CN105794215A - 发送和接收广播信号的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于发送广播信号的装置，包括：输入格式化模块，该输入格式化模块被配置成将输入流解复用到至少一个数据管道(DP)；BICM模块，该BICM模块被配置成对至少一个DP执行纠错处理；信号帧构建模块，该信号帧构建模块被配置成将DP的数据映射到信号帧内的符号；以及OFDM生成模块，该OFDM生成模块被配置成通过将前导插入到信号帧中以及执行OFDM调制来生成传输广播信号，其中OFDM生成模块包括导频信号插入模块，该导频信号插入模块被配置成将包括连续导频(CP)和分散导频(SP)的导频信号插入到传输广播信号中，以及其中CP被插入到信号帧的每一个符号中，以及基于快速傅里叶变换(FFT)大小来确定CP的位置和数目。

Description

发送和接收广播信号的装置和方法

技术领域

本发明涉及用于发送广播信号的装置、用于接收广播信号的装置和用于发送和接收广播信号的方法。

背景技术

随着模拟广播信号传输终止，正在开发用于发送/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号与模拟广播信号相比可以包括更大量的视频/音频数据，并且除了视频/音频数据之外还包括各种类型的附加数据。

即，数字广播系统可以提供HD(高分辨率)图像、多声道音频和各种附加服务。但是，对于数字广播，需要改进传输大量数据的数据传输效率、发送/接收的网络的鲁棒性以及考虑到移动接收设备的网络灵活性。

发明内容

技术问题

本发明的一个目的是提供一种用于发送广播信号以在时域中复用提供两个或更多个不同的广播服务的广播发送/接收系统的数据，以及经由相同的RF信号带宽发送复用的数据的装置和方法、以及接收与其相对应的广播信号的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种用于发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、以及用于发送和接收广播信号的方法，以通过组件分类对应于服务的数据，将与每个组件相对应的数据作为数据管道发送，接收和处理该数据。

本发明的又一个目的是提供一种用于发送广播信号的装置、接收广播信号的装置以及用于发送和接收广播信号以用信号发送提供广播信号所需的信令信息的方法。

问题的解决方案

为了实现目标和其他优点并且根据本发明的目的，如在此体现和广泛描述的，本发明提供一种发送广播信号的装置，包括：输入格式化模块，该输入格式化模块被配置成将输入流解复用到至少一个数据管道(DP)；BICM模块，该BICM模块被配置成对至少一个DP执行纠错处理；帧构建模块，该帧构建模块被配置成生成包括DP的数据的信号帧；以及OFDM生成模块，该OFDM生成模块被配置成通过将前导插入到信号帧中以及执行OFDM调制来生成传输广播信号，其中OFDM生成模块包括导频信号插入模块，该导频信号插入模块被配置成将包括连续导频(CP)和分散导频(SP)的导频信号插入到传输广播信号中，以及其中CP被插入到信号帧的每一个符号中，以及基于快速傅里叶变换(FFT)大小来确定CP的位置和数目。

为了实现目的和其他优点并且根据本发明的用途，如在此具体化和广泛地描述的，本发明也提供一种用于接收广播信号的装置，包括：同步/解调模块，该同步/解调模块被配置成对接收到的广播信号执行信号检测和OFDM解调；帧解析模块，该帧解析模块被配置成通过解析接收到的广播信号的信号帧来提取服务数据；解映射和解码模块，该解映射和解码模块被配置成将输入信号转换成比特域以及对输入信号执行解交织；以及输出处理模块，该输出处理模块被配置成接收服务数据并且输出数据流，其中同步/解调模块包括导频信号检测模块，该导频信号检测模块被配置成在接收到的广播信号中检测包括连续导频(CP)和分散导频(SP)的导频信号，以及其中CP被包括在信号帧的每一个符号中，以及基于快速傅里叶变换(FFT)大小来确定CP的位置和数目。

有益效果

本发明能够根据服务特性处理数据以控制每个服务或服务组件的QoS(服务质量)，从而提供各种广播服务。

本发明可通过经由相同的RF信号带宽发送各种广播服务来实现传输灵活性。

本发明能够改进数据传输效率并且增加使用MIMO系统发送/接收广播信号的鲁棒性。

根据本发明，能够提供广播信号传输和接收方法以及装置，该装置甚至通过移动接收设备或在室内环境下在没有错误的情况下能够接收信号广播信号。

在下面的说明书中将会另外提及其他有益效果。

附图说明

附图被包括以提供对本发明的进一步理解，并且被并入本申请且构成本申请的一部分，附图示出本发明的实施例并且与说明书一起用于说明本发明的原理。附图中：

图1图示根据本发明的实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。

图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。

图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。

图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。

图5图示根据本发明的实施例的BICM块。

图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。

图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。

图8图示根据本发明的实施例的OFDM生成块。

图9图示根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。

图10图示根据本发明的实施例的帧结构。

图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。

图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。

图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。

图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。

图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。

图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。

图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。

图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。

图19图示根据本发明的实施例的FIC映射。

图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。

图21图示根据本发明的实施例的DP映射。

图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。

图23图示根据本发明的实施例的比特交织。

图24图示根据本发明的实施例的信元字(cell-word)解复用。

图25图示根据本发明的实施例的时间交织。

图26图示根据本发明的实施例的广播信号接收器的同步&解调模块的详细框图。

图27是图示根据本发明的实施例的CP集的图。

图28图示根据本发明的实施例的索引表和CP集的频谱。

图29是图示根据本发明的实施例的配置CP样式的方法的图。

图30是图示在图29的实施例中配置索引表的方法的图。

图31是图示根据本发明的另一实施例的配置CP样式的方法的图。

图32是图示在图31的实施例中配置导频样式的方法的详细图。

图33是图示根据本发明的另一实施例的配置CP样式的方法的图。

图34是图示根据本发明的另一实施例的配置CP样式的方法的图。

图35是图示相对应图34的实施例配置索引表的方法的图。

图36是图示根据本发明的另一实施例的配置CP样式的方法的图。

图37图示其中使用样式颠倒方法生成CP样式的另一实施例。

图38是图示根据图37的实施例生成CP样式和相应的CP位置的方法的表。

图39是图示根据本发明的实施例的发送广播信号的方法的图。

图40是图示根据本发明的实施例的接收广播信号的方法的图。

具体实施方式

现在将详细参照本发明的优选实施例，其示例被示出在附图中。下面将参照附图给出的详细描述旨在说明本发明的示例性实施例，而非示出可根据本发明实现的仅有实施例。以下详细描述包括具体细节以便提供对本发明的彻底理解。然而，对于本领域技术人员而言将显而易见的是，本发明可在没有这些具体细节的情况下实践。

尽管本发明中所使用的大部分术语选自本领域中广泛使用的一般术语，但是一些术语是由申请人任意选择的，其含义根据需要在以下描述中详细说明。因此，本发明应该基于术语的预期含义来理解，而非其简单的名称或含义。

本发明提供用于发送和接收供未来广播服务的广播信号的装置和方法。根据本发明的实施例的未来广播服务包括地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。本发明可以根据一个实施例经由非MIMO(多输入多输出)或者MIMO处理用于未来广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)、SISO(单输入单输出)方案等。

虽然在下文中为了描述方便起见，MISO或者MIMO使用两个天线，但是本发明可适用于使用两个或更多个天线的系统。

本发明可以定义三个物理层(PL)配置文件(profile)(基础、手持和高级配置文件)每个被优化以最小化接收器复杂度，同时获得对于特定使用情形所需的性能。物理层(PHY)配置文件是相应的接收器将实施的所有配置的子集。

三个PHY配置文件共享大多数功能块，但是在特定块和/或参数方面略有不同。未来可定义附加PHY配置文件。为了系统演进，在单个RF信道中未来的配置文件也可通过未来扩展帧(FEF)与现有的配置文件复用。下面描述每个PHY配置文件的细节。

1.基本配置文件

基本配置文件表示通常连接到屋顶天线的固定接收装置的主要使用情况。基本配置文件还包括可被运输至一个地方但是属于相对固定的接收类别的便携式装置。基本配置文件的使用可通过一些改进的实现方式被扩展至手持装置或者甚至车辆，但是那些使用情况不是基本配置文件接收器操作所预期的。

接收的目标SNR范围是大约10dB至20dB，这包括现有广播系统(例如，ATSCA/53)的15dBSNR接收能力。接收器复杂度和功耗不像通过电池操作的手持装置(将使用手持配置文件)中那样关键。基本配置文件的关键系统参数列出于下表1中。

表1

[表1]

LDPC码字长度	16K，64K比特
		星座大小	4～10bpcu(每个信道使用的比特)
时间解交织存储器大小	≤219数据信元
		导频图案	用于固定接收的导频图案
FFT大小	16K，32K点

2.手持配置文件

手持配置文件被设计用于利用电池的电力来操作的手持装置和车载装置中。这些装置可按照行人或车辆速度移动。功耗以及接收器复杂度对于手持配置文件的装置的实现非常重要。手持配置文件的目标SNR范围为大约0dB至10dB，但是可被配置为当预期用于更深的室内接收时达到0dB以下。

除了低SNR能力以外，对接收器移动性所导致的多普勒效应的适应力是手持配置文件的最重要的性能属性。手持配置文件的关键系统参数列出于下表2中。

表2

[表2]

LDPC码字长度	16K比特
		星座大小	2～8bpcu
时间解交织存储器大小	≤218数据信元
		导频图案	用于移动和室内接收的导频图
FFT大小	8K，16K点

3.高级配置文件

高级配置文件提供最高信道容量，代价是实现方式更复杂。此配置需要使用MIMO发送和接收，并且UHDTV服务是此配置专门为其设计的目标使用情况。增加的容量也可用于允许增加给定带宽中的服务数量，例如多个SDTV或HDTV服务。

高级配置文件的目标SNR范围为大约20dB至30dB。MIMO传输初始可使用现有椭圆极化的传输设备，并且在未来扩展至全功率交叉极化传输。高级配置文件的关键系统参数列出于下表3中。

表3

[表3]

LDPC码字长度	16K，64K比特4 -->
		星座大小	8～12bpcu
时间解交织存储器大小	≤219数据信元
		导频图案	用于固定接收的导频图案
FFT大小	16K，32K点

在这种情况下，基本配置文件可用作地面广播服务和移动广播服务二者的配置。即，基本配置文件可用于定义包括移动配置的配置的概念。另外，高级配置文件可被分成用于具有MIMO的基本配置文件的高级配置文件以及用于具有MIMO的手持配置文件的高级配置文件。此外，这三个配置可根据设计者的意图而改变。

以下术语和定义可应用于本发明。以下术语和定义可根据设计而改变。

辅助流：承载还未定义的调制和编译(可用于未来扩展)或者广播站或网络运营商所需的数据的信元序列

基本数据管道：承载服务信令数据的数据管道

基带帧(或BBFRAME)：形成对一个FEC编码处理(BCH和LDPC编码)的输入的K_bch比特的集合

信元：由OFDM传输的一个载波承载的调制值

被编译的块：PLS1数据的LDPC编译的块或者PLS2数据的LDPC编译的块中的一个

数据管道：承载服务数据或相关的元数据的物理层中的逻辑信道，其可承载一个或多个服务或者服务组件。

数据管道单元：向帧中的DP分配数据信元的基本单元。

数据符号：帧中的非前导符号的OFDM符号(数据符号中包括帧信令符号和帧边缘符号)

DP_ID：此8比特字段唯一地标识由SYSTEM_ID标识的系统内的DP

哑信元：承载用于填充未用于PLS信令、DP或辅助流的剩余容量的伪随机值的信元

紧急报警信道：承载EAS信息数据的帧的部分

帧：以前导开始并且以帧边缘符号结束的物理层时隙

帧重复单元：属于相同或不同的物理层配置的帧(包括FEF)的集合，其在超帧中被重复八次

快速信息信道：帧中的逻辑信道，其承载服务与对应基本DP之间的映射信息

FECBLOCK：DP数据的LDPC编码的比特的集合

FFT大小：用于特定模式的标称FFT大小，等于以基本周期T的循环表示的有效符号时段Ts

帧信令符号：具有更高导频密度的OFDM符号，其用在FFT大小、保护间隔和分散导频样式的特定组合中的帧的开始处，承载PLS数据的一部分

帧边缘符号：在FFT大小、保护间隔以及分散导频样式的某个组合中，在帧的末端处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号

帧组：在超帧中具有相同的PHY配置文件类型的所有帧的集合。

未来扩展帧：在超帧内的能够用于未来扩展的物理层时隙，以前导开始

FuturecastUTB系统：所提出的物理层广播系统，其输入是一个或者多个MPEG2-TS或者IP或者一般流，并且其输出是RF信号

输入流：用于通过系统被传递给终端用户的服务集的数据流。

正常数据符号：除了帧信令符号和帧边缘符号以外的数据符号

PHY配置文件：对应的接收器应该实现的所有配置的子集

PLS：由PLS1和PLS2组成的物理层信令数据

PLS1：在具有固定的大小、编译和调制的FSS符号中承载的PLS数据的第一集合，其承载关于系统的基本信息以及解码PLS2所需要的参数

注释：PLS1数据在帧组的持续时间内保持恒定。

PLS2：在FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，其承载关于系统和DP的更多详细PLS数据

PLS2动态数据：可逐帧地动态改变的PLS2数据

PLS2静态数据：在帧组的持续时间内保持静态的PLS2数据

前导信令数据：由前导符号承载的信令数据，用于标识系统的基本模式

前导符号：承载基本PLS数据的固定长度的导频符号，其位于帧的开始处

注释：前导符号主要用于快速初始频带扫描以检测系统信号、其定时、频率偏移和FFT大小。

为未来使用保留：本文献未定义，但是可在未来定义

超帧：八个帧重复单元的集合

时间交织块(TI块)：执行时间交织的信元的集合，与时间交织器存储器的一次使用对应

TI组：执行针对特定DP的动态容量分配的单元，由数量动态变化的整数个XFECBLOCK构成。

注释：TI组可被直接映射至一个帧，或者可被映射至多个帧。它可包含一个或更多个TI块。

类型1DP：所有DP以TDM方式被映射至帧中的帧的DP

类型2DP：所有DP以FDM方式被映射至帧中的帧的DP

XFECBLOCK：承载一个LDPCFECBLOCK的所有比特的Ncell信元的集合

图1示出根据本发明的实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。

根据本发明的实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置可包括输入格式化块1000、BICM(比特交织编译和调制)块1010、帧结构块1020、OFDM(正交频分复用)生成块1030和信令生成块1040。将描述发送广播信号的装置的每个模块的操作。

IP流/分组和MPEG2-TS是主要输入格式，其他流类型作为一般流处理。除了这些数据输入以外，管理信息被输入以控制每个输入流的对应带宽的调度和分配。同时允许一个或多个TS流、IP流和/或一般流输入。

输入格式化块1000可将每个输入流解复用为一个或多个数据管道，对每个数据管道应用独立的编译和调制。数据管道(DP)是用于鲁棒控制的基本单元，从而影响服务质量(QoS)。单个DP可承载一个或多个服务或服务组件。输入格式化块1000的操作的细节将稍后描述。

数据管道是物理层中的承载服务数据或相关的元数据的逻辑信道，其可承载一个或多个服务或服务组件。

另外，数据管道单元：用于向帧中的DP分配数据信元的基本单元。

在BICM块1010中，增加奇偶校验数据以用于纠错，并且将编码比特流映射至复值星座符号。将这些符号遍及用于对应DP的特定交织深度交织。对于高级配置文件，在BICM块1010中执行MIMO编码，并且在输出处增加附加数据路径以用于MIMO传输。BICM块1010的操作的细节将稍后描述。

帧构建块1020可将输入DP的数据信元映射至帧内的OFDM符号。在映射之后，为了频域分集使用频率交织，特别是对抗频率选择性衰落信道。帧构建块1020的操作的细节将稍后描述。

在每个帧的开始处插入前导之后，OFDM生成块1030可以以循环前缀作为保护间隔应用传统OFDM调制。为了天线空间分集，遍及发送机应用分布式MISO方案。另外，在时域中执行峰平均功率降低(PAPR)方案。为了灵活的网络规划，此提案提供各种FFT大小、保护间隔长度和相应的导频样式的集合。OFDM生成块1030的操作的细节将稍后描述。

信令生成块1040可创建用于每个功能块的操作的物理层信令信息。此信令信息也被发送以使得在接收器侧正确地恢复所关注的服务。信令生成块1040的操作的细节将稍后描述。

图2、图3和图4示出根据本发明的实施例的输入格式化块1000。将描述每个图。

图2示出根据本发明的一个实施例的输入格式化块。图2示出当输入信号是单个输入流时的输入格式化模块。

图2所示的输入格式化块对应于参照图1描述的输入格式化块1000的实施例。

对物理层的输入可由一个或多个数据流组成。每个数据流由一个DP承载。模式适配模块将到来数据流切片(slice)成基带帧(BBF)的数据字段。系统支持三种类型的输入数据流：MPEG2-TS、网际协议(IP)和通用流(GS)。MPEG2-TS的特征在于固定长度(188字节)分组，第一字节是同步字节(0x47)。IP流由在IP分组头内用信号通知的可变长度的IP数据报分组组成。对于IP流，系统支持IPv4和IPv6二者。GS可由在封装分组头内用信号通知的可变长度的分组或者恒定长度的分组组成。

(a)示出用于信号DP的模式适配块2000和流适配2010，(b)示出用于生成和处理PLS数据的PLS生成块2020和PLS加扰器2030。将描述每个块的操作。

输入流分割器将输入的TS、IP、GS流分割成多个服务或服务组件(音频、视频等)流。模式适配模块2010由CRC编码器、BB(基带)帧切片器(slicer)和BB帧头插入块组成。

CRC编码器提供三种类型的CRC编码以用于用户分组(UP)级别的检错，即，CRC-8、CRC-16和CRC-32。所计算的CRC字节被附在UP之后。CRC-8用于TS流，CRC-32用于IP流。如果GS流没有提供CRC编码，则应该应用所提出的CRC编码。

BB帧切片器将输入映射至内部逻辑比特格式。所接收到的第一比特被定义为MSB。BB帧切片器分配数量等于可用数据字段容量的输入比特。为了分配数量等于BBF有效载荷的输入比特，将UP分组流切片以适合于BBF的数据字段。

BB帧头插入块可将2字节的固定长度BBF头插入BB帧的前面。BBF头由STUFFI(1比特)、SYNCD(13比特)和RFU(2比特)组成。除了固定的2字节BBF头以外，BBF可在2字节BBF头的结尾处具有扩展字段(1或3字节)。

流适配2010由填充插入块和BB加扰器组成。

填充插入块可将填充字段插入BB帧的有效载荷中。如果对流适配的输入数据足以填充BB帧，则STUFFI被设定为“0”，并且BBF没有填充字段。否则，STUFFI被设定为“1”并且填充字段紧随BBF头之后插入。填充字段包括两个字节的填充字段头和可变大小的填充数据。

BB加扰器对整个BBF进行加扰以用于能量扩散。加扰序列与BBF同步。通过反馈移位寄存器来生成加扰序列。

PLS生成块2020可生成物理层信令(PLS)数据。PLS向接收器提供访问物理层DP的手段。PLS数据由PLS1数据和PLS2数据组成。

PLS1数据是具有固定大小、编译和调制的帧中的FSS符号中所承载的PLS数据的第一集合，其承载关于系统的基本信息以及将PLS2数据解码所需的参数。PLS1数据提供基本传输参数，包括允许PLS2数据的接收和解码所需的参数。另外，在帧组的持续时间内PLS1数据保持恒定。

PLS2数据是FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，其承载关于系统和DP的更详细的PLS数据。PLS2包含提供足够信息以便于接收器将期望的DP解码的参数。PLS2信令进一步由两种类型的参数组成：PLS2静态数据(PLS2-STAT数据)和PLS2动态数据(PLS2-DYN数据)。PLS2静态数据是在帧组的持续时间内保持静态的PLS2数据，PLS2动态数据是可逐帧地动态改变的PLS2数据。

PLS数据的细节将稍后描述。

PLS加扰器2030可对所生成的PLS数据进行加扰以用于能量扩散。

上述块可被省略或者被具有相似或相同功能的块取代。

图3示出根据本发明的另一实施例的输入格式化块。

图3所示的输入格式化块对应于参照图1描述的输入格式化块1000的实施例。

图3示出当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化块的模式适配块。

用于处理多个输入流的输入格式化块的模式适配块可独立地处理多个输入流。

参照图3，用于分别处理多个输入流的模式适配块可包括输入流分割器3000、输入流同步器3010、补偿延迟块3020、空分组删除块3030、报头压缩块3040、CRC编码器3050、BB帧切片器3060和BB头插入块3070。将描述模式适配块的每个块。

CRC编码器3050、BB帧切片器3060和BB头插入块3070的操作对应于参照图2描述的CRC编码器、BB帧切片器和BB头插入块的操作，因此省略其描述。

输入流分割器3000可将输入的TS、IP、GS流分割成多个服务或服务组件(音频、视频等)流。

输入流同步器3010可被称作ISSY。ISSY可提供合适的手段来为任何输入数据格式确保恒定比特率(CBR)和恒定端对端传输延迟。ISSY总是用于承载TS的多个DP的情况，可选地用于承载GS流的多个DP。

补偿延迟块3020可在插入ISSY信息之后延迟所分割的TS分组流，以允许TS分组重组机制而无需接收器中的附加存储器。

空分组删除块3030仅用于TS输入流情况。一些TS输入流或者分割的TS流可能存在大量的空分组以便适应CBRTS流中的VBR(可变比特率)服务。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，可标识并且不发送空分组。在接收器中，可通过参考在传输中插入的删除空分组(DNP)计数器来将被去除的空分组重新插入它们原来所在的地方，因此确保了恒定比特率并且避免了针对时间戳(PCR)更新的需要。

报头压缩块3040可提供分组报头压缩以增加TS或IP输入流的传输效率。由于接收器可具有关于头的特定部分的先验信息，所以在发送机中可删除该已知的信息。

对于传输流，接收器具有关于同步字节配置(0x47)和分组长度(188字节)的先验信息。如果输入TS流承载仅具有一个PID，即，仅用于一个服务组件(视频、音频等)或服务子组件(SVC基本层、SVC增强层、MVC基本视图或MVC独立视图)的内容，则TS分组报头压缩可被(可选地)应用于传输流。如果输入流是IP流，则可选地使用IP分组报头压缩。

上述块可被省略或者被具有相似或相同功能的块取代。

图4示出根据本发明的另一实施例的输入格式化块。

图4所示的输入格式化块对应于参照图1描述的输入格式化块1000的实施例。

图4示出当输入信号对应于多个输入流时输入格式化模块的流适配块。

参照图4，用于分别处理多个输入流的模式适配块可包括调度器4000、1帧延迟块4010、填充插入块4020、带内信令4030、BB帧加扰器4040、PLS生成块4050和PLS加扰器4060。将描述流适配块的每个块。

填充插入块4020、BB帧加扰器4040、PLS生成块4050和PLS加扰器4060的操作对应于参照图2描述的填充插入块、BB加扰器、PLS生成块和PLS加扰器的操作，因此省略其描述。

调度器4000可从每个DP的FECBLOCK的量确定遍及整个帧的总体信元分配。包括针对PLS、EAC和FIC的分配，调度器生成PLS2-DYN数据的值，其作为带内信令或PLS信元在帧的FSS中发送。FECBLOCK、EAC和FIC的细节将稍后描述。

1帧延迟块4010可将输入数据延迟一个传输帧，使得关于下一帧的调度信息可通过当前帧发送以便于将带内信令信息插入DP中。

带内信令4030可将PLS2数据的未延迟部分插入帧的DP中。

上述块可被省略或者被具有相似或相同功能的块取代。

图5图示根据本发明的实施例的BICM块。

图5所示示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。

如上所述，根据本发明的实施例用于发送供未来广播服务的广播信号的装置可以提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。

由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例的用于发送供未来广播服务的广播信号的装置提供的服务特征，因此与各个服务相对应的数据需要经由不同的方案处理。因此，根据本发明的实施例的BICM块可以通过将SISO、MISO和MIMO方案独立地应用于分别与数据路径相对应的数据管道，独立地处理对其输入的DP。因此，根据本发明的实施例的用于发送供未来广播服务的广播信号的装置能够控制经由每个DP发送的每个服务或者服务组件的QoS。

(a)示出由基本配置文件和手持配置文件共享的BICM块，并且(b)示出高级配置文件的BICM模块。

由基本配置文件和手持配置文件共享的BICM块和高级配置文件的BICM块能够包括用于处理每个DP的多个处理块。

将描述用于基本配置文件和手持配置文件的BICM块和用于高级配置文件的BICM块的每个处理模块。

用于基本配置文件和手持配置文件的BICM块的处理块5000可以包括数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030、SSD(信号空间分集)编码块5040和时间交织器5050。

数据FEC编码器5010可对输入的BBF执行FEC编码以利用外编码(BCH)和内编码(LDPC)生成FECBLOCK过程。外编码(BCH)是可选的编码方法。数据FEC编码器5010的操作的细节将稍后描述。

比特交织器5020可将数据FEC编码器5010的输出交织以在提供可有效地实现的结构的同时利用LDPC编译和调制方案的组合实现优化性能。比特交织器5020的操作的细节将稍后描述。

星座映射器5030可利用QPSK、QAM-16、非均匀QAM(NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)或者非均匀星座(NUC-16、NUC-64、NUC-256、NUC-1024)对来自基本配置文件和手持配置文件中的比特交织器5020的每个信元字或者来自高级配置文件中的信元字解复用器5010-1的信元字进行调制，以给出功率归一化的星座点el。仅针对DP应用此星座映射。据观察，QAM-16和NUQ是正方形的，而NUC具有任意形状。当每个星座旋转90度的任何倍数时，旋转后的星座与其原始星座恰好交叠。此“旋转”对称性质使得实部和虚部的容量和平均功率彼此相等。针对每个码率专门定义NUQ和NUC二者，所使用的具体一个由PLS2数据中的参数DP_MOD字段来用信号通知。

SSD编码块5040可按照二维(2D)、三维(3D)和四维(4D)对信元预编码以增加困难衰落条件下的接收鲁棒性。

时间交织器5050可在DP层面操作。时间交织(TI)的参数可针对每个DP不同地设定。时间交织器5050的操作的细节将稍后描述。

用于高级配置文件的BICM块的处理块5000-1可包括数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器和时间交织器。然而，处理块5000-1与处理块5000的区别之处在于还包括信元字解复用器5010-1和MIMO编码块5020-1。

另外，处理块5000-1中的数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器和时间交织器的操作对应于所描述的数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030和时间交织器5050的操作，因此省略其描述。

信元字解复用器5010-1用于高级配置文件的DP以将单个信元字流分割成双信元字流以便于MIMO处理。信元字解复用器5010-1的操作的细节将稍后描述。

MIMO编码块5020-1可利用MIMO编码方案来处理信元字解复用器5010-1的输出。MIMO编码方案被优化以用于广播信号传输。MIMO技术是得到容量增加的有前景的方式，但是它取决于信道特性。特别是对于广播，信道的强LOS分量或者由不同的信号传播特性导致的两个天线之间的接收信号功率差异使得难以从MIMO得到容量增益。所提出的MIMO编码方案利用MIMO输出信号之一的基于旋转的预编码和相位随机化克服了这一问题。

MIMO编码旨在用于在发送机和接收器二者处需要至少两个天线的2x2MIMO系统。在此提案中定义了两个MIMO编码模式：全速率空间复用(FR-SM)和全速率全分集空间复用(FRFD-SM)。FR-SM编码提供容量增加并且接收器侧的复杂度的增加相对较小，而FRFD-SM编码提供容量增加和附加分集增益但是接收器侧的复杂度的增加较大。所提出的MIMO编码方案对天线极性配置没有限制。

高级配置文件帧需要MIMO处理，这意味着高级配置文件帧中的所有DP均由MIMO编码器处理。在DP层面应用MIMO处理。成对的星座映射器输出NUQ(e1,i和e2,i)被馈送至MIMO编码器的输入。成对的MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)由其相应的TX天线的同一载波k和OFDM符号l发送。

上述块可被省略或者被具有相似或相同功能的块取代。

图6示出根据本发明的另一实施例的BICM块。

图6所示的BICM块对应于参照图1描述的BICM块1010的实施例。

图6示出用于物理层信令(PLS)、紧急报警信道(EAC)和快速信息信道(FIC)的保护的BICM块。EAC是承载EAS信息数据的帧的一部分，FIC是承载服务与对应基本DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道。EAC和FIC的细节将稍后描述。

参照图6，用于PLS、EAC和FIC的保护的BICM块可包括PLSFEC编码器6000、比特交织器6010、星座映射器6020和时间交织器6030。

另外，PLSFEC编码器6000可包括加扰器、BCH编码/零插入块、LDPC编码块和LDPC奇偶校验删余块。将描述BICM块的每个块。

PLSFEC编码器6000可对加扰的PLS1/2数据、EAC和FIC区段进行编码。

加扰器可在BCH编码以及缩短和删余的LDPC编码之前对PLS1数据和PLS2数据进行加扰。

BCH编码/零插入块可利用缩短BCH码对加扰的PLS1/2数据执行外编码以用于PLS保护并且在BCH编码之后插入零比特。仅针对PLS1数据，可在LDPC编码之前对零插入的输出比特进行置换。

LDPC编码块可利用LDPC码对BCH编码/零插入块的输出进行编码。为了生成完整编码的块Cldpc，从每个零插入PLS信息块Ildpc系统地对奇偶校验比特Pldpc进行编码并且附在其后。

数学公式1

[数学式1]

$C_{ldpc}=\[\begin{array}{cc}{I}_{ldpc}& P_{ldpc}\end{array}\]=\[i_0,i_1,...,i_{K_{ldpc}-1},p_0,p_1,...,p_{N_{ldpc}-K_{ldpc}-1}\]$

用于PLS1和PLS2的LDPC码参数如以下的表4。

表4

[表4]

LDPC奇偶校验删余块可对PLS1数据和PLS2数据执行删余。

当缩短被应用于PLS1数据保护时，在LDPC编码之后对一些LDPC奇偶校验比特进行删余。另外，对于PLS2数据保护，在LDPC编码之后对PLS2的LDPC奇偶校验比特进行删余。不发送这些被删余的比特。

比特交织器6010可将每个缩短和删余的PLS1数据和PLS2数据交织。

星座映射器6020可将比特交织的PLS1数据和PLS2数据映射到星座上。

时间交织器6030可将所映射的PLS1数据和PLS2数据交织。

上述块可被省略或者被具有相似或相同功能的块取代。

图7示出根据本发明的一个实施例的帧构建块。

图7所示的帧构建块对应于参照图1描述的帧构建块1020的实施例。

参照图7，帧构建块可包括延迟补偿块7000、信元映射器7010和频率交织器7020。将描述帧构建块的每个块。

延迟补偿块7000可调节数据管道与对应PLS数据之间的定时以确保它们在发送机端同定时。通过解决由输入格式化块和BICM块导致的数据管道的延迟，将PLS数据延迟与数据管道相同的量。BICM块的延迟主要是由于时间交织器。带内信令数据承载下一TI组的信息以使得在要用信号通知的DP前面一个帧承载它们。延迟补偿块相应地延迟带内信令数据。

信元映射器7010可将PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元映射至帧中的OFDM符号的有效载波中。信元映射器7010的基本功能是将每个DP的TI所生成的数据信元、PLS信元和EAC/FIC信元(如果有的话)映射至与帧内的每个OFDM符号对应的有效OFDM信元的阵列中。可通过数据管道单独地收集并发送服务信令数据(例如PSI(节目特定信息)/SI)。信元映射器根据调度器所生成的动态信息以及帧结构的配置来操作。帧的细节将稍后描述。

频率交织器7020可将从信元映射器7010接收的数据信元随机地交织以提供频率分集。另外，频率交织器7020可利用不同的交织种子顺序在由两个顺序的OFDM符号组成的OFDM符号对上进行操作以在单个帧中得到最大交织增益。频率交织器7020的操作的细节将稍后描述。

上述块可被省略或者被具有相似或相同功能的块取代。

图8示出根据本发明的实施例的OFMD生成块。

图8所示的OFMD生成块对应于参照图1描述的OFMD生成块1030的实施例。

OFDM生成块通过帧构建块所生成的信元来调制OFDM载波，插入导频，并且生成时域信号以用于传输。另外，此块随后插入保护间隔并且应用PAPR(峰平均功率比)降低处理以生成最终RF信号。

参照图8，帧构建块可包括导频和保留音插入块8000、2D-eSFN编码块8010、IFFT(快速傅里叶逆变换)块8020、PAPR降低块8030、保护间隔插入块8040、前导插入块8050、其他系统插入块8060和DAC块8070。将描述帧构建块的每个块。

导频和保留音插入块8000可插入导频和保留音。

OFDM符号内的各种信元利用参考信息(称作导频)来调制，参考信息发送接收器中先验已知的值。导频信元的信息由分散导频、连续导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频和FES(帧边缘符号)导频构成。每个导频根据导频类型和导频样式按照特定升压功率水平来发送。导频信息的值从参考序列推导，参考序列是一系列值，一个值用于任何给定符号上的每个发送的载波。导频可用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式标识，并且还可用于跟随相位噪声。

取自参考序列的参考信息在除了帧的前导、FSS和FES以外的每一个符号中的分散导频信元中发送。连续导频被插入帧的每一个符号中。连续导频的数量和位置取决于FFT大小和分散导频样式这二者。边缘载波是除了前导符号以外的每一个符号中的边缘导频。它们被插入以便允许直至频谱的边缘的频率插值。FSS导频被插入FSS中，FES导频被插入FES中。它们被插入以便允许直至帧的边缘的时间插值。

根据本发明的实施例的系统支持SFN网络，其中可选地使用分布式MISO方案以支持非常鲁棒的传输模式。2D-eSFN是使用多个TX天线的分布式MISO方案，每个天线位于SFN网络中的不同发送机站点中。

2D-eSFN编码块8010可处理2D-eSFN处理以使从多个发送机发送的信号的相位扭曲，以在SFN配置中创建时间和频率分集二者。因此，由于长时间的低平坦衰落或深度衰落引起的突发错误可缓和。

IFFT块8020可利用OFDM调制方案对2D-eSFN编码块8010的输出进行调制。未被指定为导频(或保留音)的数据符号中的任何信元承载来自频率交织器的数据信元之一。信元被映射至OFDM载波。

PAPR降低块8030可在时域中利用各种PAPR降低算法对输入信号执行PAPR降低。

保护间隔插入块8040可插入保护间隔，前导插入块8050可将前导插入信号的前面。前导的结构的细节将稍后描述。其他系统插入块8060可在时域中将多个广播发送/接收系统的信号复用，使得提供广播服务的两个或更多个不同的广播发送/接收系统的数据可在相同的RF信号带宽中同时发送。在这种情况下，所述两个或更多个不同的广播发送/接收系统是指提供不同的广播服务的系统。不同的广播服务可表示地面广播服务、移动广播服务等。与各个广播服务有关的数据可通过不同的帧发送。

DAC块8070可将输入的数字信号转换成模拟信号并且输出模拟信号。从DAC块7800输出的信号可根据物理层配置通过多个输出天线来发送。根据本发明的实施例的发送天线可具有垂直或水平极性。

上述块可根据设计被省略或者被具有相似或相同功能的块取代。

图9图示根据本发明的实施例的用于接收供未来广播服务的广播信号装置的结构。

根据本发明的实施例的用于接收供未来广播服务的广播信号的装置可以对应于参考图1描述的用于发送供未来广播服务的广播信号的装置。

根据本发明的实施例的用于接收供未来广播服务的广播信号的装置可以包括同步和解调模块9000、帧解析模块9010、解映射和解码模块9020、输出处理器9030和信令解码模块9040。将给出用于接收广播信号装置的每个模块的操作的描述。

同步和解调模块9000可以经由m个Rx天线接收输入信号，相对于与用于接收广播信号的装置相对应的系统执行信号检测和同步，并且执行与由用于发送广播信号的装置执行的过程相反过程相对应的解调。

帧解析模块9010能够解析输入信号帧，并且提取经由其发送由用户选择的服务的数据。如果用于发送广播信号的装置执行交织，则帧解析模块9010能够执行与交织相反的过程相对应的解交织。在这种情况下，需要提取的信号和数据的位置可以通过解码从信令解码模块9040输出的数据获得，以恢复由用于发送广播信号的装置产生的调度信息。

解映射和解码模块9020能够将输入信号转换为比特域数据，并且然后根据需要对其解交织。解映射和解码模块9020能够对于为了传输效率应用的映射执行解映射，并且经由解码校正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射和解码模块9020能够获得为解映射所必需的传输参数，并且通过解码从信令解码模块9040输出的数据进行解码。

输出处理器9030能够执行由用于发送广播信号的装置应用以改善传输效率的各种压缩/信号处理过程的相反过程。在这种情况下，输出处理器9030能够从信令解码模块9040输出的数据中获得必要的控制信息。输出处理器9030的输出对应于输入到用于发送广播信号的装置的信号，并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或者v6)和常规流。

信令解码模块9040能够从由同步和解调模块9000解调的信号中获得PLS信息。如上所述，帧解析模块9010、解映射和解码模块9020和输出处理器9030可以使用从信令解码模块9040输出的数据执行其功能。

图10示出根据本发明的实施例的帧结构。

图10示出超帧中的帧类型和FRU的示例配置。(a)示出根据本发明的实施例的超帧，(b)示出根据本发明的实施例的FRU(帧重复单元)，(c)示出FRU中的可变PHY配置文件的帧，(d)示出帧的结构。

超帧可由八个FRU组成。FRU是帧的TDM的基本复用单元，并且在超帧中被重复八次。

FRU中的每个帧属于PHY配置文件(基本、手持、高级)或FEF中的一个。FRU中的最大允许帧数为四个，给定PHY配置文件可在FRU中出现从零次到四次的任何次数(例如，基本、基本、手持、高级)。如果需要，可利用前导中的PHY_PROFILE的保留值来扩展PHY配置文件定义。

FEF部分被插入FRU的结尾处(如果包括的话)。当FRU中包括FEF时，在超帧中FEF的最小数量为8个。不建议FEF部分彼此相邻。

一个帧被进一步分割成多个OFDM符号和前导。如(d)所示，帧包括前导、一个或更多个帧信令符号(FSS)、正常数据符号和帧边缘符号(FES)。

前导是允许快速FuturecastUTB系统信号检测的特殊符号并且提供用于信号的有效发送和接收的基本传输参数的集合。前导的详细描述将稍后描述。

FSS的主要目的是承载PLS数据。为了快速同步和信道估计并且因此PLS数据的快速解码，FSS具有比正常数据符号更密集的导频样式。FES具有与FSS完全相同的导频，这允许FES内的仅频率插值以及紧靠FES之前的符号的时间插值(无外插)。

图11示出根据本发明的实施例的帧的信令层次结构。

图11示出信令层次结构，其被分割成三个主要部分：前导信令数据11000、PLS1数据11010和PLS2数据11020。每一个帧中的前导符号所承载的前导的目的是指示该帧的传输类型和基本传输参数。PLS1使得接收器能够访问并解码PLS2数据，该PLS2数据包含用于访问所关注的DP的参数。PLS2被承载在每一个帧中并且被分割成两个主要部分：PLS2-STAT数据和PLS2-DYN数据。如果需要，PLS2数据的静态和动态部分之后是填充。

图12示出根据本发明的实施例的前导信令数据。

前导信令数据承载使得接收器能够访问PLS数据并且跟踪帧结构内的DP所需的21比特的信息。前导信令数据的细节如下：

PHY_PROFILE：此3比特字段指示当前帧的PHY配置文件类型。不同PHY配置文件类型的映射在下表5中给出。

表5

[表5]

值	PHY配置文件
		000	基本配置文件
001	手持配置文件
		010	高级配置文件
011～110	保留
		111	FEF

FFT_SIZE：此2比特字段指示帧组内的当前帧的FFT大小，如下表6中所述。

表6

[表6]

值	FFT大小
		00	8K FFT
01	16K FFT
		10	32K FFT
11	保留

GI_FRACTION：该3比特字段指示在当前超帧中的保护间隔分数值，如在以下的表7中描述的。

表7

[表7]

值	GI_FRACTION
		000	1/5
001	1/10
		010	1/20
011	1/40
		100	1/80
101	1/160
		110～111	保留

EAC_FLAG：此1比特字段指示当前帧中是否提供EAC。如果此字段被设定为“1”，则当前帧中提供紧急报警服务(EAS)。如果此字段被设定为“0”，则当前帧中没有承载EAS。此字段可在超帧内动态地切换。

PILOT_MODE：此1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧，导频模式是移动模式还是固定模式。如果此字段被设定为“0”，则使用移动导频模式。如果该字段被设定为“1”，则使用固定导频模式。

PAPR_FLAG：此1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧，是否使用PAPR降低。如果此字段被设定为值“1”，则音保留用于PAPR降低。如果此字段被设定为“0”，则不使用PAPR降低。

FRU_CONFIGURE：此3比特字段指示当前超帧中存在的帧重复单元(FRU)的PHY配置文件类型配置。在当前超帧中的所有前导中，在此字段中标识当前超帧中所传送的所有配置类型。该3比特字段对于每个配置文件具有不同的定义，如下表8所示。

表8

[表8]

RESERVED：此7比特字段保留用于未来使用。

图13示出的根据本发明的实施方PLS1数据。

PLS1数据提供包括允许PLS2的接收和解码所需的参数的基本传输参数。如上所述，对于一个帧组的整个持续时间，PLS1数据保持不变。PLS1数据的信令字段的详细定义如下：

PREAMBLE_DATA：此20比特字段是除了EAC_FLAG以外的前导信令数据的副本。

NUM_FRAME_FRU：此2比特字段指示每FRU的帧数。

PAYLOAD_TYPE：此3比特字段指示帧组中承载的有效载荷数据的格式。PAYLOAD_TYPE如表9中所示来用信号通知。

表9

[表9]

值	有效载荷类型
		1XX	发送TS流
X1X	发送IP流
		XX1	发送GS流

NUM_FSS：此2比特字段指示当前帧中的FSS符号的数量。

SYSTEM_VERSION：此8比特字段指示所发送的信号格式的版本。SYSTEM_VERSION被分割成两个4比特字段：主版本和次版本。

主版本：SYSTEM_VERSION字段的MSB四比特指示主版本信息。主版本字段的改变指示不可向后兼容的改变。默认值为“0000”。对于此标准中所描述的版本，该值被设定为“0000”。

次版本：SYSTEM_VERSION字段的LSB四比特指示次版本信息。次版本字段的改变可向后兼容。

CELL_ID：这是唯一地标识ATSC网络中的地理小区的16比特字段。根据每FuturecastUTB系统所使用的频率的数量，ATSC小区覆盖区域可由一个或更多个频率组成。如果CELL_ID的值未知或未指定，则此字段被设定为“0”。

NETWORK_ID：这是唯一地标识当前ATSC网络的16比特字段。

SYSTEM_ID：此16比特字段唯一地标识ATSC网络内的FuturecastUTB系统。FuturecastUTB系统是地面广播系统，其输入是一个或更多个输入流(TS、IP、GS)，其输出是RF信号。FuturecastUTB系统承载一个或更多个PHY配置文件和FEF(如果有的话)。相同的FuturecastUTB系统在不同的地理区域中可承载不同的输入流并且使用不同的RF频率，从而允许本地服务插入。在一个地方控制帧结构和调度，并且对于FuturecastUTB系统内的所有传输均为相同的。一个或更多个FuturecastUTB系统可具有相同的SYSTEM_ID，这意味着它们全部具有相同的物理层结构和配置。

下面的循环由用于指示每个帧类型的FRU配置和长度的FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、FRU_GI_FRACTION和RESERVED组成。循环大小是固定的，从而在FRU内用信号通知四个PHY配置文件(包括FEF)。如果NUM_FRAME_FRU小于4，则利用零填充未用字段。

FRU_PHY_PROFILE：此3比特字段指示所关联的FRU的第(i+1)(i是循环索引)帧的PHY配置文件类型。此字段使用如表8所示的相同信令格式。

FRU_FRAME_LENGTH：此2比特字段指示所关联的FRU的第(i+1)帧的长度。将FRU_FRAME_LENGTH与FRU_GI_FRACTION一起使用，可获得帧持续时间的准确值。

FRU_GI_FRACTION：此3比特字段指示所关联的FRU的第(i+1)帧的保护间隔分数值。根据表7来用信号通知FRU_GI_FRACTION。

RESERVED：此4比特字段被保留用于未来使用。

以下字段提供用于将PLS2数据解码的参数。

PLS2_FEC_TYPE：此2比特字段指示由PLS2保护使用的FEC类型。根据表10来用信号通知FEC类型。LDPC码的细节将稍后描述。

表10

[表10]

内容	PLS2FEC类型
		00	4K-1/4和7K-3/10LDPC码
01～11	保留

PLS2_MOD：此3比特字段指示PLS2所使用的调制类型。根据表1来用信号通知调制类型。

表11

[表11]

值	PLS2_MODE
		000	BPSK
001	QPSK
		010	QAM-16
011	NUQ-64
		100～111	保留

PLS2_SIZE_CELL：此15比特字段指示Ctotal_partial_block，当前帧组中承载的PLS2的全编码块的集合的大小(被指定为QAM信元的数量)。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。

PLS2_STAT_SIZE_BIT：此14比特字段指示当前帧组的PLS2-STAT的大小(比特)。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。

PLS2_DYN_SIZE_BIT：此14比特字段指示当前帧组的PLS2-DYN的大小(比特)。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。

PLS2_REP_FLAG：此1比特标志指示当前帧组中是否使用PLS2重复模式。当该字段被设定为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当该字段被设定为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。

PLS2_REP_SIZE_CELL：此15比特字段指示Ctotal_partial_block，当使用PLS2重复时，当前帧组的每一个帧中承载的PLS2的部分编码块的集合的大小(被指定为QAM信元的数量)。如果未使用重复，则该字段的值等于0。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。

PLS2_NEXT_FEC_TYPE：此2比特字段指示用于下一帧组的每一个帧中承载的PLS2的FEC类型。根据表10来用信号通知FEC类型。

PLS2_NEXT_MOD：此3比特字段指示用于下一帧组的每一个帧中承载的PLS2的调制类型。根据表11来用信号通知调制类型。

PLS2_NEXT_REP_FLAG：此1比特标志指示下一帧组中是否使用PLS2重复模式。当此字段被设定为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当此字段被设定为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。

PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：此15比特字段指示Ctotal_full_block，当使用PLS2重复时，下一帧组的每一个帧中承载的PLS2的全编码块的集合的大小(被指定为QAM信元的数量)。如果下一帧组中未使用重复，则该字段的值等于0。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。

PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：此14比特字段指示下一帧组的PLS2-STAT的大小(比特)。该值在当前帧组中恒定。

PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：此14比特字段指示下一帧组的PLS2-DYN的大小(比特)。该值在当前帧组中恒定。

PLS2_AP_MODE：此2比特字段指示当前帧组中是否为PLS2提供附加奇偶校验。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。下表12给出该字段的值。当该字段被设定为“00”时，在当前帧组中PLS2不使用附加奇偶校验。

表12

[表12]

值	PLS2-AP模式
		00	未提供AP
01	AP1模式
		10～11	保留

PLS2_AP_SIZE_CELL：此15比特字段指示PLS2的附加奇偶校验比特的大小(被指定为QAM信元的数量)。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。

PLS2_NEXT_AP_MODE：此2比特字段指示在下一帧组的每一个帧中是否为PLS2信令提供附加奇偶校验。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。表12定义了该字段的值。

PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：此15比特字段指示下一帧组的每一个帧中的PLS2的附加奇偶校验比特的大小(被指定为QAM信元的数量)。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。

RESERVED：此32比特字段被保留以用于未来使用。

CRC_32：32比特纠错码，其被应用于整个PLS1信令。

图14示出根据本发明的实施例的PLS2数据。

图14示出PLS2数据的PLS2-STAT数据。PLS2-STAT数据在帧组内相同，而PLS2-DYN数据提供当前帧特定的信息。

PLS2-STAT数据的字段的细节如下：

FIC_FLAG：此1比特字段指示当前帧组中是否使用FIC。如果此字段被设定为“1”，则当前帧中提供FIC。如果此字段被设定为“0”，则当前帧中没有承载FIC。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。

AUX_FLAG：此1比特字段指示当前帧组中是否使用辅助流。如果此字段被设定为“1”，则当前帧中提供辅助流。如果此字段被设定为“0”，则当前帧中没有承载辅助流。该值在当前帧组的整个持续时间期间恒定。

NUM_DP：此6比特字段指示当前帧内承载的DP的数量。此字段的值的范围从1至64，DP的数量为NUM_DP+1。

DP_ID：此6比特字段唯一地标识PHY配置文件内的DP。

DP_TYPE：此3比特字段指示DP的类型。这根据下表13来用信号通知。

表13

[表13]

值	DP类型
		000	DP类型1
001	DP类型2
		010～111	保留

DP_GROUP_ID：此8比特字段标识当前DP所关联的DP组。这可由接收器用来访问与特定服务关联的服务组件的DP(其将具有相同的DP_GROUP_ID)。

BASE_DP_ID：此6比特字段指示承载管理层中所使用的服务信令数据(例如PSI/SI)的DP。由BASE_DP_ID指示的DP可以是承载服务信令数据以及服务数据的正常DP或者仅承载服务信令数据的专用DP。

DP_FEC_TYPE：此2比特字段指示关联的DP所使用的FEC类型。根据下表14来用信号通知FEC类型。

表14

[表14]

值	FEC_TYPE
		00	16K LDPC
01	64K LDPC
		10～11	保留

DP_COD：此4比特字段指示关联的DP所使用的码率。根据下表15来用信号通知码率。

表15

[表15]

值	码率
		0000	5/1519 -->
0001	6/15
		0010	7/15
0011	8/15
		0100	9/15
0101	10/15
		0110	11/15
0111	12/15
		1000	13/15
1001～1111	保留

DP_MOD：此4比特字段指示关联的DP所使用的调制。根据下表16来用信号通知调制。

表16

[表16]

值	调制
		0000	QPSK
0001	QAM-16
		0010	NUQ-64
0011	NUQ-256
		0100	NUQ-1024
0101	NUC-16
		0110	NUC-64
0111	NUC-256
		1000	NUC-1024
1001～1111	保留

DP_SSD_FLAG：此1比特字段指示关联的DP中是否使用SSD模式。如果此字段被设定为值“1”，则使用SSD。如果此字段被设定为值“0”，则不使用SSD。

仅当PHY_PROFILE等于“010”(指示高级配置文件)时，出现以下字段：

DP_MIMO：此3比特字段指示哪一种类型的MIMO编码处理被应用于所关联的DP。MIMO编码处理的类型根据表17来用信号通知。

表17

[表17]

值	MIMO编码
		000	FR-SM
001	FRFD-SM
		010～111	保留

DP_TI_TYPE：此1比特字段指示时间交织的类型。值“0”指示一个TI组对应于一个帧并且包含一个或更多个TI块。值“1”指示一个TI组被承载在不止一个帧中并且仅包含一个TI块。

DP_TI_LENGTH：此2比特字段(允许值仅为1、2、4、8)的使用由DP_TI_TYPE字段内设定的值如下确定：

如果DP_TI_TYPE被设定为值“1”，则此字段指示PI，每个TI组所映射至的帧的数量，并且每TI组存在一个TI块(NTI＝1)。2比特字段所允许的PI个值定义于下表18中。

如果DP_TI_TYPE被设定为值“0”，则此字段指示每TI组的TI块的数量NTI，并且每帧存在一个TI组(PI＝1)。2比特字段所允许的PI个值定义于下表18中。

表18

[表18]

2比特字段	PI	NTI
			00	1	1
01	2	2
			10	4	3
11	8	4

DP_FRAME_INTERVAL：此2比特字段指示所关联的DP的帧组内的帧间隔(I_JUMP)，允许值为1、2、4、8(对应2比特字段分别为“00”、“01”、“10”或“11”)。对于没有出现在帧组的每一个帧中的DP，此字段的值等于连续帧之间的间隔。例如，如果DP出现在帧1、5、9、13等上，则此字段被设定为“4”。对于出现在每一个帧上的DP，此字段被设定为“1”。

DP_TI_BYPASS：此1比特字段确定时间交织器的可用性。如果时间交织未用于DP，则它被设定为“1”。而如果使用时间交织，则它被设定为“0”。

DP_FIRST_FRAME_IDX：此5比特字段指示超帧的当前DP出现的第一帧的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值从0到31。

DP_NUM_BLOCK_MAX：此10比特字段指示此DP的DP_NUM_BLOCKS的最大值。此字段的值具有与DP_NUM_BLOCKS相同的范围。

DP_PAYLOAD_TYPE：此2比特字段指示给定DP所承载的有效载荷数据的类型。DP_PAYLOAD_TYPE根据下表19来用信号通知。

表19

[表19]

值	有效载荷类型
		00	TS
01	IP
		10	GS
11	保留

DP_INBAND_MODE：此2比特字段指示当前DP是否承载带内信令信息。带内信令类型根据下表20来用信号通知。

表20

[表20]

值	带内模式
		00	没有承载带内信令
01	仅承载INBAND-PLS
		10	仅承载INBAND-ISSY
11	承载INBAND-PLS和INBAND-ISSY

DP_PROTOCOL_TYPE：此2比特字段指示给定DP所承载的有效载荷的协议类型。当选择输入有效载荷类型时，它根据下表21来用信号通知。

表21

[表21]

DP_CRC_MODE：此2比特字段指示输入格式化块中是否使用CRC编码。CRC模式根据下表22来用信号通知。

表22

[表22]

值	CRC模式
		00	未使用
01	CRC-8
		10	CRC-16
11	CRC-32

DNP_MODE：此2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设定为TS(“00”)时关联的DP所使用的空分组删除模式。DNP_MODE根据下表23来用信号通知。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则DNP_MODE被设定为值“00”。

表23

[表23]

值	空分组删除模式
		00	未使用
01	DNP-NORMAL
		10	DNP-OFFSET
11	保留

ISSY_MODE：此2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设定为TS(“00”)时关联的DP所使用的ISSY模式。ISSY_MODE根据下表24来用信号通知。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则ISSY_MODE被设定为值“00”。

表24

[表24]

值	ISSY模式
		00	未使用
01	ISSY-UP22 -->
		10	ISSY-BBF
11	保留

HC_MODE_TS：此2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设定为TS(“00”)时关联的DP所使用的TS报头压缩模式。HC_MODE_TS根据下表25来用信号通知。

表25

[表25]

值	报头压缩模式
		00	HC_MODE_TS 1
01	HC_MODE_TS 2
		10	HC_MODE_TS 3
11	HC_MODE_TS 4

HC_MODE_IP：此2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设定为IP(“01”)时的IP报头压缩模式。HC_MODE_IP根据下表26来用信号通知。

表26

[表26]

值	报头压缩模式
		00	无压缩
01	HC_MODE_IP 1
		10～11	保留

PID：此13比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设定为TS(“00”)并且HC_MODE_TS被设定为“01”或“10”时的TS报头压缩的PID号。

RESERVED：此8比特字段被保留以用于未来使用。

仅当FIC_FLAG等于“1”时，出现以下字段：

FIC_VERSION：此8比特字段指示FIC的版本号。

FIC_LENGTH_BYTE：此13比特字段指示FIC的长度(字节)。

RESERVED：此8比特字段被保留以用于未来使用。

仅当AUX_FLAG等于“1”时，出现以下字段：

NUM_AUX：此4比特字段指示辅助流的数量。零表示没有使用辅助流。

AUX_CONFIG_RFU：此8比特字段被保留以用于未来使用。

AUX_STREAM_TYPE：此4比特被保留以用于未来用于指示当前辅助流的类型。

AUX_PRIVATE_CONFIG：此28比特字段被保留以用于未来用于用信号通知辅助流。

图15示出根据本发明的另一实施例的PLS2数据。

图15示出PLS2数据的PLS2-DYN数据。PLS2-DYN数据的值可在一个帧组的持续时间期间改变，而字段的大小保持恒定。

PLS2-DYN数据的字段的细节如下：

FRAME_INDEX：此5比特字段指示超帧内的当前帧的帧索引。超帧的第一帧的索引被设定为“0”。

PLS_CHANGE_COUNTER：此4比特字段指示配置将改变之处的前面的超帧的数量。配置改变的下一超帧由此字段内用信号通知的值指示。如果此字段被设定为值“0000”，则它表示预见没有调度的改变：例如，值“1”指示下一超帧中存在改变。

FIC_CHANGE_COUNTER：此4比特字段指示配置(即，FIC的内容)将改变之处的前面的超帧的数量。配置改变的下一超帧由此字段内用信号通知的值指示。如果此字段被设定为值“0000”，则它表示预见没有调度的改变：例如，值“0001”指示下一超帧中存在改变。

RESERVED：此16比特字段被保留以用于未来使用。

以下字段出现在NUM_DP上的循环中，描述与当前帧中承载的DP关联的参数。

DP_ID：此6比特字段唯一地指示PHY配置文件内的DP。

DP_START：此15比特(或13比特)字段利用DPU寻址方案指示第一DP的起始位置。DP_START字段根据PHY配置文件和FFT大小而具有不同的长度，如下表27所示。

表27

[表27]

DP_NUM_BLOCK：此10比特字段指示当前DP的当前TI组中的FEC块的数量。DP_NUM_BLOCK的值从0至1023。

RESERVED：此8比特字段被保留以用于未来使用。

以下字段指示与EAC关联的FIC参数。

EAC_FLAG：此1比特字段指示当前帧中的EAC的存在。此比特是与前导中的EAC_FLAG相同的值。

EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：此8比特字段指示唤醒指示的版本号。

如果EAC_FLAG字段等于“1”，则随后的12比特被分配用于EAC_LENGTH_BYTE字段。如果EAC_FLAG字段等于“0”，则随后的12比特被分配用于EAC_COUNTER。

EAC_LENGTH_BYTE：此12比特字段指示EAC的长度(字节)。

EAC_COUNTER：此12比特字段指示在EAC到达的帧的前面的帧的数量。

仅当AUX_FLAG字段等于“1”时，出现以下字段：

AUX_PRIVATE_DYN：此48比特字段被保留以用于未来用于用信号通知辅助流。此字段的含义取决于可配置的PLS2-STAT中的AUX_STREAM_TYPE的值。

CRC_32：32比特纠错码，其被应用于整个PLS2。

图16示出根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。

如上所述，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元被映射至帧中的OFDM符号的有效载波中。PLS1和PLS2被首先映射至一个或更多个FSS中。此后，EAC信元(如果有的话)被映射至紧随PLS字段之后，随后是FIC信元(如果有的话)。接下来DP被映射至PLS或EAC、FIC(如果有的话)之后。先是类型1DP，接下来是类型2DP。DP的类型的细节将稍后描述。在一些情况下，DP可承载EAS的一些特殊数据或者服务信令数据。辅助流(如果有的话)跟随在DP之后，然后跟随的是哑信元。将它们按照上述顺序(即，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑数据信元)一起映射准确地填充了帧中的信元容量。

图17示出根据本发明的实施例的PLS映射。

PLS信元被映射至FSS的有效载波。根据PLS所占据的信元的数量，一个或更多个符号被指定为FSS，并且由PLS1中的NUM_FSS来用信号通知FSS的数量N_FSS。FSS是用于承载PLS信元的特殊符号。由于在PLS中鲁棒性和延迟是关键问题，所以FSS具有更高密度的导频，以允许快速同步以及FSS内的仅频率插值。

PLS信元按照上下方式被映射至N_FSS个FSS的有效载波，如图17的示例中所示。PLS1信元首先从第一FSS的第一信元开始按照信元索引的升序映射。PLS2信元紧随PLS1的最后信元之后，并且向下继续映射直至第一FSS的最后信元索引。如果所需的PLS信元的总数超过一个FSS的有效载波的数量，则映射进行至下一FSS并且按照与第一FSS完全相同的方式继续。

在PLS映射完成之后，接下来承载DP。如果当前帧中存在EAC、FIC或这二者，则它们被设置在PLS与“正常”DP之间。

图18示出根据本发明的实施例的EAC映射。

EAC是用于承载EAS消息的专用信道并且链接到用于EAS的DP。提供EAS支持，但是每一个帧中可存在或者可不存在EAC本身。EAC(如果有的话)被映射在紧随PLS2信元之后。PLS信元以外的FIC、DP、辅助流或哑信元均不在EAC之前。映射EAC信元的过程与PLS完全相同。

EAC信元从PLS2的下一信元按照信元索引的升序映射，如图18的示例中所示。根据EAS消息大小，EAC信元可占据一些符号，如图18所示。

EAC信元紧随PLS2的最后信元之后并且向下继续映射直至最后FSS的最后信元索引。如果所需的EAC信元的总数超过最后FSS的剩余有效载波的数量，则映射进行至下一符号并且按照与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下用于映射的下一符号是具有比FSS更多的有效载波的正常数据符号。

在EAC映射完成之后，接下来承载FIC(如果存在的话)。如果没有发送FIC(如PLS2字段中用信号通知的)，则DP紧随EAC的最后信元之后。

图19示出根据本发明的实施例的FIC映射。

示出没有EAC的FIC信元的示例映射，(b)示出具有EAC的FIC信元的示例映射。

FIC是用于承载跨层信息以允许快速服务获取和信道扫描的专用信道。该信息主要包括DP与每个广播站的服务之间的信道绑定信息。为了快速扫描，接收器可将FIC解码并且获得诸如广播站ID、服务数量和BASE_DP_ID的信息。为了快速服务获取，除了FIC以外，可利用BASE_DP_ID将基本DP解码。除了它所承载的内容以外，基本DP按照与正常DP完全相同的方式被编码并被映射至帧。因此，基本DP不需要附加描述。在管理层中生成和消耗FIC数据。FIC数据的内容如管理层规范中所述。

FIC数据是可选的，FIC的使用由PLS2的静态部分中的FIC_FLAG参数通知。如果使用FIC，则FIC_FLAG被设定为“1”并且在PLS2的静态部分中定义用于FIC的信令字段。在此字段中用信号通知FIC_VERSION和FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用与PLS2相同的调制、编码和时间交织参数。FIC共享诸如PLS2_MOD和PLS2_FEC的相同的信令参数。FIC数据(如果有的话)被映射在紧随PLS2或EAC(如果有的话)之后。任何正常DP、辅助流或哑信元均不在FIC之前。映射FIC信元的方法与EAC(同样与PLS相同)完全相同。

在PLS之后没有EAC的情况下，按照信元索引的升序从PLS2的下一信元映射FIC信元，如(a)的示例中所示。根据FIC数据大小，FIC信元可被映射在一些符号上，如(b)所示。

FIC信元紧随PLS2的最后信元之后并且向下继续映射直至最后FSS的最后信元索引。如果所需的FIC信元的总数超过最后FSS的剩余有效载波的数量，则映射进行至下一符号并且按照与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下用于映射的下一符号是具有比FSS更多的有效载波的正常数据符号。

如果在当前帧中发送EAS消息，则EAC在FIC之前，并且按照信元索引的升序从EAC的下一信元映射FIC信元，如(b)所示。

在FIC映射完成之后，映射一个或更多个DP，随后是辅助流(如果有的话)和哑信元。

图20示出根据本发明的实施例的DP的类型。

图20示出类型1DP，(b)示出类型2DP。

在前面的信道(即，PLS、EAC和FIC)映射之后，映射DP的信元。DP根据映射方法被分成两种类型中的一种：

类型1DP：通过TDM映射DP

类型2DP：通过FDM映射DP

DP的类型由PLS2的静态部分中的DP_TYPE字段指示。图20示出类型1DP和类型2DP的映射顺序。类型1DP首先按照信元索引的升序来映射，然后在到达最后信元索引之后，符号索引增加一。在下一符号内，从p＝0开始继续按照信元索引的升序映射DP。通过将多个DP一起映射在一个帧中，将每个类型1DP在时间中分组，类似于DP的TDM复用。

类型2DP首先按照符号索引的升序来映射，然后在到达帧的最后OFDM符号之后，信元索引增加一，并且符号索引退回到第一可用符号，然后从该符号索引开始增加。在将多个DP一起映射在一个帧中之后，将每个类型2DP在频率中分组在一起，类似于DP的FDM复用。

如果需要，类型1DP和类型2DP可共存于帧中，但是有一个限制：类型1DP总是在类型2DP前面。承载类型1DP和类型2DP的OFDM信元的总数不可超过可用于DP的传输的OFDM信元的总数

数学公式2

[数学式2]

D_DP1+D_DP2≤D_DP

其中DDP1是类型1DP所占据的OFDM信元的数量，DDP2是类型2DP所占据的信元的数量。由于PLS、EAC、FIC全部按照与类型1DP相同的方式映射，所以它们全部遵循“类型1映射规则”。因此，总体上，类型1映射总是先于类型2映射。

图21示出根据本发明的实施例的DP映射。

(a)示出用于映射类型1DP的OFDM信元的寻址，(b)示出用于映射类型2DP的OFDM信元的寻址。

针对类型1DP的有效数据信元定义用于映射类型1DP的OFDM信元的寻址(0、…、DDP1-1)。寻址方案定义来自每个类型1DP的TI的信元被分配给有效数据信元的顺序。它还用于通知PLS2的动态部分中的DP的位置。

在没有EAC和FIC的情况下，地址0是指紧随承载最后FSS中的PLS的最后信元之后的信元。如果发送EAC并且对应帧中没有FIC，则地址0是指紧随承载EAC的最后信元之后的信元。如果对应帧中发送FIC，则地址0是指紧随承载FIC的最后信元之后的信元。如(a)所示，可考虑两种不同的情况来计算类型1DP的地址0。在(a)的示例中，假设PLS、EAC和FIC全部被发送。扩展至EAC和FIC中的任一者或二者被省略的情况是简单的。如果在映射直至FIC的所有信元之后FSS中存在剩余信元，如(a)的左侧所示。

针对类型2DP的有效数据信元定义用于映射类型2DP的OFDM信元的寻址(0、…、DDP2-1)。寻址方案定义来自每个类型2DP的TI的信元被分配给有效数据信元的顺序。它还用于用信号通知PLS2的动态部分中的DP的位置。

如(b)所示，三种略微不同的情况是可能的。对于(b)的左侧所示的第一种情况，最后FSS中的信元可用于类型2DP映射。对于中间所示的第二种情况，FIC占据正常符号的信元，但是该符号上的FIC信元的数量不大于C_FSS。(b)的右侧所示的第三种情况与第二种情况相同，除了该符号上映射的FIC信元的数量超过C_FSS。

扩展至类型1DP在类型2DP前面的情况是简单的，因为PLS、EAC和FIC遵循与类型1DP相同的“类型1映射规则”。

数据管道单元(DPU)是用于向帧中的DP分配数据信元的基本单元。

DPU被定义为用于定位帧中的DP的信令单元。信元映射器7010可为每个DP映射通过TI生成的信元。时间交织器5050输出一系列TI块，每个TI块包括可变数量的XFECBLOCK，XFECBLOCK继而由信元集合组成。XFECBLOCK中的信元的数量N_cells取决于FECBLOCK大小N_ldpc以及每星座符号发送的比特数。DPU被定义为给定PHY配置文件中支持的XFECBLOCK中的信元数量N_cells的所有可能值的最大公约数。信元中的DPU的长度被定义为L_DPU。由于每个PHY配置文件支持FECBLOCK大小和每星座符号的不同比特数的不同组合，所以基于PHY配置文件来定义L_DPU。

图22示出根据本发明的实施例的FEC结构。

图22示出根据本发明的实施例的比特交织之前的FEC结构。如上所述，数据FEC编码器可利用外编码(BCH)和内编码(LDPC)对输入的BBF执行FEC编码以生成FECBLOCK过程。所示的FEC结构对应于FECBLOCK。另外，FECBLOCK和FEC结构具有与LDPC码字的长度对应的相同值。

如图22所示，对每个BBF应用BCH编码(K_bch比特)，然后对BCH编码的BBF应用LDPC编码(K_ldpc比特＝N_bch比特)。

N_ldpc的值为64800比特(长FECBLOCK)或16200比特(短FECBLOCK)。

下表28和表29分别示出长FECBLOCK和短FECBLOCK的FEC编码参数。

表28

[表28]

表29

[表29]

BCH编码和LDPC编码的操作的细节如下：

12纠错BCH码用于BBF的外编码。通过将所有多项式一起相乘来获得短FECBLOCK和长FECBLOCK的BCH生成多项式。

LDPC码用于对外BCH编码的输出进行编码。为了生成完成的B_ldpc(FECBLOCK)，P_ldpc(奇偶校验比特)从每个I_ldpc(BCH编码的BBF)系统地编码并且被附到I_ldpc。完成的B_ldpc(FECBLOCK)被表示为下面的数学式。

数学式3

[数学式3]

$B_{ldpc}=\[\begin{array}{cc}{I}_{ldpc}& P_{ldpc}\end{array}\]=\[i_0,i_1,...,i_{K_{ldpc}-1},p_0,p_1,...,p_{N_{ldpc}-K_{ldpc}-1}\]$

长FECBLOCK和短FECBLOCK的参数分别在上表28和表29中给出。

计算长FECBLOCK的N_ldpc-K_ldpc奇偶校验比特的详细过程如下：

1)将奇偶校验比特初始化，

数学式4

[数学式4]

$p_0=p_1=p_2=...=p_{N_{ldpc}-K_{ldpc}-1}=0$

2)在奇偶校验矩阵的地址的第一行中指定的奇偶校验比特地址处累加第一信息比特-i₀。奇偶校验矩阵的地址的细节将稍后描述。例如，对于码率13/15：

数学式5

[数学式5]

$\begin{array}{cc}{p}_{983}=p_{983}\⊕i_0& p_{2815}=p_{2815}\⊕i_0\end{array}$

$\begin{array}{cc}{p}_{4837}=p_{4837}\⊕i_0& p_{4989}=p_{4989}\⊕i_0\end{array}$

$\begin{array}{cc}{p}_{6138}=p_{6138}\⊕i_0& p_{6458}=p_{6458}\⊕i_0\end{array}$

$\begin{array}{cc}{p}_{6921}=p_{6921}\⊕i_0& p_{6974}=p_{6974}\⊕i_0\end{array}$

$\begin{array}{cc}{p}_{7572}=p_{7572}\⊕i_0& p_{8260}=p_{8260}\⊕i_0\end{array}$

$p_{8496}=p_{8496}\⊕i_0$

3)对于接下来的359个信息比特i_s,s＝1,2,…,359，在利用下面的数学式在奇偶校验比特地址处累加i_s。

数学式6

[数学式6]

{x+(smod360)×Q_ldpc}mod(N_ldpc-K_ldpc)

其中x表示与第一比特i₀对应的奇偶校验比特累加器的地址，Q_ldpc是奇偶校验矩阵的地址中指定的码率相关常数。继续该示例，对于码率13/15，Q_ldpc＝24，因此对于信息比特i₁，执行以下操作：

数学式7

[数学式7]

$\begin{array}{cc}{p}_{1007}=p_{1007}\⊕i_1& p_{2839}=p_{2839}\⊕i_1\end{array}$

$\begin{array}{cc}{p}_{4861}=p_{4861}\⊕i_1& p_{5013}=p_{5013}\⊕i_1\end{array}$

$\begin{array}{cc}{p}_{6162}=p_{6162}\⊕i_1& p_{6482}=p_{6482}\⊕i_1\end{array}$

$\begin{array}{cc}{p}_{6945}=p_{6945}\⊕i_1& p_{6998}=p_{6998}\⊕i_1\end{array}$

$\begin{array}{cc}{p}_{7596}=p_{7596}\⊕i_1& p_{8284}=p_{8284}\⊕i_1\end{array}$

$p_{8520}=p_{8520}\⊕i_1$

4)对于第361信息比特i₃₆₀，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中给出奇偶校验比特累加器的地址。按照类似的方式，利用数学式6获得随后的359个信息比特i_s(s＝361、362、…、719)的奇偶校验比特累加器的地址，其中x表示与信息比特i₃₆₀对应的奇偶校验比特累加器的地址，即，奇偶校验矩阵的地址的第二行的条目。

5)按照类似的方式，对于每一组的360个新信息比特，使用来自奇偶校验矩阵的地址的新的一行来寻找奇偶校验比特累加器的地址。

在所有信息比特被耗尽之后，获得最终奇偶校验比特如下：

6)从i＝1开始依次执行以下操作

数学式8

[数学式8]

$p_i=p_i\⊕p_{i-1},i=1,2,...,N_{ldpc}-K_{ldpc}-1$

其中p_i,i＝0、1、...N_ldpc-K_ldpc-1的最终内容等于奇偶校验比特p_i。

表30

[表30]

码率	Qldpc
		5/15	120
6/15	108
		7/15	96
8/15	84
		9/15	72
10/15	60
		11/15	48
12/15	36
		13/15	24

短FECBLOCK的此LDPC编码过程依据长FECBLOCK的tLDPC编码过程，不同的是用表31取代表30，用短FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址取代长FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址。

表31

[表31]

码率	Qldpc
		5/15	30
6/15	27
		7/15	24
8/15	21
		9/15	18
10/15	15
		11/15	12
12/15	9
		13/15	6

图23示出根据本发明的实施例的比特交织。

LDPC编码器的输出被比特交织，其由奇偶交织和随后的准循环块(QCB)交织以及内组交织组成。

(a)示出准循环块(QCB)交织，(b)示出内组交织。

FECBLOCK可被奇偶交织。在奇偶交织的输出处，LDPC码字由长FECBLOCK中的180个相邻的QC块和短FECBLOCK中的45个相邻的QC块组成。长FECBLOCK或短FECBLOCK中的每个QC块由360比特组成。通过QCB交织来对奇偶交织的LDPC码字进行交织。QCB交织的单位是QC块。如图23所示，通过QCB交织重排奇偶交织的输出处的QC块，其中根据FECBLOCK长度，N_cells＝64800/η_mod或16200/η_mod。对于调制类型和LDPC码率的每个组合，QCB交织样式是唯一的。

在QCB交织之后，根据下表32中定义的调制类型和阶(η_mod)执行内组交织。还定义了用于一个内组的QC块的数量N_{QCB_IG}。

表32

[表32]

调制类型	ηmod	NQCB_IG
			QAM-16	4	2
NUC-16	4	4
			NUQ-64	6	3
NUC-64	6	6
			NUQ-256	8	4
NUC-256	8	8
			NUQ-1024	10	5
NUC-1024	10	10

利用QCB交织输出的N_{QCB_IG}QC块执行内组交织处理。内组交织具有利用360列和N_{QCB_IG}行写入和读取内组的比特的处理。在写入操作中，在行方向上写入来自QCB交织输出的比特。在列方向上执行读取操作以从各行读出m比特，其中m对于NUC等于1，对于NUQ等于2。

图24示出根据本发明的实施例的信元字解复用。

(a)示出8和12bpcuMIMO的信元字解复用，(b)示出10bpcuMIMO的信元字解复用。

描述了用于一个XFECBLOCK的信元字解复用处理，如(a)所示，比特交织输出的每个信元字(c0,l,c1,l,…,cη_modmod-1,l)被解复用为(d1,0,m,d1,1,m…,d1,η_modmod-1,m)和(d2,0,m,d2,1,m…,d2,η_modmod-1,m)。

对于针对MIMO编码使用不同类型的NUQ的10bpcuMIMO情况，重用NUQ-1024的比特交织器。如(b)所示，比特交织器输出的每个信元字(c_0,l,c_1,l,…,c_9,l)被解复用为(d_1,0,m,d_1,1,m…,d_1,3,m)和(d_2,0,m,d_2,1,m…,d_2,5,m)。

图25示出根据本发明的实施例的时间交织。

(a)至(c)示出TI模式的示例。

时间交织器在DP层面操作。可针对每个DP不同地设定时间交织(TI)的参数。

出现在PLS2-STAT数据的部分中的以下参数配置TI：

DP_TI_TYPE(允许值：0或1)：表示TI模式；“0”指示每TI组具有多个TI块(不止一个TI块)的模式。在这种情况下，一个TI组被直接映射至一个帧(没有帧间交织)。“1”指示每TI组仅具有一个TI块的模式。在这种情况下，TI块可被散布在不止一个帧上(帧间交织)。

DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE＝“0”，则此参数是每TI组的TI块的数量N_TI。对于DP_TI_TYPE＝“1”，此参数是从一个TI组散布的帧的数量P_I。

DP_NUM_BLOCK_MAX(允许值：0至1023)：表示每TI组的XFECBLOCK的最大数量。

DP_FRAME_INTERVAL(允许值：1、2、4、8)：表示承载给定PHY配置文件的相同DP的两个连续帧之间的帧的数量I_JUMP。

DP_TI_BYPASS(允许值：0或1)：如果对于DP未使用时间交织，则此参数被设定为“1”。如果使用时间交织，则它被设定为“0”。

另外，来自PLS2-DYN数据的参数DP_NUM_BLOCK用于表示由DP的一个TI组承载的XFECBLOCK的数量。

当对于DP未使用时间交织时，不考虑随后的TI组、时间交织操作和TI模式。然而，仍将需要用于来自调度器的动态配置信息的延迟补偿块。在每个DP中，从SSD/MIMO编码接收的XFECBLOCK被组成TI组。即，每个TI组是整数个XFECBLOCK的集合，并且将包含数量可动态变化的XFECBLOCK。索引n的TI组中的XFECBLOCK的数量由N_{xBLOCK_Group}(n)表示并且作为PLS2-DYN数据中的DP_NUM_BLOCK来用信号通知。需要注意的是，N_{xBLOCK_Group}(n)可从最小值0变化至最大值N_{xBLOCK_Group_MAX}(对应于DP_NUM_BLOCK_MAX)，其最大值为1023。

每个TI组被直接映射到一个帧上或者被散布在P_I个帧上。每个TI组还被分割成不止一个TI块(N_TI)，其中每个TI块对应于时间交织器存储器的一次使用。TI组内的TI块可包含数量略微不同的XFECBLOCK。如果TI组被分割成多个TI块，则它被直接映射至仅一个帧。如下表33所示，时间交织存在三种选项(除了跳过时间交织的额外选项以外)。

表33

[表33]

在每个DP中，TI存储器存储输入XFECBLOCK(来自SSD/MIMO编码块的输出XFECBLOCK)。假设输入XFECBLOCK被定义为

$(d_{n,s,0,0},d_{n,s,0,1},\mathrm{...},d_{n,s,0,N_{sells}-1},d_{n,s,1,0},\mathrm{...},d_{n,s,1,N_{sells}-1},\mathrm{...},d_{n,s,N_{xBLOCK\_TI}(n,s)-1,0},\mathrm{...},d_{n,s,N_{xBLOCK\_TI}(n,s)-1,N_{cells}-1}),$

其中d_{n，s，r，q}是第nTI组的第sTI块中的第rXFECBLOCK的第q信元，并且表示SSD和MIMO编码的输出如下。

另外，假设来自时间交织器5050的输出XFECBLOCK被定义为

$(h_{n,s,0},h_{n,s,1},\mathrm{...},h_{n,s,i},\mathrm{...},h_{n,s,N_{xBLOCK\_TI}(n,s)\×N_{cells}-1})$

其中h_n，s，i是第nTI组的第sTI块中的第i输出信元(对于i＝0，...，N_{xBLOCK_TI}(n，s)×N_cells-1)。

通常，时间交织器还将在帧创建的处理之前充当DP数据的缓存器。这通过用于每个DP的两个存储库来实现。第一TI块被写入第一库。第二TI块被写入第二库，而从第一库读取，等等。

TI是扭曲行-列块交织器。对于第nTI组的第sTI块，TI存储器的行数N_r等于信元数N_cells(即，N_r＝N_cells)，而列数N_c等于数量N_{xBLOCK_TI}(n，s)。

在下文中，描述广播信号发送器发送广播信号的方法，特别地，配置连续导频(CP)的方法。

如上所述，图8图示图4的OFDM生成模块的详细框图。在图8中，导频和保留音插入块8000将特定样式的CP插入到用于传输信号的每个信号块的预先确定的位置中。在下文中，导频和保留音插入模块也可以被称为导频信号插入模块或者参考信号插入和PRPR减少模块。在图8中，2D-eSFN编码模块8010可以在一些实施例中被省略或者可以被替换成具有相似的功能或者相同的功能的另一模块。此外，在一些实施例中，波形处理模块8040可以被插入在前导插入模块8050和另一系统插入模块8060之间。波形处理模块是可选的块。波形处理模块通过将诸如带外发射的特性并入到传输波形控制传输波形并且类似于脉冲成形滤波器操作。在这样的情况下，波形处理模块8040可以在一些实现中被省略或者可以被替换成具有相似功能或者相同功能的另一模块。

在本说明书中，导频(CP或者SP)的样式可以意指在给定的信号或者信号结构中的导频的位置/定位和导频的数目。

图26图示根据本发明的实施例的广播信号接收器的同步和解调模块的详细框图。

图26图示被包括图9的同步和解调模块9000中的子模块。

同步/解调模块包括被配置成调谐广播信号的调谐器26010、被配置成将接收到的模拟信号转换成数字信号的ADC模块26020、被配置成检测被包括在接收到的信号中的前导的前导检测模块26030、被配置成检测被包括在接收到的信号中的保护序列的保护序列检测模块26040、被配置成对接收到的信号执行FFT的波形变换模块29050、被配置成检测被包括在接收到的信号中的导频信号的参考信号检测模块26060、被配置成使用被提取的保护序列执行信道均衡的信道均衡模块26070、逆波形变换模块26080、被配置成在时域中导频信号的时域参考信号检测模块26090、以及被配置成使用前导和导频信号对接收到的信号执行时间/频率同步的时间/频率同步模块26100。逆波形变换模块26080执行与FFT的逆波形变换相反的变换，并且其可以在一些实施例中被省略或者可以被替换成具有相同或者相似功能的另一模块。

图26对应于接收器通过多个路径处理通过多个天线接收到的信号的情况，并且图示并行的相同模块。没有给出相同模块的冗余描述。

在本发明的实施例中，接收器可以使用参考信号检测模块26060和时域参考信号检测模块26090检测和使用导频信号。参考信号检测模块26060在频域中检测导频信号。接收器可以使用检测到的导频信号的特性执行同步和信道估计。时域参考信号检测模块26090可以在接收到的信号的时域中检测导频信号。接收器可以使用检测到的导频信号的特性执行同步和信道估计。在本说明书中，用于在频域中检测导频信号的参考信号检测模块26060和用于在时域中检测导频信号的时域参考信号检测模块26090中的至少一个可以被称为导频信号检测模块。此外，在本说明书中，参考信号意指导频信号。

接收器可以检测被包括在接收到的信号中的CP样式并且使用检测到的CP样式通过粗略的自动频率控制(AFC)和精细的AFC和公共相位误差(CPE)校正执行同步。

本发明旨在设计满足各种用途和作用的CP样式。首先，在本发明的实施例中，所提出的CP样式可以被设计以通过有规律地保持相对于给定的有源载波的数目(NoC)和给定的SP样式的每个OFDM符号中的有源数据载波的数目(NoA)减少信令信息并且简化在时间交织器和载波映射之间的交互作用。此外，为了实现这样的条件，在本发明的实施例中，取决于NoC和SP样式改变CP样式。此外，在根据本发明的实施例的CP样式中，SP承载CP(SP-bearingCP)和非SP承载CP(nonSP-bearingCP)被公平地选择使得满足在频谱上的粗略地均匀的分布和在频谱上的随机位置分布并且能够处理频率选择性的信道。此外，CP样式被配置使得随着NoC增加CP位置的数目增加以便于节省CP的整个开销。

关于CP的样式或者位置的信息可以以索引表的形式被存储在发送机和接收器的存储器中。然而，当在广播系统中使用的SP样式被多样化并且NoC的模式被增加时，索引表的大小被增加并且因此通过存储器占用的部分被增加。因此，本发明的实施例提出解决这样的问题并且也满足CP样式的目的和作用的CP样式。在本发明的实施例中，关于基于具有最小值的NoC随机地定位CP的位置信息受制于索引表。此外，通过颠倒索引表的分布样式或者相对于具有较大值的NoC的循环移位之后颠倒分布样式之后扩展CP样式。因此，因为甚至使用小数量的索引表能够导出当发送具有大的NoC的信号时的CP样式，所以能够改进存储器使用效率。本发明的CP样式也可以被应用于其中基本索引表的CP样式被扩展的NoC、SP模式中，可以均匀地和随机地分布在频谱上的CP的位置。在下文中，以子索引表形式存储的子CP样式和被添加的子CP样式可以被称为CP集。CP集可以以索引表形式被存储，并且索引表包括被包括在CP集中的导频的位置值。下面将会更加详细地描述根据本发明的实施例提供这样的CP样式的方法。

图27是图示根据本发明的实施例的CP集的图。

在本发明的实施例中，CP样式包括或者对应于至少一个CP集。在这样的情况下，在CP集中，使用伪随机二进制序列(PRBS)在索引表中的随机和均匀地分布的位置处配置CP。换言之，使用PN生成器相对于给定的NoC可以随机地选择CP位置。通过适当地控制SP承载CP和非SP承载CP有规律地保持每OFDM符号的NoA。

在图27的实施例中，1个符号包括49个载波。SP是其中Dx(频率方向导频距离)＝3并且Dy(在时间方向中导频距离)＝4的实施例。CP集包括7个SP承载CP和3个非SP承载CP，并且包括2个边缘载波。此外，SP的数目已经被合并到其中的NoA保持每符号35。

图27的CP集是实施例，并且在满足前述条件的范围内可以改变CP的位置。

图28图示根据本发明的实施例的CP集的频谱和索引表。

图28图示指示关于使用诸如图27的方法生成导频集的位置的信息的索引表的实施例。图28的索引表是在8KFFT模式(NoC：6817)和SP模式(Dx:3，Dy:4)的情况下的实施例。在图28中的右图图示通过从频谱的角度对索引表绘制图表获得的结果。

图29是图示根据本发明的实施例的配置CP样式的方法的图。

图29是配置前述的CP样式的方法，并且是图示复用4个CP集的方法的概念图。在图29中使用PN1、PN2、PN3以及PN4表示4个CP集。可以如下地执行该方法。

当参考索引表被配置时，整个表可以被划分成特定大小的子索引表，并且使用相对于每个子索引表的不同PN生成器(或者不同的种子)可以生成CP位置。图29图示通过使用相对于8K/16K/32K的各自的FFT模式的4个不同的PN生成器生成4个子索引表(即，PN1、PN2、PN3以及PN4)配置整个参考索引表的方法。

在传输模式中，在8K模式的情况下发送机可以使用关于PN1的CP位置的信息配置CP样式。在16K模式的情况下，发送机可以通过顺序地排列关于PN1和PN2的CP位置的多条信息分布所有的CP位置。在32K模式的情况下，发送机可以通过顺序地排列关于PN1和PN2的CP位置的多条信息和关于关于PN3和PN4的CP位置的信息分布所有的CP位置。

以这样的方式，可以满足其中CP被定位使得它们被均匀地和随机地分布在给定频谱的条件。

图30是图示在图29的实施例中配置索引表的方法的图。

图30图示其中在图29的实施例中通过考虑具有Dx＝3，Dy＝4的SP样式已经生成关于CP位置的信息的索引表。在8K/16K/32KFFT模式下，NoC分别是6817、13633以及27265。基于8KFFT模式存储每个子索引表的CP位置值。如果支持16KFFT模式或者更多，则另外要求的子索引表的值被添加了特定的数量或者被移位。

子索引表PN1、PN2、以及PN3中的每个的(即，Dx*Dy的整数倍，和通过圆圈标注的部分)最后位置值指示当扩展每个子索引表时要求的值。例如，当随着FFT模式被扩展子索引表被扩展时，根据下述规则可以使用最后的位置值。

(i)当8KFFT模式被应用时，子索引表PN1的最后位置值没有被应用，

(ii)当16KFFT模式被应用时，子索引表PN1的最后位置值被应用，并且子索引表PN2的最后位置值没有被应用，并且

(iii)当32KFFT模式被应用时，子索引表PN1/2/3的所有的最后位置值被应用。

[数学式9]

CP_8K(k)＝PN1(k)，对于1≤k≤S_PN1-1

其中S_PN12＝S_PN1+S_PN2

S_PN123＝S_PN1+S_PN2+S_PN3

S_PN1234＝S_PN1+S_PN2+S_PN3+S_PN4

数学式9图示配置参考图29和图30描述的CP样式的方法。在数学式9中，CP_8K/16K/32K(k)表示用于8K/16K/32K模式的各自的CP样式，PN_1/2/3/4表示子索引表名称，SPN_1/2/3/4表示PN1/2/3/4的子索引表的大小，并且α1/2/3表示将值移位到均匀地分布的和被添加的CP位置。参考图29和图30已经描述了生成CP样式的方法。在P_8K(k)和CP_16K(k)的数学式中，-1指示对于复用所要求的附加的位置数目。

图31图示根据本发明的另一实施例的配置CP样式的方法的图。

在图31的实施例中，如在图31中所图示，通过复用CP集PN1、PN2、PN3以及PN4提供适合于FFT模式的CP样式。在本实施例中，在8K模式的情况下，根据预先确定的规则通过复用PN1生成CP序列。在16K模式的情况下，根据预先确定的规则通过复用PN1和PN2生成CP序列。在32K模式的情况下，根据预先确定的规则通过复用PN1、PN2、PN3以及PN4生成CP序列。图31是其中通过如上所述的不同的PN生成器生成PN1、PN2、PN3、以及PN4的CP集，但是使用不同于29和图30的方法组成的实施例。

在图31中配置CP样式的方法中，通过Nblk表示基于8K模式的一个导频密度块。16K模式包括两个导频密度块并且32K模式包括取决于一个Nblk内的FFT模式的四个导频密度块。根据每个FFT模式通过复用CP集生成CP样式。此外，在PN1的情况下，可以配置导频集使得相对于8K、16K、以及32K模式它们位于物理频谱中的相同位置处。在PN2的情况下，导频集可以被配置使得相对于16K和32模式它们位于物理频谱中的相同位置处。

在这样的方法的情况下，各自的CP集的PN1至PN4中的每一个可以被生成使得其具有随机和均匀地扩展分布并且可以被设计以具有优异的自动校正特性。除了16K模式之外其位置被确定的PN2可以被优化并且被确定使得相对于在8K模式下确定的PN1的位置其具有优异的自动校正和均匀分布。同样地，在除了32K模式之外其位置被确定的PN3和PN4的情况下，通过基于在16K模式中的预先确定的位置优化特性可以生成序列。特别地，PN1被生成使得相对于8K模式、16K模式、以及32K模式其位于物理频谱中的相同位置处，并且PN2被生成使得相对于16K模式和32K模式其位于物理频谱中的相同位置处。因此，在接收侧上能够简化同步算法。此外，因为每个PN以在频谱中是均匀的方式分布每个PN所以能够减少归因于特定信道的影响。此外，在生成序列中，因为CP不位于在频域的两侧上的边缘频域的一些部分中，所以当生成整数载波频率偏移(ICFO)时能够稍微地减少CP的特定部分的损耗。

图32是图示在图31的实施例中配置导频样式的方法的详细图。

在图32中，导频集PN1至PN4中的每个被假定为是其中CP被随机地和均匀地分布的序列。此外如上所述，PN1、PN2、PN3以及PN4中的每个可以被优化使得其满足相对于8K、16K以及32K的校正和均匀分布特性。

图32的实施例图示在用于信道估计的SP样式中，在频率方向中的距离Dx是8并且在时间方向中的距离Dy是2，但是其可以被应用于其他样式的情况。在图32中，根据预先确定的复用规则在8K的情况下通过生成PN1，在16K的模式的情况下通过生成PN1和PN2，并且在32K的情况下通过生成PN1、PN2、PN3以及PN4，可以配置整个导频样式。

在图32中，通过如在图31中的Nblk表示基于8K的一个导频密度块，并且根据一个Nblk内的FFT模式16K已经被图示为包括2个导频密度块并且32K已经被图示为包括4个导频密度块。此外，根据每个FFT模式根据预先确定的PN的复用规则生成CP样式。根据情形在每个FFT模式中的CP集可以以与分散导频重叠(即，SP承载CP)或者不与分散导频重叠(即，非SP承载CP)的方式定位。

在图32的实施例中，为了配置导频使得在频域中在每个FFT模式中它们位于相同位置中，其中CP位于SP承载和非SP承载位置的复用规则被应用。

在SP承载CP的情况下，与形成SP承载集的8K模式的长度相对应的PN1、PN2、PN3以及PN4被配置使得根据取决于符号的分散导频的偏移相对于样式随机和均匀地分布。根据取决于FFT模式的预先确定的复用规则每个PN被定位。更加具体地，在16K模式下，通过设置PN2的位置的偏移可以设计被添加到PN1的PN2，使得PN2位于除了其中PN1被定位的分散导频的偏移样式之外的剩余的偏移样式或者使得PN2被设置在预先确定的样式位置中。同样地，在32K模式的情况下，PN3和PN4被设计使得它们被定位在除了其中PN1和PN2被定位的分散导频的偏移样式之外的剩余的偏移样式中。

在非SP承载CP的情况下，CP样式可以被确定使得在16K模式的情况下保持PN1的位置并且通过将PN1至PN4中的每个的位置扩展了Nblk单位在如在图32中的32K模式的情况下保持PN1+PN2的位置。

[数学式10]

1)SP承载集:PN1_sp(k)，PN2_sp(k)，PN3_sp(k)，PN4_sp(k)

CP_sp_8K(k)＝PN1_sp(k)，

${\mathrm{CP}}_{sp}\_16K\left(k\right)=\left\{\begin{array}{c}PN{1}_{sp}\left(k\right)\×2,\\ PN{2}_{sp}\left(k\right)\×2+{\mathrm{\α}}_{16K},\end{array}\right.$

${\mathrm{CP}}_{sp}\_32K\left(k\right)=\left\{\begin{array}{c}CP\_16K\left(k\right)*2=\left\{\begin{array}{c}\left(PN{1}_{sp}\right(k)\×2)\×2\\ \left(PN{1}_{sp}\right(k)\×2+{\mathrm{\α}}_{16K})\×2\end{array}\right.\\ PN{3}_{sp}\left(k\right)*4+\mathrm{\α}{1}_{32K}\\ PN{4}_{sp}\left(k\right)*4+\mathrm{\α}{2}_{32K}\end{array}\right.$

CP_8K(k)＝{CP_sp_8K(k)，CP_nonsp_8K(k)}

CP_16K(k)＝{CP_sp_16K(k)，CP_nonsp_16K(k)}

CP_32K(k)＝{CP_sp_32K(k)，CP_{nonsp_}32K(k)}

[数学式11]

2)非SP承载集：PN1_nonsp(k)，PN2_nonsp(k)，PN3_nonsp(k)，PN4_nonsp(k)

CP_nonsp_8K(k)＝PN1_nonsp(k)，

${\mathrm{CP}}_{nonsp}\_16K\left(k\right)=\left\{\begin{array}{c}PN{1}_{nonsp}\left(k\right)\×2,\\ PN{2}_{nonsp}\left(k\right)\×2+{\mathrm{\β}}_{16K},\end{array}\right.$

${\mathrm{CP}}_{nonsp}\_32K\left(k\right)=\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{CP}}_{nonsp}\_16K\left(k\right)*2=\left\{\begin{array}{c}\left(PN{1}_{nonsp}\right(k)\×2)\×2\\ \left(PN{1}_{nonsp}\right(k)\×2+{\mathrm{\β}}_{16K})\×2\end{array}\right.\\ PN{3}_{nonsp}\left(k\right)*4+\mathrm{\β}{1}_{32K}\\ PN{4}_{nonsp}\left(k\right)*4+\mathrm{\β}{2}_{32K}\end{array}\right.$

数学式10和11图示配置参考图31和图32描述的CP的方法。数学式10图示以配置参考图31和图32描述的CP样式的方法以等式的形式定位SP承载CP的方法。数学式11图示以配置参考图31和图32描述的CP样式的方法以等式形式定位非SP承载CP的方法。

在数学式10和图11中，CP_8K/16K/32K(k)表示对于8K/16K/32K模式的各自的CP样式，CPsp_8K/16K/32K(k)表示对于8K/16K/32K模式的各自的SP承载CP样式，并且CPnonsp_8K/16K/32K(k)表示对于8K/16K/32K模式的各自的非SP承载CP样式。PN1sp、PN2sp、PN3sp、以及PN4sp表示用于SP承载导频的各自的伪随机序列。PN1nonsp、PN2nonsp、PN3nonsp、以及PN4nonsp表示用于非SP承载导频的各自的伪随机序列。α16K、α132K、α232K、β16K、β132K以及β232K表示各自的CP位置偏移。通过添加如参考图31和图32描述的SP承载CP集和非SP承载CP集生成CP样式。每个CP位置偏移是为CP集的复用预先确定的值并且可以被用于将CP分配给相同的频率，不论FFT模式如何，或者校正CP的特性。

图33是图示根据本发明的另一实施例的配置CP样式的方法的图。

如在图33中所图示，通过复用CP集PN1、PN2、PN3以及PN4提供适合于FFT模式的CP样式。即，如上所述，CP集PN1、PN2、PN3以及PN4对应于通过不同的PN生成器生成的随机和均匀分布的序列。此外，根据预先确定的规则通过在8K模式的情况下复用PN1，在16K模式的情况下复用PN1和PN2，并且在32K模式的情况下复用PN1、PN2、PN3以及PN4生成SP序列。

在配置在图33中图示的CP样式的方法中，通过Nblk表示基于8K模式的一个导频密度块。16K模式包括2个导频密度块并且32K模式取决于一个Nblk内的FFT模式包括4个导频密度块。取决于每个FFT模式通过复用CP集生成CP样式。

[数学式12]

CP_8K(k)＝PN1(k)，

$CP\_16K\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}PN1\left(ceil\right(\frac{k}{2N_{blk}})\&CenterDot;N_{blk}+\mathrm{mod}(k,2N_{blk}\left)\right),& 0\&le;\mathrm{mod}(k,2N_{blk})<N_{blk}\\ PN2\left(ceil\right(\frac{k}{2N_{blk}})\&CenterDot;N_{blk}+\mathrm{mod}(\left(k-N_{blk}\right),2N_{blk}\left)\right),& N_{blk}\&le;\mathrm{mod}(k,2N_{blk})<2N_{blk}\end{array}\right.$

$CP\_32K\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}PN1\left(ceil\right(\frac{k}{4N_{blk}})\&CenterDot;N_{blk}+\mathrm{mod}(k,4N_{blk}\left)\right),& 0\&le;\mathrm{mod}(k,4N_{blk})<N_{blk}\\ PN2\left(ceil\right(\frac{k}{4N_{blk}})\&CenterDot;N_{blk}+\mathrm{mod}(\left(k-N_{blk}\right),4N_{blk}\left)\right),& N_{blk}\&le;\mathrm{mod}(k,4N_{blk})<2N_{blk}\\ PN3\left(ceil\right(\frac{k}{4N_{blk}})\&CenterDot;N_{blk}+\mathrm{mod}(\left(k-2N_{blk}\right),4N_{blk}\left)\right),& 2N_{blk}\&le;\mathrm{mod}(k,4N_{blk})<3N_{blk}\\ PN4\left(ceil\right(\frac{k}{4N_{blk}})\&CenterDot;N_{blk}+\mathrm{mod}(\left(k-3N_{blk}\right),4N_{blk}\left)\right),& 3N_{blk}\&le;\mathrm{mod}(k,4N_{blk})<4N_{blk}\end{array}\right.$

数学式12图示其中复用图33的CP集PN1至PN4的规则。

在数学式12中，CP_8K/16K/32K表示用于8K/16K/32KFFT模式的各自的CP样式，PN1、PN2、PN3以及PN4表示四个伪随机序列，ceil(X)表示X的ceil函数，朝着正无穷大四舍五入，并且mod(X，N)表示在除法X/N之后的模数。

如在图33中和数学式12，在没有变化的情况下使用PN1可以生成8K模式的CP样式。通过组合具有第一导频密度块(即，第一Nblk)的PN1和具有第二导频密度块(即，第二Nblk)的PN2可以生成16K模式的CP样式。可以使用相对于四个导频密度块中的每个的每个第一Nblk中的PN1，每个第二Nblk中的PN2，在每个第三Nblk中的PN3，以及每个第四Nblk中的PN4并且进行复用生成32K模式的CP样式。

在数学式12中，PN2、PN3以及PN4被顺序地布置。在一些实施例中，PN2可以被布置在第三Nblk中使得相对于16K模式和32K模式PN2的CP被插入到频谱上的相似位置中。

取决于每个FFT模式用于组合16K模式和32K模式的PN1、PN3、PN3以及PN4的序列被复用预先确定的偏移的位置。在数学式12中，通过基本的Nblk的预先确定的整数倍数的值的模运算表示偏移值。在一些实施例中该值可以被设置为另一值。

图34是图示根据本发明的另一实施例的配置CP样式的方法的图。

图34图示其中使用样式颠倒方法生成CP样式的实施例。在图34的方法中，当配置参考索引表时，表被划分成特定大小的子索引表。使用相对于每个子索引表的不同的PN生成器(或者不同种子)生成CP位置。即，生成两个CP集PN1和PN2。在8K模式下使用PN1可以生成CP样式，并且在16K模式下通过顺序地排列PN1和PN2可以生成CP样式。此外，在32K模式下，可以通过颠倒PN1和PN2的CP样式并且将其添加到16K模式的CP样式生成CP样式。换言之，在32K模式下，如在图34中所图示的，通过将颠倒的PN1的CP集和颠倒的PN2的CP集另外添加到其中PN1的CP集和PN2的CP集被顺序地排列的16K模式的CP样式配置整个CP样式(即，用于32KFFT模式的CP样式＝PN1+PN2+颠倒的PN1+颠倒的PN2)。

根据图34的实施例的配置CP样式的方法满足其中CP被定位使得相对于给定的频谱均匀和随机地分布的条件。此外，该方法优点在于，与前述的位置复用方法相比较参考索引表的大小能够被减少了一半。

图35图示相对于图34的实施例配置索引表的方法的图。

图35图示相对于图34的实施例的其中通过考虑具有Dx＝3，Dy＝4的SP样式已经生成关于CP位置的信息的索引表。在8K/16K/32KFFT模式中，NoC分别是6817/13633/27265。基于8KFFT模式存储子索引表PN1和PN2的CP位置的值。如果支持16KFFT模式或者更多，则通过特定的数量添加另外要求子索引表的值或者被移位和应用。相反地，使用PN1和PN2和通过颠倒如在图34中的PN1和PN2(即，用于32KFFT模式的CP样式＝PN1+PN2+颠倒的PN1+颠倒的PN2)获得的子索引表生成32KFFT模式的索引表。

子索引表PN1、PN2的最后位置值(即，Dx*Dy的整数倍数，通过圆圈标注的部分)指示当扩展相应的子索引表时要求的值。例如，当根据FFT模式的扩展来扩展子索引表时，根据下述规则可以使用最后的位置值。

(i)当8KFFT模式被应用时，子索引表PN1的最后位置值没有被应用，

(ii)当16KFFT模式被应用时，子索引表PN1的最后位置值被应用并且子索引表PN2的最后位置值没有被应用，并且

(iii)当32KFFT模式被应用时，用于使用单个16KFFT模式的索引表和用于使用单个16KFFT模式的样式颠倒的索引表被使用。结果，子索引表PN1的最后位置值被使用两次并且子索引表PN2的最后位置值被使用一次。

[数学式13]

CP_8K(k)＝PN1(k)，如果1≤k≤S_PN1-1

其中S_PN12＝S_PN1+S_PN2

S_PN121＝25_PN1+S_PN2

S_PN1212＝2S_PN1+2S_PN2

β＝aD_xD_y

数学式13图示配置参考图34和图35描述的CP样式的方法。在数学式13中，CP_8K/16K/32K(k)表示用于8K/16K/32K模式的各自的CP样式，PN_1/2/3/4表示子索引表名称，SPN_1/2/3/4表示PN1/2/3/4的子索引表的大小，并且α1/2/3表示被均匀地分布和添加的CP位置的移位值。当NoA＝6817时，β是离用于8KFFT模式的NoA最近的整数值，即，β＝6816。在CP_8K(k)、CP_16K(k)、以及CP_32K(k)的等式中，-1表示对于复用所要求的附加的位置数目。此外，在CP_32K(k)的等式中，部分(β-PN1(k-SPN12+1))和部分(β-PN2(k-SPN121+1))对应于样式颠倒部分。已经参考图34和图35描述了生成CP样式的方法。

图36是图示根据本发明的另一实施例的配置CP样式的方法的图。

图36图示其中使用样式颠倒方法生成CP样式的另一实施例。在图36的方法中，当参考索引表被配置时，表被划分成特定大小的特定索引表。相对于每个子索引表通过使用不同的PN生成器(或者不同的种子)生成CP位置。即，生成两个CP集PN1和PN2。在8K模式下使用PN1可以生成CP样式，并且在16K模式下通过顺序地排列PN1和PN2可以生成CP样式。此外，在32K模式下，通过颠倒和循环移位PN1和PN2的CP样式并且将其添加到16K模式的CP样式可以生成CP样式。换言之，在32K模式下，如在图34中所图示，通过将颠倒的和循环移位的PN1的CP集和颠倒和循环移位的PN2的CP集另外添加到其中顺序地排列PN1的CP集和PN2的CP集的16K模式的CP样式来配置整个CP样式(即，用于32KFFT模式的CP样式＝PN1+PN2+颠倒&循环移位的PN1+颠倒&循环移位的PN2)。

根据图36的实施例的配置CP样式的方法满足其中CP被定位使得相对于给定的频谱它们被均匀地和随机地分布的条件。此外，该方法优点在于，与前述位置复用方法相比较参考索引表的大小能够被减少了一半。

[数学式14]

CP_8K(k)＝PN1(k)，对于1≤k≤S_PN1-1

其中S_PN12＝S_PN1+S_PN2

S_PN121＝2S_PN1+SP_PN2

S_PN1212＝2S_PN1+2S_PN2

β＝aD_xD_y

数学式14图示配置参考图36描述的CP样式的方法。在数学式13中，CP_8K/16K/32K(k)表示用于8K/16K/32K模式的各自的CP样式，PN_1/2/3/4表示子索引表名称，SPN_1/2/3/4表示PN1/2/3/4的子索引表的大小，并且α1/2/3表示被均匀地分布和添加的CP位置的移位值。当NoA＝6817时，β表示离用于8KFFT模式的NoA最近的整数值，即，β＝6816。γ1/2表示循环移位的值。在CP_8K(k)、CP_16K(k)以及CP_32K(k)的等式中，-1表示对于复用所要求的附加的位置数目。此外，在CP_32K(k)的等式中，部分mod(γ1+α2+(β-PN1(k-SPN12+1)),β)和部分mod(γ2+α3+(β-PN2(k-SPN121+1)),β)对应于样式颠倒和循环移位部分。已经参考图图36描述了生成CP样式的方法。

图37图示其中使用样式颠倒方法生成CP样式的另一实施例。

在图37的方法中，当参考索引表被配置时，表被划分成特定大小的子索引表。相对于每个子索引表使用不同的PN生成器(或者不同的种子)生成CP位置。即，生成两个CP集PN1和PN2。在8K模式下使用PN1可以生成CP样式，并且在16K模式下通过顺序地排列PN1和PN2可以生成CP样式。此外，在32K模式下，通过颠倒和移位16K模式的PN1和PN2的CP样式并且经其添加到16K模式的CP样式可以生成CP样式。

在32K模式下，PN1和PN2的导频集可以基于32K模式的信号频谱的DC(中心频率)被颠倒和添加或者可以经历附加的移位(即，循环移位)以便于改进相关性和分布属性。换言之，在32K模式下，如在图37中所图示，通过将16K模式的颠倒的CP集另外添加到其中PN1的CP集和PN2的CP集被顺序地排列(即，用于32KFFT模式的CP样式＝PN1+PN2+颠倒的(PN1+PN2))可以配置整个CP样式或者可以通过执行附加的移位(即，用于32KFFT模式的CP样式＝PN1+PN2+颠倒&移位的(PN1+PN2))配置整个CP样式。此外，基于参考位置值通过减去导频集的操作可以执行这样的移位和颠倒操作。稍后将会描述此。

在本发明的实施例中，移位和循环移位可以被用于表示相同的意义。即，CP可以被移位到右边。在这样的情况下，通过这样的移位没有删除在最右侧上的导频，但是可以将其移位到频谱的右边。在这样的情况下，被移位的导频可以被视为被循环移位。

根据图37的实施例的配置CP样式的方法满足其中CP被定位使得相对于给定的频谱它们被均匀地和随机地分布的条件。此外，该方法优点在于，与前述位置复用方法相比较参考索引表的大小能够被减少了一半。

在这样的情况下，在接收器中，可以通过从32K模式的预先确定的参考载波位置减去所产生的16K模式的序列位置的操作容易地生成关于32K模式的导频位置的信息。例如，用于32KFFT模式的CP样式＝用于32KFFT模式的参考位置？16KFFT模式CP样式。

图38是图示根据图37的实施例生成CP样式和相应的CP位置的方法的表。

在图38的表中，生成用于每个FFT模式的CP样式的方法与参考图37描述的相似。在8K模式的情况下，CP样式使用被随机地生成的CP1的CP集，并且在索引表中已经图示了CP1的导频的位置值。在16K模式的情况下，在随机地生成的CP1的CP集中另外使用了CP2的CP集。被添加的CP2的CP集是通过将CP2的开始位置值添加到CP2的位置值获得的值。即，如在图38的表中所图示的，16K模式的CP集CP16K变成(CP1，(CP2+6912))。在32K模式的情况下，如在图38的表中所图示的，通过在16K模式的导频集CP16K中顺序地排列从参考位置值减去16K模式的导频集CP16K获得的值(即，CP16K’＝27913-CP16K)可以生成最终的导频样式(CP32K＝(CP16K,CP16K’))。从参考位置值减去16K模式的导频集的过程对应于颠倒和移位参考图37已经描述的导频样式的操作。

在图38的表中，当生成16K模式的导频样式时，CP2的开始位置的值对应于相对于16K模式中的有源载波(activecarriers)的特定数目的频谱的一半，并且其可以被设置以相对于频谱被均匀地定位。在图38的实施例中，如果有源载波的数目是13825，则用于16K模式的开始位置的值是6912。用于32K模式的参考位置的值也被设置为对应于相对于在32K模式中的特定数目的载波的频谱的一半，但是可以被设置为通过循环地移位序列导出的值以便于获得具有优异的相关性的值。即，如果从与通过移位的频谱的一半相对应的值导出的值被设置为参考位置的值，则参考位置本身的值指示导频样式的移位操作。

图39是图示根据本发明的实施例的发送广播信号的方法的图。

如上面关于广播信号发送机及其操作所描述的，广播信号发送机可以在步骤S39010处使用输入格式化模块将输入流复用成至少一个数据管道(DP)。此外，广播信号发送机可以在步骤S39020处使用BICM模块对被包括在至少一个DP中的数据执行纠错处理。广播信号发送机可以在步骤S39030处使用帧构建模块将DP内的数据映射到信号帧内的符号。换言之，广播信号发送机可以在步骤S39030处使用帧构建模块在DP中生成包括数据的信号帧。广播信号发送机可以在步骤S39040处使用OFDM生成模块将前导插入到传输信号中以及执行OFDM调制。

OFDM生成模块进一步包括导频信号插入模块。在步骤S39040处执行OFDM调制可以进一步包括将诸如CP和SP的导频信号插入到传输信号中。CP被插入在信号帧的每一个符号中，并且基于FFT大小/模式可以确定CP的位置和数目。连续导频的位置和数目可以取决于FFT大小和分散导频样式。

根据参考图26至图38描述的方法导频信号可以被插入到传输信号中。在这样的情况下，来自于前述的实施例当中的图37和图38的实施例被描述为示例。在图37和图38的实施例中，仅当FFT大小分别是8K/16K/32K模式时CP可以被插入到第一CP集CP8K、第二CP集16K、以及第三CP集CP32K中。CP集中的每个具有每个CP样式。CP样式意指包括被包括在CP集中的CP的位置和数目。8K模式的第一CP集使用作为索引表(CP8K＝(CP1))存储的8K大小的CP样式CP1。此外，在16K模式的情况下，被存储为索引表的8K大小的不同的CP样式CP2被顺序地排列在第二CP集CP16K中并且被使用(CP16K＝(CP1,CP2+6912))。在这样的情况下，CP2的CP集可以指的是被所生成的CP集CP2或者可以指的是其中开始位置的值已经被合并到所产生的CP集CP2的CP集CP2+6912。在这样的情况下，CP16K可以等于(CP1，CP2)。

可以将通过对16K模式的第二CP集执行颠倒和移位操作获得的CP集CP16K’添加到16K模式的第二CP集CP16K(CP32K＝(CP16K,CP16K’))产生32K模式的第三CP集CP32K。可以通过从参考位置的值(CP16K’＝参考位置值-CP16K)减去16K模式的第二CP集表示颠倒和移位操作。

图40是图示根据本发明的实施例的接收广播信号的方法的图。

如上面关于广播信号接收器及其操作所描述的，广播信号接收器可以在步骤S40010处使用同步/解调模块对接收到的广播信号执行信号检测和OFDM解调。广播信号接收器可以在步骤S40020处使用帧解析模块通过解析接收到的广播信号的信号帧提取服务数据。广播信号接收器可以在步骤S40030处使用解映射和解码模块将从接收到的广播信号提取的服务数据转换成比特域并且可以执行解交织。此外，广播信号接收器可以在步骤S40040处使用输出处理模块将被处理的服务数据作为数据流输出。

同步/解调模块进一步包括导频信号检测模块。在步骤S40010处执行OFDM解调可以进一步包括在接收到的信号中检测诸如CP和SP的导频信号。CP被插入到信号帧的每一个符号中，并且可以基于FFT大小/模式确定CP的数目和位置。连续导频的数目和位置可以取决于FFT大小和分散导频样式两者。

导频信号可以被包括在接收到的信号中并且根据参考图26至图38描述的方法接收。在这样的情况下，来自于前述的实施例当中的图37和图38的实施例被描述为示例。在图37和图38的实施例中，仅当FFT大小分别是8K/16K/32K模式时CP可以被包括在第一CP集CP8K、第二CP集CP16K、以及第三CP集CP32K中。CP集中的每个具有每个CP样式。CP样式意指包括被包括在CP集中的CP的数目和位置。8K模式的第一CP集使用被存储为索引表(CP8K＝(CP1))的8K大小的CP样式CP1。此外，在16K模式的情况下，被存储为索引表的8K大小的不同的CP样式CP2被顺序地排列在第二CP集CP16K中并且被使用(CP16K＝(CP1,CP2+6912))。在这样的情况下，CP2的CP集可以指的是所生成的CP集CP2或者可以指的是其中开始位置的值已经被合并到所生成的CP集CP2的CP集CP2+6912。在这样的情况下，CP16K可以等于(CP1,CP2)。

可以通过将通过对16K模式的第二CP集执行颠倒和移位操作获得的CP集CP16K’添加到16K模式的第二CP集CP16K(CP32K＝(CP16K,CP16K’)生成32K模式的第三CP集CP32K。可以通过从参考位置的值减去16K模式的第二CP集(CP16K’＝参考位置值-CP16K)表示颠倒和移位操作。

在本说明书中，使用用于接收和发送广播信号的方法和装置。

本领域技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神或者范围的情况下能够在本发明中进行各种修改和变化。因此，意在本发明覆盖本发明的修改和变化，只要它们落在所附权利要求及其等效的范围内。

在本说明书中提及装置和方法发明两者，并且装置和方法发明两者的描述可以互补地适用于彼此。

本发明的模式

在用于执行本发明的最佳模式中已经描述了各种实施例。

工业实用性

在一系列广播信号供应领域中本发明是可用的。

对本领域的技术人员来说将显然的是，在不脱离本发明的精神或者范围的情况下能够在本发明中进行各种修改和变化。因此，意在本发明覆盖本发明的修改和变化，只要它们落在所附权利要求及其等效的范围内。

Claims (28)

1.一种用于发送广播信号的装置，包括：

输入格式化模块，所述输入格式化模块被配置成将输入流解复用成至少一个数据管道(DP)；

BICM模块，所述BICM模块被配置成对所述至少一个DP的数据执行纠错处理；

帧构建模块，所述帧构建模块被配置成生成包括所述DP的数据的信号帧；以及

OFDM生成模块，所述OFDM生成模块被配置成通过将前导插入到所述信号帧中以及执行OFDM调制来生成传输广播信号，

其中，所述OFDM生成模块包括导频信号插入模块，所述导频信号插入模块被配置成将包括连续导频(CP)和分散导频(SP)的导频信号插入到所述传输广播信号中，以及

其中，所述CP被插入到所述信号帧的每一个符号中，以及基于快速傅里叶变换(FFT)大小来确定所述CP的位置和数目。

2.根据权利要求1所述的装置，其中，当所述FFT大小是8K时所述CP被插入作为第一CP集，当所述FFT大小是16K时被插入作为第二CP集，以及当所述FFT大小是32K时被插入作为第三CP集。

3.根据权利要求2所述的装置，其中，通过将第四CP集添加到所述第一SP集来配置用于16KFFT大小的第二CP集。

4.根据权利要求3所述的装置，其中，通过对所述第二CP集执行颠倒和移位操作来配置第五CP集。

5.根据权利要求3所述的装置，其中，通过从参考位置值减去所述第二CP集中包括的导频的位置值来获得第五CP集。

6.根据权利要求4或5所述的装置，其中，通过将所述第五CP集添加到所述第二CP集来配置用于所述32KFFT大小的第三CP集。

7.根据权利要求6所述的装置，进一步包括：存储器，所述存储器被配置成存储所述第一CP集的第一索引表和所述第四CP集的第二索引表。

8.一种发送广播信号的方法，包括：

输入格式化步骤，所述输入格式化步骤将输入流解复用成至少一个数据管道(DP)；

BICM处理步骤，所述BICM处理步骤对所述至少一个DP的数据执行纠错处理；

帧构建步骤，所述帧构建步骤生成包括所述DP的数据的信号帧；以及

OFDM生成步骤，所述OFDM生成步骤通过将前导插入到所述信号帧中以及执行OFDM调制来生成传输广播信号，

其中，所述OFDM生成步骤包括导频信号插入步骤，所述导频信号插入步骤将包括连续导频(CP)和分散导频(SP)的导频信号插入到所述传输广播信号中，以及

其中，所述CP被插入到所述信号帧的每一个符号中，以及基于快速傅里叶变换(FFT)大小来确定CP的位置和数目。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，当所述FFT大小是8K时所述CP被插入作为第一CP集，当所述FFT大小是16K时被插入作为第二CP集，以及当所述FFT大小是32K时被插入作为第三CP集。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，通过将第四CP集添加到所述第一SP集来配置用于所述16KFFT大小的第二CP集。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，通过对所述第二CP集执行颠倒和移位操作来配置第五CP集。

12.根据权利要求10所述的方法，其中，通过从参考位置值减去所述第二CP集中包括的导频的位置值来获得第五CP集。

13.根据权利要求11或12所述的方法，其中，通过将所述第五CP集添加到所述第二CP集来配置用于所述32KFFT大小的第三CP集。

14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述第一CP集和所述第四CP集被存储在各自的索引表中。

15.一种用于接收广播信号的装置，包括：

同步/解调模块，所述同步/解调模块被配置成对接收到的广播信号执行信号检测和OFDM解调；

帧解析模块，所述帧解析模块被配置成通过解析所述接收到的广播信号的信号帧来提取服务数据；

解映射和解码模块，所述解映射和解码模块被配置成将输入信号转换成比特域以及对所述输入信号执行解交织；以及

输出处理模块，所述输出处理模块被配置成接收所述服务数据以及输出数据流，

其中，所述同步/解调模块包括导频信号检测模块，所述导频信号检测模块被配置成在所述接收到的广播信号中检测包括连续导频(CP)和分散导频(SP)的导频信号，以及

其中，所述CP被包括在所述信号帧的每一个符号中，以及基于快速傅里叶变换(FFT)大小来确定所述CP的位置和数目。

16.根据权利要求15所述的装置，其中，当所述FFT大小是8K时所述CP被插入作为第一CP集，当所述FFT大小是16K时被插入作为第二CP集，以及当所述FFT大小是32K时被插入作为第三CP集。

17.根据权利要求16所述的装置，其中，通过将第四CP集添加到所述第一SP集来配置用于所述16KFFT大小的第二CP集。

18.根据权利要求17所述的装置，其中，通过对所述第二CP集执行颠倒和移位操作来配置第五CP集。

19.根据权利要求17所述的装置，其中，通过从参考位置值减去所述第二CP集中包括的导频的位置值来获得第五CP集。

20.根据权利要求18或19所述的装置，其中，通过将所述第五CP集添加到所述第二CP集来配置用于所述32KFFT大小的第三CP集。

21.根据权利要求20所述的装置，其中，所述第一CP集的第一索引表和所述第四CP集的索引表被存储。

22.一种接收广播信号的方法，包括：

同步/解调步骤，所述同步/解调步骤对接收到的广播信号执行信号检测和OFDM解调；

帧解析步骤，所述帧解析步骤通过解析所述接收到的广播信号的信号帧来提取服务数据；

解映射和解码步骤，所述解映射和解码步骤将输入信号转换成比特域以及对所述输入信号执行解交织；以及

输出处理步骤，所述输出处理步骤接收所述服务数据以及输出数据流，

其中，所述同步/解调步骤包括导频信号检测步骤，所述导频信号检测步骤在所述接收到的广播信号中检测包括连续导频(CP)和分散导频(SP)的导频信号，以及

其中，所述CP被包括在所述信号帧的每一个符号中，以及基于快速傅里叶变换(FFT)大小来确定所述CP的位置和数目。

23.根据权利要求22所述的方法，其中，当所述FFT大小是8K时所述CP被插入作为第一CP集，当所述FFT大小是16K时被插入作为第二CP集，以及当所述FFT大小是32K时被插入作为第三CP集。

24.根据权利要求23所述的方法，其中，通过将第四CP集添加到所述第一SP集来配置用于所述16KFFT大小的第二CP集。

25.根据权利要求24所述的方法，其中，通过对所述第二CP集执行颠倒和移位操作来配置第五CP集。

26.根据权利要求24所述的方法，其中，通过从参考位置值减去所述第二CP集中包括的导频的位置值来获得第五CP集。

27.根据权利要求25或26所述的方法，其中，通过将所述第五CP集添加到所述第二CP集来配置用于所述32KFFT大小的第三CP集。

28.根据权利要求27所述的方法，其中，所述第一CP集和所述第四CP集被存储在各自的索引表中。