WO2016208677A1 - 弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置 - Google Patents

弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置 Download PDF

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Murata Manufacturing Co Ltd
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    • H03H9/6483—Ladder SAW filters

Definitions

  • the present invention relates to an elastic wave filter, a multiplexer, a duplexer, a high-frequency front-end circuit, and a communication device.
  • Patent Document 1 discloses a ladder-type surface acoustic wave element applicable to a high frequency band and a wide bandwidth. Specifically, the surface acoustic wave element is connected in series to a parallel resonator having a predetermined resonance frequency, a series resonator having a resonance frequency substantially matching the anti-resonance frequency of the parallel resonator, and the parallel resonator. A band-pass filter. The parallel resonator and the series resonator are configured by an IDT (Interdigital Transducer) electrode formed on a piezoelectric substrate.
  • IDT Interdigital Transducer
  • the present invention has been made to solve the above-described problem, and an acoustic wave filter, a multiplexer, and a duplexer having a high steepness in a pass characteristic outside the pass band while maintaining a desired impedance in the pass band. And a high-frequency front-end circuit and a communication device.
  • an acoustic wave filter includes four or more series resonators connected in series between an input terminal and an output terminal, the input terminal, and the output terminal. And a parallel resonator connected between any one of the connection nodes of the four or more series resonators and a reference terminal, and among the four or more series resonators, the first connected closest to the input terminal.
  • the frequency difference which is the difference between the anti-resonance frequency and the resonance frequency of all series resonators other than the first series resonator and the second series resonator connected closest to the output terminal, is the first series resonator and the The anti-resonance frequency of all the series resonators other than the frequency difference between the anti-resonance frequency and the resonance frequency of the second series resonator is smaller than the first series resonator and the second series resonator. 1 series resonator and Lower than the anti-resonance frequency of the serial second series resonator.
  • the anti-resonance frequencies of all the series resonators other than the first series resonator and the second series resonator that are closest to the input terminal and the output terminal are set to the first series resonator and the second series resonance.
  • the frequency difference of all series resonators other than the first series resonator and the second series resonator is shifted between the first series resonator and the second series resonator while shifting to a lower frequency side than the antiresonance frequency of the child. It is smaller than the frequency difference.
  • the impedance characteristic in the pass band can maintain a good characteristic.
  • the anti-resonance frequency of all series resonators other than the first series resonator and the second series resonator close to the high band end of the pass band, the insertion loss in the high band region of the pass band is reduced. Steepness and isolation are improved. Therefore, it is possible to realize a steepness with high insertion loss in a high interband region of the passband while maintaining a desired impedance in the passband.
  • the four or more series resonators and the parallel resonators each have an IDT electrode formed on a substrate including a piezoelectric layer, and other than the first series resonator and the second series resonator.
  • the repetition pitch of the plurality of electrode fingers constituting the IDT electrodes of all series resonators is larger than the repetition pitch of the plurality of electrode fingers constituting the IDT electrodes of the first series resonator and the second series resonator. It can be large.
  • the wavelengths of all series resonators other than the first series resonator and the second series resonator can be increased, and the antiresonance frequency of the series resonator can be relatively lowered.
  • the substrate including the piezoelectric layer has a higher bulk wave sound velocity than the piezoelectric layer on which the IDT electrode is formed and the elastic wave sound velocity propagating through the piezoelectric layer.
  • the four or more series resonators are five series resonators, and of the five series resonators, three series resonators other than the first series resonator and the second series resonator are opposite to each other.
  • a frequency difference that is a difference between a resonance frequency and a resonance frequency is smaller than a frequency difference between an anti-resonance frequency and a resonance frequency of the first series resonator and the second series resonator, and the first series resonator and
  • the anti-resonance frequencies of the three series resonators other than the second series resonator may be lower than the anti-resonance frequencies of the first series resonator and the second series resonator.
  • the multiplexer is a multiplexer that demultiplexes an input signal by including a plurality of bandpass filters that selectively pass a predetermined frequency band, and the plurality of bandpass filters pass through the multiplexer.
  • Each of the frequency bands is different, and one end of each of the plurality of bandpass filters is connected to a common terminal, and the bandpass other than the bandpass filter having the highest frequency band among the plurality of bandpass filters.
  • At least one of the filters is any one of the elastic wave filters described above.
  • the duplexer includes a transmission filter and a reception filter, and one end of the transmission filter and one end of the reception filter are connected in common to the antenna terminal.
  • the filter having the lower frequency band to pass among the transmission side filter and the reception side filter is any one of the elastic wave filters described above.
  • a high-frequency front-end circuit includes an acoustic wave filter described above, a multiplexer described above, or a duplexer described above, and an amplifier circuit connected to the acoustic wave filter, the multiplexer, or the duplexer. And comprising.
  • a high-frequency front provided with an elastic wave filter having a high steepness of a pass characteristic outside the pass band while maintaining a desired impedance in the pass band even for a frequency standard having a wide pass band and a narrow adjacent band interval.
  • An end circuit can be provided.
  • a communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal that is transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit.
  • a high-frequency front-end circuit as described.
  • a communication apparatus including an elastic wave filter having high steepness in a pass characteristic outside a pass band while maintaining a desired impedance in the pass band even for a frequency standard having a wide pass band and a narrow adjacent band interval.
  • the elastic wave filter of the present invention even for a frequency standard having a wide pass band and a narrow adjacent band interval, the steepness of the pass characteristic outside the pass band is maintained while maintaining a desired impedance in the pass band. It is possible to provide an elastic wave filter, a multiplexer, and a duplexer having the same.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a duplexer according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a plan view and a cross-sectional view schematically illustrating a resonator of the surface acoustic wave filter according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic plan view illustrating an electrode configuration of the longitudinally coupled surface acoustic wave filter according to the embodiment.
  • FIG. 4A is a graph comparing the pass characteristics of the transmission-side filters according to Example and Comparative Example 1.
  • FIG. 4B is a graph comparing the isolation characteristics between the transmission input terminal and the reception output terminal according to Example and Comparative Example 1.
  • FIG. 4C is a graph comparing the VSWRs on the antenna terminal side of the transmission-side filter according to Example and Comparative Example 1.
  • FIG. 4D is a graph comparing VSWRs on the transmission input terminal side of the transmission-side filter according to the example and the comparative example 1.
  • FIG. FIG. 5A is a graph illustrating impedance characteristics of the first series resonator of the transmission filter according to the example.
  • FIG. 5B is a graph illustrating impedance characteristics of the second series resonator of the transmission filter according to the example.
  • FIG. 5C is a graph illustrating impedance characteristics of the third series resonator of the transmission filter according to the example.
  • FIG. 5D is a graph illustrating impedance characteristics of the fourth series resonator of the transmission filter according to the example.
  • FIG. 5E is a graph illustrating impedance characteristics of the fifth series resonator of the transmission filter according to the example.
  • FIG. 6A is a graph illustrating impedance characteristics of the first series resonator of the transmission filter according to Comparative Example 1.
  • FIG. 6B is a graph illustrating impedance characteristics of the second series resonator of the transmission filter according to the first comparative example.
  • 6C is a graph showing impedance characteristics of the third series resonator of the transmission filter according to Comparative Example 1.
  • FIG. 6D is a graph illustrating impedance characteristics of the fourth series resonator of the transmission filter according to the first comparative example.
  • FIG. 6E is a graph illustrating impedance characteristics of the fifth series resonator of the transmission filter according to the first comparative example.
  • FIG. 7A is a graph comparing the pass characteristics of the transmission-side filters according to the example and the comparative example 2.
  • FIG. 7B is a graph comparing the isolation characteristics between the transmission input terminal and the reception output terminal according to Example and Comparative Example 2.
  • FIG. 7C is a graph comparing VSWRs on the antenna terminal side of the transmission-side filter according to Example and Comparative Example 2.
  • FIG. 7D is a graph comparing VSWRs on the transmission input terminal side of the transmission-side filter according to the example and the comparative example 2.
  • FIG. 8A is a graph comparing the pass characteristics of the transmission-side filters according to Example and Comparative Example 3.
  • FIG. 8B is a graph comparing the isolation characteristics between the transmission input terminal and the reception output terminal according to Example and Comparative Example 3.
  • FIG. 8C is a graph comparing the VSWRs on the antenna terminal side of the transmission-side filter according to Example and Comparative Example 3.
  • FIG. 8D is a graph comparing the VSWRs on the transmission input terminal side of the transmission side filter according to the example and the comparative example 3.
  • FIG. 9A is a graph comparing the pass characteristics of the transmission-side filters according to Example and Comparative Example 4.
  • FIG. 9B is a graph comparing the isolation characteristics between the transmission input terminal and the reception output terminal according to Example and Comparative Example 4.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a high-frequency front-end circuit and a communication device including the duplexer according to the embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a duplexer 1 according to an embodiment. As illustrated in FIG. 1, the duplexer 1 includes a transmission filter 10, a reception filter 20, an antenna terminal 31, and an inductance element 311.
  • the transmission-side filter 10 receives a transmission wave generated by a transmission circuit (RFIC or the like) via a transmission input terminal 11, filters the transmission wave with a transmission pass band, and an antenna terminal that is a transmission-side output terminal This is a non-balanced input-unbalanced output type band-pass filter that outputs to 31.
  • the transmission-side filter 10 is an essential part of the present invention, and is a ladder-type surface acoustic wave filter. The configuration of the transmission filter 10 will be described in detail in the configuration of the transmission filter described later.
  • the reception-side filter 20 receives the reception wave input from the antenna terminal 31 that is also the reception-side input terminal, filters the reception wave in the reception passband, and outputs the filtered signal to the reception output terminal 21.
  • the reception filter 20 includes, for example, a longitudinally coupled surface acoustic wave filter unit. More specifically, the reception-side filter 20 includes a longitudinally coupled filter unit 21A, series resonators 201 and 202, and parallel resonators 251 and 252.
  • the inductance element 311 is an impedance matching element provided between the antenna terminal 31 and the connection point between the transmission side filter 10 and the reception side filter 20. Thereby, impedance matching between the antenna element and the transmission side filter 10 and the reception side filter 20 can be achieved.
  • FIG. 2 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing a resonator of the surface acoustic wave filter according to the embodiment.
  • a schematic plan view and a schematic cross-sectional view showing the structure of the series resonator 101 among the plurality of resonators constituting the transmission filter 10 and the reception filter 20 are illustrated.
  • the series resonator 101 shown in FIG. 2 is for explaining a typical structure of the plurality of resonators, and the number and length of electrode fingers constituting the electrode are the same. It is not limited.
  • Each resonator of the transmitting filter 10 and the receiving filter 20 is composed of a substrate 50 having a piezoelectric layer 53 and IDT (InterDigital Transducer) electrodes 11a and 11b having a comb shape.
  • IDT InterDigital Transducer
  • the IDT electrode 11a includes a plurality of electrode fingers 110a that are parallel to each other and a bus bar electrode 111a that connects the plurality of electrode fingers 110a.
  • the IDT electrode 11b includes a plurality of electrode fingers 110b that are parallel to each other and a bus bar electrode 111b that connects the plurality of electrode fingers 110b.
  • the plurality of electrode fingers 110a and 110b are formed along a direction orthogonal to the X-axis direction.
  • the IDT electrode 54 constituted by the plurality of electrode fingers 110a and 110b and the bus bar electrodes 111a and 111b has a laminated structure of the adhesion layer 541 and the main electrode layer 542 as shown in the sectional view of FIG. ing.
  • the adhesion layer 541 is a layer for improving the adhesion between the substrate 50 and the main electrode layer 542, and, for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 541 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 542 is made of, for example, Al containing 1% Cu.
  • the film thickness of the main electrode layer 542 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 55 is formed so as to cover the IDT electrodes 11a and 11b.
  • the protective layer 55 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 542 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance, for example, a film mainly composed of silicon dioxide. .
  • adherence layer 541, the main electrode layer 542, and the protective layer 55 is not limited to the material mentioned above.
  • the IDT electrode 54 does not have to have the above laminated structure.
  • the IDT electrode 54 may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, or may be made of a plurality of laminates made of the above metal or alloy. May be. Further, the protective layer 55 may not be formed.
  • the substrate 50 includes a high sonic support substrate 51, a low sonic film 52, and a piezoelectric layer 53.
  • the high sonic support substrate 51, the low sonic film 52, and the piezoelectric layer 53 are provided. It has a laminated structure in this order.
  • the piezoelectric layer 53 is made of a 50 ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (a lithium tantalate single crystal cut along a plane whose normal is an axis rotated about 50 ° from the Y axis with the X axis as the central axis, or Ceramic, which is a single crystal or ceramic in which surface acoustic waves propagate in the X-axis direction).
  • the piezoelectric layer 53 has a thickness of 600 nm, for example.
  • the high sound velocity support substrate 51 is a substrate that supports the low sound velocity film 52, the piezoelectric film body layer 53, and the IDT electrode 54.
  • the high acoustic velocity support substrate 51 is a substrate in which the acoustic velocity of the bulk wave in the high acoustic velocity support substrate 51 is higher than that of the surface wave or boundary wave propagating in the piezoelectric layer 53, and the surface acoustic wave is
  • the piezoelectric layer 53 and the low sound velocity film 52 are confined in a portion where they are laminated, and function so as not to leak downward from the high sound velocity support substrate 51.
  • the high sound speed support substrate 51 is, for example, a silicon substrate, and has a thickness of, for example, 200 ⁇ m.
  • the low acoustic velocity film 52 is a membrane in which the acoustic velocity of the bulk wave in the low acoustic velocity film 52 is lower than the acoustic velocity of the elastic wave propagating through the piezoelectric layer 53. Arranged between. Due to this structure and the property that energy is concentrated in a medium where acoustic waves are essentially low in sound velocity, leakage of surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode is suppressed.
  • the low acoustic velocity film 52 is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide and has a thickness of, for example, 670 nm.
  • the Q value at the resonance frequency and the anti-resonance frequency can be significantly increased as compared with the conventional structure in which the piezoelectric substrate is used as a single layer. That is, since a surface acoustic wave resonator having a high Q value can be configured, a filter with a small insertion loss can be configured using the surface acoustic wave resonator.
  • the frequency difference ⁇ f between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the series resonators 102 to 104 excluding the series resonators 101 and 105 connected to both terminals of the transmission side filter 10 described later is connected to both terminals.
  • the Q values of the series resonators 102 to 104 are smaller than the Q values of the series resonators 101 and 105.
  • the Q values of the series resonators 102 to 104 can be maintained at a high value. Therefore, it is possible to form a surface acoustic wave filter having low loss in the pass band and high steepness outside the pass band even for frequency standards having a wide pass band and a narrow adjacent band interval.
  • the high sound velocity support substrate 51 has a structure in which a support substrate and a high sound velocity film in which the sound velocity of the propagating bulk wave is higher than the acoustic wave of the surface wave and boundary wave propagating through the piezoelectric layer 53 are laminated.
  • the support substrate is a piezoelectric material such as sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, crystal, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • the high sound velocity film includes various materials such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium mainly composed of the above materials, and a medium mainly composed of a mixture of the above materials. High sound velocity material can be used.
  • the wavelength of the surface acoustic wave resonator is defined by the repetition pitch ⁇ of the plurality of electrode fingers 110a and 110b constituting the IDT electrodes 11a and 11b shown in the middle of FIG.
  • the crossing width L of the IDT electrode is an overlapping electrode finger length when viewed from the X-axis direction of the electrode finger 110a of the IDT electrode 11a and the electrode finger 110b of the IDT electrode 11b.
  • the duty ratio is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 110a and 110b, and is the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers 110a and 110b. More specifically, the duty ratio is when the line width of the electrode fingers 110a and 110b constituting the IDT electrodes 11a and 11b is W and the space width between the adjacent electrode fingers 110a and 110b is S. , W / (W + S).
  • the transmission filter 10 includes series resonators 101 to 105, parallel resonators 151 to 154, matching inductance elements 141 and 161, and a transmission input terminal 11.
  • the series resonators 101 to 105 are connected in series between the transmission input terminal 11 and the antenna terminal 31.
  • the parallel resonators 151 to 154 are connected in parallel to each other between the connection points of the transmission input terminal 11, the antenna terminal 31, and the series resonators 101 to 105 and the reference terminal (ground). Due to the above-described connection configuration of the series resonators 101 to 105 and the parallel resonators 151 to 154, the transmission-side filter 10 constitutes a ladder-type bandpass filter.
  • the inductance element 141 is connected between the transmission input terminal 11 and the series resonator 101, and the inductance element 161 is connected between the connection point of the parallel resonators 152, 153, and 154 and the reference terminal. .
  • Table 1 shows details of design parameters (pitch ⁇ , cross width L, IDT logarithm N, duty ratio D) of the series resonators 101 to 105 and the parallel resonators 151 to 154 of the transmission filter 10 according to the present embodiment. .
  • the pitch ⁇ of each resonator shown in Table 1 is defined as the wavelength of each resonator. Further, the capacitance of each resonator is determined by the design parameters shown in Table 1, the dielectric constant of the piezoelectric substrate 50, and the like.
  • a T-type ladder filter is configured by nine resonators, but a ⁇ -type ladder filter may be configured. Further, the number of resonators is not limited to nine, and the number of series resonators may be four or more.
  • the frequency difference (fas1-frs1) between the antiresonance frequency fas1 and the resonance frequency frs1 of the series resonator 101 (first resonator) connected closest to the transmission input terminal 11 is defined as ⁇ f1.
  • the frequency difference (fas ⁇ frs5) between the antiresonance frequency fas5 and the resonance frequency frs5 of the series resonator 105 connected closest to the antenna terminal 31 is defined as ⁇ f5.
  • the frequency differences ⁇ f2, ⁇ f3, and ⁇ f4, which are the differences, are smaller than the frequency differences ⁇ f1 and ⁇ f5 between the antiresonance frequencies of the series resonators 101 and 105 and the resonance frequency, and are the antiresonance frequencies of the series resonators 102, 103, and 104.
  • fas2, fas3, and fas4 are lower than the antiresonance frequencies fas1 and fas5 of the series resonators 101 and 105.
  • the wavelengths of the series resonators 102, 103, and 104 may be made larger than the wavelengths of the series resonators 101 and 105. That is, if the repetition pitches of the plurality of electrode fingers constituting the IDT electrodes of the series resonators 101 to 105 are ⁇ 1 to ⁇ 5, respectively, the relationship in Equation 1 may be realized by the following Equation 3. .
  • the duplexer 1 including the filter 10 and the transmission-side filter 10.
  • IDT electrode thinning-out processing is used as a design technique for reducing the frequency differences ⁇ f2, ⁇ f3, and ⁇ f4 of the series resonators 102 to 104 with respect to the series resonators 101 and 105.
  • a method of reducing the frequency difference ⁇ f in addition to the IDT electrode thinning weighting process, a process of connecting a capacitor in parallel to the resonator, a process of changing the electrode film thickness and duty ratio of the resonator, and the like are used. .
  • the ⁇ f adjusting means according to the present invention the above-described effects can be obtained by using any of the above-described processes.
  • the transmission-side filter 10 and the duplexer 1 having the characteristics of Equations 1 to 3 have high steepness in the pass characteristics outside the passband while maintaining a desired impedance in the passband.
  • the reception-side filter 20 includes a longitudinally coupled filter unit 21 ⁇ / b> A, a ladder type filter unit having series resonators 201 and 202 and a parallel resonator 251, and a trap unit having a parallel resonator 252. It is configured.
  • FIG. 3 is a schematic plan view showing an electrode configuration of the vertically coupled filter portion 21A according to the embodiment.
  • the longitudinally coupled filter unit 21A includes IDTs 211 to 219, reflectors 220 and 221, an input terminal 22 and an output terminal 23.
  • the IDTs 211 to 219 are each composed of a pair of IDT electrodes facing each other.
  • IDTs 214 and 216 are arranged to sandwich IDT 215 in the X-axis direction
  • IDTs 213 and 217 are arranged to sandwich IDTs 214 to 216 in the X-axis direction.
  • the IDTs 212 and 218 are arranged so as to sandwich the IDTs 213 to 217 in the X-axis direction
  • the IDTs 211 and 219 are arranged so as to sandwich the IDTs 212 to 218 in the X-axis direction.
  • Reflectors 220 and 221 are arranged so as to sandwich IDTs 211 to 219 in the X-axis direction.
  • the IDTs 211, 213, 215, 217 and 219 are connected in parallel between the input terminal 22 and the reference terminal (ground), and the IDTs 212, 214, 216 and 218 are connected in parallel between the output terminal 23 and the reference terminal. It is connected.
  • IDTs 211 to 219, series resonators 201 and 202, and parallel resonators 251 and 252 are the same as those shown in FIG.
  • the parallel resonators 151 to 154 shown in FIG. 1 each have a resonance frequency frp and an anti-resonance frequency fap (> frp) in resonance characteristics.
  • Each of the series resonators 101 to 105 has a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas (> frs> frp) in resonance characteristics.
  • the resonance frequencies frs of the series resonators 101 to 105 are designed to be substantially the same, the design parameters of the resonators are different as shown in Table 1, so they do not necessarily match.
  • the antiresonance frequency fas of the series resonators 101 to 105 the resonance frequency frp of the parallel resonators 151 to 154, and the antiresonance frequency fap of the parallel resonators 151 to 154, which do not necessarily match.
  • the anti-resonance frequency fap of the parallel resonators 151 to 154 and the resonance frequency frs of the series resonators 101 to 105 are brought close to each other.
  • the vicinity of the resonance frequency frp in which the impedances of the parallel resonators 151 to 154 approach zero becomes a low-frequency side stop band.
  • the impedance of the parallel resonators 151 to 154 increases near the antiresonance frequency fap, and the impedance of the series resonators 101 to 105 approaches 0 near the resonance frequency frs.
  • the signal path from the transmission input terminal 11 to the antenna terminal 31 becomes a signal passband.
  • the impedances of the series resonators 101 to 105 become higher and become a high-frequency side blocking region. That is, the steepness of the attenuation characteristic in the high-frequency-side blocking region is greatly affected by where the anti-resonance frequency fas of the series resonators 101 to 105 is set outside the signal passing region.
  • the transmission-side filter 10 having the structure and the operation principle shown in FIGS. 1 and 2, when a high frequency signal is input from the transmission input terminal 11, a potential difference is generated between the transmission input terminal 11 and the reference terminal. As a result, a surface acoustic wave propagating in the X direction is generated when the piezoelectric substrate 50 is distorted.
  • the pitch ⁇ of the IDT electrodes 11a and 11b substantially coincide with the wavelength of the pass band, only the high-frequency signal having the frequency component to be passed passes through the transmission-side filter 10.
  • FIG. 4A is a graph illustrating pass characteristics of the transmission-side filter according to the example and the comparative example 1.
  • FIG. 4B is a graph showing isolation characteristics between the transmission input terminal 11 and the reception output terminal 21 according to the example and the comparative example 1.
  • FIG. 4C is a graph showing VSWR on the antenna terminal side of the transmission-side filter according to the example and the comparative example 1.
  • FIG. 4D is a graph showing VSWR on the transmission terminal side of the transmission-side filter according to the example and the comparative example 1.
  • the transmission-side filter according to Comparative Example 1 shown in FIGS. 4A to 4D has the ladder-type configuration shown in FIG. 1, that is, has five series resonators and four parallel resonators. Although it is the same as the transmission side filter 10 according to the embodiment, the design parameters of each resonator are different. Specifically, the design parameters of the resonator are set so that the transmission-side filter according to Comparative Example 1 satisfies the following relational expression.
  • the series resonators 701, 702, 703, 704, and 705 are assumed to be close to the transmission input terminal.
  • the resonance frequencies of the series resonators 701 to 705 are frs71 to frs75, respectively, and the antiresonance frequencies are fas71 to fas75, respectively.
  • the frequency difference between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the series resonators 701 to 705 is set to ⁇ f71 to ⁇ f75, respectively.
  • the antiresonance frequency fas74 of the series resonator 704 that is not closest to either the transmission input terminal or the antenna terminal is equal to the antiresonance frequency fas71 of the other four series resonators. Lower than fas72, fas73 and fas75.
  • the antiresonance frequencies fas72 and fas73 of the series resonators 702 and 703 are the same as or higher than the antiresonance frequencies fas71 and fas75 of the series resonators 701 and 705. Further, the frequency differences ⁇ f71 to ⁇ f75 of the five series resonators are substantially equal.
  • 5A to 5E are graphs showing impedance characteristics of the series resonators 101 to 105 of the transmission-side filter according to the embodiment, respectively.
  • 6A to 6E are graphs showing impedance characteristics of the series resonators 701 to 705 of the transmission-side filter according to Comparative Example 1, respectively.
  • the frequency characteristic graphs shown in FIGS. 5A to 5E and FIGS. 6A to 6E display the transmission characteristics of the transmission filter (left vertical axis: S21) and the impedance characteristics (right side of each series resonator). Vertical axis: 20log
  • the transmission-side filter 10 compared with the antiresonance frequencies fas1 and fas5 of the series resonators 101 and 105 shown in FIGS. 5A and 5E, they are shown in FIGS. 5B to 5D.
  • the antiresonance frequencies fas2 to fas4 of the series resonators 102 to 104 are close to the high band end of the transmission band.
  • the frequency differences ⁇ f2 to ⁇ f4 of the series resonators 102 to 104 shown in FIGS. 5B to 5D are smaller than the frequency differences ⁇ f1 and ⁇ f5 of the series resonators 101 and 105 shown in FIGS. 5A and 5E. That is, in the transmission side filter according to the embodiment, the above formulas 1 and 2 are established.
  • the steepness of the attenuation characteristic in the transmission / reception band area F A can be obtained. It has been improved. Specifically, the frequency interval from the high band of the transmission band (frequency at which the insertion loss is 2.5 dB or less) to the transmission / reception band area (frequency at which isolation is 55 dB) is higher than that of the first comparative example. Is about 1.6MHz narrower.
  • the capacitances of the series resonator 101 connected to the transmission input terminal 11 and the series resonator 105 connected to the antenna terminal are determined.
  • the resonance frequencies frs1 and frs5 of the series resonators 101 and 105 are set to be near the center frequency of the transmission band. If the anti-resonance frequencies fas2 to fas4 of the series resonators 102 to 104 are made closer to the high band end of the transmission band compared to fas1 and fas5, and ⁇ f2 to ⁇ f4 are maintained equal to ⁇ f1 and ⁇ f5, the resonance will occur.
  • the frequencies frs2 to frs4 are shifted from the center frequency of the transmission band to the low frequency side.
  • the impedance characteristic in the transmission band deteriorates due to the low frequency shift of the resonance frequency.
  • ⁇ f2 to ⁇ f4 are reduced while the antiresonance frequencies fas2 to fas4 are shifted to the low frequency side.
  • the resonance frequencies frs2 to frs4 are not shifted to the lower frequency range, so that the impedance characteristics within the transmission band can be maintained. That is, the transmission-side filter 10 according to the present embodiment can achieve a steepness with high insertion loss in the frequency domain between adjacent reception bands while maintaining a desired impedance in the transmission band.
  • FIG. 7A is a graph illustrating pass characteristics of the transmission-side filter according to the example and the comparative example 2.
  • FIG. 7B is a graph showing isolation characteristics between the transmission input terminal 11 and the reception output terminal 21 according to the example and the comparative example 2.
  • FIG. 7C is a graph showing VSWR on the antenna terminal side of the transmission-side filter according to the example and the comparative example 2.
  • FIG. 7D is a graph showing the VSWR on the transmission terminal side of the transmission side filter according to the example and the comparative example 2.
  • the transmission-side filter according to the comparative example 2 shown in FIGS. 7A to 7D has the ladder-type configuration shown in FIG. 1, that is, has five series resonators and four parallel resonators. Although it is the same as the transmission side filter 10 according to the embodiment, the design parameters of each resonator are different. Specifically, the design parameters of the resonator are set so that the transmission side filter according to Comparative Example 2 satisfies the following relational expression.
  • the series resonators 801, 802, 803, 804, and 805 are from those close to the transmission input terminal.
  • the resonance frequencies of the series resonators 801 to 805 are frs81 to frs85, respectively, and the antiresonance frequencies are fas81 to fas85, respectively.
  • the frequency difference between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the series resonators 801 to 805 is set to ⁇ f81 to ⁇ f85, respectively.
  • the antiresonance frequencies fas82 to fas84 of the series resonators 802 to 804 that are not closest to either the transmission input terminal or the antenna terminal are antiresonant with the series resonators 801 and 805. It is lower than the frequencies fas81 and fas85. Further, the frequency differences ⁇ f81 to ⁇ f85 of the five series resonators are substantially equal.
  • the antiresonance frequencies fas82 to fas84 of the series resonators 802 to 804 are changed to the antiresonance frequencies fas81 of the series resonators 801 and 805. And closer to the high band end of the transmission band than fas85.
  • the isolation near the lower end (1930 MHz) of the reception band is not improved.
  • FIG. 8A is a graph illustrating pass characteristics of the transmission-side filter according to the example and the comparative example 3.
  • FIG. 8B is a graph showing isolation characteristics between the transmission input terminal 11 and the reception output terminal 21 according to the example and the comparative example 3.
  • FIG. 8C is a graph showing VSWR on the antenna terminal side of the transmission-side filter according to the example and the comparative example 3.
  • FIG. 8D is a graph showing VSWR on the transmission terminal side of the transmission-side filter according to Example and Comparative Example 3.
  • the transmission-side filter according to Comparative Example 3 shown in FIGS. 8A to 8D has the ladder-type configuration shown in FIG. 1, that is, has five series resonators and four parallel resonators. Although it is the same as the transmission side filter 10 according to the embodiment, the design parameters of each resonator are different. Specifically, in the transmission-side filter according to Comparative Example 3, the resonator design parameters are set so as to satisfy the following relational expression.
  • the series resonators 901, 902, 903, 904, and 905 are from those close to the transmission input terminal.
  • the resonance frequencies of the series resonators 901 to 905 are frs91 to frs95, respectively, and the antiresonance frequencies are fas91 to fas95, respectively.
  • the frequency difference between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the series resonators 901 to 905 is assumed to be ⁇ f91 to ⁇ f95, respectively.
  • the antiresonance frequencies fas91 to fas93 of the series resonators 901 to 903 including the series resonator 901 closest to the transmission input terminal are antiresonant with the series resonators 904 and 905. It is lower than the frequencies fas94 and fas95. Further, the frequency differences ⁇ f91 to ⁇ f93 of the series resonators 901 to 903 are smaller than the frequency differences ⁇ f94 and ⁇ f95 of the series resonators 904 and 905. That is, in the transmission-side filter according to Comparative Example 3, Expression 8 and Expression 9 are established.
  • the antiresonance frequencies fas91 to fas93 of the series resonators 901 to 903 become the antiresonance frequencies fas94 of the series resonators 904 and 905. And closer to the high band end of the transmission band than fas95.
  • FIG. 9A is a graph illustrating pass characteristics of the transmission-side filter according to the example and the comparative example 4.
  • FIG. 9B is a graph showing isolation characteristics between the transmission input terminal 11 and the reception output terminal 21 according to the example and the comparative example 4.
  • the transmission-side filter according to Comparative Example 4 shown in FIGS. 9A and 9B has the ladder-type configuration shown in FIG. 1, that is, has five series resonators and four parallel resonators. Although it is the same as the transmission side filter 10 according to the embodiment, the design parameters of each resonator are different. Specifically, in the transmission-side filter according to Comparative Example 4, the design parameters of the resonator are set so as to satisfy the following relational expression.
  • symbol of the series resonator, antiresonance frequency, resonance frequency, and frequency difference of the transmission side filter which concerns on the comparative example 4 is the same as each code
  • the transmission-side filter according to Comparative Example 4 is obtained by increasing the frequency of the series resonator 901 of Comparative Example 3 in order to improve the impedance at the transmission input terminal as compared with the transmission-side filter according to Comparative Example 3. That is, the antiresonance frequency fas91 of the series resonator 901 is set higher than that of the comparative example 3.
  • each series resonator according to Comparative Example 4 can particularly improve the impedance at the transmission input terminal.
  • the steepness of the insertion loss and the isolation in the region between the transmission and reception bands are deteriorated.
  • the configuration of the transmission-side filter according to Comparative Example 4 cannot achieve both desired impedance in the transmission band and desired steepness in a region higher than the transmission band.
  • Table 2 shows a summary of the relationship between the anti-resonance frequency and the frequency difference of the transmission-side filters according to the example and the comparative examples 1 to 4.
  • the anti-resonance frequency fas set lower than the anti-resonance frequency fas of the reference series resonator closest to the transmission input terminal and the antenna terminal is marked with “>”. Further, “>” is attached to the frequency difference ⁇ f set smaller than the reference frequency difference ⁇ f of the reference series resonator closest to the transmission input terminal and the antenna terminal.
  • Comparative Example 4 the frequency of the series resonator 901 is increased in order to improve the impedance at the transmission input terminal in Comparative Example 3. Thereby, although the impedance at the transmission input terminal can be improved, the steepness and isolation of the insertion loss in the region between the transmission and reception bands is deteriorated.
  • the anti-resonance frequencies fas2 to fas4 of the series resonators 102 to 104 other than the series resonators 101 and 105 that are closest to the transmission input terminal 11 and the antenna terminal 31 are used. Is shifted to a lower frequency side than fas1 and fas5, and ⁇ f2 to ⁇ f4 are made smaller than ⁇ f1 and ⁇ f5. As a result, the resonance frequencies frs2 to frs4 do not shift to a low frequency range, so that the impedance characteristics within the transmission band can maintain desired characteristics.
  • the transmission-side filter 10 can achieve a steepness with high insertion loss in the frequency domain between adjacent reception bands while maintaining a desired impedance in the transmission band.
  • the transmission-side filter 10 has the IDT electrodes formed on the piezoelectric substrate 50, and is connected in series between the transmission input terminal 11 and the antenna terminal 31.
  • Two series resonators 101 to 105 and parallel resonators 151 to 154 having IDT electrodes formed on the piezoelectric substrate 50 are provided.
  • the frequency differences ⁇ f 2 to ⁇ f 4 of all the series resonators 102 to 104 other than the series resonator 101 connected closest to the transmission input terminal 11 and the series resonator 105 connected closest to the antenna terminal 31 are in series.
  • the frequency differences ⁇ f1 and ⁇ f5 of the resonators 101 and 105 are smaller, and the antiresonance frequencies fas2 to fas4 of the series resonators 102 to 104 are lower than the antiresonance frequencies fas1 and fas5 of the series resonators 101 and 105.
  • the repetition pitches ⁇ 2 to ⁇ 4 of the plurality of electrode fingers constituting the IDT electrodes of the series resonators 102 to 104 are larger than the repetition pitches ⁇ 1 and ⁇ 5 of the plurality of electrode fingers constituting the IDT electrodes of the series resonators 101 and 105. It can be large.
  • the transmission-side filter (elastic wave filter) according to the present embodiment is not limited to the configuration including five series resonators, and may include four or more series resonators. ⁇ f of all series resonators other than the first series resonator connected closest to the input terminal and the second series resonator connected closest to the output terminal of the first and second series resonators
  • the antiresonance frequency fas of all the series resonators other than the first series resonator and the second series resonator is smaller than ⁇ f of the series resonator, and the antiresonance frequencies of the first series resonator and the second series resonator are What is necessary is just to be lower than the frequency fas. With this configuration, the same effect as that of the transmission filter 10 according to the present embodiment is achieved.
  • a multiplexer that demultiplexes an input signal by having a plurality of bandpass filters that selectively pass a predetermined frequency band, and each of the frequency bands that the plurality of bandpass filters pass is different.
  • One end of each of the bandpass filters is connected to a common terminal, and at least one of the bandpass filters other than the bandpass filter having the highest frequency band among the plurality of bandpass filters is the transmission-side filter according to the embodiment.
  • a band-pass filter having ten characteristics may be used.
  • the duplexer that is the bandpass filter having the characteristics of the transmission-side filter 10 according to the embodiment may be used as the filter having the lower frequency band to pass among the transmission-side filter and the reception-side filter.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of the high-frequency front-end circuit 60 and the communication device 70 including the duplexer 1 according to the embodiment.
  • a high frequency front end circuit 60, an antenna element 2, an RF signal processing circuit (RFIC) 3, and a baseband signal processing circuit (BBIC) 4 are shown.
  • the high-frequency front end circuit 60, the RF signal processing circuit 3, and the baseband signal processing circuit 4 constitute a communication device 70.
  • the high frequency front end circuit 60 includes a duplexer 1, a power amplifier circuit 41, and a low noise amplifier circuit 42.
  • the power amplifier circuit 41 is a transmission amplifier circuit that amplifies the high-frequency transmission signal output from the RF signal processing circuit 3 and outputs it to the antenna element 2 via the transmission input terminal 11, the transmission-side filter 10, and the antenna terminal 31. is there.
  • the low noise amplifier circuit 42 is a reception amplification circuit that amplifies a high-frequency signal that has passed through the antenna element 2, the antenna terminal 31, and the transmission-side filter 20 and outputs the amplified signal to the RF signal processing circuit 3.
  • the RF signal processing circuit 3 performs signal processing on the high-frequency reception signal input from the antenna element 2 via the reception signal path by down-conversion or the like, and the received signal generated by the signal processing is a baseband signal processing circuit 4. Output to. Further, the RF signal processing circuit 3 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit 4 by up-conversion or the like, and outputs the high-frequency transmission signal generated by the signal processing to the power amplifier circuit 31.
  • the RF signal processing circuit 3 is, for example, an RFIC (Radio Frequency Integrated Circuit).
  • the signal processed by the baseband signal processing circuit 4 is used, for example, for displaying an image as an image signal or for a call as an audio signal.
  • the high-frequency front end circuit 60 may include other circuit elements between the duplexer 1, the power amplifier circuit 41, and the low noise amplifier circuit 42.
  • an elastic wave filter having a high steepness of a pass characteristic outside the pass band while maintaining a desired impedance in the pass band even for a frequency standard having a wide pass band and a narrow adjacent band interval. It is possible to provide a high-frequency front-end circuit and a communication device that are provided.
  • the duplexer has been described as an example. Can be applied. That is, the high-frequency front end circuit and the communication device only need to include two or more filters.
  • the high-frequency front end circuit and the communication device are not limited to the configuration including both the transmission filter and the reception filter, and may be configured to include only the transmission filter or only the reception filter.
  • the communication device 70 may not include the baseband signal processing circuit 4 in accordance with the high frequency signal processing method.
  • the piezoelectric layer 53 of the substrate 50 uses a 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 single crystal, but the cut angle of the single crystal material is not limited to this. That is, the cut angle of the piezoelectric layer of the surface acoustic wave filter satisfying the above formulas 1 and 2 using LiTaO 3 single crystal as the piezoelectric layer is not limited to 50 ° Y. Even a surface acoustic wave filter using a LiTaO 3 piezoelectric layer having a cut angle other than the above can achieve the same effect.
  • the piezoelectric layer may be made of another piezoelectric single crystal such as LiNbO 3 .
  • a structure in which a piezoelectric layer is laminated on a supporting substrate may be used in addition to a piezoelectric layer as a whole.
  • the acoustic wave filter which concerns on this invention is not limited to a surface acoustic wave filter, and is comprised with a series resonator and a parallel resonator.
  • An elastic wave filter using a boundary acoustic wave or BAW (Bulk Acoustic Wave) may be used. Also by this, the same effect as the effect which the surface acoustic wave filter concerning the above-mentioned embodiment has is produced.
  • the transmission filter 10 has been described as the main part of the present invention.
  • the contents of the present invention may be used in the reception filter 20.
  • the reception-side filter 20 includes four or more series resonators connected in series between the input terminal and the output terminal, and a connection node between the input terminal, the output terminal, and the four or more series resonators.
  • a parallel resonator connected between any one of the first and second reference resonators, and among the four or more series resonators, the first series resonator connected closest to the input terminal and the output connected to the output terminal are connected closest to each other.
  • the frequency difference that is the difference between the antiresonance frequency and the resonance frequency of all series resonators other than the second series resonator is the frequency between the antiresonance frequency and the resonance frequency of the first series resonator and the second series resonator. Less than the difference, and the anti-resonance frequencies of all series resonators other than the first series resonator and the second series resonator are lower than the anti-resonance frequencies of the first series resonator and the second series resonator, It has the characteristics.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as an elastic wave filter, multiplexer, and duplexer that can be applied to a frequency standard having a wide bandwidth and a narrow band interval.
  • RFIC RF Signal Processing Circuit
  • BBIC Baseband signal processing circuit
  • SYMBOLS 10 Transmission side filter 11 Transmission input terminal 11a, 11b, 54 IDT electrode 20 Reception side filter 21 Reception output terminal 21A Vertical coupling type filter part 22 Input terminal 23 Output terminal 31 Antenna terminal 41 Power amplifier circuit 42 Low noise amplifier circuit 50 Substrate 51 High Sonic support substrate 52 Low sound velocity film 53 Piezoelectric layer 55 Protective layer 60 High frequency front end circuit 70 Communication device 101, 102, 103, 104, 105, 201, 202, 701, 702, 703, 704, 705, 801, 802, 803, 804, 805, 901, 902, 903, 904, 905 Series resonator 110a, 110b Electrode finger 111a, 111b Bus bar electrode 141, 161, 311 Inductance element 151, 152, 153, 154, 251 252 parallel resonators 211,212,213,214,215,216,217

Landscapes

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Abstract

本発明の送信側フィルタ（１０）は、圧電基板（５０）上に形成された機能電極を有し、送信入力端子（１１）とアンテナ端子（３１）との間に互いに直列に接続された５つの直列共振子（１０１～１０５）と、並列共振子（１５１～１５４）とを備え、送信入力端子（１１）に最も近く接続された直列共振子（１０１）およびアンテナ端子（３１）に最も近く接続された直列共振子（１０５）以外の直列共振子（１０２～１０４）の反共振周波数と共振周波数との差である周波数差Δｆ２、Δｆ３およびΔｆ４は、直列共振子（１０１および１０５）の周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さく、かつ、直列共振子（１０２～１０４）の反共振周波数は、直列共振子（１０１および１０５）の反共振周波数よりも低い。

Description

弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置
　本発明は、弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置に関する。
　無線通信のための周波数資源を有効活用するという観点から、携帯電話機などの通信帯域として、多様な周波数帯域が割り当てられる。これに対応すべく、通信機器などのＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）回路に使用される帯域フィルタとして、多様な周波数仕様に対応した弾性表面波フィルタが設計開発され実用化されている。
　特許文献１には、高周波帯域かつ広帯域幅に適用可能なラダー型の弾性表面波素子が開示されている。具体的には、弾性表面波素子は、所定の共振周波数を有する並列共振子と、当該並列共振子の反共振周波数に略一致する共振周波数をもつ直列共振子と、並列共振子に直列に接続されたインダクタンスとを備え、帯域通過フィルタを構成している。上記並列共振子および直列共振子は、圧電基板上に形成されたＩＤＴ（Ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成されている。特許文献１に記載された弾性表面波素子によれば、並列共振子に直列にインダクタンスを付加することで、共振子の共振周波数と反共振周波数との差を広げることができ、帯域通過フィルタの広帯域化が可能であるとしている。
特開平５－１８３３８０号公報
　上述したような多様な周波数仕様に対応すべく、近年、弾性表面波素子を用いたアンテナデュプレクサ、および、高周波信号を分波するマルチプレクサなどが実用化されている。
　しかしながら、広い帯域幅かつ狭い隣接帯域間隔を有する近年の周波数規格に対して、弾性表面波フィルタを適用しようとした場合、特許文献１に記載された従来のラダー型の設計手法では、通過帯域の挿入損失、隣接帯域の抑圧度、帯域間アイソレーションおよびインピーダンスなどの要求仕様を十分に満たすことが困難となってきている。ここで、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ２５（送信通過帯域：１８５０－１９１５ＭＨｚ、受信通過帯域：１９３０－１９９５ＭＨｚ）を例示する。このＢａｎｄ２５のように、より広い帯域幅（６５ＭＨｚ）、かつ、より狭い送受信帯域間隔（１５ＭＨｚ）を有する周波数規格に対して、弾性表面波素子を用いたアンテナデュプレクサまたはマルチプレクサを適用する場合には、従来の弾性表面波素子の設計手法では、所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の急峻性を得ることができないという課題を有する。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、および高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタは、入力端子と出力端子との間に互いに直列に接続された４以上の直列共振子と、前記入力端子、前記出力端子および前記４以上の直列共振子の接続ノードのいずれかと基準端子との間に接続された並列共振子とを備え、前記４以上の直列共振子のうち、前記入力端子に最も近く接続された第１直列共振子および前記出力端子に最も近く接続された第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数と共振周波数との差である周波数差は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数と共振周波数との周波数差よりも小さく、かつ、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数よりも低い。
　上記構成によれば、入力端子および出力端子に最近接している第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数を、第１直列共振子および第２直列共振子の反共振周波数よりも低域側へシフトさせつつ、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の周波数差を、第１直列共振子および第２直列共振子の周波数差よりも小さくしている。これにより、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の共振周波数は低域へシフトしないので、通過帯域内のインピーダンス特性は良好な特性を維持できる。一方、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数を通過帯域の高域端に近接させることにより、通過帯域の高域の帯域間領域における挿入損失の急峻性およびアイソレーションが改善される。よって、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ、通過帯域の高域の帯域間領域における挿入損失の高い急峻性を実現できる。
　また、前記４以上の直列共振子及び前記並列共振子は、圧電体層を備える基板上に形成されたＩＤＴ電極を有しており、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の全ての直列共振子の前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチは、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチよりも大きくてもよい。
　これにより、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の波長を大きくでき、当該直列共振子の反共振周波数を相対的に低くすることが可能となる。
　また、前記圧電体層を備える基板は、前記ＩＤＴ電極が一方面上に形成された圧電体層と、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜とを備えてもよい。
　第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の周波数差Δｆを、第１直列共振子および第２直列共振子のΔｆよりも小さく調整した場合、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子のＱ値が想定的に小さくなることが想定される。しかしながら、このような場合であっても、圧電基板の上記積層構造によれば、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子のＱ値を高い値に維持できる。
　また、前記４以上の直列共振子は、５つの直列共振子であり、前記５つの直列共振子のうち、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の３つの直列共振子の反共振周波数と共振周波数の差である周波数差は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数と共振周波数との周波数差よりも小さく、かつ、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の３つの直列共振子の反共振周波数は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数よりも低くてもよい。
　また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、所定の周波数帯域を選択的に通過させる帯域通過フィルタを複数有することにより、入力信号を分波するマルチプレクサであって、前記複数の帯域通過フィルタが通過させる前記周波数帯域のそれぞれは異なり、前記複数の帯域通過フィルタのそれぞれの一端同士は共通端子に接続され、前記複数の帯域通過フィルタのうち、最も高い前記周波数帯域を有する帯域通過フィルタ以外の帯域通過フィルタの少なくとも１つが、上記記載のいずれかの弾性波フィルタである。
　これにより、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ、当該通過帯域の高域の帯域間領域における挿入損失の高い急峻性を有するマルチプレクサを提供できる。
　また、本発明の一態様に係るデュプレクサは、送信側フィルタと、受信側フィルタとを有し、前記送信側フィルタの一端と、前記受信側フィルタとの一端とが共通接続されて、アンテナ端子に接続されたデュプレクサにおいて、前記送信側フィルタおよび前記受信側フィルタのうち、通過させる周波数帯域が低いほうのフィルタが、上記記載のいずれかの弾性波フィルタである。
　これにより、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ、当該通過帯域の高域の帯域間領域における挿入損失の高い急峻性を有するデュプレクサを提供することが可能となる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記記載の弾性波フィルタ、上記記載のマルチプレクサ、または上記記載のデュプレクサと、前記弾性波フィルタ、前記マルチプレクサまたは前記デュプレクサに接続された増幅回路と、を備える。
　これにより、広い通過帯域かつ狭い隣接帯域間隔を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する弾性波フィルタを備える高周波フロントエンド回路を提供することが可能となる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記記載の高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、広い通過帯域かつ狭い隣接帯域間隔を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する弾性波フィルタを備える通信装置を提供することが可能となる。
　本発明に係る弾性波フィルタによれば、広い通過帯域かつ狭い隣接帯域間隔を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する弾性波フィルタ、マルチプレクサおよびデュプレクサを提供することが可能となる。
図１は、実施例に係るデュプレクサの回路構成図である。 図２は、実施例に係る弾性表面波フィルタの共振子を模式的に表す平面図および断面図である。 図３は、実施例に係る縦結合型の弾性表面波フィルタの電極構成を示す概略平面図である。 図４Ａは、実施例および比較例１に係る送信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図４Ｂは、実施例および比較例１に係る送信入力端子－受信出力端子間のアイソレーション特性を比較したグラフである。 図４Ｃは、実施例および比較例１に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。 図４Ｄは、実施例および比較例１に係る送信側フィルタの送信入力端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。 図５Ａは、実施例に係る送信側フィルタの第１の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図５Ｂは、実施例に係る送信側フィルタの第２の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図５Ｃは、実施例に係る送信側フィルタの第３の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図５Ｄは、実施例に係る送信側フィルタの第４の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図５Ｅは、実施例に係る送信側フィルタの第５の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図６Ａは、比較例１に係る送信側フィルタの第１の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図６Ｂは、比較例１に係る送信側フィルタの第２の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図６Ｃは、比較例１に係る送信側フィルタの第３の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図６Ｄは、比較例１に係る送信側フィルタの第４の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図６Ｅは、比較例１に係る送信側フィルタの第５の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図７Ａは、実施例および比較例２に係る送信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図７Ｂは、実施例および比較例２に係る送信入力端子－受信出力端子間のアイソレーション特性を比較したグラフである。 図７Ｃは、実施例および比較例２に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。 図７Ｄは、実施例および比較例２に係る送信側フィルタの送信入力端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。 図８Ａは、実施例および比較例３に係る送信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図８Ｂは、実施例および比較例３に係る送信入力端子－受信出力端子間のアイソレーション特性を比較したグラフである。 図８Ｃは、実施例および比較例３に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。 図８Ｄは、実施例および比較例３に係る送信側フィルタの送信入力端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。 図９Ａは、実施例および比較例４に係る送信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図９Ｂは、実施例および比較例４に係る送信入力端子－受信出力端子間のアイソレーション特性を比較したグラフである。 図１０は、実施例に係るデュプレクサを備える高周波フロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施例は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施例で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施例における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施例）
　［１．デュプレクサの基本構成］
　本実施例では、ＬＴＥ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ２５（送信通過帯域：１８５０－１９１５ＭＨｚ、受信通過帯域：１９３０－１９９５ＭＨｚ）に適用されるアンテナデュプレクサについて例示する。
　図１は、実施例に係るデュプレクサ１の回路構成図である。同図に示すように、デュプレクサ１は、送信側フィルタ１０と、受信側フィルタ２０と、アンテナ端子３１と、インダクタンス素子３１１とを備える。
　送信側フィルタ１０は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子１１を経由して入力し、当該送信波を送信通過帯域でフィルタリングして送信側出力端子であるアンテナ端子３１へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。送信側フィルタ１０は、本発明の要部の弾性波フィルタであり、ラダー型の弾性表面波フィルタである。送信側フィルタ１０の構成については、後述する送信側フィルタの構成において詳述する。
　受信側フィルタ２０は、受信側入力端子でもあるアンテナ端子３１から入力された受信波を入力し、当該受信波を受信通過帯域でフィルタリングして受信出力端子２１へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。受信側フィルタ２０は、例えば、縦結合型の弾性表面波フィルタ部を含む。より具体的には、受信側フィルタ２０は、縦結合型フィルタ部２１Ａと、直列共振子２０１および２０２と、並列共振子２５１および２５２とで構成されている。
　インダクタンス素子３１１は、アンテナ端子３１と送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０の接続点との間に設けられたインピーダンス整合素子である。これにより、アンテナ素子と送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０とのインピーダンス整合をとることが可能となる。
　［２．弾性表面波共振子の構造］
　送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０の構成要素である共振子の構造について説明する。
　図２は、実施例に係る弾性表面波フィルタの共振子を模式的に表す平面図および断面図である。同図には、送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０を構成する複数の共振子のうち、直列共振子１０１の構造を表す平面摸式図および断面模式図が例示されている。なお、図２に示された直列共振子１０１は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０の各共振子は、圧電体層５３を有する基板５０と、櫛形形状を有するＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極１１ａおよび１１ｂとで構成されている。
　図２の平面図に示すように、基板５０の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極１１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極１１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂは、Ｘ軸方向と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａおよび１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極５４は、図２の断面図に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっている。
　密着層５４１は、基板５０と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層５４１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層５４２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層５５は、ＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。
　なお、密着層５４１、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。
　つぎに、基板５０の積層構造について説明する。
　図２の下段に示すように、基板５０は、高音速支持基板５１と、低音速膜５２と、圧電体層５３とを備え、高音速支持基板５１、低音速膜５２および圧電体層５３がこの順で積層された構造を有している。
　圧電体層５３は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電体層５３は、例えば、厚みが６００ｎｍである。
　高音速支持基板５１は、低音速膜５２、圧電膜体層５３ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板５１は、さらに、圧電体層５３を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板５１中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電体層５３および低音速膜５２が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板５１より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板５１は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。
　低音速膜５２は、圧電体層５３を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速膜５２中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電体層５３と高音速支持基板５１との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜５２は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。
　基板５０の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　また、後述する送信側フィルタ１０の、両端子に接続された直列共振子１０１および１０５を除く直列共振子１０２～１０４の共振周波数と反共振周波数との周波数差Δｆを、両端子に接続された直列共振子のΔｆよりも小さく調整した場合、直列共振子１０２～１０４のＱ値が直列共振子１０１および１０５のＱ値より小さくなることが想定される。しかしながら、このような場合であっても、基板５０の上記積層構造によれば、直列共振子１０２～１０４のＱ値を高い値に維持できる。よって、広い通過帯域かつ狭い隣接帯域間隔を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の低損失性および通過帯域外における高急峻性を有する弾性表面波フィルタを形成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板５１は、支持基板と、圧電体層５３を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、サファイア、リチウムタンタレート、リチュウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　ここで、ＩＤＴ電極の設計パラメータについて説明する。弾性表面波共振子の波長とは、図２の中段に示すＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂを構成する複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂの繰り返しピッチλで規定される。また、ＩＤＴ電極の交叉幅Ｌは、図２の上段に示すように、ＩＤＴ電極１１ａの電極指１１０ａとＩＤＴ電極１１ｂの電極指１１０ｂとのＸ軸方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、デューティー比は、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合である。より具体的には、デューティー比は、ＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂを構成する電極指１１０ａおよび１１０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１１０ａと電極指１１０ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。
　［３．送信側フィルタの回路構成］
　図１に示すように、送信側フィルタ１０は、直列共振子１０１～１０５と、並列共振子１５１～１５４と、整合用のインダクタンス素子１４１および１６１と、送信入力端子１１とを備える。
　直列共振子１０１～１０５は、送信入力端子１１とアンテナ端子３１との間に互いに直列に接続されている。また、並列共振子１５１～１５４は、送信入力端子１１、アンテナ端子３１および直列共振子１０１～１０５の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。直列共振子１０１～１０５および並列共振子１５１～１５４の上記接続構成により、送信側フィルタ１０は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。また、インダクタンス素子１４１は、送信入力端子１１と直列共振子１０１との間に接続され、インダクタンス素子１６１は、並列共振子１５２、１５３および１５４の接続点と基準端子との間に接続されている。
　表１に、本実施例に係る送信側フィルタ１０の直列共振子１０１～１０５、並列共振子１５１～１５４の設計パラメータ（ピッチλ、交叉幅Ｌ、ＩＤＴ対数Ｎ、デューティー比Ｄ）の詳細を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　上記表１に示された各共振子のピッチλは、各共振子の波長と定義される。また、各共振子の容量は、表１に示された設計パラメータおよび圧電基板５０の誘電率などにより決定される。
　なお、本実施例では、９個の共振子によりＴ型のラダー型フィルタを構成しているが、π型のラダー型フィルタを構成してもよい。また、共振子の数は９個に限らず、直列共振子は４以上であればよい。
　ここで、送信入力端子１１に最も近く接続された直列共振子１０１（第１共振子）の反共振周波数ｆａｓ１と共振周波数ｆｒｓ１との周波数差（ｆａｓ１－ｆｒｓ１）をΔｆ１と定義する。また、アンテナ端子３１に最も近く接続された直列共振子１０５の反共振周波数ｆａｓ５と共振周波数ｆｒｓ５との周波数差（ｆａｓ５－ｆｒｓ５）をΔｆ５と定義する。同様にして、直列共振子１０１および１０５以外の直列共振子１０２、１０３および１０４の反共振周波数ｆａｓ２、ｆａｓ３およびｆａｓ４と共振周波数ｆｒｓ２、ｆｒｓ３およびｆｒｓ４との周波数差を、それぞれ、Δｆ２（＝ｆａｓ２－ｆｒｓ２）、Δｆ３（＝ｆａｓ３－ｆｒｓ３）およびΔｆ４（＝ｆａｓ４－ｆｒｓ４）と定義する。
　本実施例に係る送信側フィルタ１０では、以下の関係式（式１）かつ（式２）が成立する。
　　　ｆａｓ１、ｆａｓ５＞ｆａｓ２、ｆａｓ３、ｆａｓ４　　　（式１）
　　　Δｆ１、Δｆ５＞Δｆ２、Δｆ３、Δｆ４　　　（式２）
　つまり、送信入力端子１１に最も近く接続された直列共振子１０１およびアンテナ端子３１に最も近く接続された直列共振子１０５以外の全ての直列共振子１０２、１０３および１０４の反共振周波数と共振周波数の差である周波数差Δｆ２、Δｆ３およびΔｆ４は、直列共振子１０１および１０５の反共振周波数と共振周波数との周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さく、かつ、直列共振子１０２、１０３および１０４の反共振周波数ｆａｓ２、ｆａｓ３およびｆａｓ４は、直列共振子１０１および１０５の反共振周波数ｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低い。
　なお、上記式１を実現する構成として、直列共振子１０２、１０３および１０４の波長を、直列共振子１０１および１０５の波長よりも大きくしてもよい。つまり、直列共振子１０１～１０５のＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチを、それぞれ、λ１～λ５とすると、式１における関係を、以下の式３となる構成で実現してもよい。
　λ１、λ５＜λ２、λ３、λ４　　　（式３）
　これにより、例えば、Ｂａｎｄ２５のような広い通過帯域かつ狭い隣接帯域を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する送信側フィルタ１０および送信側フィルタ１０を備えるデュプレクサ１を提供することが可能となる。
　なお、本実施の形態では、直列共振子１０１および１０５に対して、直列共振子１０２～１０４の周波数差Δｆ２、Δｆ３およびΔｆ４を小さくする設計手法として、ＩＤＴ電極の間引き重み付け処理を用いている。また、周波数差Δｆを小さくする手法としては、ＩＤＴ電極の間引き重み付け処理の他、共振子にキャパシタを並列接続する処理、および、共振子の電極膜厚やデューティー比を変更する処理等が用いられる。本発明に係るΔｆの調整手段としては、上述したいずれの処理を用いても、上記効果が得られる。
　以下、式１～式３のような特徴を備える送信側フィルタ１０およびデュプレクサ１が、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有することを説明する。
　［４．受信側フィルタの回路構成］
　図１に示すように、受信側フィルタ２０は、縦結合型フィルタ部２１Ａと、直列共振子２０１および２０２ならびに並列共振子２５１を有するラダー型フィルタ部と、並列共振子２５２を有するトラップ部とで構成されている。
　図３は、実施例に係る縦結合型フィルタ部２１Ａの電極構成を示す概略平面図である。同図に示すように、縦結合型フィルタ部２１Ａは、ＩＤＴ２１１～２１９と、反射器２２０および２２１と、入力端子２２および出力端子２３とを備える。
　ＩＤＴ２１１～２１９は、それぞれ、互いに対向する一対のＩＤＴ電極で構成されている。ＩＤＴ２１４および２１６は、ＩＤＴ２１５をＸ軸方向に挟み込むように配置され、ＩＤＴ２１３および２１７は、ＩＤＴ２１４～２１６をＸ軸方向に挟み込むように配置されている。また、ＩＤＴ２１２および２１８は、ＩＤＴ２１３～２１７をＸ軸方向に挟み込むように配置され、ＩＤＴ２１１および２１９は、ＩＤＴ２１２～２１８をＸ軸方向に挟み込むように配置されている。反射器２２０および２２１は、ＩＤＴ２１１～２１９をＸ軸方向に挟み込むように配置されている。また、ＩＤＴ２１１、２１３、２１５、２１７および２１９は、入力端子２２と基準端子（グランド）との間に並列接続され、ＩＤＴ２１２、２１４、２１６および２１８は、出力端子２３と基準端子との間に並列接続されている。
　ＩＤＴ２１１～２１９、直列共振子２０１および２０２、ならびに並列共振子２５１および２５２の基本構造は、図２で示したものと同様である。
　［５．弾性表面波フィルタの動作原理］
　ここで、本実施の形態に係るラダー型の弾性表面波フィルタの動作原理について説明する。
　図１に示された並列共振子１５１～１５４は、それぞれ、共振特性において共振周波数ｆｒｐおよび反共振周波数ｆａｐ（＞ｆｒｐ）を有している。また、直列共振子１０１～１０５は、それぞれ、共振特性において共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ）を有している。なお、直列共振子１０１～１０５の共振周波数ｆｒｓは、略一致するように設計されるが、表１に示されたように各共振子の設計パラメータが異なることから、必ずしも一致していない。また、直列共振子１０１～１０５の反共振周波数ｆａｓ、並列共振子１５１～１５４の共振周波数ｆｒｐ、および、並列共振子１５１～１５４の反共振周波数ｆａｐについても同様であり、必ずしも一致していない。
　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列共振子１５１～１５４の反共振周波数ｆａｐと直列共振子１０１～１０５の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列共振子１５１～１５４のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低域側阻止域となる。また、これより周波数が増加すると、反共振周波数ｆａｐ近傍で並列共振子１５１～１５４のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列共振子１０１～１０５のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ～共振周波数ｆｒｓの近傍では、送信入力端子１１からアンテナ端子３１への信号経路において信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列共振子１０１～１０５のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、直列共振子１０１～１０５の反共振周波数ｆａｓを、信号通過域外のどこに設定するかにより、高周波側阻止域における減衰特性の急峻性が大きく影響する。
　図１および図２に示された上記構造および上記動作原理を有する送信側フィルタ１０において、送信入力端子１１から高周波信号が入力されると、送信入力端子１１と基準端子との間で電位差が生じ、これにより、圧電基板５０が歪むことでＸ方向に伝搬する弾性表面波が発生する。ここで、ＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂのピッチλと、通過帯域の波長とを略一致させておくことにより、通過させたい周波数成分を有する高周波信号のみが送信側フィルタ１０を通過する。
　以下、本実施例に係る送信側フィルタ１０の周波数特性について、比較例に係る送信波フィルタと比較しながら説明する。
　［６－１．実施例と比較例１との特性比較］
　図４Ａは、実施例および比較例１に係る送信側フィルタの通過特性を示すグラフである。また、図４Ｂは、実施例および比較例１に係る送信入力端子１１－受信出力端子２１間のアイソレーション特性を示すグラフである。また、図４Ｃは、実施例および比較例１に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。また、図４Ｄは実施例および比較例１に係る送信側フィルタの送信端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。
　図４Ａ～図４Ｄに示された比較例１に係る送信側フィルタは、図１に示されたラダー型の構成、つまり５つの直列共振子と４つの並列共振子とを有している点は、実施例に係る送信側フィルタ１０と同じであるが、各共振子の設計パラメータが異なる。具体的には、比較例１に係る送信側フィルタは、以下の関係式を満たすように共振子の設計パラメータが設定されている。
　　　ｆａｓ７１、ｆａｓ７２、ｆａｓ７３、ｆａｓ７５＞ｆａｓ７４　　　（式４）
　　　Δｆ７１≒Δｆ７２≒Δｆ７３≒Δｆ７４≒Δｆ７５　　　（式５）
　なお、比較例１に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子に近いものから、直列共振子７０１、７０２、７０３、７０４および７０５とする。また、直列共振子７０１～７０５の共振周波数を、それぞれ、ｆｒｓ７１～ｆｒｓ７５とし、反共振周波数を、それぞれ、ｆａｓ７１～ｆａｓ７５とする。また、直列共振子７０１～７０５の共振周波数および反共振周波数の周波数差を、それぞれ、Δｆ７１～Δｆ７５とする。
　つまり、比較例１に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子およびアンテナ端子のいずれにも最近接していない直列共振子７０４の反共振周波数ｆａｓ７４は、その他の４つの直列共振子の反共振周波数ｆａｓ７１、ｆａｓ７２、ｆａｓ７３およびｆａｓ７５よりも低い。一方、直列共振子７０２および７０３の反共振周波数ｆａｓ７２およびｆａｓ７３は、直列共振子７０１および７０５の反共振周波数ｆａｓ７１およびｆａｓ７５と同程度または高い。また、５つの直列共振子の周波数差Δｆ７１～Δｆ７５は、略等しい。
　図５Ａ～図５Ｅは、それぞれ、実施例に係る送信側フィルタの直列共振子１０１～１０５のインピーダンス特性を示すグラフである。また、図６Ａ～図６Ｅは、それぞれ、比較例１に係る送信側フィルタの直列共振子７０１～７０５のインピーダンス特性を示すグラフである。図５Ａ～図５Ｅおよび図６Ａ～図６Ｅに示された周波数特性のグラフは、送信側フィルタの通過特性（左側縦軸：Ｓ２１）を表示しているとともに、各直列共振子のインピーダンス特性（右側縦軸：２０ｌｏｇ｜Ｚ｜）を表示している。
　図６Ａおよび図６Ｅに示された直列共振子７０１および７０５の反共振周波数ｆａｓ７１およびｆａｓ７５と比較して、図６Ｄに示された直列共振子７０４の反共振周波数ｆａｓ４のみが、送信帯域の高域端に近接している。また、図６Ａ～図６Ｅに示された直列共振子７０１～７０５の周波数差Δｆ７１～Δｆ７５は、略等しい。つまり、比較例１に係る送信側フィルタでは、上記式４および式５が成立している。
　比較例１の上記構成では、図４Ａおよび図４Ｂに示すように、送信帯域とその高周波側にある受信帯域との間の送受信帯域間領域ＦAにおいて、送信入力端子－受信出力端子間のアイソレーション（挿入損失）が５５ｄＢをクリアできていない。
　これに対して、実施例に係る送信側フィルタ１０では、図５Ａおよび図５Ｅに示された直列共振子１０１および１０５の反共振周波数ｆａｓ１およびｆａｓ５と比較して、図５Ｂ～図５Ｄに示された直列共振子１０２～１０４の反共振周波数ｆａｓ２～ｆａｓ４は、送信帯域の高域端に近接している。さらに、図５Ｂ～図５Ｄに示された直列共振子１０２～１０４の周波数差Δｆ２～Δｆ４は、図５Ａおよび図５Ｅに示された直列共振子１０１および１０５の周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さい。つまり、実施例に係る送信側フィルタでは、上記式１および式２が成立している。
　直列共振子１０２～１０４の反共振周波数ｆａｓ２～ｆａｓ４を送信帯域の高域端に近接させたことにより、図４Ａおよび図４Ｂに示すように、送受信帯域間領域ＦAにおける減衰特性の急峻性が改善されている。具体的には、送信帯域の高域（挿入損失が２．５ｄＢ以下となる周波数）から送受信帯域間領域（アイソレーションが５５ｄＢとなる周波数）までの周波数間隔は、比較例１よりも実施例のほうが約１．６ＭＨｚ狭くなっている。
　送信帯域の高域側領域において挿入損失の急峻性が改善されている一方で、図４Ｃおよび図４Ｄに示すように、アンテナ端子３１（図４Ｃ）および送信入力端子１１（図４Ｄ）から見た定存波比（ＶＳＷＲ）は、送信帯域内において良好な値に維持されている。
　通過帯域における所望の挿入損失および所望のインピーダンスを確保するという観点から、送信入力端子１１に接続された直列共振子１０１およびアンテナ端子接続された直列共振子１０５の容量が決定される。この場合、直列共振子１０１および１０５の共振周波数ｆｒｓ１およびｆｒｓ５は、送信帯域の中心周波数近傍となるように設定される。仮に、直列共振子１０２～１０４の反共振周波数ｆａｓ２～ｆａｓ４を、ｆａｓ１およびｆａｓ５に比べて送信帯域の高域端に近接させ、Δｆ２～Δｆ４をΔｆ１およびΔｆ５と同等に維持した場合には、共振周波数ｆｒｓ２～ｆｒｓ４が送信帯域の中心周波数から低域側へとシフトすることとなる。この場合には、共振周波数の低域シフトにより、送信帯域内のインピーダンス特性が悪化してしまう。これに対して、本実施例に係る送信側フィルタ１０では、反共振周波数ｆａｓ２～ｆａｓ４を低域側へシフトさせつつ、Δｆ２～Δｆ４を小さくしている。これにより、反共振周波数ｆａｓ２～ｆａｓ４がｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低域側へシフトしても、共振周波数ｆｒｓ２～ｆｒｓ４は低域へシフトしないので、送信帯域内のインピーダンス特性は維持できる。つまり、本実施例に係る送信側フィルタ１０は、送信帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ、隣接する受信帯域との間の周波数領域における挿入損失の高い急峻性を実現できる。
　［６－２．実施例と比較例２との特性比較］
　図７Ａは、実施例および比較例２に係る送信側フィルタの通過特性を示すグラフである。また、図７Ｂは、実施例および比較例２に係る送信入力端子１１－受信出力端子２１間のアイソレーション特性を示すグラフである。また、図７Ｃは、実施例および比較例２に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。また、図７Ｄは実施例および比較例２に係る送信側フィルタの送信端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。
　図７Ａ～図７Ｄに示された比較例２に係る送信側フィルタは、図１に示されたラダー型の構成、つまり５つの直列共振子と４つの並列共振子とを有している点は、実施例に係る送信側フィルタ１０と同じであるが、各共振子の設計パラメータが異なる。具体的には、比較例２に係る送信側フィルタは、以下の関係式を満たすように共振子の設計パラメータが設定されている。
　　　ｆａｓ８１、ｆａｓ８５＞ｆａｓ８２、ｆａｓ８３、ｆａｓ８４　　　（式６）
　　　Δｆ８１≒Δｆ８２≒Δｆ８３≒Δｆ８４≒Δｆ８５　　　（式７）
　なお、比較例２に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子に近いものから、直列共振子８０１、８０２、８０３、８０４および８０５とする。また、直列共振子８０１～８０５の共振周波数を、それぞれ、ｆｒｓ８１～ｆｒｓ８５とし、反共振周波数を、それぞれ、ｆａｓ８１～ｆａｓ８５とする。また、直列共振子８０１～８０５の共振周波数および反共振周波数の周波数差を、それぞれ、Δｆ８１～Δｆ８５とする。
　つまり、比較例２に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子およびアンテナ端子のいずれにも最近接していない直列共振子８０２～８０４の反共振周波数ｆａｓ８２～ｆａｓ８４は、直列共振子８０１および８０５の反共振周波数ｆａｓ８１およびｆａｓ８５よりも低い。また、５つの直列共振子の周波数差Δｆ８１～Δｆ８５は、略等しい。
　比較例２に係る送信側フィルタの各直列共振子が上記式６の関係を満たすことにより、直列共振子８０２～８０４の反共振周波数ｆａｓ８２～ｆａｓ８４は、直列共振子８０１および８０５の反共振周波数ｆａｓ８１およびｆａｓ８５よりも、送信帯域の高域端に近接する。しかしながら、図７Ｂに示すように、受信帯域の低域端（１９３０ＭＨｚ）付近のアイソレーションは改善されていない。
　一方、比較例２に係る送信側フィルタの各直列共振子が上記式６および式７の関係を満たすことにより、直列共振子８０２～８０４の共振周波数ｆｒｓ８２～ｆｒｓ８４は、送信帯域の中心周波数から低域側へとシフトする。これにより、図７Ｃおよび図７Ｄに示すように、アンテナ端子３１（図７Ｃ）および送信入力端子１１（図７Ｄ）から見た定存波比（ＶＳＷＲ）は、送信帯域内において悪化している。つまり、共振周波数の低域シフトにより、送信帯域内においてインピーダンス特性が悪化してしまう。
　［６－３．実施例と比較例３との特性比較］
　図８Ａは、実施例および比較例３に係る送信側フィルタの通過特性を示すグラフである。また、図８Ｂは、実施例および比較例３に係る送信入力端子１１－受信出力端子２１間のアイソレーション特性を示すグラフである。また、図８Ｃは、実施例および比較例３に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。また、図８Ｄは実施例および比較例３に係る送信側フィルタの送信端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。
　図８Ａ～図８Ｄに示された比較例３に係る送信側フィルタは、図１に示されたラダー型の構成、つまり５つの直列共振子と４つの並列共振子とを有している点は、実施例に係る送信側フィルタ１０と同じであるが、各共振子の設計パラメータが異なる。具体的には、比較例３に係る送信側フィルタは、以下の関係式を満たすように共振子の設計パラメータが設定されている。
　　　ｆａｓ９４、ｆａｓ９５＞ｆａｓ９１、ｆａｓ９２、ｆａｓ９３　　　（式８）
　　　Δｆ９４、Δｆ９５＞Δｆ９１、Δｆ９２、Δｆ９３　　　（式９）
　なお、比較例３に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子に近いものから、直列共振子９０１、９０２、９０３、９０４および９０５とする。また、直列共振子９０１～９０５の共振周波数を、それぞれ、ｆｒｓ９１～ｆｒｓ９５とし、反共振周波数を、それぞれ、ｆａｓ９１～ｆａｓ９５とする。また、直列共振子９０１～９０５の共振周波数および反共振周波数の周波数差を、それぞれ、Δｆ９１～Δｆ９５とする。
　つまり、比較例３に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子に最近接している直列共振子９０１を含む直列共振子９０１～９０３の反共振周波数ｆａｓ９１～ｆａｓ９３は、直列共振子９０４および９０５の反共振周波数ｆａｓ９４およびｆａｓ９５よりも低い。また、直列共振子９０１～９０３の周波数差Δｆ９１～Δｆ９３は、直列共振子９０４および９０５の周波数差Δｆ９４およびΔｆ９５よりも小さい。つまり、比較例３に係る送信側フィルタでは、上記式８および式９が成立している。
　比較例３に係る送信側フィルタの各直列共振子が上記式８の関係を満たすことにより、直列共振子９０１～９０３の反共振周波数ｆａｓ９１～ｆａｓ９３は、直列共振子９０４および９０５の反共振周波数ｆａｓ９４およびｆａｓ９５よりも、送信帯域の高域端に近接する。
　一方、比較例３に係る送信側フィルタの各直列共振子が上記式８および式９の関係を満たすことにより、直列共振子９０１～９０３の共振周波数ｆｒｓ９１～ｆｒｓ９３は、送信帯域の中心周波数付近を維持している。しかしながら、図８Ｃおよび図８Ｄに示すように、アンテナ端子３１（図８Ｃ）および送信入力端子１１（図８Ｄ）から見た定存波比（ＶＳＷＲ）は、送信帯域内において悪化している。これは、送信入力端子１１に最近接する直列共振子９０１のΔｆ９１を小さくしたため、送信入力端子におけるインピーダンスが悪化したためである。つまり、送信入力端子に最近接する直列共振子９０１のΔｆ９１を、Δ９４およびΔ９５よりも小さくすると、送信帯域内においてインピーダンス特性が悪化してしまう。
　［６－４．実施例と比較例４との特性比較］
　図９Ａは、実施例および比較例４に係る送信側フィルタの通過特性を示すグラフである。また、図９Ｂは、実施例および比較例４に係る送信入力端子１１－受信出力端子２１間のアイソレーション特性を示すグラフである。
　図９Ａおよび図９Ｂに示された比較例４に係る送信側フィルタは、図１に示されたラダー型の構成、つまり５つの直列共振子と４つの並列共振子とを有している点は、実施例に係る送信側フィルタ１０と同じであるが、各共振子の設計パラメータが異なる。具体的には、比較例４に係る送信側フィルタは、以下の関係式を満たすように共振子の設計パラメータが設定されている。
　　　ｆａｓ９１、ｆａｓ９４、ｆａｓ９５＞ｆａｓ９２、ｆａｓ９３　　　（式１０）
　　　Δｆ９４、Δｆ９５＞Δｆ９１、Δｆ９２、Δｆ９３　　（式１１）
　なお、比較例４に係る送信側フィルタの直列共振子、反共振周波数、共振周波数および周波数差の各符号は、比較例３に係る送信側フィルタの各符号と同じである。
　比較例４に係る送信側フィルタは、比較例３に係る送信側フィルタと比較して、送信入力端子におけるインピーダンスを改善するため、比較例３の直列共振子９０１の周波数を高くしたものである。つまり、直列共振子９０１の反共振周波数ｆａｓ９１を、比較例３よりも高くしたものである。
　比較例４に係る各直列共振子の上記構成により、特に、送信入力端子におけるインピーダンスを改善することができる。しかしながら、図９Ａおよび図９Ｂに示すように、送受信帯域間領域における挿入損失の急峻性およびアイソレーションが悪化してしまう。つまり、比較例４に係る送信側フィルタの構成では、送信帯域内の所望のインピーダンス、および、送信帯域より高域における所望の急峻性を両立させることはできない。
　［６－５．実施例および比較例のまとめ］
　表２に、実施例および比較例１～４に係る送信側フィルタの反共振周波数および周波数差の関係をまとめた結果を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　上記表２において、送信入力端子およびアンテナ端子に最近接する基準の直列共振子の反共振周波数ｆａｓよりも低く設定された反共振周波数ｆａｓには「＞」を付している。また、送信入力端子およびアンテナ端子に最近接する基準の直列共振子の基準の周波数差Δｆよりも小さく設定された周波数差Δｆには「＞」を付している。
　比較例１では、送受信帯域間領域において、所望のアイソレーションを満足できない。
　比較例２では、共振周波数ｆｒｓ８２～ｆｒｓ８４が、送信帯域の中心周波数から低域側へとシフトする。これにより、アンテナ端子および送信入力端子から見た定存波比（ＶＳＷＲ）が、送信帯域内において悪化する。
　比較例３では、反共振周波数ｆａｓ９１～ｆａｓ９３が送信帯域の高域端に近接するとともに、共振周波数ｆｒｓ９１～ｆｒｓ９３が送信帯域の中心周波数付近を維持している。しかし、送信入力端子に最近接する直列共振子９０１のΔｆ９１を小さくしたため、送信入力端子におけるインピーダンスが悪化する。
　比較例４では、比較例３における送信入力端子でのインピーダンスを改善するため、直列共振子９０１の周波数を高くしている。これにより、送信入力端子におけるインピーダンスを改善できるが、送受信帯域間領域における挿入損失の急峻性およびアイソレーションが悪化してしまう。
　つまり、比較例１～４に係る送信側フィルタによれば、通過帯域高域側における通過特性の急峻性を良くするために複数の直列共振子の反共振点を通過帯域高域端に近づけると、周波数差Δｆが大きすぎるために共振周波数が通過帯域内の低域側へシフトする。これにより、インピーダンスが悪化する。また、通過帯域高域側における通過特性の急峻性を改善するため、送信入力端子に最近接する直列共振子の反共振周波数および周波数差Δｆを調整すると、インピーダンスが悪化する。
　これに対して、本実施例に係る送信側フィルタ１０では、送信入力端子１１およびアンテナ端子３１に最近接している直列共振子１０１および１０５以外の直列共振子１０２～１０４の反共振周波数ｆａｓ２～ｆａｓ４をｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低域側へシフトさせつつ、Δｆ２～Δｆ４をΔｆ１およびΔｆ５よりも小さくしている。これにより、共振周波数ｆｒｓ２～ｆｒｓ４は低域へシフトしないので、送信帯域内のインピーダンス特性は所望の特性を維持できる。一方、反共振周波数ｆａｓ２～ｆａｓ４を送信帯域の高域端に近接させたことにより、送信帯域の高域側における送受信帯域間領域ＦAにおける挿入損失の急峻性およびアイソレーションが改善される。つまり、本実施例に係る送信側フィルタ１０は、送信帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ、隣接する受信帯域との間の周波数領域における挿入損失の高い急峻性を実現できる。
　以上のように、本実施の形態に係る送信側フィルタ１０は、圧電基板５０上に形成されたＩＤＴ電極を有し、送信入力端子１１とアンテナ端子３１との間に互いに直列に接続された５つの直列共振子１０１～１０５と、圧電基板５０上に形成されたＩＤＴ電極を有する並列共振子１５１～１５４とを備える。ここで、送信入力端子１１に最も近く接続された直列共振子１０１およびアンテナ端子３１に最も近く接続された直列共振子１０５以外の全ての直列共振子１０２～１０４の周波数差Δｆ２～Δｆ４は、直列共振子１０１および１０５の周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さく、かつ、直列共振子１０２～１０４の反共振周波数ｆａｓ２～ｆａｓ４は、直列共振子１０１および１０５の反共振周波数ｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低い。
　また、直列共振子１０２～１０４のＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチλ２～λ４は、直列共振子１０１および１０５のＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチλ１およびλ５よりも大きくてもよい。
　また、本実施の形態に係る送信側フィルタ（弾性波フィルタ）は、直列共振子を５つ備える構成に限定されず、４以上の直列共振子を備えていればよく、当該４以上の直列共振子のうち、入力端子に最も近く接続された第１直列共振子および出力端子に最も近く接続された第２直列共振子以外の全ての直列共振子のΔｆは、第１直列共振子および第２直列共振子のΔｆよりも小さく、かつ、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数ｆａｓは、第１直列共振子および第２直列共振子の反共振周波数ｆａｓよりも低ければよい。この構成により、本実施例に係る送信側フィルタ１０と同様の効果が奏される。
　また、所定の周波数帯域を選択的に通過させる帯域通過フィルタを複数有することにより、入力信号を分波するマルチプレクサであって、複数の帯域通過フィルタが通過させる周波数帯域のそれぞれは異なり、当該複数の帯域通過フィルタのそれぞれの一端同士は共通端子に接続され、当該複数の帯域通過フィルタのうち、最も高い周波数帯域を有する帯域通過フィルタ以外の帯域通過フィルタの少なくとも１つが、実施例に係る送信側フィルタ１０の特性を有する帯域通過フィルタであってもよい。
　また、送信側フィルタおよび受信側フィルタのうち、通過させる周波数帯域が低いほうのフィルタが、実施例に係る送信側フィルタ１０の特性を有する帯域通過フィルタであるデュプレクサであってもよい。
　［６－６．高周波フロントエンド回路および通信装置の構成］
　ここで、上記実施例に係るデュプレクサ１を備える高周波フロントエンド回路６０および通信装置７０について説明する。
　図１０は、実施例に係るデュプレクサ１を備える高周波フロントエンド回路６０および通信装置７０の回路構成図である。同図には、高周波フロントエンド回路６０と、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４とが示されている。
　高周波フロントエンド回路６０と、ＲＦ信号処理回路３と、ベースバンド信号処理回路４とは、通信装置７０を構成している。
　高周波フロントエンド回路６０は、デュプレクサ１と、パワーアンプ回路４１と、ローノイズアンプ回路４２とを備える。
　パワーアンプ回路４１は、ＲＦ信号処理回路３から出力された高周波送信信号を増幅し、送信入力端子１１、送信側フィルタ１０、およびアンテナ端子３１を経由してアンテナ素子２に出力する送信増幅回路である。
　ローノイズアンプ回路４２は、アンテナ素子２、アンテナ端子３１および送信側フィルタ２０を経由した高周波信号を増幅し、ＲＦ信号処理回路３へ出力する受信増幅回路である。
　ＲＦ信号処理回路３は、アンテナ素子２から受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路４へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路３は、ベースバンド信号処理回路４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をパワーアンプ回路３１へ出力する。ＲＦ信号処理回路３は、例えば、ＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）である。
　ベースバンド信号処理回路４で処理された信号は、例えば、画像信号として画像表示のために、または、音声信号として通話のために使用される。
　なお、高周波フロントエンド回路６０は、デュプレクサ１、パワーアンプ回路４１、ならびにローノイズアンプ回路４２の間に、他の回路素子を備えていてもよい。
　上記構成によれば、広い通過帯域かつ狭い隣接帯域間隔を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する弾性波フィルタを備える高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することが可能となる。
　なお、上記説明では、デュプレクサを例に説明したが、本発明は、例えば、３つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたトリプレクサや、４つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたクワッドプレクサについても適用することができる。つまり、高周波フロントエンド回路および通信装置は、２以上のフィルタを備えていればよい。
　さらには、高周波フロントエンド回路および通信装置は、送信フィルタ及び受信フィルタの双方を備える構成に限らず、送信フィルタのみ、または、受信フィルタのみを備える構成であってもかまわない。
　また、通信装置７０は、高周波信号の処理方式に応じて、ベースバンド信号処理回路４を備えていなくてもよい。
　（７．その他の変形例など）
　以上、本発明の実施の形態に係る弾性表面波フィルタ、マルチプレクサおよびデュプレクサついて、実施例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施例には限定されない。例えば、上記各実施例に次のような変形を施した態様も、本発明に含まれ得る。
　例えば、実施例に係る基板５０の圧電体層５３は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3単結晶を使用したものであるが、単結晶材料のカット角はこれに限定されない。つまり、ＬｉＴａＯ3単結晶を圧電体層として用いて、上記式１および式２を満たす弾性表面波フィルタの圧電体層のカット角は、５０°Ｙであることに限定されない。上記以外のカット角を有するＬｉＴａＯ3圧電体層を用いた弾性表面波フィルタであっても、同様の効果を奏することが可能となる。また、上記圧電体層は、ＬｉＮｂＯ3などの他の圧電単結晶からなるものであってもよい。また、本発明において、基板５０としては、圧電体層５３を有する限り、全体が圧電体層からなるものの他、支持基板上に圧電体層が積層されている構造を用いてもよい。
　また、上記実施の形態では、ＩＤＴ電極を有する弾性表面波フィルタを例示したが、本発明に係る弾性波フィルタは、弾性表面波フィルタに限定されず、直列共振子および並列共振子で構成される弾性境界波やＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタであってもよい。これによっても、上記実施の形態に係る弾性表面波フィルタが有する効果と同様の効果が奏される。
　また、上記実施例では、送信側フィルタ１０を本発明の要部として説明したが、本発明の内容は受信側フィルタ２０で用いられても良い。この場合には、受信側フィルタ２０が、入力端子と出力端子との間に互いに直列に接続された４以上の直列共振子と、入力端子、出力端子および当該４以上の直列共振子の接続ノードのいずれかと基準端子との間に接続された並列共振子とを備え、上記４以上の直列共振子のうち、入力端子に最も近く接続された第１直列共振子および出力端子に最も近く接続された第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数と共振周波数との差である周波数差は、第１直列共振子および第２直列共振子の反共振周波数と共振周波数との周波数差よりも小さく、かつ、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数は、第１直列共振子および第２直列共振子の反共振周波数よりも低い、という特徴を有する。
　本発明は、広い帯域幅および狭いバンド間隔の周波数規格に適用できる弾性波フィルタ、マルチプレクサおよびデュプレクサとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　デュプレクサ
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　１０　　送信側フィルタ
　１１　　送信入力端子
　１１ａ、１１ｂ、５４　　ＩＤＴ電極
　２０　　受信側フィルタ
　２１　　受信出力端子
　２１Ａ　　縦結合型フィルタ部
　２２　　入力端子
　２３　　出力端子
　３１　　アンテナ端子
　４１　　パワーアンプ回路
　４２　　ローノイズアンプ回路
　５０　　基板
　５１　　高音速支持基板
　５２　　低音速膜
　５３　　圧電体層
　５５　　保護層
　６０　　高周波フロントエンド回路
　７０　　通信装置
　１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、２０１、２０２、７０１、７０２、７０３、７０４、７０５、８０１、８０２、８０３、８０４、８０５、９０１、９０２、９０３、９０４、９０５　　直列共振子
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　１４１、１６１、３１１　　インダクタンス素子
　１５１、１５２、１５３、１５４、２５１、２５２　　並列共振子
　２１１、２１２、２１３、２１４、２１５、２１６、２１７、２１８、２１９　　ＩＤＴ
　２２０、２２１　　反射器
　５４１　　密着層
　５４２　　主電極層

Claims (8)

  1. 　入力端子と出力端子との間に互いに直列に接続された４以上の直列共振子と、
    　前記入力端子、前記出力端子および前記４以上の直列共振子の接続ノードのいずれかと基準端子との間に接続された並列共振子とを備え、
    　前記４以上の直列共振子のうち、前記入力端子に最も近く接続された第１直列共振子および前記出力端子に最も近く接続された第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数と共振周波数との差である周波数差は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数と共振周波数との周波数差よりも小さく、かつ、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数よりも低い
    　弾性波フィルタ。
  2. 　前記４以上の直列共振子及び前記並列共振子は、圧電体層を備える基板上に形成されたＩＤＴ電極を有しており、
    　前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の全ての直列共振子の前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチは、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチよりも大きい
    　請求項１に記載の弾性波フィルタ。
  3. 　前記圧電体層を備える基板は、
    　前記ＩＤＴ電極が一方面上に形成された圧電体層と、
    　前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
    　前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜とを備える
    　請求項２に記載の弾性波フィルタ。
  4. 　前記４以上の直列共振子は、５つの直列共振子であり、
    　前記５つの直列共振子のうち、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の３つの直列共振子の反共振周波数と共振周波数の差である周波数差は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数と共振周波数との周波数差よりも小さく、かつ、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の３つの直列共振子の反共振周波数は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数よりも低い
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  5. 　所定の周波数帯域を選択的に通過させる帯域通過フィルタを複数有することにより、入力信号を分波するマルチプレクサであって、
    　前記複数の帯域通過フィルタが通過させる前記周波数帯域のそれぞれは異なり、前記複数の帯域通過フィルタのそれぞれの一端同士は共通端子に接続され、
    　前記複数の帯域通過フィルタのうち、最も高い前記周波数帯域を有する帯域通過フィルタ以外の帯域通過フィルタの少なくとも１つが、請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタである
    　マルチプレクサ。
  6. 　送信側フィルタと、受信側フィルタとを有し、前記送信側フィルタの一端と、前記受信側フィルタとの一端とが共通接続されて、アンテナ端子に接続されたデュプレクサにおいて、
    　前記送信側フィルタおよび前記受信側フィルタのうち、通過させる周波数帯域が低いほうのフィルタが、請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタである
    　デュプレクサ。
  7. 　請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ、請求項５に記載のマルチプレクサ、または請求項６に記載のデュプレクサと、
    　前記弾性波フィルタ、前記マルチプレクサまたは前記デュプレクサに接続された増幅回路と、を備える
    　高周波フロントエンド回路。
  8. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項７に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える
    　通信装置。
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