CN101518011A

CN101518011A - 在无线通信系统中配置导频符号的方法和装置

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Publication number: CN101518011A
Application number: CNA2007800360414A
Authority: CN
Inventors: M·M·王
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2006-09-27
Filing date: 2007-09-27
Publication date: 2009-08-26
Anticipated expiration: 2027-09-27
Also published as: NO20091194L; BRPI0717268A2; AU2007300037B2; TWI390918B; US20070082696A1; JP2010505372A; CN105207760A; TW200833036A; EP2074786A1; RU2406246C1; KR101088189B1; AU2007300037A1; US8391410B2; CA2662687A1; JP4991866B2; MX2009003198A; KR20090057327A; IL197354A0; CN101518011B; WO2008039952A1

Abstract

公开了用于构造在诸如OFDM系统的无线通信系统中传输的通信帧的导频符号的方法和装置。特别地，所述方法和装置生成至少一个具有至少预定长度的伪随机噪声序列，其中至少一个伪随机噪声序列代表无线系统的系统配置。时域符号序列与至少一个伪随机噪声序列进行调制以创建时域捕获导频符号。已调制的捕获导频符号进一步被掩码至指定的频率轮廓并被置于无线传输帧中。相应地，通过将捕获导频符号与相应的不同伪随机噪声序列进行调制，可以使不同的系统配置从发射机传送到接收机，同时提供较低的处理捕获导频符号所需的复杂度以及使用QPSK调制时的最小峰值平均功率比。

Description

在无线通信系统中配置导频符号的方法和装置

技术领域

本公开总体上涉及无线通信，并且更具体地，涉及用于配置用在无线通信系统中的导频符号的方法和装置。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是用于广播高速率数字信号的技术。在OFDM系统中，将一个单独的高速率数据流分割成若干个并行的低速率子流，使用每个子流对各自的子载波频率进行调制。应该注意，虽然将本发明就正交幅度调制进行描述，但是本发明同样可应用于相移键控调制系统。

OFDM系统中所使用的调制技术称为正交幅度调制(QAM)，其中，对载波频率的相位和幅度都进行了调制。在QAM调制中，从多个数据比特中生成复QAM符号，其中，每个符号包括实数项和虚数项，并且每个符号均代表生成该符号的多个数据比特。以能够由复平面来图形化表示的模式，将多个QAM比特一起进行发送。典型地，该模式被称为“星座(constellation)”。通过使用QAM调制，OFDM系统可以改善自身的效率。

当对信号进行广播时，它可以通过不只一条路径传播到接收机。例如，来自一个单独的发射机的信号可以沿着直线传播到接收机，并且还可以被物理对象反射成沿着不同的路径传播到接收机。此外，当系统使用所谓的“蜂窝”广播技术来增加频谱效率时，可以通过不只一个发射机对打算提供给接收机的信号进行广播。因此，同样的信号将沿着不只一条路径发送到接收机。无论是人为的(即由从不只一个发射机对同一个信号进行广播造成的)还是自然的(即由回波造成的)，信号的这种并行传播被称为“多径”。应该意识到，虽然蜂窝数字广播的频谱效率高，但是必须做好准备，以有效地对多径因素进行处理。

幸运的是，在出现多径状况(如上所述，当使用蜂窝广播技术时，其必然出现)时，使用QAM调制的OFDM系统比仅使用单个载波频率的QAM调制技术更加有效。更特别地，在单载波QAM系统中，必须使用复均衡器，以便对具有与主路径一样强的回波的信道进行均衡，并且该均衡很难执行。相反，在OFDM系统中，简单地通过在每个符号的起始处插入具有适当长度的防护间隔，就可以完全消除对复均衡器的需求。因此，当预期出现多径状况时，使用QAM调制的OFDM系统是优选的。

在典型的网格编码方案中，以卷积编码器对数据流进行编码，并且随后将连续的多个比特合并到成为QAM符号的比特组中。若干个比特在一组中，其中，通过整数“m”对每组的比特数目进行定义(因此，将每个组称为具有“m元(m-ary)”维度)。虽然“m”的值可以更大或更小，但是通常“m”的值是4、5、6或7。

在将多个比特分组成多比特符号之后，对这些符号进行交织。进行“交织”意味着在次序上对符号流进行重新排列，从而使得由信道衰减造成的可能误差可以随机化。为了说明，假设将要发送5个码字。假定在未交织信号的传输期间，出现了暂时性的信道干扰。在这些情况下，在信道干扰减少之前，可能丢失整个码字，并且将很困难甚至不可能知道所丢失的码字将要传达何种信息。

相反，如果在传输之前对5个码字的字母按顺序进行了重新排列(即“交织”)，并且出现了信道干扰，则可能丢失若干个字母，也许每个码字丢失一个字母。然而，一旦对重新排列后的字母进行解码，虽然一些码字丢失了一些字母，但是所有5个码字都将出现。显然，在这些情况下，对于数字解码器来说，充分全面地对数据进行恢复将是相对容易的。在对m-ary符号进行交织之后，使用上述QAM原理将符号映射到复符号，复用到它们各自的子载波信道中，并进行发送。

发明内容

根据本公开的一方面，公开了一种用于构造捕获导频符号的方法。该方法包括生成至少一个具有至少预定长度的伪随机噪声序列，其中至少一个伪随机噪声序列代表了无线系统的系统配置，以及用至少一个伪随机噪声序列调制时域符号序列以生成捕获导频符号。该方法进一步包括将捕获导频符号掩码至指定频率轮廓，以及将已调制的捕获导频符号放置在帧中，用于无线传输。

根据本公开的另一方面，公开了一种用于构造捕获导频符号和放置该符号的帧的发射机。该发射机包括伪随机噪声序列生成器，用于生成与传送给接收机的预定系统信息相对应的伪随机噪声序列。该发射机进一步包括调制器，用于通过用伪随机噪声序列调制时域符号序列来构造捕获导频符号；频谱掩码单元，用于将所述捕获导频符号掩码至指定频率轮廓；以及组装单元，用于将已调制的捕获导频符号放置在帧中，用于无线传输。

根据本公开的又一方面，公开了一种用在无线通信设备中的处理器。该处理器包括伪随机噪声序列生成器，用于生成与传送给接收机的预定系统信息相对应的伪随机噪声序列；调制器，用于通过用伪随机噪声序列调制时域符号序列来构造捕获导频符号，频谱掩码单元，用于将捕获导频符号掩码至指定频率轮廓；以及组装单元，用于将已调制的捕获导频符号放置在帧中，用于无线传输。

根据本公开的再一方面，公开了一种用在无线通信设备中的处理器。该处理器包括用于生成至少一个具有至少预定长度的伪随机噪声序列的模块，其中至少一个伪随机噪声序列代表无线系统的系统配置，以及用于用至少一个伪随机噪声序列调制时域符号序列以生成捕获导频符号的模块。另外，该处理器包括用于将捕获导频符号掩码至指定频率轮廓的模块；以及用于将已调制且经过掩码的捕获导频符号放置在帧中用于无线传输的模块。

根据本公开的再一方面，公开了一种编码有指令集的计算机可读介质。该指令包括用于生成至少一个具有至少预定长度的伪随机噪声序列的指令，其中，所述至少一个伪随机噪声序列代表无线系统的系统配置；用于用至少一个伪随机噪声序列调制时域符号序列以生成捕获导频符号的指令；用于将捕获导频符号掩码至指定频率轮廓的指令；以及用于将已调制且经过掩码的捕获导频符号放置在帧中用于无线传输的指令。

附图说明

图1a示出了根据一个实施例的信道交织器。

图1b示出了根据另一个实施例的信道交织器。

图2a示出了根据一个实施例被放入交织缓冲区中的turbo分组的码比特。

图2b示出了根据一个实施例的交织缓冲区，其被排成N/m行、m列的矩阵。

图3图示了根据一个实施例的交织交错表。

图4示出了根据一个实施例的信道化图。

图5示出了根据一个实施例的具有全1移位序列的信道化图，其中全1移位序列导致特定时隙的长期良好的和差劲的信道估计。

图6示出了具有全2移位序列的信道化图，其中全2移位序列导致均匀分布的良好的和差劲的信道估计交错。

图7示出了根据一个实施例的用于实现交织的无线设备。

图8示出了物理层分组的示例性帧校验序列计算的框图。

图9示出了示例性OFDM符号的持续时间图。

图10示出了示例性超帧的结构和信道结构。

图11示出了发射机中示例性TDM导频1分组的框图。

图12示出了用于对TDM导频1子载波进行调制的示例性PN序列生成器。

图13示出了QPSK调制的示例性信号星座图。

图14示出了用于说明发射机中的TDM导频2/WIC/LIC/FDM导频/TPC/数据信道中的未分配时隙/保留的OFDM符号的固定模式处理的框图。

图15是广域识别信道中时隙分配的示例。

图16示出了示例性的时隙比特加扰器。

图17示出了示例性LIC时隙分配的框图。

图18示出了示例性TDM导频2时隙分配的框图。

图19示出了用于说明发射机中OIS物理层分组处理的框图。

图20示出了示例性广域/局域OIS信道编码器的框图。

图21示出了示例性Turbo编码器架构的框图。

图22示出了用于计算Turbo交织器输出地址的过程的框图。

图23示出了N＝20的示例性比特交织器操作示例的框图。

图24示出了广域OIS信道Turbo编码分组映射到数据时隙缓冲区的框图。

图25示出了局域OIS Turbo编码分组映射到数据时隙缓冲区。

图26示出了说明发射机中用于处理数据信道物理层分组的过程的框图。

图27示出了示例性数据信道编码器的框图。

图28示出了对于分层调制而言对基本和增强分量比特进行交织以用于填充时隙缓冲区的示例。

图29示出了占用3个数据时隙缓冲区的数据信道Turbo编码分组。

图30示出了对占用3个数据时隙缓冲区的基本和增强分量Turbo编码分组进行复用的示例。

图31示出了占用3个数据时隙缓冲区的数据信道Turbo编码分组的示例。

图32示出了在一帧中的3个连续OFDM符号上为多个MLC进行时隙分配的示例。

图33示出了16-QAM调制的示例性信号星座图。

图34示出了分层调制的示例性信号星座图。

图35示出了FDM导频的交错分配图。

图36示出了时隙的交错分配图。

图37示出了示例性OFDM常用操作的框图。

图38示出了根据示例来说明加窗的OFDM符号的重叠的图。图33示出了16-QAM调制的示例性信号星座图。

图39图示了在超帧39中使用的导频捕获符号，其中该符号包括时域中周期波形的序列。

图40示出了包括捕获OFDM符号的超帧的示例性构成。

图41示出了用于构造和发射图40所示的帧的示例性发射机4100。

图42示出了用于构造和发射包括如图40所示的捕获符号的超帧的方法的流图。

图43示出了用于构造和发射包括如图40所示例的捕获导频符号的超帧的发射机的另一个示例。

具体实施方式

在实施例中，信道交织器包括比特交织器和符号交织器。图1示出了两种类型的信道交织方案。两种方案都使用比特交织和交错来实现最大信道分集。

图1a示出了根据一个实施例的信道交织器。图1b示出了根据另一个实施例的信道交织器。图1b的交织器仅使用比特交织器来实现m-ary调制分集，并且使用二维交织交错表和运行时时隙-交错映射来实现频率分集，该频率分集无需明确的符号交织就提供更好的交织性能。

图1a示出了输入到比特交织块104的Turbo码比特102。比特交织块104输出交织比特，交织比特输入到星座符号映射块106。星座符号映射块106输出星座符号映射比特，星座符号映射比特输入到星座符号交织块108。星座符号交织块108将星座符号交织比特输出到信道化块110。信道化块110使用交错表112对星座符号交织比特进行交错，并输出OFDM符号114。

图1b示出了输入到比特交织块154的Turbo码比特152。比特交织块154输出交织比特，交织比特输入到星座符号映射块156。星座符号映射块156输出星座符号映射比特，星座符号映射比特输入到信道化块158。信道化块158使用交织交错表和动态时隙-交错映射160对星座符号交织比特进行信道化，并且输出OFDM符号162。

用于调制分集的比特交织

图1b的交织器使用比特交织154来实现调制分集。以一种将相邻的码比特映射到不同星座符号中的模式对turbo分组的码比特152进行交织。例如，对于2m-Ary调制，将N比特交织缓冲区分割成N/m块。如图2a中所示(顶部)，按顺序将相邻的码比特写入相邻的块中，随后依次从缓冲区的开头到结束一个接一个地读出。这保证将相邻的码比特映射到不同的星座符号。同样，如图2b所示(底部)，交织缓冲区被排列成N/m行、m列的矩阵。逐列地将码比特写入缓冲区中，并且逐行读出。由于对于取决于映射的16QAM来说，星座符号的某些比特比其它比特更可靠，例如，第一个和第三个比特比第二个和第四个比特更可靠，所以为了避免将相邻的码比特映射到星座符号的同一个比特位置，应该从左到右以及可替换地从右到左读出各行。

图2a示出了根据一个实施例被放到交织缓冲区204中的turbo分组的码比特202。图2b是根据一个实施例的比特交织操作的图示。如图2b中所示，将Turbo分组的码比特250放入交织缓冲区252中。根据一个实施例，通过交换第二列和第三列对交织缓冲区252进行变换，从而创建交织缓冲区254，其中，m＝4。从交织缓冲区254读出Turbo分组的交织码比特256。

为简便起见，如果最高调制级别是16并且如果码比特长度总是被4整除，就可以使用固定的m＝4。在该情况下，为了改善QPSK的分隔，在被读出之前对中间两列进行交换。在图2b中(底部)对该过程进行了描述。对本领域的技术人员显而易见的是可以交换任何两列。对本领域的技术人员也显而易见的是可以按照任何次序放置这些列。对本领域的技术人员还显而易见的是可以按照任何次序放置这些行。

在另一个实施例中，作为第一个步骤，将turbo分组的码比特202分布在多个组中。注意，图2a和图2b的实施例也都将码比特分布在多个组中。然而，可以根据用于每个给定组的组比特次序对每个组内的码比特进行混洗，而不是简单地交换行或列。这样，在将16个码比特分布到4个组中之后，使用对这些组的简单线性排序，这些组的次序可以是{1，5，9，13}、{2，6，10，14}、{3，7，11，15}、{4，8，12，16}，并且在混洗之后，这四组共16个码比特的次序可以是{13，9，5，1}、{2，10，6，14}、{11，7，15，3}、{12，8，4，16}。注意，交换行或列是该组内混洗的回归情形。

用于频率分集的交织交错

根据实施例，信道交织器将交织交错用于星座符号交织，以便实现频率分集。这消除了对于明确的星座符号交织的需求。在两个级别上进行交织：

在交错之内的交织或者交错内交织：在实施例中，以比特反转的形式对交错的500个子载波进行交织；

在交错之间的交织或者交错间交织：在实施例中，以比特反转的形式对8个交错进行交织。

对本领域的技术人员显而易见的是，子载波的数目可以是除了500之外其它的数。对本领域的技术人员还显而易见的是，交错的数目可以是除了8之外其它的数。

注意，由于500不是2的幂，因此根据实施例应该使用精简集比特反转操作。下列代码示出了该操作：

vector<int>reducedSetBitRev(int n)

{

int m＝exponent(n)；

vector<int>y(n)；

for(int i＝0，j＝0；i＜n；i++，j++)

{

int k；

for(；(k＝bitRev(j，m))＞＝n；j++)；

y[i]＝k；

}

return y；

}

其中，n＝500，m是使得2^m＞n的最小整数8，并且bitRev是常规比特反转操作。

根据实施例，使用如图3中所描述的交错表，按照信道化器所确定的已分配的时隙索引，以顺序线性的形式将数据信道的星座符号序列的多个符号映射到相应的子载波中。

图3示出根据一个实施例的交织交错表。示出了Turbo分组302、星座符号304以及交织交错表306。还示出了交错3(308)、交错4(310)、交错2(312)、交错6(314)、交错1(316)、交错5(318)、交错3(320)和交错7(322)。

在一个实施例中，8个交错中的一个用于导频，即交错2和交错6交替地用于导频。结果，信道化器可以使用7个交错用于调度。为方便起见，信道化器使用时隙作为调度单位。将一个时隙定义为OFDM符号的一个交错。使用交错表将时隙映射到特定的交错。由于使用了8个交错，那么就存在8个时隙。留出7个时隙用于信道化，而1个时隙用于导频。在不失一般性的情况下，如图4中所示，将时隙0用于导频而将时隙1到7用于信道化，在图4中，竖轴是时隙索引402，横轴是OFDM符号索引404，并且粗体条目是在OFDM符号时间上被分配给相应时隙的交错索引。

图4示出了根据一个实施例的信道化图。图4示出了为调度器保留的时隙索引406以及为导频保留的时隙索引408。粗体条目是交错索引号。具有方框的数字是与导频相邻并且因此具有良好的信道估计的交错。

被方框环绕的数字是与导频相邻并且因此具有良好的信道估计的交错。因为调度器总是将一块连续的时隙和OFDM符号分配给数据信道，因此显然的是，由于交错间交织，分配给数据信道的连续时隙将被映射到不连续的交错。于是，就可以实现更多的频率分集增益。

然而，这种静态分配(即，时隙到物理交错的映射表不随着时间变化，其中调度器时隙表不包括导频时隙)确实遇到一个问题。即，如果一个数据信道分配块(假设是矩形的)占用了多个OFDM符号，那么被分配给该数据信道的交错不随着时间变化，这将导致频率分集的损失。补救办法是随着OFDM符号的变化而简单地将调度器交错表(即，除了导频交错之外)循环移位。

图5描述了对于每个OFDM符号将调度器交错表移位一次的操作。该方案成功地解决了静态交错分配问题，即，在不同的OFDM符号时间，将特定的时隙映射到不同的交错。

图5示出了根据一个实施例的信道化图，其中，全1移位序列导致对于特定时隙502长期的良和差的信道估计。图5示出了为调度器保留的时隙索引506以及为导频保留的时隙索引508。在横轴上示出了时隙符号索引504。

然而，注意到，与优选的具有良信道估计的短期交错和具有差的信道估计的短期交错的模式相比，所述时隙分配有四个具有良信道估计的连续交错，其后伴随具有差信道估计的长期交错。在图中，以方框对与导频交错相邻的交错进行标记。对长期的良和差信道估计问题的解决方法是，使用除了全1移位序列以外的移位序列。有许多序列可以用于完成该任务。最简单的序列是全2移位序列，即，调度器交错表每OFDM符号移位两次而不是一次。在图6中示出了显著改善了信道化器交错模式的结果。注意，该模式每2×7＝14个OFDM符号重复一次，其中，2是导频交错序列周期，而7是信道化器交错移位周期。

为了简化在发射机和接收机处的操作，可以用一个简单的公式来确定在给定OFDM符号时间上从时隙到交错的映射：

其中：

·N＝I-1是用于业务数据调度的交错的数目，其中，I是交错的总数；

·除导频交错之外，i∈{0，1，…I-1}是在OFDM符号t上时隙s所映射到的交错索引；

·t＝0，1，...，T-1是一个超帧内的OFDM符号索引，其中，T是一个帧¹内的OFDM符号的总数；

·s＝0，1，...，S-1是时隙索引，其中，S是时隙的总数；

·R是每OFDM符号的移位数；

是精简集比特反转操作符。即，导频所使用的交错将被排除在比特反转操作之外。

例：在一个实施例中，I＝8，R＝2。相应的时隙-交错映射公式变成：

其中，

对应于下表：

1 &DoubleRightArrow; 4

2 &DoubleRightArrow; 2

或6

3 &DoubleRightArrow; 1

4 &DoubleRightArrow; 5

5 &DoubleRightArrow; 3

6 &DoubleRightArrow; 7

可以通过下列代码生成该表：

int reducedSetBitRev(int x，int exclude，int n)

{

int m＝exponent(n)；

int y；

__________________

¹由于在当前设计中，一个帧内OFDM符号的数目不能被14整除，所以超帧(而不是帧)内的OFDM符号索引为帧提供了附加分集

for(int i＝0；j＝0；i＜＝x；i++，j++)

{

for(；(y＝bitRev(j，m))＝＝exclude；j++)；

}

return y；

}

其中，m＝3，并且bitRev是常规比特反转操作。

对于OFDM符号t＝11，导频使用交错6。时隙和交错之间的映射变成：

·时隙1映射到交错

·时隙2映射到交错

·时隙3映射到交错

·时隙4映射到交错

·时隙5映射到交错

·时隙6映射到交错

·时隙7映射到交错

所得到的映射与图6中的映射一致。图6示出了一个信道化图，其中，全2移位序列导致均匀分布的良和差信道估计交错。

根据一个实施例，交织器具有下列特征：

将比特交织器设计为通过将多个码比特交织到不同的调制符号中来利用m-Ary调制分集；

将“符号交织”设计为通过交错内交织和交错间交织达到频率分集；

通过随着OFDM符号的改变而改变时隙-交错映射表来达到额外的频率分集增益和信道估计增益。提出了简单的旋转序列来达到该目标。

图7示出了根据一个实施例的用于实现交织的无线设备。无线设备702包括天线704、双工器706、接收机708、发射机710、处理器712以及存储器714。根据一个实施例，处理器712能进行交织。处理器712为缓冲或数据结构而使用存储器714，以便执行其操作。

以下描述包括更多实施例的细节。

物理层的传输单位是物理层分组。一个物理层分组的长度是1000个比特。一个物理层分组携带一个MAC层分组。

物理层分组格式

物理层分组应使用以下格式：

字段	长度(比特)
字段	长度(比特)	MAC层分组	976
FCS	16	MAC层分组	976
FCS	16	Reserved	2
TAIL	6	Reserved	2

其中MAC层分组是指来自OIS、数据或控制信道MAC协议的MAC层分组；FCS是帧校验序列；Reserved是保留的比特，FLO网络把该字段设为0且FLO设备将忽视该字段；而TAIL是指编码器尾部比特，该字段被设为全‘0’。

以下表格说明了物理层分组的格式：

比特传输次序

物理层分组的每一个字段将被顺序发送，这样使得最高有效位(MSB)最先发送，最低有效位(LSB)最后发送。在本文的图中，MSB是最左端的比特。

FCS比特的计算

此处所述的FCS计算用于计算物理层分组中的FCS字段。

FCS是用标准的CRC-CCITT生成多项式计算得出的CRC：

g(x)＝x¹⁶+x¹²+x⁵+1

FCS等于根据图8所示的下列步骤所计算出的值。

所有的移位寄存器元素被初始化为‘1’。注意，将寄存器初始化为1使得全0数据的CRC变为非0。

开关的位置被设为向上。

除了FCS、保留和尾部比特，对于物理层分组的每个比特，寄存器被同步(clocked)一次。应从MSB向LSB读取物理层分组。

开关的位置被设为向下，这样使得输出是带有一个‘0’的模2加法且接连的移位寄存器输入为‘0’。

对于16个FCS比特，寄存器被额外同步16次。

输出比特组成了除保留字段和尾部字段以外的所有物理层分组字段。

FLO网络要求

接下来论述的这部分定义了专门针对FLO网络设备和操作的要求。

发射机

接下来的要求应用于FLO网络发射机。发射机在8个6MHz宽的频带之一上工作，但也可以支持5，7和8MHz的发射带宽。每个6MHz宽的发射频带分配被称为一个FLO RF信道。每个FLO RF信道以索引j∈{1，2，…8)来表示。对于每个FLO RF信道索引，发射频带和频带中心频率如下表1所指定。

FLO RF信道号j	FLO发射频带(MHz)	频带中心频率f_C(MHz)
FLO RF信道号j	FLO发射频带(MHz)	频带中心频率f_C(MHz)	1	698-704	701
2	704-710	707	1	698-704	701
2	704-710	707	3	710-716	713
4	716-722	719	3	710-716	713
4	716-722	719	5	722-728	725
6	728-734	731	5	722-728	725
6	728-734	731	7	734-740	737
8	740-746	743	7	734-740	737

表1：FLO RF信道号和发射频带频率

实际发射载波频率与规定的发射频率之间最大的频率差应小于表1中的频带中心频率的±2×10^-9。

注意，将要确定带内频谱特性和带外频谱掩码。

功率输出特性使得发射ERP应低于46.98dBW，这对应于50kW。

OFDM调制特性

空中链路上使用的调制是正交频分复用(OFDM)。最小的传输间隔对应于一个OFDM符号周期。OFDM发送符号由许多单独调制的子载波组成。FLO系统使用4096个子载波，编号从0到4095。这些子载波被分成两个独立的组。

第一组子载波是可用的4096个子载波中的防护子载波，96个未使用。这些未使用的子载波被称为防护子载波。防护子载波上不传送任何能量。编号为0到47、2048以及4049到4095的子载波被用作防护子载波。

第二组是活动子载波。活动子载波是一组索引为k∈{48...2047，2049...4048}的4000个子载波。每个活动子载波将携带一个调制符号。

关于FLO系统中的子载波间距，4096个子载波在6MHz FLO RF信道的中心跨越5.55MHz的带宽。下式给出子载波间距(Δf)_SC：

{(Δf)}_{SC} = \frac{5.55 \times 10^{6}}{4096} = 1.35498046875 kHz

关于子载波频率，在第k个FLO RF信道(见上表1)中索引为i的子载波的频率f_SC(k，i)按照如下方程计算：

f_SC(k，i)＝f_C(k)+(i-2048)×(Δf)_SC

其中f_C(k)是第k个FLO RF信道的中心频率，而(Δf)_SC是子载波间距。

子载波交错

活动子载波再被分成索引从0到7的8个交错。每一个交错由500个子载波组成。在频率上，一个交错中的子载波被[8×(Δf)_SC]Hz间隔开(交错0除外，在此交错中间的两个子载波用16×(Δf)_SC隔开，这是因为索引为2048的子载波未用)，其中(Δf)_SC是子载波间距。

每个交错中的子载波跨越5.55MHz的FLO RF信道带宽。索引为i的活动子载波被分配给交错I_j，其中j＝i mod 8。每个交错中的子载波索引以升序顺序地排列。在一个交错中的子载波编号在0，1，...499的范围内。

帧和信道结构

所发送的信号被组成超帧。每个超帧具有1s的持续时间T_SF，并且由1200个OFDM符号组成。一个超帧中的OFDM符号被编号为0-1199。OFDM符号间隔T_s为833.33...μs。OFDM符号由多个被称为OFDM码片的时域基带采样组成。以每秒5.55x10⁶的速率发送这些码片。

如图9所示，总的OFDM符号间隔T_s′包括四部分：一个持续时间为T_U的有用部分、一个持续时间为T_FGI的平坦防护间隔和在两侧的持续时间为T_WGI的两个窗间隔。在连续的OFDM符号间有T_WGI的重叠(见图9)。

有效的OFDM符号间隔是T_s＝T_WGI+T_FGI+T_U，

其中，

图9中总的符号持续时间是T′_s＝T_s+T_WGI。

下文将有效的OFDM符号持续时间称为OFDM符号间隔。在一个OFDM符号间隔期间，在每一个活动子载波上携带一个调制符号。

FLO物理层信道是TDM导频信道、FDM导频信道、OIS信道和数据信道。TDM导频信道、OIS信道和数据信道在一个超帧上被时分复用。如图10所示，在一个超帧上，FDM导频信道与OIS信道和数据信号进行频分复用。

TDM导频信道由TDM导频1信道、广域识别信道(WIC)、局域识别信道(LIC)、TDM导频2信道、转换导频信道(TPC)和定位导频信道(PPC)组成。TDM导频1信道、WIC、LIC和TDM导频2信道分别跨越一个OFDM符号并且出现在一个超帧的开头。跨越一个OFDM符号的转换导频信道(TPC)在每个广域和局域数据或OIS信道传输之前和之后。在广域信道(广域OIS或广域数据)侧面的TPC被称为广域转换导频信道(WTPC)。在局域信道(局域OIS或局域数据信道)侧面的TPC被称为局域转换导频信道(LTPC)。在一个超帧中，WTPC和LTPC各占用10个OFDM符号，合起来占用20个OFDM符号。PPC具有可变的持续时间，并且它的状态(存在或不存在以及持续时间)可以在OIS信道上信令传输。当存在时，它在超帧的末端跨越6、10或14个OFDM符号。当PPC不存在时，在超帧的末端要保留两个OFDM符号。

OIS信道占用一个超帧中的10个OFDM符号，并且紧接在一个超帧中的第一个WTPC OFDM符号后面。OIS信道由广域OIS信道和局域OIS信道组成。广域OIS信道和局域OIS信道各自有5个OFDM符号的持续时间，并被两个TPC OFDM符号分隔开。

FDM导频信道跨越1174、1170、1166或1162个OFDM。在一个超帧中，这些值对应于2个保留的OFDM符号或者分别出现在每个超帧符号中的6、10和14个PPC OFDM符号。应该注意到，这些值对应于2个保留的OFDM符号或者分别出现在每个超帧中的6、10和14个PPC OFDM符号。FDM导频信道与广域和局域OIS和数据信道进行频分复用。

数据信道跨越1164、1160、1156或1152个OFDM符号。应该注意到，这些值对应于2个保留的OFDM符号或是分别出现在每个超帧中的6、10和14个PPC OFDM符号。数据信道传输加上紧接在每个数据信道传输之前或之后的16个TPC OFDM符号传输被分为4个帧。

设置帧参数，其中P是PPC中OFDM符号的数量或是当超帧中不存在PPC时保留的OFDM符号的数量，W是一帧中与广域数据信道相关联的OFDM符号的数量，L是一帧中与局域数据信道相关联的OFDM符号的数量，F是一帧中OFDM符号的数量。于是，这些帧参数通过以下方程组相关联：

F = 295 - \frac{P - 2}{4}

F＝W+L+4

图10就P、W和L而言示出了超帧和信道结构。当PPC不存在时，每个帧跨越295个OFDM符号，并且具有245.8333ms的持续时间T_F。注意，在每个超帧的末端有两个保留的OFDM符号。当在超帧的末端存在PPC时，每个帧均跨越如下表3中指定的可变的OFDM符号数。

PPC OFDM符号数	以OFDM符号为单位的帧持续时间(F)	以ms为单位的帧持续时间
PPC OFDM符号数	以OFDM符号为单位的帧持续时间(F)	以ms为单位的帧持续时间	6	294	245
10	293	244.166...	6	294	245
10	293	244.166...	14	292	243.333...

表3不同的PPC OFDM符号数的帧持续时间

在每个帧期间的数据信道将在局域数据信道和广域数据信道之间时分复用。该帧中分配给广域数据的部分是并且它的变化范围是从0到100％。

在OIS信道上发送的物理层分组被称为OIS分组，而在数据信道上发送的物理层分组被称为数据分组。

流分量和分层调制

与FLO网络上多播的流相关联的音频或视频内容可以通过两个分量来发送，即可以被广泛接收的基本(B)分量和在更有限的覆盖范围内对由基本分量所提供的音频-视觉体验有所改进的增强(E)分量。

基本和增强分量物理层分组被一起映射到调制符号。这个FLO特性被称为分层调制。

MediaFLO逻辑信道

物理层发送的数据分组与一个或多个被称为MediaFLO逻辑信道(MLC)的虚拟信道相关联。MLC是FLO设备有兴趣自主接收的FLO服务的可解码分量。服务可以通过多个MLC来发送。然而，与服务相关联的音频或视频流的基本和增强分量必须在单个MLC中发送。

FLO发射方式

调制类型和内部码率的组合称为“发射方式″。FLO系统支持下表4中所列出的12种发射方式。

在FLO网络中，当MLC被实例化时发射方式就固定了，并且很少改变。强加这一限制是为了为每个MLC保持一个不变的覆盖范围。

方式号	调制	Turbo码率
方式号	调制	Turbo码率	0	QPSK	1/3
1	QPSK	1/2	0	QPSK	1/3
1	QPSK	1/2	2	16-QAM	1/3
3	16-QAM	1/2	2	16-QAM	1/3
3	16-QAM	1/2	4	16-QAM	2/3
52	QPSK	1/5	4	16-QAM	2/3
52	QPSK	1/5	6	能量比为4的分层调制	1/3
7	能量比为4的分层调制	1/2	6	能量比为4的分层调制	1/3
7	能量比为4的分层调制	1/2	8	能量比为4的分层调制	2/3
9	能量比为6.25的分层调制	1/3	8	能量比为4的分层调制	2/3
9	能量比为6.25的分层调制	1/3	10	能量比为6.25的分层调制	1/2
11	能量比为6.25的分层调制	2/3	10	能量比为6.25的分层调制	1/2

表4FLO发射方式

FLO时隙

在FLO网络中，在一个OFDM符号上分配给MLC的最小带宽单位对应于500个调制符号的一组。该组500个调制符号被称为一个时隙。(MAC层中的)调度器功能在超帧的数据部分期间把时隙分配给MLC。当调度器功能向OFDM符号中的MLC分配传输带宽时，它以整数个时隙为单位进行分配。

在每个OFDM符号期间，除超帧中的TDM导频1信道外有8个时隙。这些时隙被编号为从0到7。WIC和LIC信道各占用一个时隙。TDM导频_____________________

²该方式仅用于OIS信道.

2信道占用4个时隙。TPC(广域和局域)占用所有8个时隙。FDM导频信道占用索引为0的1个时隙，且OIS/数据信道可以占用索引为1到7的多达7个时隙。每个时隙将通过一个交错来发送。时隙到交错的映射随OFDM符号而不同，这在将在接下来更详细的描述。

FLO数据速率

在FLO系统中，由于不同的MLC可能使用不同的方式，所以数据速率的计算复杂。通过假定所有MLC使用同样的发射方式而简化数据速率的计算。下表5给出了假定所有7个时隙都使用时不同发射方式的物理层数据速率。

发射方式	每个物理层分组的时隙	物理层数据速率(Mbps)
发射方式	每个物理层分组的时隙	物理层数据速率(Mbps)	0	3	2.8
1	2	4.2	0	3	2.8
1	2	4.2	2	3/2	5.6
3	1	8.4	2	3/2	5.6
3	1	8.4	4	3/4	11.2
5	5	1.68	4	3/4	11.2
5	5	1.68	6	3	5.6
7	2	8.4	6	3	5.6
7	2	8.4	8	3/2	11.2
9	3	5.6	8	3/2	11.2
9	3	5.6	10	2	8.4
11	3/2	11.2	10	2	8.4

表5FLO发射方式和物理层数据速率

注意，在上表5中“物理层数据速率”一栏中的数值没有减去由于TDM导频信道和外部码而产生的开销。这是数据在数据信道期间传送的速率。从方式6到11，所提供的速率是两个分量的组合速率。每个分量的速率是该值的一半。

FLO物理层信道

FLO物理层由以下子信道组成：TDM导频信道；广域OIS信道；局域OIS信道；广域FDM导频信道；局域FDM导频信道；广域数据信道；和局域数据信道

TDM导频信道

TDM导频信道由以下部分信道组成：TDM导频1信道；广域识别信道(WIC)；局域识别信道(LIC)；以及TDM导频2信道；转换导频信道(TPC)。

TDM导频1信道

TDM导频1信道跨越一个OFDM符号。在超帧中OFDM符号索引0处发送该信道。它告知了一个新超帧的开始。FLO设备可以用它来确定粗OFDM符号定时、超帧边界和载波频率偏移。

使用图11所示的步骤，在发射机中生成TDM导频1。

TDM导频1子载波

TDM导频1OFDM符号包括频域中在活动子载波中均匀隔开的124个非0子载波。第i个TDM导频1子载波对应于如下定义的子载波索引j：

j = \{\begin{matrix} 64 + (i) \times 32, &ForAll; i &Element; {0,1 . . 61} \\ 64 + (i + 1) \times 32, &ForAll; i &Element; {62, . . . 123} . \end{matrix}

注意，TDM导频1信道不使用索引为2048的子载波。

TDM导频1固定信息模式

以一个固定信息模式来调制TDM导频1子载波。使用一个生成序列为h(D)＝D²⁰+D¹⁷+1、初始状态是‘11110000100000000000’的20抽头线性反馈移位寄存器(LFSR)，来生成该模式。每个输出比特将按照如下方式获得：如果LFSR状态是向量[s₂₀s₁₉s₁₈s₁₇s₁₆s₁₅s₁₄s₁₃s₁₂s₁₁s₁₀s₉s₈s₇s₆s₅s₄s₃s₂s₁]，那么输出比特将是

其中，

表示模2加法，这对应于与时隙1相关联的掩码(见随后的表6)。LFSR的结构如图12所示。

固定信息模式将对应于前248个输出比特。该固定模式的前35个比特是‘11010100100110110111001100101100001’，最先出现的是‘110’。

248比特的TDM导频1固定模式被称为TDM导频1信息分组，并被表示为P1I。

P1I分组中两个连续比特构成的每一组用来生成QPSK调制符号。

调制符号映射

在TDM导频1信息分组中，分别被标记为s₀和s₁的两个连续比特P1I(2i)和P1I(2i+1)(i＝0，1，...123)构成的每一组被映射到一个复调制符号MS＝(mI，mQ)，如下表6所示(其中D＝4)。利用4000个可用载波中只用了124个载波这一事实来计算这个因子。

\sqrt{\frac{1}{2} \times \frac{4000}{124}} &cong; 4 .

表6QPSK调制表

图13示出了QPSK调制的信号星座图。

调制符号到子载波的映射

如之前所述，第i个调制符号MS(i)，i＝0，1，...，123，被映射到索引为j的子载波。

OFDM常用操作

已调制的TDM导频1子载波要经历如之后所讨论的常用操作。

广域识别信道(WIC)

广域识别信道(WIC)跨越一个OFDM符号。在一个超帧中的OFDM符号索引1处发送该信道。它紧随在TDM导频1OFDM符号之后。这是一个用来向FLO接收机传送广域微分器信息的开销信道。广域内的所有发射波形(包括局域信道但是不包括TDM导频1信道和PPC)都利用对应于该域的4比特广域微分器进行加扰。

对于超帧中的WIC OFDM符号，仅分配一个时隙。已分配的时隙使用一个1000比特固定模式作为输入，其中每个比特都设为0。根据图14所示的步骤，对输入比特模式进行处理。对于未分配的时隙，不进行任何处理。

时隙分配

WIC被分配索引为3的时隙。图15示出WIC OFDM符号中已分配的和未分配的时隙。对于OFDM符号索引1而言，所选的时隙索引是映射到交错0的那个时隙索引，这将在之后讨论。

时隙缓冲区的填充

已分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。未分配的时隙的缓冲区保留为空。

时隙加扰

每个已分配的时隙缓冲区的比特被顺序地用加扰器输出比特进行异或(XOR)操作，以便令这些比特在调制之前随机化。对应于时隙索引i的已加扰的时隙缓冲区被表示为SB(i)，其中i∈{0，1，...，7}。任意时隙缓冲区所用的加扰序列都取决于OFDM符号索引和时隙索引。

加扰比特序列等于生成序列为h(D)＝D²⁰+D¹⁷+1的20抽头线性反馈移位寄存器(LFSR)所生成的那个序列，如图16所示。发射机对所有的传输都使用单个LFSR。

在每个OFDM符号的开始，LFSR被初始化为状态[d₃d₂d₁d₀c₃c₂c₁c₀b₀a₁₀a₉a₈a₇a₆a₅a₄a₃a₂a₁a₀]，这取决于信道类型(TDM导频或广域或局域信道)和超帧中的OFDM符号索引。

比特‘d₃d₂d₁d₀’被设置如下。对于所有的广域信道(WIC、WTPC、广域OIS和广域数据信道)、局域信道(LIC、LTPC、局域OIS和局域数据信道)以及TDM导频2信道和当PPC不存在时的两个保留的OFDM符号，这些比特被设为4比特广域微分器(WID)。

比特‘c₃c₂c₁c₀’被设置如下：对于TDM导频2信道、广域OIS信道、广域数据信道、WTPC和WIC，这些比特被设为‘0000’；对于局域OIS信道、LTPC、LIC、局域数据信道和当PPC不存在时两个保留的OFDM符号，这些比特被设为4比特局域微分器(LID)。比特b₀是保留的比特，并被设为‘1’。比特a₁₀到a₀对应于超帧中范围为0到1199的OFDM符号索引号。

每个时隙的加扰序列是由序列生成器的20比特状态向量和如下表7中所示的与那个时隙索引相关联的20比特掩码进行模2内积而生成的。

时隙索引	m₁₉	m₁₈	m₁₇	m₁₆	m₁₅	m₁₄	m₁₃	m₁₂	m₁₁	m₁₀	m₉	m₈	m₇	m₆	m₅	m₄	m₃	m₂	m₁	m₀
时隙索引	m₁₉	m₁₈	m₁₇	m₁₆	m₁₅	m₁₄	m₁₃	m₁₂	m₁₁	m₁₀	m₉	m₈	m₇	m₆	m₅	m₄	m₃	m₂	m₁	m₀	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	1	0
1	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	1	0
1	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	2	1	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	1	1
3	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	2	1	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	1	1
3	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	4	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0
5	1	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	4	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0
5	1	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	6	0	1	1	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	1	0	0
7	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	6	0	1	1	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	1	0	0

表7与不同时隙关联的掩码

对于在每个OFDM符号的起始处的每个时隙，移位寄存器将重新加载新状态[d₃d₂d₁d₀c₃c₂c₁c₀b₀a₁₀a₉a₈a₇a₆a₅a₄a₃a₂a₁a₀]。

调制符号映射

来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s₀和s₁的两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)(i＝3，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到如表6所示(其中D＝2)的复调制符号MS＝(mI，mQ)。可见选取D的值以用来保持OFDM符号能量恒定，这是因为只用到了4000个可用子载波中的500个。图13示出了QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错的映射

对于WIC OFDM符号，时隙到交错的映射如本说明书之后讨论的。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

已分配的时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下：第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。

OFDM常用操作

已调制的WIC子载波将经历如本说明书之后论述的常用操作。

局域识别信道(LIC)

局域识别信道(LIC)跨越一个OFDM符号。在一个超帧中OFDM符号索引2处发送该信道。它紧随在WIC信道OFDM符号之后。这是一个用来向FLO接收机传送局域微分器信息的开销信道。所有局域发射波形都利用对应于该域的4比特局域微分器结合广域微分器进行加扰。

对于超帧中的LIC OFDM符号，仅分配单个时隙。已分配的时隙使用一个1000比特固定模式作为输入。这些比特被设为0。根据图14所示的步骤，对这些比特进行处理。对于未分配的时隙，不进行任何处理。

时隙分配

索引为5的时隙被分配给LIC。图17示出了LIC OFDM符号中已分配的和未分配的时隙。对于OFDM符号索引2而言，所选的时隙索引是映射到交错0的那个时隙索引。

时隙缓冲区的填充

时隙加扰

如0所示的那样，对LIC时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。

调制符号映射

来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s₀和s₁的两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)(i＝5，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到如表6所示(其中D＝2)的复调制符号MS＝(mI，mQ)。选取D的值以用来保持OFDM符号能量恒定，这是因为只用到了4000个可用子载波中的500个。图13示出了QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错的映射

对于LIC OFDM符号，时隙到交错的映射如之后所讨论的。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

OFDM常用操作

已调制的LIC子载波要经历如之后讨论的常用操作。

TDM导频2信道

TDM导频2信道跨越一个OFDM符号，在一个超帧中OFDM符号索引3处发送该信道。它紧随在LIC OFDM符号之后。可以将其用于FLO接收机中的精细OFDM符号定时校正。

对于每个超帧中的TDM导频2OFDM符号，仅分配4个时隙。每个已分配的时隙使用一个1000比特的固定模式作为输入，其中每个比特都设为0。根据图14所示的步骤，对这些比特进行处理。对于未分配的时隙，不进行任何处理。

在图14中，时隙到交错的映射确保所分配的时隙被映射到交错0、2、4和6。因此，TDM导频2OFDM符号由2000个在活动子载波(见[00129])中均匀隔开的非0子载波组成。第i个TDM导频2子载波对应于如下定义的子载波索引j：

j = \{\begin{matrix} 48 + (i) \times 2, &ForAll; i &Element; {0,1 . . 999} \\ 48 + (i + 1) \times 2, &ForAll; i = {1000, . . . 1999} \end{matrix}

注意，TDM导频2信道不使用索引为2048的子载波。

时隙分配

对于TDM导频2OFDM符号，所分配的时隙的索引为0、1、2和7。

图18示出了TDM导频2OFDM符号中已分配的和未分配的时隙。

时隙缓冲区的填充

每个已分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。未分配的时隙的缓冲区保留为空。

时隙加扰

如以上讨论的那样，对TDM导频2OFDM信道时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。

调制符号映射

来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s₀和s₁的两个相邻比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)(i＝0，1，2，7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到如表6所示(D＝1)的复调制符号MS＝(mI，mQ)。选取D的值以用来保持OFDM符号能量恒定，这是因为只用到了4000个可用子载波中的2000个。图13示出了QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错的映射

对于TDM导频2信道OFDM符号，时隙到交错的映射如此处所述。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

OFDM常用操作

已调制的TDM导频2信道子载波要经历如此处所述的常用操作。

转换导频信道(TPC)

转换导频信道由两个子信道组成：广域转换导频信道(WTPC)和局域转换导频信道(LTPC)。在广域OIS和广域数据信道侧面的TPC被称为WTPC。在局域OIS和局域数据信道侧面的TPC被称为LTPC。在一个超帧中，除WIC外的每个广域信道传输(广域数据和广域OIS信道)的任一侧上，WTPC跨越一个OFDM符号。在一个超帧中，除LIC外的每个局域信道传输(局域数据和局域OIS信道)的任一侧上，LTPC跨越一个OFDM符号。TPC OFDM符号的目的有两方面；允许在局域和广域信道之问的边界处的信道估计，和便于每帧中的第一个广域(或局域)MLC的定时同步。在一个超帧中，TPC跨域20个OFDM符号，这20个OFDM符号均匀地分隔在WTPC和LTPC之间，如图10所示。LTPC和WTPC传输正好发生在彼此之后的情况有九个，而仅发送这些信道中的一个的情况有两个。在TDM导频2信道之后只发送WTPC，在定位导频信道(PPC)/保留OFDM符号之前只发送LTPC。

假设P是PPC中OFDM符号的数量或是当超帧中PPC不存在时保留的OFDM符号的数量，W是一帧中与广域数据信道相关联的OFDM符号的数量，L是一帧中与局域数据信道相关联的OFDM符号的数量，以及F是一帧中OFDM符号的数量。

P的值应为2、6、10或14。一帧中的数据信道OFDM符号的数量应为F-4。一个超帧中TPC OFDM符号的确切位置如下表8所示。

转换导频信道	WTPC OFDM符号的索引	LTPC OFDM符号的索引
转换导频信道	WTPC OFDM符号的索引	LTPC OFDM符号的索引	TDM导频2信道→广域OIS信道	4	---
广域OIS信道→局域OIS信道	10	11	TDM导频2信道→广域OIS信道	4	---
广域OIS信道→局域OIS信道	10	11	局域OIS信道→广域数据信道	18	17
广域数据信道→局域数据信道	19+W+F×i{i＝0，1，2，3}	20+W+F×i{i＝0，1，2，3}	局域OIS信道→广域数据信道	18	17
广域数据信道→局域数据信道	19+W+F×i{i＝0，1，2，3}	20+W+F×i{i＝0，1，2，3}	局域数据信道→广域数据信道	18+F×i{i＝0，1，2，3}	17+F×i{i＝0，1，2，3}
局域数据信道→PPC/保留符号	---	1199-P	局域数据信道→广域数据信道	18+F×i{i＝0，1，2，3}	17+F×i{i＝0，1，2，3}

表8超帧中的TPC位置索引

TPC OFDM符号中的所有时隙都使用一个1000比特固定模式作为输入，其中每个比特都设为0。根据图14所示的步骤对这些比特进行处理。

时隙分配

TPC OFDM符号被分配有索引为0到7的所有8个时隙。

时隙缓冲区的填充

每个已分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。

时隙加扰

如之前所描述的那样，对每个已分配的TPC时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。

调制符号映射

来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s₀和s₁的两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)(i＝0，1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到如表6所示

(D = \frac{1}{\sqrt{2}})

的复调制符号MS＝(mI，mQ)。图13示出了QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错的映射

对于TPC OFDM符号，时隙到交错的映射如本文所述。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

每个已分配的时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下：第i个复调制符号(其中i∈{0，1，…499)被映射到该交错的第i个子载波。

OFDM常用操作

已调制的TPC子载波要经历如本文所示的常用操作。

定位导频信道/保留的符号

定位导频信道(PPC)可能在超帧的末端出现。当存在时，它的持续时间在6、10或14个OFDM符号之间变化。当PPC不存在时，在超帧的末端有两个保留的OFDM符号。PPC的存在与否以及它的持续时间通过在OIS信道进行信令传输。

定位导频信道

包括所发送的信息和波形生成的PPC结构是TBD。

FLO设备可以自主地或结合GPS信号来使用PPC，以确定它的地理位置。

保留的OFDM符号

当PPC不存在时，在超帧的末端有两个保留的OFDM符号。

保留的OFDM符号中的所有时隙都使用一个1000比特固定模式作为输入，其中每个比特都设为0。根据图14所示的步骤，对这些比特进行处理。

时隙分配

保留的OFDM符号被分配有索引为0到7的所有8个时隙。

时隙缓冲区的填充

时隙加扰

如0所示的那样，对每个已分配的保留的OFDM符号时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来标记。

调制符号映射

(D = 1 / \sqrt{2})

时隙到交错的映射

对于保留的OFDM符号，时隙到交错的映射如本文所示。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

每个已分配的时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下：第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。

OFDM常用操作

已调制的保留的OFDM符号子载波要经历如本文所示的常用操作。

广域OIS信道

在当前超帧中，这个信道用来传递关于与广域数据信道相关联的活动MLC的开销信息，比如它们的调度传输时间和时隙分配。在每个超帧中，广域OIS信道跨越5个OFDM符号间隔(见图10)。

根据图19所示的步骤，对广域OIS信道的物理层分组OIS信道的物理层分组进行处理。

编码

以码率R＝1/5对广域OIS信道物理层分组进行编码。编码器应丢弃输入的物理层分组的6比特尾部字段，并用如此处所示的并行turbo编码器对剩余的比特进行编码。该turbo编码器将加一个内部生成的6/R(＝30)输出码比特的尾部，这样输出的turbo编码比特的总数就是输入的物理层分组中的比特数的1/R倍。

图20示出了广域OIS信道的编码方案。广域OIS信道编码器的参数如下表9所示。

比特	Turbo编码器输入比特N_turbo	码率	Turbo编码器输出比特
比特	Turbo编码器输入比特N_turbo	码率	Turbo编码器输出比特	1000	994	1/5	5000

表9广域/局域OIS信道编码器的参数

Turbo编码器

Turbo编码器采用两个系统的、递归的、卷积的并联的编码器，并在第二个递归卷积编码器前有一个交织器，即turbo交织器。这两个递归卷积码叫做turbo码的组成码。组成编码器的输出被删余(puncture)并被重复，以便达到期望的turbo编码输出比特数。

一个公共组成码被用于码率是1/5、1/3、1/2和2/3的turbo码。该组成码的传递函数是：

(D) = [\begin{matrix} 1 & \frac{n_{0} (D)}{d (D)} & \frac{n_{1} (D)}{d (D)} \end{matrix}]

其中，d(D)＝1+D2+D3，n0(D)＝1+D+D3且n1(D)＝1+D+D2+D3。

Turbo编码器所生成的输出符号序列应与图20所示的编码器所产生的相同。起初，该图中组成编码器寄存器的状态被设为0。然后，对组成编码器进行同步，同时开关处于所指出的位置。

通过对组成编码器同步N_Turbo次同时开关处于向上位置、并如下表10所示对输出进行删余，来生成编码数据输出比特。在一个删余模式中，‘0’意味着该比特将被删除，而‘1’意味着该比特将被通过。每个比特周期的组成编码器输出将被按照顺序X，Y₀，Y₁，X′，Y′₀，Y′₁通过，其中X先输出。在生成编码数据输出比特过程中，不使用比特重复。

尾部周期的组成编码器输出符号删余如下表11所示。在一个删余模式中，‘0’意味着该符号将被删除，而‘1’意味着该符号将被通过。

对于码率为1/5的turbo码，前三个尾部周期中的每一个的尾部输出码比特被删余并重复，以实现序列XXY₀Y₁Y₁，后三个尾部周期中的每一个的尾部输出码比特被删余并重复，以实现序列X′X′Y′₀Y′₁Y′₁。

表10OIS信道数据比特周期的删余模式

注意，在上表10中，该删余表是从上往下读。

表11OIS信道尾部比特周期的删余模式

注意，在表11中，对于码率为1/5的turbo码，该删余表是先从上往下读，重复X、X’、Y₁和Y₁’，再从左往右读。

Turbo交织器

turbo交织器是turbo编码器的一部分，它对馈送到组成编码器2的turbo编码器输入数据进行块交织。

turbo交织器在功能上相当于将turbo交织器输入比特的整个序列顺序写入一个阵列中的地址序列，然后从下面描述的过程定义的地址序列将该整个序列读出。

令输入地址序列为从0到N_turbo-1。那么，交织器输出地址序列等效于图22所示的过程的所产生的那些输出，并描述如下。注意该过程等效于如下过程：将计数器的值按行写入一个25行、2n列的阵列，根据比特反转规则对这些行进行混洗，根据特定行的线性同余序列对每个行中的元素进行排列，然后按列读取暂定输出地址。该线性同余序列规则是x(i+1)＝(x(i)+c)mod 2n，其中x(0)＝c，且c是来自查找表的特定行值。

关于图22中的过程，处理过程包括确定turbo交织器参数n，其中n是使Nturbo≤2n+5的最小整数。下面示出的表12给出对于1000比特物理层分组的该参数。该处理过程还包括将一个(n+5)-比特的计数器初始化为0以及从计数器中提取出n个最高有效位(MSB)，并将其加1，以形成一个新值。然后，丢弃除了该值的n个最低有效位(LSB)以外的所有比特。该处理过程进一步包括利用等于计数器的5个LSB的读取地址，获得下面示出的表13所定义的查找表的n比特输出。注意这个表取决于n的值。

该处理过程进一步包括将前面提取步骤和获得步骤中所得的值相乘，然后丢弃除了n个LSB以外的所有比特。接下来将计数器的5个LSB进行比特反转。然后形成了暂定输出地址，其MSB等于比特反转步骤中所得的值，且其LSB等于相乘步骤中所得的值。

接下来，该处理过程包括如果暂定输出地址小于Nturbo，则接受它作为输出地址，否则丢弃它。最后，将计数器加1，重复初始化步骤后的步骤，直到获得所有Nturbo个交织器输出地址。

物理层分组大小	Turbo交织器块大小N_turbo	Turbo交织器参数n
物理层分组大小	Turbo交织器块大小N_turbo	Turbo交织器参数n	1,000	994	5

表12Turbo交织器参数

表索引	n＝5条目	表索引	n＝5条目
表索引	n＝5条目	表索引	n＝5条目	0	27	16	21
1	3	17	19	0	27	16	21
1	3	17	19	2	1	18	1
3	15	19	3	2	1	18	1
3	15	19	3	4	13	20	29
5	17	21	17	4	13	20	29
5	17	21	17	6	23	22	25
7	13	23	29	6	23	22	25
7	13	23	29	8	9	24	9
9	3	25	13	8	9	24	9
9	3	25	13	10	15	26	23
11	3	27	13	10	15	26	23
11	3	27	13	12	13	28	13
13	1	29	1	12	13	28	13
13	1	29	1	14	13	30	13
15	29	31	13	14	13	30	13

表13Turbo交织器查找表定义

比特交织

对于OIS信道和数据信道，比特交织的形式是块交织。turbo编码分组的码比特的交织模式是：把相邻的码比特映射到不同的星座符号。

比特交织器应通过如下过程对turbo编码比特进行重排序：

a.对于N个需要进行交织的比特，比特交织矩阵M为4列、N/4行的块交织器。N个输入比特将被一列接一列顺序写入交织阵列。以索引j来标记矩阵M的行，其中j＝0-N/4-1，且行0是第一行。

b.对于索引为偶数(j mod 2＝0)的每个行j，第2列和第3列的元素被互换。

c.对于索引为奇数(j mod 2！＝0)的每个行j，第1列和第4列的元素被互换。

d.用M表示所得到的矩阵。M的内容应该按照行的顺序从左到右读出。

图23图示假设N＝20的情况下比特交织器的输出。

数据时隙分配

对于广域OIS信道，为了OIS信道turbo已编码分组的传输，每个OFDM符号应分配7个数据时隙。广域OIS信道应使用发射方式5。因此，它需要5个数据时隙来容纳单个turbo编码分组的内容。一些广域OIS信道turbo编码分组可能跨越两个连续的OFDM符号。在MAC层进行数据时隙分配。

数据时隙缓冲区的填充

如图24所示，将广域OIS信道turbo编码分组的比特交织码比特顺序写入一个或者两个连续的OFDM符号中的5个连续的数据时隙缓冲区。这些数据时隙缓冲区对应于时隙索引1到7。数据时隙缓冲区的大小为1000个比特。注意，数据时隙缓冲区的大小对于QPSK是1000比特，对于16-QAM和分层调制是2000比特。在广域OIS信道(见图10)中，这7个广域OIS信道turbo编码分组(TEP)占用5个连续的OFDM符号上的连续时隙。

时隙加扰

如之前论述的那样，对每个已分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。

比特到调制符号的映射

来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s₀和s₁的两个连续比特SB(i，2k)和SB(2k+1)(i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到如表6所示

(D = 1 / \sqrt{2})

时隙到交错的映射

对于广域OIS信道OFDM符号，时隙到交错的映射如此处所述。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

每个已分配的时隙中的500个调制符号应按照以下过程顺序分配给500个交错子载波：

a.创建一个空的子载波索引向量(SCIV)；

b.令i是范围(i∈{0，511})中的索引变量，将i初始化为0；

c.用i的9比特值i_b来表示i；

d.比特反转i_b，并将结果值记为i_br。如果i_br＜500，那么将i_br附加到SCIV；

e.如果i＜511，将i加1，然后转到步骤c；以及

f.将数据时隙中索引为j(j∈{0，499})的符号映射到分配给该数据时隙的索引为SCIV[j]的交错子载波。

注意，SCIV只需计算一次，并可以被用于所有数据时隙。

OFDM常用操作

已调制的广域OIS信道子载波要经历如本文所述的常用操作。

局域OIS信道

在当前超帧中，该信道用来传递关于与局域数据信道相关联的活动MLC的开销信息，比如它们的排定传输时间和时隙分配。在每个超帧中，局域OIS信道跨越5个OFDM符号间隔(见图10)。

根据图14所示的步骤，对局域OIS信道的物理层分组进行处理。

编码

以码率R＝1/5对局域OIS信道物理层分组进行编码。该编码过程应与本说明书所述的对于广域OIS信道物理层分组的编码过程相同。

比特交织

如本文所述的那样，对局域OIS信道turbo编码分组进行比特交织。

数据时隙分配

对于局域OIS信道，为了turbo编码分组的传输，每个OFDM符号分配7个数据时隙。局域OIS信道使用发射方式5。因此，它需要5个数据时隙来容纳单个turbo编码分组的内容。一些局域OIS turbo分组可能跨越两个连续的OFDM符号。在MAC层进行数据时隙分配。

数据时隙缓冲区的填充

如图25所示，将局域OIS信道turbo编码分组的比特交织码比特顺序写入一个或者两个连续的OFDM符号中的5个连续的数据时隙缓冲区。这些数据时隙缓冲区对应于时隙索引1到7。数据时隙缓冲区的大小为1000个比特。在局域OIS信道中，这7个局域OIS信道turbo编码分组(TEP)占用5个连续的OFDM符号上的连续时隙(见图25)。

时隙加扰

如0所示，对每个已分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来标记。

比特到调制符号的映射

来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s₀和s₁的两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)(i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到如表6所示

(D = 1 / \sqrt{2})

时隙到交错的映射

对于局域OIS信道OFDM符号，时隙到交错的映射如本文所示。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

该过程与如本文所示的对于广域OIS信道的映射过程相同。

OFDM常用操作

已调制的局域OIS信道子载波要经历如本文所示的常用操作。

广域FDM导频信道

广域FDM导频信道与广域数据信道或广域OIS信道结合发送。广域FDM导频信道携带固定的比特模式，该模式可以用于广域信道估计和FLO设备的其它功能。

在携带广域数据信道或广域OIS信道的每个OFDM符号期间，为广域FDM导频信道分配单个时隙。

已分配的时隙使用一个1000比特固定模式作为输入。这些比特被设为0。根据图14所示的步骤，对这些比特进行处理。

时隙分配

在携带广域数据信道或广域OIS信道的每个OFDM符号期间，为广域FDM导频信道分配索引为0的时隙。

时隙缓冲区的填充

分配给广域FDM导频信道的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。

时隙加扰

如本文所示的那样，对广域FDM导频信道时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来标记。

调制符号映射

第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s₀和s₁的两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)(i＝0，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到如表6所示(其中

D = 1 / \sqrt{2}

)的复调制符号MS＝(mI，mQ)。图13示出了QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错的映射

广域FDM导频信道时隙到交错的映射如本文所示。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

OFDM常用操作

已调制的广域FDM导频信道子载波要经历如本文所示的常用操作。

局域FDM导频信道

局域FDM导频信道与局域数据信道或局域OIS信道结合发送。局域FDM导频信道携带固定的比特模式，该模式可以用于局域信道估计和FLO设备的其它功能。

在携带局域数据信道或局域OIS信道的每个OFDM符号期间，为局域FDM导频信道分配单个时隙。

时隙分配

在携带局域数据信道或局域OIS信道的每个OFDM符号期间，为局域FDM导频信道分配索引为0的时隙。

导频时隙缓冲区的填充

分配给局域FDM导频信道的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。

时隙缓冲区加扰

如0所示的那样，对局域FDM导频时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来标记。

调制符号映射

D = 1 / \sqrt{2}

时隙到交错的映射

广域FDM导频信道时隙到交错的映射如本文所示。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

OFDM常用操作

已调制的局域FDM导频信道子载波要经历如本文所示的常用操作。

广域数据信道

广域数据信道用来携带要用于广域多播的物理层分组。该广域数据信道的物理层分组可以与在该广域内发送的任何一个活动MLC相关联。

已分配的时隙的广域数据信道处理

根据图26所示的步骤，对广域数据信道的物理层分组进行处理。

对于常规调制(QPSK和16-QAM)，在存储到数据时隙缓冲区之前，物理层分组被turbo编码和比特交织。对于分层调制，在被复用到数据时隙缓冲区中之前，基本分量物理层分组和增强分量物理层分组被独立地turbo编码和比特交织。

编码

以码率R＝1/2、1/3或2/3对广域数据信道物理层分组进行编码。编码器丢弃输入的物理层分组的6比特尾部字段，并且用如本文所示的并行turbo编码器对剩余的比特进行编码。turbo编码器加上内部生成的6/R(＝12、18或9)个输出码比特的尾部，这样输出的turbo编码比特总数就是输入的物理层分组比特数的1/R倍。

图27示出了广域数据信道的编码方案。广域数据信道编码器参数如下表14所示。

比特	Turbo编码器输入比特N_turbo	码率	Turbo编码器输出比特
比特	Turbo编码器输入比特N_turbo	码率	Turbo编码器输出比特	1000	994	1/2	2000
1000	994	1/3	3000	1000	994	1/2	2000
1000	994	1/3	3000	1000	994	2/3	1500

表14数据信道编码器的参数

Turbo编码器

广域数据信道物理层分组所用的turbo编码器如本文所示。

通过对组成编码器同步N_turbo次同时开关处于向上位置并如下表15所示对输出进行删余，来生成编码数据输出比特。在一个删余模式中，‘0’意味着该比特将被删除，而‘1’意味着该比特将被通过。每个比特周期的组成编码器输出将被按照顺序X，Y₀，Y₁，X′，Y′₀，Y′₁通过，其中X先输出。在生成编码数据输出符号过程中，不重复使用比特。

尾部周期的组成编码器输出符号删余如下表16所示。在一个删余模式中，‘0’意味着该符号将被删除，而‘1’意味着该符号将被通过。

对于码率为1/2的turbo码，前三个尾部比特周期中的每一个的尾部输出码比特为XY₀，而后三个尾部比特周期中的每一个的尾部输出码比特为X′Y′₀。

对于码率为1/3的turbo码，前三个尾部比特周期中的每一个的尾部输出码比特为XXY₀，而后三个尾部比特周期中的每一个的尾部输出码比特为XX′Y′₀。

对于码率为2/3的turbo码，前三个尾部比特周期的尾部输出码比特分别为XY₀、X和XY₀。后三个尾部比特周期的尾部输出码比特分别为X′、X′Y′₀和X′。

表15数据比特周期的删余模式

注意在上表15中，该删余表是从上往下读。

表16尾部比特周期的删余模式

注意，对于上表16，对于码率为1/2的turbo码，该删余表是先从上往下读，再从左往右读。对于码率为1/3的turbo码，该删余表是从上往下读，重复X和X′，再从左往右读。对于码率为2/3的turbo码，该删余表是先从上往下读，再从左往右读。

Turbo交织器

广域数据信道的turbo交织器如本文所示。

比特交织

如本文所示的那样，对广域数据信道turbo编码分组进行比特交织。

数据时隙分配

对于广域数据信道，为发送与一个或多个MLC相关联的多个turbo编码信息分组，每个OFDM符号可以分配多达7个数据时隙。对于某些方式(2、4、8和11，见上表5)，一个turbo编码分组占用一个时隙的一部分。然而，以避免多个MLC共享同一OFDM符号内的时隙的方式将时隙分配给MLC。

数据时隙缓冲区的填充

广域数据信道turbo编码分组的比特交织码比特被写入一个或更多个数据时隙缓冲区中。这些数据时隙缓冲区对应于时隙索引1到7。数据时隙缓冲区的大小对于QPSK是1000比特，对于16-QAM和分层调制是2000比特。对于QPSK和16-QAM调制，比特交织码比特被顺序写入时隙缓冲区中。对于分层调制，在填充时隙缓冲区之前，如图28所示的那样，对与基本和增强分量相对应的比特交织码比特进行交织。

图29示出单个turbo编码分组跨越3个数据时隙缓冲区的情况。

图30示出对码率为1/3的基本分量turbo编码分组与(码率相同的)增强分量turbo分组进行复用，以占用3个数据时隙缓冲区的情况。

图31示出一个数据信道turbo编码分组占用一个数据时隙的一个部分、并且需要四个turbo编码分组来填充整数个数据时隙的情况。

图31中的三个时隙可以跨越一个OFDM符号或多个连续的OFDM符号。在任一情况中，在一个OFDM符号上对于一个MLC的数据时隙分配具有连续的时隙索引。

图32示出在一帧中三个连续的OFDM符号上为五个不同MLC进行的时隙分配的简短描述。在该图中，TEP n，m表示第m个MLC的第n个turbo编码分组。在该图中：

a.MLC 1使用发射方式0，并且对于每个turbo编码分组需要3个时隙。它用3个连续的OFDM符号来发送一个turbo编码分组。

b.MLC 2使用发射方式1，并且利用2个时隙来发送单个turbo编码分组。它用OFDM符号n和n+1来发送两个turbo编码分组。

c.MLC 3使用发射方式2，并且需要1.5个时隙来发送一个turbo编码分组。它用3个连续的OFDM符号来发送6个turbo编码分组。

d.MLC 4使用发射方式1，并且需要2个时隙来发送一个turbo编码分组。它用2个连续的OFDM符号来发送两个turbo编码分组。

e.MLC 5使用发射方式3，并且需要1个时隙来发送一个turbo编码分组。它用一个OFDM符号来发送一个turbo编码分组。

时隙加扰

如0所示的那样，对每个已分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。

比特到调制符号的映射

对于广域数据信道，根据发射方式，可以用QPSK，16-QAM或分层调制中的任何一种。

QPSK调制

D = 1 / \sqrt{2}

16-QAM调制

如下表17所示(其中

A = 1 / \sqrt{10}

)，来自第i个已加扰数据时隙缓冲区的四个连续比特SB(i，4k)，SB(i，4k+1)，SB(i，4k+2)和SB(i，4k+3)(i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被分组并被映射到16-QAM复调制符号S(k)＝(mI(k)，mQ(k))，k＝0，1，...499。图33示出了16-QAM调制器的信号星座图，其中s0＝SB(i，4k)，s1＝SB(i，4k+1)，s2＝SB(i，4k+2)，和s3＝SB(i，4k+3)。

表1716-QAM调制表

具有基本和增强分量的分层调制

如下表18所示，来自第i个已加扰数据时隙缓冲区的四个连续比特SB(i，4k)，SB(i，4k+1，SB(i，4k+2)和SB(i，4k+3)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被分组并被映射到分层复调制符号S(k)＝(mI(k)，mQ(k))，k＝0，1，...499。如果r表示基本分量和增强分量之间的能量比，那么α和β可以通过如下给出：

α = \sqrt{\frac{r}{2 (1 + r)}}

和

β = \sqrt{\frac{1}{2 (1 + r)}}

(见表4)。

图34示出了分层调制的信号星座图，其中s0＝SB(i，4k)，s1＝SB(i，4k+1)，s2＝SB(i，4k+2)，而s3＝SB(i，4k+3)。应该注意，填充时隙缓冲区的过程确保了(见图28)比特s0和s2对应于增强分量，而比特s1和s3对应于基本分量。

表18分层调制表

注意：上表18中的

α = \sqrt{\frac{r}{2 (1 + r)}},

β = \sqrt{\frac{1}{2 (1 + r)}},

其中r是基本分量能量和增强分量能量之比。

仅有基本分量的分层调制

来自第i个已加扰时隙缓冲区的、四个连续比特构成的组中分别被标记为s₀和s₁的第2个和第4个比特SB(i，4k+1)和SB(i，4k+3)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)被映射到如表6所示(其中

D = 1 / \sqrt{2}

时隙到交错的映射

对于广域数据信道OFDM符号，时隙到交错的映射如本文所示。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

使用在此说明的过程，每个已分配时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波。

OFDM常用操作

已调制的广域数据信道子载波要经历如本文所示的常用操作。

未分配的时隙的广域数据信道处理

广域数据信道中未分配的时隙使用一个1000比特固定模式作为输入，其中每个比特被设为0。根据图14说明的步骤，对这些比特进行处理。

时隙缓冲区的填充

广域数据信道的每个未分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。

时隙加扰

如0中所示的那样，对广域数据信道中每个未分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。

调制符号映射

来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s₀和s₁的两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)(i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到如表6所示(其中

D = 1 / \sqrt{2}

时隙到交错的映射

对于广域数据信道OFDM符号中未分配的时隙，时隙到交错的映射如0中所示。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

时隙缓冲区中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下：第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。

OFDM常用操作

该已调制的广域数据信道OFDM符号子载波要经历如本文所示的常用操作。

局域数据信道

局域数据信道用来携带要用于局域多播的物理层分组。局域数据信道的物理层分组可以与该局域中发送的任何一个活动MLC相关联。

已分配时隙的局域数据信道处理

根据图26所示的步骤，对局域数据信道的物理层分组进行处理。

对于常规调制(QPSK和16-QAM)，在存储到数据时隙缓冲区中之前，物理层分组被turbo编码并被比特交织。对于分层调制，在复用到数据时隙缓冲区中之前，基本分量物理层分组和增强分量物理层分组被独立地turbo编码和比特交织。

编码

以码率R＝1/2、1/3或2/3对局域数据信道物理层分组进行编码。该编码过程与如本文所示的用于广域数据信道的编码相同。

比特交织

如本文所示的那样，对局域数据信道turbo编码分组进行交织。

数据时隙分配

对于局域数据信道，时隙分配如本文所示。

数据时隙缓冲区的填充

局域数据信道的时隙缓冲区的填充过程如本文所示。

时隙加扰

如本文所示，对每个已分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。

时隙比特到调制符号的映射

对于局域数据信道，根据发射方式，可以使用QPSK、16-QAM或分层调制中的任何一种。

QPSK调制

如本文所示，来自已加扰时隙缓冲区的2个连续比特构成的每一组被映射到一个QPSK调制符号。

16-QAM调制

如本文所示，来自已加扰时隙缓冲区的4个连续比特构成的每一组被映射到一个16-QAM调制符号。

具有基本和增强分量的分层调制

如本文所示，来自已加扰时隙缓冲区的四个连续比特构成的每一组被映射到一个分层调制符号。

仅有基本分量的分层调制

如本文所示，来自已加扰时隙缓冲区的四个连续比特构成的组中的第二个和第四个比特被映射到一个QPSK调制符号。

时隙到交错的映射

对于局域数据信道OFDM符号，时隙到交错的映射如本文所示。

时隙调制符号到交错子载波的映射

使用本文所示的过程，将每个已分配的时隙的500个调制符号顺序地分配给500个交错子载波。

OFDM常用操作

未分配时隙的局域数据信道处理

局域数据信道中未分配的时隙使用1000比特固定模式作为输入，其中每个比特被设为0。根据图14所示的步骤，对这些比特进行处理。

时隙缓冲区的填充

局域数据信道的每个未分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。

时隙加扰

调制符号映射

如本文所示，来自已加扰时隙缓冲区的两个连续比特构成的每一组被映射到一个QPSK调制符号。

时隙到交错的映射

对于局域数据信道OFDM符号中未分配的时隙，时隙到交错的映射如本文所示。

时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射

OFDM常用操作

该已调制的局域数据信道OFDM符号子载波要经历如本文所示的常用操作。

时隙到交错的映射

如本文所示，时隙到交错的映射随各个OFDM符号而变化。每个OFDM符号中有8个时隙。FDM导频信道利用时隙0。对于一个超帧中的OFDM符号索引j，时隙0被分配有交错I_p[j]，如下：

如果(j mod 2＝0)，那么I_p[j]＝2。

否则，I_p[j]＝6。

时隙0的交错分配过程确保了对于偶数和奇数的OFDM符号索引，FDM导频信道分别被分配有交错2和6。将每个OFDM符号中剩余的7个交错分配到时隙1到7。这在图35中进行了说明，其中P和D分别表示分配给FDM导频信道和数据信道所占用的时隙的交错。

对于时隙1到7，时隙到交错的映射如下：

a.令i是交错索引i(i∈{0，7})的3比特值。将i的比特反转值表示为i_br。

b.如本文之前所定义的那样，令I_j表示第j个交错。通过用i_br替换I_i中的索引i(i∈{0，7})来对交错序列{I₀I₁I₂I₃I₄I₅I₆I₇}进行改序，以生成改序后的序列，PS＝{I₀I₄I₂I₆I₁I₅I₃I₇}。

c.在PS中联合交错I₂和I₆，以生成缩短的交错序列，SIS＝{I₀I₄I₂/I₆I₁I₅I₃I₇}。

d.对于一个超帧中索引为j(j∈{1，1199})的OFDM符号，用等于(2×j)mod 7的值，对步骤3中的SIS执行一次循环右移位，以生成改序后的缩短的交错序列PSIS(j)。

e.如果(j mod 2＝0)，则选择PSIS(j)中的交错I₆。否则，选择PSIS[j]中的交错I₂。

f.对于一个超帧中第j个OFDM符号间隔，第k个数据时隙(其中k∈{1，...7})将被分配交错PSIS(j)[k-1]。

注意，上述步骤c中，因为交错2和交错6交替地用于导频，所以剩余的七个交错用来分配给数据时隙。另外，注意，一个超帧跨越1200个OFDM符号间隔，并且未使用OFDM符号索引0的时隙到交错的映射。更进一步，对于上述步骤d，注意，对序列s＝{1 2 3 4 5}循环右移2次，产生序列s(2)＝{4 5 1 2 3}。

图36图示了在15个连续OFDM符号间隔上的所有8个时隙的交错分配。时隙到交错的映射模式在14个连续OFDM符号间隔之后重复。图36示出了在相同时间部分中所分配的跟在导频交错之后的所有交错，并且所有交错的信道估计性能是相同的。

OFDM常用操作

这一块将与OFDM符号间隔m、子载波索引k相关联的复调制符号X_k，m变换为RF发射信号。图37中示出了该操作。

IFT运算

通过傅立叶反变换(IFT)方程，与第m个OFDM符号相关联的复调制符号X_k，m，k＝0，1，...，4095，与连续时间信号x_m(t)相关。具体地，

x_{m} (t) = \frac{1}{N} Σ_{k = 0}^{N - 1} X_{k, m} e^{j 2 π {(Δf)}_{SC} (k - \frac{N}{2}) (t - T_{WGI} - T_{FGI})}, for 0 \leq t \leq {T_{s}}^{'} .

在上述方程中，(Δf)_SC是子载波间距，而T_WGI，T_FGI和T′_s是在该应用中如之前论述所定义的。

加窗

信号x_m(t)乘以窗函数w(t)，其中，

w (t) = \{\begin{matrix} 0.5 + 0.5 \cos (π + πt / T_{WGI}) & 0 \leq t \leq T_{WGI} \\ 1 & T_{WGI} < t < (T_{WGI} + T_{FGI} + T_{U}) \\ 0.5 + 0.5 \cos (π + π ({T_{s}}^{'} - t) / T_{WGI}) & (T_{WGI} + T_{FGI} + T_{U}) \leq t \leq (2 T_{WGI} + T_{FGI} + T_{U}) \end{matrix} .

加窗后的信号被表示为y_m(t)，其中，

y_m(t)＝x_m(t)w(t).

上述的T_U和T_s如本文之前所定义。

重叠和增加

通过把来自连续OFDM符号中的加窗后的连续时间信号T_WGI重叠来生成基带信号s_BB(t)。这在图38中进行了说明。具体地，s_BB(t)通过以下给出

s_{BB} (t) = Σ_{m = - \infty}^{\infty} y_{m} (t - m T_{s})

载波调制

同相及正交基带信号将上变频到RF频率并且进行求和以生成RF波形s_RF(t)。在图37中，f_C(k)是第k个FLO RF信道的中心频率(见表1)。

交替定时和频率捕获导频符号(TDM1)

在另一个示例中，注意，图10的超帧结构和(特别地)导频信道TDM1可以修改为超帧的不同优化处理。

注意，如以上结合图10-18的示例所述，超帧包括特殊导频OFDM符号(例如，和“捕获符号”或者TDM1导频符号)，该导频OFDM符号与此前描述的示例相似，用于起始或粗定时获取、帧边界划分和载波频率偏移获取。通过背景技术，应当注意到在大多数OFDM通信系统中该特殊导频OFDM符号(即，捕获符号或TDM导频1信道)具有以规定周期P周期性传输的规定持续时间T。在此类情况下，如图39所示，在帧或超帧3904内的特殊导频3902(例如，捕获符号或TDM导频1)包括时域中周期为τ的周期波形3906的序列。接收机端的延迟相关器则通常采用等于周期τ的延迟配置以检测该周期。这类相关器的输出端将理想地包括一系列具有周期P的矩形脉冲3908，如图39中进一步所示，每个矩形脉冲对应一个波形3906的序列。为得到TDM1导频的边界，需要检测出矩形边缘，这在当前的噪声下是困难的。而且，延迟相关需要将两个噪声数据样本相乘，因此遭受高噪声变化。这样，定时和频率偏移的估计的低准确性因此是不可避免的。此外，延迟相关的计算高度复杂。

此外，由于接收机在接收信号中查找周期波形，这种方案固有地易受到周期性干扰，如音调干扰或在接收信号中存在的任何周期波形模式。即使存在减少周期性干扰影响的措施，但是通常这类措施带来相当高的额外复杂度。

不使用诸如图39所示的用于捕获或TDM1符号的周期波形，本公开的示例使用用于时域QPSK符号序列{q[i]，i＝0，1，…，N-1}的捕获符号或TDM1导频，所述序列由以p[n]标记的伪随机噪声(PN)序列进行调制。根据示例，PN序列的周期为L，L大于或等于2N，其中N是OFDM符号长度(或者快速傅里叶变换(FFT)的尺寸)。该周期长度保证PN序列足够长，以避免在长度为N的OFDM符号期间重复该PN序列，因为PN序列的多次重复引起在一个捕获符号中相同波形的多次重复，从而可能会在接收机处导致定时模糊。同时，一个周期的PN序列允许接收机具有解扩捕获符号的一部分以用于自动增益控制(AGC)收敛、自适应阈值的噪声基准估计和延迟控制的灵活性。

另外，已调制时域OFDM或捕获符号通过快速傅里叶变换(FFT)转换到频域。当采用PN序列p[n]调制时域QPSK序列生成的时域OFDM符号被FFT转换到频域时，应用频谱掩码。频谱掩码的应用保证捕获符号波形满足频谱形状的要求。在最简单的情况下，例如，可以使用矩形频谱掩码，即，将音调保护区中的音调清零，正如常规的OFDM符号一样。生成的OFDM符号然后被快速傅里叶反变换(IFFT)回到时域。

注意，在构造帧或超帧时，捕获符号的OFDM符号长度N进一步附加有在OFDM捕获符号之前和之后的循环前缀(CP)和两个窗保护间隔(W)，如同常规的OFDM符号。例如，图40提供可能包括示例性捕获OFDM符号的帧的示例性构造的图示。如图所示，所示出的帧部分4000示出三个OFDM符号：捕获符号4002，先于或在符号4002之前的OFDM符号4004，和接续或后续OFDM符号4006。

时域OFDM捕获符号4002加有循环前缀(CP)，如循环前缀4008所示。符号4002还在符号开始和结尾处加窗，如窗口(W)4010和4012所示。如图所示，符号4002分别在窗4010和4012内与相邻的符号4004和4006重叠。因此，符号4002在帧或超帧中作为常规的OFDM符号进行传输。

值得注意的是，可以使用一定数目(用C表示)的独特PN序列(即，子序列)，每个独特序列表示一种可被用于系统判定的系统配置(即，每个独特序列传送关于系统的信息，例如，系统FFT尺寸等)。一个如何生成C个特定PN序列的例子是获得长度至少为

的

个比特最大长度PN序列，其中N是OFDM符号长度。集合的PN序列被分成C个不重叠的片段或子序列，每一个片段或子序列的长度为2N，每个子序列p^(c)[n]，c＝1，2，…，C，n＝1，2，…，2N表示一种有效的系统配置。换句话说，不同的系统配置通过不同的或者各自的PN掩码来表示。

用于构造和传输图40的帧4000的示例性发射机(或者发射机中使用的处理器)示出在图41中。发射机4100包括生成和输出用于调制时域QPSK符号序列的PN序列4103(即，一个或多个序列，包括C个序列中的一个序列)的PN生成器4102。PN生成器4102可通过PN序列生成器4104实现，PN序列生成器4104生成包括先前详述的C个子序列的PN序列。生成器4102还可以包括串并行转换器4106或等效类型的设备，在QPSK调制情况下，将序列生成器4102的串行比特流转换成二比特符号。值得注意的是，对于其它的调制技术(例如，M-ary PSK或者QAM)，串并行转换器可以将串行比特流转换成具有3个或更多比特的符号。

发射机4100进一步包括从生成器4102接收PN序列4103的QPSK调制器4108。QPSK调制器4108用PN序列4103调制QPSK符号序列(例如，{q[i]，i＝0，1，…，N-1})。在一个示例中，调制器4108用与特定系统信息集合相关的C个PN子序列中的一个子序列调制符号序列。

调制器4108将已调制符号输出到将时域符号转换成频域符号的快速傅里叶变换(FFT)单元4110。然后，FFT 4110将转换后的频域符号传送到频谱掩码单元4112。频谱掩码单元4112对频域符号应用频谱掩码以保证捕获符号波形满足频谱形状的要求，如FCC要求。如上所述，在最简单的情况下，可以使用在音调保护区中将音调清零的矩形频谱掩码，如常规的OFDM符号一样。

在通过单元4110进行频谱掩码应用后，生成的掩码频域OFDM符号然后通过IFFT单元4114被快速傅里叶反变换(IFFT)回时域。转换后的符号然后被输入组装单元4115，组装单元4115以图40中示出的方式将捕获符号作为TDM1符号插入帧或超帧中。单元4115包括缩放单元4116以将符号适当地缩放到帧可用的长度N。单元4115进一步包括对捕获符号应用循环前缀和首尾窗(参见例如，图40)的循环前缀(CP)和加窗单元4118。最后，单元4115包括重叠和添加单元4120，重叠和添加单元4120将符号添加到帧或者超帧，同时适当地与具有图40所示符号的窗部分的在前和后续符号重叠。来自单元4120的捕获帧通过超帧组装单元4121被置于超帧中。组装后的超帧随后被输入到用于无线传输帧的发射机电路4122。

注意，公开的发射机4100可以实现为发射机装置中的硬件、软件或固件。另外，在软件实现的情况下，发射机4100可以包括集成电路，例如包括或者与上面存储有指令的计算机可读介质(例如，存储器4124)相连接的专用集成电路(ASIC)，而所存储的指令，当被处理器执行时，使处理器执行随后在本公开中描述的方法。

图42示出用于构造和传输OFDM或者捕获符号的方法流程图。处理4200开始于块4202并流向块4204。在块4204生成至少一个PN序列。如前所述，该至少一个PN序列具有至少预定的长度，例如2L，以保证序列不重复。值得注意的是，块4204的处理可以由之前讨论的图41所示的PN生成器4102或其它适当设备来实现。而且，块4204的处理可以例如通过从C个序列生成序列p[n](c)来实现，其中，每个序列均表示特定的系统配置。

在PN序列生成后，继续流向块4206，在块4206中，时域序列(例如QPSK符号)在时域中使用PN序列来进行调制。该处理可由调制器4108或者其它类似设备来执行。已调制符号然后如块4208中所示被转换调制到频域。例如，该转换可以通过FFT单元4110或者其它类似设备来执行，以将时域符号转换到频域。

一旦符号被转换到频域，继续流向块4210，在块4210对符号应用频率掩码。在公开的实施例中，不满足预定频率掩码条件的频域QPSK已调符号的频率被清零。该处理4210可以通过如图41所示的频谱掩码4112或者任何其它适当的设备来执行，以保证期望的频谱。

在符号被掩码后，经掩码且已调制的QPSK符号如块4212所示被转换回时域，例如通过IFFT(例如，IFFT 4114)。经时域掩码且已调制的符号然后如块4214所示作为捕获或者TDM1符号被置于无线通信帧中。该处理可以由(例如)图41示出的组装单元4115及其部件来执行。处理4200然后在块4216结束，并且生成的通信信号帧可随后被传输。

图43示出用于构造和传输包括交替捕获导频符号(TDM1)的发射机4300的另一个示例。发射机包括生成至少一个具有至少预定长度的PN序列的模块4302。模块4302输出PN序列到调制模块4304，调制模块4304利用PN序列来调制QPSK序列或者其它适当的序列。模块4304输出已调制符号到用于将已调制的QPSK符号转换到频域的模块4306。模块4306可以通过FFT单元4110或等效设备来实现以将符号从时域转换到频域。

模块4306输出转换后的已调制符号到用于掩码已调制信号的预定频率集的模块4308。该模块可以由频谱掩码或者任何其它用于保证通信符号期望频谱的等效设备来执行。在符号由模块4306掩码后，该符号被输出到用于将符号转换到时域的模块4310。这可以通过使用IFFT(例如，4114)或者其它等效设备来完成。

然后，符号被传送给用于组装包括捕获符号的无线通信帧的模块4312，该捕获符号包括已掩码且已调制的QPSK符号。一旦组装完成，帧或者超帧就可以通过传输模块4314进行传输。

值得注意的是，当传输的捕获符号被接收机收到时，例如，接收到的信号可能与PN调制QPSK符号序列相关。例如，接收机可以使用匹配滤波器，在匹配滤波器处接收到的信号与已知PN序列(例如，C个PN序列)校检。由于PN调制QPSK符号序列是±1±j的序列，所以可以使得相关计算非常有效且该相关输出比延迟相关的噪声更少。如果被测试的特定PN序列在接收到的PN调制捕获或TDM1信号中形成匹配，则接收机能够导出当前系统的类型与特定PN序列相关的信息。在通信系统使用C个PN序列的情况下，接收机未检测到TDM1符号时将重复检查C个序列的PN序列，直到发现匹配或者所有可能的子序列耗尽，这指示了在给定时刻不存在TDM导频1。

总之，以上描述的用于实现结合图40-43所讨论的交替捕获导频符号的装置和方法，与图39的方法相比，使发射机和接收机二者的设计更简化且性能更好。公开的装置和方法对周期性干扰(例如音调干扰)是健壮的，因为这种传输的接收机没有在接收信号中寻找周期性。此外，当前公开的图40-43的装置和方法提供更准确的定时，因为使用PN序列定时且因此避免了相关延迟(例如，两个噪声抽样的乘法)。还通过利用部分解扩降低了复杂度(即，不计算延迟相关)，提供了友好的AGC和更少的延迟。捕获符号具有最小峰值平均功率比(PAPR)。

结合这里所公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块和电路可以用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件部件、或者设计为实现这里所描述的功能的任何组合来实现或者执行。通用处理器可以是微处理器，但是可替换地，该处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或者状态机。还可以将处理器实现为计算设备的组合，例如：DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核相结合的一个或多个微处理器、或者任何其它这样的配置。

结合这里所公开的实施例所描述的方法或算法的步骤可以直接实现在硬件、通过处理器执行的软件模块或者二者的组合中。软件模块可以存在于RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM或者本领域已知的任何其它形式的存储介质中。示例性的存储介质耦接到处理器上，以便处理器可以从该存储介质中读取信息，并且将信息写入该存储介质。可替换地，可以将存储介质集成到处理器中。处理器和存储介质可以存在于ASIC中。ASIC可以存在于用户终端中。可替换地，处理器和存储介质可以作为分立部件存在于用户终端中。

提供了已公开的实施例的上述说明，以使本领域的任何技术人员都能够实现或使用本发明。这些实施例的各种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，并且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以将这里定义的一般原理应用到其它实施例。因此，本发明并不是要局限于这里所示的实施例，而是要符合与这里所公开的原理和新颖特征相一致的最大范围。

本领域的技术人员应该理解，可以使用各种不同技术和技巧中的任何一种来表示信息和信号。例如，可以由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子或者其任何组合来表示贯穿上述说明所可能提及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号和码片。

本领域的技术人员还应该意识到，结合这里所公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块、电路和算法步骤可以通过电子硬件、计算机软件或者二者的组合来实现。为了清楚地说明硬件和软件的这种可交换性，以上一般性地按照它们的功能对各种说明性的部件、块、模块、电路和步骤进行了描述。将这样的功能实现为硬件还是软件取决于特定的应用和施加在整个系统上的设计约束。对于每种特定的应用，本领域的技术人员可以以不同的方式实现所描述的功能，但是不应该将这种实现决策解释为偏离了本发明的范围。

Claims

1、一种发射机，包括：

伪随机噪声序列生成器，用于生成与传送给接收机的预定系统信息相对应的伪随机噪声序列；

调制器，用于通过将时域符号序列与所述伪随机噪声序列进行调制来构造捕获导频符号；

频谱掩码单元，用于将所述捕获导频符号掩码到指定的频率轮廓；以及

组装单元，用于将已调制的捕获导频符号放置在帧中，用于无线传输。

2、如权利要求1所述的发射机，其中，由所述调制器使用的所述时域符号序列是QPSK时域符号序列。

3、如权利要求1所述的发射机，其中，所述伪随机噪声序列生成器还用于生成多个伪随机噪声序列，其中，所述多个伪随机噪声序列中的每一个伪随机噪声序列代表相应的系统信息。

4、如权利要求1所述的发射机，其中，所述伪随机噪声序列的长度是所述时域序列长度的至少两倍。

5、如权利要求1所述的发射机，进一步包括：

快速傅里叶变换单元，用于将由所述调制器调制出的所述捕获导频符号转换到频域中，以供所述频谱掩码单元使用。

6、如权利要求5所述的发射机，进一步包括：

快速傅里叶反变换单元，用于在所述频谱掩码单元处理所述捕获导频符号后，将所述捕获导频符号转换到频域。

7、如权利要求1所述的发射机，其中，所述伪随机噪声序列生成器进一步用于生成C个伪随机噪声序列片段，其中，所述c个伪随机噪声序列片段中的每一个伪随机噪声序列片段代表c个不同无线系统配置中相应的特定无线系统配置。

8、如权利要求7所述的发射机，其中，所述伪随机噪声序列生成器进一步用于通过以下步骤生成所述C个序列：

建立最大长度的伪随机噪声序列，该序列具有由关系式

确定的比特数，其中N是所述时域符号序列的长度，并且c代表所述C个序列中的一个序列，所述伪随机噪声序列的最大长度至少为以及

将所述最大长度的伪随机噪声序列分成c个长度为2N的不重叠的伪随机噪声序列片段。

9、一种用于构造捕获导频符号的方法，包括：

生成至少一个具有至少预定长度的伪随机噪声序列，其中，所述至少一个伪随机噪声序列代表无线系统的系统配置；

将时域符号序列与所述至少一个伪随机噪声序列进行调制，以生成所述捕获导频符号；

将所述捕获导频符号掩码到指定的频率轮廓；以及

将已调制且经过掩码的捕获导频符号放置在帧中，用于无线传输。

10、如权利要求9所述的方法，其中，所述时域符号序列是QPSK时域符号序列。

11、如权利要求9所述的方法，其中，生成所述至少一个伪随机噪声序列包括：

生成多个伪随机噪声序列，其中，所述多个伪随机噪声序列中的每一个伪随机噪声序列代表相应的系统信息。

12、如权利要求9所述的方法，其中，所述伪随机噪声序列的长度是所述时域序列长度的至少两倍。

13、如权利要求9所述的方法，进一步包括：

在掩码前通过快速傅里叶变换将已调制的捕获导频符号转换到频域。

14、如权利要求13所述的方法，进一步包括：

在对所述捕获导频符号进行掩码后，使用快速傅里叶反变换将所述捕获导频符号转换到频域。

15、如权利要求9所述的方法，其中，生成所述至少一个伪随机噪声序列包括：

生成C个伪随机噪声序列片段，其中，所述C个伪随机噪声序列片段中的每一个伪随机噪声序列片段代表C个不同无线系统配置中相应的特定无线系统配置。

16、如权利要求7所述的方法，其中，生成所述C个伪随机噪声序列进一步包括：

建立最大长度的伪随机噪声序列，该序列具有由关系式

确定的比特数，其中N是所述时域符号序列的长度，并且c代表所述C个序列中的一个序列，所述伪随机噪声序列的最大长度至少为

以及

将所述最大长度的伪随机噪声序列分成C个长度为2N的不重叠的PN片段。

17、一种用在无线通信设备中的处理器，包括：

18、如权利要求17所述的处理器，其中，由所述调制器使用的所述时域符号序列是QPSK时域符号序列。

19、如权利要求17所述的处理器，其中，所述伪随机噪声序列生成器还用于生成多个伪随机噪声序列，其中，所述多个伪随机噪声序列中的每一个伪随机噪声序列代表相应的系统信息。

20、如权利要求17所述的处理器，其中，所述伪随机噪声序列的长度是所述时域序列长度的至少两倍。

21、如权利要求17所述的处理器，进一步包括：

快速傅里叶变换单元，用于将由所述调制器调制的捕获导频符号转换到频域中，以供所述频谱掩码单元使用。

22、如权利要求21所述的处理器，进一步包括：

23、如权利要求17所述的处理器，其中，所述伪随机噪声序列生成器进一步用于生成C个伪随机噪声序列片段，其中，所述c个伪随机噪声序列片段中的每一个伪随机噪声序列片段代表C个不同无线系统配置相应的特定无线系统配置。

24、如权利要求23所述的处理器，其中，所述伪随机噪声序列生成器进一步用于通过以下步骤生成C个序列：

建立最大长度的伪随机噪声序列，该序列具有由关系式

以及

将最大长度的伪随机噪声序列分成C个长度为2N的不重叠的伪随机噪声序列片段。

25、一种用在无线通信设备中的处理器，包括：

用于生成至少一个具有至少预定长度的伪随机噪声序列的模块，其中，所述至少一个伪随机噪声序列代表无线系统的系统配置；

用于将时域符号序列与所述至少一个伪随机噪声序列进行调制以生成捕获导频符号的模块；

用于将所述捕获导频符号掩码到指定的频率轮廓的模块；以及

用于将已调制且经过掩码的捕获导频符号放置在帧中用于无线传输的模块。

26、如权利要求25所述的处理器，其中，所述时域符号序列是QPSK时域符号序列。

27、如权利要求25所述的处理器，其中，所述用于生成至少一个伪随机噪声序列的模块还用于生成多个伪随机噪声序列，其中，所述多个伪随机噪声序列中的每一个伪随机噪声序列代表相应的系统信息。

28、如权利要求25所述的处理器，其中，所述用于生成伪随机噪声序列的模块还用于生成长度是所述时域序列长度的至少两倍的伪随机噪声序列。

29、如权利要求25所述的处理器，进一步包括：

用于在掩码前通过快速傅里叶变换将已调制的捕获导频符号转换到频域的模块。

30、如权利要求29所述的处理器，进一步包括：

用于在对所述捕获导频符号进行掩码后使用快速傅里叶反变换将所述捕获导频符号转换到频域的模块。

31、如权利要求25所述的处理器，其中，所述用于生成至少一个伪随机噪声序列的模块还用于生成C个伪随机噪声序列片段，其中，所述C个伪随机噪声序列片段中的每一个伪随机噪声序列片段代表C个不同无线系统配置相应的特定无线系统配置。

32、如权利要求31所述的处理器，其中，所述用于生成伪随机噪声序列的模块还用于通过以下步骤生成所述C个伪随机噪声序列：

建立最大长度的伪随机噪声序列，该序列具有由关系式

以及

33、一种编码有指令集的计算机可读介质，所述指令包括：

用于生成至少一个具有至少预定长度的伪随机噪声序列的指令，其中，所述至少一个伪随机噪声序列代表无线系统的系统配置；

用于将时域符号序列与所述至少一个伪随机噪声序列进行调制以生成捕获导频符号的指令；

用于将所述捕获导频符号掩码到指定的频率轮廓的指令；以及

用于将已调制且经过掩码的捕获导频符号放置在帧中用于无线传输的指令。

34、如权利要求33所述的计算机可读介质，其中，所述时域符号序列是QPSK时域符号序列。

35、如权利要求33所述的计算机可读介质，其中，所述用于生成至少一个伪随机噪声序列的指令包括：

用于生成多个伪随机噪声序列的指令，其中，所述多个伪随机噪声序列中的每一个伪随机噪声序列代表相应的系统信息。

36、如权利要求33所述的计算机可读介质，其中，所述伪随机噪声序列的长度是所述时域序列长度的至少两倍。

37、如权利要求33所述的计算机可读介质，进一步包括：

用于在掩码前通过快速傅里叶变换将已调制的捕获导频符号转换到频域的指令。

38、如权利要求37所述的计算机可读介质，进一步包括：

用于在对所述捕获导频符号进行掩码后使用快速傅里叶反变换将所述捕获导频符号转换到频域的指令。

39、如权利要求37所述的计算机可读介质，其中，所述用于生成至少一个伪随机噪声序列的指令包括：用于生成C个伪随机噪声序列片段的指令，其中，所述C个伪随机噪声序列片段中的每一个伪随机噪声序列片段代表C个不同无线系统配置中相应的特定无线系统配置。

40、如权利要求39所述的计算机可读介质，其中，生成所述C个伪随机噪声序列进一步包括：

用于建立最大长度的伪随机噪声序列的指令，该序列具有由关系式

确定的比特数，其中N是所述时域符号序列的长度，并且c代表所述C个序列中的一个序列，伪随机噪声序列的最大长度至少为

以及

用于将所述最大长度的PN序列分成C个长度为2N的不重叠的PN片段的指令。