JP3424220B2

JP3424220B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP3424220B2
Application number: JP21712494A
Authority: JP
Inventors: 浩臼井
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1994-09-12
Filing date: 1994-09-12
Publication date: 2003-07-07
Anticipated expiration: 2018-07-07
Also published as: JPH0884468A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はコンバータ、特にＤＣ−
ＤＣコンバータに使用する制御回路の補助電源に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】図２は従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示
す。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流電源１は起動
用抵抗５を介してコンデンサ７を充電する。コンデンサ
７の充電電圧が所定のレベルに到達すると、制御回路４
は出力端子４１よりパルス幅変調（ＰＷＭ）された制御
出力を発生する。制御出力によりスイッチング素子２は
オン・オフ動作を開始し、直流電源１の直流電圧をトラ
ンス９の第１の巻線９ａに断続的に印加する。トランス
９の第２の巻線９ｂに発生する電圧はダイオード１０で
整流され且つコンデンサ１１で平滑されて、負荷１２に
直流電力が供給される。同時に、トランス９の第３の巻
線９ｃに発生する電圧はダイオード６で整流され且つコ
ンデンサ７で平滑されて、制御回路４の電源端子４０に
安定な直流電力が供給される。トランス９の第３の巻線
９ｃに発生する電圧は、スイッチング素子２のオフ状態
の電圧であり、出力電圧に略比例する。従って、出力電
圧が一定に保たれれば、第３の巻線９ｃの電圧も略一定
に保たれる。

【０００３】オペアンプ１３は負荷１２に供給される直
流電圧と第１の基準電圧１５とを比較してフォトカプラ
８の発光ダイオード８ｂを発光させる。これによりフォ
トカプラ８の受光トランジスタ８ａに制御電流が流れ、
その出力が制御回路４のＦＢ端子４３に入力されてパル
ス幅変調制御が行われる。従って、負荷１２に供給され
る直流電圧が一定に保たれる。

【０００４】図３は制御回路４の詳細な回路を示す。制
御回路４の入力端子４０に所定の電圧が印加されると入
力低下検出回路２３が作動し、ノアゲート３２のローレ
ベル信号によりバイアス電源３９がオン状態となり、制
御回路４の動作が開始される。三角波発振器２４は、図
４のＡで示すパルス幅制御用の三角波と図４のＢで示す
過電流ラッチ用のフリップフロップ２５のリセット信号
とを生成する。パルス幅制御コンパレータ２８は、三角
波発振器２４と、デッドタイムを決定する第５の基準電
圧２９の電圧（図４のＥ）と、ＦＢ端子４３の電圧（図
４のＤ）と、ソフトスタート機能を有するコンデンサ３
６の電圧（図４のＣ）とを比較してパルス幅制御パルス
（図４のＦ）を発生する。パルス幅制御コンパレータ２
８のパルス幅制御パルスは、ノアゲート２２（図４の
Ｉ）及び増幅器２１を通して出力端子４１からスイッチ
ング素子２のゲートに付与され、スイッチング素子２が
作動する。ＦＢ端子４３に接続されたフォトカプラ８の
バイアス電流はダイオード４４及び抵抗４５を通して流
れる。

【０００５】フォトカプラ８がオン状態のとき、コンパ
レータ３７はＦＢ端子４３の電圧と第３の基準電圧３８
とを比較してコンデンサ３６の電圧を所定のレベルに制
限する。フォトカプラ８がオフ状態のとき、定電流源３
３によってコンデンサ３６が充電されてコンデンサ３６
の電圧が上昇する。コンパレータ２７はコンデンサ３６
の電圧と第４の基準電圧２６とを比較し、コンデンサ３
６の電圧が第４の基準電圧２６よりも高い場合にハイレ
ベル信号を出力し、ノアゲート３２を通してバイアス電
源３９をオフ状態にする。このとき、制御回路４がオフ
状態に保たれ電源もオフ状態に保たれる。

【０００６】また、ＩＳ端子４２に所定の電圧が印加さ
れると、コンパレータ３０がオン状態（図４のＧ）とな
りフリップフロップ２５がセット（図４のＨ）される。
これにより、瞬時に出力端子４１からの出力を遮断し過
負荷保護を行う。フリップフロップ２５は、三角波発振
器２４によりパルス毎にリセットされる。

【０００７】負荷１２が過負荷状態となった場合、スイ
ッチング素子２に流れる電流が増大し、電流検出用抵抗
３により検出される。この電流検出値は、制御回路４の
ＩＳ端子４２で検出され、スイッチング素子２のオン駆
動幅を制限する。従って、スイッチング電流が減少する
と共に出力電圧も低下して、各素子を保護することがで
きる。

【０００８】過負荷状態となり出力電圧が低下した場
合、第３の巻線９ｃに現れる電圧も低下するから、図２
の制御回路４の電源電圧も低下する。制御回路４の電源
電圧が所定のレベルまで低下すると、制御回路４がオフ
状態となる。このため負荷１２への電力供給が停止する
ことになる。負荷１２への電力供給が停止すると、起動
用抵抗５により再びコンデンサ７が充電される。コンデ
ンサ７の電圧が制御回路４の所定のレベルに到達すると
再び制御回路４が動作を開始し、電源が過負荷状態で起
動する。しかしながら、過負荷状態が維持される限りト
ランス９の第３の巻線９ｃから制御電源が得られないか
ら再び電源がオフ状態となり、以後オン・オフ動作が反
復される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】前記のように、制御回
路４はコンパレータ２７、ノアゲート３２及びバイアス
電源３９により、フォトカプラ８がオフ状態になったこ
とを検出することで過負荷を検出し電源を遮断する一
方、コンデンサ３６及び定電流源３３により時定数を設
定して、起動時等の過負荷状態での誤動作を防いでい
る。このため、過負荷状態を検知して制御回路４が遮断
状態になる前に電源端子４０の電圧が低下するので、遮
断機能が良好に動作しない欠点があった。更に、負荷１
２に大きなコンデンサを付加した場合又は強いソフトス
タート機能を働かせた場合、起動時にトランス９の第３
の巻線９ｃから制御電源を得られず正常に起動できない
欠点があった。

【００１０】前記欠点を除去するために改善された回路
を図５に示す。図５に示す符号のうち、１から１５まで
は図２の符号と同じである。スイッチング素子２がオン
状態のとき、整流回路１６ａ及び定電圧回路２０ａを介
して第４の巻線９ｄから電源端子４０に電源が投入され
る。整流回路１６ａはダイオード１６及びコンデンサ１
７から成り、定電圧回路２０ａは、整流回路１６ａと電
源端子４０との間に接続されたコレクタ・エミッタを有
するトランジスタ２０と、トランジスタ２０のベースと
直流電源１の負側端子との間に接続されたツェナダイオ
ード１９と、トランジスタ２０のコレクタ・ベース間に
接続された抵抗１８とを備えている。図５の回路の動作
は図２と略同様であるが、補助電源の取り方のみが相違
する。図２では、スイッチング素子２がオフ状態のとき
出力電圧に略比例した電圧を制御電源として用いるため
電圧が安定しており、特別な定電圧回路を必要としな
い。これに対し、図５では、スイッチング素子２がオン
状態のとき入力電圧に略比例した電圧を制御電源として
用いるため過負荷時も安定した制御電源が得られ、遮断
機能が正常に動作する利点がある。反面、入力電圧に比
例して電圧が変化するので、定電圧回路２０ａを必要と
し定電圧電源２０ａでの電力損失が大きい欠点があっ
た。

【００１１】そこで、本発明は前記欠点を除去するため
に、過負荷を検出して制御回路の出力を確実に且つ効率
良く遮断できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを
目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明によるＤＣ−ＤＣ
コンバータは、直流電源(1)と、スイッチング素子(2)
と、トランス(9)の第１の巻線(9a)とを直列に接続し、
トランス(9)の第２の巻線(9b)に整流回路(10a)を設け
て、制御回路(4)の制御出力によりスイッチング素子(2)
を駆動して第２の巻線(9b)から負荷(12)に直流電力を供
給する。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング
素子(2)がオフ状態のときに制御回路(4)への電圧を取り
出す第３の巻線(9c)と、スイッチング素子(2)がオン状
態のときに制御回路(4)への電圧を取り出す第４の巻線
(9d)とをトランス(9)に設ける。ダイオード(6)とコンデ
ンサ(7)とを含む第１の制御用整流回路(6a)を第３の巻
線(9c)に接続すると共に、ダイオード(16)とコンデンサ
(17)とを含む第２の制御用整流回路(16a)を第４の巻線
(9d)に接続し、第４の巻線(9d)に接続した第２の制御用
整流回路(16a)と制御回路(4)との間に定電圧回路(20a)
を接続する。本発明の実施例では、第４の巻線(9d)に整
流回路(16a)を介して接続した定電圧回路(20a)の出力電
圧は、第３の巻線(9c)の整流回路(6a)の出力電圧よりも
小さい。

【００１３】

【作用】定電圧出力で動作する時に第４の巻線(9d)が実
質的にオフ状態となり、第３の巻線(9c)より制御回路
(4)の電源端子に電圧が効率良く印加される。また、過
負荷時に第３の巻線(9c)に巻線電圧が発生せず、第４の
巻線(9d)の巻線電圧により安定して制御回路(4)の電源
端子に電圧が印加され、確実に制御回路(4)の出力を遮
断することができる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの
実施例を図１について説明する。図１では、図２及び図
５に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、説明
を省略する。

【００１５】図１に示すように、スイッチング素子２を
駆動する制御回路４の電源として、スイッチング素子２
がオフ状態のときに電圧を取り出す第３の巻線９ｃと、
スイッチング素子２がオン状態のときに電圧を取り出す
第４の巻線９ｄとをトランス９に設けている。第３の巻
線９ｃと第４の巻線９ｄには、それぞれダイオード６と
コンデンサ７による整流回路６ａ及びダイオード１６と
コンデンサ１７による整流回路１６ａを接続する。第３
の巻線９ｃ及び第４の巻線９ｄから制御回路４の電源端
子４０に電源を供給する。第４の巻線９ｄに接続した整
流回路１６ａと制御回路４の電源端子４０との間に定電
圧回路２０ａを接続する。第４の巻線９ｄに整流回路１
６ａを介して接続した定電圧回路２０ａの出力電圧は、
第３の巻線９ｃの整流回路６ａの出力電圧よりも若干小
さい。第３の巻線９ｃは、定電圧出力による動作時に好
適なレベルの制御電圧を発生するように設定する。ま
た、第４の巻線９ｄの電圧は出力短絡時に十分に制御回
路４に電圧を供給できるレベルに設定する。

【００１６】これにより、定電圧出力で動作する時は、
電源端子４０に第３の巻線９ｃより制御電源が供給さ
れ、第４の巻線９ｄは実質的にオフ状態となり効率が良
い。また、過負荷時は、第３の巻線９ｃの巻線電圧はな
くなるが、第４の巻線９ｄの巻線電圧により安定して電
源端子４０に電圧が供給されるので、過負荷時に確実に
制御回路４の出力を遮断することができる。

【００１７】

【発明の効果】以上のように、過負荷時に制御回路の電
源レベルを低下させずに確実に制御回路の出力を遮断す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの実施例
を示す回路図

【図２】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図

【図３】図２に示す制御回路の詳細を示す回路図

【図４】図２及び図３に示す各部の出力を示すタイム
チャート

【図５】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの他の例を示す
回路図

【符号の説明】

１・・直流電源、２・・スイッチング素子、４・・
制御回路、６，１０，１６・・ダイオード、６ａ，
１０ａ，１６ａ・・整流回路、７，１１，１７・・コ
ンデンサ、９・・トランス、９ａ・・第１の巻線、
９ｂ・・第２の巻線、９ｃ・・第３の巻線、９ｄ
・・第４の巻線、１２・・負荷、２０ａ・・定電圧
回路、

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、スイッチング素子と、トラ
ンスの第１の巻線とを直列に接続し、前記トランスの第
２の巻線に整流回路を設けて、制御回路の制御出力によ
り前記スイッチング素子を駆動して前記第２の巻線から
負荷に直流電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記制御回路
への電圧を取り出す第３の巻線と、前記スイッチング素
子がオン状態のときに前記制御回路への電圧を取り出す
第４の巻線とを前記トランスに設け、ダイオードとコンデンサとを含む第１の制御用整流回路
を前記第３の巻線に接続すると共に、ダイオードとコン
デンサとを含む第２の制御用整流回路を前記第４の巻線
に接続し、前記第４の巻線に接続した前記第２の制御用整流回路と
前記制御回路との間に定電圧回路を接続したことを特徴
とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】前記第４の巻線に整流回路を介して接続
した定電圧回路の出力電圧は、前記第３の巻線の整流回
路の出力電圧よりも小さい請求項１に記載のＤＣ−ＤＣ
コンバータ。