WO2019189634A1 - 弾性波共振子及びマルチプレクサ - Google Patents

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WO2019189634A1
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elastic wave
band
wave resonator
electrode
thinning
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憲良 太田
彰 道上
岡田　圭司
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株式会社村田製作所
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    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
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Definitions

  • the present invention relates to an elastic wave resonator and a multiplexer having an elastic wave resonator.
  • ladder type elastic wave filters have been widely used as bandpass filters in mobile communication devices.
  • the ladder-type elastic wave filter has a series arm resonator and a parallel arm resonator.
  • Each of the series arm resonator and the parallel arm resonator includes an elastic wave resonator.
  • the steepness in the filter characteristics of the ladder-type elastic wave filter is substantially determined by the frequency difference ⁇ f between the resonance frequency fr and the antiresonance frequency fa of the resonator.
  • An elastic wave resonator includes a piezoelectric body and an IDT electrode that is directly or indirectly provided on the piezoelectric body and is subjected to thinning weighting.
  • the multiplexer according to the present invention includes a common terminal and a plurality of band-pass filters having one end commonly connected to the common terminal, and the pass band of at least one of the band-pass filters is another band pass.
  • the at least one band-pass filter is an elastic wave filter having a plurality of elastic wave resonators, and at least one elastic wave resonator among the plurality of elastic wave resonators Is an acoustic wave resonator constructed in accordance with the present invention.
  • the elastic wave resonator according to the present invention can improve both the characteristics in the pass band and the characteristics outside the pass band in the band pass filter having the elastic wave resonator.
  • the multiplexer according to the present invention it is possible to improve the in-passband characteristics and the out-of-passband characteristics of the bandpass filter having the acoustic wave resonator according to the present invention.
  • FIG. 1 is a plan view for explaining an acoustic wave resonator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an enlarged partial cutaway plan view for explaining thinning weighting of the first region of the IDT electrode in the acoustic wave resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a partially cutaway enlarged plan view for explaining thinning weighting of the second region of the IDT electrode in the acoustic wave resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a partially cutout enlarged plan view for explaining thinning weighting of the third region of the IDT electrode in the acoustic wave resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a plan view for explaining an acoustic wave resonator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an enlarged partial cutaway plan view for explaining thinning weighting of the first region of the IDT electrode in the acoustic wave resonator according to
  • FIG. 5 is a plan view for explaining the reflector of the acoustic wave resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a front sectional view of the acoustic wave resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating impedance characteristics of the acoustic wave resonators of Example 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 8 is a graph showing the return loss characteristics of the acoustic wave resonators of Example 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating impedance characteristics of the acoustic wave resonators of the first and second comparative examples.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the return loss characteristics of the acoustic wave resonators of Comparative Example 1 and Comparative Example 2.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating impedance characteristics of the acoustic wave resonators of Comparative Example 1 and Comparative Example 3.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the return loss characteristics of the acoustic wave resonators of Comparative Example 1 and Comparative Example 3.
  • FIG. 13 is a schematic circuit diagram for explaining a multiplexer according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram showing a specific circuit configuration of the multiplexer shown in FIG.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating pass characteristics of a band-pass filter as a Band 3 transmission filter in the multiplexers of the second embodiment and the fourth comparative example.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating impedance characteristics of the acoustic wave resonators of Comparative Example 1 and Comparative Example 3.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the return loss characteristics of the acoustic wave resonators of Comparative Example 1 and Comparative Example 3.
  • FIG. 13 is a schematic circuit diagram for explaining
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a return loss characteristic on the common terminal side that is a terminal on the antenna side of the band-pass filter as the Band 3 transmission filter in the multiplexers of the second and comparative examples.
  • FIG. 17 is an enlarged view showing a portion indicated by a circle A in FIG. 15 in an enlarged manner.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating pass characteristics of a band-pass filter as a Band 3 reception filter in the multiplexers of the second embodiment and the fourth comparative example.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating the return loss characteristics on the common terminal side that is the terminal on the antenna side of the band-pass filter as the Band 3 reception filter in the multiplexers of the second and comparative examples.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating the isolation characteristics from the Band3 transmission filter to the Band1 reception filter in the multiplexers of the second embodiment and the fourth comparative example.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating pass characteristics from the common terminal in the multiplexers of Example 2 and Comparative Example 4 to the Band1 reception filter.
  • FIG. 22 is a plan view of a part of an IDT electrode for explaining another example of thinning weighting.
  • FIG. 1 is a plan view for explaining an acoustic wave resonator according to the first embodiment of the present invention.
  • the acoustic wave resonator 1 has a piezoelectric plate 2 as a piezoelectric body.
  • An IDT electrode 3 is provided on the piezoelectric plate 2.
  • Reflectors 4 and 5 are provided on both sides of the IDT electrode 3 in the elastic wave propagation direction.
  • the acoustic wave resonator 1 is a 1-port type acoustic wave resonator.
  • FIG. 6 is a front sectional view of the acoustic wave resonator.
  • An IDT electrode 3 and reflectors 4 and 5 are provided on the piezoelectric plate 2.
  • the IDT electrode 3 and the reflectors 4 and 5 are directly provided on the piezoelectric plate 2, but may be provided indirectly via an insulating layer or the like.
  • the piezoelectric plate 2 is made of an appropriate piezoelectric material such as a piezoelectric single crystal, or piezoelectric ceramics, such as LiNbO 3 or LiTaO 3.
  • a piezoelectric substrate in which a piezoelectric film is laminated on a semiconductor layer or an insulating layer may be used instead of the piezoelectric plate 2.
  • the piezoelectric film corresponds to the piezoelectric body.
  • the IDT electrode 3 is thinned out.
  • first to third regions 31 to 33 are provided as a plurality of regions arranged in the elastic wave propagation direction.
  • the thinning weighting periodicity differs in the first to third regions 31 to 33.
  • the term “periodic” means that, for example, when one electrode finger is thinned out per nine electrode fingers, this portion is present in two or more, that is, two or more cycles.
  • the difference in periodicity means that this periodic thinning is different. For example, the weighting that is thinned by 1 out of 9 and the weighting that is thinned out by 1 are different in periodicity.
  • FIG. 2 is a partially cutout enlarged plan view for explaining the thinning weighting of the first region 31.
  • the first bus bar 3A and the second bus bar 3B of the IDT electrode 3 are extended in the elastic wave propagation direction.
  • One end of a plurality of first electrode fingers 6a is connected to the first bus bar 3A.
  • One end of a plurality of second electrode fingers 6b is connected to the second bus bar 3B.
  • a plurality of first electrode fingers 6a and a plurality of second electrode fingers 6b are interleaved with each other.
  • a dummy electrode finger 6c is provided with a gap from the tip of the first electrode finger 6a.
  • the dummy electrode fingers 6c are connected to the second bus bar 3B.
  • a dummy electrode finger 6d is provided with a gap from the tip of the second electrode finger 6b.
  • the dummy electrode fingers 6d are connected to the first bus bar 3A.
  • the dummy electrode fingers 6c and 6d need not be provided.
  • the electrode fingers are thinned out at a rate of one in nine in the elastic wave propagation direction, and the thick electrode fingers 7a and 7b are provided in the thinned portions.
  • the dimension in the width direction of the electrode finger means a dimension along the elastic wave propagation direction.
  • the first electrode finger 6a or the second electrode finger 6b is thinned out at a rate of one in nine.
  • a plurality of portions 31a to 31e, in which electrode fingers are thinned out at a ratio of one to nine, are periodically arranged in the elastic wave propagation direction. Accordingly, the first region 31 is periodically thinned out.
  • the wide electrode finger 7a connected to the first bus bar 3A has a metallized shape between the first electrode finger 6a and the first electrode finger 6a that are closest to each other in the elastic wave propagation direction.
  • the wide electrode finger 7b connected to the second bus bar 3B has a metallized shape between the second electrode finger 6b and the second electrode finger 6b that are closest to each other in the elastic wave propagation direction.
  • the thick dummy electrode fingers 8a connected to the second bus bar 3B and the thick electrode fingers 8b connected to the first bus bar 3A are opposed to the thick electrode fingers 7a and 7b with a gap therebetween. ing.
  • FIG. 3 is a partially cutout enlarged plan view for explaining the thinning weighting of the second region 32.
  • the second region 32 electrode fingers are thinned out at a rate of one in ten in the elastic wave propagation direction. Thereby, thinning weighting is performed.
  • the second region 32 is configured in the same manner as the first region 31 except for the periodicity in the thinning weighting.
  • the region between the second electrode fingers 6b that are closest to each other in the elastic wave propagation direction is metallized. Therefore, a thick electrode finger 9 is provided.
  • a total of seven first and second electrode fingers 6 a and 6 b are arranged between adjacent thick electrode fingers 9.
  • the thick electrode fingers 9 are connected to the second bus bar 3B.
  • a thick dummy electrode finger 10 is arranged to face the thick electrode finger 9 with a gap therebetween.
  • each portion 32a, 32b, 32c, 32d or 32e is a portion where electrode fingers are thinned out at a ratio of one to ten. Accordingly, the second region 32 is also periodically weighted by thinning.
  • FIG. 4 is a partially cutaway plan view for explaining the thinning weighting of the third region 33.
  • the portions 33a to 33e are weighted so that electrode fingers are thinned out at a rate of one in eleven.
  • Other configurations are the same as those of the first region 31 and the second region 32.
  • the electrode fingers are thinned out at a rate of one out of eleven. Therefore, a thick electrode finger 11a connected to the first bus bar 3A and a thick electrode finger 11b connected to the second bus bar 3B are provided.
  • a total of eight first and second electrode fingers 6a and 6b are arranged between the thick electrode finger 11a and the closest thick electrode finger 11b.
  • the thick dummy electrode fingers 12a are connected to the second bus bar 3B.
  • a thick dummy electrode finger 12b is connected to the first bus bar 3A.
  • the thick dummy electrode fingers 12a and 12b are opposed to the thick electrode fingers 11a and 11b with a gap, respectively.
  • the electrode fingers are thinned out at equal intervals in the elastic wave propagation direction. That is, cyclic thinning weighting is performed.
  • periodic means that, for example, when one electrode finger is thinned out per nine electrode fingers, this portion is present in two or more, that is, two or more cycles.
  • the periodic thinning weighting in the first region 31, the periodic thinning weighting in the second region 32, and the periodic thinning weighting in the third region 33 are different as described above.
  • the periodicity in the periodic thinning weighting in the first region 31, the periodicity in the periodic thinning weighting in the second region 32, and the periodicity in the periodic thinning weighting in the third region 33. Is different.
  • the reflectors 4 and 5 are ordinary grating type reflectors. As shown in FIG. 5, in the reflector 4, both ends of the plurality of electrode fingers are short-circuited.
  • the IDT electrode 3 and the reflectors 4 and 5 are made of an appropriate metal or alloy such as an AlCu alloy. Further, a laminated metal film in which a plurality of metal films are laminated may be used.
  • the acoustic wave resonator 1 is characterized in that the IDT electrode 3 has first to third regions 31 to 33 arranged in the elastic wave propagation direction, and any of the first to third regions 31 to 33 is provided.
  • the thinning weights are periodically weighted, and the periodicity of the thinning weights is all different in the first to third regions 31 to 33.
  • the present invention is not limited to a plurality of areas in which the periodicity of thinning weights is all different, and the periodic thinning weighting of at least one area is the periodic thinning of at least one other area. It may be different from the weighting.
  • the number of regions is not limited to three and may be any number.
  • the IDT electrode 3 has asymmetric thinning weights on both sides in the elastic wave propagation direction with respect to the center of the IDT electrode 3. In that case, both the characteristics in the pass band and the characteristics outside the pass band can be further effectively improved.
  • the characteristics in the passband can be improved, and ripple suppression is also performed outside the passband. Etc., and the characteristics can be improved. This will be described with reference to FIGS.
  • the solid line in FIG. 7 shows the impedance characteristic of the elastic wave resonator of Example 1, and the broken line shows the impedance characteristic of the elastic wave resonator of Comparative Example 1.
  • the solid line in FIG. 8 shows the return loss characteristic of the elastic wave resonator of Example 1, and the broken line shows the return loss characteristic of the elastic wave resonator of Comparative Example 1.
  • the design parameters of the elastic wave resonator of Example 1 are as follows.
  • the electrode fingers are thinned out and weighted at a rate of 1 in 11 in the first region 31, and the electrode fingers are thinned out and weighted at a rate of 1 in 12 in the second region 32.
  • the electrode fingers are thinned out and weighted at a rate of one out of thirteen. Then, in the first region 31 to the third region 33, the thinning weighting is repeated for 15 periods.
  • Comparative Example 1 was the same as the elastic wave resonator of Example 1 except that the entire IDT electrode was thinned and weighted at a rate of 1 per 12 electrode fingers. That is, in the elastic wave resonator of Comparative Example 1, thinning weighting is periodically applied throughout. As is clear from FIGS. 7 and 8, in Comparative Example 1, large ripples appear in the vicinity of 1600 MHz and 2260 MHz. On the other hand, in the acoustic wave resonator according to the first embodiment, it is possible to suppress such a ripple. Further, in the impedance characteristic of FIG. 7, in Example 1, as in Comparative Example 1, the resonance resistance was sufficiently low. Therefore, it can be seen that the ripple on the lower frequency side than the resonance frequency and the higher frequency side than the anti-resonance frequency can be effectively suppressed while maintaining the resonance characteristics.
  • the elastic wave resonator of Comparative Example 2 configured in the same manner as Example 1 was prepared except that the thinning weighting was not performed. Therefore, thinning weighting is not applied to the IDT electrode of the acoustic wave resonator of Comparative Example 2.
  • the impedance characteristic of the elastic wave resonator of Comparative Example 2 is shown by a solid line in FIG.
  • the return loss characteristic of the acoustic wave resonator of Comparative Example 2 is shown by a solid line in FIG.
  • the impedance characteristic of the elastic wave resonator of Comparative Example 1 described above is shown by a broken line in FIG. 9, and the return loss characteristic is shown by a broken line in FIG.
  • an elastic wave resonator that was randomly weighted so as not to have periodicity was prepared as an elastic wave resonator of Comparative Example 3.
  • the number of thinned electrode fingers is one in twelve, but the thinned portions are randomly arranged in the elastic wave propagation direction. That is, thinning weighting was applied to the IDT electrode so as not to have periodicity.
  • the one-dot chain line in FIG. 11 shows the impedance characteristic of the elastic wave resonator of Comparative Example 3, and the broken line shows the impedance characteristic of the elastic wave resonator of Comparative Example 1.
  • 12 represents the return loss characteristic of the elastic wave resonator of Comparative Example 3
  • the broken line represents the return loss characteristic of the elastic wave resonator of Comparative Example 1.
  • the thinning weighting is periodically performed in each of the first to third regions 31 to 33, and the first to third regions 31 to 33 are thinned.
  • the weighting periodicities are different, the resonance resistance is hardly deteriorated, and the frequency difference between the resonance frequency and the anti-resonance frequency can be reduced. Therefore, when used in a bandpass filter, the characteristics in the passband of the bandpass filter can be improved. On the other hand, ripples appearing outside the frequency range between the resonance frequency and the anti-resonance frequency are suppressed. Therefore, the bandpass filter using the elastic wave resonator according to the first embodiment can improve the characteristics outside the passband. Therefore, it is possible to improve the characteristics in the pass band of other band pass filters that are commonly connected to the band pass filter and have different pass bands.
  • the periodicity of thinning weighting in at least one region in a plurality of regions may be different from the periodicity of thinning weighting in at least one other region.
  • the thinning weighting periods of the first to third areas 31 to 33, which are a plurality of areas do not have to be all different.
  • it is preferable that the periodicity of the decimation weighting of the plurality of regions is all different, and in that case, both the characteristics in the passband and the characteristics outside the passband are more effective. Can be improved.
  • Thinning weighting is performed so as to have thick electrode fingers 7a, 7b, 9, 11a, 11b, etc., but as shown in FIG. , Thinning weighting may be performed by providing floating electrode fingers 50.
  • the floating electrode finger is provided in place of the first electrode finger or the second electrode finger in a part of the portion where the first electrode finger or the second electrode finger is located. That is, the thinning weight of the IDT electrode is not limited to the one having the wide electrode finger, and may be the thinning weight using the floating electrode finger. Even in such a case, the periodic thinning weights in the plurality of regions may be different from the periodic thinning weights in at least one other region.
  • FIG. 13 is a schematic circuit diagram for explaining the multiplexer 41 according to the second embodiment of the present invention
  • FIG. 14 is a diagram showing a specific circuit configuration of the multiplexer shown in FIG.
  • the multiplexer 41 has a common terminal 42 that is a terminal on the antenna side. One end of a plurality of band-pass type first to fourth band-pass filters 43 to 46 is commonly connected to the common terminal 42.
  • the multiplexer 41 is a quadplexer having first to fourth band pass filters 43 to 46.
  • An inductor L1 is connected between the common terminal 42 and the ground potential. The inductor L1 is provided for impedance matching.
  • each of the first to fourth band-pass filters 43 to 46 is a ladder-type elastic wave filter having a plurality of series arm resonators and a plurality of parallel arm resonators.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator are composed of acoustic wave resonators.
  • the first band-pass filter 43 is a Band1 transmission filter.
  • the second band-pass filter 44 is a Band1 reception filter.
  • the third bandpass filter 45 is a Band3 transmission filter.
  • the fourth bandpass filter 46 is a Band3 reception filter.
  • the pass band of the Band1 transmission filter is 1920 MHz to 1980 MHz.
  • the pass band of the Band1 reception filter is 2110 MHz to 2170 MHz.
  • the pass band of the Band3 transmission filter is 1710 MHz to 1785 MHz.
  • the pass band of the Band3 reception filter is 1805 MHz to 1880 MHz.
  • the passbands of the first to fourth bandpass filters 43 to 46 are all different.
  • the IDT electrodes of the acoustic wave resonators constituting the first to fourth band-pass filters 43 to 46 are thinned and weighted as described in the above-described embodiment.
  • the first band-pass filter 43 is connected between the transmission terminal 51 and the common terminal 42 of Band1.
  • Series arm resonators S1 to S4 are connected between the transmission terminal 51 and the common terminal.
  • Parallel arm resonators P1 to P4 are connected between the series arm and the ground potential.
  • the series arm resonators S1, S2, and S3 are divided into two resonators.
  • the series arm resonator S4 is divided into three parts.
  • An inductor L2 is connected in parallel to the series arm resonator S1.
  • series arm resonators S11 to S15 are connected between the reception terminal 52 and the common terminal 42 of Band1.
  • Parallel arm resonators P11 to P17 are connected between the series arm and the ground potential.
  • An inductor L3 is connected between the parallel arm resonator P12 and the ground potential.
  • An inductor L4 is connected between the parallel arm resonator P14 and the ground potential.
  • An inductor L5 is connected between the parallel arm resonator P15 and the ground potential.
  • An inductor L6 is connected between the parallel arm resonator P17 and the ground potential.
  • the series arm resonator S11 is divided into three parts.
  • the third band-pass filter 45 is connected between the transmission terminal 53 and the common terminal 42 of Band3.
  • Series arm resonators S21, S22, S23, and S24 are provided in order from the transmission terminal 53 side.
  • the series arm resonators S21 and S24 are divided into three parts, and the series arm resonators S22 and S23 are divided into two parts.
  • An inductor L7 is connected between the transmission terminal 53 and the series arm resonator S21.
  • Parallel arm resonators P21 to P25 are connected between the series arm and the ground potential.
  • An inductor L8 is connected between the parallel arm resonator P21 and the ground potential.
  • One ends of the parallel arm resonator P22 and the parallel arm resonator P24 are connected in common and connected to the ground potential via the inductor L9.
  • An inductor L10 is connected between the parallel arm resonator P25 and the ground potential.
  • the fourth band-pass filter 46 is connected between the reception terminal 54 and the common terminal 42 of Band3.
  • Series arm resonators S31 to S35 are arranged from the common terminal 42 side.
  • the series arm resonator S31 and the series arm resonator S34 are divided into two.
  • Parallel arm resonators P31 to P34 are connected between the series arm and the ground potential.
  • An inductor L11 is connected between the ground potential side end of the parallel arm resonator P34 and the ground potential.
  • the design parameters of the first to fourth band-pass filters 43 to 46 in Example 2 as the second embodiment are as shown in Tables 1 to 4 below.
  • the IDT electrodes of the acoustic wave resonators constituting the first to fourth band-pass filters 43 to 46 are composed of the acoustic wave resonators of Comparative Example 1 described above.
  • a multiplexer of Comparative Example 4 was prepared in the same manner as in Example 2 except for the above.
  • FIG. 15 represents the pass characteristic of the Band3 transmission filter, that is, the third band-pass filter 45 in the multiplexer 41 of the second embodiment.
  • the broken lines in FIG. 15 indicate the pass characteristics of the Band3 transmission filter of the multiplexer of the comparative example 4.
  • the solid line in FIG. 16 shows the return loss characteristic on the common terminal 42 side of the Band 3 transmission filter in the multiplexer 41 of the second embodiment, that is, the third band-pass filter 45, and the broken line shows the Band 3 transmission filter in Comparative Example 4 The return loss characteristics on the common terminal side are shown.
  • ripples indicated by arrows A1 and A2 appear within 2110 MHz to 2170 MHz, which is the pass band of the Band1 reception filter.
  • a portion surrounded by a circle A in FIG. 15 is enlarged and shown in FIG. While large ripples indicated by arrows A1 and A2 appear in Comparative Example 4, it can be seen that in Example 2, these ripples are sufficiently suppressed.
  • the suppression of the ripple can improve the attenuation characteristic in the portion where the ripple appears by 3 dB.
  • the fourth bandpass filter 46 which is a Band3 reception filter, can also suppress ripples generated outside the passband while maintaining the characteristics in the passband.
  • FIG. 20 shows the isolation characteristic from the Band3 transmission filter to the Band1 reception filter side in Example 2, and the broken line shows the isolation characteristic of Comparative Example 4.
  • FIG. 21 shows the pass characteristics from the antenna side to the Band 1 reception filter side, the solid line shows the result of Example 2, and the broken line shows the result of Comparative Example 4.
  • the characteristics in the passband of each of the bandpass filters 43 to 46 are maintained.
  • the characteristics outside the passband are also improved. Therefore, it is possible to improve the characteristics in the pass band in other band pass filters connected in common.
  • the quadplexer having the first to fourth band-pass filters 43 to 46 has been described.
  • the multiplexer according to the present invention is not limited to the quadplexer. It may be a diplexer, a triplexer, or a multiplexer to which five or more band-pass filters are connected in common.
  • the passbands of the plurality of bandpass filters do not necessarily have to be different from each other as long as the passband of at least one bandpass filter is different from the passband of at least one other bandpass filter. Good.

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Abstract

帯域通過型フィルタに用いた場合の通過帯域内の特性と、通過帯域外の特性の双方を改善し得る、弾性波共振子。　圧電板２上に直接または間接に設けられており、かつ間引き重み付けが施されたＩＤＴ電極３とを備え、ＩＤＴ電極３が、弾性波伝搬方向に沿って配置された複数の領域３１～３３を有し、複数の領域３１～３３の各領域が、少なくとも２周期以上に周期的に間引き重み付けが施されており、少なくとも１つの前記領域３１，３２または３３の周期的な間引き重み付けが、他の少なくとも１つの領域３１，３２または３３の周期的な間引き重み付けと異なっている、弾性波共振子１。

Description

弾性波共振子及びマルチプレクサ
　本発明は、弾性波共振子及び弾性波共振子を有するマルチプレクサに関する。
　従来、移動体通信機器において、帯域通過型フィルタとして、ラダー型の弾性波フィルタが広く用いられている。ラダー型の弾性波フィルタは、直列腕共振子と、並列腕共振子とを有する。直列腕共振子及び並列腕共振子は、それぞれ、弾性波共振子からなる。ラダー型の弾性波フィルタのフィルタ特性における急峻性は、共振子の共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆａとの周波数差Δｆによりほぼ決定される。
　下記の特許文献１および２に記載の弾性波共振子では、ＩＤＴ電極に間引き重み付けが施されている。特許文献１では、ＩＤＴ電極の電極指が周期的に間引かれている。また、下記の特許文献２では、ＩＤＴ電極の電極指が非周期的に間引かれている。これらの構成によって、弾性表面波共振子の共振周波数と反共振周波数の周波数差Δｆを小さくし得る。
特開平１１－１６３６６４号公報 特開２００２－３１９８４２号公報
　しかし、電極指が周期的に間引かれている、特許文献１に記載の弾性波共振子を、ラダー型フィルタに用いると、該ラダー型フィルタの通過帯域外にスプリアスが生じる。そのため、複数の帯域通過型フィルタが一端で共通接続されているマルチプレクサでは、共通接続されている他の帯域通過型フィルタの通過特性が劣化することがあった。
　他方、電極指が非周期的に間引かれている、特許文献２に記載の弾性波共振子を用いると、当該弾性波共振子を有するラダー型フィルタの通過帯域外のスプリアスを抑えることはできるが、通過帯域内における通過特性が劣化するおそれがあった。
　従って、弾性波共振子を用いて構成したマルチプレクサにおいて、該弾性波共振子を有するラダー型フィルタにおける通過帯域内の特性の向上と、通過帯域外の特性の向上との両立が困難であった。
　本発明の目的は、帯域通過型フィルタに用いた場合の通過帯域内の特性と、通過帯域外の特性の双方を改善し得る、弾性波共振子を提供することにある。また、本発明の他の目的は、本発明の弾性波共振子を有するマルチプレクサを提供することにある。
　本発明に係る弾性波共振子は、圧電体と、前記圧電体上に直接または間接に設けられており、かつ間引き重み付けが施されたＩＤＴ電極と、を備え、前記ＩＤＴ電極が、弾性波伝搬方向に配置された複数の領域を有し、前記複数の領域の各領域が、少なくとも２周期以上に周期的に間引き重み付けが施されており、少なくとも１つの前記領域の周期的な間引き重み付けの周期性が、他の少なくとも１つの領域の周期的な間引き重み付けの周期性と異なっている。
　本発明に係るマルチプレクサは、共通端子と、前記共通端子に、一端が共通接続されている複数の帯域通過型フィルタとを備え、少なくとも１つの前記帯域通過型フィルタの通過帯域が、他の帯域通過型フィルタの通過帯域と異なっており、前記少なくとも１つの帯域通過型フィルタが、複数の弾性波共振子を有する弾性波フィルタであり、前記複数の弾性波共振子のうち少なくとも１つの弾性波共振子が、本発明に従って構成されている弾性波共振子である。
　本発明に係る弾性波共振子では、該弾性波共振子を有する帯域通過型フィルタにおける通過帯域内の特性と、通過帯域外の特性との双方を改善することができる。本発明に係るマルチプレクサでは、上記本発明に係る弾性波共振子を有する帯域通過型フィルタの通過帯域内特性の向上と、通過帯域外特性の向上とを図ることができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る弾性波共振子を説明するための平面図である。 図２は、第１の実施形態の弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の第１の領域の間引き重み付けを説明するための部分切欠き拡大平面図である。 図３は、第１の実施形態の弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の第２の領域の間引き重み付けを説明するための部分切欠き拡大平面図である。 図４は、第１の実施形態の弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の第３の領域の間引き重み付けを説明するための部分切欠き拡大平面図である。 図５は、第１の実施形態の弾性波共振子の反射器を説明するための平面図である。 図６は、第１の実施形態の弾性波共振子の正面断面図である。 図７は、実施例１及び比較例１の弾性波共振子のインピーダンス特性を示す図である。 図８は、実施例１及び比較例１の弾性波共振子のリターンロス特性を示す図である。 図９は、比較例１及び比較例２の弾性波共振子のインピーダンス特性を示す図である。 図１０は、比較例１及び比較例２の弾性波共振子のリターンロス特性を示す図である。 図１１は、比較例１及び比較例３の弾性波共振子のインピーダンス特性を示す図である。 図１２は、比較例１及び比較例３の弾性波共振子のリターンロス特性を示す図である。 図１３は、本発明の第２の実施形態としてのマルチプレクサを説明するための略図的回路図である。 図１４は、図１３に示したマルチプレクサの具体的な回路構成を示す図である。 図１５は、実施例２及び比較例４のマルチプレクサにおけるＢａｎｄ３の送信フィルタとしての帯域通過型フィルタの通過特性を示す図である。 図１６は、実施例２及び比較例４のマルチプレクサにおけるＢａｎｄ３の送信フィルタとしての帯域通過型フィルタのアンテナ側の端子である共通端子側におけるリターンロス特性を示す図である。 図１７は、図１５の円Ａで示した部分を拡大して示す拡大図である。 図１８は、実施例２及び比較例４のマルチプレクサにおけるＢａｎｄ３の受信フィルタとしての帯域通過型フィルタの通過特性を示す図である。 図１９は、実施例２及び比較例４のマルチプレクサにおけるＢａｎｄ３の受信フィルタとしての帯域通過型フィルタのアンテナ側の端子である共通端子側におけるリターンロス特性を示す図である。 図２０は、実施例２及び比較例４のマルチプレクサにおけるＢａｎｄ３の送信フィルタから、Ｂａｎｄ１の受信フィルタへのアイソレーション特性を示す図である。 図２１は、実施例２及び比較例４のマルチプレクサにおける共通端子から、Ｂａｎｄ１の受信フィルタへの通過特性を示す図である。 図２２は、間引き重み付けの他の例を説明するためのＩＤＴ電極の一部の平面図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る弾性波共振子を説明するための平面図である。弾性波共振子１は、圧電体としての圧電板２を有する。圧電板２上に、ＩＤＴ電極３が設けられている。ＩＤＴ電極３の弾性波伝搬方向両側に、反射器４，５が設けられている。弾性波共振子１は、１ポート型の弾性波共振子である。図６は、弾性波共振子の正面断面図である。圧電板２上において、ＩＤＴ電極３及び反射器４，５が設けられている。ＩＤＴ電極３及び反射器４，５は圧電板２上に直接設けられているが、絶縁層などを介して間接に設けられていてもよい。圧電板２は、ＬｉＮｂＯ３もしくはＬｉＴａＯ３などの圧電単結晶、または圧電セラミックスなどの適宜の圧電材料からなる。
　また、圧電板２に代えて、半導体層や絶縁層上に圧電膜が積層された圧電性基板を用いてもよい。圧電性基板の場合、圧電膜が上記圧電体に相当する。
　ＩＤＴ電極３には、間引き重み付けが施されている。ＩＤＴ電極３では、弾性波伝搬方向に配置された複数の領域として、第１～第３の領域３１～３３が設けられている。ＩＤＴ電極３では、第１～第３の領域３１～３３において、間引き重み付けの周期性が異なっている。ここで、周期的とは、たとえば９本の電極指あたり１本の電極指が間引かれている部分を例にとると、この部分が２以上、すなわち２周期以上存在することを意味する。周期性が異なるとは、この周期的な間引きが異なっていることを意味する。たとえば、９本に１本間引かれている重み付けと、６本に１本間引かれている重み付けは、周期性が異なっている。
　図２は、第１の領域３１の間引き重み付けを説明するための部分切欠き拡大平面図である。
　ＩＤＴ電極３の第１のバスバー３Ａと、第２のバスバー３Ｂとが弾性波伝搬方向に延ばされている。第１のバスバー３Ａに、複数本の第１の電極指６ａの一端が連ねられている。第２のバスバー３Ｂに、複数本の第２の電極指６ｂの一端が連ねられている。複数本の第１の電極指６ａと、複数本の第２の電極指６ｂとが互いに間挿し合っている。
　また、第１の電極指６ａの先端とギャップを隔てて、ダミー電極指６ｃが設けられている。ダミー電極指６ｃは、第２のバスバー３Ｂに連ねられている。第２の電極指６ｂの先端とギャップを隔てて、ダミー電極指６ｄが設けられている。ダミー電極指６ｄは、第１のバスバー３Ａに連ねられている。なお、ダミー電極指６ｃ，６ｄは設けられずともよい。
　第１の領域３１では、弾性波伝搬方向において電極指が９本に１本の割合で間引かれており、間引かれた部分に太幅電極指７ａ，７ｂが設けられている。ここで、電極指の幅方向寸法とは、弾性波伝搬方向に沿う寸法をいうものとする。上記のように、９本に１本の割合で第１の電極指６ａまたは第２の電極指６ｂが間引かれている。この９本に１本の割合で電極指が間引かれている、複数の部分３１ａ～３１ｅが弾性波伝搬方向において周期的に配置されている。従って、第１の領域３１は、周期的に間引き重み付けされている。
　第１のバスバー３Ａに連ねられた太幅電極指７ａは、弾性波伝搬方向において最も近接し合っている第１の電極指６ａと第１の電極指６ａとの間の領域がメタライズされた形状を有する。第２のバスバー３Ｂに連ねられた太幅電極指７ｂは、弾性波伝搬方向において最も近接し合っている第２の電極指６ｂと第２の電極指６ｂとの間の領域がメタライズされた形状を有する。太幅電極指７ａと、最も近い太幅電極指７ｂとの間に、第１，第２の電極指６ａ，６ｂが合計６本配置されていることになる。なお、第２のバスバー３Ｂに連ねられた太幅ダミー電極指８ａと、第１のバスバー３Ａに連ねられた太幅電極指８ｂがそれぞれ、太幅電極指７ａ、７ｂとギャップを隔てて対向している。
　図３は第２の領域３２の間引き重み付けを説明するための部分切欠き拡大平面図である。第２の領域３２では、弾性波伝搬方向において、１０本に１本の割合で電極指が間引かれている。それによって、間引き重み付けが施されている。この間引き重み付けにおける周期性以外は、第２の領域３２は第１の領域３１と同様に構成されている。弾性波伝搬方向において最も近接し合っている第２の電極指６ｂ間の領域が、メタライズされている。そのため、太幅電極指９が設けられている。隣り合う太幅電極指９の間に、第１，第２の電極指６ａ，６ｂが合計７本配置されていることになる。太幅電極指９は第２のバスバー３Ｂに連ねられている。太幅電極指９と、ギャップを隔てて対向するように太幅ダミー電極指１０が配置されている。
　第２の領域３２では、弾性波伝搬方向に、複数の部分３２ａ～３２ｅが配置されている。各部分３２ａ、３２ｂ、３２ｃ、３２ｄまたは３２ｅが、上記１０本に１本の割合で電極指が間引かれている部分である。従って、第２の領域３２もまた、周期的に間引き重み付けされている。
　図４は、第３の領域３３の間引き重み付けを説明するための部分切欠き平面図である。第３の領域３３では、部分３３ａ～３３ｅが、１１本に１本の割合で電極指が間引かれるように重み付けが施されている。その他の構成は、第１の領域３１及び第２の領域３２と同様である。上記のように、１１本に１本の割合で電極指が間引かれている。そのため、第１のバスバー３Ａに連ねられた太幅電極指１１ａと、第２のバスバー３Ｂに連ねられた太幅電極指１１ｂとが設けられている。太幅電極指１１ａと、最も近い太幅電極指１１ｂとの間に、第１，第２の電極指６ａ，６ｂが合計８本配置されていることになる。太幅ダミー電極指１２ａが、第２のバスバー３Ｂに連ねられている。太幅ダミー電極指１２ｂが、第１のバスバー３Ａに連ねられている。太幅ダミー電極指１２ａ、１２ｂがそれぞれ、太幅電極指１１ａ、１１ｂとギャップを隔てて対向している。
　図２～図４に示したように、上記第１の領域３１～第３の領域３３では、いずれも、電極指が弾性波伝搬方向において等間隔で間引きされている。すなわち、周期的間引き重み付けが施されている。ここで、周期的とは、たとえば９本の電極指あたり１本の電極指が間引かれている部分を例にとると、この部分が２以上、すなわち２周期以上存在することを意味する。
　他方、第１の領域３１における周期的な間引き重み付けと、第２の領域３２における周期的な間引き重み付けと、第３の領域３３における周期的な間引き重み付けとは上記のように異なっている。言い換えれば、第１の領域３１における周期的な間引き重み付けにおける周期性と、第２の領域３２における周期的な間引き重み付けにおける周期性と、第３の領域３３における周期的な間引き重み付けにおける周期性が異なっている。
　図１に戻り、反射器４，５は、通常のグレーティング型反射器である。図５に示すように、反射器４では、複数本の電極指の両端が短絡されている。
　上記ＩＤＴ電極３、反射器４，５は、ＡｌＣｕ合金などの適宜の金属もしくは合金からなる。また、複数の金属膜が積層された積層金属膜が用いられてもよい。
　弾性波共振子１の特徴は、ＩＤＴ電極３が、弾性波伝搬方向に配置された第１～第３の領域３１～３３を有し、第１～第３の領域３１～３３のいずれもが、周期的に間引き重み付けされており、かつ第１～第３の領域３１～３３において、間引き重み付けの周期性が全て異なっていることにある。もっとも、本発明は、複数の領域において、間引き重み付けの周期性が全て異なっているものに限定されず、少なくとも１つの領域の周期的な間引き重み付けが、他の少なくとも１つの領域の周期的な間引き重み付けと異なっていればよい。また、領域の数についても、３個に限らず、複数であればよい。
　また、上記ＩＤＴ電極３は、ＩＤＴ電極３の中心に対し、弾性波伝搬方向両側の間引き重み付けが非対称であることが望ましい。その場合には、上記通過帯域内の特性と、通過帯域外の特性の双方をより一層効果的に改善することができる。
　本実施形態の弾性波共振子１では、該弾性波共振子を用いて帯域通過型フィルタを構成した場合、通過帯域内の特性を改善することができるとともに、通過帯域外においても、リップルの抑圧等を図ることができ、特性を改善することができる。これを、図７～図１２を参照して説明する。図７の実線は、実施例１の弾性波共振子のインピーダンス特性を示し、破線は比較例１の弾性波共振子のインピーダンス特性を示す。図８の実線は、実施例１の弾性波共振子のリターンロス特性を示し、破線は比較例１の弾性波共振子のリターンロス特性を示す。
　なお、実施例１の弾性波共振子の設計パラメータは以下の通りである。
　ＩＤＴ電極３において、第１の領域３１では、１１本に１本の割合で電極指が間引き重み付けされており、第２の領域３２では、１２本に１本の割合で電極指が間引き重み付けされており、第３の領域３３では、１３本に１本の割合で電極指が間引き重み付けされている。そして、第１の領域３１～第３の領域３３において、上記間引き重み付けが１５周期繰り返されている。
　ＩＤＴ電極３の他の設計パラメータは以下の通りである。
　圧電板２を構成している圧電材料＝ＬｉＴａＯ３
　ＩＤＴ電極３及び反射器４，５の材料＝Ｔｉ、ＡｌＣｕ
　ＩＤＴ電極３及び反射器４，５の膜厚＝１２ｎｍ、１４５ｎｍ
　電極指ピッチで定まる波長λ＝２．０４μｍ
　電極指の本数＝５４０本
　太幅電極指の幅＝１．５３μｍ
　交差幅＝４５μｍ
　反射器の電極指の本数＝２１本
　比較例１は、ＩＤＴ電極全体が電極指１２本あたり１本の割合で間引き重み付けされていることを除いては、実施例１の弾性波共振子と同様とした。すなわち、比較例１の弾性波共振子では、周期的に間引き重み付けが全体にわたって施されている。図７及び図８から明らかなように、比較例１では、１６００ＭＨｚ付近及び２２６０ＭＨｚ付近に大きなリップルが表れている。これに対して、実施例１の弾性波共振子では、このようなリップルを抑圧することが可能とされている。また、図７のインピーダンス特性において実施例１では、比較例１と同様に、共振抵抗は十分低かった。従って、共振特性を維持しつつ、共振周波数よりも低周波数側及び反共振周波数よりも高周波数側の上記リップルを効果的に抑圧し得ることがわかる。
　上記間引き重み付けが施されていないことを除いては、実施例１と同様にして構成された比較例２の弾性波共振子を用意した。従って、比較例２の弾性波共振子のＩＤＴ電極では、間引き重み付けが施されていない。比較例２の弾性波共振子のインピーダンス特性を図９に実線で示す。また比較例２の弾性波共振子のリターンロス特性を図１０に実線で示す。比較のために、前述した比較例１の弾性波共振子のインピーダンス特性を図９に破線で、図１０にリターンロス特性を破線で示す。
　図９及び図１０から明らかなように、間引き重み付けが施されていないＩＤＴ電極を有する比較例２の弾性波共振子では、１６００ＭＨｚ付近のリップルが生じておらず、２２６０ＭＨｚ付近のリップルも生じていない。もっとも、図９から明らかなように、比較例２の弾性波共振子では、共振周波数と反共振周波数との周波数差Δｆが比較例１の弾性波共振子における周波数差Δｆよりも大きくなっている。従って、比較例２の弾性波共振子を用いた場合、例えばラダー型フィルタにおけるフィルタ特性の急峻性を高めることが困難である。よって、比較例２の弾性波共振子を用いた場合、良好なフィルタ特性を得ることが困難である。
　次に、周期性を有しないようにランダムに間引き重み付けが施された弾性波共振子を比較例３の弾性波共振子として用意した。ここでは、電極指の間引き本数は１２本に１本の割合としたが、間引きされている部分を弾性波伝搬方向においてランダムに配置した。すなわち、周期性を有しないようにＩＤＴ電極に間引き重み付けを施した。図１１の一点鎖線は比較例３の弾性波共振子のインピーダンス特性を示し、破線が比較例１の弾性波共振子のインピーダンス特性を示す。また図１２の一点鎖線は、比較例３の弾性波共振子のリターンロス特性を、破線は、比較例１の弾性波共振子のリターンロス特性を示す。
　図１１から明らかなように、比較例１の弾性波共振子で表れていた１６００ＭＨｚ付近のリップル及び２２６０ＭＨｚ付近のリップルは、比較例３の弾性波共振子では表れていない。しかしながら、図１１では必ずしも明確ではないが、比較例１の弾性波共振子では、共振周波数におけるインピーダンスが－１０ｄＢであったのに対し、比較例３の弾性波共振子では、－８ｄＢと劣化していた。
　従って、比較例１の弾性波共振子、すなわち周期的にＩＤＴ電極全体が間引き重み付けされている弾性波共振子に比べ、ＩＤＴ電極全体がランダムに間引き重み付けされている比較例３では、共振抵抗が劣化し、良好な帯域内特性を得られないことがわかる。
　上記の通り、図７～図１２から明らかなように、第１～第３の領域３１～３３の各領域内において周期的に間引き重み付けを施し、第１～第３の領域３１～３３の間引き重み付けの周期性が異なっている場合には、共振抵抗の劣化が生じ難く、共振周波数と反共振周波数との周波数差を小さくすることができる。よって、帯域通過型フィルタに用いた場合、当該帯域通過型フィルタの通過帯域内の特性を改善することができる。他方、共振周波数と反共振周波数との間の周波数域の外に表れているリップルが抑制されている。従って、実施例１の弾性波共振子を用いた帯域通過型フィルタでは、通過帯域外の特性を改善することができる。よって、当該帯域通過型フィルタと共通接続されており、通過帯域が異なっている他の帯域通過型フィルタの通過帯域内の特性を改善することができる。
　なお、前述したように、本発明においては、複数の領域において少なくとも１つの領域における間引き重み付けの周期性が、他の少なくとも１つの領域における間引き重み付けの周期性と異なっておればよい。上記実施形態のように、複数の領域である第１～第３の領域３１～３３の間引き重み付けの周期が全て異なっている必要はない。もっとも、上記実施形態のように、複数の領域の間引き重み付けの周期性が全て異なっていることが好ましく、その場合には、通過帯域内の特性及び通過帯域外の特性の双方をより効果的に改善することができる。
　なお、第１の実施形態では、太幅電極指７ａ，７ｂ，９，１１ａ，１１ｂなどを有するように間引き重み付けが施されていたが、図２２に示すように、ＩＤＴ電極の１つの領域内において、浮き電極指５０を設けることにより間引き重み付けを施してもよい。浮き電極指は、第１の電極指または第２の電極指が位置する部分の一部において、第１の電極指または第２の電極指の代わりに設けられる。すなわち、ＩＤＴ電極の間引き重み付けは、太幅電極指を有するものに限らず、浮き電極指を用いた間引き重み付けであってもよい。その場合においても、複数の領域における周期的な間引き重み付けが、他の少なくとも１つの領域の周期的な間引き重み付けと異なっておればよい。
　弾性波共振子１では、ＩＤＴ電極３が上記のように間引き重み付けされているため、弾性波共振子１を用いて帯域通過型フィルタ、例えばラダー型弾性波フィルタを構成した場合、通過帯域内の特性と、通過帯域外の特性の双方を向上させることができる。これを、図１３及び図１４に示すマルチプレクサの実施形態を説明することにより明らかにする。
　図１３は、本発明の第２の実施形態としてのマルチプレクサ４１を説明するための略図的回路図であり、図１４は、図１３に示したマルチプレクサの具体的な回路構成を示す図である。
　マルチプレクサ４１は、アンテナ側の端子である共通端子４２を有する。共通端子４２に、複数の帯域通過型である第１～第４の帯域通過型フィルタ４３～４６の一端が共通接続されている。マルチプレクサ４１は、第１～第４の帯域通過型フィルタ４３～４６を有するクワッドプレクサである。なお、共通端子４２とグラウンド電位との間にインダクタＬ１が接続されている。インダクタＬ１は、インピーダンス整合を図るために設けられている。
　図１４に示すように、第１～第４の帯域通過型フィルタ４３～４６は、いずれも、複数の直列腕共振子及び複数の並列腕共振子を有するラダー型の弾性波フィルタである。直列腕共振子及び並列腕共振子は、弾性波共振子からなる。
　第１の帯域通過型フィルタ４３は、Ｂａｎｄ１の送信フィルタである。第２の帯域通過型フィルタ４４は、Ｂａｎｄ１の受信フィルタである。
　第３の帯域通過型フィルタ４５は、Ｂａｎｄ３の送信フィルタである。第４の帯域通過型フィルタ４６は、Ｂａｎｄ３の受信フィルタである。
　Ｂａｎｄ１の送信フィルタの通過帯域は、１９２０ＭＨｚ～１９８０ＭＨｚである。Ｂａｎｄ１の受信フィルタの通過帯域は、２１１０ＭＨｚ～２１７０ＭＨｚである。Ｂａｎｄ３の送信フィルタの通過帯域は、１７１０ＭＨｚ～１７８５ＭＨｚである。Ｂａｎｄ３の受信フィルタの通過帯域は、１８０５ＭＨｚ～１８８０ＭＨｚである。
　従って、第１～第４の帯域通過型フィルタ４３～４６の通過帯域は全て異なっている。
　マルチプレクサ４１では、第１～第４の帯域通過型フィルタ４３～４６を構成している弾性波共振子のＩＤＴ電極が、上述した実施形態で示したように、間引き重み付けされている。
　第１の帯域通過型フィルタ４３は、Ｂａｎｄ１の送信端子５１と共通端子４２との間に接続されている。この送信端子５１と共通端子４２との間に、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４が接続されている。また、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４が、直列腕とグラウンド電位との間に接続されている。なお、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及びＳ３は、２つの共振子に分割されている。直列腕共振子Ｓ４は３分割されている。直列腕共振子Ｓ１に並列にインダクタＬ２が接続されている。
　第２の帯域通過型フィルタ４４では、Ｂａｎｄ１の受信端子５２と共通端子４２との間に、直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１５が接続されている。並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１７が、直列腕とグラウンド電位との間に接続されている。並列腕共振子Ｐ１２とグラウンド電位との間にインダクタＬ３が接続されている。並列腕共振子Ｐ１４とグラウンド電位との間にインダクタＬ４が接続されている。並列腕共振子Ｐ１５とグラウンド電位との間にインダクタＬ５が接続されている。並列腕共振子Ｐ１７とグラウンド電位との間にインダクタＬ６が接続されている。直列腕共振子Ｓ１１は３分割されている。
　第３の帯域通過型フィルタ４５は、Ｂａｎｄ３の送信端子５３と共通端子４２との間に接続されている。直列腕共振子Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４が送信端子５３側から順に設けられている。直列腕共振子Ｓ２１，Ｓ２４は３分割されており、直列腕共振子Ｓ２２，Ｓ２３は２分割されている。送信端子５３と直列腕共振子Ｓ２１との間にインダクタＬ７が接続されている。
　直列腕とグラウンド電位との間に並列腕共振子Ｐ２１～Ｐ２５が接続されている。並列腕共振子Ｐ２１とグラウンド電位との間にインダクタＬ８が接続されている。並列腕共振子Ｐ２２及び並列腕共振子Ｐ２４の一端同士が、共通接続されており、かつインダクタＬ９を介してグラウンド電位に接続されている。並列腕共振子Ｐ２５とグラウンド電位との間にインダクタＬ１０が接続されている。
　第４の帯域通過型フィルタ４６は、Ｂａｎｄ３の受信端子５４と共通端子４２と間に接続されている。共通端子４２側から、直列腕共振子Ｓ３１～Ｓ３５が配置されている。直列腕共振子Ｓ３１及び直列腕共振子Ｓ３４は２分割されている。直列腕とグラウンド電位との間に並列腕共振子Ｐ３１～Ｐ３４が接続されている。並列腕共振子Ｐ３４のグラウンド電位側端部とグラウンド電位との間にインダクタＬ１１が接続されている。
　なお、第２の実施形態としての実施例２の第１～第４の帯域通過型フィルタ４３～４６の設計パラメータは以下の表１から表４の通りとした。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　また、比較のために、第１～第４の帯域通過型フィルタ４３～４６を構成している弾性波共振子のＩＤＴ電極が、前述した比較例１の弾性波共振子で構成されていることを除いては、上記実施例２と同様にして比較例４のマルチプレクサを用意した。
　図１５の実線は、実施例２のマルチプレクサ４１におけるＢａｎｄ３の送信フィルタ、すなわち第３の帯域通過型フィルタ４５の通過特性を示す。図１５の破線は、比較例４のマルチプレクサのＢａｎｄ３の送信フィルタの通過特性を示す。図１６の実線は、実施例２のマルチプレクサ４１におけるＢａｎｄ３の送信フィルタ、すなわち第３の帯域通過型フィルタ４５の共通端子４２側におけるリターンロス特性を示し、破線は、比較例４のＢａｎｄ３の送信フィルタの共通端子側のリターンロス特性を示す。
　図１６において、比較例４では、Ｂａｎｄ１の受信フィルタの通過帯域である２１１０ＭＨｚ～２１７０ＭＨｚ内において、矢印Ａ１，Ａ２で示すリップルが表れている。図１５の円Ａで囲まれた部分を図１７に拡大して示す。矢印Ａ１，Ａ２で示す大きなリップルが比較例４で表れているのに対し、実施例２ではこれらのリップルが充分に抑制されていることがわかる。実施例２によれば、比較例４に比べ、このリップルの抑圧により、このリップルが表れている部分における減衰特性を３ｄＢ改善することができた。
　図１８の実線は、実施例２のＢａｎｄ３の受信フィルタ、すなわち第４の帯域通過型フィルタ４６の通過特性を示し、破線は比較例４のＢａｎｄ３の受信フィルタの通過特性を示す。また図１９の実線は、実施例２の第４の帯域通過型フィルタ４６における共通端子４２側のリターンロス特性を示し、破線が比較例４のＢａｎｄ３の受信フィルタの共通端子側のリターンロス特性を示す。図１８及び図１９から明らかなように、Ｂａｎｄ１の受信フィルタの通過帯域である２１１０ＭＨｚ～２１７０ＭＨｚにおいて、比較例４では矢印Ａ３で示すリップルが表れているのに対し、この大きなリップルが実施例２では抑制されている。
　従って、Ｂａｎｄ３の受信フィルタである第４の帯域通過型フィルタ４６においても、通過帯域内の特性を維持しつつ、通過帯域外に発生するリップルを抑制し得ることがわかる。
　図２０の実線は実施例２におけるＢａｎｄ３の送信フィルタからＢａｎｄ１の受信フィルタ側へのアイソレーション特性を示し、破線が比較例４のアイソレーション特性を示す。図２１は、アンテナ側から、Ｂａｎｄ１の受信フィルタ側への通過特性を示し、実線が実施例２の結果を、破線が比較例４の結果を示す。
　図２０から明らかなように、２０９０ＭＨｚ～２１００ＭＨｚ付近において、比較例４では１２ｄＢ程度の大きなピークが表れている。これに対して、実施例２では、このようなピークが表れていない。すなわち、アイソレーション特性が効果的に改善されている。
　また、図２１から明らかなように、この通過特性においても、比較例４では、２１３０ＭＨｚ付近の帯域内に０．２ｄＢ程度の大きなリップルが表れている。これに対して、実施例２では、このようなリップルが表れていない。
　従って、Ｂａｎｄ１の受信帯域の通過帯域内の特性が改善され、損失が小さくされ得ることがわかる。
　上記のように、本発明の実施例のマルチプレクサでは、第１～第４の帯域通過型フィルタ４３～４６を用いることにより、各帯域通過型フィルタ４３～４６の通過帯域内の特性を維持しつつ、通過帯域外の特性も改善される。従って、共通接続されている他の帯域通過型フィルタにおける通過帯域内の特性も改善することが可能となる。
　なお、上記実施例では、第１～第４の帯域通過型フィルタ４３～４６を有するクワッドプレクサにつき説明したが、本発明のマルチプレクサは、クワッドプレクサに限定されない。ディプレクサや、トリプレクサであってもよく、５以上の帯域通過型フィルタが共通接続されているマルチプレクサであってもよい。
　また、複数の帯域通過型フィルタの通過帯域は、必ずしも全て異なっていなくともよく、少なくとも１つの帯域通過型フィルタの通過帯域が、他の少なくとも１つの帯域通過型フィルタの通過帯域と異なっておればよい。
１…弾性波共振子
２…圧電板
３…ＩＤＴ電極
３Ａ…第１のバスバー
３Ｂ…第２のバスバー
４，５…反射器
６ａ，６ｂ…第１，第２の電極指
６ｃ，６ｄ…ダミー電極指
７ａ，７ｂ…太幅電極指
８ａ，８ｂ…太幅ダミー電極指
９…太幅電極指
１０…太幅ダミー電極指
１１ａ，１１ｂ…太幅電極指
１２ａ，１２ｂ…太幅ダミー電極指
３１～３３…第１～第３の領域
３１ａ～３１ｅ…部分
３２ａ～３２ｅ…領域
３３ａ～３３ｅ…領域
４１…マルチプレクサ
４２…共通端子
４３～４６…第１～第４の帯域通過型フィルタ
５０…浮き電極指
５１…送信端子
５２…受信端子
５３…送信端子
５４…受信端子
Ｌ１～Ｌ１１…インダクタ
Ｐ１～Ｐ４…並列腕共振子
Ｐ１１～Ｐ１７…並列腕共振子
Ｐ２１～Ｐ２５…並列腕共振子
Ｐ３１～Ｐ３４…並列腕共振子
Ｓ１～Ｓ４…直列腕共振子
Ｓ１１～Ｓ１５…直列腕共振子
Ｓ２１～Ｓ２４…直列腕共振子
Ｓ３１～Ｓ３５…直列腕共振子

Claims (8)

  1. 　圧電体と、
    　前記圧電体上に直接または間接に設けられており、かつ間引き重み付けが施されたＩＤＴ電極と、
    を備え、
    　前記ＩＤＴ電極が、弾性波伝搬方向に配置された複数の領域を有し、前記複数の領域の各領域が、少なくとも２周期以上に周期的に間引き重み付けが施されており、
    　少なくとも１つの前記領域の周期的な間引き重み付けの周期性が、他の少なくとも１つの領域の周期的な間引き重み付けの周期性と異なっている、弾性波共振子。
  2. 　前記複数の領域の前記間引き重み付けの周期性が全て異なっている、請求項１に記載の弾性波共振子。
  3. 　前記ＩＤＴ電極の中心に対して非対称に、弾性波伝搬方向両側の前記間引き重み付けが施されている、請求項１または２に記載の弾性波共振子。
  4. 　前記ＩＤＴ電極が、互いに間挿し合う複数本の第１及び第２の電極指を有し、前記第１の電極指よりも弾性波伝搬方向に沿う幅方向寸法が大きい、太幅電極指を有するように、前記間引き重み付けが施されている、請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波共振子。
  5. 　前記ＩＤＴ電極が、間挿し合う複数本の第１及び第２の電極指を有し、前記第１の電極指または前記第２の電極指が位置する部分の一部において、第１の電極指または第２の電極指の代わりに設けられた浮き電極指を有するように、前記間引き重み付けが施されている、請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波共振子。
  6. 　共通端子と、
    　前記共通端子に、一端が共通接続されている複数の帯域通過型フィルタとを備え、
    　少なくとも１つの前記帯域通過型フィルタの通過帯域が、他の帯域通過型フィルタの通過帯域と異なっており、
    　前記少なくとも１つの帯域通過型フィルタが、複数の弾性波共振子を有する弾性波フィルタであり、
    　前記複数の弾性波共振子のうち少なくとも１つが、請求項１～５のいずれか１項に記載の弾性波共振子である、マルチプレクサ。
  7. 　前記複数の帯域通過型フィルタの通過帯域が全て異なっている、請求項６に記載のマルチプレクサ。
  8. 　前記複数の帯域通過型フィルタが、それぞれ複数の弾性波共振子を有する弾性波フィルタである、請求項６または請求項７に記載のマルチプレクサ。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102019119239A1 (de) * 2019-07-16 2021-01-21 RF360 Europe GmbH Multiplexer

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS553281A (en) * 1978-06-22 1980-01-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd Elastic surface wave filter
JPH02122715A (ja) * 1988-10-31 1990-05-10 Nec Corp 弾性表面波変換器
JP2000315931A (ja) * 1999-04-28 2000-11-14 Murata Mfg Co Ltd Ｓａｗ共振子、複合ｓａｗフィルタ及びｓａｗフィルタ
JP2002353769A (ja) * 2001-05-23 2002-12-06 Toyo Commun Equip Co Ltd 弾性表面波デバイス
JP2004363641A (ja) * 2003-05-30 2004-12-24 Seiko Epson Corp 弾性表面波共振子
JP2006295434A (ja) * 2005-04-08 2006-10-26 Epson Toyocom Corp 弾性表面波フィルタ
JP2012147175A (ja) * 2011-01-11 2012-08-02 Murata Mfg Co Ltd 弾性波分波器
JP2013070272A (ja) * 2011-09-22 2013-04-18 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 弾性波フィルタ及び電子部品
JP2013247569A (ja) * 2012-05-28 2013-12-09 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 弾性波フィルタ
JP2016192696A (ja) * 2015-03-31 2016-11-10 京セラ株式会社 弾性波素子，分波器および通信装置
WO2016208677A1 (ja) * 2015-06-24 2016-12-29 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4146808A (en) * 1977-11-10 1979-03-27 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Thinned withdrawal weighted surface acoustic wave interdigital transducers
US4491758A (en) * 1983-05-03 1985-01-01 R F Monolithics, Inc. Surface wave device with oversampled withdrawal weighting
US5952765A (en) * 1996-11-26 1999-09-14 Trw Inc. Reduced coupling saw filter
JPH11163664A (ja) 1997-11-28 1999-06-18 Kyocera Corp 弾性表面波フィルタ
WO2001035528A1 (fr) * 1999-11-11 2001-05-17 Mitsubishi Materials Corporation Dispositif a ondes acoustiques de surface
JP3824498B2 (ja) * 2000-09-28 2006-09-20 富士通株式会社 弾性表面波フィルタ
JP3824499B2 (ja) 2001-04-20 2006-09-20 富士通株式会社 弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ
JP5898908B2 (ja) * 2011-10-11 2016-04-06 日本電波工業株式会社 弾性波フィルタ

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS553281A (en) * 1978-06-22 1980-01-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd Elastic surface wave filter
JPH02122715A (ja) * 1988-10-31 1990-05-10 Nec Corp 弾性表面波変換器
JP2000315931A (ja) * 1999-04-28 2000-11-14 Murata Mfg Co Ltd Ｓａｗ共振子、複合ｓａｗフィルタ及びｓａｗフィルタ
JP2002353769A (ja) * 2001-05-23 2002-12-06 Toyo Commun Equip Co Ltd 弾性表面波デバイス
JP2004363641A (ja) * 2003-05-30 2004-12-24 Seiko Epson Corp 弾性表面波共振子
JP2006295434A (ja) * 2005-04-08 2006-10-26 Epson Toyocom Corp 弾性表面波フィルタ
JP2012147175A (ja) * 2011-01-11 2012-08-02 Murata Mfg Co Ltd 弾性波分波器
JP2013070272A (ja) * 2011-09-22 2013-04-18 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 弾性波フィルタ及び電子部品
JP2013247569A (ja) * 2012-05-28 2013-12-09 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 弾性波フィルタ
JP2016192696A (ja) * 2015-03-31 2016-11-10 京セラ株式会社 弾性波素子，分波器および通信装置
WO2016208677A1 (ja) * 2015-06-24 2016-12-29 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置

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