TWI390918B - 於無線通信系統中配置引導符號之方法及裝置 - Google Patents

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Description

於無線通信系統中配置引導符號之方法及裝置
本揭示案大體係關於無線通信，且更特定而言，係關於配置用於無線通信系統中之引導符號之方法及裝置。
正交分頻多工(OFDM)為一種用於廣播高速率數位信號的技術。在OFDM系統中，將單一高速率資料流劃分成若干平行低速率子流，其中每一子流用以調變一各別副載波頻率。應注意，儘管本發明係根據正交調幅來描述，但其同等可適用於相移鍵控調變系統。
用於OFDM系統中之調變技術稱作正交調幅(QAM)，其中對載波頻率之相位與振幅兩者進行調變。在QAM調變中，複數QAM符號自複數個資料位元產生，其中每一符號包括一實數項及一虛數項，且其中每一符號表示供其產生的複數個資料位元。以可由複數平面所圖解表示之型樣一起發射複數個QAM位元。通常，該型樣稱作"星象圖"。藉由使用QAM調變，OFDM系統可改良其效率。
當信號被廣播時，其可藉由一個以上之路徑傳播至接收器。舉例而言，來自單一發射器的信號可沿直線傳播至接收器，且信號亦可經反射離開實體物件以沿不同路徑傳播至接收器。此外，當系統使用所謂"蜂巢式"廣播技術以增加頻譜效率時，可由一個以上之發射器來廣播一意欲針對一接收器之信號。因此，同一信號將沿一個以上之路徑發射至接收器。信號之該平行傳播無論是人為(亦即，藉由自一個以上之發射器廣播同一信號所導致)還是自然(亦即，由回波所導致)均稱作"多路徑"。可易於瞭解，儘管蜂巢式數位廣播為頻率高效的，但必須預作準備以有效處理多路徑因素。
幸運地，使用QAM調變的OFDM系統在存在多路徑條件(其如上所述當使用蜂巢式廣播技術時必須出現)之情況下相比僅使用單一載波頻率之QAM調變技術的OFDM系統較有效。更特定而言，在單一載波QAM系統中，必須複數等化器來使具有與主要路徑同等強勁之回波的通道等化，且該等化難以執行。相反，在OFDM系統中，可僅藉由在每一符號之開始處插入適當長度之保護時間間隔來完全消除對於複數等化器的需要。因此，當預期多路徑條件時，使用QAM調變之OFDM系統較佳。
在典型交織編碼方案中，藉由回旋編碼器來編碼資料流，且接著將連續位元組合成將變為QAM符號之位元組。若干位元在一組中，其中每組的位元數目由整數"m"界定(因此，每一組稱作具有"m階"維度)。通常，"m"之值為4、5、6或7，儘管該值可更大或更小。
在將位元分組成多位元符號後，交錯該等符號。"交錯"意謂順次重排列符號流，以藉此使由通道降級所導致之潛在錯誤隨機化。為了說明，假設將發射五個字。若在未交錯信號的發射期間發生臨時通道擾動。在此等情況下，可能會在通道擾動減輕前丟失一個完整字，且可能難以(並非不可能)獲知由該丟失之字已傳達之資訊。
相反，若在發射及通道擾動發生之前順次重排列(亦即，"交錯")五個字的字母，則可能會丟失若干字母(或許每一字一個字母)。然而，在解碼重排列之字母後，將呈現所有五個字，雖然該等字中之若干者丟失了字母。將易於瞭解，在此等情況下，對於數位解碼器而言，大體上完整恢復資料將相對容易。在交錯m階符號後，使用以上所述的QAM原理將該等符號映射至複數符號、多工至其各別副載波通道且將其發射。
根據本揭示案之一態樣，揭示一種用於構造一擷取引導符號之方法。該方法包括：產生至少一個具有至少一預定長度的偽隨機雜訊序列，其中該至少一個偽隨機雜訊序列表示一無線系統之一系統配置；及以該至少一個偽隨機雜訊序列來調變一時域符號序列來建立該擷取引導符號。該方法進一步包括將該擷取引導符號遮罩為一規定頻率分布，且將該經調變及遮罩之擷取引導符號置放至一用於無線發射的訊框中。
根據本揭示案之另一態樣，揭示一種用於構造擷取引導符號及在內部置放該符號之訊框的發射器。該發射器包括一偽隨機雜訊序列產生器，該偽隨機雜訊序列產生器經配置以產生一對應於待通信至一接收器之預定系統資訊之偽隨機雜訊序列。該發射器進一步包括：一調變器，該調變器經配置以藉由以該偽隨機雜訊序列調變一時域符號序列來構造一擷取引導符號；一頻譜遮罩單元，該頻譜遮罩單元經配置以將該擷取引導符號遮罩為一規定頻率分布；及一組合單元，該組合單元經配置以將該經調變之擷取引導符號置放至一用於無線發射的訊框中。
根據本揭示案之另一態樣，揭示一種用於一無線通信設備中之處理器。該處理器包括：一偽隨機雜訊序列產生器，該偽隨機雜訊序列產生器經配置以產生一對應於待通信至一接收器之預定系統資訊的偽隨機雜訊序列；一調變器，該調變器經配置以藉由以該偽隨機雜訊序列調變一時域符號序列來構造一擷取引導符號；一頻譜遮罩單元，該頻譜遮罩單元經配置以將該擷取引導符號遮罩為一規定頻率分布；及一組合單元，該組合單元經配置以將該經調變之擷取引導符號置放至一用於無線發射的訊框中。
根據本揭示案之又一態樣，揭示一種用於一無線通信設備中之處理器。該處理器包括用於產生至少一個具有至少一預定長度之偽隨機雜訊序列的構件，其中該至少一個偽隨機雜訊序列表示一無線系統之一系統配置；及用於以該至少一個偽隨機雜訊序列調變一時域符號序列來建立該擷取引導符號的構件。此外，該處理器包括用於將該擷取引導符號遮罩為一規定頻率分布的構件，及用於將該經調變及遮罩之擷取引導符號置放至一用於無線發射之訊框中的構件。
根據本揭示案之再一態樣，揭示一種編碼有一組指令之電腦可讀媒體。該等指令包括一用於產生至少一個具有至少一預定長度之偽隨機雜訊序列的指令，其中該至少一個偽隨機雜訊序列表示一無線系統之一系統配置；一用於以該至少一個偽隨機雜訊序列調變一時域符號序列來建立該擷取引導符號的指令；一用於將該擷取引導符號遮罩為一規定頻率分布的指令，及一用於將該經調變及遮罩之擷取引導符號置放至一用於無線發射之訊框中的指令。
在一實施例中，通道交錯器包含一位元交錯器及一符號交錯器。圖1展示兩種類型之通道交錯方案。兩種方案均使用位元交錯及交插以達成最大通道分集。
圖1a展示根據一實施例之通道交錯器。圖1b展示根據另一實施例的通道交錯器。圖1b之交錯器僅使用位元交錯器來達成m階調變分集，且使用二維交錯式交插表及執行時槽至交插之映射來達成頻率分集，其提供較好交錯效能而無需顯示符號交錯。
圖1a展示輸入至位元交錯區塊104中之渦輪碼編碼位元102。位元交錯區塊104輸出交錯位元，該等交錯位元經輸入至星象圖符號映射區塊106中。星象圖符號映射區塊106輸出星象圖符號映射位元，該等星象圖符號映射位元經輸入至星象圖符號交錯區塊108中。星象圖符號交錯區塊108將星象圖符號交錯位元輸出至通道化區塊110中。通道化區塊110使用交插表112來交插星象圖符號交錯位元，且輸出OFDM符號114。
圖1b展示輸入至位元交錯區塊154中之渦輪碼編碼位元152。位元交錯區塊154輸出交錯位元，該等交錯位元經輸入至星象圖符號映射區塊156中。星象圖符號映射區塊156輸出星象圖符號映射位元，該等星象圖符號映射位元經輸入至通道化區塊158中。通道化區塊158使用交錯式交插表及動態之時槽-交插之映射160來使星象圖符號交錯位元通道化，且輸出OFDM符號162。
調變分集之位元交錯
圖1b的交錯器使用位元交錯154以達成調變分集。以將鄰近碼位元映射至不同星象圖符號之此種型樣來交錯渦輪碼封包之碼位元152。舉例而言，對於2m階調變，將N位元交錯緩衝器劃分成N/m個區塊。如圖2a(頂部)中所展示，鄰近碼位元經順次寫入至鄰近區塊中，且接著以順序次序自緩衝器的開始至末端逐一讀出。此舉保證將鄰近碼位元映射至不同星象圖符號。等同地，如圖2b(底部)中所說明，將交錯緩衝器排列成N/m列乘m行之矩陣。碼位元經逐行寫入至緩衝器中且經逐列讀出。為了避免將鄰近碼位元映射至星象圖符號之相同位元位置(此係由於，對於16 QAM而言，星象圖符號之某些位元視映射而定比其他位元可靠，例如，第一位元及第三位元比第二位元及第四位元可靠)，應替代地自左至右及自右至左來讀出列。
圖2a展示根據一實施例之置放至交錯緩衝器204中之渦輪碼封包的碼位元202。圖2b為根據一實施例之位元交錯運算之說明。如圖2b中所展示，將渦輪碼封包的碼位元250置放至交錯緩衝器252中。根據一實施例，藉由交換第二行與第三行來變換交錯緩衝器252，藉此，建立交錯緩衝器254，其中m＝4。自交錯緩衝器254讀取渦輪碼封包的交錯碼位元256。
出於簡潔性起見，若最高調變位準為16且若碼位元長度始終可被4除盡，則可使用固定之m＝4。在此狀況下，為了改良QPSK之分離，中間兩行在讀出前經交換。在圖2b(底部)中描繪此程序。熟習此項技術者將明白，可交換任何兩行。熟習此項技術者亦將明白，可以任何次序來置放該等行。熟習此項技術者亦將明白，可以任何次序來置放該等列。
在另一實施例中，作為第一步驟，將渦輪碼封包之碼位元202分配至各組中。應注意，圖2a及圖2b兩者的實施例亦將碼位元分配至各組中。然而，根據每一給定組之組位元次序來調換每一組內之碼位元，而並非僅交換列或行。從而，分配至各組中之後的16個碼位元之四組的次序可為使用該等組之簡單線性排序之{1,5,9,13}{2,6,10,14}{3,7,11,15}{4,8,12,16}，且16個碼位元之四組的次序在調換後可為{13,9,5,1}{2,10,6,14}{11,7,15,3}{12,8,4,16}。應注意，交換列或行將為此組內調換之回歸情形。
頻率分集之交錯式交插
根據一實施例，通道交錯器將交錯式交插用於星象圖符號交錯以達成頻率分集。此舉消除了對於顯式星象圖符號交錯的需要。在兩個位準下執行交錯：在交插內之交錯或交插內交錯：在一實施例中，以位元反轉方式交錯一交插之500個副載波。
在交插之間的交錯或交插間交錯：在一實施例中，以位元反轉方式交錯八個交插。
熟習此項技術者將明白，副載波的數目可並非500個。熟習此項技術者亦將明白，交插之數目可並非八個。
應注意，因為500並非2之乘冪，所以應根據一實施例來使用減少組之位元反轉運算。以下程式碼展示運算：vector<int>reducedsetBitRev(int n) { int m＝exponent(n)； vector<int>y(n)； for(int i＝0,j＝0；i<n；i＋＋,j＋＋) { int k； for(；(k＝bitRev(j,m))>＝n；j＋＋)； y[i]＝k； } return y； }
其中n＝500，m為使2m >n之最小整數，其為8，且bitRev為正常位元反轉運算。
根據一實施例，使用如圖3中所描繪的交插表，根據由通道化器所判定之指派時槽索引以一順序線性方式將資料通道之星象圖符號序列的符號映射至對應副載波。
圖3說明根據一實施例之交錯式交插表。展示渦輪碼封包302、星象圖符號304，及交錯式交插表306。亦展示交插0(308)、交插4(310)、交插2(312)、交插6(314)、交插1(316)、交插5(318)、交插3(320)，及交插7(322)。
在一實施例中，八個交插中之一者用於引導，亦即，交插2及交插6交替地用於引導。因此，通道化器可將七個交插用於排程。出於便利起見，通道化器將時槽用作排程單元。將時槽界定為OFDM符號的一個交插。使用交插表將一時槽映射至一特定交插。因為使用八個交插，所以存在八個時槽。將留出七個時槽用於通道化及一個時槽用於引導。在不丟失一般原則之情況下，如圖4中所展示，時槽0用於引導且時槽1至7用於通道化，其中垂直軸為時槽索引402、水平軸為OFDM符號索引404，且粗體項為在OFDM符號時間指派至對應時槽之交插索引。
圖4展示根據一實施例的通道化圖。圖4展示保留用於排程器之時槽索引406及保留用於引導之時槽索引408。粗體項為交插索引編號。具有正方形的編號為鄰近引導且因此具有良好通道估計之交插。
以正方形圍繞之編號為鄰近引導且因此具有良好通道估計的交插。因為排程器始終將相連時槽之塊及OFDM符號指派至資料通道，所以很顯然，由於交插間交錯，指派至資料通道之相連時槽將映射至非連續交插。故可達成較多頻率分集增益。
然而，此靜態指派(亦即，時槽至實體交插之映射表並不隨時間改變，其中排程器時槽表並不包括引導時槽)遭受一個問題。亦即，若資料通道指派區塊(假定為矩形)佔用多個OFDM符號，則指派至資料通道的交插並不隨時間改變，從而導致頻率分集之丟失。補救辦法為針對每一OFDM符號僅循環移位排程器交插表(亦即，排除引導交插)。
圖5描繪針對每一OFDM符號將排程器交插表移位一次之運算。此方案成功消除了靜態交插指派問題，亦即，將特定時槽在不同OFDM符號時間映射至不同交插。
圖5展示根據一實施例的通道化圖，其中全'1'移位序列導致對於特定時槽502的長期良好及不良通道估計。圖5展示保留用於排程器之時槽索引506及保留用於引導之時槽索引508。時槽符號索引504展示於水平軸上。
然而，應注意，時槽經指派具有良好通道估計的四個連續交插，接著為與較佳型樣之短期良好通道估計交插及具有不良通道估計之短期交插相反的具有不良通道估計的長期交插。在圖中，鄰近引導交插之交插標記有正方形。對長期良好及不良通道估計問題之解決方案為使用一不同於全'1'序列的移位序列。存在許多可用以完成此任務之序列。最簡單之序列為全'2'序列，亦即，針對每一OFDM符號將排程器交插表移位兩次而非一次。結果展示於圖6中，其顯著改良通道化器交插型樣。應注意，此型樣每2×7＝14個OFDM符號進行重複，其中2為引導交插交錯週期，且7為通道化器交插移位週期。
為了簡化在發射器及接收器兩者處的運算，可使用簡單公式來判定在給定OFDM符號時間自時槽至交插之映射i ＝R' {(N －((R ×t )%N )＋s －1)%N }其中．N ＝I －1為用於訊務資料排程之交插的數目，其中I為交插之總數目；．i {0,1,…,I －1}(排除引導交插)為在OFDM符號t供時槽s映射的交插索引；．t ＝0,1,…,T －1為在超訊框中之OFDM符號索引，其中T為訊框中之OFDM符號的總數目1 ；．s ＝1,2,…,S －1為時槽索引，其中S為時槽之總數目；．R 為針對每一OFDM符號移位的數目；.R' 為減少組之位元反轉運算符。亦即，由引導所使用之交插應自位元反轉運算排除。
實例：在一實施例中，I＝8、R＝2。對應之時槽－交插映射公式變為i ＝R' {(7－((2×t )%7)＋s －1)%7}其中R' 對應於以下表：
1 由於在當前設計中一訊框中之OFDM符號數目係不可被14整除，所以一超訊框中(而非一訊框中)之OFDM符號索引給予訊框分集。
此表可由以下程式碼產生：int reducedSetBitRev(int x,int exclude,int n) { int m＝exponent(n)； int y； for(int i＝0；j＝0；i<＝x；i＋＋,j＋＋) { for(；(y＝bitRev(j,m))＝＝exclude；j＋＋)； } return y； }
其中m＝3，且bitRev為正常位元反轉運算。
對於OFDM符號t＝11，引導使用交插6。時槽與交插之間的映射變為：．時槽1映射至R' {(7－(2×11)%7＋1－1)%7}＝R{6}＝7之交插；．時槽2映射至R' {(7－(2×11)%7＋2－1)%7}＝R{0}＝0之交插；．時槽3映射至R' {(7－(2×11)%7＋3－1)%7}＝R{1}＝4的交插；．時槽4映射至R' {(7－(2×11)%7＋4－1)%7}＝R{2}＝2之交插；．時槽5映射至R' {(7－(2×11)%7＋5－1)%7}＝R{3}＝1之交插；．時槽6映射至R' {(7－(2×11)%7＋6－1)%7}＝R{4}＝5的交插；．時槽7映射至R' {(7－(2×11)%7＋7－1)%7}＝R{5}＝3之交插。
所得映射與圖6中的映射一致。圖6展示一通道化圖，其中全'2'移位序列導致均勻展開之良好及不良通道估計交插。
根據一實施例，交錯器具有以下特徵：位元交錯器經設計以藉由將碼位元交錯至不同調變符號中來利用m階調變分集；"符號交錯"經設計以藉由交插內交錯及交插間交錯來達成頻率分集；藉由針對每一OFDM符號改變時槽－交插映射表來達成額外頻率分集增益及通道估計增益。提議簡單旋轉序列以達成此目標。
圖7展示根據一實施例之經配置以建構交錯的無線設備。無線設備702包含天線704、雙工器706、接收器708、發射器710、處理器712，及記憶體714。處理器712能夠根據一實施例執行交錯。處理器712將記憶體714用於緩衝器或資料結構以執行其操作。
以下描述包括其他實施例之細節。
實體層之發射單元為實體層封包。實體層封包具有1000個位元的長度。一實體層封包載運一個MAC層封包。
實體層封包格式
實體層封包應使用以下格式：
其中MAC層封包為來自OIS、資料或控制通道MAC協定之MAC層封包；FCS為訊框檢查序列；保留為保留位元，FLO網路應將此欄位設定為零，且FLO設備應忽略此欄位；且TAIL為編碼器尾端位元，其應設定為全'零'。
下表說明實體層封包之格式：
位元發射次序
應順次發射實體層封包的每一欄位，使得首先發射最高有效位元(MSB)且最後發射最低有效位元(LSB)。MSB為文件之圖中的最左邊位元。
FCS位元之計算
此處所描述之FCS計算可用於計算實體層封包中的FCS欄位。
FCS應為使用標準CRC－CCITT產碼多項式所計算之CRC：g(x)＝x16 ＋x12 ＋x5 ＋1。
FCS應等於根據圖8中亦說明之以下所描述之程序所計算的值。
應將所有移位暫存器元件初始化為'1'。應注意，將暫存器初始化為'1'導致全零資料之CRC為非零。
應將開關設定在上升位置中。
應針對實體層封包的每一位元(除FCS位元、保留位元及TAIL位元以外)對暫存器計時一次。應自MSB至LSB讀取實體層封包。
應將開關設定在向下位置中，使得輸出為與'0'之模2加法，且連續移位暫存器輸入為'0'。
應針對16個FCS位元對暫存器計時額外16次。
輸出位元構成實體層封包之除保留欄位及TAIL欄位以外的所有欄位。
FLO網路要求
以下論述章節界定特定針對FLO網路設備及操作的要求。
發射器
以下要求應用於FLO網路發射器。發射器應在八個6 MHz寬頻帶中之一者中操作，但亦可支援5 MHz、7 MHz及8 MHz之發射頻寬。每一6 MHz寬發射頻帶配給稱作FLO RF通道。應由索引j {1,2,..8}來表示每一FLO RF通道。每一FLO RF通道索引的發射頻帶及頻帶中心頻率應如以下表1中所指定。
在實際發射載波頻率與指定發射頻率之間的最大頻率差應小於表1中之頻帶中心頻率的±2×10－9 。
應注意，將判定頻帶內頻譜特性及頻帶外頻譜遮罩。
功率輸出特性使得發射ERP應小於46.98 dBW，其對應於50 kW。
OFDM調變特性
用於空中鏈路上之調變為正交分頻多工(OFDM)。最小發射時間間隔對應於一個OFDM符號週期。OFDM發射符號包含許多獨立調變之副載波。FLO系統應使用4096個副載波，編號為0至4095。將此等副載波劃分成兩個獨立組。
副載波的第一組為可用4096個副載波中96個應不使用的保護副載波。此等不使用之副載波稱作保護副載波。不應在保護副載波上發射能量。編號為0至47、編號為2048，及編號為4049至4095之副載波應用作保護副載波。
第二組為作用副載波。作用副載波應為一組具有索引k{48..2047,2049..4048}的4000個副載波。每一作用副載波應載運一調變符號。
關於FLO系統中之副載波間隔，4096個副載波應跨越6 MHz FLO RF通道之中心處之5.55 MHz的頻寬。副載波間隔(△f ) SC 應由以下方程式給出：
關於副載波頻率，應按照以下方程式計算第k FLO RF通道(見上表1)中具有索引i之副載波的頻率f SC (k ,i )：f SC (k ,i )＝f C (k )＋(i －2048)×(△f ) SC
其中f C (k)為第k FLO RF通道之中心頻率，且(△f ) SC 為副載波間隔。
副載波交插
應將作用副載波細分成索引為0至7之8個交插。每一交插應由500個副載波組成。交插中的副載波的頻率應間隔開[8×(△f ) SC ]Hz(除交插0以外，其中此交插之中間的兩個副載波分隔開16×(△f ) SC ，此係因為並不使用具有索引2048的副載波)，其中(△f ) SC 為副載波間隔。
每一交插中之副載波應跨越5.55 MHz之FLO RF通道頻寬。應將具有索引i的作用副載波配給至交插I j ，其中j ＝i mod 8 。應以升序順次排列每一交插中之副載波索引。交插中之副載波的編號應在0、1、…499之範圍內。
訊框及通道結構
將發射信號組織至超訊框中。每一超訊框應具有等於1 s之持續時間T SF ，且應由1200個OFDM符號所組成。超訊框中的OFDM符號應編號為0至1199。OFDM符號時間間隔T s 應為833.33...μs。OFDM符號由若干時域基頻樣本(稱作OFDM碼片)組成。應在每秒5.55×106 之速率下發射此等碼片。
總OFDM符號時間間隔T s ' 包含四個部分：一具有持續時間T U 之有用部分、一具有持續時間T FGI 的平坦保護時間間隔，及在兩側上具有持續時間T WGI 之兩個視窗時間間隔(如圖9中所說明)。在連續OFDM符號之間應存在T WGI 之重疊(見圖9)。
有效OFDM符號時間間隔應為T s ＝T WGI ＋T FGI ＋T U ，
圖9中的總符號持續時間應為T s ' ＝T s ＋T WGI 。
此後，應將有效OFDM符號持續時間稱作OFDM符號時間間隔。在OFDM符號時間間隔期間，應在作用副載波中之每一者上載運一調變符號。
FLO實體層通道為TDM引導通道、FDM引導通道、OIS通道，及資料通道。應在一超訊框上分時多工TDM引導通道、OIS通道，及資料通道。應在一超訊框上與OIS通道及資料通道分頻多工FDM引導通道，如圖10中所說明。
TDM引導通道包含TDM引導1通道、廣域識別通道(WIC)、區域識別通道(LIC)、TDM引導2通道、過渡引導通道(TPC)，及定位引導通道(PPC)。TDM引導1通道、WIC、LIC及TDM引導2通道應各自跨越一個OFDM符號且在超訊框之開始處出現。跨越一個OFDM符號的過渡引導通道(TPC)應在每一廣域及區域資料或OIS通道發射之前及之後。側接廣域通道(廣域OIS或廣域資料)之TPC稱作廣域過渡引導通道(WTPC)。側接區域通道(區域OIS或區域資料通道)發射之TPC稱作區域過渡引導通道(LTPC)。WTPC及LTPC應各自佔用10個OFDM符號，且共同佔用超訊框中之20個OFDM符號。PPC應具有可變持續時間且其狀態(存在或不存在及持續時間)應在OIS通道上發信號。當PPC存在時，其應在超訊框的末端處跨越6、10或14個OFDM符號。當PPC不存在時，應在超訊框之末端處保留兩個OFDM符號。
OIS通道應佔用超訊框中之10個OFDM符號，且應緊跟在超訊框中的第一WTPC OFDM符號之後。OIS通道包含廣域OIS通道及區域OIS通道。廣域OIS通道及區域OIS通道應各自具有5個OFDM符號之持續時間，且應由兩個TPC OFDM符號分隔開。
FDM引導通道應跨越1174、1170、1166，或1162個OFDM符號。此等值分別對應於2個保留OFDM符號或6、10及14個PPC OFDM符號，其存在於超訊框中的每一超訊框符號中。應注意，此等值分別對應於2個保留OFDM符號或6、10及14個PPC OFDM符號，其存在於每一超訊框中。與廣域及區域OIS及資料通道分頻多工FDM引導通道。
資料通道應跨越1164、1160、1156或1152個OFDM符號。應注意，此等值分別對應於2個保留OFDM符號或6、10及14個PPC OFDM符號，其存在於每一超訊框中。將資料通道發射加上16個TPC OFDM符號發射(其緊跟在每一資料通道發射前或後)劃分成4個訊框。
設定訊框參數，其中P為PPC中之OFDM符號的數目或在PPC不存在於超訊框中之狀況下保留OFDM符號的數目；W為與訊框中的廣域資料通道相關聯之OFDM符號的數目；L為與訊框中的區域資料通道相關聯之OFDM符號的數目；及F為訊框中之OFDM符號的數目。可接著藉由以下方程式組來使此等訊框參數相關： F ＝W ＋L ＋4
圖10根據P、W及L說明超訊框及通道結構。當PPC不存在時，每一訊框應跨越295個OFDM符號且具有等於245.8333.ms之持續時間T F 。應注意，在每一超訊框之末端處存在兩個保留OFDM符號。當在超訊框之末端處存在PPC時，每一訊框應跨越如下表3中所指定之可變數目的OFDM符號。
應在區域資料通道與廣域資料通道之間分時多工每一訊框期間之資料通道。訊框之配給至廣域資料的部分為且可自0%變化至100%。
在OIS通道上所發射之實體層封包稱作OIS封包，且在資料通道上所發射之實體層封包稱作資料封包。
流動分量及分層調變
與在FLO網路上所多播之流動相關聯的音訊或視訊內容可在兩個分量中發送，亦即，享有廣泛接收之基本(B)分量，及改良在較有限覆蓋區域上由基本分量所提供之音訊視覺體驗的增強(E)分量。
將基本及增強分量實體層封包共同映射至調變符號。此FLO特徵稱作分層調變。
MediaFLO邏輯通道
由實體層所發射之資料封包與一或多個稱作MediaFLO邏輯通道(MLC)之虛擬通道相關聯。MLC為具有與FLO設備相關之獨立接收之FLO服務的可解碼分量。可在多個MLC上發送服務。然而，應在單一MLC上發射與服務相關聯之音訊或視訊流動的基本及增強分量。
FLO發射模式
調變類型與內部編碼速率之組合稱作"發射模式"。FLO系統應支援在下文之表4中所列出的十二種發射模式。
在FLO網路中，當實體化MLC時發射模式固定且罕有改變。強加此限制，以維持每一MLC之恆定覆蓋區域。
FLO時槽
在FLO網路中，在OFDM符號上配給至MLC之頻寬的最小單位對應於500個調變符號之一組。500個調變符號之此組稱作時槽。排程器功能(在MAC層中)在超訊框的資料部分期間將時槽配給至MLC。當排程器功能在OFDM符號中將用於發射之頻寬配給至MLC時，排程器功能以時槽之整數單位實施此操作。
在一超訊框中，於每一OFDM符號期間(除TDM引導1通道以外)存在8個時槽。應將此等時槽編號為0至7。WIC及LIC通道應各自佔用1個時槽。TDM引導2通道應佔用4個時槽。TPC(廣域及區域)應佔用所有8個時槽。FDM引導通道應佔用具有索引0的1個時槽，且OIS/資料通道可佔用具有索引1至7之高達7個時槽。應在一交插上發射每一時槽。自時槽至交插之映射針對每一OFDM符號而變化，且如下進一步詳細描述。
2 此模式僅用於OIS通道。
FLO資料速率
在FLO系統中，因不同MLC可利用不同模式的事實而複雜化資料速率之計算。藉由假定所有MLC使用相同發射模式來簡化資料速率之計算。下表5給予針對不同發射模式(假定使用所有7個資料時槽)的實體層資料速率。
應注意，在上表5中對於標註"實體層資料速率"之行中的值，並未減去由於TDM引導通道及外碼之附加項。此為藉以在資料通道期間發射資料之速率。對於模式6至模式11，所引用的速率為兩個分量之組合速率。每一分量之速率將為此值的一半。
FLO實體層通道
FLO實體層包含以下次通道：TDM引導通道；廣域OIS通道；區域OIS通道；廣域FDM引導通道；區域FDM引導通道；廣域資料通道；及區域資料通道。
TDM引導通道
TDM引導通道包含以下分量通道：TDM引導1通道；廣域識別通道(WIC)；區域識別通道(LIC)；及TDM引導2通道；過渡引導通道(TPC)。
TDM引導1通道
TDM引導1通道應跨越一個OFDM符號。TDM引導1通道應以超訊框中之OFDM符號索引0發射。TDM引導1通道發信號新超訊框之開始。FLO設備可使用TDM引導1通道來判定粗略OFDM符號時序、超訊框邊界及載波頻率偏移。
應使用圖11中所說明的步驟來在發射器中產生TDM引導1波形。
TDM引導1副載波
TDM引導1 OFDM符號應在頻域中包含124個非零副載波，其在作用副載波之間均勻間隔。第i TDM引導1副載波應對應於如下所界定之副載波索引j：
應注意，TDM引導1通道並不使用具有索引2048之副載波。
TDM引導1固定資訊型樣
應以固定資訊型樣調變TDM引導1副載波。使用具有產生序列h(D)＝D20 ＋D17 ＋1及初始狀態'11110000100000000000'之20分接頭線性反饋移位暫存器(LFSR)來產生此型樣。應如下獲得每一輸出位元：若LFSR狀態為向量[s 20 s 19 s 18 s 17 s 16 s 15 s 14 s 13 s 12 s 11 s 10 s 9 s 8 s 7 s 6 s 5 s 4 s 3 s 2 s 1 ]，則輸出位元應為[s 19 ⊕s 4 ]，其中⊕表示模2加法，其對應於與時槽1相關聯的遮罩(見隨後之表6)。LFSR結構應如圖12中所指定。
固定資訊型樣應對應於前248個輸出位元。固定型樣之前35個位元應為'11010100100110110111001100101100001'，其中首先出現'110'。
248位元TDM引導1固定型樣稱作TDM引導1資訊封包且表示為P1I。
應使用P1I封包中每一組之兩個連續位元來產生QPSK調變符號。
調變符號映射
在TDM引導1資訊封包中，應將每一組之兩個連續位元P1I(2i)及P1I(2i＋1)(i＝0、1、…123)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如下表6中所指定之複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝4)。利用4000個可用載波中僅124個被使用的事實來計算此因數。。
圖13展示QPSK調變之信號星象圖。
調變符號至副載波之映射
應將第i調變符號MS(i)(i＝0、1、…、123)映射至具有索引j的副載波(如先前所指定)。
OFDM共用運算
經調變之TDM引導1副載波應經受如隨後將論述的共用運算。
廣域識別通道(WIC)
廣域識別通道(WIC)應跨越一個OFDM符號。廣域識別通道應以超訊框中之OFDM符號索引1發射。廣域識別通道跟在TDM引導1 OFDM符號之後。此為用於將廣域微分器資訊傳達至FLO接收器之附加項通道。應使用對應於該區域之4位元廣域微分器來對廣域(其包括區域通道但排除TDM引導1通道及PPC)內的所有發射波形進行拌碼。
對於超訊框中之WIC OFDM符號，應僅配給1個時槽。配給時槽應將1000位元固定型樣用作輸入，其中每一位元設定為零。應根據圖14中所說明之步驟來處理輸入位元型樣。對未配給時槽不應執行處理。
時槽配給
WIC應經配給具有索引3的時槽。圖15中說明WIC OFDM符號中之配給時槽及未配給時槽。所選擇之時槽索引為映射至OFDM符號索引1之交插0的時槽索引(其將隨後論述)。
時槽緩衝器之填充
用於配給時槽之緩衝器應以由1000個位元所組成的固定型樣來完全填充，其中每一位元設定為'0'。應使用於未配給時槽之緩衝器為空。
時槽拌碼
應以拌碼器輸出位元順次「互斥」(XOR)每一配給時槽緩衝器的位元，以在調變前使該等位元隨機化。將對應於時槽索引i之拌碼時槽緩衝器表示為SB(i)，其中i{0,1,...,7}。用於任何時槽緩衝器之拌碼序列均視OFDM符號索引及時槽索引而定。
拌碼位元序列應等同於藉由具有產生序列h(D)＝D20 ＋D17 ＋1(如圖16中所示)之20分接頭線性反饋移位暫存器(LFSR)所產生的拌碼位元序列。發射器應將單一LFSR用於所有發射。
在每一OFDM符號之開始處，應將LFSR初始化為狀態[d3 d2 d1 d0 c3 c2 c1 c0 b0 a10 a9 a8 a7 a6 a5 a4 a3 a2 a1 a0 ]，其視通道類型(TDM引導通道或廣域或區域通道)及超訊框中之OFDM符號索引而定。
應如下設定位元'd3 d2 d1 d0 '。對於所有廣域通道(WIC、WTPC、廣域OIS及廣域資料通道)、區域通道(LIC、LTPC、區域OIS及區域資料通道)，及TDM引導2通道及當PPC不存在時之2個保留OFDM符號，應將此等位元設定為4位元廣域微分器(WID)。
應如下設定位元'c3 c2 c1 c0 '：對於TDM引導2通道、廣域OIS通道、廣域資料通道、WTPC及WIC，應將此等位元設定為'0000'；對於區域OIS通道、LTPC、LIC及區域質料通道及當不存在PPC時之2個保留OFDM符號，應將此等位元設定為4位元區域微分器(LID)。位元b0 為保留位元且應設定為'1'。位元a10 至a0 應對應於超訊框中之OFDM符號索引編號，其在0至1199的範圍內。
應由序列產生器之20位元狀態向量與20位元遮罩(其與如下表7中所指定之時槽索引相關聯)的模2內積來產生每一時槽之拌碼序列。
移位暫存器應重負載有每一OFDM符號之開始處之每一時槽的新狀態[d3 d2 d1 d0 c3 c2 c1 c0 b0 a10 a9 a8 a7 a6 a5 a4 a3 a2 a1 a0 ]。
調變符號映射
應將每一組之來自第i拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元SB(i,2k)及SB(i,2k＋1)(i＝3，k＝0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝2)。應注意，選擇D之值以保持OFDM符號能量恆定，此係因為僅使用4000個可用副載波中之500個。圖13展示QPSK調變之信號星象圖。
時槽至交插之映射
針對WIC OFDM符號的時槽至交插之映射應如此說明書中所隨後論述之指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
應如下將配給時槽中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波：應將第i複數調變符號(其中i{0,1,...499})映射至交插的第i副載波。
OFDM共用運算
經調變之WIC副載波應經受如此說明書中隨後所指定之共用運算。
區域識別通道(LIC)
區域識別通道(LIC)應跨越一個OFDM符號。區域識別通道應以超訊框中之OFDM符號索引2發射。區域識別通道跟在WIC通道OFDM符號之後。此為用於將區域微分器資訊傳達至FLO接收器之附加項通道。應結合廣域微分器而使用對應於該區域的4位元區域微分器來對所有區域發射波形進行拌碼。
對於超訊框中之LIC OFDM符號，應僅配給單一時槽。配給時槽應將1000位元固定型樣用作輸入。此等位元應設定為零。應根據圖14中所說明之步驟來處理此等位元。對未配給時槽不應執行處理。
時槽配給
LIC應經配給具有索引5的時槽。圖17中說明LIC OFDM符號中之配給及未配給時槽。所選擇之時槽索引為映射至OFDM符號索引2之交插0的時槽索引。
時槽緩衝器之填充
用於配給時槽之緩衝器應以由1000個位元所組成的固定型樣來完全填充，其中每一位元設定為'0'。應使用於未配給時槽之緩衝器為空。
時槽拌碼
應如0中所指定之對LIC時槽緩衝器的位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
調變符號映射
應將每一組之來自第i拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元SB(i,2k)及SB(i,2k＋1)(i＝5，k＝0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝2)。選擇D之值以保持OFDM符號能量恆定，此係因為僅使用4000個可用副載波中之500個。圖13展示QPSK調變之信號星象圖。
時槽至交插之映射
針對LIC OFDM符號的時槽至交插之映射應如隨後所論述之指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
應如下將配給時槽中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波：應將第i複數調變符號(其中i{0,1,...499})映射至交插的第i副載波。
OFDM共用運算
經調變之LIC副載波應經受如隨後所論述之如所指定之共用運算。
TDM引導2通道
TDM引導2通道應跨越一個OFDM符號。TDM引導2通道應以超訊框中的OFDM符號索引3發射。TDM引導2通道跟在LIC OFDM符號之後。TDM引導2通道可用於FLO接收器中之精確OFDM符號時序校正。
對於每一超訊框中之TDM引導2 OFDM符號，應僅配給4個時槽。每一配給時槽應將1000位元固定型樣用作輸入，其中每一位元設定為零。應根據圖14中所說明之步驟來處理此等位元。對未配給時槽不應執行處理。
在圖14中，時槽至交插之映射確保將配給時槽映射至交插0、2、4及6。因此，TDM引導2 OFDM符號包含2000個非零副載波，其在作用副載波之間均勻間隔(見[00129])。第i TDM引導2副載波應對應於如下所界定之副載波索引j：
應注意，TDM引導2通道並不使用具有索引2048之副載波。
時槽配給
對於TDM引導2 OFDM符號，配給時槽應具有索引0、1、2及7。
圖18中說明TDM引導2 OFDM符號中的配給及未配給時槽。
時槽緩衝器之填充
用於每一配給時槽之緩衝器應以由1000個位元所組成的固定型樣來完全填充，其中每一位元設定為'0'。應使用於未配給時槽之緩衝器為空。
時槽拌碼
應如上所論述之如所指定之對TDM引導2通道時槽緩衝器的位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
調變符號映射
應將每一組之來自第i拌碼時槽緩衝器之兩個鄰近位元SB(i,2k)及SB(i,2k＋1)(i＝0、1、2、7，k＝0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝1)。選擇D之值以保持OFDM符號能量恆定，此係因為僅使用4000個可用副載波中之2000個。圖13展示QPSK調變的信號星象圖。
時槽至交插之映射
針對TDM引導2通道OFDM符號的時槽至交插之映射應如本文中所指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
應如下將配給時槽中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波：應將第i複數調變符號(其中i {0,1,...499})映射至交插的第i副載波。
OFDM共用運算
經調變之TDM引導2通道副載波應經受如本文中所指定之共用運算。
過渡引導通道(TPC)
過渡引導通道由2個次通道組成：廣域過渡引導通道(WTPC)及區域過渡引導通道(LTPC)。側接廣域OIS及廣域資料通道之TPC稱作WTPC。側接區域OIS及區域資料通道的TPC稱作LTPC。WTPC跨越超訊框中之每一廣域通道發射(除WIC(廣域資料及廣域OIS通道)以外)之任一側上的1個OFDM符號。LTPC跨越每一區域通道發射(除LIC(區域資料及區域OIS通道)以外)之任一側上的1個OFDM符號。TPC OFDM符號之目的為雙重的：允許在區域通道與廣域通道之間的邊界處之通道估計，且有助於每一訊框中之第一廣域(或區域)MLC的時序同步。TPC跨越超訊框中之20個OFDM符號，該等OFDM符號如圖10中所說明之於WTPC與LTPC之間等量劃分。存在關於LTPC及WTPC發射彼此緊接發生之九個實例，且存在關於僅發射此等通道中之一者的兩個實例。在TDM引導2通道之後僅發射WTPC，且在定位引導通道(PPC)/保留OFDM符號之前僅發射LTPC。
假定P為PPC中之OFDM符號的數目或在PPC不存在於超訊框中之狀況下保留OFDM符號的數目；W為與訊框中的廣域資料通道相關聯之OFDM符號的數目；L為與訊框中的區域資料通道相關聯之OFDM符號的數目；及F為訊框中之OFDM符號的數目。
P之值應為2、6、10或14。訊框中之資料通道OFDM符號的數目應為F－4。超訊框中之TPC OFDM符號的精確位置應如下表8中所指定。
TPC OFDM符號中的所有時槽將1000位元固定型樣用作輸入，其中每一位元設定為零。應根據圖14中所說明之步驟來處理此等位元。
時槽配給
TPC OFDM符號應經配給具有索引0至7之所有8個時槽。
時槽緩衝器之填充
用於每一配給時槽之緩衝器應以由1000個位元所組成的固定型樣來完全填充，其中每一位元設定為'0'。
時槽拌碼
應如先前所指定之對每一配給TPC時槽緩衝器之位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
調變符號映射
應將每一組之來自第i拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元SB(i,2k)及SB(i,2k＋1)(i＝0、1、2、…7，k＝0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝)。圖13展示QPSK調變之信號星象圖。
時槽至交插之映射
針對TPC OFDM符號的時槽至交插之映射應如本文中所指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
應如下將每一配給時槽中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波：應將第i複數調變符號(其中i {0,1,...499})映射至交插的第i副載波。
OFDM共用運算
經調變之TPC副載波應經受如本文中所指定之共用運算。
定位引導通道/保留符號
定位引導通道(PPC)可出現在超訊框之末端處。當定位引導通道存在時，其具有6、10或14個OFDM符號的可變持續時間。當PPC不存在時，在超訊框之末端處存在兩個保留OFDM符號。在OIS通道上發信號PPC之存在或不存在及其持續時間。
定位引導通道
包括所發射之資訊及波形產生的PPC結構為TBD。
FLO設備可自主地或結合GPS信號來使用PPC，以判定其地理位置。
保留OFDM符號
當PPC不存在時，在超訊框之末端處存在兩個保留OFDM符號。
保留OFDM符號中的所有時槽將1000位元固定型樣用作輸入，其中每一位元設定為零。應根據圖14中所說明之步驟來處理此等位元。
時槽配給
保留OFDM符號應經配給具有索引0至7之所有8個時槽。
時槽緩衝器之填充
用於每一配給時槽之緩衝器應以由1000個位元所組成的固定型樣來完全填充，其中每一位元設定為'0'。
時槽拌碼
應如0中所指定之對每一配給保留OFDM符號時槽緩衝器之位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
調變符號映射
應將每一組之來自第i拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元SB(i,2k)及SB(i,2k＋1)(i＝0、1、2、…7，k＝0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝1/)。圖13展示QPSK調變之信號星象圖。
時槽至交插之映射
針對保留OFDM符號的時槽至交插之映射應如本文中所指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
應如下將每一配給時槽中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波：應將第i複數調變符號(其中i {0,1,...499})映射至交插的第i副載波。
OFDM共用運算
經調變之保留OFDM符號副載波應經受如本文中所指定之共用運算。
廣域OIS通道
此通道用以在當前超訊框中傳達關於與廣域資料通道相關聯之作用MLC的附加項資訊，諸如，作用MLC之排程發射時間及時槽配給。廣域OIS通道跨越每一超訊框中之5個OFDM符號時間間隔(見圖10)。
應根據圖19中所說明之步驟來處理廣域OIS通道的實體層封包。
編碼
應以編碼速率R＝1/5來編碼廣域OIS通道實體層封包。編碼器應廢除傳入之實體層封包的6位元TAIL欄位，且以如本文中所指定之平行渦輪碼編碼器來編碼其餘位元。渦輪碼編碼器應添加6/R(＝30)輸出碼位元之內部產生尾端，使得在輸出端處之渦輪碼編碼位元的總數目為1/R乘輸入實體層封包中之位元數目。
圖20說明用於廣域OIS通道之編碼方案。廣域OIS通道編碼器參數應如下表9中所指定。
渦輪碼編碼器
渦輪碼編碼器使用兩個系統、遞歸、回旋編碼器，該兩個編碼器與一交錯器(在第二遞歸回旋編碼器之前的渦輪碼交錯器)平行連接。兩個遞歸回旋碼稱作渦輪碼之組成碼。擊穿及重複組成編碼器之輸出，以達成所要數目個渦輪碼編碼輸出位元。
應將一共同組成碼用於速率為1/5、1/3、1/2及2/3之渦輪碼。組成碼之轉移函數應如下：
其中d(D)＝1＋D2 ＋D3 、n0 (D)＝1＋D＋D3 ，及n1 (D)＝1＋D＋D2 ＋D3 。
渦輪碼編碼器應產生與由圖20中所示之編碼器所產生之輸出符號序列相同的輸出符號序列。最初，將此圖中之組成編碼器之暫存器的狀態設定為零。接著，以所述位置中之開關來計時組成編碼器。
藉由以上升位置中之開關對組成編碼器計時Nturbo 次且如下文所示之表10中所指定之擊穿輸出來產生編碼資料輸出位元。在擊穿型樣內，'0'意謂應刪除位元，且'1'意謂應傳遞位元。應以序列X、Y0 、Y1 、X'、Y'0 、Y'1 來傳遞每一位元週期之組成編碼器輸出，其中X輸出第一。在產生編碼資料輸出位元的過程中並不使用位元重複。
針對尾端週期之組成編碼器輸出符號擊穿應如下文所示之表11中所指定。在擊穿型樣內，'0'意謂應刪除符號，且'1'意謂應傳遞符號。
對於速率為1/5之渦輪碼，應擊穿及重複前三個尾端週期中之每一者的尾端輸出碼位元，以達成序列XXY0 Y1 Y1 ，且應擊穿及重複後三個尾端位元週期中之每一者的尾端輸出碼位元，以達成序列X'X'Y'0 Y'1 Y'1 。
應注意，在上表10中，將自頂部至底部來讀取擊穿表。
應注意，在表11中，對於速率為1/5之渦輪碼，將首先自頂部至底部(重複X、X'、Y1 及Y'1 )且接著自左至右讀取擊穿表。
渦輪碼交錯器
渦輪碼交錯器(其為渦輪碼編碼器之部分)應區塊交錯饋入至組成編碼器2之渦輪碼編碼器輸入資料。
渦輪碼交錯器在功能上應等同於如下方法：將渦輪碼交錯器輸入位元之整個序列以位址之序列順次寫入至一陣列中，且接著自由以下所描述之程序所界定之位址之序列讀出整個序列。
使輸入位址之序列為自0至Nturbo －1。接著，交錯器輸出位址之序列應等同於由圖22中所說明且下文所描述之程序所產生的交錯器輸出位址之序列。應注意，此程序等同於如下程序：將計數器值逐列寫入至25列乘2n行之陣列中、根據位元反轉規則來調換該等列、根據列特定線性同餘序列來排列每一列內之元素，且逐行讀出試驗性輸出位址。線性同餘序列規則為x(i+1)=(x(i)+c)mod 2n，其中x(0)=c且c為來自查找表的列特定值。
關於圖22中之程序，過程包括判定渦輪碼交錯器參數n，其中n為使得Nturbo 2n+5 的最小整數。下文所示之表12給予1000位元實體層封包的此參數。過程亦包括將(n+5)位元計數器初始化為0，且自計數器擷取n個最高有效位元(MSB)且加1，以形成新值。接著，廢除除此值之n個最低有效位元(LSB)以外的所有位元。過程進一步包括獲得下文所示之表13中所界定之查找表的n位元輸出，其中讀取位址等於計數器之五個LSB。應注意，此表視n之值而定。
過程進一步包括乘以在先前之擷取及獲得步驟中所獲得的值，且接著廢除除n個LSB以外的所有位元。接著，對計數器之五個LSB執行位元反轉。接著，形成試驗性輸出位址，該試驗性輸出位址之MSB等於在位元反轉步驟中所獲得之值，且其LSB等於在相乘步驟中所獲得之值。
接著，過程包括接受試驗性輸出位址作為一輸出位址(若其小於Nturbo )；否則，將其廢除。最後，遞增計數器，且重複初始化步驟之後的步驟，直到獲得所有Nturbo 個交錯器輸出位址為止。
位元交錯
對於OIS通道及資料通道，位元交錯為區塊交錯之形式。以將鄰近碼位元映射至不同星象圖符號中之此種型樣來交錯渦輪碼編碼封包的碼位元。
位元交錯器應按照以下程序來重排序渦輪碼編碼位元：a.對於待交錯之N個位元，位元交錯器矩陣M應為4行乘N/4列之區塊交錯器。順次逐行將N個輸入位元寫入至交錯陣列中。由索引j標註矩陣M之列，其中j＝0至N/4－1，且列0為第一列。
b.對於具有偶數索引(j mod 2＝0)之每一列j，應互換第2行及第3行中的元素。
c.對於具有奇數索引(j mod 2 ！＝0)之每一列，應互換第1行及第4行中的元素。
d.由表示所得矩陣。應逐列自左至右讀出的內容。
圖23說明N＝20之假設情形下之位元交錯器的輸出。
資料時槽配給
對於廣域OIS通道，每一OFDM符號應配給7個資料時槽，以用於OIS通道渦輪碼編碼封包之發射。廣域OIS通道應使用發射模式5。因此，廣域OIS通道需要5個資料時槽，以容納單一渦輪碼編碼封包之內容。某些廣域OIS通道渦輪碼編碼封包可跨越兩個連續OFDM符號。在MAC層處進行資料時槽配給。
資料時槽緩衝器之填充
應在如圖24中所說明之一或兩個連續OFDM符號中將廣域OIS通道渦輪碼編碼封包之位元交錯碼位元順次寫入至5個連續資料時槽緩衝器中。此等資料時槽緩衝器對應於時槽索引1至7。資料時槽緩衝器大小應為1000個位元。應注意，資料時槽緩衝器大小針對QPSK為1000個位元且針對16－QAM及分層調變為2000個位元。7個廣域OIS通道渦輪碼編碼封包(TEP)應佔用廣域OIS通道中之5個連續OFDM符號上的連續時槽(見圖10)。
時槽拌碼
應如先前所論述之對每一配給時槽緩衝器之位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
位元至調變符號之映射
應將每一組之來自第i拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元SB(i,2k)及SB(i,2k＋1)(i＝1、2、…7，k＝0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝1/)。圖13展示QPSK調變的信號星象圖。
時槽至交插之映射
針對廣域OIS通道OFDM符號的時槽至交插之映射應如本文中所指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
應按照以下程序將每一配給時槽中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波：a.建立一空副載波索引向量(SCIV)；b.使i為在範圍(i{0,511})內的可變索引。將i初始化為0；c. i由其9位元值ib 來表示；d.對ib 進行位元反轉且將所得值表示為ibr 。若ibr <500，則將ibr 附加至SCIV；e.若i<511，則將i遞增1且進行至步驟c；及f.將資料時槽中具有索引j(j {0,499})之符號映射至指派至該資料時槽之具有索引SCIV[j]的交插副載波。
應注意，索引SCIV僅需要計算一次且可用於所有資料時槽。
OFDM共用運算
經調變之廣域OIS通道副載波應經受如本文中所指定之共用運算。
區域OIS通道
此通道用以在當前超訊框中傳達關於與區域資料通道相關聯之作用MLC的附加項資訊，諸如，作用MLC之排程發射時間及時槽配給。區域OIS通道跨越每一超訊框中之5個OFDM符號時間間隔(見圖10)。
應根據圖14中所說明的步驟來處理區域OIS通道的實體層封包。
編碼
應以編碼速率R＝1/5來編碼區域OIS通道實體層封包。編碼程序應與如本文中所指定之廣域OIS通道實體層封包的編碼程序相同。
位元交錯
應如本文中所指定之對區域OIS通道渦輪碼編碼封包進行位元交錯。
資料時槽配給
對於區域OIS通道，每一OFDM符號應配給7個資料時槽，以用於渦輪碼編碼封包之發射。區域OIS通道應使用發射模式5。因此，區域OIS通道需要5個資料時槽，以容納單一渦輪碼編碼封包之內容。某些區域OIS渦輪碼封包可跨越兩個連續OFDM符號。在MAC層處進行資料時槽配給。
資料時槽緩衝器之填充
應在如圖25中所說明之一或兩個連續OFDM符號中將區域OIS通道渦輪碼編碼封包之位元交錯碼位元順次寫入至5個連續資料時槽緩衝器中。此等資料時槽緩衝器對應於時槽索引1至7。資料時槽緩衝器大小應為1000個位元。7個區域OIS通道渦輪碼編碼封包(TEP)應佔用區域OIS通道中之5個連續OFDM符號上的連續時槽(見圖25)。
時槽拌碼
應如0中所指定之對每一配給時槽緩衝器之位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
位元至調變符號之映射
應將每一組之來自第i拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元SB(i,2k)及SB(i,2k＋1)(i＝1、2、…7，k＝0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝1/)。圖13展示QPSK調變之信號星象圖。
時槽至交插之映射
針對區域OIS通道OFDM符號的時槽至交插之映射應如本文中所指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
此程序應與如本文中所指定之廣域OIS通道的程序相同。
OFDM共用運算
經調變之區域OIS通道副載波應經受如本文中所指定之共用運算。
廣域FDM引導通道
結合廣域資料通道或廣域OIS通道來發射廣域FDM引導通道。廣域FDM引導通道載運一可由FLO設備用於廣域通道估計及其他功能的固定位元型樣。
對於廣域FDM引導通道，應在每一OFDM符號(其載運廣域資料通道或廣域OIS通道)期間配給單一時槽。
配給時槽應將1000位元固定型樣用作輸入。此等位元應設定為零。應根據圖14中所說明之步驟來處理此等位元。
時槽配給
廣域FDM引導通道應在每一OFDM符號(其載運廣域資料通道或廣域OIS通道)期間經配給具有索引0的時槽。
時槽緩衝器之填充
用於配給至廣域FDM引導通道之時槽的緩衝器應以由1000個位元所組成之固定型樣來完全填充，其中每一位元設定為'0'。
時槽緩衝器拌碼
應如0中所指定之對區域FDM引導時槽緩衝器的位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
調變符號映射
應將每一組之第i拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元SB(i,2k)及SB(i,2k+1)(i=0，k=0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS=(mI,mQ)中(其中)。圖13展示QPSK調變之信號星象圖。
時槽至交插之映射
區域FDM引導通道時槽至交插之映射應如本文中所指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
應如下將配給時槽中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波：應將第i複數調變符號(其中i {0,1,...499})映射至交插的第i副載波。
OFDM共用運算
經調變之區域FDM引導通道副載波應經受如本文中所指定之共用運算。
廣域資料通道
廣域資料通道用以載運意欲用於廣域多播之實體層封包。廣域資料通道的實體層封包可與在廣域中所發射之作用MLC中之任一者相關聯。
配給時槽之廣域資料通道處理
應根據圖26中所說明之步驟來處理廣域資料通道的實體層封包。
對於正常調變(QPSK及16－QAM)，實體層封包在儲存於資料槽緩衝器中之前進行渦輪碼編碼及位元交錯。對於分層調變，基本分量實體層封包及增強分量實體層封包在多工至資料槽緩衝器中之進行獨立渦輪碼編碼及位元交錯。
編碼
應以編碼速率R＝1/2、1/3或2/3來編碼廣域資料通道實體層封包。編碼器應廢除傳入之實體層封包的6位元TAIL欄位，且以如本文中所指定之平行渦輪碼編碼器來編碼其餘位元。渦輪碼編碼器應添加6/R(＝12、18或9)輸出碼位元之內部產生尾端，使得在輸出端處之渦輪碼編碼位元的總數目為1/R乘輸入實體層封包中之位元數目。
圖27說明用於廣域資料通道之編碼方案。廣域資料通道編碼器參數應如下表14中所指定。
渦輪碼編碼器
用於廣域資料通道實體層封包的渦輪碼編碼器應如本文中所指定。
藉由以上升位置中之開關對組成編碼器計時Nturbo 次且如下文所示之表15中所指定之擊穿輸出來產生編碼資料輸出位元。在擊穿型樣內，'0'意謂應刪除位元，且'1'意謂應傳遞位元。應以序列X、Y0 、Y1 、X'、Y'0 、Y'1 來傳遞每一位元週期之組成編碼器輸出，其中X輸出第一。在產生編碼資料輸出符號的過程中並不使用位元重複。
針對尾端週期之組成編碼器輸出符號擊穿應如下文所示之表16中所指定。在擊穿型樣內，'0'意謂應刪除符號，且'1'意謂應傳遞符號。
對於速率為1/2之渦輪碼，前三個尾端位元週期中之每一者的尾端輸出碼位元應為XY0 ，且後三個尾端位元週期中之每一者的尾端輸出碼位元應為X'Y'0 。
對於速率為1/3之渦輪碼，前三個尾端位元週期中之每一者的尾端輸出碼位元應為XXY0 ，且後三個尾端位元週期中之每一者的尾端輸出碼位元應為XX'Y'0 。
對於速率為2/3之渦輪碼，前三個尾端位元週期之尾端輸出碼位元應分別為XY0 、X及XY0 。後三個尾端位元週期之尾端輸出碼位元應分別為X'、X'Y'0 及X'。
應注意，在上表15中，將自頂部至底部來讀取擊穿表。
應注意，關於上表16，對於速率為1/2之渦輪碼，將首先自頂部至底部且接著自左至右讀取擊穿表。對於速率為1/3之渦輪碼，將自頂部至底部(重複X及X')且接著自左至右讀取擊穿表。對於速率為2/3之渦輪碼，將首先自頂部至底部且接著自左至右讀取擊穿表。
渦輪碼交錯器
廣域資料通道之渦輪碼交錯器應如本文中所指定。
位元交錯
應如本文中所指定之對廣域資料通道渦輪碼編碼封包進行位元交錯。
資料時槽配給
對於廣域資料通道，每一OFDM符號可配給高達7個資料時槽，以用於與一或多個MLC相關聯之多個渦輪碼編碼封包的發射。對於某些模式(2、4、8及11，見上表5)，渦輪碼編碼封包佔用時槽之部分。然而，以避免多個MLC共用同一OFDM符號內之時槽的方式將時槽配給至MLC。
資料時槽緩衝器之填充
應將廣域資料通道渦輪碼編碼封包之位元交錯碼位元寫入至一或多個資料時槽緩衝器中。此等資料時槽緩衝器對應於時槽索引1至7。資料時槽緩衝器大小針對QPSK應為1000個位元且針對16－QAM及分層調變應為2000個位元。對於QPSK及16－QAM調變，應將位元交錯碼位元順次寫入至時槽緩衝器中。對於分層調變，對應於基本及增強分量之位元交錯碼位元應在填充時槽緩衝器之前如圖28中所說明之進行交錯。
圖29說明單一渦輪碼編碼封包跨越三個資料時槽緩衝器的情形。
圖30說明具有編碼速率1/3之基本分量渦輪碼編碼封包與具有相同編碼速率之增強分量渦輪碼封包多工以佔用3個資料時槽緩衝器的情形。
圖31說明資料通道渦輪碼編碼封包佔用資料時槽之部分且需要四個渦輪碼編碼封包來填滿整數數目個資料時槽的情形。
圖31中之三個時槽可跨越一個OFDM符號或多個連續OFDM符號。在任一狀況下，針對MLC之OFDM符號上的資料時槽配給應具有連續時槽索引。
圖32說明在訊框中之三個連續OFDM符號上，至五個不同MLC之時槽配給的快照。在圖中，TEP n,m表示針對第m MLC之第n渦輪碼編碼封包。在圖中：a. MLC 1使用發射模式0且需要用於每一渦輪碼編碼封包的三個時槽。MLC 1使用3個連續OFDM符號以發送一個渦輪碼編碼封包。
b. MLC 2使用發射模式1且利用2個時槽以發射單一渦輪碼編碼封包。MLC 2使用OFDM符號n及n＋1以發送兩個渦輪碼編碼封包。
c. MLC 3使用發射模式2且需要用於發射一個渦輪碼編碼封包的1.5個時槽。MLC 3使用三個連續OFDM符號以發射6個渦輪碼編碼封包。
d. MLC 4使用發射模式1且需要2個時槽來發射單一渦輪碼編碼封包。MLC 4使用2個連續OFDM符號以發送兩個渦輪碼編碼封包。
e. MLC 5使用發射模式3且需要1個時槽來發射一渦輪碼編碼封包。MLC 5使用一個OFDM符號以發送一渦輪碼編碼封包。
時槽拌碼(Slot Scrambling)
應如0中所指定之對每一配給時槽緩衝器之位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
位元至調變符號之映射
對於廣域資料通道，視發射模式而定，可使用QPSK、16－QAM或分層調變。
QPSK調變
應將每一組之來自第i拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元SB(i,2k)及SB(i,2k＋1)(i＝1、2、…7，k＝0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝1/)。圖13展示QPSK調變之信號星象圖。
16－QAM調變
應將每一組之來自第i拌碼資料時槽緩衝器之四個連續位元SB(i,4k)、SB(i,4k＋1)、SB(i,4k＋2)及SB(i,4k＋3)(i＝1、2、…7，k＝0、1、…499)分組且映射至如下表17中所指定的16－QAM複數調變符號S(k)＝(mI(k),mQ(k))(k＝0、1、…499)(其中A＝1/)。圖33展示16－QAM調變器之信號星象圖，其中s0 ＝SB(i,4k)、s1 ＝SB(i,4k＋1)、s2 ＝SB(i,4k＋2)及s3 ＝SB(i,4k＋3)。
具有基本及增強分量之分層調變
應將每一組之來自第i拌碼資料時槽緩衝器之四個連續位元SB(i,4k)、SB(i,4k＋1)、SB(i,4k＋2)及SB(i,4k＋3)(i＝1、2、…7，k＝0、1、…499)分組且映射至如下表18中所指定的分層調變複數符號S(k)＝(mI(k),mQ(k))(k＝0、1、…499)。若r表示在基本分量與增強分量之間的能量比，則應由以下方程式給出α及β：及(見表4)。
圖34展示分層調變的信號星象圖，其中s0 ＝SB(i,4k)、s1 ＝SB(I,4k＋1)、s2 ＝SB(i,4k＋2)及s3 ＝SB(i,4k＋3)。應注意，用於填充時槽緩衝器之程序確保(見圖28)位元s0 及s2 對應於增強分量且位元s1 及s3 對應於基本分量。
應注意，在上表18中，，其中r為基本分量能量與增強分量能量之比。
僅具有基本分量之分層調變
應將自每一組之來自第i拌碼時槽緩衝器之四個連續位元中的第2位元SB(i,4k＋1)及第4位元SB(i,4k＋3)(i＝1、2、…7，k＝0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝1/)。圖13展示QPSK調變之信號星象圖。
時槽至交插之映射
針對廣域資料通道OFDM符號的時槽至交插之映射應如本文中所指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
應使用本文中所指定之程序將每一配給時槽中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波。
OFDM共用運算
經調變之廣域資料通道副載波應經受本文中所指定之共用運算。
未配給時槽之廣域資料通道處理
廣域資料通道中的未配給時槽將1000位元固定型樣用作輸入，其中每一位元設定為0。應根據圖14中所說明之步驟來處理此等位元。
時槽緩衝器之填充
用於廣域資料通道之每一未配給時槽之緩衝器應以由1000個位元所組成的固定型樣來完全填充，其中每一位元設定為'0'。
時槽拌碼
應如0中所指定之對廣域資料通道中之每一未配給時槽緩衝器的位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
調變符號映射
應將每一組之來自第i拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元SB(i,2k)及SB(i,2k＋1)(i＝1、2、…7，k＝0、1、…499)(其分別標註為s0 及s1 )映射至如表6中所指定的複數調變符號MS＝(mI,mQ)中(其中D＝1/)。圖13展示QPSK調變之信號星象圖。
時槽至交插之映射
針對廣域資料通道OFDM符號中之未配給時槽的時槽至交插之映射應如0中所指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
應如下將時槽緩衝器中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波：應將第i複數調變符號(其中i {0,1,...499})映射至交插的第i副載波。
OFDM共用運算
此經調變之廣域資料通道OFDM符號副載波應經受如本文中所指定之共用運算。
區域資料通道
區域資料通道用以載運意欲用於區域多播之實體層封包。區域資料通道的實體層封包可與在區域中所發射之作用MLC中之任一者相關聯。
配給時槽之區域資料通道處理
應根據圖26中所說明之步驟來處理區域資料通道的實體層封包。
對於正常調變(QPSK及16－QAM)，實體層封包在儲存於資料時槽緩衝器中之前進行渦輪碼編碼及位元交錯。對於分層調變，基本分量實體層封包及增強分量實體層封包在多工至資料時槽緩衝器中之前進行獨立渦輪碼編碼及位元交錯。
編碼
應以編碼速率R＝1/3、1/2或2/3來編碼區域資料通道實體層封包。該編碼程序應與如本文中所指定之廣域資料通道的編碼程序相同。
位元交錯
應如本文中所指定之對區域資料通道渦輪碼編碼封包進行位元交錯。
資料時槽配給
對於區域資料通道，時槽配給應如本文中所指定。
資料時槽緩衝器之填充
用於填充區域資料通道之時槽緩衝器的程序應如本文中所指定。
時槽拌碼
應如本文中所指定之對每一配給時槽緩衝器之位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
時槽位元至調變符號之映射
對於區域資料通道，視發射模式而定，可使用QPSK、16－QAM或分層調變。
QPSK調變
應將每一組之來自拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元映射至如本文中所指定的QPSK調變符號中。
16－QAM調變
應將每一組之來自拌碼時槽緩衝器之四個連續位元映射至如本文中所指定的16－QAM調變符號中。
具有基本及增強分量之分層調變
應將每一組之來自拌碼時槽緩衝器之四個連續位元映射至如本文中所指定的分層調變符號中。
僅具有基本分量之分層調變
應將自每一組之來自拌碼時槽緩衝器之四個連續位元中的第2位元及第4位元映射至如本文中所指定的QPSK調變符號中。
時槽至交插之映射
針對區域資料通道OFDM符號的時槽至交插之映射應如本文中所指定。
時槽調變符號至交插副載波之映射
應使用本文中所指定之程序將每一配給時槽中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波。
OFDM共用運算
經調變之廣域資料通道副載波應經受如本文中所指定之共用運算。
未配給時槽之區域資料通道處理
區域資料通道中的未配給時槽將1000位元固定型樣用作輸入，其中每一位元設定為0。應根據圖14中所說明之步驟來處理此等位元。
時槽緩衝器之填充
用於區域資料通道之每一未配給時槽之緩衝器應以由1000個位元所組成的固定型樣來完全填充，其中每一位元設定為'0'。
時槽拌碼
應如0中所指定之對廣域資料通道中之每一未配給時槽緩衝器的位元進行拌碼。由SB來表示拌碼時槽緩衝器。
調變符號映射
應將每一組之來自拌碼時槽緩衝器之兩個連續位元映射至如本文中所指定的QPSK調變符號中。
時槽至交插之映射
針對區域資料通道OFDM符號中之未配給時槽的時槽至交插映射應如本文中所指定。
時槽緩衝器調變符號至交插副載波之映射
應如下將時槽緩衝器中之500個調變符號順次指派至500個交插副載波：應將第i複數調變符號(其中i {0,1,...499})映射至交插的第i副載波。
OFDM共用運算
此經調變之區域資料通道OFDM符號副載波應經受如本文中所指定之共用運算。
時槽至交插之映射
時槽至交插之映射如此章節中所指定之針對每一OFDM符號變化。在每一OFDM符號中存在8個時槽。FDM引導通道應利用時槽0。時槽0應如下經指派針對超訊框中之OFDM符號索引j之交插Ip [j]：若(j mod 2＝0)，則Ip [j]＝2。
否則，Ip [j]＝6。
用於時槽0的交插指派程序確保FDM引導通道經分別指派針對偶數及奇數OFDM符號索引之交插2及6。將每一OFDM符號中之其餘7個交插指派至時槽1至7。此說明於圖35中，其中P及D分別表示指派至由FDM引導通道及資料通道所佔用之時槽的交插。
時槽1至7之時槽至交插之映射應如下：a.使i為交插索引i(i{0,7})之3位元值。將i的位元反轉值表示為ibr 。
b.使Ij 表示如本文中較早界定之第j交插。藉由以ibr 替換Ii 中之索引i(i{0,7})來排列交插序列{I0 I1 I2 I3 I4 I5 I6 I7 }，以產生排列序列PS＝{I0 I4 I2 I6 I1 I5 I3 I7 }。
c.在PS中聯合交插I2 與I6 ，以產生縮短之交插序列SIS＝{I0 I4 I2 /I6 I1 I5 I3 I7 }。
d.對於超訊框中具有索引j(j{1,1199})的OFDM符號，對步驟3中之SIS執行右手循環移位等於(2×j)mod 7之值的次數，以產生經排列之縮短之交插序列PSIS(j)。
e.若(j mod 2＝0)，則選擇PSIS(j)中之交插I6 。否則，選擇PSIS[j]中之I2 。
f.對於超訊框中的第j OFDM符號時間間隔，第k資料時槽(k{1,...7})應經指派交插PSIS(j)[k－1]。
應注意，對於以上步驟c，因為交插2及交插6交替用於引導，所以其餘七個交插用於指派至資料時槽。此外，應注意，超訊框跨越1200個OFDM符號時間間隔且OFDM符號索引0之時槽至交插之映射並未使用。此外，對於以上步驟d，應注意，序列s＝{1 2 3 4 5}的2次右手循環移位後產生序列s(2)＝{4 5 1 2 3}。
圖36說明在15個連續OFDM符號時間間隔上至所有8個時槽的交插指派。自時槽至交插之映射型樣在14個連續OFDM符號時間間隔之後重複。圖36展示所有交插緊接引導交插經指派約相同時間份額且所有交插之通道估計效能約相同。
OFDM共用運算
此區塊將與針對OFDM符號時間間隔m 之副載波索引k 相關聯的複數調變符號X k,m 變換成RF發射信號。該等運算說明於圖37中。
IFT運算
與第m OFDM符號相關聯之複數調變符號X k,m (k ＝0、1、…、4095)應按照反傅立葉變換(IFT)方程式與連續時間信號x m (t )相關。特定而言，,其中0tTs '。
在以上方程式中，(△f ) SC 為副載波間隔，而T WGI 、T FGI 及T s ' 如此申請案中先前所論述之界定。
開視窗
信號x m (t )應乘以視窗函數w (t )，其中
由y m (t )表示視窗信號，其中y m (t )＝x m (t )w (t )。
在上文中，T U 及T s 如本文中先前所界定。
重疊及添加
應藉由以T WGI 重疊來自連續OFDM符號之視窗連續時間信號來產生基頻信號S BB (t )。此說明於圖38中。特定而言，S BB (t )由以下方程式給出：
載波調變
同相及正交基頻信號應增頻轉換至RF頻率且求和以產生RF波形S RF (t )。在圖37中，f c (k )為第k FLO RF通道的中心頻率(見表1)。
替代時序及頻率擷取引導符號(TDM1)
在另一實例中，應注意，圖10之超訊框結構且特定而言引導通道TDM1可經修改以藉由不同方式使超訊框的處理最佳化。
應注意，如先前結合圖10至圖18之實例所論述，超訊框包括一特殊引導OFDM符號(例如，及"擷取符號"或TDM1引導符號)，其用於初始或粗略時序擷取、訊框邊界分界，及類似於本文中先前所描述之實例之載波頻率偏移的擷取。藉由背景，應注意，在大多數OFDM通信系統中，此特殊引導OFDM符號(亦即，擷取符號或TDM引導1通道)具有以規定週期P 週期性地發射之規定持續時間T 。如圖39中所說明，在該等狀況下，訊框或超訊框3904內之特殊引導3902(例如，擷取符號或TDM引導1)包括在具有週期τ之時域中的週期性波形3906之序列。在接收器末端處之延遲相關器接著通常配置有等於週期τ之延遲，以偵測此週期性。該相關器的輸出將理想地由一系列矩形脈衝3908所組成，該等矩形脈衝3908以P之週期性各自對應於波形3906的每一序列(如圖39中進一步所示)。為了尋找TDM1引導之邊界，需要偵測矩形邊緣，其在雜訊存在的情況下可能較難。此外，延遲相關需要兩個雜訊資料樣本之相乘，且因此遭受高雜訊方差。從而，時序及頻率偏移估計之不良精確度因此不可避免。此外，延遲相關計算高度複雜。
此外，因為接收器正尋找接收信號中之週期性波形，所以該等方案本質上易受週期性干擾，諸如，載頻調干擾器或接收信號中所存在之任何週期性波形型樣。儘管存在降低週期性干擾效應之補救方法，但通常該等補救方法伴隨相當高的額外複雜性。
代替使用擷取或TDM1符號之週期性波形(諸如，圖39中所說明之週期性波形)，當前揭示的實例利用配置為時域QPSK符號序列{q [i ],i ＝0,1,…,N －1}之擷取符號或TDM1引導，其中該序列由以p [n ]所表示之偽隨機雜訊(PN)序列來調變。根據一實例，PN序列具有一大於或等於2N 的週期L，其中N為OFDM符號長度(或快速傅立葉變換(FFT)大小)。此週期長度確保PN序列足夠長，以避免在長度N之OFDM符號期間重複PN序列，此係因為PN序列之多次重複(其導致一個擷取符號中之同一波形的多次重複)可導致接收器處的時序不確定性。又，PN序列之一個週期允許接收器具有僅解展擷取符號之用於自動增益控制(AGC)收斂、適應性定限之雜訊基線估計及延遲控制之一部分的靈活性。
此外，經由快速傅立葉變換(FFT)，將經調變之時域OFDM或擷取符號轉換至頻域。當將時域OFDM符號(其自時域QPSK序列以PN序列p[n]的調變形成)FFT變換至頻域時，接著施加一頻譜遮罩。頻譜遮罩之施加確保擷取符號波形符合頻譜形狀要求。在最簡單之狀況下，作為一實例，可使用一矩形頻譜遮罩，亦即，在保護載頻調區域中將載頻調歸零，正如一正常OFDM符號。接著將所得OFDM符號反快速傅立葉變換(IFFT)返回至時域。
應注意，在構造訊框或超訊框的過程中，OFDM符號長度N之擷取符號經進一步附加有一循環前置(CP)及在OFDM擷取符號之前及之後的兩個視窗保護時間間隔(W)，正如一正常OFDM符號。作為一實例，圖40提供可包括例示性擷取OFDM符號之訊框之例示性構造的說明。如所圖示，訊框之說明部分4000展示三個OFDM符號：擷取符號4002、在符號4002之前或先前之OFDM符號4004，及下一或隨後的OFDM符號4006。
時域OFDM擷取符號4002經循環前置(CP)，如由循環前置4008所示。符號4002亦在符號之開始處及末端處開視窗，如由視窗(W)4010及4012所展示。符號4002如所說明之分別在視窗4010及4012內重疊鄰近符號4004及4006。符號4002從而在訊框或超訊框內作為正常OFDM符號發射。
應注意，能夠使用若干(由C表示)唯一PN序列(亦即，子序列)，其中每一唯一序列表示一系統配置(亦即，每一唯一序列通信關於系統之資訊，諸如，系統FFT大小，等)，其可用於系統判定。一個如何產生C數目個唯一PN序列的實例為尋找具有至少之長度的位元最大長度PN序列，其中N為OFDM符號長度。將集合PN序列劃分成C個非重疊區段或子序列(各自具有長度2N)，其中每一子序列(p ( c ) [n ],c ＝1,2,…,C ,n ＝1,2,…,2N )表示一有效系統配置。換而言之，以不同或各別PN遮罩表示不同系統配置。
在圖41中說明經配置以構造及發射圖40之訊框4000之例示性發射器(或用於發射器中的處理器)4100。發射器4100包括一PN產生器4102，該PN產生器4102產生且輸出用以調變時域QPSK符號序列之PN序列4103(亦即，一或多個序列，其包括C數目個序列中的一個序列)。PN產生器4102可以一PN序列產生器4104來建構，該PN序列產生器4104產生PN序列，其包括如先前詳述之C數目個子序列。產生器4102亦可包括一串列至並列轉換器4106或同等類型設備，其在QPSK調變之狀況下將來自序列產生器4102之串列位元流轉換成兩個位元符號。應注意，對於其他調變技術(例如，M階PSK或QAM)，串列至並列轉換器可將串列位元流轉換成具有三個或三個以上位元的符號。
發射器4100進一步包括一自產生器4102接收PN序列4103之QPSK調變器4108。QPSK調變器4108以PN序列4103來調變QPSK符號序列(例如，{q [i ],i ＝0,1,…,N －1})。在一實例中，調變器4108以C數目個PN子序列中之一者來調變符號序列，該者相關於特定組之系統資訊。
調變器4108將調變符號輸出至快速傅立葉變換(FFT)單元4110，其將時域符號轉換成頻域符號。FFT 4110繼而將轉換之頻域符號傳送至頻譜遮罩單元4112。頻譜遮罩單元4112將一頻譜遮罩施加至頻域符號，以確保擷取符號波形符合頻譜形狀要求，諸如，FCC要求。如先前所論述，在最簡單之狀況下，可使用一矩形頻譜遮罩，其中在保護載頻調區域中將載頻調歸零，正如一正常OFDM符號。
在由單元4110施加頻譜遮罩後，由IFFT單元4114將所得遮罩頻域OFDM符號接著反快速傅立葉變換(IFFT)返回至時域。接著，將轉換之符號輸入至組合單元4115，該組合單元4115以由圖40所說明之方式將擷取符號作為TDM1符號插入超訊框之訊框中。單元4115包括一定標單元4116，以定標適合於訊框中可用之長度N的符號。單元4115進一步包括一循環前置(CP)及開視窗單元4118，其將循環前置及開始及末端視窗(見(例如)圖40)施加至擷取符號。最後，單元4115包括一重疊及添加單元4120，其在與如圖40中所說明之符號之視窗部分中的先前及隨後符號適當重疊之情況下，將符號添加至訊框或超訊框。由超訊框組合單元4121將來自單元4120之擷取訊框置放至超訊框中。接著，將組合之超訊框輸入至用於訊框之無線發射的發射器電路4122。
應注意，可在發射器裝置內將揭示之發射器4100建構為硬體、軟體或韌體。此外，在軟體建構之狀況下，發射器4100可包括一積體電路，諸如，特殊應用積體電路(ASIC)，其包括或介面連接一上面儲存有指令的電腦可讀媒體(諸如，記憶體4124)，該等儲存指令當由處理器執行時導致處理器執行此揭示案中隨後所描述之方法。
圖42展示用於構造及發射OFDM或擷取符號之方法的流程圖。過程4200始於區塊4202且流程進行至區塊4204。在區塊4204，產生至少一個PN序列。如先前所論述，該至少一個PN序列具有至少一預定長度(諸如，2L)，以確保無序列重複。應注意，區塊4204之過程可由圖41中所說明及以上所論述之PN產生器4102或其他適當設備來實行。此外，可諸如藉由自C數目個序列(各自表示一特定系統配置)產生一序列p[n](c) 來建構區塊4204的過程。
在產生PN序列後，流程進行至區塊4206，其中在時域中使用PN序列來調變時域序列，諸如，QPSK符號。此過程可由調變器4108或其他類型設備來實行。接著，將經調變之符號轉換調變至頻域(如區塊4208中所示)。作為一實例，此轉換可由FFT單元4110或其他類似設備來執行，以用於時域符號至頻域之轉換。
一旦已將符號轉換至頻域，則流程進行至區塊4210，其中將一頻率遮罩施加至符號。在揭示之實例中，將頻域中經QPSK調變之符號中不符合預定頻率遮罩之條件的頻率歸零。此過程4210可由頻譜遮罩4112(如圖41中所示)或任何其他適當設備來執行，以確保所要之頻譜。
在已對符號進行遮罩之後，諸如藉由IFFT(例如，IFFT 4114)將經遮罩及調變之QPSK符號轉換返回至時域(如區塊4212中所說明)。接著，如區塊4214中所說明，將經時域遮罩及調變之符號置放至無線通信訊框中作為擷取或TDM1符號。作為一實例，此過程可由如圖41中所說明之組合單元4115及其組成單元來實行。過程4200接著在區塊4216結束，且可接著發射所得通信信號訊框。
圖43說明用於構造及發射包括一替代擷取引導符號(TDM1)之訊框或超訊框之發射器4300的另一實例。發射器包括一用於產生至少一個具有至少一預定長度之PN序列的構件4302。構件4302將PN序列輸出至用於調變的構件4304，其利用PN序列來調變QPSK序列或其他適當序列。構件4304將經調變之符號輸出至用於將經調變之QPSK符號轉換至頻域之構件4306。構件4306可由FFT單元4110或同等設備來建構，以將符號自時域轉換至頻率。
構件4306將經轉換之調變符號輸出至用於對調變符號之預定頻率集合進行遮罩的構件4308。此構件可由頻譜遮罩或任何其他等同設備(用於確保通信符號之所要頻譜)來實行。在由構件4306對符號進行遮罩之後，將符號輸出至用於將符號轉換至時域的構件4310。此可經由使用IFFT(例如，4114)或其他等同設備來完成。
接著，將符號傳送至用於組合包括一擷取符號(其包括將遮罩及調變之QPSK符號)之無線通信訊框的構件4312。一旦經組合，則可經由用於發射的構件4314來發射訊框或超訊框。
應注意，當例如由接收器接收到經發射之擷取符號時，可使經接收之信號與經PN調變之QPSK符號序列相關。作為一實例，接收器可使用一匹配濾波器，其中相對於已知PN序列(例如，C數目個PN序列)來檢查經接收之信號。因為經PN調變之QPSK符號序列為±1±j 之序列，所以可使相關計算極為高效，且相關輸出相比延遲相關具有較少雜訊。若所測試之特定PN序列造成經接收之PN調變擷取或TDM1信號中的匹配，則接收器可接著導出本系統屬於與該特定PN序列相關之類型的資訊。在通信系統使用C數目個PN序列的狀況下，仍未偵測到一TDM1符號之接收器將重複檢查C數目個序列的PN序列，直到尋找到一匹配或消耗所有可能子序列為止，從而指示TDM引導1在給定時間並不存在。
總之，當相較於圖39之方法時，以上結合圖40至圖43所論述之用於實行替代擷取引導符號的上述裝置及方法提供發射器及接收器設計之增加的簡化性及同樣增加之效能。揭示之裝置及方法耐受週期性干擾，諸如，載頻調干擾器，此係因為該等發射的接收器並不尋找經接收之信號的週期性。此外，圖40至圖43之當前揭示的裝置及方法提供增加的時序精確度，此係因為PN序列用於時序且從而相關延遲得以避免(例如，兩個雜訊樣本之相乘)。藉由利用部分解展亦提供複雜性之降低(亦即，無延遲相關計算)、AGC親和性及較少延遲。擷取符號具有最小峰值對平均功率比(PAPR)。
結合本文中揭示之實施例所描述的各種說明性邏輯區塊、模組及電路可藉由經設計以執行本文中所描述之功能的通用處理器、數位信號處理器(DSP)、特殊應用積體電路(ASIC)、場可程式閘陣列(FPGA)或其他可程式邏輯設備、離散閘或電晶體邏輯、離散硬體組件或其任何組合來建構或執行。通用處理器可為微處理器，但在替代方案中，該處理器可為任何習知處理器、控制器、微控制器或狀態機。亦可將處理器建構為計算設備之組合，例如，一DSP與一微處理器之組合、複數個微處理器的組合、結合一DSP核心之一或多個微處理器之組合，或任何其他此種配置的組合。
結合本文中揭示之實施例所描述之方法或演算法的步驟可以硬體、由一處理器所執行的軟體模組，或兩者之組合直接體現。軟體模組可駐存於RAM記憶體、快閃記憶體、ROM記憶體、EPROM記憶體、EEPROM記憶體、暫存器、硬碟、可移磁碟、CD－ROM，或此項技術中已知之任何其他形式的儲存媒體中。將一例示性儲存媒體耦接至處理器，使得該處理器可自儲存媒體讀取資訊，及將資訊寫入儲存媒體。在替代方案中，儲存媒體可整合至處理器。處理器及儲存媒體可駐存於一ASIC中。該ASIC可駐存於一使用者終端機中。在替代方案中，處理器及儲存媒體可作為離散組件駐存於使用者終端機中。
提供所揭示之實施例的先前描述，以使任何熟習此項技術者能夠實施或使用本發明。熟習此項技術者將易瞭解對此等實施例之各種修改，且可在不脫離本發明之精神或範疇的情況下，將本文中所界定之一般原理應用至其他實施例。因此，本發明並不意欲限於本文中所示之實施例，而將符合與本文中所揭示之原理及新穎特徵一致的最廣泛之範疇。
熟習此項技術者將理解，可使用各種不同技術及技藝中之任一者來表示資訊及信號。舉例而言，可藉由電壓、電流、電磁波、磁場或粒子、光場或粒子，或其任何組合來表示可在以上描述中參考的資料、指令、命令、資訊、信號、位元、符號及碼片。
熟習此項技術者將進一步瞭解，可將結合本文中揭示之實施例所描述的各種說明性邏輯區塊、模組、電路及演算法步驟建構為電子硬體、電腦軟體或兩者的組合。為了清楚說明硬體與軟體之此互換性，各種說明性組件、區塊、模組、電路及步驟以上已根據各自的功能性進行大體描述。將該功能性建構為硬體還是軟體視特定應用及強加於總系統上之設計約束而定。熟習工匠可針對每一特定應用來以不同方式建構所描述的功能性，但該等建構決策不應解釋為導致脫離本發明之範疇的原因。
102．．．渦輪碼編碼位元
104．．．位元交錯區塊
106．．．星象圖符號映射區塊
108．．．星象圖符號交錯區塊
110．．．通道化區塊
112．．．交插表
114．．．OFDM符號
152．．．渦輪碼編碼位元
154．．．位元交錯區塊
156．．．星象圖符號映射區塊
158．．．通道化區塊
160．．．交錯式交插表及動態之時槽－交插映射
162．．．OFDM符號
202．．．渦輪碼封包的碼位元
204．．．交錯緩衝器
250．．．渦輪碼封包的碼位元
252．．．交錯緩衝器
254．．．交錯緩衝器
256．．．渦輪碼封包的交錯碼位元
302．．．渦輪碼封包
304．．．星象圖符號
306．．．交錯式交插表
308．．．交插
310．．．交插
312．．．交插
314．．．交插
316．．．交插
318．．．交插
320．．．交插
322．．．交插
402．．．時槽索引
404．．．OFDM符號索引
406．．．保留用於排程器之時槽索引
408．．．保留用於引導之時槽索引
502．．．特定時槽
504．．．時槽符號索引
506．．．保留用於排程器之時槽索引
508．．．保留用於引導之時槽索引
702．．．無線設備
704．．．天線
706．．．雙工器
708．．．接收器
710．．．發射器
712．．．處理器
714．．．記憶體
3902．．．特殊引導
3904．．．訊框或超訊框
3906．．．週期性波形
3908．．．矩形脈衝
4000．．．訊框之說明部分
4002．．．擷取符號
4004．．．OFDM符號
4006．．．OFDM符號
4008．．．循環前置
4010．．．視窗
4012．．．視窗
4100．．．發射器
4102．．．PN產生器
4103．．．PN序列
4104．．．PN序列產生器
4106．．．串列至並列轉換器
4108．．．QPSK調變器
4110．．．快速傅立葉變換單元
4112．．．頻譜遮罩單元
4114．．．反快速傅立葉變換單元
4115．．．組合單元
4116．．．定標單元
4118．．．開視窗單元
4120．．．重疊及添加單元
4121．．．超訊框組合單元
4122．．．發射器電路
4124．．．記憶體
4300．．．發射器
4302．．．構件
4304．．．構件
4306．．．構件
4308．．．構件
4310．．．構件
4312．．．構件
4314．．．構件
圖1a展示根據一實施例之通道交錯器；圖1b展示根據另一實施例之通道交錯器；圖2a展示根據一實施例之置放至交錯緩衝器中之渦輪碼封包的碼位元；圖2b展示根據一實施例之排列成N/m列乘m行之矩陣的交錯緩衝器；圖3說明根據一實施例之交錯式交插表；圖4展示根據一實施例之通道化圖；圖5展示根據一實施例的通道化圖，其中全'1'移位序列導致對於特定時槽的長期良好及不良通道估計；及圖6展示一通道化圖，其中全'2'移位序列導致均勻展開之良好及不良通道估計交插；及圖7展示根據一實施例之經配置以建構交錯的無線設備；圖8展示實體層封包之例示性訊框檢查序列計算的方塊圖；圖9展示例示性OFDM符號之持續時間之圖；圖10展示例示性超訊框的結構及通道結構；圖11展示在發射器中之例示性TDM引導1封包處理之方塊圖；圖12展示用於調變TDM引導1副載波的例示性PN序列產生器；圖13展示QPSK調變之例示性信號星象圖；圖14展示說明在發射器中之資料通道/保留OFDM符號中之TDM引導2/WIC/LIC/FDM引導/TPC/未配給時槽之固定型樣處理的方塊圖；圖15為廣域識別通道中之時槽配給的實例；圖16展示例示性時槽位元拌碼器；圖17展示例示性LIC時槽配給的方塊圖；圖18展示例示性TDM引導2時槽配給的方塊圖；圖19展示說明在發射器中之OIS實體層封包處理的方塊圖；圖20展示例示性廣域/區域OIS通道編碼器的方塊圖；圖21展示例示性渦輪碼編碼器架構的方塊圖；圖22展示用於計算渦輪碼交錯器輸出位址之程序的方塊圖；圖23展示例示性位元交錯器運算(其中N＝20)之方塊圖；圖24展示映射至資料時槽緩衝器之廣域OIS通道渦輪碼編碼封包的方塊圖；圖25展示映射至資料時槽緩衝器之區域OIS渦輪碼編碼封包；圖26展示說明用於在發射器中處理資料通道實體層封包之程序的方塊圖；圖27展示例示性資料通道編碼器的方塊圖；圖28展示針對分層調變填充時槽緩衝器之基本及增強分量位元的例示性交錯；圖29展示佔用三個資料時槽緩衝器之資料通道渦輪碼編碼封包；圖30展示佔用三個資料時槽緩衝器之基本及增強分量渦輪碼編碼封包之多工的實例；圖31展示佔用3個資料時槽緩衝器之資料通道渦輪碼編碼封包的實例；圖32展示在訊框中之3個連續OFDM符號上至多個MLC之時槽配給的實例；圖33展示針對16-QAM調變之例示性信號星象圖；圖34展示針對分層調變之例示性信號星象圖；圖35展示至FDM引導的交插配給的圖；圖36展示至時槽之交插配給的圖；圖37展示例示性OFDM共用運算的方塊圖；圖38展示根據一實例說明開視窗之OFDM符號之重疊的圖；圖39說明超訊框內所利用之引導擷取符號，其中該符號包括在時域中之週期性波形的序列；圖40展示包括一擷取OFDM符號之超訊框的例示性構造；圖41展示用於構造及發射圖40中所說明之訊框的例示性發射器；圖42展示用於構造及發射包括如圖40中所示之擷取符號之超訊框之方法的流程圖；及圖43展示用於構造及發射包括圖40中所例示之擷取引導符號之超訊框之發射器的另一實例。
402．．．時槽索引
404．．．OFDM符號索引
406．．．保留用於排程器之時槽索引
408．．．保留用於引導之時槽索引

Claims (35)

  1. 一種發射器，其包含：一偽隨機雜訊序列產生器，該偽隨機雜訊序列產生器經配置以產生複數個偽隨機雜訊序列，其中該複數個偽隨機雜訊序列之每一者表示不同的對應系統資訊，其待通信至一接收器；一調變器，該調變器經配置以藉由以該複數個偽隨機雜訊序列之其中一者調變一時域符號序列來構造一擷取引導符號；一頻譜遮罩單元，該頻譜遮罩單元經配置以將該擷取引導符號遮罩為一規定頻率分布；及一組合單元，該組合單元經配置以將該經調變之擷取引導符號置放至一用於無線發射的訊框中。
  2. 如請求項1之發射器，其中由該調變器所利用之該時域符號序列為一QPSK時域符號序列。
  3. 如請求項1之發射器，其中該複數個偽隨機雜訊序列之其中一者經配置以具有一至少兩倍於該時域符號序列之長度的長度。
  4. 如請求項1之發射器，其進一步包含：一快速傅立葉變換單元，該快速傅立葉變換單元經配置以將由該調變器所調變之該擷取引導符號轉換至頻域以用於由該頻譜遮罩單元使用。
  5. 如請求項4之發射器，其進一步包含：一反快速傅立葉變換單元，該反快速傅立葉變換單元 經配置以在該擷取引導符號已由該頻譜遮罩單元處理之後將該擷取引導符號轉換至頻域。
  6. 如請求項1之發射器，其中該偽隨機雜訊序列產生器經進一步配置以產生C數目個偽隨機雜訊序列區段，其中該C數目個偽隨機雜訊序列區段中的每一者表示C數目個不同無線系統配置中的一不同之對應特定無線系統配置。
  7. 如請求項6之發射器，其中該偽隨機雜訊序列產生器經進一步配置以產生該C數目個偽隨機雜訊序列區段，此係藉由：建立一如由關係所判定之具有若干位元的最大長度偽隨機雜訊序列，其中N為該時域符號序列之長度，且c表示該C數目個序列中的一者，該最大長度偽隨機雜訊序列具有一至少之長度；及將該最大長度偽隨機雜訊序列劃分成C個各自具有一長度2N的非重疊偽隨機雜訊區段。
  8. 一種用於構造一擷取引導符號之方法，其包含：產生具有至少一預定長度之複數個偽隨機雜訊序列，其中該複數個偽隨機雜訊序列之每一者表示不同的對應系統資訊；以該複數個偽隨機雜訊序列之其中一者調變一時域符號序列以建立一擷取引導符號；將該擷取引導符號遮罩為一規定頻率分布；及 將該經調變及遮罩之擷取引導符號置放至一用於無線發射的訊框中。
  9. 如請求項8之方法，其中該時域符號序列為一QPSK時域符號序列。
  10. 如請求項8之方法，其中該複數個偽隨機雜訊序列之其中一者經配置以具有一至少兩倍於該時域符號序列之長度的長度。
  11. 如請求項8之方法，其進一步包含：在遮罩之前藉由一快速傅立葉變換將該經調變之擷取引導符號轉換至頻域。
  12. 如請求項11之方法，其進一步包含：在已對該擷取引導符號進行遮罩之後，使用一反快速傅立葉變換來將該擷取引導符號轉換至頻域。
  13. 如請求項8之方法，其中產生該複數個偽隨機雜訊序列包括產生C數目個偽隨機雜訊序列區段，其中該C數目個偽隨機雜訊序列區段中的每一者表示C數目個不同無線系統配置中的一不同之對應特定無線系統配置。
  14. 如請求項13之方法，其中產生該C數目個偽隨機雜訊序列區段進一步包括：建立一如由關係所判定之具有若干位元的最大長度偽隨機雜訊序列，其中N為該時域符號序列之長度，且c表示該C數目個序列中的一者，該最大長度偽隨機雜訊序列具有一至少的長度；及 將該最大長度偽隨機雜訊序列劃分成C個各自具有一長度2N的非重疊PN區段。
  15. 一種用於一無線通信設備中之處理器，其包含：一偽隨機雜訊序列產生器，該偽隨機雜訊序列產生器經配置以產生複數個偽隨機雜訊序列，其中該複數個偽隨機雜訊序列之每一者表示不同的對應系統資訊，其待通信至一接收器；一調變器，該調變器經配置以藉由以該複數個偽隨機雜訊序列之其中一者調變一時域符號序列來構造一擷取引導符號；一頻譜遮罩單元，該頻譜遮罩單元經配置以將該擷取引導符號遮罩為一規定頻率分布；及一組合單元，該組合單元經配置以將該經調變之擷取引導符號置放至一用於無線發射的訊框中。
  16. 如請求項15之處理器，其中由該調變器所利用之該時域符號序列為一QPSK時域符號序列。
  17. 如請求項15之處理器，其中該複數個偽隨機雜訊序列之其中一者經配置以具有一至少兩倍於該時域符號序列之長度的長度。
  18. 如請求項15之處理器，其進一步包含：一快速傅立葉變換單元，該快速傅立葉變換單元經配置以將由該調變器所調變之該擷取引導符號轉換至頻域以用於由該頻譜遮罩單元使用。
  19. 如請求項18之處理器，其進一步包含： 一反快速傅立葉變換單元，該反快速傅立葉變換單元經配置以在該擷取引導符號已由該頻譜遮罩單元處理之後將該擷取引導符號轉換至頻域。
  20. 如請求項15之處理器，其中該偽隨機雜訊序列產生器經進一步配置以產生C數目個偽隨機雜訊序列區段，其中該C數目個偽隨機雜訊序列區段中的每一者表示C數目個不同無線系統配置中的一不同之對應特定無線系統配置。
  21. 如請求項20之處理器，其中該偽隨機雜訊序列產生器經進一步配置以產生該C數目個偽隨機雜訊序列區段，此係藉由：建立一如由關係所判定之具有若干位元的最大長度偽隨機雜訊序列，其中N為該時域符號序列之長度，且c表示該C數目個序列中的一者，該最大長度偽隨機雜訊序列具有一至少的長度；及將該最大長度偽隨機雜訊序列劃分成C個各自具有一長度2N的非重疊偽隨機雜訊區段。
  22. 一種用於一無線通信設備中之處理器，其包含：用於產生具有至少一預定長度之複數個偽隨機雜訊序列的構件，其中該複數個偽隨機雜訊序列之每一者表示不同的對應系統資訊；用於以該複數個偽隨機雜訊序列之其中一者調變一時域符號序列以建立一擷取引導符號的構件； 用於將該擷取引導符號遮罩為一規定頻率分布的構件；及用於將該經調變及遮罩之擷取引導符號置放至一用於無線發射之訊框中的構件。
  23. 如請求項22之處理器，其中該時域符號序列為一QPSK時域符號序列。
  24. 如請求項22之處理器，其中該用於產生該複數個偽隨機雜訊序列的構件經進一步配置以產生該複數個偽隨機雜訊序列之其中一者以具有一至少兩倍於該時域符號序列之長度的長度。
  25. 如請求項22之處理器，其進一步包含：用於在遮罩之前藉由一快速傅立葉變換將該經調變之擷取引導符號轉換至頻域的構件。
  26. 如請求項25之處理器，其進一步包含：用於在已對該擷取引導符號進行遮罩之後使用一反快速傅立葉變換來將該擷取引導符號轉換至頻域的構件。
  27. 如請求項22之處理器，其中該用於產生該複數個偽隨機雜訊序列的構件經進一步配置以產生C數目個偽隨機雜訊序列區段，其中該C數目個偽隨機雜訊序列區段中的每一者表示C數目個不同無線系統配置中的一不同之對應特定無線系統配置。
  28. 如請求項27之處理器，其中該用於產生該複數個偽隨機雜訊序列的構件經進一步配置以產生該C數目個偽隨機雜訊序列區段，此係藉由： 建立一如由關係所判定之具有若干位元的最大長度偽隨機雜訊序列，其中N為該時域符號序列之長度，且c表示該C數目個序列中的一者，該最大長度PN序列具有一至少的長度；及將該最大長度PN序列劃分成C個各自具有一長度2N的非重疊PN區段。
  29. 一種編碼有一組指令之電腦可讀媒體，該等指令包含：一用於產生複數個具有至少一預定長度之偽隨機雜訊序列的指令，其中該至少一個偽隨機雜訊序列表示一無線系統的一系統配置；一用於以該複數個偽隨機雜訊序列之其中一者調變一時域符號序列以建立一擷取引導符號的指令；一用於將該擷取引導符號遮罩為一規定頻率分布的指令；及一用於將該經調變及遮罩之擷取引導符號置放至一用於無線發射之訊框中的指令。
  30. 如請求項29之電腦可讀媒體，其中該時域符號序列為一QPSK時域符號序列。
  31. 如請求項29之電腦可讀媒體，其中該複數個偽隨機雜訊序列之每一者經配置以具有一至少兩倍於該時域符號序列之長度的長度。
  32. 如請求項29之電腦可讀媒體，其進一步包含：一用於在遮罩之前藉由一快速傅立葉變換將該經調變之擷取引導符號轉換至頻域的指令。
  33. 如請求項32之電腦可讀媒體，其進一步包含：一用於在已對該擷取引導符號進行遮罩之後使用一反快速傅立葉變換來將該擷取引導符號轉換至頻域的指令。
  34. 如請求項32之電腦可讀媒體，其中該用於產生該複數個偽隨機雜訊序列的指令包括一用於產生C數目個偽隨機雜訊序列區段的指令，其中該C數目個偽隨機雜訊序列區段中的每一者表示C數目個不同無線系統配置中的一不同之對應特定無線系統配置。
  35. 如請求項34之電腦可讀媒體，其中產生該C數目個偽隨機雜訊序列進一步包括：一用於建立一如由關係所判定之具有若干位元之最大長度偽隨機雜訊序列區段的指令，其中N為該時域符號序列之長度，且c表示該C數目個序列中的一者，該最大長度PN序列具有一至少的長度；及一用於將該最大長度PN序列劃分成C個各自具有一長度2N之非重疊PN區段的指令。
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