WO2011096245A1 - フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置 - Google Patents

フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置 Download PDF

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基揚 原
坂下　武
匡郁 岩城
堤　潤
西原　時弘
上田　政則
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太陽誘電株式会社
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    • H03H9/0023—Balance-unbalance or balance-balance networks

Definitions

  • the present disclosure relates to a filter, a duplexer, a communication module, and a communication device.
  • the duplexer includes a transmission filter and a reception filter.
  • Transmission filters and reception filters are required to have low loss, high suppression, and wide bandwidth. In particular, widening the filter bandwidth has been strongly demanded due to the recent demand for large capacity and high speed communication.
  • Ladder type filters are widely used as a technique for realizing filters using acoustic wave elements.
  • the ladder filter is a high frequency filter in which a plurality of resonators having different resonance frequencies are connected in a ladder shape.
  • Patent Document 1 expands the difference between the resonance frequency and the antiresonance frequency by connecting an inductance in series with each of the series resonator and the parallel resonator, and widens the pass characteristics without causing deterioration in the intermediate band. A possible configuration is disclosed.
  • Patent Document 1 is a configuration in which inductance is connected to each resonator, it is necessary to provide a large number of inductances with the increase in the number of stages of the filter, which hinders downsizing of the filter chip. Become. By connecting the inductance only to the parallel resonator, it is possible to achieve a reduction in the size of the chip, but in this case, widening the bandwidth is limited by the difference between the resonance frequency and antiresonance frequency of the series resonator, It becomes difficult to achieve a sufficient bandwidth.
  • the disclosure of the present application has at least one series resonator, at least one parallel resonator, and an inductance connected in series to at least one parallel resonator of the parallel resonators, and the inductance is connected in series.
  • the antiresonance frequency of the parallel resonators is equal to or higher than the antiresonance frequency of at least one of the series resonators.
  • the block diagram of RF module provided with the duplexer concerning an embodiment Schematic diagram showing the specific configuration of the transmission filter
  • FIG. 11A Plan view of piezoelectric thin film resonator Sectional view of the AA part in FIG. 12A Cross section of piezoelectric thin film resonator Cross section of piezoelectric thin film resonator Schematic diagram showing the specific configuration of the duplexer Schematic diagram showing the specific configuration of the duplexer module
  • FIG. 1A is a circuit diagram of a series resonator in a ladder type filter.
  • FIG. 1B is a circuit diagram of a parallel resonator in a ladder type filter.
  • FIG. 1C shows the frequency characteristics of the series resonator and the parallel resonator.
  • the solid line in FIG. 1C is the frequency characteristic of the series resonator S shown in FIG. 1A.
  • a broken line is a frequency characteristic of the parallel resonator P shown in FIG. 1B.
  • the series resonator S has a resonance frequency f rs and the anti-resonance frequency f the as.
  • the parallel resonator P has a resonance frequency f rp and an anti-resonance frequency f ap .
  • the resonance frequency f rs of the anti-resonance frequency f ap series resonators S of the parallel resonator P has substantially the same value, the series arm (input terminal T in the series resonator S as shown in FIG. 2A And a signal line connected between the output terminal Tout ) and the parallel resonator P on the parallel arm (signal line connected between the series arm and the ground).
  • a filter having filter characteristics as shown in 2B can be realized.
  • the ladder filter has a pair of ladder circuits (a combination of one series resonator and one parallel resonator) shown in FIG. 2A connected in multiple stages (G1 to G4). .
  • series resonators S1 to S4 having a capacitance Cs are connected to a series arm
  • parallel resonators P1 to P4 having a capacitance Cp are connected to a parallel arm.
  • the ladder circuit is connected in a mirror inverted form as shown in FIG. 3A in order to prevent reflection between the stages.
  • the node next to the parallel arm of the ladder arm of the second stage G2 is arranged at the next stage of the node with the parallel arm of the serial arm of the ladder circuit of the first stage G1.
  • the series resonator S3 of the third stage G3 is connected to the next stage of the series resonator S2 of the second stage G2.
  • the third stage G3 and the fourth stage G4 are also connected to have a similar connection relationship.
  • FIG. 3A when ladder circuits are connected in multiple stages, there are locations where the same type of resonators are connected in series in the series arm and locations where the same type of resonators are connected in parallel in the parallel arm. In an actual ladder filter, these resonators are capacitively synthesized as one resonator in order to reduce the size of the filter circuit.
  • FIG. 3B is a circuit diagram of a ladder filter in which adjacent resonators are capacitively combined. As shown in FIG. 3B, the series resonators S2 and S3 in FIG. 3A can be replaced with a series resonator S5 having a combined capacitance Cs / 2. Further, the parallel resonators P1 and P2 in FIG.
  • FIG. 3A can be replaced with a parallel resonator P5 having a capacitance 2Cp in which the respective capacitances Cp are combined as shown in FIG. 3B.
  • the parallel resonators P3 and P4 in FIG. 3A can be replaced with a parallel resonator P6 having a capacitance 2Cp in which the respective capacitances Cp are combined as shown in FIG. 3B.
  • FIG. 4A shows a frequency characteristic before the frequency difference between the series resonator (frequency characteristic V S1 ) and the parallel resonator (frequency characteristic V P1 ) is expanded.
  • 4B is an attenuation characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4A.
  • FIG. 4C is a reflection characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4A.
  • FIG. 4D shows frequency characteristics when the frequency difference between the resonance frequency and anti-resonance frequency of the series resonator and the resonance frequency and anti-resonance frequency of the parallel resonator is expanded as compared with the frequency characteristics shown in FIG. 4A.
  • FIG. 4A shows a frequency characteristic before the frequency difference between the series resonator (frequency characteristic V S1 ) and the parallel resonator (frequency characteristic V P1 ) is expanded.
  • 4B is an attenuation characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG
  • FIG. 4E is an attenuation characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4D.
  • FIG. 4F is a reflection characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4D.
  • FIG. 4G shows a frequency characteristic when the resonance frequency of the series resonator and the parallel resonator is shifted to the low frequency side as compared with the frequency characteristic shown in FIG. 4D.
  • FIG. 4H is an attenuation characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4G.
  • FIG. 4I is a reflection characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4G.
  • the frequency difference between the series resonator and the parallel resonator may be expanded.
  • the series resonator having the characteristic V S1 in FIG. 4A is replaced with the series resonator having the characteristic V S2 in FIG. 4D, and the parallel having the characteristic V P1 in FIG.
  • the resonator is replaced with a parallel resonator having the characteristic V P2 in FIG. 4D.
  • impedance matching cannot be ensured, and the input loss greatly deteriorates in a band approximately at the center of the pass band as shown in FIGS. 4E and 4F.
  • the difference between the resonance frequency and antiresonance frequency of the resonator is determined by the coupling coefficient of the resonator itself. Therefore, it is difficult to reduce the filter characteristics by simply expanding the frequency difference between the series resonator and the parallel resonator.
  • the configuration is such that the inductance is connected to each resonator. Therefore, it is necessary to provide more inductance as the number of stages of the filter increases, and the filter chip becomes smaller. It will be a hindrance.
  • By connecting the inductance only to the parallel resonator it is possible to achieve a reduction in the size of the chip, but in this case, widening the bandwidth is limited by the difference between the resonance frequency and antiresonance frequency of the series resonator, It becomes difficult to achieve a sufficient bandwidth.
  • FIG. 5A is a circuit diagram of the duplexer according to the first embodiment.
  • the duplexer illustrated in FIG. 5A includes a transmission filter 1 and a reception filter 2.
  • the transmission filter 1 and the reception filter 2 include ladder type filters.
  • the reception filter 2 includes series resonators S1 to S4, parallel resonators P1 to P4, and inductances L1 to L3.
  • the output side of the transmission filter 1 and the input side of the reception filter 2 are connected to the antenna Ant.
  • the input side of the transmission filter 1 is connected to the transmission terminal Tx.
  • the output side of the reception filter 2 is connected to the reception terminal Rx.
  • the series resonators S1 to S4 and the parallel resonators P1 to P4 can be realized by, for example, piezoelectric thin film resonators using aluminum nitride as a piezoelectric film.
  • the reception filter 2 shown in FIG. 5A further includes a parallel resonator P11 and an inductance L11.
  • the parallel resonator P11 is connected to the parallel arm.
  • the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 matches the antiresonance frequency of the series resonators S1 to S4.
  • the inductance L11 is connected in series to the parallel resonator P11.
  • the resonance frequency of the parallel resonator P11 is adjusted to be lower than the resonance frequencies of the parallel resonators P1 to P4 by connecting the inductance L11 in series.
  • 5B is a comparative example, and has a configuration in which the parallel resonator P11 and the inductance L11 are removed from the configuration in FIG. 5A.
  • FIG. 6A shows the frequency characteristics of the series resonators S1 to S4 and the parallel resonators P1 to P4 in FIG. 5A and the frequency characteristics of the parallel resonator P11 to which the inductance L11 is connected.
  • FIG. 6B shows the attenuation characteristics of a filter including a resonator having the characteristics shown in FIG. 6A.
  • a characteristic V S11 is a frequency characteristic of the series resonators S1 to S4.
  • a characteristic V P11 is a frequency characteristic of the parallel resonators P1 to P4.
  • a characteristic V P12 is a frequency characteristic of the parallel resonator P11. As shown in FIG.
  • the pass band of the filter is included between the resonance frequency f rp1 and the anti-resonance frequency f ap1 of the parallel resonator P11 to which the inductance L11 is connected in series.
  • a frequency band sandwiched between the resonance frequency f rp1 and the anti-resonance frequency f ap1 is a region where the phase of the reflection coefficient changes from 0 degrees to 180 degrees in the resonator.
  • the two-terminal element connecting the parallel resonator P11 and the inductance L11 operates as an impedance matching device in a frequency band sandwiched between the resonance frequency f rp1 and the anti-resonance frequency f ap1 . This makes it possible to match the impedance in the substantially middle band of the pass band in FIG. 6A, and therefore, it is possible to suppress deterioration of the frequency band in the substantially middle of the pass band as shown in FIG. 6B.
  • FIG. 7 shows the pass characteristic of the reception filter.
  • the solid line indicates the reception characteristics of the reception filter 2 (example) shown in FIG. 5A.
  • the broken line indicates the reception characteristic of the reception filter (comparative example) shown in FIG. 5B. That is, the solid line is the characteristic of the reception filter in which the parallel resonator P11 and the inductance L11 are added as an impedance matching device.
  • the horizontal axis in FIG. 7 is normalized by the center frequency of the reception filter.
  • the specific bandwidth of the filter is 6%.
  • the capacitance of the parallel resonator P11 is set to 2.3pF
  • the inductance L11 is set to 3nH
  • the resonance point of the parallel arm in which P11 and L11 are connected in series is 0.511 at the normalized frequency
  • the antiresonance point is It can be set to 1.033.
  • the antiresonance point coincides with the antiresonance point of the series resonator constituting the filter, and the resonance point can be arranged at a frequency sufficiently lower than the pass band. For this reason, in the pass band of the filter, the parallel resonator P11 functions as a simple reactance element, and functions only as an impedance matching element.
  • the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 is configured to match the antiresonance frequencies of the other series resonators S1 to S4.
  • the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 is different from that of the other series resonators. It may be higher than the anti-resonance frequency of the devices S1 to S4.
  • the pass band of the filter can be included between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the parallel resonator P11. In the piezoelectric thin film resonator in which the resonance frequency is controlled by the thickness of the constituent layers, it is difficult to separately adjust the frequency of the resonator included in the filter.
  • the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 matches the antiresonance frequency of the series resonators S1 to S4, and the resonance frequency of the parallel resonator P11 is shifted by the inductance L11. It can be said.
  • the resonator is realized by a piezoelectric thin film resonator, but the same consideration can be applied to any of a surface acoustic wave element, a Love wave element, and a Lamb wave element.
  • Surface acoustic wave elements, Love wave elements, and Lamb wave elements are IDT (InterDigital Transducer)
  • the frequency can be adjusted by changing the pitch of the electrodes.
  • the resonator whose frequency is controlled by the pitch of the IDT, there is no restriction on the frequency adjustment due to the thickness of the constituent layer unlike the piezoelectric thin film resonator.
  • the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 for impedance matching is in series. It is preferable to adjust to the antiresonance frequency of the resonator having the lowest resonance frequency among the resonators, or to be adjusted to be higher. Further, since it is the resonance frequency of the resonator having the highest resonance frequency among the parallel resonators that defines the low frequency end of the pass band of the filter, the resonance frequency of the parallel resonator P11 for impedance matching is the parallel resonator. It is preferable that the resonance frequency of the resonator having the highest resonance frequency is matched with or lower than that.
  • the duplexer is described as shown in FIG. 5A, but the same effect as that obtained in this embodiment can be obtained even when a single reception filter is used.
  • a ladder type filter is described as shown in FIG. 5A, but a lattice type filter in which a series resonator and a parallel resonator are connected in a lattice shape is obtained in this embodiment. The same effect as that obtained can be obtained.
  • the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 to which the inductance L11 is connected in series is the same as that of the plurality of series resonators S1 to S4. It is preferable that the frequency is equal to or higher than the antiresonance frequency of the series resonator having the lowest resonance frequency.
  • the resonance frequency of the parallel resonator P11 that is frequency shifted by the inductance L11 is the highest among the plurality of parallel resonators P1 to P4.
  • the resonance frequency is preferably equal to or lower than the resonance frequency of the parallel resonator having the resonance frequency.
  • FIG. 8 is an example of an RF module including a duplexer according to the present embodiment.
  • the RF module shown in FIG. 8 includes a switch module 202 (SW Module), a duplexer bank module 203 (Duplexer Bank Module) and an amplifier module 204 (AMP Module).
  • the duplexer bank module 203 includes a plurality of duplexers 203a to 203c.
  • the switch module 202 is connected to the antennas 201a and 201b.
  • the switch module 202 appropriately selects a plurality of duplexers 203a to 203c included in the duplexer bank module 203, and communicates transmission signals and reception signals.
  • the duplexer is a part of the duplexer bank module 203.
  • the duplexer may be combined with the amplifier module 204 and the switch module 202 to be modularized.
  • FIG. 9A is a schematic diagram illustrating a specific configuration example of the transmission filter chip illustrated in FIG. 5A.
  • FIG. 9B is a schematic diagram illustrating a specific configuration example of the reception filter chip in FIG. 5A.
  • the transmission filter and the reception filter included in the duplexer can be formed as separate filter chips as shown in FIGS. 9A and 9B.
  • Series resonators S21 to S24, parallel resonators P21 to P24, and inductance L21 included in the transmission filter chip shown in FIG. 9A are given the same reference numerals as those shown in FIG. 5A, and the configuration shown in FIG. 5A and that shown in FIG. Consistency with the configuration is intended.
  • the series resonators S1 to S4, the parallel resonators P1 to P4, the inductances L1 to L3, the parallel resonator P11, and the inductance L11 included in the reception filter chip shown in FIG. 9B are given the same reference numerals as those shown in FIG. The consistency between the configuration shown in FIG. 5A and the configuration shown in FIG. 9B is achieved.
  • the inductances L1 to L3 and L21 can be realized by external components, wiring on a package or a module substrate.
  • the filter chip shown in FIGS. 9A and 9B is formed by producing a piezoelectric thin film resonator on a silicon substrate 20.
  • the filter chip can be realized by a surface acoustic wave element.
  • FIG. 10A is a schematic diagram of a transmission filter chip in which a resonator is realized by a surface acoustic wave element.
  • FIG. 10B is a schematic diagram of a reception filter chip in which a resonator is realized by a surface acoustic wave element.
  • Series resonators S21 to S24, parallel resonators P21 to P24, and inductance L21 included in the transmission filter chip shown in FIG. 10A are given the same reference numerals as those shown in FIG. 5A, and the configuration shown in FIG. 5A and the configuration shown in FIG. 10A are shown. Consistency with the configuration is intended.
  • the series resonators S1 to S4, the parallel resonators P1 to P4, the inductances L1 to L3, the parallel resonator P11, and the inductance L11 included in the reception filter chip shown in FIG. 10B are given the same reference numerals as those shown in FIG. 5A.
  • the filter chip shown in FIGS. 10A and 10B is formed by wiring aluminum (Al) on the piezoelectric substrate 21.
  • FIG. 11A is a plan view showing a specific configuration of the piezoelectric thin film resonator.
  • FIG. 11B is a cross-sectional view taken along the line AA in FIG. 11A.
  • the piezoelectric thin film resonator includes a substrate 31, a lower electrode 33 formed on the substrate 31, a piezoelectric film 34 formed on the lower electrode 33, and a piezoelectric film 34. And an upper electrode 32 formed thereon.
  • a gap 35 is formed in a region where the upper electrode 32 and the lower electrode 33 overlap.
  • FIG. 12A is a plan view showing a specific configuration of another example of the piezoelectric thin film resonator.
  • 12B is a cross-sectional view taken along line AA in FIG. 12A.
  • the piezoelectric thin film resonator includes a substrate 41, a lower electrode 43 formed on the substrate 41, a piezoelectric film 44 formed on the lower electrode 43, and a piezoelectric film 44. And an upper electrode 42 formed thereon.
  • a gap 45 is formed in a region of the substrate 41 where the upper electrode 42 and the lower electrode 43 overlap.
  • 12C is a cross-sectional view of the piezoelectric thin film resonator shown in FIG.
  • the piezoelectric thin film resonator shown in FIG. 12C includes a substrate 51, an upper electrode 52, a lower electrode 53, and a piezoelectric film 54.
  • 12D is a cross-sectional view of the piezoelectric thin film resonator in which a reflective film 65 is formed instead of the gap 45 in the piezoelectric thin film resonator shown in FIG. 12B.
  • the piezoelectric thin film resonator shown in FIG. 12D includes a substrate 61, an upper electrode 62, a lower electrode 63, a piezoelectric film 64, and a reflective film 65.
  • FIG. 13A and FIG. 13B are schematic views showing a specific configuration of the duplexer. Since the filter chip has a mechanically driven portion, it is desirable that the filter chip be hermetically sealed. In the airtight sealing structure, the reception filter chip and the transmission filter chip may be individually airtightly sealed, or the reception filter chip and the transmission filter chip may be collectively airtightly sealed as a duplexer package. .
  • FIG. 13A shows a form in which a transmission filter package 71, a reception filter package 72, and inductances L1, L2, L3, L11, and L21 are mounted on a substrate 71.
  • FIG. 13A shows a form in which a transmission filter package 71, a reception filter package 72, and inductances L1, L2, L3, L11, and L21 are mounted on a substrate 71.
  • the duplexer package 74 includes a transmission filter chip 75 and a reception filter chip 76.
  • FIG. 14 is an exploded perspective view of a duplexer package having an airtight sealing structure.
  • a transmission filter chip 75 and a reception filter chip 76 are mounted in a cavity 77a in a ceramic package 77 by flip chip bonding.
  • a substantially flat metal cap 78 By welding a substantially flat metal cap 78 to the ceramic package 77, the cavity 77a can be sealed.
  • FIG. 15A is a cross-sectional view of a duplexer package that is hermetically sealed by resin molding.
  • a transmission filter chip 75 and a reception filter chip 76 are mounted on a ceramic package 77 by flip chip bonding.
  • the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 are covered with a resin mold 78. Thereby, the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 can be hermetically sealed.
  • FIG. 15B is a cross-sectional view of a duplexer package that is hermetically sealed by metal molding.
  • a transmission filter chip 75 and a reception filter chip 76 are mounted on a ceramic package 77 by flip chip bonding.
  • the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 are surrounded by a metal mold 79 and the upper part is sealed by a metal lid 80. Thereby, the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 can be hermetically sealed.
  • FIG. 15C is a cross-sectional view of a duplexer package hermetically sealed with a resin molding and a metal molding.
  • a transmission filter chip 75 and a reception filter chip 76 are mounted on a ceramic package 77 by flip chip bonding.
  • the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 are covered with a resin mold 82.
  • the resin mold 82 is covered with a metal coating material. Thereby, the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 can be hermetically sealed.
  • hermetic sealing structure shown in FIGS. 14 and 15A to 15C is an example, and other structures may be adopted as long as at least the transmission filter chip and the reception filter chip can be hermetically sealed.
  • FIG. 16 is a schematic diagram showing an example of a mounting form of inductance.
  • six inductances L1 to L3, L11, L21, and L22 formed of chip inductors are formed on a substrate 83.
  • the inductor L1 has both ends connected to the pads 84a and 84b.
  • the inductor L2 has both ends connected to the pads 84c and 84d.
  • the inductor L3 has both ends connected to the pads 84e and 84f.
  • the inductor L11 has both ends connected to the pads 84g and 84h.
  • the inductor L21 has both ends connected to the pads 84i and 84j.
  • the inductor L22 has both ends connected to the pads 84k and 84m.
  • the inductance integration method is not limited to the chip inductor.
  • the inductance need not be a chip component.
  • the inductance can be formed using wiring on the package or the substrate.
  • the inductance is an IPD (Integrated Passive) created on the substrate.
  • Device 85 can also be used. Since the IPD has a mechanically fragile part, it is desirable that the IPD be housed inside the package.
  • the duplexer package 74 shown in FIG. 17 has a configuration in which the IPD 85 is hermetically sealed in the ceramic package 77 together with the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76.
  • FIG. 18 shows an example of a communication module including the filter according to the present embodiment.
  • the duplexer 162 includes a reception filter 162a and a transmission filter 162b.
  • the reception filter 162a is connected to reception terminals 163a and 163b corresponding to balanced output, for example.
  • the transmission filter 162b is connected to the transmission terminal 65 via the power amplifier 164.
  • the reception filter 162a includes the filter according to the present embodiment.
  • the reception filter 162a When performing the reception operation, the reception filter 162a passes only signals in a predetermined frequency band among reception signals input via the antenna terminal 161, and outputs the signals from the reception terminals 163a and 163b to the outside. Further, when performing a transmission operation, the transmission filter 162b passes only a signal in a predetermined frequency band among transmission signals input from the transmission terminal 165 and amplified by the power amplifier 164, and outputs the signal from the antenna terminal 161 to the outside. To do.
  • the configuration of the communication module shown in FIG. 18 is an example, and the same effect can be obtained even if the filter according to the present embodiment is mounted on a communication module of another form.
  • FIG. 19 shows an RF block of a mobile phone terminal as an example of a communication apparatus including the filter according to the present embodiment or the communication module described above. Further, the communication apparatus shown in FIG. 19 shows a configuration of a mobile phone terminal that supports a GSM (Global System for Mobile Communications) communication system and a W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access) communication system. Further, the GSM communication system in the present embodiment corresponds to the 850 MHz band, 950 MHz band, 1.8 GHz band, and 1.9 GHz band.
  • the cellular phone terminal includes a microphone, a speaker, a liquid crystal display, and the like.
  • the reception filters 173a and 77 to 80 have the filter structure according to the present embodiment.
  • the received signal input via the antenna 171 selects an LSI to be operated by the antenna switch circuit 172 depending on whether the communication method is W-CDMA or GSM.
  • the input received signal is compatible with the W-CDMA communication system, switching is performed so that the received signal is output to the duplexer 173.
  • the reception signal input to the duplexer 173 is limited to a predetermined frequency band by the reception filter 173 a, and a balanced reception signal is output to the LNA 174.
  • the LNA 174 amplifies the input received signal and outputs it to the LSI 176.
  • the LSI 176 performs demodulation processing on the audio signal based on the input received signal and controls the operation of each unit in the mobile phone terminal.
  • the LSI 176 when transmitting a signal, the LSI 176 generates a transmission signal.
  • the generated transmission signal is amplified by the power amplifier 175 and input to the transmission filter 173b.
  • the transmission filter 173b passes only a signal in a predetermined frequency band among input transmission signals.
  • a transmission signal output from the transmission filter 173b is output from the antenna 171 to the outside via the antenna switch circuit 172.
  • the antenna switch circuit 172 selects any one of the reception filters 177 to 180 according to the frequency band, and outputs the received signal. To do. A reception signal whose band is limited by any one of the reception filters 177 to 180 is input to the LSI 183.
  • the LSI 183 performs a demodulation process on the audio signal based on the input received signal, and controls the operation of each unit in the mobile phone terminal.
  • the LSI 183 when transmitting a signal, the LSI 183 generates a transmission signal.
  • the generated transmission signal is amplified by the power amplifier 181 or 182 and output from the antenna 171 to the outside via the antenna switch circuit 172.
  • the communication device By providing the communication device with the filter or communication module according to the present embodiment, it is possible to realize a small and inexpensive communication device having broadband characteristics while maintaining low loss.
  • the present embodiment it is possible to realize a small and inexpensive filter, duplexer, communication module, and communication device having a broadband characteristic while maintaining low loss.
  • a parallel resonator P11 is added in parallel to the series arm, and an inductance L11 is connected in series to the parallel resonator P11.
  • the resonance frequency of the parallel resonator P11 is set to be equal to the resonance frequency of the other series resonator in the filter and lower than the resonance frequency of the other parallel resonator.
  • the series resonators S1 to S4 in the present embodiment are examples of the series resonator of the present invention.
  • the parallel resonators P1 to P4 in the present embodiment are examples of the parallel resonator of the present invention.
  • the inductance L11 in the present embodiment is an example of the inductance of the present invention.
  • the parallel resonator P11 in the present embodiment is an example of a parallel resonator in which the inductance of the present invention is connected in series.
  • This application is useful for filters, duplexers, communication modules, and communication devices.

Abstract

【課題】低損失を維持しつつ、広帯域特性を有する小型で安価なフィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置を提供する。【解決手段】少なくとも一つの直列共振器と少なくとも一つの並列共振器とを備えたフィルタであって、前記並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器Ｐ１１に直列にインダクタンスＬ１１が接続され、インダクタンスＬ１１が直列接続されている並列共振器Ｐ１１の共振周波数が、前記直列共振器の共振周波数以上である。前記フィルタを備える、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置

Description

フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置
　本願の開示は、フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置に関する。
　携帯電話に代表される無線機器の急速な普及により、デュープレクサへの需要は急速に拡大している。特に小型で高い急峻性を有する弾性波素子を用いたデュープレクサへの需要は旺盛である。
　デュープレクサは、送信フィルタと受信フィルタとを備えている。送信フィルタ及び受信フィルタには、低損失化、高抑圧化、広帯域化が求められている。特に、フィルタの広帯域化は、近年の大容量ならびに高速通信の要求から、強く要望されている。
　弾性波素子を用いてフィルタを実現する手法として、ラダー型フィルタが広く用いられている。ラダー型フィルタは、共振周波数の異なる複数の共振器を梯子状に結線した高周波フィルタである。
　ラダー型フィルタを広帯域化するには、共振器にインダクタンスを接続することで共振周波数を低周波側にシフトさせることが原理的に可能である。これによって、共振周波数と反共振周波数の差を見かけ上、拡張することができ、広帯域化が図れる。特許文献１は、直列共振器および並列共振器それぞれにインダクタンスを直列接続することで共振周波数と反共振周波数の差を拡張し、中間帯域に劣化を生じさせずに通過特性を広帯域化することができる構成を開示している。
特開平１０－１２６２１２号公報
　しかしながら、特許文献１が開示している構成は、各共振器にインダクタンスを接続する構成であるため、フィルタの多段化に伴って多くのインダクタンスを備える必要があり、フィルタチップの小型化の妨げとなる。並列共振器にのみインダクタンスを接続することで、チップの小型化と両立することは可能であるが、この場合、広帯域化は直列共振器の共振周波数と反共振周波数の差で制限されてしまい、十分な広帯域化を図ることが困難となる。
　本願の開示は、少なくとも一つの直列共振器と、少なくとも一つの並列共振器と、前記並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器に直列に接続されるインダクタンスを有し、前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の反共振周波数が、前記直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器の反共振周波数以上である。
　本願によれば、広帯域特性を有する小型なフィルタを提供できる。
直列共振器の回路図 並列共振器の回路図 共振器の周波数特性を示す特性図 ラダー型フィルタの回路図 共振器の周波数特性を示す特性図 ラダー型フィルタの回路図 ラダー型フィルタの回路図 共振器の周波数特性を示す特性図 共振器の減衰特性を示す特性図 共振器の反射特性を示す特性図 共振器の周波数特性を示す特性図 共振器の減衰特性を示す特性図 共振器の反射特性を示す特性図 共振器の周波数特性を示す特性図 共振器の減衰特性を示す特性図 共振器の反射特性を示す特性図 実施の形態にかかるデュープレクサの回路図 比較例のデュープレクサの回路図 共振器の周波数特性を示す特性図 共振器の減衰特性を示す特性図 受信フィルタの通過特性を示す特性図 実施の形態にかかるデュープレクサを備えたＲＦモジュールのブロック図 送信フィルタの具体構成を示す模式図 受信フィルタの具体構成を示す模式図 送信フィルタの具体構成を示す模式図 受信フィルタの具体構成を示す模式図 圧電薄膜共振器の平面図 図１１ＡにおけるＡ－Ａ部の断面図 圧電薄膜共振器の平面図 図１２ＡにおけるＡ－Ａ部の断面図 圧電薄膜共振器の断面図 圧電薄膜共振器の断面図 デュープレクサの具体構成を示す模式図 デュープレクサモジュールの具体構成を示す模式図 デュープレクサモジュールの具体構成を示す分解斜視図 デュープレクサモジュールの具体構成を示す模式図 デュープレクサモジュールの具体構成を示す模式図 デュープレクサモジュールの具体構成を示す模式図 チップインダクタの模式図 デュープレクサモジュールの具体構成を示す分解斜視図 通信モジュールのブロック図 通信装置のブロック図
　（実施の形態１）
　　〔１．フィルタ、デュープレクサの構成〕
　図１Ａは、ラダー型フィルタにおける直列共振器の回路図である。図１Ｂは、ラダー型フィルタにおける並列共振器の回路図である。図１Ｃは、直列共振器及び並列共振器の周波数特性を示す。図１Ｃにおける実線は、図１Ａに示す直列共振器Ｓの周波数特性である。破線は、図１Ｂに示す並列共振器Ｐの周波数特性である。
図１Ｃに示すように、直列共振器Ｓは、共振周波数ｆrsと反共振周波数ｆasとを有する。並列共振器Ｐは、共振周波数ｆrpと反共振周波数ｆapとを有する。ここで、並列共振器Ｐの反共振周波数ｆapと直列共振器Ｓの共振周波数ｆrsとがほぼ同じ値を有するとき、図２Ａに示すように直列共振器Ｓを直列腕（入力端子Ｔinと出力端子Ｔoutとの間に接続されている信号線）に配し、並列共振器Ｐを並列腕（直列腕とグランドとの間に接続されている信号線）に配することで、図２Ｂに示すようなフィルタ特性を有するフィルタを実現することができる。
　図３Ａに示すように、ラダー型フィルタは、図２Ａに示す一対（一つの直列共振器と一つの並列共振器との組み合わせ）の梯子型回路が、多段（Ｇ１～Ｇ４）に接続されている。図３Ａに示すラダー型フィルタは、直列腕に容量Ｃｓを有する直列共振器Ｓ１～Ｓ４が接続され、並列腕に容量Ｃｐを有する並列共振器Ｐ１～Ｐ４が接続されている。このとき、梯子型回路は、各段間における反射を防ぐため、図３Ａに示すようにミラー反転させた形で接続される。例えば、第１段Ｇ１の梯子型回路の直列腕における並列腕とのノードの次段には、第２段Ｇ２の梯子型回路の並列腕とのノードが配されている。また、第２段Ｇ２の直列共振器Ｓ２の次段には、第３段Ｇ３の直列共振器Ｓ３が接続されている。第３段Ｇ３及び第４段Ｇ４も同様の接続関係を有するように接続されている。
　図３Ａに示すように梯子型回路を多段接続すると、直列腕において同種の共振器が直列接続されている箇所と並列腕において同種の共振器が並列接続されている箇所とが存在する。実際のラダー型フィルタは、フィルタ回路を小型化するために、これらの共振器は一つの共振器として容量的に合成される。図３Ｂは、隣り合う共振器が容量的に合成されているラダー型フィルタの回路図である。図３Ａにおける直列共振器Ｓ２及びＳ３は、図３Ｂに示すように、各容量Ｃｓが合成された容量Ｃｓ／２を有する直列共振器Ｓ５に置換可能である。また、図３Ａにおける並列共振器Ｐ１及びＰ２は、図３Ｂに示すように、各容量Ｃｐが合成された容量２Ｃｐを有する並列共振器Ｐ５に置換可能である。また、図３Ａにおける並列共振器Ｐ３及びＰ４は、図３Ｂに示すように、各容量Ｃｐが合成された容量２Ｃｐを有する並列共振器Ｐ６に置換可能である。
　図４Ａは、直列共振器（周波数特性ＶS1）と並列共振器（周波数特性ＶP1）の周波数差を拡張する前の周波数特性である。図４Ｂは、図４Ａに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの減衰特性である。図４Ｃは、図４Ａに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの反射特性である。図４Ｄは、図４Ａに示す周波数特性に比べて、直列共振器の共振周波数及び反共振周波数と並列共振器の共振周波数と反共振周波数との周波数差を拡張したときの周波数特性を示す。図４Ｅは、図４Ｄに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの減衰特性である。図４Ｆは、図４Ｄに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの反射特性である。図４Ｇは、図４Ｄに示す周波数特性に比べて、直列共振器及び並列共振器の共振周波数を低周波側へシフトさせたときの周波数特性を示す。図４Ｈは、図４Ｇに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの減衰特性である。図４Ｉは、図４Ｇに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの反射特性である。
　ラダー型フィルタにおいて、通過帯域を広帯域化するためには、直列共振器と並列共振器の周波数差を拡張すればよい。例えば、図４Ａ～図４Ｃに示す特性を有するフィルタにおいて、図４Ａの特性ＶS1を有する直列共振器を図４Ｄの特性ＶS2を有する直列共振器に置き換え、図４Ａの特性ＶP1を有する並列共振器を図４Ｄの特性ＶP2を有する並列共振器に置き換える。しかし、この手法では、インピーダンス整合が確保できなくなり、図４Ｅ及び図４Ｆに示すように通過帯域の略中央の帯域において入力損失が大きく劣化してしまう。
　共振器の共振周波数と反共振周波数の差は、共振器自身の結合係数によって決定される。したがって、直列共振器と並列共振器の周波数差を単純に拡張するだけでは、フィルタ特性を低損失化するのは困難である。
　そこで、共振器にインダクタンスを接続することで、共振周波数を低周波側にシフトさせることが原理的に可能である。これによって、共振周波数と反共振周波数の差を見かけ上、拡張できる。例えば、直列共振器および並列共振器それぞれにインダクタンスを直列接続し、共振周波数と反共振周波数の差を拡張すれば、共振器の周波数特性は図４Ｇに示すようになる。このような共振器でフィルタを作成すれば、図４Ｈ及び図４Ｉに示すように周波数帯域の略中央の帯域に劣化を生じせしめずに、広帯域な特性を得ることが可能である。
　しかしながら、共振器にインダクタンスを接続して広帯域化を図る手法では、各共振器にインダクタンスを接続する構成であるため、フィルタの多段化に伴って多くのインダクタンスを備える必要があり、フィルタチップの小型化の妨げとなる。並列共振器にのみインダクタンスを接続することで、チップの小型化と両立することは可能であるが、この場合、広帯域化は直列共振器の共振周波数と反共振周波数の差で制限されてしまい、十分な広帯域化を図ることが困難となる。
　　（実施例１）
　図５Ａは、実施例１にかかるデュープレクサの回路図を示す。図５Ａに示すデュープレクサは、送信フィルタ１と受信フィルタ２とを備えている。送信フィルタ１及び受信フィルタ２は、ラダー型フィルタを含む。受信フィルタ２は、直列共振器Ｓ１～Ｓ４、並列共振器Ｐ１～Ｐ４、インダクタンスＬ１～Ｌ３を含む。送信フィルタ１の出力側及び受信フィルタ２の入力側は、アンテナＡｎｔに接続されている。送信フィルタ１は、入力側が送信端子Ｔｘに接続されている。受信フィルタ２は、出力側が受信端子Ｒｘに接続されている。ここでは、直列共振器Ｓ１～Ｓ４及び並列共振器Ｐ１～Ｐ４は、例えば、窒化アルミニウムを圧電膜として使用している圧電薄膜共振器で実現することができる。
　図５Ａに示す受信フィルタ２は、並列共振器Ｐ１１及びインダクタンスＬ１１をさらに備える。並列共振器Ｐ１１は、並列腕に接続される。並列共振器Ｐ１１の反共振周波数は、直列共振器Ｓ１～Ｓ４の反共振周波数と一致する。インダクタンスＬ１１は、並列共振器Ｐ１１に直列接続されている。並列共振器Ｐ１１の共振周波数は、インダクタンスＬ１１を直列接続することによって、並列共振器Ｐ１～Ｐ４の共振周波数より低い値となるように調整される。なお、図５Ｂに示す受信フィルタ１０２は、比較例であり、図５Ａの構成から並列共振器Ｐ１１及びインダクタンスＬ１１を除去した構成である。
　図６Ａは、図５Ａにおける直列共振器Ｓ１～Ｓ４および並列共振器Ｐ１～Ｐ４の周波数特性と、インダクタンスＬ１１が接続された並列共振器Ｐ１１の周波数特性とを示す。図６Ｂは、図６Ａに示す特性を有する共振器を備えたフィルタの減衰特性を示す。図６Ａにおいて、特性ＶS11は、直列共振器Ｓ１～Ｓ４の周波数特性である。特性ＶP11は、並列共振器Ｐ１～Ｐ４の周波数特性である。特性ＶP12は、並列共振器Ｐ１１の周波数特性である。図６Ａに示すように、フィルタの通過帯域は、インダクタンスＬ１１が直列接続されている並列共振器Ｐ１１の共振周波数ｆrp1と反共振周波数ｆap1との間に包括されている。共振周波数ｆrp1と反共振周波数ｆap1とに挟まれている周波数帯は、共振器において反射係数の位相が０度から１８０度まで変化する領域である。したがって、並列共振器Ｐ１１とインダクタンスＬ１１とを接続した二端子素子は、共振周波数ｆrp1と反共振周波数ｆap1とに挟まれている周波数帯において、インピーダンス整合器として動作する。これにより、図６Ａにおける通過帯域の略中央の帯域においてインピーダンスを整合することができるようになるため、図６Ｂに示すように通過帯域の略中央の周波数帯域の劣化を抑えることができる。
　図７は、受信フィルタの通過特性を示す。図７において、実線は図５Ａに示す受信フィルタ２（実施例）の受信特性を示す。破線は図５Ｂに示す受信フィルタ（比較例）の受信特性を示す。すなわち、実線は、並列共振器Ｐ１１およびインダクタンスＬ１１がインピーダンス整合器として追加されている受信フィルタの特性である。図７における横軸は、受信フィルタの中心周波数で正規化している。ここで、一例として、フィルタの比帯域は６％である。受信フィルタ２にインピーダンス整合器を追加することで、図７に示すように、通過帯域の略中央でのインピーダンスの不整合が改善され、比帯域６％の帯域幅においても、十分に平滑なフィルタ特性を実現することができる。
ここで、例えば、並列共振器Ｐ１１の静電容量を2.3pF、インダクタンスＬ１１を3nHと設定し、Ｐ１１とＬ１１とを直列接続した並列腕の共振点を正規化周波数にて0.511、反共振点を1.033と設定することができる。反共振点はフィルタを構成する直列共振子の反共振点と一致させ、共振点は通過帯域に対して十分に低い周波数に配することができる。このため、フィルタの通過帯域において、並列共振器Ｐ１１は、単なるリアクタンス素子として機能し、インピーダンス整合素子としてのみ機能する。
　なお、本実施例では、並列共振器Ｐ１１の反共振周波数は、他の直列共振器Ｓ１～Ｓ４の反共振周波数と一致する構成としているが、並列共振器Ｐ１１の反共振周波数は他の直列共振器Ｓ１～Ｓ４の反共振周波数より高くてもよい。この場合でも、並列共振器Ｐ１１の共振周波数と反共振周波数との間にフィルタの通過帯域を包括することができる。なお、構成層の厚みによって共振周波数が制御される圧電薄膜共振器では、フィルタに含まれる共振器を別個に周波数調整することが難しい。そのため、並列共振器Ｐ１１の反共振器周波数は、直列共振器Ｓ１～Ｓ４の反共振周波数と一致させ、インダクタンスＬ１１によって並列共振器Ｐ１１の共振周波数を周波数移動させる構成の方が、製作工程上有利といえる。
　また、本実施例では、共振器は圧電薄膜共振器で実現しているが、弾性表面波素子、Ｌｏｖｅ波素子、Ｌａｍｂ波素子のいずれであっても同様の考察が成り立つ。弾性表面波素子、Ｌｏｖｅ波素子、Ｌａｍｂ波素子は、ＩＤＴ（InterDigital
Transducer）電極のピッチを変えることで、周波数を調整することができる。ＩＤＴのピッチによって周波数が制御される共振器では、圧電薄膜共振器のように構成層の厚さによる周波数調整上の制約を受けない。この場合、フィルタの通過帯域の高周波端を定義するのは直列共振器の中で最も低い共振周波数を有する共振器の反共振周波数なので、インピーダンス整合用の並列共振器Ｐ１１の反共振周波数は、直列共振器の中で最も低い共振周波数を有する共振器の反共振周波数と一致させるか、もしくはそれ以上に調整することが好ましい。また、フィルタの通過帯域の低周波端を定義するのは並列共振器の中で最も高い共振周波数を有する共振器の共振周波数なので、インピーダンス整合用の並列共振器Ｐ１１の共振周波数は、並列共振器の中で最も高い共振周波数を有する共振器の共振周波数と一致させるか、もしくはそれ以下に調整することが好ましい。
　また、本実施例では、図５Ａに示すようにデュープレクサを挙げて説明しているが、受信フィルタを単体の場合も、本実施例で得られる効果と同様の効果を得ることができる。
　また、本実施例では、図５Ａに示すようにラダー型フィルタを挙げて説明しているが、直列共振器と並列共振器とを格子状に接続するラティス型フィルタにおいても、本実施例で得られる効果と同様の効果を得ることができる。
　なお、複数の直列共振器Ｓ１～Ｓ４の共振周波数が互いに異なる周波数を有する場合、インダクタンスＬ１１が直列接続されている並列共振器Ｐ１１の反共振周波数は、複数の直列共振器Ｓ１～Ｓ４の中で最も低い共振周波数を有する直列共振器の反共振周波数以上とすることが好ましい。
　また、複数の並列共振器Ｐ１～Ｐ４の共振周波数が互いに異なる周波数を有する場合、インダクタンスＬ１１によって周波数移動される並列共振器Ｐ１１の共振周波数は、複数の並列共振器Ｐ１～Ｐ４の中で最も高い共振周波数を有する並列共振器の共振周波数以下とすることが好ましい。
　図８は、本実施の形態にかかるデュープレクサを備えたＲＦモジュールの一例である。図８に示すＲＦモジュールは、スイッチモジュール２０２（SW Module）、デュープレクサバンクモジュール２０３（Duplexer Bank
Module）、および増幅器モジュール２０４（AMP Module）を備えている。デュープレクサバンクモジュール２０３は、複数のデュープレクサ２０３ａ～２０３ｃを備えている。スイッチモジュール２０２は、アンテナ２０１ａ及び２０１ｂに接続されている。スイッチモジュール２０２は、デュープレクサバンクモジュール２０３に含まれている複数のデュープレクサ２０３ａ～２０３ｃを適宜選択して、送信信号や受信信号の交信を行う。図８において、デュープレクサはデュープレクサバンクモジュール２０３の一部としているが、例えば、デュープレクサを増幅器モジュール２０４やスイッチモジュール２０２と組み合わせてモジュール化することもできる。
　　（実施例２）
　図９Ａは、図５Ａに示す送信フィルタチップの具体構成例を示す模式図である。図９Ｂは、図５Ａにおける受信フィルタチップの具体構成例を示す模式図である。デュープレクサに含まれる送信フィルタ及び受信フィルタは、図９Ａ及び図９Ｂに示すように、別個のフィルタチップとして形成することができる。図９Ａに示す送信フィルタチップに含まれる直列共振器Ｓ２１～Ｓ２４、並列共振器Ｐ２１～Ｐ２４、インダクタンスＬ２１は、図５Ａに示す符号と同一符号を付与し、図５Ａに示す構成と図９Ａに示す構成との整合性を図っている。また、図９Ｂに示す受信フィルタチップに含まれる直列共振器Ｓ１～Ｓ４、並列共振器Ｐ１～Ｐ４、インダクタンスＬ１～Ｌ３、並列共振器Ｐ１１、インダクタンスＬ１１は、図５Ａに示す符号と同一符号を付与し、図５Ａに示す構成と図９Ｂに示す構成との整合性を図っている。
　なお、図９Ａ及び図９Ｂにおいて、インダクタンスＬ１～Ｌ３、Ｌ２１は、外部部品、もしくはパッケージまたはモジュール基板上の配線で実現することができる。図９Ａ及び図９Ｂに示すフィルタチップは、シリコン基板２０上に圧電薄膜共振器を作製することで形成される。
　また、フィルタチップは、弾性表面波素子で実現することができる。図１０Ａは、共振器を弾性表面波素子で実現した送信フィルタチップの模式図である。図１０Ｂは、共振器を弾性表面波素子で実現した受信フィルタチップの模式図である。図１０Ａに示す送信フィルタチップに含まれる直列共振器Ｓ２１～Ｓ２４、並列共振器Ｐ２１～Ｐ２４、インダクタンスＬ２１は、図５Ａに示す符号と同一符号を付与し、図５Ａに示す構成と図１０Ａに示す構成との整合性を図っている。また、図１０Ｂに示す受信フィルタチップに含まれる直列共振器Ｓ１～Ｓ４、並列共振器Ｐ１～Ｐ４、インダクタンスＬ１～Ｌ３、並列共振器Ｐ１１、インダクタンスＬ１１は、図５Ａに示す符号と同一符号を付与し、図５Ａに示す構成と図１０Ｂに示す構成との整合性を図っている。図１０Ａ及び図１０Ｂに示すフィルタチップは、圧電基板２１上にアルミニウム（Ａｌ）を配線することで形成されている。
　図１１Ａは、圧電薄膜共振器の具体構成を示す平面図である。図１１Ｂは、図１１ＡにおけるＡ－Ａ部の断面図である。図１１Ａ及び図１１Ｂに示すように、圧電薄膜共振器は、基板３１と、基板３１上に形成されている下部電極３３と、下部電極３３上に形成されている圧電膜３４と、圧電膜３４上に形成されている上部電極３２とを備えている。基板３１において、上部電極３２と下部電極３３とが重なり合う領域には、空隙３５が形成されている。
　図１２Ａは、圧電薄膜共振器の他例の具体構成を示す平面図である。図１２Ｂは、図１２ＡにおけるＡ－Ａ部の断面図である。図１２Ａ及び図１２Ｂに示すように、圧電薄膜共振器は、基板４１と、基板４１上に形成されている下部電極４３と、下部電極４３上に形成されている圧電膜４４と、圧電膜４４上に形成されている上部電極４２とを備えている。基板４１において、上部電極４２と下部電極４３とが重なり合う領域には、空隙４５が形成されている。図１２Ｃは、図１２Ｂに示す圧電薄膜共振器において、基板４１に空隙４５が形成されておらず、基板５１と下部電極５３との間に空隙５５が形成されている圧電薄膜共振器の断面図である。図１２Ｃに示す圧電薄膜共振器は、基板５１、上部電極５２、下部電極５３、圧電膜５４を備えている。図１２Ｄは、図１２Ｂに示す圧電薄膜共振器において、空隙４５に代えて反射膜６５が形成されている圧電薄膜共振器の断面図である。図１２Ｄに示す圧電薄膜共振器は、基板６１、上部電極６２、下部電極６３、圧電膜６４、反射膜６５を備えている。
　図１３Ａ及び図１３Ｂは、デュープレクサの具体構成を示す模式図である。フィルタチップは、機械的に駆動する部位を有するため、気密封止されることが望ましい。気密封止構造は、受信フィルタチップと送信フィルタチップとが個別に気密封止されていてもよいし、デュープレクサパッケージとして受信フィルタチップと送信フィルタチップとがまとめて気密封止されていてもよい。図１３Ａは、基板７１の上に、送信フィルタパッケージ７１、受信フィルタパッケージ７２、インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ１１，Ｌ２１が実装されている形態を示す。図１３Ｂは、基板７１の上に、デュープレクサパッケージ７４、インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ１１，Ｌ２１が実装されている形態を示す。デュープレクサパッケージ７４は、送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６を内蔵している。
　図１４は、気密封止構造を有するデュープレクサパッケージの分解斜視図である。図１４に示すように、デュープレクサパッケージは、セラミックパッケージ７７におけるキャビティ７７ａ内に、送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６がフリップチップボンディングにより実装されている。セラミックパッケージ７７に略平板状の金属キャップ７８を溶接することで、キャビティ７７ａを封止することができる。
　図１５Ａは、樹脂モールディングにより気密封止されているデュープレクサパッケージの断面図である。図１５Ａに示すデュープレクサパッケージは、セラミックパッケージ７７上に送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６がフリップチップボンディングにより実装されている。送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６は、樹脂モールド７８により覆われている。これにより、送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６を気密封止することができる。
　図１５Ｂは、金属モールディングにより気密封止されているデュープレクサパッケージの断面図である。図１５Ｂに示すデュープレクサパッケージは、セラミックパッケージ７７上に送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６がフリップチップボンディングにより実装されている。送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６は、金属モールド７９により周囲が囲まれ、上部がメタルリッド８０により封止されている。これにより、送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６を気密封止することができる。
　図１５Ｃは、樹脂モールディング及び金属モールディングにより気密封止されているデュープレクサパッケージの断面図である。図１５Ｃに示すデュープレクサパッケージは、セラミックパッケージ７７上に送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６がフリップチップボンディングにより実装されている。送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６は、樹脂モールド８２により覆われている。樹脂モールド８２は、メタルコーティング材により覆われている。これにより、送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６を気密封止することができる。
　なお、図１４、図１５Ａ～図１５Ｃに示す気密封止構造は一例であって、少なくとも送信フィルタチップと受信フィルタチップとを気密封止することができれば、他の構造を採用してもよい。
　図１６は、インダクタンスの実装形態の一例を示す模式図である。図１６に示すインダクタンスは、基板８３の上に、チップインダクタで形成されている６つのインダクタンスＬ１～Ｌ３、Ｌ１１、Ｌ２１、Ｌ２２が形成されている。インダクタＬ１は、両端がパッド８４ａ及び８４ｂに接続されている。インダクタＬ２は、両端がパッド８４ｃ及び８４ｄに接続されている。インダクタＬ３は、両端がパッド８４ｅ及び８４ｆに接続されている。インダクタＬ１１は、両端がパッド８４ｇ及び８４ｈに接続されている。インダクタＬ２１は、両端がパッド８４ｉ及び８４ｊに接続されている。インダクタＬ２２は、両端がパッド８４ｋ及び８４ｍに接続されている。なお、インダクタンスの集積手法としては、チップインダクタに限らない。インダクタンスは、チップ部品である必要は無い。インダクタンスは、パッケージ上もしくは基板上の配線を用いて形成することができる。
　また、インダクタンスは、図１７に示すように、基板上に作成されるＩＰＤ (Integrated Passive
Device）８５を用いても作成することができる。ＩＰＤは、機械的に脆弱な部位を有するため、パッケージ内部に収納されることが望ましい。図１７に示すデュープレクサパッケージ７４は、送信フィルタチップ７５及び受信フィルタチップ７６とともに、ＩＰＤ８５がセラミックパッケージ７７内に気密封止される構成である。
　　〔２．通信モジュールの構成〕
　図１８は、本実施の形態にかかるフィルタを備えた通信モジュールの一例を示す。図１８に示すように、デュープレクサ１６２は、受信フィルタ１６２ａと送信フィルタ１６２ｂとを備えている。また、受信フィルタ１６２ａには、例えばバランス出力に対応した受信端子１６３ａ及び１６３ｂが接続されている。また、送信フィルタ１６２ｂは、パワーアンプ１６４を介して送信端子６５に接続している。ここで、受信フィルタ１６２ａは、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
　受信動作を行う際、受信フィルタ１６２ａは、アンテナ端子１６１を介して入力される受信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、受信端子１６３ａ及び１６３ｂから外部へ出力する。また、送信動作を行う際、送信フィルタ１６２ｂは、送信端子１６５から入力されてパワーアンプ１６４で増幅された送信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、アンテナ端子１６１から外部へ出力する。
　本実施の形態にかかるフィルタを通信モジュールに備えることで、低損失を維持しつつ、広帯域特性を有する小型で安価な通信モジュールを実現することができる。
　なお、図１８に示す通信モジュールの構成は一例であり、他の形態の通信モジュールに本実施の形態にかかるフィルタを搭載しても、同様の効果が得られる。
　　〔３．通信装置の構成〕
　図１９は、本実施の形態にかかるフィルタ、または前述の通信モジュールを備えた通信装置の一例として、携帯電話端末のＲＦブロックを示す。また、図１９に示す通信装置は、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）通信方式及びＷ－ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）通信方式に対応した携帯電話端末の構成を示す。また、本実施の形態におけるＧＳＭ通信方式は、８５０ＭＨｚ帯、９５０ＭＨｚ帯、１．８ＧＨｚ帯、１．９ＧＨｚ帯に対応している。また、携帯電話端末は、図１９に示す構成以外にマイクロホン、スピーカー、液晶ディスプレイなどを備えているが、本実施の形態における説明では不要であるため図示を省略した。ここで、受信フィルタ１７３ａ、７７～８０は、本実施の形態にかかるフィルタの構造を備えている。
　まず、アンテナ１７１を介して入力される受信信号は、その通信方式がＷ－ＣＤＭＡかＧＳＭかによってアンテナスイッチ回路１７２で、動作の対象とするＬＳＩを選択する。入力される受信信号がＷ－ＣＤＭＡ通信方式に対応している場合は、受信信号をデュープレクサ１７３に出力するように切り換える。デュープレクサ１７３に入力される受信信号は、受信フィルタ１７３ａで所定の周波数帯域に制限されて、バランス型の受信信号がＬＮＡ１７４に出力される。ＬＮＡ１７４は、入力される受信信号を増幅し、ＬＳＩ１７６に出力する。ＬＳＩ１７６では、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。
　一方、信号を送信する場合は、ＬＳＩ１７６は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ１７５で増幅されて送信フィルタ１７３ｂに入力される。送信フィルタ１７３ｂは、入力される送信信号のうち所定の周波数帯域の信号のみを通過させる。送信フィルタ１７３ｂから出力される送信信号は、アンテナスイッチ回路１７２を介してアンテナ１７１から外部に出力される。
　また、入力される受信信号がＧＳＭ通信方式に対応した信号である場合は、アンテナスイッチ回路１７２は、周波数帯域に応じて受信フィルタ１７７～１８０のうちいずれか一つを選択し、受信信号を出力する。受信フィルタ１７７～１８０のうちいずれか一つで帯域制限された受信信号は、ＬＳＩ１８３に入力される。ＬＳＩ１８３は、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。一方、信号を送信する場合は、ＬＳＩ１８３は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ１８１または１８２で増幅されて、アンテナスイッチ回路１７２を介してアンテナ１７１から外部に出力される。
　本実施の形態にかかるフィルタ、または通信モジュールを通信装置に備えることで、低損失を維持しつつ、広帯域特性を有する小型で安価な通信装置を実現することができる。
　　〔４．実施の形態の効果、他〕
　本実施の形態によれば、低損失を維持しつつ、広帯域特性を有する小型で安価なフィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置を実現することができる。具体的には、受信フィルタにおいて、直列腕に並列に並列共振器Ｐ１１を追加し、さらにその並列共振器Ｐ１１にインダクタンスＬ１１を直列接続する。さらに、並列共振器Ｐ１１の共振周波数は、フィルタ内における他の直列共振器の共振周波数と一致させるとともに、他の並列共振器の共振周波数よりも低い値としている。これにより、フィルタの通過帯域を、並列共振器Ｐ１１の共振周波数と反共振周波数との間に包括できるため、低損失を維持しつつ、広帯域化を図ることができる。
　また、フィルタに備わる複数の共振器毎にインダクタンスを接続しなくてよいため、小型で安価なフィルタを実現できる。
　また、本実施の形態における直列共振器Ｓ１～Ｓ４は、本発明の直列共振器の一例である。本実施の形態における並列共振器Ｐ１～Ｐ４は、本発明の並列共振器の一例である。本実施の形態におけるインダクタンスＬ１１は、本発明のインダクタンスの一例である。本実施の形態における並列共振器Ｐ１１は、本発明のインダクタンスが直列接続されている並列共振器の一例である。
　本願は、フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置に有用である。
　１　送信フィルタ
　２　受信フィルタ
　Ｐ１１　共振器
　Ｌ１１　インダクタンス

Claims (9)

  1. 　少なくとも一つの直列共振器と、
    　少なくとも一つの並列共振器と、
    　前記並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器に直列に接続されるインダクタンスを有し、
    　前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の反共振周波数が、前記直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器の反共振周波数以上である、フィルタ。
  2. 　前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の共振周波数は、前記インダクタンスによって、他の並列共振器のうち少なくとも１つの並列共振器の共振周波数以下に周波数移動されている、請求項１記載のフィルタ。
  3. 　複数の直列共振器の共振周波数が互いに異なる周波数を有する場合、
    　前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の反共振周波数は、前記複数の直列共振器の中で最も低い共振周波数を有する直列共振器の反共振周波数以上である、請求項１記載のフィルタ。
  4. 　複数の並列共振器の共振周波数が互いに異なる周波数を有する場合、
    　前記インダクタンスによって周波数移動される並列共振器の共振周波数は、前記複数の並列共振器の中で最も高い共振周波数を有する並列共振器の共振周波数以下である、請求項２記載のフィルタ。
  5. 　前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の膜構成および膜厚が、前記直列共振器の膜構成および膜厚と同じである、請求項１記載のフィルタ。
  6. 　前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の反共振周波数と、共振周波数との間にフィルタの通過帯域が含まれる、請求項１記載のフィルタ。
  7. 　送信フィルタと受信フィルタとを備え、
    　前記受信フィルタは、請求項１～６のうちいずれか一つに記載のフィルタである、デュープレクサ。
  8. 　少なくとも一つの直列共振器と、
    　少なくとも一つの並列共振器と、
    　前記並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器に直列に接続されるインダクタンスを有し、
    　前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の反共振周波数が、前記直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器の反共振周波数以上であるフィルタを備えた、通信モジュール。
  9. 　少なくとも一つの直列共振器と、
    　少なくとも一つの並列共振器と、
    　前記並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器に直列に接続されるインダクタンスを有し、
    　前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の反共振周波数が、前記直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器の反共振周波数以上であるフィルタを備えた、通信装置。
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