出
力がローレベルになり、それに伴ってコンデンサ３８の
充電電圧もローレベルになるので、コンパレータ３１の
出力がハイレベルに切り換わる。
【００３４】このようにして、アンド回路３９には、図
４（ｃ）に示すコンパレータ３１の出力信号と、図４
（ｄ）に示すＣＰＵからのドライブ信号（図４（ａ）と
同じ）とが入力される。その結果、アンド回路３９から
は、図４（ｅ）に示すように、ドライブ信号がオンした
時点から一定の期間ｂ1 だけハイレベルとなる信号が出
力される。
４（ｃ）に示すコンパレータ３１の出力信号と、図４
（ｄ）に示すＣＰＵからのドライブ信号（図４（ａ）と
同じ）とが入力される。その結果、アンド回路３９から
は、図４（ｅ）に示すように、ドライブ信号がオンした
時点から一定の期間ｂ1 だけハイレベルとなる信号が出
力される。
【００３５】一方、回路２１ｂにおいて、コンパレータ
４０は、ＣＰＵからのドライブ信号がオフしたことを検
出するオフ検出回路として作用する。すなわち、コンパ
レータ４０の−入力端子にはドライブ信号が入力され、
＋入力端子には基準電圧が入力されて、図５（ａ）に示
すようにドライブ信号と基準電圧との比較が行われ、ド
ライブ信号が基準電圧よりも小さくなった場合（すなわ
ちドライブ信号がオフした時）にコンパレータ４０の出
力がハイレベルに切り換わる。
４０は、ＣＰＵからのドライブ信号がオフしたことを検
出するオフ検出回路として作用する。すなわち、コンパ
レータ４０の−入力端子にはドライブ信号が入力され、
＋入力端子には基準電圧が入力されて、図５（ａ）に示
すようにドライブ信号と基準電圧との比較が行われ、ド
ライブ信号が基準電圧よりも小さくなった場合（すなわ
ちドライブ信号がオフした時）にコンパレータ４０の出
力がハイレベルに切り換わる。
【００３６】コンパレータ４０の出力がハイレベルにな
ると、抵抗４４、コンデンサ４６及びコンパレータ４１
からなるタイマ回路が作動する。すなわち、図５（ｂ）
に示すように、抵抗４４及びコンデンサ４６からなる充
電回路の時定数（ＣＲ）に従った速度でコンデンサ４６
が充電されていき、その充電電圧がコンパレータ４１の
−入力端子に入力されて、＋入力端子に入力される基準
電圧と比較され、充電電圧が基準電圧よりも大きくなっ
た時点で、図５（ｃ）に示すようにコンパレータ４１の
出力がハイレベルからローレベルに切り換わる。この場
合、図５（ｂ）に示すように、コンデンサ４６の充電が
開始されてから基準電圧に達するまでの時間が、図２に
示した信号取得禁止期間ｂ2 に等しくなるよう、上記時
定数（ＣＲ）が設定されている。
ると、抵抗４４、コンデンサ４６及びコンパレータ４１
からなるタイマ回路が作動する。すなわち、図５（ｂ）
に示すように、抵抗４４及びコンデンサ４６からなる充
電回路の時定数（ＣＲ）に従った速度でコンデンサ４６
が充電されていき、その充電電圧がコンパレータ４１の
−入力端子に入力されて、＋入力端子に入力される基準
電圧と比較され、充電電圧が基準電圧よりも大きくなっ
た時点で、図５（ｃ）に示すようにコンパレータ４１の
出力がハイレベルからローレベルに切り換わる。この場
合、図５（ｂ）に示すように、コンデンサ４６の充電が
開始されてから基準電圧に達するまでの時間が、図２に
示した信号取得禁止期間ｂ2 に等しくなるよう、上記時
定数（ＣＲ）が設定されている。
【００３７】その後、コンパレータ４０に入力されてい
るドライブ信号がオンになると、コンパレータ４０の出
力がローレベルになり、それに伴ってコンデンサ４６の
充電電圧もローレベルになるので、コンパレータ４１の
出力がハイレベルに切り換わる。
るドライブ信号がオンになると、コンパレータ４０の出
力がローレベルになり、それに伴ってコンデンサ４６の
充電電圧もローレベルになるので、コンパレータ４１の
出力がハイレベルに切り換わる。
【００３８】このようにして、アンド回路４８には、図
５（ｃ）に示すコンパレータ４１の出力信号と、図５
（ｄ）に示す、ドライブ信号（図５（ａ））をインバー
タ４７によってレベル反転させた信号とが入力される。
その結果、アンド回路４８からは、図５（ｅ）に示すよ
うに、ドライブ信号がオフした時点から一定の期間ｂ2
だけハイレベルとなる信号が出力される。
５（ｃ）に示すコンパレータ４１の出力信号と、図５
（ｄ）に示す、ドライブ信号（図５（ａ））をインバー
タ４７によってレベル反転させた信号とが入力される。
その結果、アンド回路４８からは、図５（ｅ）に示すよ
うに、ドライブ信号がオフした時点から一定の期間ｂ2
だけハイレベルとなる信号が出力される。
【００３９】以上のようにして２つのアンド回路３９及
び４８から出力された各信号（図４（ｅ）及び図５
（ｅ））は、図３に示すように、オア回路４９で加算さ
れ、更にインバータ５０でレベル反転されることによ
り、図２（ｂ）に示したサンプル時間制御信号が生成さ
れる。このサンプル時間制御信号は、サンプル・アンド
・ホールド回路２２、２３に与えられる。
び４８から出力された各信号（図４（ｅ）及び図５
（ｅ））は、図３に示すように、オア回路４９で加算さ
れ、更にインバータ５０でレベル反転されることによ
り、図２（ｂ）に示したサンプル時間制御信号が生成さ
れる。このサンプル時間制御信号は、サンプル・アンド
・ホールド回路２２、２３に与えられる。
【００４０】次に、図３に示したサンプル・アンド・ホ
ールド回路２２、２３について、以下に具体的に説明す
る。なお、２つのサンプル・アンド・ホールド回路２
２、２３は互いに同じ構成であるため、一方のサンプル
・アンド・ホールド回路２２についてのみ説明する。
ールド回路２２、２３について、以下に具体的に説明す
る。なお、２つのサンプル・アンド・ホールド回路２
２、２３は互いに同じ構成であるため、一方のサンプル
・アンド・ホールド回路２２についてのみ説明する。
【００４１】このサンプル・アンド・ホールド回路２２
は、オペアンプ５１、５２、コンデンサ５３、５４、抵
抗５５、及び２つのスイッチ（アナログスイッチ）５
６、５７等を備えて構成される一般的なサンプル・アン
ド・ホールド回路であり、上記サンプル時間制御信号に
従って上記２つのスイッチ５６、５７をオン、オフ制御
するようにしたものである。
は、オペアンプ５１、５２、コンデンサ５３、５４、抵
抗５５、及び２つのスイッチ（アナログスイッチ）５
６、５７等を備えて構成される一般的なサンプル・アン
ド・ホールド回路であり、上記サンプル時間制御信号に
従って上記２つのスイッチ５６、５７をオン、オフ制御
するようにしたものである。
【００４２】これら２つのスイッチ５６及び５７は、上
記サンプル時間制御信号に従って同時にオン、オフ制御
される。サンプル時間制御信号がハイレベルの時（すな
わち、図２に示す期間ａ1 、ａ2 ）には、スイッチ５
６、５７が共にオンすることで、入力された温度検出信
号がサンプルされる。そして、サンプル時間制御信号が
ローレベルとなった時（すなわち、図２に示す期間
ｂ1 、ｂ2 ）には、スイッチ５６、５７が共にオフする
ことでサンプルが中止され、その時のサンプル値がホー
ルドされる。
記サンプル時間制御信号に従って同時にオン、オフ制御
される。サンプル時間制御信号がハイレベルの時（すな
わち、図２に示す期間ａ1 、ａ2 ）には、スイッチ５
６、５７が共にオンすることで、入力された温度検出信
号がサンプルされる。そして、サンプル時間制御信号が
ローレベルとなった時（すなわち、図２に示す期間
ｂ1 、ｂ2 ）には、スイッチ５６、５７が共にオフする
ことでサンプルが中止され、その時のサンプル値がホー
ルドされる。
【００４３】以上のような処理を、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの昇圧動作時には、昇圧ＭＯＳＦＥＴのドライブ信号
をサンプル時間制御信号生成回路２１に入力して得られ
たサンプル時間制御信号に従い、また、降圧動作時に
は、降圧ＭＯＳＦＥＴのドライブ信号をサンプル時間制
御信号生成回路２１に入力して得られたサンプル時間制
御信号に従って、サンプル・アンド・ホールド回路２２
及び２３のそれぞれで行う。これにより、昇圧動作時と
降圧動作時のいずれにおいても、昇圧ＭＯＳＦＥＴの温
度検出信号のうちノイズを含んでいない信号のみがサン
プル・アンド・ホールド回路２２で取得されると共に、
降圧ＭＯＳＦＥＴの温度検出信号のうちノイズを含んで
いない信号のみがサンプル・アンド・ホールド回路２３
で取得される。
タの昇圧動作時には、昇圧ＭＯＳＦＥＴのドライブ信号
をサンプル時間制御信号生成回路２１に入力して得られ
たサンプル時間制御信号に従い、また、降圧動作時に
は、降圧ＭＯＳＦＥＴのドライブ信号をサンプル時間制
御信号生成回路２１に入力して得られたサンプル時間制
御信号に従って、サンプル・アンド・ホールド回路２２
及び２３のそれぞれで行う。これにより、昇圧動作時と
降圧動作時のいずれにおいても、昇圧ＭＯＳＦＥＴの温
度検出信号のうちノイズを含んでいない信号のみがサン
プル・アンド・ホールド回路２２で取得されると共に、
降圧ＭＯＳＦＥＴの温度検出信号のうちノイズを含んで
いない信号のみがサンプル・アンド・ホールド回路２３
で取得される。
【００４４】このように、本実施の形態によれば、温度
検出信号の全期間のうち、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング
の影響を受けてノイズの発生している期間（図７中のＡ
及びＢで示す期間）を無視して、スイッチングの影響の
ない期間（図７中のＣで示す期間）だけを実質的な温度
検出信号として取り出すことができる。従って、ノイズ
のない安定した温度検出信号を得ることができるので、
従来と比べて非常に精度の高い温度検出を実現できる。
＜その他の実施の形態＞本発明は、上記実施の形態に限
定されるものではなく、請求項１又は９に記載した範囲
内において、種々の構成を採用可能である。例えば、以
下のような構成変更も可能である。
検出信号の全期間のうち、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング
の影響を受けてノイズの発生している期間（図７中のＡ
及びＢで示す期間）を無視して、スイッチングの影響の
ない期間（図７中のＣで示す期間）だけを実質的な温度
検出信号として取り出すことができる。従って、ノイズ
のない安定した温度検出信号を得ることができるので、
従来と比べて非常に精度の高い温度検出を実現できる。
＜その他の実施の形態＞本発明は、上記実施の形態に限
定されるものではなく、請求項１又は９に記載した範囲
内において、種々の構成を採用可能である。例えば、以
下のような構成変更も可能である。
【００４５】（１）上記実施の形態では、サンプル時間
制御信号を、図３に示したようなサンプル時間制御信号
生成回路２１で生成するようにしたが、ＣＰＵ内部でソ
フト的に処理を行うことで生成するようにしてもよい。
また、サンプル・アンド・ホールド回路２２、２３の機
能も、ＣＰＵで実現することが可能である。
制御信号を、図３に示したようなサンプル時間制御信号
生成回路２１で生成するようにしたが、ＣＰＵ内部でソ
フト的に処理を行うことで生成するようにしてもよい。
また、サンプル・アンド・ホールド回路２２、２３の機
能も、ＣＰＵで実現することが可能である。
【００４６】このようにすれば、より少ない部品点数、
より少ない実装面積で、同様な動作を実現可能である。 （２）上記実施の形態は、主に双方向コンバータを適用
対象としたものだが、本発明は昇圧コンバータや降圧コ
ンバータにも同様に適用可能である。勿論、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ以外のスイッチ回路に対しても、同様に適用
可能である。
より少ない実装面積で、同様な動作を実現可能である。 （２）上記実施の形態は、主に双方向コンバータを適用
対象としたものだが、本発明は昇圧コンバータや降圧コ
ンバータにも同様に適用可能である。勿論、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ以外のスイッチ回路に対しても、同様に適用
可能である。
【００４７】（３）スイッチング素子のスイッチングに
伴うノイズ発生期間は、そのスイッチング素子の組み込
まれたスイッチ回路の動作条件（入力電圧、動作モード
等）や温度検出用ダイオードに流す電流値等によっても
変化する。そのため、これらの条件が変わった場合は、
その条件下でのノイズ発生期間を実際に測定すること
で、上記の信号取得禁止期間（図２中の期間ｂ1 、
ｂ2 ）を決定するのが望ましい。
伴うノイズ発生期間は、そのスイッチング素子の組み込
まれたスイッチ回路の動作条件（入力電圧、動作モード
等）や温度検出用ダイオードに流す電流値等によっても
変化する。そのため、これらの条件が変わった場合は、
その条件下でのノイズ発生期間を実際に測定すること
で、上記の信号取得禁止期間（図２中の期間ｂ1 、
ｂ2 ）を決定するのが望ましい。
【００４８】ただし、各条件下でノイズ発生期間を一々
測定するのが面倒であるというのであれば、ノイズ発生
期間が比較的長いと思われる条件及び時点でのノイズ発
生期間だけを測定し、その値に或る程度の余裕をプラス
した時間を上記の信号取得禁止期間として設定してもよ
い。
測定するのが面倒であるというのであれば、ノイズ発生
期間が比較的長いと思われる条件及び時点でのノイズ発
生期間だけを測定し、その値に或る程度の余裕をプラス
した時間を上記の信号取得禁止期間として設定してもよ
い。
【００４９】（４）前述したように、本発明は温度検出
において最も有効と考えられるが、それ以外にも、電流
検出等、スイッチング素子に関する各種物理量の検出に
も応用可能である。
において最も有効と考えられるが、それ以外にも、電流
検出等、スイッチング素子に関する各種物理量の検出に
も応用可能である。
【００５０】
【発明の効果】本発明によれば、ノイズのない安定した
温度検出信号を得ることができるので、従来と比べて非
常に精度の高い温度検出を実現できる。また、本発明
を、温度検出に限らず、その他の物理量検出に適用した
場合であっても、同様にノイズのない安定した物理量検
出信号を得ることができるので、非常に高精度の物理量
検出を実現できる。
温度検出信号を得ることができるので、従来と比べて非
常に精度の高い温度検出を実現できる。また、本発明
を、温度検出に限らず、その他の物理量検出に適用した
場合であっても、同様にノイズのない安定した物理量検
出信号を得ることができるので、非常に高精度の物理量
検出を実現できる。
【図１】本発明の一実施の形態に係るノイズ除去回路の
概略ブロック図である。
概略ブロック図である。
【図２】本発明の一実施の形態における、ＣＰＵからの
ドライブ信号とサンプル時間制御信号との関係を示す図
である。
ドライブ信号とサンプル時間制御信号との関係を示す図
である。
【図３】図１に示したノイズ除去回路の具体的な回路図
である。
である。
【図４】図３に示したサンプル時間制御信号生成回路２
１中の回路２１ａの動作を示す電圧波形図である。
１中の回路２１ａの動作を示す電圧波形図である。
【図５】図３に示したサンプル時間制御信号生成回路２
１中の回路２１ｂの動作を示す電圧波形図である。
１中の回路２１ｂの動作を示す電圧波形図である。
【図６】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの概略的な回路図
である。
である。
【図７】ノイズの発生した温度検出用ダイオードの順方
向電圧波形（ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時）の一
例を示す図である。
向電圧波形（ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時）の一
例を示す図である。
６ 昇圧ＭＯＳＦＥＴ ７ 降圧ＭＯＳＦＥＴ １１、１２ 温度検出用ダイオード ２１ サンプル時間制御信号生成回路 ２２、２３ サンプル・アンド・ホールド回路 ａ1 、ａ2 信号取得可能期間 ｂ1 、ｂ2 信号取得禁止期間
Claims (9)
- 【請求項１】 スイッチング素子と同一半導体基板上に
設けられた温度検出用ダイオードから取得される温度検
出信号に発生するノイズを除去する回路であって、 前記温度検出用ダイオードから前記温度検出信号を取得
可能な期間を、前記スイッチング素子のスイッチングに
伴うノイズ発生期間外に制限して、ノイズの含まない温
度検出信号を取得する信号取得期間制限手段を備えたこ
とを特徴とする温度検出信号のノイズ除去回路。 - 【請求項２】 前記信号取得期間制限手段は、 前記温度検出用ダイオードからの温度検出信号をサンプ
ル及びホールドするサンプル・アンド・ホールド回路
と、 該サンプル・アンド・ホールド回路に対し、前記温度検
出信号をサンプルする時間を前記ノイズ発生期間外に制
限するサンプル時間制御信号を生成して出力するサンプ
ル時間制御信号生成回路と、 を備えることを特徴とする請求項１記載の温度検出信号
のノイズ除去回路。 - 【請求項３】 前記サンプル・アンド・ホールド回路
は、前記温度検出信号のサンプル及びホールドを切り換
えるスイッチを備え、前記サンプル時間制御信号生成回
路から出力された前記サンプル時間制御信号に従って前
記スイッチを切り換えることを特徴とする請求項２記載
の温度検出信号のノイズ除去回路。 - 【請求項４】 前記サンプル時間制御信号生成回路は、
前記スイッチング素子のドライブ信号のオン、オフに基
づいて前記サンプル時間制御信号を生成することを特徴
とする請求項２又は３記載の温度検出信号のノイズ除去
回路。 - 【請求項５】 前記スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴで
あることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に
記載の温度検出信号のノイズ除去回路。 - 【請求項６】 前記ダイオードがポリシリコンダイオー
ドであり、該ポリシリコンダイオードの順方向電圧を前
記温度検出信号として使用することを特徴とする請求項
１乃至５のいずれか１項に記載の温度検出信号のノイズ
除去回路。 - 【請求項７】 前記スイッチング素子は、スイッチ回路
内に組み込まれたスイッチング素子であることを特徴と
する請求項１乃至６のいずれか１項に記載の温度検出信
号のノイズ除去回路。 - 【請求項８】 前記スイッチ回路がＤＣ−ＤＣコンバー
タであることを特徴とする請求項７記載の温度検出信号
のノイズ除去回路。 - 【請求項９】 スイッチング素子と同一半導体基板上に
設けられて該スイッチング素子に関する物理量を検出す
るための検出用素子から取得される物理量検出信号に発
生するノイズを除去する回路であって、 前記検出用素子から前記物理量検出信号を取得可能な期
間を、前記スイッチング素子のスイッチングに伴うノイ
ズ発生期間外に制限して、ノイズの含まない物理量検出
信号を取得する信号取得期間制限手段を備えたことを特
徴とする物理量検出信号のノイズ除去回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000288095A JP2002101642A (ja) | 2000-09-22 | 2000-09-22 | ノイズ除去回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000288095A JP2002101642A (ja) | 2000-09-22 | 2000-09-22 | ノイズ除去回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002101642A true JP2002101642A (ja) | 2002-04-05 |
Family
ID=18771735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000288095A Withdrawn JP2002101642A (ja) | 2000-09-22 | 2000-09-22 | ノイズ除去回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002101642A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004017507A1 (ja) * | 2002-08-13 | 2004-02-26 | Sanken Electric Co., Ltd. | 過熱保護装置 |
| US7566845B2 (en) | 2005-12-20 | 2009-07-28 | Sanken Electric Co., Ltd. | Overheat protection circuit for power supply devices and direct-current power supply device |
| JP2014220931A (ja) * | 2013-05-09 | 2014-11-20 | 三菱電機株式会社 | 直流電源装置およびコンバータ出力電流制限方法 |
| JP2018094878A (ja) * | 2016-12-16 | 2018-06-21 | キヤノン株式会社 | 記録素子基板、記録ヘッド、および画像形成装置 |
-
2000
- 2000-09-22 JP JP2000288095A patent/JP2002101642A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004017507A1 (ja) * | 2002-08-13 | 2004-02-26 | Sanken Electric Co., Ltd. | 過熱保護装置 |
| US7215525B2 (en) | 2002-08-13 | 2007-05-08 | Sanken Electric Co., Ltd. | Overheat protector for a dc-to-dc converter or the like |
| US7566845B2 (en) | 2005-12-20 | 2009-07-28 | Sanken Electric Co., Ltd. | Overheat protection circuit for power supply devices and direct-current power supply device |
| JP2014220931A (ja) * | 2013-05-09 | 2014-11-20 | 三菱電機株式会社 | 直流電源装置およびコンバータ出力電流制限方法 |
| JP2018094878A (ja) * | 2016-12-16 | 2018-06-21 | キヤノン株式会社 | 記録素子基板、記録ヘッド、および画像形成装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20071204 |