CN105993152A

CN105993152A - 发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法

Info

Publication number: CN105993152A
Application number: CN201480064397.9A
Authority: CN
Inventors: 白钟燮; 金哉亨; 高祐奭; 洪性龙
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2013-11-25
Filing date: 2014-11-25
Publication date: 2016-10-05
Also published as: KR20160075636A; US20170170919A1; US20160373213A1; WO2015076638A1; US20150146804A1; KR20180018836A; JP2016541221A; KR101853672B1; US9210022B2; EP3075121A1; US9397787B2; US20160050048A1; JP6339216B2; US10020904B2; EP3075121A4; US9584261B2

Abstract

本发明提供一种用于发送广播信号的设备。该设备包括：编码器，该编码器编码服务数据；映射器，该映射器将被编码的服务数据映射到多个OFDM符号以构建至少一个信号帧；调制器，该调制器通过OFDM(正交频分复用)方案调制在被构建的至少一个信号帧中的数据；以及发射器，该发射器发送具有被调制的数据的广播信号。

Description

发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法

技术领域

本发明涉及用于发送广播信号的设备、用于接收广播信号的设备和用于发送和接收广播信号的方法。

背景技术

随着模拟广播信号传输终止，正在开发用于发送/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/音频数据，并且进一步包括除了视频/音频数据之外的各种类型的附加数据。

即，数字广播系统可以提供HD(高分辨率)图像、多声道音频和各种附加的服务。但是，用于大量数据传输的数据传输效率、考虑到移动接收设备的发送/接收的网络的鲁棒性和网络灵活性对于数字广播需要改进。

发明内容

技术问题

本发明的一个目的是提供一种用于发送广播信号以在时间域中复用提供两个或更多个不同的广播服务的广播发送/接收系统的数据，并且经由相同的RF信号带宽发送复用的数据的装置和方法，和与其对应的用于接收广播信号的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种用于发送广播信号的装置、一种用于接收广播信号的装置，和用于发送和接收广播信号的方法，以通过组件分类对应于服务的数据，作为数据管道发送对应于每个组件的数据，接收和处理该数据。

本发明的又一个目的是提供一种用于发送广播信号的装置、一种用于接收广播信号的装置和用于发送和接收广播信号的方法，以用信号发送对提供广播信号必需的信令信息。

问题的解决方案

为了实现目标和其它的优点并且根据本发明的目的，如在此体现和广泛描述的，本发明提供一种发送广播信号的方法。发送广播信号的方法包括：编码服务数据；构建包括被编码的服务数据的至少一个信号帧，其中至少一个信号帧包括多个OFDM符号，通过OFDM(正交频分复用)方案调制在被构建的至少一个信号帧中的数据；以及发送具有被调制的数据的广播信号。

有益效果

本发明可以根据服务特征处理数据以控制用于每个服务或者服务组件的QoS(服务质量)，从而提供各种广播服务。

本发明可以通过经由相同的RF信号带宽发送各种广播服务实现传输灵活性。

本发明可以使用MIMO系统提升数据传输效率并且提高广播信号的发送/接收的鲁棒性。

根据本发明，可以提供广播信号发送和接收方法以及装置，其甚至能够与移动接收设备或者在室内环境下没有错误地接收数字广播信号。

附图说明

附图被包括以提供对本发明进一步的理解，并且被合并和构成本申请书的一部分，附图图示本发明的实施例，并且与该说明书一起可以用作解释本发明的原理。在附图中：

图1图示根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。

图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。

图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。

图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。

图5图示根据本发明的实施例的BICM块。

图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。

图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。

图8图示根据本发明的实施例的OFMD生成块。

图9图示根据本发明的实施例接收用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。

图10图示根据本发明的实施例的帧结构。

图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。

图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。

图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。

图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。

图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。

图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。

图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。

图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。

图19图示根据本发明的实施例的FIC映射。

图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。

图21图示根据本发明的实施例的DP映射。

图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。

图23图示根据本发明的实施例的比特交织。

图24图示根据本发明的实施例的信元字(cell-word)解复用。

图25图示根据本发明的实施例的时间交织。

图26图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的基本操作。

图27图示根据本发明的另一实施例的扭曲的行列块交织器的操作。

图28图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的对角线方式读取图案。

图29图示根据本发明的实施例的来自于每个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。

图30是图示根据本发明的实施例的频率交织器7020的操作的视图。

图31图示根据本发明的实施例的用于MUX和DEMUX过程的基本转换模块。

图32图示根据本发明的实施例的存储库的操作。

图33图示根据本发明的实施例的频率解交织过程。

图34是图示根据本发明的实施例的应用到单个信号帧中的频率交织的概念的视图。

图35是图示根据本发明的实施例的应用到单个信号帧的频率交织的逻辑操作机制的视图。

图36图示根据本发明的实施例的应用到单个信号帧中的频率交织的逻辑操作机制的数学式。

图37是图示用于输入的顺序OFDM符号的单存储器解交织的视图。

图38是图示根据本发明的实施例的交织过程的视图。

图39图示根据本发明的实施例的被交织的OFDM符号对的数学式。

图40图示根据本发明的实施例的表示主PRBS生成器的操作的数学式。

图41图示根据本发明的实施例的子PRBS生成器的操作的数学式。

图42图示根据本发明的实施例的计算交织过程和循环移位值的操作的数学式。

图43图示根据本发明的实施例的表示与频率交织有关的参数的表。

图44图示根据本发明的实施例的图示用于8K FFT模式的交织地址生成器的数学式。

图45图示根据本发明的实施例的图示用于16K FFT的交织地址生成器的数学式。

图46图示根据本发明的实施例的图示用于32K FFT的交织地址生成器的数学式。

图47是根据本发明的实施例的1K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图48图示根据本发明的实施例的表示1K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图49是图示根据本发明的另一实施例的1K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图50是表示根据本发明的另一实施例的1K FFT模式比特重排和1K FFT模式随机交织序列生成器的操作的数学式。

图51是根据本发明的实施例的2K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图52是表示根据本发明的实施例的2K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图53是图示根据本发明的另一实施例的2K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图54是表示根据本发明的另一实施例的2K FFT模式比特重排和2K FFT模式随机交织序列生成器的操作的数学式。

图55是根据本发明的实施例的4K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图56是表示根据本发明的实施例的4K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图57是图示根据本发明的另一实施例的4K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图58是表示根据本发明的另一实施例的4K FFT模式比特重排和4K FFT模式随机交织序列生成器的操作的数学式。

图59是根据本发明的实施例的8K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图60是表示根据本发明的实施例的8K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图61是图示根据本发明的另一实施例的8K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图62是表示根据本发明的另一实施例的8K FFT模式比特重排和8K FFT模式随机交织序列生成器的操作的数学式。

图63是根据本发明的实施例的16K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图64图示表示根据本发明的实施例的16K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图65是图示根据本发明的另一实施例的16K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图66是表示根据本发明的另一实施例的16K FFT模式比特重排和16K FFT模式随机交织序列生成器的操作的数学式。

图67是根据本发明的实施例的32K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图68图示表示根据本发明的实施例的32K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图69是图示根据本发明的另一实施例的32K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

图70是表示根据本发明的另一实施例的32K FFT模式比特重排和32K FFT模式随机交织序列生成器的操作的数学式。

图71是图示根据本发明的实施例的用于发送广播信号的方法的流程图。

图72是图示根据本发明的实施例的用于接收广播信号的方法的流程图。

具体实施方式

现在将详细地介绍本发明的优选实施例，其示例在附图中图示。详细说明将在下面参考附图给出，其旨在解释本发明的示例性实施例，而不是仅示出可以根据本发明实现的实施例。以下的详细说明包括特定的细节以便对本发明提供深入理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见，实践本发明可以无需这些特定的细节。

虽然在本发明中使用的大多数术语已经从在本领域广泛地使用的常规术语中选择，但是某些术语已经由申请人任意地选择，并且其含义在以下的描述中根据需要详细说明。因此，本发明应该基于该术语所期望的含义理解，而不是其简单的名称或者含义理解。

本发明提供用于发送和接收供未来的广播服务的广播信号的装置和方法。根据本发明的实施例的未来的广播服务包括陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。

根据本发明的实施例的用于发送的设备和方法可以被归类成用于陆地广播服务的基本简档、用于移动广播服务的手持式简档以及用于UHDTV附图的高级简档。在这样的情况下，基本简档能够被用作用于陆地广播服务和移动广播服务两者的简档。即，基本简档能够被用于定义包括移动简档的简档的概念。根据设计者的意图能够对此进行改变。

本发明提供用于发送和接收供未来的广播服务的广播信号的设备和方法。根据本发明的实施例的未来的广播服务包括陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。本发明可以根据一个实施例经由非MIMO(多输入多输出)或者MIMO处理用于未来的广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)、SISO(单输入单输出)方案等。

虽然在下文中为了描述方便起见，MISO或者MIMO使用两个天线，但是本发明可适用于使用两个或更多个天线的系统。

本发明可以定义三个物理层(PL)简档(profile)(基础、手持和高级简档)每个被优化以最小化接收器复杂度，同时获得对于特定使用情形所需的性能。物理层(PHY)简档是相应的接收器将实施的所有配置的子集。

三个PHY简档共享大部分功能块，但是，在特定的模块和/或参数方面略微地不同。另外的PHY简档可以在未来限定。对于系统演进，未来的属性还可以经由未来的扩展帧(FEF)在单个RF信道中与现有的简档复用。每个PHY简档的细节在下面描述。

1.基础简档

基础简档表示对于通常连接到屋顶天线的固定的接收设备的主要使用情形。基础简档还包括能够运输到一个场所，但是属于相对固定接收类别的便携式设备。基础简档的使用可以通过某些改进的实施被扩展到手持设备或者甚至车辆，但是，对于基础简档接收器操作不预期那些使用情况。

接收的目标SNR范围是从大约10到20dB，其包括现有的广播系统(例如，ATSC A/53)的15dB SNR接收能力。接收器复杂度和功耗不像在电池操作的手持设备一样严重，手持设备将使用手持简档。用于基础简档的关键系统参数在以下的表1中列出。

表1

[表1]

LDPC码字长度	16K，64K比特
		星座大小	4～10bpcu(每个信道使用的比特)
时间解交织存储器大小	≤2¹⁹数据信元
		导频图案	用于固定接收的导频图案
FFT大小	16K，32K点

2.手持简档

手持简档设计成在以电池电源操作的手持和车载设备中使用。该设备可以以行人或者车辆速度移动。功耗和接收器复杂度对于手持简档的设备的实施是非常重要的。手持简档的目标SNR范围大约是0至10dB，但是，当意欲用于较深的室内接收时，可以配置为达到低于0dB。

除了低的SNR能力之外，由接收器移动性所引起的多普勒效应的适应性是手持简档最重要的性能品质。用于手持简档的关键系统参数在以下的表2中列出。

表2

[表2]

LDPC码字长度	16K比特
		星座大小	2～8bpcu
时间解交织存储器大小	≤2¹⁸数据信元
		导频图案	用于移动和室内接收的导频图案
FFT大小	8K，16K点

3.高级简档

高级简档以更大的实施复杂度为代价提供最高的信道容量。该简档需要使用MIMO发送和接收，并且UHDTV服务是对该简档特别设计的目标使用情形。提高的容量还可以用于允许在给定带宽提高服务数目，例如，多个SDTV或者HDTV服务。

高级简档的目标SNR范围大约是20至30dB。MIMO传输可以最初地使用现有的椭圆极化传输设备，并且在未来扩展到全功率横向极化传输。用于高级简档的关键系统参数在以下的表3中列出。

表3

[表3]

LDPC码字长度	16K，64K比特
		星座大小	8～12bpcu
时间解交织存储器大小	≤2¹⁹数据信元
		导频图案	用于固定接收的导频图案
FFT大小	16K，32K点

在这样的情况下，基础简档能够被用作用于陆地广播服务和移动广播服务两者的简档。即，基础简档能够被用于定义包括移动简档的简档的概念。而且，高级简档能够被划分成用于具有MIMO的基础简档的高级简档和用于具有MIMO的手持简档的高级简档。此外，根据设计者的意图能够改变三种简档。

下面的术语和定义可以应用于本发明。根据设计能够改变下面的术语和定义。

辅助流：承载对于尚未定义的调制和编码的数据的信元的序列，其可以被用于未来扩展或者通过广播公司或者网络运营商要求

基本数据管道：承载服务信令数据的数据管道

基带帧(或者BBFRAME)：形成对一个FEC编码过程(BCH和LDPC编码)的输入的Kbch比特的集合

信元：通过OFDM传输的一个载波承载的调制值

被编码的块：PLS1数据的LDPC编码的块或者PLS2数据的LDPC编码的块中的一个

数据管道：承载服务数据或者相关元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。

数据管道单元：用于在帧中将数据信元分配给DP的基本单位。

数据符号：在帧中不是前导符号的OFDM符号(帧信令符号和帧边缘符号被包括在数据符号中)

DP_ID：此8比特字段唯一地识别在通过SYSTME_ID识别的系统内的DP

哑信元：承载被用于填充不被用于PLS信令、DP或者辅助流的剩余的容量的伪随机值的信元

紧急警告信道：承载EAS信息数据的帧的部分

帧：以前导开始并且以帧边缘符号结束的物理层时隙

帧重复单元：属于包括FET的相同或者不同的物理层简档的帧的集合，其在超帧中被重复八次

快速信息信道：在承载服务和相对应的基本DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道

FECBLOCK：DP数据的LDPC编码的比特的集合

FFT大小：被用于特定模式的标称的FFT大小，等于在基础时段T的周期中表达的活跃符号时段Ts

帧信令符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中，在帧的开始处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号，其承载PLS数据的一部分

帧边缘符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中，在帧的末端处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号

帧组：在超帧中具有相同的PHY简档类型的所有帧的集合。

未来扩展帧：能够被用于未来扩展的在超帧内的物理层时隙，以前导开始

Futurecast UTB系统：提出的物理层广播系统，其输入是一个或者多个MPEG2-TS或者IP或者一般流，并且其输出是RF信号

输入流：用于通过系统被传递给终端用户的服务的全体的数据的流。

正常数据符号：排除帧信令和帧边缘符号的数据符号

PHY简档：相对应的接收器应实现的所有配置的子集

PLS：由PLS1和PLS2组成的物理层信令数据

PLS1：在具有固定的大小、编码和调制的FSS符号中承载的PLS数据的第一集合，其承载关于系统的基本信息以及解码PLS2所需要的参数

注意：PLS1数据在帧组的持续时间内保持恒定。

PLS2：在FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，其承载关于系统和DP的更多详细PLS数据

PLS2动态数据：可以动态地逐帧改变的PLS2数据

PLS2静态数据：在帧组的持续时间内保持静态的PLS2数据

前导信令数据：通过前导符号承载并且被用于识别系统的基本模式的信令数据

前导符号：承载基本PLS数据并且位于帧的开始的固定长度的导频符号

注意：前导符号主要被用于快速初始带扫描以检测系统信号、其时序、频率偏移、以及FFT大小。

保留以便未来使用：本文档没有定义但是可以在未来定义

超帧：八个帧重复单元的集合

时间交织块(TI块)：在其中执行时间交织的信元的集合，与时间交织器存储器的一个使用相对应

TI组：在其上执行用于特定DP的动态容量分配的单元，由整数组成，动态地改变XFECBLOCK的数目。

注意：TI组可以被直接地映射到一个帧或者可以被映射到多个帧。其可以包含一个或者多个TI块。

类型1DP：其中所有的DP以TDM方式被映射到帧的帧的DP

类型2DP：其中所有的DP以FDM方式被映射到帧的帧的DP

XFECBLOCK：承载一个LDPC FECBLOCK的所有比特的Ncell个信元的集合

图1图示根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号装置的结构。

根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括输入格式化块1000、BICM(比特交织编码和调制)块1010、帧构建块1020、OFDM(正交频分复用)产生块1030和信令产生块1040。将给出用于发送广播信号装置的每个模块的操作的描述。

IP流/分组和MPEG2-TS是主要输入格式，其它的流类型被作为常规流处理。除了这些数据输入之外，管理信息被输入以控制用于每个输入流的相应的带宽的调度和分配。一个或者多个TS流、IP流和/或常规流被同时允许输入。

输入格式化块1000能够解复用每个输入流为一个或者多个数据管道，对其中的每一个应用单独的编码和调制。数据管道(DP)是用于鲁棒控制的基本单位，从而影响服务质量(QoS)。一个或者多个服务或者服务组件可以由单个DP承载。稍后将描述输入格式化块1000的操作细节。

数据管道是在承载服务数据或者相关的元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。

此外，数据管道单元：在帧中用于分配数据信元给DP的基本单位。

在BICM块1010中，奇偶校验数据被增加用于纠错，并且编码的比特流被映射为复数值星座符号。该符号跨越用于相应的DP的特定交织深度被交织。对于高级简档，在BICM块1010中执行MIMO编码，并且另外的数据路径被添加在输出端用于MIMO传输。稍后将描述BICM块1010的操作细节。

帧构建块1020可以将输入DP的数据信元映射为在帧内的OFDM符号。在映射之后，频率交织用于频率域分集，特别地，用于抗击频率选择性衰落信道。稍后将描述帧构建块1020的操作细节。

在每个帧的开始处插入前导之后，OFDM产生块1030可以应用具有循环前缀作为保护间隔的常规的OFDM调制。对于天线空间分集，分布式MISO方案遍及发射器被应用。此外，峰值对平均功率降低(PAPR)方案在时间域中执行。对于灵活的网络规划，这个建议提供一组不同的FFT大小、保护间隔长度和相应的导频图案。稍后将描述OFDM产生块1030的操作细节。

信令产生块1040能够创建用于每个功能块操作的物理层信令信息。该信令信息也被发送使得感兴趣的服务在接收器侧被适当地恢复。稍后将描述信令产生块1040的操作细节。

图2、3和4图示根据本发明的实施例的输入格式化块1000。将给出每个图的描述。

图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。图2示出当输入信号是单个输入流时的输入格式化模块。

在图2中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。

到物理层的输入可以由一个或者多个数据流组成。每个数据流由一个DP承载。模式适配模块将输入数据流限制(slice)为基带帧(BBF)的数据字段。系统支持三种类型的输入数据流：MPEG2-TS、互联网协议(IP)和常规流(GS)。MPEG2-TS特征为固定长度(188字节)分组，第一字节是同步字节(0x47)。IP流由如在IP分组报头内用信号传送的可变长度IP数据报分组组成。系统对于IP流支持IPv4和IPv6两者。GS可以由在封装分组报头内用信号传送的可变长度分组或者固定长度分组组成。

(a)示出用于信号DP的模式适配块2000和流适配2010，并且(b)示出用于产生和处理PLS数据的PLS产生块2020和PLS加扰器2030。将给出每个块的操作的描述。

输入流分割器将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。模式适配模块2010由CRC编码器、BB(基带)帧限制器，和BB帧报头插入块组成。

CRC编码器在用户分组(UP)级别提供用于错误检测的三种类型的CRC编码，即，CRC-8、CRC-16和CRC-32。计算的CRC字节附加在UP之后。CRC-8用于TS流并且CRC-32用于IP流。如果GS流不提供CRC编码，则将应用所建议的CRC编码。

BB帧限制器将输入映射到内部逻辑比特格式。首先接收的比特被定义为是MSB。BB帧限制器分配等于可用数据字段容量的输入比特的数目。为了分配等于BBF有效载荷的输入比特的数目，UP分组流被限制为适合BBF的数据字段。

BB帧报头插入模块可以将2个字节的固定长度BBF报头插入在BB帧的前面。BBF报头由STUFFI(1比特)、SYNCD(13比特)和RFU(2比特)组成。除了固定的2字节BBF报头之外，BBF还可以在2字节BBF报头的末端具有扩展字段(1或者3字节)。

流适配2010由填充插入块和BB加扰器组成。

填充插入块能够将填充字段插入到BB帧的有效载荷中。如果到流适配的输入数据足够填充BB帧，则STUFFI被设置为“0”，并且BBF没有填充字段。否则，STUFFI被设置为“1”，并且填充字段被紧挨在BBF报头之后插入。填充字段包括两个字节的填充字段报头和可变大小的填充数据。

BB加扰器加扰完成的BBF用于能量扩散。加扰序列与BBF同步。加扰序列由反馈移位寄存器产生。

PLS产生块2020可以产生物理层信令(PLS)数据。PLS对接收器提供接入物理层DP的手段。PLS数据由PLS1数据和PLS2数据组成。

PLS1数据是在具有固定大小的帧中在FSS符号中承载、编码和调制的第一组PLS数据，其承载有关解码PLS2数据需要的系统和参数的基本信息。PLS1数据提供包括允许PLS2数据的接收和解码所需要的参数的基本传输参数。此外，PLS1数据在帧组的持续时间保持不变。

PLS2数据是在FSS符号中发送的第二组PLS数据，其承载有关系统和DP的更加详细的PLS数据。PLS2包含对接收器解码期望的DP提供足够的信息的参数。PLS2信令进一步由两种类型的参数，PLS2静态数据(PLS2-STAT数据)和PLS2动态数据(PLS2-DYN数据)组成。PLS2静态数据是在帧组持续时间保持静态的PLS2数据，并且PLS2动态数据是可以逐帧动态变化的PLS2数据。

稍后将描述PLS数据的细节。

PLS加扰器2030可以加扰所产生的PLS数据用于能量扩散。

以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。

图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。

在图3中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。

图3示出当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化块的模式适配块。

用于处理多个输入流的输入格式化块的模式适配块可以独立地处理多个输入流。

参考图3，用于分别处理多个输入流的模式适配块可以包括输入流分割器3000、输入流同步器3010、补偿延迟块3020、空分组删除块3030、报头压缩块3040、CRC编码器3050、BB帧限制器(slicer)3060和BB报头插入块3070。将给出模式适配块的每个块的描述。

CRC编码器3050、BB帧限制器3060和BB报头插入块3070的操作对应于参考图2描述的CRC编码器、BB帧限制器和BB报头插入块的操作，并且因此，其描述被省略。

输入流分割器3000可以将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。

输入流同步器3010可以称为ISSY。ISSY可以对于任何输入数据格式提供适宜的手段以保证恒定比特率(CBR)和恒定端到端传输延迟。ISSY始终用于承载TS的多个DP的情形，并且选择性地用于承载GS流的多个DP。

补偿延迟块3020可以在ISSY信息的插入之后延迟分割TS分组流，以允许TS分组重新组合机制而无需在接收器中额外的存储器。

空分组删除块3030仅用于TS输入流情形。一些TS输入流或者分割的TS流可以具有大量的空分组存在，以便在CBR TS流中提供VBR(可变比特速率)服务。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，空分组可以被识别并且不被发送。在接收器中，通过参考在传输中插入的删除的空分组(DNP)计数器，去除的空分组可以重新插入在它们最初的精确的位置中，从而，保证恒定比特速率，并且避免对时间戳(PCR)更新的需要。

报头压缩块3040可以提供分组报头压缩以提高用于TS或者IP输入流的传输效率。因为接收器可以具有有关报头的某个部分的先验信息，所以这个已知的信息可以在发射器中被删除。

对于传输流，接收器具有有关同步字节配置(0x47)和分组长度(188字节)的先验信息。如果输入TS流承载仅具有一个PID的内容，即，仅用于一个服务组件(视频、音频等)或者服务子组件(SVC基本层、SVC增强层、MVC基本视图或者MVC相关的视图)，则TS分组报头压缩可以(选择性地)应用于传输流。如果输入流是IP流，则选择性地使用IP分组报头压缩。

以上描述的模块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。

图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。

在图4中图示的输入格式化模块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。

图4图示当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化模块的流适配模块。

参考图4，用于分别处理多个输入流的模式适配模块可以包括调度器4000、1-帧延迟块4010、填充插入块4020、带内信令4030、BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS加扰器4060。将给出流适配模块的每个块的描述。

填充插入块4020、BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS加扰器4060的操作对应于参考图2描述的填充插入块、BB加扰器、PLS产生块和PLS加扰器的操作，并且因此，其描述被省略。

调度器4000可以从每个DP的FECBLOCK(FEC块)的量确定跨越整个帧的整体信元分配。包括对于PLS、EAC和FIC的分配，调度器产生PLS2-DYN数据的值，其被作为在该帧的FSS中的PLS信元或者带内信令发送。稍后将描述FECBLOCK、EAC和FIC的细节。

1-帧延迟块4010可以通过一个传输帧延迟输入数据，使得有关下一个帧的调度信息可以经由用于带内信令信息的当前帧发送以被插入DP中。

带内信令4030可以将PLS2数据的未延迟部分插入到帧的DP中。

图5图示根据本发明的实施例的BICM块。

在图5中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。

如上所述，根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以提供陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。

由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备提供的服务特征，因此对应于相应服务的数据需要经由不同的方案处理。因此，根据本发明的实施例的BICM块可以通过将SISO、MISO和MIMO方案独立地应用于分别对应于数据路径的数据管道，独立地处理对其输入的DP。因此，根据本发明的实施例的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备能够控制经由每个DP发送的每个服务或者服务组件的QoS。

(a)示出由基础简档和手持简档共享的BICM块，并且(b)示出高级简档的BICM模块。

由基础简档和手持简档共享的BICM块和高级简档的BICM块能够包括用于处理每个DP的多个处理块。

将给出用于基础简档和手持简档的BICM块和用于高级简档的BICM块的每个处理模块的描述。

用于基础简档和手持简档的BICM块的处理块5000可以包括数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030、SSD(信号空间分集)编码块5040和时间交织器5050。

数据FEC编码器5010能够使用外编码(BCH)和内编码(LDPC)对输入BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。外编码(BCH)是可选择的编码方法。稍后将描述数据FEC编码器5010的操作细节。

比特交织器5020可以以LDPC编码和调制方案的组合交织数据FEC编码器5010的输出以实现优化的性能，同时提供有效地可执行的结构。稍后将描述比特交织器5020的操作细节。

星座映射器5030可以使用QPSK、QAM-16、不均匀QAM(NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)，或者不均匀星座(NUC-16、NUC-64、NUC-256、NUC-1024)，在基础和手持简档中调制来自比特交织器5020的每个信元字(cell word)，或者在高级简档中来自信元字解复用器5010-1的信元字，以给出功率标准化的星座点el。该星座映射仅适用于DP。注意到，QAM-16和NUQ是正方形的形状，而NUC具有任意形状。当每个星座转动90度的任意倍数时，转动的星座精确地与其原始的一个重叠。这个“旋转感”对称属性使实和虚分量的容量和平均功率彼此相等。对于每个码率，NUQ和NUC两者被具体地限定，并且使用的特定的一个由在PLS2数据中归档的参数DP_MOD用信号传送。

SSD编码块5040可以以二维(2D)、三维(3D)和四维(4D)预编码信元以提高在困难的衰落条件之下的接收鲁棒性。

时间交织器5050可以在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个DP不同地设置。稍后将描述时间交织器5050的操作细节。

用于高级简档的BICM块的处理块5000-1可以包括数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器。但是，不同于处理块5000，处理模块5000-1进一步包括信元字解复用器5010-1和MIMO编码模块5020-1。

此外，在处理块5000-1中的数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器的操作对应于描述的数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030，和时间交织器5050的操作，并且因此，其描述被省略。

信元字解复用器5010-1用于高级简档的DP以将单个信元字流划分为用于MIMO处理的双信元字流。稍后将描述信元字解复用器5010-1操作的细节。

MIMO编码模块5020-1可以使用MIMO编码方案处理信元字解复用器5010-1的输出。MIMO编码方案对于广播信号传输被优化。MIMO技术是获得性能提高的期望方式，但是，其取决于信道特征。尤其对于广播，信道的强的LOS分量或者在由不同的信号传播特征所引起的两个天线之间的接收信号功率的差别使得难以从MIMO得到性能增益。所提出的MIMO编码方案使用MIMO输出信号的一个的基于旋转的预编码和相位随机化克服这个问题。

MIMO编码意欲用于在发射器和接收器两者处需要至少两个天线的2x2MIMO系统。在该建议下定义两个MIMO编码模式：全速率空间复用(FR-SM)和全速率全分集空间复用(FRFD-SM)。FR-SM编码以在接收器侧处相对小的复杂度增加提供性能提高，而FRFD-SM编码以在接收器侧处巨大的复杂度增加提供性能提高和附加分集增益。所提出的MIMO编码方案没有对天线极性配置进行限制。

MIMO处理对于高级简档帧是需要的，其指的是由MIMO编码器处理在高级简档帧中的所有DP。MIMO处理在DP级别适用。星座映射器对输出NUQ(e1,i和e2,i)被馈送给MIMO编码器的输入。配对的MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)由其相应的TX天线的相同的载波k和OFDM符号l发送。

以上描述的模块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的模块替换。

图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。

在图6中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。

图6图示用于保护物理层信令(PLS)、紧急警告信道(EAC)和快速信息信道(FIC)的BICM块。EAC是承载EAS信息数据的帧的部分，并且FIC是在承载在服务和相应的基础DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道。稍后将描述EAC和FIC的细节。

参考图6，用于保护PLS、EAC和FIC的BICM块可以包括PLS FEC编码器6000、比特交织器6010、星座映射器6020和时间交织器6030。

此外，PLS FEC编码器6000可以包括加扰器、BCH编码/零插入块、LDPC编码块和LDPC奇偶穿孔块。将给出BICM块的每个块的描述。

PLS FEC编码器6000可以编码加扰的PLS 1/2数据、EAC和FIC区段。

加扰器可以在BCH编码以及缩短和穿孔LDPC编码之前加扰PLS1数据和PLS2数据。

BCH编码/零插入块可以使用用于PLS保护的缩短的BCH码，对加扰的PLS 1/2数据执行外编码，并且在BCH编码之后插入零比特。仅对于PLS1数据，零插入的输出比特可以在LDPC编码之前转置。

LDPC编码块可以使用LDPC码来编码BCH编码/零插入块的输出。为了产生完整的编码模块，Cldpc、奇偶校验比特、Pldpc从每个零插入的PLS信息块Ildpc被系统编码，并且附在其之后。

数学公式1

[数学式1]

C_{l d p c} = [\begin{matrix} I_{l d p c} & P_{l d p c} \end{matrix}] = [i_{0}, i_{1}, ..., i_{K_{l d p c} - 1}, p_{0}, p_{1}, ..., p_{N_{l d p c} - K_{l d p c} - 1}]

用于PLS1和PLS2的LDPC编码参数如以下的表4。

表4

[表4]

LDPC奇偶穿孔块可以对PLS1数据和PLS2数据执行穿孔。

当缩短被应用于PLS1数据保护时，一些LDPC奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。此外，对于PLS2数据保护，PLS2的LDPC奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。不发送这些被穿孔的比特。

比特交织器6010可以交织每个被缩短和被穿孔的PLS1数据和PLS2数据。

星座映射器6020可以将比特交织的PLS1数据和PLS2数据映射到星座上。

时间交织器6030能够交织被映射的PLS1数据和PLS2数据。

以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。

图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。

在图7中图示的帧构建块对应于参考图1描述的帧构建块1020的实施例。

参考图7，帧构建块可以包括延迟补偿块7000、信元映射器7010和频率交织器7020。将给出帧构建块的每个块的描述。

延迟补偿块7000可以调整在数据管道和相应的PLS数据之间的时序以确保它们在发射器端共时(co-timed)。通过解决由输入格式化块和BICM块所引起的数据管道的延迟，PLS数据被延迟与数据管道相同的量。BICM块的延迟主要是由于时间交织器。带内信令数据承载下一个TI组的信息，使得它们承载要用信号传送的DP前面的一个帧。据此，延迟补偿块延迟带内信令数据。

信元映射器7010可以将PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元映射到在该帧中的OFDM符号的活动载波。信元映射器7010的基本功能是，如果有的话，将对于DP、PLS信元、以及EAC/FIC信元中的每一个由TI产生的数据信元映射到与帧内的OFDM符号内的每一个相对应的活动OFDM信元。服务信令数据(诸如PSI(程序特定信息)/SI)能够被单独地收集并且通过数据管道发送。信元映射器根据由调度器产生的动态信息和帧结构的配置操作。稍后将描述该帧的细节。

频率交织器7020可以随机地交织从信元映射器7010接收的数据信元以提供频率分集。此外，频率交织器7020可以使用不同的交织种子顺序，对由两个按次序的OFDM符号组成的特有的OFDM符号对进行操作，以得到在单个帧中最大的交织增益。

图8图示根据本发明的实施例的OFDM产生块。

在图8中图示的OFDM产生块对应于参考图1描述的OFDM产生块1030的实施例。

OFDM产生块通过由帧构建块产生的信元调制OFDM载波，插入导频，并且产生用于传输的时间域信号。此外，这个块随后插入保护间隔，并且应用PAPR(峰均功率比)减少处理以产生最终的RF信号。

参考图8，帧构建块可以包括导频和保留音插入块8000、2D-eSFN编码块8010、IFFT(快速傅里叶逆变换)块8020、PAPR减少块8030、保护间隔插入块8040、前导插入模块8050、其它的系统插入块8060和DAC块8070。将给出帧构建块的每个块的描述。

导频和保留音插入块8000可以插入导频和保留音。

在OFDM符号内的各种信元被以称为导频的参考信息调制，其具有在接收器中先前已知的发送值。导频信元的信息由散布导频、连续导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频和FES(帧边缘符号)导频组成。每个导频根据导频类型和导频图案以特定的提升功率水平被发送。导频信息的值是从参考序列中推导出的，其是一系列的值，其一个用于在任何给定符号上的每个被发送的载波。导频可以用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式识别，并且还可用于跟随相位噪声。

从参考序列中提取的参考信息在除了帧的前导、FSS和FES之外的每个符号中在散布的导频信元中被发送。连续的导频插入在帧的每个符号中。连续的导频的编号和位置取决于FFT大小和散布的导频图案两者。边缘载波是在除前导符号之外的每个符号中的边缘导频。它们被插入以便允许频率内插直至频谱的边缘。FSS导频被插入在FSS中，并且FES导频被插入在FES中。它们被插入以便允许时间内插直至帧的边缘。

根据本发明的实施例的系统支持SFN网络，这里分布式MISO方案被选择性地用于支持非常鲁棒传输模式。2D-eSFN是使用多个TX天线的分布式MISO方案，其每个在SFN网络中位于不同的发射器位置。

2D-eSFN编码块8010可以处理2D-eSFN处理以使从多个发射器发送的信号的相位失真，以便在SFN配置中创建时间和频率分集两者。因此，可以减轻由于低的平坦衰落或者对于长时间的深衰落引起的突发错误。

IFFT块8020可以使用OFDM调制方案调制来自2D-eSFN编码块8010的输出。在没有指定为导频(或者保留音)的数据符号中的任何信元承载来自频率交织器的数据信元的一个。该信元被映射到OFDM载波。

PAPR减少块8030可以使用在时间域中的各种PAPR减少算法对输入信号执行PAPR减少。

保护间隔插入块8040可以插入保护间隔，并且前导插入块8050可以在该信号的前面插入前导。稍后将描述前导的结构的细节。另一个系统插入块8060可以在时间域中复用多个广播发送/接收系统的信号，使得提供广播服务的两个或更多个不同的广播发送/接收系统的数据可以在相同的RF信号带宽中同时发送。在这种情况下，两个或更多个不同的广播发送/接收系统指的是提供不同广播服务的系统。不同广播服务可以指的是陆地广播服务、移动广播服务等。与相应的广播服务相关的数据可以经由不同的帧发送。

DAC块8070可以将输入数字信号转换为模拟信号，并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号可以根据物理层简档经由多个输出天线发送。根据本发明的实施例的Tx天线可以具有垂直或者水平极性。

以上描述的块可以被省略或者根据设计由具有类似或者相同功能的块替换。

图9图示根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号装置的结构。

根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以对应于参考图1描述的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备。

根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括同步和解调模块9000、帧解析模块9010、解映射和解码模块9020、输出处理器9030和信令解码模块9040。将给出用于接收广播信号装置的每个模块的操作的描述。

同步和解调模块9000可以经由m个Rx天线接收输入信号，相对于与用于接收广播信号的设备相对应的系统执行信号检测和同步，并且执行与由用于发送广播信号装置执行的过程相反过程相对应的解调。

帧解析模块9010可以解析输入信号帧，并且提取经由其发送由用户选择的服务的数据。如果用于发送广播信号的设备执行交织，则帧解析模块9010可以执行与交织的相反过程相对应的解交织。在这种情况下，需要提取的信号和数据的位置可以通过解码从信令解码模块9040输出的数据获得，以恢复由用于发送广播信号的设备产生的调度信息。

解映射和解码模块9020可以将输入信号转换为比特域数据，并且然后根据需要对其解交织。解映射和解码模块9020可以对于为了传输效率应用的映射执行解映射，并且经由解码校正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射和解码模块9020可以获得为解映射所必需的传输参数，并且通过解码从信令解码模块9040输出的数据进行解码。

输出处理器9030可以执行由用于发送广播信号的设备应用以改善传输效率的各种压缩/信号处理过程的相反过程。在这种情况下，输出处理器9030可以从信令解码模块9040输出的数据中获得必要的控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到用于发送广播信号装置的信号，并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或者v6)和常规流。

信令解码模块9040可以从由同步和解调模块9000解调的信号中获得PLS信息。如上所述，帧解析模块9010、解映射和解码模块9020和输出处理器9030可以使用从信令解码模块9040输出的数据执行其功能。

图10图示根据本发明的一个实施例的帧结构。

图10示出帧类型的示例配置和在超帧中的FRU，(a)示出根据本发明的实施例的超帧，(b)示出根据本发明的实施例的FRU(帧重复单元)，(c)示出在FRU中的可变PHY简档的帧，以及(d)示出帧的结构。

超帧可以由八个FRU组成。FRU是用于帧的TDM的基本复用单元，并且在超帧中被重复八次。

在FRU中的每个帧属于PHY简档(基础、手持、高级)中的一个或者FEF。在FRU中帧的最大允许数目是四个，并且给定的PHY简档可以在FRU(例如，基础、手持、高级)中出现从零次到四次的任何次数。如果需要的话，PHY简档定义可以使用在前导中PHY_PROFILE的保留的值扩展。

FEF部分被插入在FRU的末端，如果包括的话。当FEF包括在FRU中时，在超帧中FEF的最小数是8。不推荐FEF部分相互邻近。

一个帧被进一步划分为许多的OFDM符号和前导。如(d)所示，帧包括前导、一个或多个帧信令符号(FSS)、普通数据符号和帧边缘符号(FES)。

前导是允许快速Futurecast UTB系统信号检测并且提供一组用于信号的有效发送和接收的基本传输参数的特殊符号。稍后将描述前导的详细说明。

FSS的主要目的是承载PLS数据。为了快速同步和信道估计以及因此的PLS数据的快速解码，FSS具有比普通数据符号更加密集的导频图案。FES具有与FSS严格相同的导频，其允许在FES内的仅频率内插，以及对于紧邻FES之前的符号的时间内插而无需外推。

图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。

图11图示信令分层结构，其被分割为三个主要部分：前导信令数据11000、PLS1数据11010和PLS2数据11020。由在每个帧中的前导符号承载的前导的目的是表示该帧的传输类型和基本传输参数。PLS1允许接收器访问和解码PLS2数据，其包含访问感兴趣的DP的参数。PLS2在每个帧中承载，并且被划分为两个主要部分：PLS2-STAT数据和PLS2-DYN数据。必要时，在PLS2数据的静态和动态部分之后是填充。

图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。

前导信令数据承载需要允许接收器访问PLS数据和跟踪在帧结构内DP的21比特信息。前导信令数据的细节如下：

PHY_PROFILE：该3比特字段指示当前帧的PHY简档类型。不同的PHY简档类型的映射在以下的表5中给出。

表5

[表5]

值	PHY简档
		000	基础简档
001	手持简档
		010	高级简档
011～110	保留
		111	FEF

FFT_SIZE：该2比特字段指示在帧组内当前帧的FFT大小，如在以下的表6中描述的。

表6

[表6]

值	FFT大小
		00	8K FFT
01	16K FFT
		10	32K FFT
11	保留

GI_FRACTION：该3比特字段指示在当前超帧中的保护间隔分数值，如在以下的表7中描述的。

表7

[表7]

值	GI_FRACTION
		000	1/5
001	1/10
		010	1/20
011	1/40
		100	1/80
101	1/160
		110～111	保留

EAC_FLAG：该1比特字段指示在当前帧中是否提供EAC。如果该字段被设置为“1”，则在当前帧中提供紧急警告服务(EAS)。如果该字段被设置为“0”，在当前帧中没有承载EAS。该字段可以在超帧内动态地切换。

PILOT_MODE：该1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧导频图案是移动模式还是固定模式。如果该字段被设置为“0”，则使用移动导频图案。如果该字段被设置为“1”，则使用固定导频图案。

PAPR_FLAG：该1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧是否使用PAPR减少。如果该字段被设置为值“1”，则音保留被用于PAPR减少。如果该字段被设置为“0”，则不使用PAPR减少。

FRU_CONFIGURE：该3比特字段指示存在于当前超帧之中的帧重复单元(FRU)的PHY简档类型配置。在当前超帧中的所有前导中，在该字段中识别在当前超帧中传送的所有简档类型。3比特字段对于每个简档具有不同的定义，如以下的表8所示。

表8

[表8]

RESERVED：这个7比特字段保留供将来使用。

图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。

PLS1数据提供包括允许PLS2的接收和解码所需的参数的基本传输参数。如以上提及的，PLS1数据对于一个帧组的整个持续时间保持不变。PLS1数据的信令字段的详细定义如下：

PREAMBLE_DATA：该20比特字段是除去EAC_FLAG的前导信令数据的副本。

NUM_FRAME_FRU：该2比特字段指示每FRU的帧的数目。

PAYLOAD_TYPE：该3比特字段指示在帧组中承载的有效载荷数据的格式。PAYLOAD_TYPE如表9所示用信号传送。

表9

[表9]

值	有效载荷类型
		1XX	发送TS流
X1X	发送IP流
		XX1	发送GS流

NUM_FSS：该2比特字段指示在当前帧中FSS符号的数目。

SYSTEM_VERSION：该8比特字段指示所发送的信号格式的版本。SYSTEM_VERSION被划分为两个4比特字段，其是主要版本和次要版本。

主要版本：SYSTEM_VERSION字段的MSB四比特字节表示主要版本信息。在主要版本字段中的变化表示非后向兼容的变化。缺省值是“0000”。对于在这个标准下描述的版本，该值被设置为“0000”。

次要版本：SYSTEM_VERSION字段的LSB四比特字节表示次要版本信息。在次要版本字段中的变化是后向兼容的。

CELL_ID：这是在ATSC网络中唯一地识别地理小区的16比特字段。取决于每Futurecast UTB系统使用的频率的数目，ATSC小区覆盖区可以由一个或多个频率组成。如果CELL_ID的值不是已知的或者未指定的，则该字段被设置为“0”。

NETWORK_ID：这是唯一地识别当前的ATSC网络的16比特字段。

SYSTEM_ID：这个16比特字段唯一地识别在ATSC网络内的Futurecast UTB系统。Futurecast UTB系统是陆地广播系统，其输入是一个或多个输入流(TS、IP、GS)，并且其输出是RF信号。如果有的话，Futurecast UTB系统承载一个或多个PHY简档和FEF。相同的Futurecast UTB系统可以承载不同的输入流，并且在不同的地理区中使用不同的RF频率，允许本地服务插入。帧结构和调度在一个位置中被控制，并且对于在Futurecast UTB系统内的所有传输是相同的。一个或多个Futurecast UTB系统可以具有相同的SYSTEM_ID含义，即，它们所有具有相同的物理层结构和配置。

随后的环路由FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、FRU_Gl_FRACTION和RESERVED组成，其用于表示FRU配置和每个帧类型的长度。环路大小是固定的，使得四个PHY简档(包括FEF)在FRU内被用信号传送。如果NUM_FRAME_FRU小于4，则未使用的字段用零填充。

FRU_PHY_PROFILE：这个3比特字段表示相关的FRU的第(i+1)(i是环索引)个帧的PHY简档类型。这个字段使用如表8所示相同的信令格式。

FRU_FRAME_LENGTH：这个2比特字段表示相关联的FRU的第(i+1)个帧的长度。与FRU_GI_FRACTION一起使用FRU_FRAME_LENGTH，可以获得帧持续时间的精确值。

FRU_GI_FRACTION：这个3比特字段表示相关联的FRU的第(i+1)个帧的保护间隔分数值。FRU_GI_FRACTION根据表7被用信号传送。

RESERVED：这个4比特字段保留供将来使用。

以下的字段提供用于解码PLS2数据的参数。

PLS2_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由PLS2保护使用的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。稍后将描述LDPC码的细节。

表10

[表10]

内容	PLS2FEC类型
		00	4K-1/4和7K-3/10LDPC码
01～11	保留

PLS2_MOD：这个3比特字段表示由PLS2使用的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。

表11

[表11]

值	PLS2_MODE
		000	BPSK
001	QPSK
		010	QAM-16
011	NUQ-64
		100～111	保留

PLS2_SIZE_CELL：这个15比特字段表示Ctotal_partial_block，用于在当前帧组中承载的PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在当前帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。

PLS2_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_blook，用于在当前帧组的每个帧中承载的PLS2的部分编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_NEXT_FEC_TYPE：这个2比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。

PLS2_NEXT_MOD：这个3比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。

PLS2_NEXT_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在下一个帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。

PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_blook，用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果在下一个帧组中不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。

PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。

PLS2_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在当前帧组中为PLS2提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。以下的表12给出这个字段的值。当这个字段被设置为“00”时，对于在当前帧组中的PLS2不使用另外的奇偶校验。

表12

[表12]

值	PLS2-AP模式
		00	不提供AP
01	AP1模式
		10～11	保留

PLS2_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_NEXT_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在下一个帧组的每个帧中为PLS2信令提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。表12定义这个字段的值。

PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示在下一个帧组的每个帧中PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

RESERVED：这个32比特字段被保留供将来使用。

CRC_32：32比特错误检测码，其应用于整个PLS1信令。

图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。

图14图示PLS2数据的PLS2-STAT数据。PLS2-STAT数据在帧组内是相同的，而PLS2-DYN数据提供对于当前帧特定的信息。

PLS2-STAT数据的字段的细节如下：

FIC_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用FIC。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供FIC。如果这个字段被设置为“0”，则在当前帧中不承载FIC。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

AUX_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用辅助流。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供辅助流。如果这个字段被设置为“0”，在当前帧中不承载辅助流。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

NUM_DP：这个6比特字段表示在当前帧内承载的DP的数目。这个字段的值从1到64的范围，并且DP的数目是NUM_DP+1。

DP_ID：这个6比特字段唯一地识别在PHY简档内的DP。

DP_TYPE：这个3比特字段表示DP的类型。这些根据以下的表13用信号传送。

表13

[表13]

值	DP类型
		000	DP类型1
001	DP类型2
		010～111	保留

DP_GROUP_ID：这个8比特字段识别当前DP与其相关联的DP组。这可以由接收器使用以访问与特定服务有关的服务组件的DP，其将具有相同的DP_GROUP_ID。

BASE_DP_ID：这个6比特字段表示承载在管理层中使用的服务信令数据(诸如，PSI/SI)的DP。由BASE_DP_ID表示的DP可以或者是随同服务数据一起承载服务信令数据的普通DP，或者仅承载服务信令数据的专用DP。

DP_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由相关联的DP使用的FEC类型。FEC类型根据以下的表14被用信号传送。

表14

[表14]

值	FEC_TYPE
		00	16K LDPC
01	64K LDPC
		10～11	保留

DP_COD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的码率。码率根据以下的表15被用信号传送。

表15

[表15]

值	码率
		0000	5/15
0001	6/15
		0010	7/15
0011	8/15
		0100	9/15
0101～1111	10/15
		0110	11/15
0111	12/15
		1000	13/15
1001～1111	保留

DP_MOD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的调制。调制根据以下的表16被用信号传送。

表16

[表16]

值	调制
		0000	QPSK
0001	QAM-16
		0010	NUQ-64
0011	NUQ-256
		0100	NUQ-1024
0101	NUC-16
		0110	NUC-64
0111	NUC-256
		1000	NUC-1024
1001～1111	保留

DP_SSD_FLAG：这个1比特字段表示是否在相关联的DP中使用SSD模式。如果这个字段被设置为值“1”，则使用SSD。如果这个字段被设置为值“0”，则不使用SSD。

只有在PHY_PROFILE等于“010”时，其表示高级简档，出现以下的字段：

DP_MIMO：这个3比特字段表示哪个类型的MIMO编码过程被应用于相关联的DP。MIMO编码过程的类型根据表17用信号传送。

表17

[表17]

值	MIMO编码
		000	FR-SM
001	FRFD-SM
		010～111	保留

DP_TI_TYPE：这个1比特字段表示时间交织的类型。值“0”表示一个TI组对应于一个帧，并且包含一个或多个TI块。值“1”表示一个TI组承载在一个以上的帧中，并且仅包含一个TI块。

DP_TI_LENGTH：这个2比特字段(允许值仅是1、2、4、8)的使用通过在DP_TI_TYPE字段内的值集合确定如下：

如果DP_TI_TYPE被设置为值“1”，则这个字段表示PI，每个TI组映射到的帧的数目，并且每个TI组存在一个TI块(NTI＝1)。被允许的具有2比特字段的PI值被在以下的表18中定义。

如果DP_TI_TYPE被设置为值“0”，则这个字段表示每个TI组的TI块NTI的数目，并且每个帧(PI＝1)存在一个TI组。具有2比特字段的允许的PI值被在以下的表18中定义。

表18

[表18]

2比特字段	PI	NTI
			00	1	1
01	2	2
			10	4	3
11	8	4

DP_FRAME_INTERVAL：这个2比特字段表示在用于相关联的DP的帧组内的帧间隔(IJUMP)，并且允许的值是1、2、4、8(相应的2比特字段分别地是“00”、“01”、“10”或者“11”)。对于该帧组的每个帧不会出现的DP，这个字段的值等于在连续的帧之间的间隔。例如，如果DP出现在帧1、5、9、13等上，则这个字段被设置为“4”。对于在每个帧中出现的DP，这个字段被设置为“1”。

DP_TI_BYPASS：这个1比特字段确定时间交织器5050的可用性。如果对于DP没有使用时间交织，则其被设置为“1”。而如果使用时间交织，则其被设置为“0”。

DP_FIRST_FRAME_IDX：这个5比特字段表示当前DP存在其中的超帧的第一帧的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值从0到31的范围。

DP_NUM_BLOCK_MAX：这个10比特字段表示用于这个DP的DP_NUM_BLOCKS的最大值。这个字段的值具有与DP_NUM_BLOCKS相同的范围。

DP_PAYLOAD_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷数据的类型。DP_PAYLOAD_TYPE根据以下的表19被用信号传送。

表19

[表19]

值	有效载荷类型
		00	TS
01	IP
		10	GS
11	保留

DP_INBAND_MODE：这个2比特字段表示是否当前DP承载带内信令信息。带内信令类型根据以下的表20被用信号传送。

表20

[表20]

值	带内模式
		00	没有承载带内信令
01	仅承载带内PLS
		10	仅承载带内ISSY
11	承载带内PLS和带内ISSY

DP_PROTOCOL_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷的协议类型。当选择输入有效载荷类型时，其根据以下的表21被用信号传送。

表21

[表21]

DP_CRC_MODE：这个2比特字段表示在输入格式化块中是否使用CRC编码。CRC模式根据以下的表22被用信号传送。

表22

[表22]

值	CRC模式
		00	未使用
01	CRC-8
		10	CRC-16
11	CRC-32

DNP_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的空分组删除模式。DNP_MODE根据以下的表23被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则DNP_MODE被设置为值“00”。

表23

[表23]

值	空分组删除模式
		00	未使用
01	DNP标准
		10	DNP偏移
11	保留

ISSY_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的ISSY模式。ISSY_MODE根据以下的表24被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则ISSY_MODE被设置为值“00”。

表24

[表24]

值	ISSY模式
		00	未使用
01	ISSY-UP
		10	ISSY-BBF
11	保留

HC_MODE_TS：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的TS报头压缩模式。HC_MODE_TS根据以下的表25被用信号传送。

表25

[表25]

值	报头压缩模式
		00	HC_MODE_TS 1
01	HC_MODE_TS 2
		10	HC_MODE_TS 3
11	HC_MODE_TS 4

HC_MODE_IP：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为IP(“01”)时的IP报头压缩模式。HC_MODE_IP根据以下的表26被用信号传送。

表26

[表26]

值	报头压缩模式
		00	无压缩
01	HC_MODE_IP 1
		10～11	保留

PID：这个13比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)，并且HC_MODE_TS被设置为“01”或者“10”时，用于TS报头压缩的PID编号。

RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。

只有在FIC_FLAG等于“1”时出现以下的字段：

FIC_VERSION：这个8比特字段表示FIC的版本号。

FIC_LENGTH_BYTE：这个13比特字段以字节表示FIC的长度。

RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。

只有在AUX_FLAG等于“1”时出现以下的字段：

NUM_AUX：这个4比特字段表示辅助流的数目。零表示不使用辅助流。

AUX_CONFIG_RFU：这个8比特字段被保留供将来使用。

AUX_STREAM_TYPE：这个4比特被保留供将来使用，用于表示当前辅助流的类型。

AUX_PRIVATE_CONFIG：这个28比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。

图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。

图15图示PLS2数据的PLS2-DYN数据。PLS2-DYN数据的值可以在一个帧组的持续时间期间变化，而字段的大小保持恒定。

PLS2-DYN数据的字段细节如下：

FRAME_INDEX：这个5比特字段表示在超帧内当前帧的帧索引。该超帧的第一帧的索引被设置为“0”。

PLS_CHANGE_COUTER：这个4比特字段表示配置将变化的前方超帧的数目。配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“1”表示在下一个超帧中存在变化。

FIC_CHANGE_COUNTER：这个4比特字段表示其中配置(即，FIC的内容)将变化的前方超帧的数目。配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“0001”表示在下一个超帧中存在变化。

RESERVED：这个16比特字段被保留供将来使用。

在NUM_DP上的环路中出现以下的字段，其描述与在当前帧中承载的DP相关联的参数。

DP_ID：这个6比特字段唯一地表示在PHY简档内的DP。

DP_START：这个15比特(或者13比特)字段使用DPU寻址方案表示第一个DP的开始位置。DP_START字段根据如以下的表27所示的PHY简档和FFT大小具有不同长度。

表27

[表27]

DP_NUM_BLOCK：这个10比特字段表示在用于当前DP的当前的TI组中FEC块的数目。DP_NUM_BLOCK的值从0到1023的范围。

RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。

以下的字段表示与EAC相关联的FIC参数。

EAC_FLAG：这个1比特字段表示在当前帧中EAC的存在。这个比特在前导中是与EAC_FLAG相同的值。

EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：这个8比特字段表示唤醒指示的版本号。

如果EAC_FLAG字段等于“1”，随后的12比特被分配用于EAC_LENGTH_BYTE字段。如果EAC_FLAG字段等于“0”，则随后的12比特被分配用于EAC_COUNTER。

EAC_LENGTH_BYTE：这个12比特字段以字节表示EAC的长度。

EAC_COUNTER：这个12比特字段表示在EAC抵达的帧之前帧的数目。

只有在AUX_FLAG字段等于“1”时出现以下的字段：

AUX_PRIVATE_DYN：这个48比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。这个字段的含义取决于在可配置的PLS2-STAT中AUX_STREAM_TYPE的值。

CRC_32：32比特错误检测码，其被应用于整个PLS2。

图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。

如以上提及的，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元被映射到在帧中OFDM符号的活动载波。PLS1和PLS2被首先被映射到一个或多个FSS。然后，在PLS字段之后，EAC信元，如果有的话，被直接地映射，接下来是FIC信元，如果有的话。在PLS或者EAC、FIC之后，接下来DP被映射，如果有的话。首先跟随类型1DP，并且接下来类型2DP。稍后将描述DP的类型细节。在一些情况下，DP可以承载用于EAS的一些特定的数据或者服务信令数据。如果有的话，辅助流跟随DP，其后跟随哑信元。根据以上提及的顺序，即，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑数据信元将它们映射在一起，精确地填充在该帧中的信元容量。

图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。

PLS信元被映射到FSS的活动载波。取决于由PLS占据的信元的数目，一个或多个符号被指定为FSS，并且FSS的数目NFSS由在PLS1中的NUM_FSS用信号传送。FSS是用于承载PLS信元的特殊符号。由于鲁棒性和延迟在PLS中是重要的问题，所以FSS具有允许快速同步的高密度导频和在FSS内的仅频率内插。

PLS信元如在图17中的示例所示以自顶向下方式被映射到NFSS FSS的活动载波。PLS1PLS1单元被以单元索引的递增顺序首先从第一FSS的第一单元映射。PLS2单元直接地跟随在PLS1的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到第一FSS的最后的信元索引为止。如果需要的PLS信元的总数超过一个FSS的活动载波的数目，则映射进行到下一个FSS，并且以与第一FSS严格相同的方式继续。

在PLS映射完成之后，接下来承载DP。如果EAC、FIC或者两者存在于当前帧中，则它们被放置在PLS和“普通”DP之间。

图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。

EAC是用于承载EAS消息的专用信道，并且链接到用于EAS的DP。提供了EAS支持，但是，EAC本身可能或者可以不必存在于每个帧中。如果有的话，EAC紧挨着PLS2单元之后映射。除了PLS信元以外，EAC不在FIC、DP、辅助流或者哑信元的任何一个之前。映射EAC信元的过程与PLS完全相同。

EAC信元被以如在图18的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个信元映射。取决于EAS消息大小，EAC信元可以占据几个符号，如图18所示。

EAC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的EAC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加有效的载波。

在EAC映射完成之后，如果任何一个存在，则FIC被接下来承载。如果FIC不被发送(如在PLS2字段中用信号传送)，则DP紧跟在EAC的最后信元之后。

图19图示根据本发明的实施例的FIC映射

(a)示出不具有EAC的FIC信元的示例映射，以及(b)示出具有EAC的FIC信元的示例映射。

FIC是用于承载交叉层信息以允许快速服务获得和信道扫描的专用信道。这个信息主要包括在DP和每个广播器的服务之间的信道捆绑信息。为了快速扫描，接收器可以解码FIC并获得信息，诸如，广播器ID、服务编号，和BASE_DP_ID。为了快速服务获得，除了FIC之外，基础DP可以使用BASE_DP_ID解码。除其承载的内容以外，基础DP被以与普通DP完全相同的方式编码和映射到帧。因此，对于基础DP不需要另外的描述。FIC数据在管理层中产生和消耗。FIC数据的内容在管理层规范中描述。

FIC数据是可选的，并且FIC的使用由在PLS2的静态部分中的FIC_FLAG参数用信号传送。如果使用FIC，则FIC_FLAG被设置为“1”，并且用于FIC的信令字段在PLS2的静态部分中被定义。在这个字段中用信号传送的是FIC_VERSION和FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用与PLS2相同的调制、编码和时间交织参数。FIC共享相同的信令参数，诸如PLS2_MOD和PLS2_FEC。如果有的话，FIC数据紧挨着PLS2或者EAC之后被映射。FIC没有被任何普通DP、辅助流或者哑信元引导。映射FIC信元的方法与EAC的完全相同，也与PLS的相同。

在PLS之后不具有EAC，FIC信元被以如在(a)中的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个单元映射。取决于FIC数据大小，FIC信元可以被映射在几个符号上，如(b)所示。

FIC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的FIC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加活跃的载波。

如果EAS消息在当前帧中被发送，则EAC在FIC之前，并且FIC信元被以如(b)所示的信元索引的递增顺序从EAC的下一个单元映射。

在FIC映射完成之后，一个或多个DP被映射，之后是辅助流，如果有的话，以及哑信元。

图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。

(a)示出类型1DP和(b)示出类型2DP。

在先前的信道，即，PLS、EAC和FIC被映射之后，DP的信元被映射。根据映射方法DP被分类为两种类型中的一个：

类型1DP：DP通过TDM映射

类型2DP：DP通过FDM映射

DP的类型由在PLS2的静态部分中的DP_TYPE字段表示。图20图示类型1DP和类型2DP的映射顺序。类型1DP被以信元索引的递增顺序首先映射，然后，在达到最后的信元索引之后，符号索引被增加1。在下一个符号内，DP继续以从p＝0开始的信元索引的递增顺序映射。利用在一个帧中共同地映射的DP的数目，类型1DP的每个在时间上被分组，类似于DP的TDM复用。

类型2DP被以符号索引的递增顺序首先映射，然后，在达到该帧的最后的OFDM符号之后，信元索引增加1，并且符号索引回朔到第一可用的符号，然后从该符号索引增加。在一个帧中一起映射DP的数目之后，类型2DP的每个被以频率分组在一起，类似于DP的FDM复用。

如果需要的话，类型1DP和类型2DP在帧中可以同时存在，有一个限制：类型1DP始终在类型2DP之前。承载类型1和类型2DP的OFDM信元的总数不能超过可用于DP传输的OFDM信元的总数。

数学公式2

[数学式2]

D_DP1+D_DP2≤D_DP

这里DDP1是由类型1DP占据的OFDM信元的数目，DDP2是由类型2DP占据的信元的数目。由于PLS、EAC、FIC都以与类型1DP相同的方式映射，所以它们全部遵循“类型1映射规则”。因此，总的说来，类型1映射始终在类型2映射之前。

图21图示根据本发明的实施例的DP映射。

(a)示出寻址用于映射类型1DP的OFDM信元，并且(b)示出寻址用于供类型2DP映射的OFDM信元。

用于映射类型1DP(0,…，DDP1-1)的OFDM信元的寻址限定用于类型1DP的活跃数据信元。寻址方案限定来自用于类型1DP的每个的T1的信元被分配给活跃数据信元的顺序。其也用于在PLS2的动态部分中用信号传送DP的位置。

在不具有EAC和FIC的情况下，地址0指的是在最后的FSS中紧跟承载PLS的最后信元的信元。如果EAC被发送，并且FIC没有在相应的帧中，则地址0指的是紧跟承载EAC的最后信元的信元。如果FIC在相应的帧中被发送，则地址0指的是紧跟承载FIC的最后的信元的信元。用于类型1DP的地址0可以考虑如(a)所示的两个不同情形计算。在(a)的示例中，PLS、EAC和FIC假设为全部发送。对EAC和FIC的二者之一或者两者被省略情形的扩展是明确的。如在(a)的左侧所示在映射所有信元直到FIC之后，如果在FSS中存在剩余的信元。

用于映射类型2DP(0,…，DDP2-1)的OFDM信元的寻址被限定用于类型2DP的活跃数据信元。寻址方案限定来自用于类型2DP的每个的TI的信元被分配给活跃数据信元的顺序。其也用于在PLS2的动态部分中用信号传送DP的位置。

如(b)所示的三个略微地不同的情形是可允许的。对于在(b)的左侧上示出的第一情形，在最后的FSS中的信元可用于类型2DP映射。对于在中间示出的第二情形，FIC占据普通符号的信元，但是，在该符号上FIC信元的数目不大于CFSS。除了在该符号上映射的FIC信元的数目超过CFSS之外，在(b)右侧上示出的第三情形与第二情形相同。

对类型1DP在类型2DP之前情形的扩展是简单的，因为PLS、EAC和FIC遵循与类型1DP相同的“类型1映射规则”。

数据管道单元(DPU)是用于在帧将数据信元分配给DP的基本单元。

DPU被定义为用于将DP定位于帧中的信令单元。信元映射器7010可以映射对于各个DP通过TI产生的信元。时间交织器5050输出一系列的TI块并且各个TI块包括继而由一组信元组成的可变数目的XFECBLOCK。XFECBLOCK中的信元的数目Ncells取决于FECBLOCK大小Nldpc和每个星座符号的被发送的比特的数目。DPU被定义为在给定的PHY简档中支持的在XFECBLOCK中的信元的数目Ncells的所有可能的值中的最大的余数。以信元计的DPU的长度被定义为LDPU。因为各个PHY简档支持FECBLOCK大小和每个星座符号的最大不同数目的比特的组合，所以基于PHY简档定义LDPU。

图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。

图22图示在比特交织之前根据本发明的实施例的FEC结构。如以上提及的，数据FEC编码器可以使用外编码(BCH)和内编码(LDPC)对输入的BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。图示的FEC结构对应于FECBLOCK。此外，FECBLOCK和FEC结构具有对应于LDPC码字长度的相同的值。

BCH编码应用于每个BBF(Kbch比特)，然后LDPC编码应用于BCH编码的BBF(Kldpc比特＝Nbch比特)，如在图22中图示的。

Nldpc的值或者是64800比特(长FECBLOCK)或者16200比特(短FECBLOCK)。

以下的表28和表29分别示出用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的FEC编码参数。

表28

[表28]

表29

[表29]

BCH编码和LDPC编码的操作细节如下：

12-纠错BCH码用于BBF的外编码。用于短FECBLOCK和长FECBLOCK的BCH生成多项式通过所有多项式相乘在一起获得。

LDPC码用于编码外BCH编码的输出。为了产生完整的Bldpc(FECBLOCK)，Pldpc(奇偶校验比特)从每个Ildpc(BCH编码的BBF)被系统编码，并且附加到Ildpc。完整的Bldpc(FECBLOCK)表示为如下的数学公式。

数学公式3

[数学式3]

B_{l d p c} = [\begin{matrix} I_{l d p c} & P_{l d p c} \end{matrix}] = [i_{0}, i_{1}, ..., i_{K_{l d p c} - 1}, p_{0}, p_{1}, ..., p_{N_{l d p c} - K_{l d p c} - 1}]

用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的参数分别在以上的表28和29中给出。

计算用于长FECBLOCK的Nldpc–Kldpc奇偶校验比特的详细过程如下：

1)初始化奇偶校验比特，

数学公式4

[数学式4]

p_{0} = p_{1} = p_{2} = ... = p_{N_{l d p c} - K_{l d p c} - 1} = 0

2)在奇偶校验矩阵的地址的第一行中指定的奇偶校验比特地址处累加第一信息比特i0。稍后将描述奇偶校验矩阵的地址的细节。例如，对于速率13/15：

数学公式5

[数学式5]

\begin{matrix} p_{983} = p_{983} &CirclePlus; i_{0} & p_{2815} = p_{2815} &CirclePlus; i_{0} \end{matrix}

\begin{matrix} p_{4837} = p_{4837} &CirclePlus; i_{0} & p_{4989} = p_{4989} &CirclePlus; i_{0} \end{matrix}

\begin{matrix} p_{6138} = p_{6138} &CirclePlus; i_{0} & p_{6458} = p_{6458} &CirclePlus; i_{0} \end{matrix}

\begin{matrix} p_{6921} = p_{6921} &CirclePlus; i_{0} & p_{6974} = p_{6974} &CirclePlus; i_{0} \end{matrix}

\begin{matrix} p_{7572} = p_{7572} &CirclePlus; i_{0} & p_{8260} = p_{8260} &CirclePlus; i_{0} \end{matrix}

p_{8496} = p_{8496} &CirclePlus; i_{0}

3)对于接下来的359个信息比特，is，s＝1、2、…359，使用以下的数学公式在奇偶校验位地址处累加is。

数学公式6

[数学式6]

{x+(s mod 360)×Q_ldpc}mod(N_ldpc-K_ldpc)

这里x表示对应于第一比特i0的奇偶校验比特累加器的地址，并且QIdpc是在奇偶校验矩阵的地址中指定的码率相关的常数。继续该示例，对于速率13/15，QIdpc＝24，因此，对于信息比特i1，执行以下的操作：

数学公式7

[数学式7]

\begin{matrix} p_{1007} = p_{1007} &CirclePlus; i_{1} & p_{2839} = p_{2839} &CirclePlus; i_{1} \end{matrix}

\begin{matrix} p_{4861} = p_{4861} &CirclePlus; i_{1} & p_{5013} = p_{5013} &CirclePlus; i_{1} \end{matrix}

\begin{matrix} p_{6162} = p_{6162} &CirclePlus; i_{1} & p_{6482} = p_{6482} &CirclePlus; i_{1} \end{matrix}

\begin{matrix} p_{6945} = p_{6945} &CirclePlus; i_{1} & p_{6998} = p_{6998} &CirclePlus; i_{1} \end{matrix}

\begin{matrix} p_{7596} = p_{7596} &CirclePlus; i_{1} & p_{8284} = p_{8284} &CirclePlus; i_{1} \end{matrix}

p_{8520} = p_{8520} &CirclePlus; i_{1}

4)对于第361个信息比特i360，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中给出奇偶校验比特累加器的地址。以类似的方式，使用表达式6获得用于以下的359信息比特is的奇偶校验比特累加器的地址，s＝361、362、…719，这里x表示对应于信息比特i360的奇偶校验比特累加器的地址，即，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中的条目。

5)以类似的方式，对于360个新的信息比特的每个组，从奇偶校验矩阵的地址的新行用于找到奇偶校验比特累加器的地址。

在所有信息比特用尽之后，最后的奇偶校验比特如下获得：

6)以i＝1开始顺序地执行以下的操作。

数学公式8

[数学式8]

p_{i} = p_{i} &CirclePlus; p_{i - 1}, i = 1, 2, ..., N_{l d p c} - K_{l d p c} - 1

这里pi的最后的内容，i＝0,1，...，NIdpc-KIdpc–1，等于奇偶校验比特pi。

表30

[表30]

码率	Qldpc
		5/15	120
6/15	108
		7/15	96
8/15	84
		9/15	72
10/15	60
		11/15	48
12/15	36
		13/15	24

除了以表31替换表30，并且以用于短FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址替换用于长FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址之外，用于短FECBLOCK的这个LDPC编码过程是根据用于长FECBLOCK的LDPC编码过程。

表31

[表31]

码率	Qldpc
		5/15	30
6/15	27
		7/15	24
8/15	21
		9/15	18
10/15	15
		11/15	12
12/15	9
		13/15	6

图23图示根据本发明的实施例的比特交织。

LDPC编码器的输出被比特交织，其由奇偶交织、之后的准循环块(QCB)交织和组间交织组成。

(a)示出准循环块(QCB)交织，并且(b)示出组间交织。

FECBLOCK可以被奇偶交织。在奇偶交织的输出处，LDPC码字由在长FECBLOCK中180个相邻的QC块和在短FECBLOCK中45个相邻的QC块组成。在长或者短FECBLOCK中的每个QC块由360比特组成。奇偶交织的LDPC码字通过QCB交织来交织。QCB交织的单位是QC块。在奇偶交织的输出处的QC块通过如在图23中图示的QCB交织重排列，这里根据FECBLOCK长度，Ncells＝64800/ηmod或者16200/ηmod。QCB交织模式是对调制类型和LDPC码率的每个组合唯一的。

在QCB交织之后，组间交织根据调制类型和阶(ηmod)执行，其在以下的表32中限定。也限定用于一个组内的QC块的数目NQCB_IG。

表32

[表32]

调制类型	ηmod	NQCB_LG
			QAM-16	4	2
NUC-16	4	4
			NUQ-64	6	3
NUC-64	6	6
			NUQ-256	8	4
NUC-256	8	8
			NUQ-1024	10	5
NUC-1024	10	10

组间交织过程以QCB交织输出的NQCB_IG QC块执行。组间交织具有使用360列和NQCB_IG行写入和读取组内的比特的过程。在写入操作中，来自QCB交织输出的比特是行式写入。读取操作是列式执行的，以从每个行读出m比特，这里对于NUC，m等于1，并且对于NUQ，m等于2。

图24图示根据本发明的实施例的信元字解复用。

图24(a)示出对于8和12bpcu MIMO的信元字解复用，和(b)示出对于10bpcu MIMO的信元字解复用。

比特交织输出的每个信元字(c0,l,c1,l,...,cηmod-1,l)被解复用为如(a)所示的(d1,0,m,d1,1,m...d1,ηmod-1,m)和(d2,0,m,d2,1,m...,d2,ηmod-1,m)，其描述用于一个XFECBLOCK的信元字解复用过程。

对于使用不同类型的NUQ用于MIMO编码的10个bpcu MIMO情形，用于NUQ-1024的比特交织器被重新使用。比特交织器输出的每个信元字(c0,l,c1,l...,c9,l)被解复用为(d1,0,m,d1,1,m...d1,3,m)和(d2,0,m,d 2,1,m...d2,3,m)，如(b)所示。

图25图示根据本发明的实施例的时间交织。

(a)至(c)示出TI模式的示例。

时间交织器在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个DP不同地设置。

在PLS2-STAT数据的部分中出现的以下参数配置TI：

DP_TI_TYPE(允许的值：0或者1)：表示TI模式；“0”表示每个TI组具有多个TI块(一个以上的TI块)的模式。在这种情况下，一个TI组被直接映射到一个帧(无帧间交织)。“1”表示每个TI组仅具有一个TI模块的模式。在这种情况下，TI块可以在一个以上的帧上扩展(帧间交织)。

DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE＝“0”，则这个参数是每个TI组的TI块的数目NTI。对于DP_TI_TYPE＝“1”，这个参数是从一个TI组扩展的帧PI的数目。

DP_NUM_BLOCK_MAX(允许的值:0至1023)：表示每个TI组XFECBLOCK的最大数。

DP_FRAME_INTERVAL(允许的值：1、2、4、8)：表示在承载给定的PHY简档的相同的DP的两个连续的帧之间的帧IJUMP的数目。

DP_TI_BYPASS(允许的值：0或者1)：如果对于DP没有使用时间交织，则这个参数被设置为“1”。如果使用时间交织，则其被设置为“0”。

另外，来自PLS2-DYN数据的参数DP_NUM_BLOCK用于表示由DP的一个TI组承载的XFECBLOCK的数目。

当对于DP没有使用时间交织时，不考虑随后的TI组、时间交织操作，和TI模式。但是，将仍然需要来自调度器用于动态配置信息的延迟补偿块。在每个DP中，从SSD/MIMO编码接收的XFECBLOCK被分组为TI组。即，每个TI组是整数个XFECBLOCK的集合，并且将包含动态可变数目的XFECBLOCK。在索引n的TI组中的XFECBLOCK的数目由NxBLocK_Group(n)表示，并且在PLS2-DYN数据中作为DP_NUM_BLOCK用信号传送。注意到NxBLocK_Group(n)可以从最小值0到其最大的值是1023的最大值NxBLocK_Group_MAX(对应于DP_NUM_BLOCK_MAX)变化。

每个TI组或者直接映射到一个帧上或者在PI个帧上扩展。每个TI组也被划分为一个以上的TI模块(NTI)，这里每个TI块对应于时间交织器存储器的一个使用。在TI组内的TI块可以包含略微不同数目的XFECBLOCK。如果TI组被划分为多个TI块，则其被直接映射到仅一个帧。如以下的表33所示，存在对于时间交织的三个选项(除了跳过时间交织的额外的选项之外)。

表33

[表33]

在每个DP中，TI存储器存储输入的XFECBLOCK(来自SSD/MIMO编码块的输出的XFECBLOCK)。假设输入XFECBLOCK被限定为：

(d_{n, s, 0, 0}, d_{n, s, 0, 1}, ..., d_{n, s, 0, N_{c e l l s} - 1}, d_{n, s, 1, 0}, ..., d_{n, s, 1, N_{c e l l s} - 1}, ..., d_{n, s, N_{x B L O C K_T I} (n - s) - 1, 0}, ..., d_{n, s, N_{x B L O C K_T I} (n, s) - 1, N_{c e l l s} - 1})

这里dn.s.r.q是在第n个TI组的第s个TI块中的第r个XFECBLOCK的第q个信元，并且表示SSD和MIMO编码的输出如下：

此外，假设来自时间交织器的输出的XFECBLOCK被限定为：

(h_{n, s, 0}, h_{n, s, 1}, ..., h_{n, s, i}, ..., h_{n, s, N_{x B L O C K_T I} (n, s) \times N_{c e l l l s} - 1})

这里hn,s,i是在第n个TI组的第s个TI块中的第i个输出单元(对于i＝0，...，N_{xBLOCK_TI}(n，s)×N_cells-1)。

典型地，时间交织器也将起在帧建立过程之前用于DP数据的缓存器的作用。这是通过用于每个DP的两个存储库实现的。第一TI块被写入第一存储库。第二TI块被写入第二存储库，同时第一存储库正在被读取等。

TI是扭曲的两列块交织器。对于第n个TI组的第s个TI块，TI存储器的行数Nr等于信元Ncells的数目，即，Nr＝Ncells，同时列数Nc等于数目NxBL0CK_TI(n,s)。

图26图示根据本发明的实施例的被扭曲的行-列块交织器的基本操作。

图26(a)示出在时间交织器中的写入操作，并且图26(b)示出时间交织器中的读取操作。第一XFECBLOCK以列方式写入到TI存储器的第一列，并且第二XFECBLOCK被写入到下一列等等，如在(a)中所示。然而，在交织阵列中，信元以对角线方式被读出。在从第一行(沿着以最左边的列开始的行向右)到最后一行的对角线方式的读取期间，信元被读出，如在(b)中所示。详细地，假定z_n，s，i(i＝0，...，N_iN_c)作为要被顺序地读取的TI存储器单元位置，通过计算如下的表达式的行索引Rn，S，i、列索引Cn，S，i以及被关联的扭曲参数Tn，S，i执行以这样的校正阵列的读取过程。

数学公式9

[数学式9]

其中Sshift是用于对角线方式读取过程的公共移位值，不论N_{xBLOCK_TI}(n，s)如何，并且如以下表达式，通过在PLS2-STAT中给出的N_{xBLOCK_TI}(n，s)来确定。

数学公式10

[数学式10]

对于

S_{s h i f t} = \frac{N_{x B L O C K_T I_M A X} - 1}{2}

结果，通过作为z_n，s，i＝N_rC_n，s，i+R_n，s，i的坐标计算要被读出的信元位置。

图27图示根据本发明的另一实施例的被扭曲的行-列块交织器的操作。

更加具体地，图27图示用于各个TI组的TI存储器的交织阵列，包括当N_{xBLOCK_TI}(0，0)＝3、N_{xBLOCK_TI}(0，0)＝3、N_{xBLOCK_TI}(2，0)＝5时的虚拟XFECBLOCK。

可变数目N_{xBLOCK_TI}(n，s)＝N_r将会小于或者等于N’_{xBLOCK_TI_MAX}。因此，为了实现在接收器侧处的单个存储器解交织，不论N_{xBLOCK_TI}(n，s)如何，通过将虚拟XFECBLOCK插入到TI存储器用于在被扭曲的行-列块交织器中使用的交织阵列被设置为N_r×N_c＝N_cells×N_{xBLOCK_TI_MAX}的大小，并且如下面的表达式完成读取过程。

数学公式11

[数学式11]

TI组的数目被设置为3。通过DP_TI_TYPE＝‘0’、DP_FRAME_INTERVAL＝‘1’,以及DP_TI_LENGTH＝‘1’，即，NTI＝1、IJUMP＝1、以及PI＝1，在PLS2-STAT数据中用信号传送时间交织器的选项。每个TI组的其每一个具有Ncells＝30的XFECBLOCK的数目分别通过NxBLOCK_TI(0,0)＝3、NxBLOCK_TI(1,0)＝6、NxBLOCK_TI(2,0)＝5在PLS2-DYN数据中用信号传送。通过NxBLOCK_Groyp_MAx，在PLS-STAT数据中用信号传送XFECBLOCK的最大数目，这导致

图28图示根据本发明的实施例的被扭曲的行-列块的对角线方式的读取图案。

更加具体地，图28示出来自于具有N′_{xBLOCK_TI_MAX}＝7并且Sshift＝(7-1)/2＝3的参数的各个交织阵列的对角线方式的读取图案。注意，在如上面的伪代码示出的读取过程中，如果V_i≥N_cellsN_{xBLOCK_TI}(n，s)，则Vi的值被跳过并且使用下一个计算的Vi的值。

图29图示根据本发明的实施例的用于各个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。

图29图示来自于具有N′_{xBLOCK_TI_MAX}＝7并且Sshift＝3的参数的各个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。

在下文中，将描述根据本发明的实施例的频率交织过程。

在单个OFDM符号上操作的本发明中的频率交织器7020的目的，是通过随机交织从信元映射器7010接收的数据信元来提供频率分集。为了得到在单个信号帧(或帧)中的最大的交织增益，不同的交织种子被用于由两个顺序的OFDM符号组成的每个OFDM符号对。

频率交织器7020可以交织作为信号帧单元的传输块中的信元，以获得额外的分集增益。根据本发明的实施例，频率交织器7020可以将不同的交织种子应用到至少一个OFDM符号中或者将不同的交织种子应用到包括多个OFDM符号的帧中。

在本发明中，前面提到的频率交织方法可以被称为随机频率交织(随机FI)。

如上所述，根据本发明的实施例的广播信号发送装置或者其频率交织器7020可以应用不同的交织种子(或者交织模式)用于至少一个OFDM符号，即用于每个OFDM符号或者成对OFDM符号中的每一对(或者各个OFDM符号对)，并且执行随机FI，由此获得频率分集。此外，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以应用不同的交织种子用于每个相应的信号帧，并且执行随机FI，由此获得额外的频率分集。

因此，根据本发明的实施例的广播发送装置或者频率交织器7020可以具有在一对连续的OFDM符号(OFDM符号对)的单元中使用两个存储库执行频率交织的乒乓频率交织器7020结构。以下，根据本发明的实施例的频率交织器7020的交织操作可以被称为成对符号FI(或者成对FI)，或者乒乓FI(乒乓交织)。前面提到的交织操作对应于随机FI的实施例，其能够根据设计者的意图被改变。

偶数索引的成对OFDM符号和奇数索引的成对OFDM符号可以经由不同的FI存储库被间隔地(独立地)交织。此外，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以使用任意交织种子在输入至每个存储库的一对连续的OFDM符号上同时执行读和写操作。以下将描述详细的操作。

逻辑FI运算以便于适度地和有效地交织单个帧内的所有OFDM符号，特别地使用不同的交织种子。基本上，每个OFDM符号对改变交织种子。

在这种情况下，根据本发明的实施例，可以通过任意随机生成器或者由各种随机生成器的组合形成的随机生成器生成交织种子。此外，根据本发明的实施例，为了有效地改变交织种子，可以通过循环移位一个主交织种子生成各种交织种子。即，通过循环移位一个交织种子(主交织种子)能够生成每个OFDM符号对要使用的不同的交织种子。在这种情况下，考虑到OFDM符号和信号帧单元，可以分等级地定义循环移位的规则。因此，根据本发明的符号偏移能够被称为循环移位值。这能够根据设计者的意图被改变，将对此进行详细描述。

根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以执行前面提到的随机频率交织的逆过程。即，根据本发明的实施例的广播信号接收设备可以通过使用在频率交织中的写入和读取操作中使用的一个交织种子执行每个OFDM符号对输入的频率解交织作为写入和读取操作的逆过程。

在这种情况下，根据本发明的实施例的广播信号接收装置或者其频率解交织器可以不使用采用双存储器的乒乓结构，并且可以经由单存储器在连续输入的OFDM符号上执行解交织。因此，存储使用效率能够被增强。此外，仍然需要读和写操作，这被称为单存储器的解交织操作。这样的解交织方案在存储使用方面是非常高效的。

图30是示出根据本发明的实施例的频率交织器7020的操作的视图。

图30示出了在发射器中使用两个存储库的频率交织器7020的基本操作，这使得能够在接收器上进行单存储器解交织。

如上所述，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以执行乒乓交织操作。

典型地，通过两个存储库完成乒乓交织操作。在建议的FI操作中，两个存储库用于每个成对OFDM符号。

用于交织的最大的存储器ROM(只读存储器)的大小大约是最大的FFT大小的两倍。在发送侧，与接收侧相比较，ROM大小的增加不是很重要。

如上所述，可以经由不同的FI存储库间隔地交织奇数的成对OFDM符号和奇数的成对OFDM符号。即，第二(奇数索引的)成对OFDM符号在第二存储库中被交织，而第一(偶数索引的)成对OFDM符号在第一存储库中被交织，依此类推。对于每个成对OFDM符号，使用单个交织种子。基于交织种子和读-写(或写-读)操作，两个OFDM符号被顺序地交织。

可以在没有冲突的情况下同时完成根据本发明的实施例的读-写操作。可以在没有冲突的情况下同时完成根据本发明的实施例的写-读操作。

图30示出前面提到的频率交织器7020的操作。如图30中所示，频率交织器7020可以包括解复用器(demux)16000、两个存储库(存储库A 16100和存储库B 16200)以及解复用器(demux)16300。

首先，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以对输入的顺序的OFDM符号执行解复用处理用于成对OFDM符号FI。然后根据本发明的实施例的频率交织器7020在每个存储库A和存储库B中以单个交织种子执行读-写FI操作。如图30中所示，两个存储库被用于每个OFDM符号对。操作上，第一(偶数索引的)OFDM符号对在存储库A中被交织，而第二(奇数索引的)OFDM符号对在存储库B中被交织，依此类推，在A和B之间交替。

然后，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以对乒乓FI输出执行复用处理用于顺序的OFDM符号传输。

图31示出用于根据本发明的实施例的MUX和DEMUX过程的基本转换模块。

图31示出了被应用到前面提到的乒乓FI结构中的存储库A/B的输入和输出的DEMUX和MUX的简单操作。

DEMUX和MUX可以分别控制将被交织的输入的顺序的OFDM符号，以及将被发送的输出的OFDM符号对。不同的交织种子被用于每个OFDM符号对。

以下，将描述根据本发明的实施例的频率交织的读-写操作。

根据本发明的实施例的频率交织器7020可以选择或者使用单个交织种子，并且分别在第一和第二OFDM符号的写和读操作中使用该交织种子。即，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以在写成对OFDM符号的第一OFDM符号的操作中使用一个选定的任意交织种子，在读操作中使用第二OFDM符号，由此实现有效的交织。实际上，这好像两个不同的交织种子被分别地应用到两个OFDM符号中。

根据本发明的实施例的读-写操作的细节如下：

对于第一OFDM符号，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以执行随机写入存储器(根据交织种子)，并且然后执行线性读取。对于第二OFDM符号，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以同时执行线性写入存储器(受第一OFDM的线性读取影响)。并且，然后根据本发明的实施例的频率交织器7020可以执行随机读取(根据交织种子)。

如上所述，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以在时间轴上连续地发送多个帧。在本发明中，一组在预定的时间段内发送的信号帧可以被称为超帧。因此，一个超帧可以包括N个信号帧，并且每个信号帧可以包括多个OFDM符号。

图32图示根据本发明的实施例的存储库的操作。

如上所述，根据本发明的实施例的两个存储库可以将经由前面提到的过程生成的任意交织种子应用到每个成对OFDM符号中。此外，每个存储库可以改变每个成对OFDM符号的交织种子。

图33示出根据本发明的实施例的频率解交织过程。

根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以执行前面提到的频率交织过程的逆过程。图33示出了用于输入的顺序OFDM符号的单存储器解交织(FDI)。

基本上，频率解交织操作遵循频率交织操作的逆过程。对于单存储器使用，不需要进一步的过程。

当输入图33的左边部分所示的成对OFDM符号时，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以如图33的右边部分所示，使用单个存储执行前面提到的读和写操作。在这种情况下，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以生成存储器索引，并且执行对应于由广播信号发送装置执行的频率交织(写和读)的逆过程的频率解交织(读和写)。建议的成对乒乓交织架构本身会带来优势。

下面的数学公式示出前面提到的读-写操作。

数学式12

[数学式12]

对于1＝0，1，...，N_Qym和k＝0，1，...，N_data

F_j(C_j(k))-X_j(k)

其中Cj(k)是由随机生成器在第i成对OFDM符号中生成的随机种子。

F_j＝[F_j(0)，F_j(1)，...，F_j(N_data-2)，F_j(N_data-1)]

其中，Ndata是数据信元的数目

X_j＝[X_j(0)，X_j(1)，...，X_j(N_data-2)，X_j(N_data-1)]

数学式13

[数学式13]

对于1＝0，1，...，N_sym和k＝0，1，...，N_data

F_j(k)＝X_j(C_j(k))

其中Cj(k)是用于第一符号的相同的随机种子。

F_j＝[F_j(0)，F_j(1)，...，F_j(N_data-2)，F_j(N_data-1)]

其中，Ndata是数据信元的数目

X_j＝[X_j(0)，X_j(1)，...，X_j(N_data-2)，X_j（N_data-1)]

上面的数学式12用于第一OFDM符号，即第i成对OFDM符号的(j mod 2)＝0，而上面的数学式13用于第二符号，即第i成对OFDM符号的(j mod 2)＝1。Fj表示第j OFDM符号的交织矢量(矢量)，以及Xj表示第j OFDM符号的输入矢量(矢量)。如数学式中所示，可以通过将由任意的随机生成器生成的一个随机种子应用到成对OFDM符号中，执行根据本发明的实施例的读-写操作。

图34是示出根据本发明的实施例的应用到单个信号帧中的频率交织的概念的视图。

如上所述，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以改变单个信号帧中的每个成对OFDM符号的交织种子。以下将描述其细节。

图35是示出根据本发明的实施例的应用到单个信号帧的频率交织的逻辑操作机制的视图。

图35示出为了有效地改变将被用于参考图34所描述的一个单个信号帧中的交织种子，频率交织器7020和其相关参数的逻辑操作机制。

如上所述，在本发明中，可以通过循环移位一个主交织种子任意符号偏移那么多来有效地生成各种交织种子。如图35中所示，根据本发明的实施例，可以对每个成对OFDM符号不同地生成前面提到的符号偏移，以生成不同的交织种子。在这种情况下，可以使用任意的随机符号偏移生成器对每个成对OFDM符号不同地生成符号偏移。

在下文中，将描述逻辑操作机制。

如图35的下部块所示，根据本发明的实施例的频率交织器可以使用输入的符号索引，随机地生成将被应用到包括在每个信号帧中的每个OFDM符号的符号偏移。根据本发明的实施例的符号偏移(或随机符号偏移)可以由包括在频率交织器7020中的任意随机生成器(或符号偏移生成器)生成。在这种情况下，当帧索引被重置时，对根据帧索引识别的每个信号帧中的符号，生成用于每个符号的符号偏移。此外，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以通过对每个OFDM符号循环移位主交织种子生成的符号偏移那么多来生成各种交织种子。

然后，如图35的上部块所示，根据本发明的实施例的频率交织器7020可以使用输入的信元索引，在包括在每个OFDM符号中的信元上执行随机FI。根据本发明的实施例的随机FI参数可以由包括在频率交织器7020中的随机FI生成器生成。

图36示出根据本发明的实施例的应用到单个信号帧的频率交织的逻辑操作机制的数学式。

图36示出前面提到的符号偏移参数和应用到包括在每个OFDM中的信元的随机FI参数的相关性。如图39所示，可以通过前面提到的符号偏移生成器的分等级结构生成将被用于每个OFDM符号中的偏移。在这种情况下，可以使用任意的随机生成器设计符号偏移生成器。

下面的数学公式示出在前面提到的每个存储库中交织种子的改变过程。

数学式14

[数学式14]

对于1＝0，1，...，N_sym和k＝0，1，...，N_data

F_j(C_j(k))＝X_j(k)

其中，

T(k)是用在主FI中的由随机生成器生成的主交织种子

是用于第j成对OFDM符号中的由随机生成器生成的随机符号偏移

数学式15

[数学式15]

对于J＝0，1，...，N_sym和k＝0，1，...，N_data

F_j(k)＝X_j(C_j(k))

其中，C_j(k)是用于第一符号的相同的随机种子

上面的数学式14用于第一OFDM符号，即第i成对OFDM符号的(j mod 2)＝0，而上面的数学式15用于第二OFDM符号，即第i成对OFDM符号的(j mod 2)＝1。T(k)是随机序列并且对应于根据本发明的实施例的主随机交织序列或者单交织种子序列。通过稍后将会描述的随机交织序列生成器或者随机主序列生成器能够生成随机序列。是符号偏移并且能够被称为基于子PRBS序列生成的循环移位值。稍后将会描述详情。

图37是示出用于输入的顺序OFDM符号的单存储器解交织的视图。

图37是示出广播信号接收装置或者其频率解交织器的概念的视图，用于将在广播信号发送装置(或者频率交织7020)中使用的交织种子应用到每个成对OFDM符号中以执行解交织。

如上所述，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以使用单存储器执行前面提到的频率交织过程的逆过程。图37示出广播信号接收装置对输入的顺序OFDM符号的单存储器解交织(FDI)进行处理的操作。

根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以执行前面提到的频率交织器7020的操作的逆过程。因此，解交织种子对应于前面提到的交织种子。

在上面描述了用于在各个存储库-A/B中的OFDM符号对的交织过程，其利用单个交织种子。在一个OFDM符号中要交织可用的数据信元(来自于信元映射器7010的输出信元)。根据本发明的实施例的Ndata等于在一个OFDM符号中的数据信元的数目。Ndata的最大值能够被称为Nmax，并且Nmax是用于频率交织的参数并且可以根据各个FFT模式不同地定义。

Hj(k)是通过用于各个FFT模式的随机交织序列生成器生成的交织地址。稍后将会描述随机交织序列生成器的构成。如上所述，在单个OFDM符号上操作的频率交织器7020的目的，是为了通过随机地交织数据信元提供频率分集。为了在单个帧中得到最大交织增益，不同的交织种子被用于由两个连续的OFDM符号组成的各个OFDM符号对。能够基于随机交织序列生成器生成的交织地址能够生成不同的交织种子。

而且，基于如在上面所提及的循环移位值能够生成不同的交织种子。这意指，通过使用用于各个OFDM符号对的循环移位值可以生成要被用于各个符号对的不同的交织地址。

如上所述，OFDM生成块1030可以对输入数据执行FFT转换。在下文中，将会描述根据另一实施例的具有随机交织序列生成器的频率交织器7020的操作。如上所述，根据本发明的实施例的FFT大小可以是1K、2K、4K、8K、16K、32K、64K等等，并且其根据设计者的意图而被改变。因此基于FFT大小交织种子(或者主交织种子)能够是可变的。

图38是图示根据发明的实施例的交织过程的视图。

在上面描述了用于在各个存储库-A/B中的OFDM符号对的交织过程，其利用单个交织种子。可以定义在一个OFDM符号中要交织可用的数据信元(来自于信元映射器7010的输出信元)，如在图38中所示。在本发明中，Ndata是数据信元的数目。对于帧信令符号Ndata＝CFSS，对于常规数据Ndata＝Cdata，并且对于帧边缘符号Ndata＝CFES。另外，被交织的数据信元被定义，如在图38中所示。

因此，在图38中示出的可用的数据信元能够是根据本发明的实施例的频率交织器7020的输入，并且在图38中示出的被交织的数据信元能够是根据本发明的实施例的频率交织器7020的输出。

对于在各个存储库中的OFDM符号对，被交织的OFDM符号对可以被表示，如在图39中所示。图39是图38的另一实施例。在图39中的表达不同于在图38中的表达并且两个表达的基本功能是相似的。

在图39的上部分中图示的块示出用于各个对的第一OFDM符号的数学式，在图39的下部分中图示的块示出用于各个对的第二OFDM符号的数学式。图示图39的各个部分的单词“随机生成器”可以是随机交织序列生成器，并且随机交织序列生成器能够被包括在频率交织器7020中。

Hl(p)可以被称为Hj(k)，其是通过用于各个FFT模式的随机交织序列生成器生成的交织地址。

在下文中，将会描述根据本发明的实施例的随机交织序列生成器的操作。随机交织序列生成器可以被包括在频率交织器7020中并且被称为随机种子生成器。而且，根据本发明的实施例的随机交织序列生成器能够被称为交织地址生成器或者PRBS生成器。其能够根据设计者的意图而被改变。

根据本发明的实施例的随机交织序列生成器可以将不同的交织种子应用于各自的OFDM符号以获取频率分集。

随机交织序列生成器的逻辑构成可以包括用于交织在单个OFDM符号中的信元的随机主序列生成器和用于改变符号偏移(循环移位值)的随机符号偏移生成器(或者符号偏移生成器)。随机主序列生成器能够被称为主序列生成器。

而且，随机主序列生成器可以被称为主PRBS生成器，并且其可以根据设计者的意图而被改变。在本发明中，根据本发明的实施例的随机主序列生成器的输出能够被称为主PRBS序列。其能够根据设计者的意图而被改变。

而且，根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以被称为子PRBS生成器，并且根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器的输出能够被称为子PRBS序列。其能够根据设计者的意图而被改变。

在下文中，描述用于在所有的FFT模式中使用的主PRBS生成器和子PRBS生成器。

图40是图示根据本发明的实施例的主PRBS生成器的操作的数学式。

如在图40中所示，基于比特二进制字序列Rn可以定义根据本发明的实施例的主PRBS生成器，并且根据FFT模式(或者FFT大小)能够定义Rn。

图41是图示根据本发明的实施例的子PRBS生成器的操作的数学式。

如在图41中所示，基于比特二进制字序列Gk可以定义根据本发明的实施例的子PRBS生成器，并且根据FFT模式(或者FFT大小)能够定义Gk。

图42图示根据本发明的实施例的表示计算交织地址和循环移位值的操作的数学式。

如在图42的上部分中所示，因此，从前述的主PRBS生成器和子PRBS生成器，能够计算各个OFDM符号对HI(p)要使用的交织地址。而且，如在图42的下部分中所示，能够基于子PRBS生成器的输出为各个OFDM符号对计算循环移位值。

图43(a)示出根据本发明的实施例的Nmax的值，其能够根据FFT模式(或者FFT大小)被定义。图43(b)示出被用于计算循环移位值的两比特切换的值。根据设计者的意图能够改变参数的各个值。

在下文中，描述由用于各个FFT模式的主PRBS生成器和子PRBS生成器组成的交织地址生成器的框图。

根据本发明的实施例的用于8K FFT模式的交织地址生成器可以包括基于12比特主PRBS序列1比特切换的主PRBS生成器、基于11比特的子PRBS序列2比特切换的子PRBS生成器、模运算器以及存储器索引检查。

如在图44中所示，根据本发明的实施例的模运算器能够位于存储器索引校验之前。

模运算器和存储器索引检查的被改变的位置是为了增加具有单个存储器的频率解交织器的频率解交织性能。如上所述，根据本发明的单个帧(或者帧)可以具有正常的数据符号(正常数据符号)、帧边缘符号和帧信令符号，并且帧边缘符号和帧信令符号的长度可能比正常数据符号的长度短。因此，可能降低具有单个存储器的频率解交织器的频率解交织性能。为了增加具有单个存储器的频率解交织器的频率解交织性能，在存储器索引检查之前本发明可以提供模运算器的操作。

详情与关于图40至图43在上面给出的相同并且因此其描述被省略。

图45图示根据本发明的实施例的图示用于16K FFT模式的交织地址生成器的数学式。

根据本发明的实施例的用于16K FFT模式的交织地址生成器可以包括基于13比特主PRBS序列1比特切换的主PRBS生成器、基于12比特的子PRBS序列2比特切换的子PRBS生成器、模运算器以及存储器索引检查。详情与关于图40和图44在上面给出的相同并且因此其描述被省略。

图46图示根据本发明的实施例的图示用于32K FFT模式的交织地址生成器的数学式。

根据本发明的实施例的用于32K FFT模式的交织地址生成器可以包括基于14比特主PRBS序列1比特切换的主PRBS生成器、基于13比特的子PRBS序列2比特切换的子PRBS生成器、模运算器以及存储器索引检查。详情与关于图40和图44在上面给出的相同并且因此其描述被省略。

在下文中，将会描述用于1K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的实施例的随机交织序列生成器可以将不同的交织种子应用于各自的OFDM符号以获取频率分集。随机交织序列生成器的逻辑构成可以包括用于交织单个OFDM符号中的信元的随机主序列生成器和用于改变各个OFDM符号的符号偏移的随机符号偏移生成器(此参数能够被称为循环移位值)。

根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以包括切换和PN生成器并且在频域中执行完全的随机性。根据本发明的实施例，在1K FFT模式的情况下，随机主序列生成器可以包括1比特切换和9比特PN生成器。根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以被称为基于8比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的主PRBS生成器。

根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器(或者符号偏移生成器)可以改变各个OFDM符号的符号偏移。即，随机符号偏移生成器可以生成前述的符号偏移。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以包括k PN生成器。可以为各自的FFT模式不同地设置K。根据本发明的实施例，在1K FFT模式的情况下，9比特PN生成器可以被使用。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以被称为基于k比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的子PRBS生化器。

根据本发明的实施例的1K FFT模式随机交织序列生成器可以包括主序列生成器、随机符号偏移生成器、模运算器、存储器索引检查以及PRBS控制模块。

在下文中，将会描述各个块的操作。

主序列生成器可以包括切换和PN生成器并且在交织期间可以提供完全的随机性。

符号偏移生成器可以为各个OFDM符号对生成通过主交织序列生成器生成的循环移位主交织序列的符号偏移。对于1K FFT模式，符号偏移生成器可以包括9比特PN生成器。详细操作与在上面描述的相同并且因此在此没有描述。

当输入值超过Dmax时，可以操作模运算器。Dmax被用于根据本发明的实施例的交织，并且Dmax的值可以是在上面提及的Ndata(Nmax)的值的一半。用于1K FFT模式的Dmax可以是502。

当存储器地址大于Dmax时，存储器索引检查和PRBS控制模块不可以使用来自于模运算器的输出，并且可以重复地操作主序列生成器以调节输出的存储器地址使得被输出的存储器索引不超过Dmax。

能够根据设计者的意图改变被图示的存储器索引检查和模运算器的位置。

图48(a)示出用于1K FFT模式的主序列生成器的操作的数学式，并且图48(b)示出表示用于1K FFT模式的符号偏移生成器的操作的数学式。

在图48(a)的上部分中图示的数学式示出主序列生成器的初始值设定和本原多项式。在这种情况下，本原多项式可以是9阶本原多项式并且初始值可以被任意值改变。即，在上部分中图示的数学式示出被用于定义能够生成主PRBS序列的主PRBS生成器的二进制字序列或者二进制比特。

图48(a)的下部分中图示的数学式示出计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的交织序列的交织地址的过程。如在数学式中所图示的，一个随机符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)被用于计算交织序列并且循环移位值可以以相同的方式被应用到每个OFDM符号对。

参数q_l可以是被应用于各个OFDM符号并且被用于切换的操作的0和1的顺序。因此，用于各个OFDM符号的切换的操作能够被表示为0,1,0,1,…或者1,0,1,0…..。在这样的情况下，参数q_l的0和1的顺序能够被随机地输出。

在图48(b)的上部分中图示的数学式示出主序列生成器的本原多项式和初始值设定。在这样的情况下，本原多项式可以是9阶本原多项式并且可以通过任意的值改变初始值。

图48(b)的下部分中图示的数学式示出用于计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的符号偏移的过程。如在数学式中所图示的，能够基于子PRBS序列计算符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)并且可以为各个OFDM符号对操作随机符号偏移生成器。因此，整个输出偏移的长度可以对应于整个OFDM符号的长度的一半。

在下文中，将会描述根据本发明的另一实施例的用于1K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的另一实施例的用于1K FFT模式的随机交织序列生成器包括包括比特重排的主序列生成器。

根据本发明的另一实施例的1K FFT模式随机交织序列生成器可以包括主序列生成器、符号偏移生成器、模运算器、存储器索引检查以及PRBS控制模块。

在上面已经描述了除了比特重排之外的其详情并且因此在此将会省略。

比特重排优化扩散属性或者随机属性并且考虑Ndata被设计。在1K FFT模式的情况下，比特填充可以使用9比特PN生成器，这能够被改变。

图50是根据本发明的另一实施例的表示1K FFT模式随机交织序列生成器和1KFFT模式的操作的数学式。

(a)图示表示1K FFT模式比特重排的操作的数学式，并且(b)图示表示1K FFT随机交织序列生成器的操作的数学式。

(a)的上部分示出1K FFT模式比特重排的操作并且(a)的下部分示出用于9比特的1K FFT模式比特重排的实施例。

如(a)中所示，1K FFT模式比特重排可以在存储器索引的计算期间混合PN生成器的寄存器比特。

在(b)的上部分示出的数学式示出主序列生成器的初始值设置和随机发生器的本原多项式。在这种情况下，本原多项式可以是9阶本原多项式，并且初始值可以被任意值改变。即，在上部分中图示的数学式示出被用于定义能够生成主PRBS序列的主PRBS生成器的二进制字序列或者二进制比特。

(b)的下部分中图示的数学式示出了计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的交织序列的交织地址的过程。如在数学式中所图示的，一个随机符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)被用于计算交织序列并且循环移位值可以以相同的方式被应用到每个OFDM符号对。

在下文中，将会描述关于2K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的实施例的随机交织序列生成器可以将不同的交织种子应用到各个OFDM符号中，以获得频率分集。随机交织序列生成器的逻辑构成可以包括用于在单个OFDM符号中交织信元的随机主序列生成器和用于每个OFDM符号改变符号偏移的随机符号偏移生成器(该参数能够被称为循环移位值)。

根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以包括切换和PN生成器并且在频域中执行完全的随机性。根据本发明的实施例，在2K FFT模式的情况下，随机主序列生成器可以包括1比特切换和10比特PN生成器。根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以被称为基于10比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的主PRBS生成器。

根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器(或者符号偏移生成器)可以改变各个OFDM符号的符号偏移。即，随机符号偏移生成器可以生成前述的符号偏移。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以包括k PN生成器。可以为各自的FFT模式不同地设置K。根据本发明的实施例，在2K FFT模式的情况下，10比特PN生成器可以被使用。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以被称为基于k比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的子PRBS生成器。

根据本发明的实施例的2K FFT模式随机交织序列生成器可以包括主序列生成器、随机符号偏移生成器、模运算器、存储器索引检查以及PRBS控制模块。

在下文中，将会描述各个块的操作。

主序列生成器可以包括切换和PN生成器并且可以在交织期间提供完全的随机性。

符号偏移生成器可以生成用于通过用于各个OFDM符号对的主交织序列生成器生成的循环移位主交织序列的符号偏移。对于2K FFT模式，符号偏移生成器可以包括10比特PN生成器。详细操作与在上面描述的那些相同并且因此在此没有描述。

当输入值超过Dmax时可以操作模运算器。Dmax被用于根据本发明的实施例的交织并且Dmax的值可以是在上面提及的Ndata(Nmax)的值的一半。用于2K FFT模式的Dmax可以是1024。

当存储器地址大于Dmax时存储器索引检查和PRBS控制模块不可以使用来自于模运算器的输出，并且可以重复地操作主序列生成器以调节输出的存储器地址使得输出存储器索引不超过Dmax。

根据设计者的意图能够改变被图示的存储器索引检查和模运算器的位置。

图52图示根据本发明的另一实施例的表示2K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图52(a)示出表示用于2K FFT模式的主序列生成器的操作的数学式，并且图52(b)示出表示用于2K FFT模式的符号偏移生成器的操作的数学式。

图52(a)的上部分示出的数学式示出主序列生成器的初始值设置和随机发生器的本原多项式。在这种情况下，本原多项式可以是10阶本原多项式，并且初始值可以被任意值改变。即，在上部分中图示的数学式示出被用于定义能够生成主PRBS序列的主PRBS生成器的二进制字序列或者二进制比特。

图52(b)的下部分中图示的数学式示出了计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的交织序列的交织地址的过程。如在数学式中所图示的，一个随机符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)被用于计算交织序列并且循环移位值可以以相同的方式被应用到每个OFDM符号对。

在图52(b)的上部分中图示的数学式示出主序列生成器的本原多项式和初始值设定。在这样的情况下，本原多项式可以是10阶本原多项式并且可以通过任意的值改变初始值。

图52(b)的下部分中图示的数学式示出用于计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的符号偏移的过程。如在数学式中所图示的，能够基于子PRBS序列计算符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)并且可以为各个OFDM符号对操作随机符号偏移生成器。因此，整个输出偏移的长度可以对应于整个OFDM符号的长度的一半。

在下文中，将会描述根据本发明的另一实施例的用于2K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的另一实施例的用于2K FFT模式的随机交织序列生成器包括包括比特重排的主序列生成器。

图53是根据本发明的实施例的2K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

比特重排优化扩散属性或者随机属性并且考虑Ndata被设计。在2K FFT模式的情况下，比特填充可以使用10比特PN生成器，这能够被改变。

图54是根据本发明的另一实施例的表示2K FFT模式随机交织序列生成器和2KFFT模式比特重排的操作的数学式。

(a)图示表示2K FFT模式比特重排的操作的数学式，并且(b)图示表示2K FFT随机交织序列生成器的操作的数学式。

(a)的上部分示出2K FFT模式比特重排的操作并且(a)的下部分示出用于10比特的2K FFT模式比特重排的实施例。

如(a)中所示，2K FFT模式比特重排可以在存储器索引的计算期间混合PN生成器的寄存器比特。

在下文中，将会描述关于4K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以包括切换和PN生成器并且在频域中执行完全的随机性。根据本发明的实施例，在4K FFT模式的情况下，随机主序列生成器可以包括1比特切换和11比特PN生成器。根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以被称为基于11比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的主PRBS生成器。

根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器(或者符号偏移生成器)可以改变各个OFDM符号的符号偏移。即，随机符号偏移生成器可以生成前述的符号偏移。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以包括k PN生成器。可以为各自的FFT模式不同地设置K。根据本发明的实施例，在4K FFT模式的情况下，11比特PN生成器可以被使用。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以被称为基于k比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的子PRBS生成器。

根据本发明的实施例的4K FFT模式随机交织序列生成器可以包括主序列生成器、随机符号偏移生成器、模运算器、存储器索引检查以及PRBS控制模块。

在下文中，将会描述各个块的操作。

符号偏移生成器可以生成用于通过用于各个OFDM符号对的主交织序列生成器生成的循环移位主交织序列的符号偏移。对于4K FFT模式，符号偏移生成器可以包括11比特PN生成器。详细操作与在上面描述的那些相同并且因此在此没有描述。

当输入值超过Dmax时可以操作模运算器。Dmax被用于根据本发明的实施例的交织并且Dmax的值可以是在上面提及的Ndata(Nmax)的值的一半。用于4K FFT模式的Dmax可以是1024。

当存储器地址大于Dmax时存储器索引检查和PRBS控制模块不可以使用来自于模运算器的输出并且可以重复地操作主序列生成器以调节输出的存储器地址使得输出存储器索引不超过Dmax。

图56图示根据本发明的另一实施例的表示4K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图56(a)示出表示用于4K FFT模式的主序列生成器的操作的数学式，并且图56(b)示出表示用于4K FFT模式的符号偏移生成器的操作的数学式。

图56(a)的上部分示出的数学式示出主序列生成器的初始值设置和随机发生器的本原多项式。在这种情况下，本原多项式可以是11阶本原多项式，并且初始值可以被任意值改变。即，在上部分中图示的数学式示出被用于定义能够生成主PRBS序列的主PRBS生成器的二进制字序列或者二进制比特。

图56(b)的下部分中图示的数学式示出了计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的交织序列的交织地址的过程。如在数学式中所图示的，一个随机符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)被用于计算交织序列并且循环移位值可以以相同的方式被应用到每个OFDM符号对。

在图56(b)的上部分中图示的数学式示出主序列生成器的本原多项式和初始值设定。在这样的情况下，本原多项式可以是11阶本原多项式并且可以通过任意的值改变初始值。

图56(b)的下部分中图示的数学式示出用于计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的符号偏移的过程。如在数学式中所图示的，能够基于子PRBS序列计算符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)并且可以为各个OFDM符号对操作随机符号偏移生成器。因此，整个输出偏移的长度可以对应于整个OFDM符号的长度的一半。

在下文中，将会描述根据本发明的另一实施例的用于4K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的另一实施例的用于4K FFT模式的随机交织序列生成器包括包括比特重排的主序列生成器。

图57是根据本发明的实施例的4K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

比特重排优化扩散属性或者随机属性并且考虑Ndata被设计。在4K FFT模式的情况下，比特填充可以使用11比特PN生成器，这能够被改变。

图58是根据本发明的另一实施例的表示4K FFT模式随机交织序列生成器和4KFFT模式比特重排的操作的数学式。

(a)图示表示4K FFT模式比特重排的操作的数学式，并且(b)图示表示4K FFT随机交织序列生成器的操作的数学式。

(a)的上部分示出4K FFT模式比特重排的操作并且(a)的下部分示出用于11比特的4K FFT模式比特重排的实施例。

如(a)中所示，4K FFT模式比特重排可以在存储器索引的计算期间混合PN生成器的寄存器比特。

在下文中，将会描述关于8K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以包括切换和PN生成器并且在频域中执行完全的随机性。根据本发明的实施例，在8K FFT模式的情况下，随机主序列生成器可以包括1比特切换和12比特PN生成器。根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以被称为基于12比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的主PRBS生成器。

根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器(或者符号偏移生成器)可以改变各个OFDM符号的符号偏移。即，随机符号偏移生成器可以生成前述的符号偏移。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以包括k PN生成器。可以为各自的FFT模式不同地设置K。根据本发明的实施例，在8K FFT模式的情况下，12比特PN生成器可以被使用。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以被称为基于k比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的子PRBS生成器。

根据本发明的实施例的8K FFT模式随机交织序列生成器可以包括主序列生成器、随机符号偏移生成器、模运算器、存储器索引检查以及PRBS控制模块。

在下文中，将会描述各个块的操作。

符号偏移生成器可以生成用于通过用于各个OFDM符号对的主交织序列生成器生成的循环移位主交织序列的符号偏移。对于8K FFT模式，符号偏移生成器可以包括12比特PN生成器。详细操作与在上面描述的那些相同并且因此在此没有描述。

当输入值超过Dmax时可以操作模运算器。Dmax被用于根据本发明的实施例的交织并且Dmax的值可以是在上面提及的Ndata(Nmax)的值的一半。用于2K FFT模式的Dmax可以是4096。

图60图示根据本发明的另一实施例的表示8K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图60(a)示出表示用于8K FFT模式的主序列生成器的操作的数学式，并且图60(b)示出表示用于8K FFT模式的符号偏移生成器的操作的数学式。

图60(a)的上部分示出的数学式示出主序列生成器的初始值设置和随机发生器的本原多项式。在这种情况下，本原多项式可以是12阶本原多项式，并且初始值可以被任意值改变。即，在上部分中图示的数学式示出被用于定义能够生成主PRBS序列的主PRBS生成器的二进制字序列或者二进制比特。

图60(b)的下部分中图示的数学式示出了计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的交织序列的交织地址的过程。如在数学式中所图示的，一个随机符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)被用于计算交织序列并且循环移位值可以以相同的方式被应用到每个OFDM符号对。

在图60(b)的上部分中图示的数学式示出主序列生成器的本原多项式和初始值设定。在这样的情况下，本原多项式可以是12阶本原多项式并且可以通过任意的值改变初始值。

图60(b)的下部分中图示的数学式示出用于计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的符号偏移的过程。如在数学式中所图示的，能够基于子PRBS序列计算符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)并且可以为各个OFDM符号对操作随机符号偏移生成器。因此，整个输出偏移的长度可以对应于整个OFDM符号的长度的一半。

在下文中，将会描述根据本发明的另一实施例的用于8K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的另一实施例的用于8K FFT模式的随机交织序列生成器包括包括比特重排的主序列生成器。

图61是根据本发明的实施例的8K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

比特重排优化扩散属性或者随机属性并且考虑Ndata设计。在8K FFT模式的情况下，比特填充可以使用12比特PN生成器，这能够被改变。

图62是根据本发明的另一实施例的表示8K FFT模式随机交织序列生成器和8KFFT模式比特重排的操作的数学式。

(a)图示表示8K FFT模式比特重排的操作的数学式，并且(b)图示表示8K FFT随机交织序列生成器的操作的数学式。

(a)的上部分示出8K FFT模式比特重排的操作并且(a)的下部分示出用于12比特的8K FFT模式比特重排的实施例。

如(a)中所示，8K FFT模式比特重排可以在存储器索引的计算期间混合PN生成器的寄存器比特。

在下文中，将会描述关于16K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以包括切换和PN生成器并且在频域中执行完全的随机性。根据本发明的实施例，在16K FFT模式的情况下，随机主序列生成器可以包括1比特切换和13比特PN生成器。根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以被称为基于13比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的主PRBS生成器。

根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器(或者符号偏移生成器)可以改变各个OFDM符号的符号偏移。即，随机符号偏移生成器可以生成前述的符号偏移。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以包括k PN生成器。可以为各自的FFT模式不同地设置K。根据本发明的实施例，在16K FFT模式的情况下，13比特PN生成器可以被使用。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以被称为基于k比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的子PRBS生成器。

根据本发明的实施例的16K FFT模式随机交织序列生成器可以包括主序列生成器、随机符号偏移生成器、模运算器、存储器索引检查以及PRBS控制模块。

在下文中，将会描述各个块的操作。

符号偏移生成器可以生成用于通过用于各个OFDM符号对的主交织序列生成器生成的循环移位主交织序列的符号偏移。对于16K FFT模式，符号偏移生成器可以包括13比特PN生成器。详细操作与在上面描述的那些相同并且因此在此没有描述。

当输入值超过Dmax时可以操作模运算器。Dmax被用于根据本发明的实施例的交织并且Dmax的值可以是在上面提及的Ndata(Nmax)的值的一半。用于16K FFT模式的Dmax可以是8192。

图64图示根据本发明的另一实施例的表示16K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图64(a)示出表示用于16K FFT模式的主序列生成器的操作的数学式，并且图64(b)示出表示用于16K FFT模式的符号偏移生成器的操作的数学式。

图64(a)的上部分示出的数学式示出主序列生成器的初始值设置和随机发生器的本原多项式。在这种情况下，本原多项式可以是13阶本原多项式，并且初始值可以被任意值改变。即，在上部分中图示的数学式示出被用于定义能够生成主PRBS序列的主PRBS生成器的二进制字序列或者二进制比特。

图64(b)的下部分中图示的数学式示出了计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的交织序列的交织地址的过程。如在数学式中所图示的，一个随机符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)被用于计算交织序列并且循环移位值可以以相同的方式被应用到每个OFDM符号对。

在图64(b)的上部分中图示的数学式示出主序列生成器的本原多项式和初始值设定。在这样的情况下，本原多项式可以是13阶本原多项式并且可以通过任意的值改变初始值。

图64(b)的下部分中图示的数学式示出用于计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的符号偏移的过程。如在数学式中所图示的，能够基于子PRBS序列计算符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)并且可以为各个OFDM符号对操作随机符号偏移生成器。因此，整个输出偏移的长度可以对应于整个OFDM符号的长度的一半。

在下文中，将会描述根据本发明的另一实施例的用于16K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的另一实施例的用于16K FFT模式的随机交织序列生成器包括包括比特重排的主序列生成器。

图65是根据本发明的实施例的16K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

比特重排优化扩散属性或者随机属性并且考虑Ndata被设计。在16K FFT模式的情况下，比特填充可以使用13比特PN生成器，这能够被改变。

图66是根据本发明的另一实施例的表示16K FFT模式随机交织序列生成器和16KFFT模式比特重排的操作的数学式。

(a)图示表示16K FFT模式比特重排的操作的数学式，并且(b)图示表示16K FFT随机交织序列生成器的操作的数学式。

(a)的上部分示出16K FFT模式比特重排的操作并且(a)的下部分示出用于13比特的16K FFT模式比特重排的实施例。

如(a)中所示，16K FFT模式比特重排可以在存储器索引的计算期间混合PN生成器的寄存器比特。

在下文中，将会描述关于32K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以包括切换和PN生成器并且在频域中执行完全的随机性。根据本发明的实施例，在32K FFT模式的情况下，随机主序列生成器可以包括1比特切换和14比特PN生成器。根据本发明的实施例的随机主序列生成器可以被称为基于14比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的主PRBS生成器。

根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器(或者符号偏移生成器)可以改变各个OFDM符号的符号偏移。即，随机符号偏移生成器可以生成前述的符号偏移。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以包括k PN生成器。可以为各自的FFT模式不同地设置K。根据本发明的实施例，在16K FFT模式的情况下，14比特PN生成器可以被使用。根据本发明的实施例的随机符号偏移生成器可以被称为基于k比特二进制字序列(或者二进制序列)定义的子PRBS生成器。

根据本发明的实施例的32K FFT模式随机交织序列生成器可以包括主序列生成器、随机符号偏移生成器、模运算器、存储器索引检查以及PRBS控制模块。

在下文中，将会描述各个块的操作。

符号偏移生成器可以生成用于通过用于各个OFDM符号对的主交织序列生成器生成的循环移位主交织序列的符号偏移。对于32K FFT模式，符号偏移生成器可以包括14比特PN生成器。详细操作与在上面描述的那些相同并且因此在此没有描述。

当输入值超过Dmax时可以操作模运算器。Dmax被用于根据本发明的实施例的交织并且Dmax的值可以是在上面提及的Ndata(Nmax)的值的一半。用于32K FFT模式的Dmax可以是16384。

图68图示根据本发明的另一实施例的表示32K FFT模式主序列生成器和符号偏移生成器的操作的数学式。

图68(a)示出表示用于32K FFT模式的主序列生成器的操作的数学式，并且图68(b)示出表示用于32K FFT模式的符号偏移生成器的操作的数学式。

图68(a)的上部分示出的数学式示出主序列生成器的初始值设置和随机发生器的本原多项式。在这种情况下，本原多项式可以是14阶本原多项式，并且初始值可以被任意值改变。即，在上部分中图示的数学式示出被用于定义能够生成主PRBS序列的主PRBS生成器的二进制字序列或者二进制比特。

图68(b)的下部分中图示的数学式示出了计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的交织序列的交织地址的过程。如在数学式中所图示的，一个随机符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)被用于计算交织序列并且循环移位值可以以相同的方式被应用到每个OFDM符号对。

在图68(b)的上部分中图示的数学式示出主序列生成器的本原多项式和初始值设定。在这样的情况下，本原多项式可以是14阶本原多项式并且可以通过任意的值改变初始值。

图68(b)的下部分中图示的数学式示出用于计算和输出用于切换和PN生成器的输出信号的符号偏移的过程。如在数学式中所图示的，能够基于子PRBS序列计算符号偏移(或者符号偏移或者循环移位值)并且可以为各个OFDM符号对操作随机符号偏移生成器。因此，整个输出偏移的长度可以对应于整个OFDM符号的长度的一半。

在下文中，将会描述根据本发明的另一实施例的用于32K FFT模式的随机交织序列生成器。

根据本发明的另一实施例的用于32K FFT模式的随机交织序列生成器包括包括比特重排的主序列生成器。

图69是根据本发明的实施例的32K FFT模式随机交织序列生成器的视图。

比特重排优化扩散属性或者随机属性并且考虑Ndata被设计。在32K FFT模式的情况下，比特填充可以使用14比特PN生成器，这能够被改变。

图70是根据本发明的另一实施例的表示32K FFT模式随机交织序列生成器和32KFFT模式比特重排的操作的数学式。

(a)图示表示32K FFT模式比特重排的操作的数学式，并且(b)图示表示32K FFT随机交织序列生成器的操作的数学式。

(a)的上部分示出32K FFT模式比特重排的操作并且(a)的下部分示出用于14比特的32K FFT模式比特重排的实施例。

如(a)中所示，32K FFT模式比特重排可以在存储器索引的计算期间混合PN生成器的寄存器比特。

根据本发明的实施例的用于发送广播信号的设备能够编码服务数据(S71000)。如上所述，通过可以携带一个或者多个服务或者服务分量的是携带服务数据或者有关元数据的物理层中的逻辑信道的数据管道发送服务数据。在数据管道上携带的数据能够被称为DP数据或者服务数据。步骤S71000的详细过程与在图1、图5-6以及图22中描述的相同。

根据本发明的实施例的用于发送广播信号的设备能够构建包括被编码的服务数据的至少一个信号帧(S71010)。此步骤的详细过程与在图7和图10-21中描述的相同。

然后，根据本发明的实施例的用于发送广播信号的设备能够将被编码的服务数据映射到信号帧的OFDM符号并且频率交织被映射的服务数据。如上所述，如果有，信元映射器7010的基本功能是将用于各个DP的数据信元映射到与信号帧内的各个OFDM符号相对应的活跃OFDM信元的阵列。然后，频率交织器7020可以基于单个OFDM符号操作，通过随机地交织从信元映射器7010接收到的信元提供频率分集。在单个OFDM符号上操作的本发明中的频率交织器7020的用途是通过随机地交织从信元映射器7010接收到的数据信元提供频率分集。为了在单个信号帧(或者帧)中得到最大交织增益，不同的交织种子被用于由两个连续的OFDM符号组成的各个OFDM符号对。频率交织的详细过程与在图30至图70中描述的相同。

随后，根据本发明的实施例的用于发送广播信号的设备能够通过OFDM(正交频分复用)方案调制在构建的至少一个信号帧中的数据(S71020)。此步骤的详细过程与在图1或者图8中的相同。

根据本发明的实施例的用于发送广播信号的设备能够发送包括被调制的数据的广播信号(S71030)。此步骤的详细过程与在图1或者图8中描述的相同。

在图72中示出的流程图对应于参考图71描述的根据本发明的实施例的广播信号传输方法的逆过程。

根据本发明的实施例的用于接收广播信号的设备能够接收广播信号(S72000)。

根据本发明的实施例的用于接收广播信号的设备能够使用OFDM(正交频分复用)方案解调接收到的广播信号(S72010)。详情与在图9中描述的相同。

根据本发明的实施例的用于接收广播信号的设备能够从被解调的广播信号解析至少一个信号帧(S72020)。详情如在图9中所描述的。在这样的情况下，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的设备能够执行频率解交织对应于如在上面所示的频率交织的逆过程。频率交织的详细过程如在图30至图70中描述的相同。

随后，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的设备能够解码在被解析的至少一个信号帧中的数据以输出服务数据(S72030)。详情与在图9中描述的相同。

如上所述，通过可以携带一个或者多个服务或者服务分量的是携带服务数据或者有关元数据的物理层中的逻辑信道的数据管道发送服务数据。在数据管道上携带的数据能够被称为DP数据或者服务数据。

本领域技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神或者范围的情况下能够在本发明中进行各种修改和变化。因此，其意在本发明覆盖本发明的修改和变化，只要它们落在所附权利要求及其等效的范围内。

在本说明书中提及设备和方法发明两者，并且设备和方法发明两者的描述可以互补地适用于彼此。

本发明的模式

在用于执行本发明的最佳模式中已经描述了各种实施例。

[工业实用性]

在一系列广播信号供应领域中本发明是可用的。

Claims

1.一种用于发送广播信号的方法，所述方法包括：

编码服务数据；

构建包括所述被编码的服务数据的至少一个信号帧，其中所述至少一个信号帧包括多个OFDM符号；

通过OFDM(正交频分复用)方案调制在被构建的至少一个信号帧中的数据；以及

发送具有被调制的数据的所述广播信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述方法进一步包括：

通过使用被用于由两个连续的OFDM符号组成的各个OFDM符号对的不同的交织种子，频率交织所述至少一个信号帧中的数据，其中所述频率交织进一步包括基于主PRBS序列和循环移位值计算用于所述不同的交织种子的交织地址。

3.一种用于发送广播信号的设备，所述设备包括：

编码器，所述编码器编码服务数据；

映射器，所述映射器将所述被编码的服务数据映射到多个OFDM符号以构建至少一个信号帧；

调制器，所述调制器通过OFDM(正交频分复用)方案调制在被构建的至少一个信号帧中的数据；以及

发射器，所述发射器发送具有被调制的数据的所述广播信号。

4.根据权利要求3所述的设备，其中，所述设备进一步包括：

频率交织器，频率交织器通过使用被用于由两个连续的OFDM符号组成的各个OFDM符号对的不同的交织种子交织所述至少一个信号帧中的数据，其中所述频率交织进一步包括基于主PRBS序列和循环移位值计算用于所述不同的交织种子的交织地址。

5.一种用于接收广播信号的方法，所述方法包括：

接收所述广播信号；

通过OFDM(正交频分复用)方案解调接收到的广播信号；

从所述被解调的广播信号解析至少一个信号帧；以及

解码在解析的至少一个信号中的数据以输出服务数据。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述方法包括：

频率解交织所述被解调的广播信号，其中通过使用被用于由两个连续的OFDM符号组成的各个OFDM符号对的不同的交织种子频率交织所述被解调的广播信号，其中基于主PRBS序列和循环移位值计算用于所述不同的交织种子的交织地址。

7.一种用于接收广播信号的设备，所述设备包括：

接收器，所述接收器接收所述广播信号；

解调器，所述解调器通过OFDM(正交频分复用)方案解调所述被接收到的广播信号；

解映射器，所述解映射器从在所述被解调的广播信号中的至少一个信号帧解映射服务数据；以及

解码器，所述解码器用于解码在所述至少一个信号帧中的所述服务数据。

8.根据权利要求7所述的设备，所述设备进一步包括：

频率解交织器，所述频率解交织器解交织所述被解调的广播信号，其中通过使用被用于由两个连续的OFDM符号组成的各个OFDM符号对的不同的交织种子频率交织所述被解调的广播信号，其中基于主PRBS序列和循环移位值计算用于所述不同的交织种子的交织地址。