WO2014108254A1 - Breitbandiges filter in abzweigtechnik - Google Patents

Breitbandiges filter in abzweigtechnik Download PDF

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WO2014108254A1
WO2014108254A1 PCT/EP2013/075674 EP2013075674W WO2014108254A1 WO 2014108254 A1 WO2014108254 A1 WO 2014108254A1 EP 2013075674 W EP2013075674 W EP 2013075674W WO 2014108254 A1 WO2014108254 A1 WO 2014108254A1
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sub
filter
bandwidth
resonators
filters
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PCT/EP2013/075674
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Thomas Bauer
Andreas Bergmann
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Epcos Ag
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    • H03H9/605—Electric coupling means therefor consisting of a ladder configuration
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    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters

Definitions

  • Mobile radio bands are defined for the current mobile radio standard LTE, which are congruent with known frequency bands and are distinguished only by increased bandwidth. For example, band corresponds to 26 LTE 35 MHz band ⁇ wide to the defined for WCDMA band 5 at 25 MHz
  • Passband edges unchanged and meets the requirements of steepness.
  • the other passband flank however, flattened and therefore shows an increased transition bandwidth.
  • Object of the present invention is to provide a filter in a branching, which has a sufficiently high
  • the reactance filter comprises series and parallel connected impedance elements.
  • the impedance elements each comprise a resonator, a series circuit of a resonator and a series coil or a parallel circuit of a resonator and a capacitor.
  • Each sub-filter includes at least one
  • Each impedance element has a bandwidth expressed by its pole-zero spacing.
  • the bandwidth of the impedance elements in the sub-filters is set differently using a bandwidth means.
  • Partial filter which is arranged centrally in the series circuit, set to a different value than that of the first and third sub-filter. Under bandwidth of a resonator becomes the pole zeros
  • the bandwidth of a filter or subfilter can also be determined by the width of the
  • Passbandes are determined, wherein generally the distance of those points is selected on the transfer curve, in which the signal to the maximum value, an attenuation of e.g. 6dB.
  • a sub-filter whose impedance elements are increased or decreased in bandwidth then also has an increased or decreased bandwidth itself.
  • bandwidth means may also be circuit means which increase the bandwidth of the sub-filter given the bandwidth of the resonators of a sub-filter. This is going through
  • Impedanzetti reached that comprise a connected to series coil or parallel capacitor resonator.
  • Impedance elements of the second sub-filter set differently than the bandwidth of the impedance elements of the first and third sub-filter.
  • Such a filter achieves bandwidths of 6 ⁇ 6 and more at a 5 MHz transient bandwidth on both sides of the passband.
  • this filter is well suited for the aforementioned LTE band 26. Try that
  • the impedance elements of the second sub-filter have a lower bandwidth than those of the first and the third sub-filter. Conversely, it is also possible that the impedance elements of the second sub-filter have a higher bandwidth than those of the first and the third sub-filter.
  • the bandwidths of the impedance elements of the first and third sub-filters may be the same. It turns out that the more the bandwidths of the filters, the more pronounced are the desired filter characteristics
  • Impedance elements are combined to achieve steep Passbandflanken.
  • the bandwidth of the impedance elements of one or two sub-filters is set to a maximum value, without at the same time the
  • SAW Surface Acoustic Wave
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • GBAW Guided Bulk Acoustic Wave
  • the ladder filter therefore includes a sub-filter with increased bandwidth, in which a serial resonator is connected in series with a coil as a bandwidth means.
  • the time required for this band ⁇ wide medium-high inductance of the coil will usually require a separate coil, ie a discrete
  • Impedance elements in the form of a serially connected to a series coil resonator can be placed anywhere on the Reactance filter can be used as a serial or parallel impedance element.
  • Another bandwidth means is to provide a second different substrate on which one or two of the sub-filters of the series circuit are formed.
  • the selection of the suitable substrate for adjusting the bandwidth of impedance elements or sub-filters produced thereon is such that to achieve a higher bandwidth in the impedance elements, the substrate of the corresponding sub-filter or impedance elements has a higher coupling than the substrate for the remaining sub-filter (s)
  • Wave-working resonators are formed, have a substrate-specific coupling, which increases monotonically with the bandwidth.
  • Partial filter therefore on a substrate material having a first electromechanical coupling constant, which is a measure of the coupling, and the first and third sub-filter, however, formed on a second substrate material having a different second electromechanical coupling constant.
  • the second is electromechanical
  • Coupling constant greater than the first electromechanical coupling constant is z. As quartz on.
  • a relatively high coupling constant is with
  • Lithium tantalate substrates have an average coupling constant.
  • the coupling can be influenced by the choice of suitable cutting angles. Depending on how much the coupling ratio between the sub-filters and the impedance elements of the sub-filter is set, the selection of the corresponding substrates is made. It is possible to build first and third sub-filters on the same substrate and the same chip. In addition, it is possible to use first and third sub-filters on the same substrate material but on separate chips
  • a bandwidth parallel to a resonator is connected as bandwidth means for decreasing the bandwidth of an impedance element, a sub-filter or a circuit branch of a sub-filter. For the entire branch filter, there is already an effect when individual resonators are connected with a capacitance.
  • all the serial resonators of the corresponding sub-filter are each connected in parallel to a capacitor.
  • Impedance elements in the form of a resonator with parallel capacitance can in principle be in any series or parallel branches of
  • Branch filters (Reaktanzfilters) are used. By connecting a capacitor in parallel with a
  • Resonator is obtained an impedance element with increased capacity ratio of static to dynamic capacity, from which directly reduced in this case
  • Capacitance ratio of an impedance element, a resonator or a sub-filter is changed, since in all three
  • a dielectric layer is arranged as the bandwidth means over the acoustic wave resonators of one or more sub-filters. This makes it possible to couple the coupling and thus the bandwidth of the resonator or the sub-filter
  • Temperature coefficient TCF of the frequency having an opposite sign as the TCF of most piezo ⁇ electric materials can be in this way the effective temperature coefficient of the frequency of
  • first, second and third sub-filters are provided with a dielectric layer
  • the branched-off filter comprises resonators that work with acoustic waves.
  • the first and third sub-filters are on a first chip, while the second sub-filter is on a second chip
  • Circuit carrier connected in series. Together with the circuit carrier, the two chips are housed together, ie in a common housing
  • the housing is a
  • Circuit carrier is present and one of the two chips
  • This two-chip solution is suitable in all those cases in which the use of bandwidth resources can not be restricted to individual sub-filter otherwise, particularly if different substrate ⁇ materials are selected as the bandwidth agent or if the resonators are covered with different layers ,
  • the two-chip solution offers as an advantageous embodiment.
  • Solution of the object of the invention are required, can only be achieved with SAW resonators.
  • Different bandwidth resonators and / or sub-filters can not only be tuned to a corresponding bandwidth with a single bandwidth means. Possible It is also received more bandwidth means the same set ⁇ to achieve greater differentiation between resonators with high and low bandwidth.
  • two chips are used for the branching filter used which differ in at least two parameters among ⁇ , which are selected from a substrate material,
  • Be used bandwidth means, in particular parallel to the resonators interconnected capacitances.
  • a sub-filter can be constructed in extreme cases of only one resonator or only one impedance element. It is also possible, however, a plurality of first and / or second
  • One of the sub-filters may consist of only one serial or parallel resonator. According to one embodiment, the number of
  • Resonators in the first and third subfilter same.
  • this number can also correspond to the number of resonators in the second sub-filter.
  • the sequence of interconnections is understood to mean the serial resonators and circuit nodes on which
  • the wiring sequence does not have to match the geometric arrangement of the resonators on the chip (s).
  • FIG. 1A shows an interconnection of three subfilters
  • FIG. 1B shows the equivalent circuit diagram for a resonator
  • FIG. 2 shows a coil-connected filter in FIG
  • FIG. 3 shows a filter connected to capacitances in FIG
  • FIG. 4 shows a branched-off filter in which the
  • FIG. 6 shows a branched-off filter in which the
  • FIG. 7 shows a more complex embodiment of a branched-off filter in which a plurality of bandwidth means are used.
  • FIG. 8 shows the transfer function of FIG. 7
  • FIG. 9 shows the transfer function of FIG. 7
  • FIG. 1A shows a simple embodiment of a branched-off filter comprising a series connection of a first sub-filter TF1, a second sub-filter TF2 and a third sub-filter TF3.
  • Each of the sub-filters comprises as impedance elements at least one serial
  • Resonator R s and a parallel connected parallel resonator R P are connected in a series path which connects a first terminal Tl to a second terminal T2.
  • Resonators R P are arranged in parallel paths, the
  • Partial filter TF2 be set larger or smaller than that of the resonators of the other two sub-filters.
  • the second sub-filter or at least one series resonator R S 2 of the second sub-filter TF2 is equipped with a bandwidth that differs from the
  • FIG. 1B shows an equivalent circuit diagram for the resonators used in FIG. 1A.
  • a resonator comprises a
  • the static capacitance Co corresponds to the capacitance that the resonator at a frequency far above the
  • Resonant frequency Resonance is obtained at a frequency for which the values of the first inductance LI and the dynamic capacitance CD are the resonance conditions
  • Figure 2 shows a filter in branch equipment, s are connected in the first sub-filter TFl and third sub-filter TF3 each having a serial coil L. This causes the bandwidth of the first subfilter TFl and the
  • Resonant frequency of the branch formed from it shifted down to lower frequency, while the location of the
  • Antiresonance fix remains. This increases the pole-zero distance pzd of the branch. The at very high
  • serial coils LS can be realized on the filter chip, on which the resonators are also formed. However, it is also possible to realize the serial coils on a substrate which carries at least one chip of the filter in a branching technique. It is also possible, the serial
  • Figure 3 shows a ladder filter in which, within the second subfilter TF2, parallel to the two here
  • Resonator added and thus increases the capacity ratio CO to Cl.
  • the antiresonance frequency is shifted downwards while the resonant frequency unaffected. This reduces the pole zero distance pzd here.
  • the or the parallel resonators R P of the second sub-filter can, as in Figure 3
  • FIG. 4 shows a branch-type filter in which a dielectric layer DS1 is applied above the resonators of the second sub-filter TF2.
  • Thickness of the layer will either increase or decrease the bandwidth.
  • the dielectric layer is applied at least over the serial resonators of the second sub-filter, but preferably over all the resonators of the second
  • Partial filter which also the parallel resonators
  • FIG. 5 shows a further embodiment in which all three sub-filters TF1 to TF3 are each provided with a dielectric layer DS as bandwidth means.
  • d2 of the dielectric layer DS2 which is applied over the second sub-filter TF2
  • d1d2 which is applied over the resonators of the first and third sub-filters
  • applied dielectric layer have the same bandwidth.
  • the rigidity of the dielectric layer may be greater or less than the stiffness of the piezoelectric material of the resonators. This determines the direction in which the properties of the respective
  • FIG. 6 shows in another embodiment how the selection of the piezoelectric material of the resonators can be used as a bandwidth means.
  • the resonators of the first and third sub-filters TF1, TF3 are formed on a first chip CHI, which comprises a first piezoelectric material.
  • the resonators of the second sub-filter TF2 are formed on a second chip CH2 whose
  • piezoelectric material is different from that of the first chip CHI.
  • First and second chip can also have the same material but different cutting angles.
  • the angle of intersection or the piezoelectric material of the second chip CH2 may be selected such that impedance elements or resonators on the second chip have a lower coupling than on the first chip CH1.
  • FIG. 7 shows such a more complex embodiment in which three measures for bandwidth adjustment are realized.
  • the filter comprises a first subfilter TF1 with the series resonator RS1 and the parallel resonator RP1, a second subfilter TF2 with the two series resonators RS2 and RS3 and the parallel resonator RP2 disposed therebetween, and a third subfilter with the parallel resonator RP3 and the series resonator RS4.
  • the sequence of the resonators takes place in a symmetrical manner.
  • first series inductance LSI ver ⁇ switches, which forms an impedance element of higher bandwidth with the resonator RS1.
  • Another series inductance LS3 is between the second terminal T2 and the last one
  • a first capacitance CP1 is switched to an impedance element .
  • Another capacity CP2 is parallel to
  • the parallel branches in which the parallel resonators of the first to third partial filters are arranged, are each connected via an inductance to a ground terminal, wherein the ground terminal can be connected via a further inductance with an external ground.
  • Inductors can be used as lead inductances
  • Inductance values can be realized by specially long supply lines, via which the resonators are connected to ground
  • Layers DS1 and DS2 which are applied over the acoustic resonators of the first to third sub-filter so that the layer thickness of the dielectric layer over the
  • Resonators of the second sub-filter is set higher than over the resonators of the first and third sub-filter.
  • a Si0 2 layer is used, which at the same time has the effect that it reduces or compensates the temperature coefficient of the frequency (TCF) of the corresponding sub-filter.
  • Layer thickness of the Si0 2 layer over the second sub-filter better compensation of the TCF is achieved for this sub-filter, which is particularly important because in this embodiment, the critical filter edges are mainly generated by the second sub-filter.
  • a critical filter edge is the one that separates a pass band of the filter from a closely spaced another band.
  • Bandwidth setting realized namely the series coil, the parallel capacitances and the different thickness dielectric layers.
  • the center frequencies of the serial and parallel resonators can be chosen differently, whereby the bandwidth of the entire filter can be further increased.
  • the resonators can be designed such that they have different static capacitances CO.
  • the capacitance values of the capacitors connected in parallel with the resonators can also be set differently.
  • FIG. 8 shows the transfer function of the filter shown in FIG. 7 with the specified parameters on the basis of the value S21.
  • the filter has a bandwidth of 50 MHz at a center frequency of 840 MHz, which corresponds to a relative bandwidth ⁇ Cd ⁇ 6 "6
  • the transition bandwidth within which the required blocking effect in the area of the adjacent bands, in particular of the higher RX band of The embodiment achieves all the requirements of a Band 26 TX filter, as required by the LTE standard, and achieves its realization for the first time using SAW technology on a lithium niobate substrate are
  • the filter is on two different piezoelectric chip substrates is constructed, wherein the substrate for first and third sub-filter then preferably has a higher coupling coefficient than the substrate of the second sub-filter.
  • Impedance elements of Figure 7 selected other values.
  • the following tables indicate the corresponding values in one embodiment:
  • FIG. 9 shows the transfer curve S21 for the filter shown in FIG. 7 with the parameters given above, which can be realized on a lithium niobate 127.85 ° XY substrate.
  • a high bandwidth of 40 MHz can be achieved at a center frequency of 847 MHz, which corresponds to a relative bandwidth of approximately 4.7%.
  • a low transition bandwidth in the range of 5 MHz is achieved.
  • the filter can be used for Band 20 LTE and even has a larger bandwidth.
  • the invention can also be used to produce filters for other bands and in particular for TX bands in any mobile radio standard, the high
  • the invention is not limited to the embodiments shown in the embodiments.
  • the invention includes all branched-off filters in which three
  • Partial filters are connected in series and the bandwidth of the second sub-filter differs from the bandwidth of the first and third sub-filters. Between the two
  • Partial filters and between the sub-filters and the external connections, other elements can be interconnected.
  • the measures for reducing or increasing the bandwidth of the respective sub-filter can be combined as desired.

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Abstract

Es wird ein breitbandiges und steile Flanken aufweisendes Filter in Abzweigtechnik vorgeschlagen, das eine Serienschaltung eines ersten, zweiten und dritten Impedanzelemente umfassenden Teilfilters umfasst, wobei die Bandbreiten der Impedanzelemente in den Teilfiltern mittels Bandbreitenmittel unterschiedlich eingestellt sind.

Description

Beschreibung
Breitbandiges Filter in Abzweigtechnik Für den aktuellen Mobilfunkstandard LTE sind Mobilfunkbänder definiert, die deckungsgleich mit bekannten Frequenzbändern sind und sich lediglich durch erhöhte Bandbreite auszeichnen. So entspricht beispielsweise Band 26 LTE mit 35 MHz Band¬ breite dem für WCDMA definierten Band 5 mit 25 MHz
Bandbreite, ist diesem gegenüber aber um 10 MHz breiter.
Durch die höhere Bandbreite verringert sich die Übergangs¬ bandbreite zwischen dem Sendeband TX und dem Empfangsband RX. Dies führt zu erhöhten Anforderungen an die
Frequenzgenauigkeit und macht daher ein Filter mit sehr steiler Flanke erforderlich.
Darüber hinaus besteht ein Bedarf an breiteren Bändern, um neuen und zukünftigen Übertragungstechniken schon vorab zu entsprechen. Für das oben genannten LTE-Band 26 sind bislang keine Filterlösungen für erweiterte Bandbreiten bekannt, sodass die Bänder üblicherweise aufgespalten und von zwei unterschiedlichen Filtern bedient werden.
Allgemein ist es bekannt, breitbandige Reaktanzfilter in Abzweigtechnik herzustellen und dazu breitbandige Resonatoren einzusetzen. Dabei ergibt sich jedoch regelmäßig der
Nachteil, dass in einem Filter mit zunehmender Bandbreite die Flanken des Passbands flacher werden und so zu hohen
Übergangsbandbreiten führen. Solche Filter sind dann nicht mehr für Mobilfunkbänder geeignet, die einen geringen Abstand zum benachbarten Band des gleichen Übertragungsstandards aufweisen, wie beispielsweise das genannte Band 26 LTE. In der EP 0750394 Bl wird vorgeschlagen, ein Abzweigfilter, welches als Laddertype-Filter mit SAW-Resonatoren (SAW = surface acoustic wave) ausgebildet ist, so zu modifizieren, dass ein Typ der Resonatoren, ausgewählt aus parallelen und seriellen Resonatoren, mit Hilfe einer über den Resonatoren abgeschiedenen dielektrischen Schicht mit einer niedrigeren Kopplung versehen wird. Dies führt zu einem Filter mit höherer Bandbreite. Gleichzeitig bleibt eine der beiden
Passbandflanken unverändert und genügt den Anforderungen an die Steilheit. Die andere Passbandflanke dagegen verflacht und zeigt daher eine erhöhte Übergangsbandbreite.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Filter in Abzweigtechnik anzugeben, welches eine ausreichend hohe
Bandbreite aufweist, welches aber schnell in den Sperrbereich übergeht und somit eine niedrige Übergangsbandbreite besitzt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Abzweigfilter (=Filter in Abzweigtechnik) mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen gehen aus weiteren
Ansprüchen hervor.
Es wurde gefunden, dass ein Abzweigfilter, das eine Serienschaltung aus drei Teilfiltern umfasst, das Problem löst.
Das Reaktanzfilter umfasst seriell und parallel verschaltete Impedanzelemente. Die Impedanzelemente umfassen jeweils einen Resonator, eine Serienschaltung eines Resonators und einer Serienspule oder eine Parallelschaltung eines Resonators und einer Kapazität. Jedes Teilfilter umfasst zumindest ein
Impedanzelement. Jedes Impedanzelement weist eine Bandbreite auf, die durch seinen Pol-Nullstellenabstand ausgedrückt ist. Um den gewünschten Effekt zu erzielen, wird mit Hilfe eines Bandbreitenmittels die Bandbreite der Impedanzelemente in den Teilfiltern unterschiedlich eingestellt. Vorzugsweise werden die Impedanzelemente desjenigen
Teilfilters, welches in der Serienschaltung mittig angeordnet ist, auf einen anderen Wert eingestellt als die des ersten und dritten Teilfilters. Unter Bandbreite eines Resonators wird der Pol-Nullstellen
(englisch: Pole-Zero) -Abstand des Resonators verstanden, also der Frequenzabstand zwischen der (Haupt-) Resonanz und der Antiresonanz . Genau so lässt sich auch die Bandbreite eines Impedanzelements definieren. Die Bandbreite eines Filters oder Teilfilters hingegen kann auch aus der Breite des
Passbandes ermittelt werden, wobei allgemein der Abstand derjenigen Punkte auf der Übertragungskurve gewählt wird, in denen das Signal gegenüber dem Maximalwert eine Dämpfung von z.B. 6dB aufweist.
Ein Teilfilter, dessen Impedanzelemente in der Bandbreite erhöht oder erniedrigt sind, weist dann auch selbst eine erhöhte oder erniedrigte Bandbreite auf. Ein Reaktanzfilter, bei dem die für die Impedanzelemente der Teilfilter
aufgestellte Beziehung bezüglich der Bandbreite auch für die Teilfilter erfüllt ist, löst daher ebenfalls die
erfindungsgemäße Aufgabe. Dann ist die Bandbreite des mittleren Teilfilter durch Bandbreitenmittel anders
eingestellt als in erstem und dritten Teilfilter.
Als Bandbreitenmittel können Maßnahmen eingesetzt sein, welche direkt die Bandbreite der Resonatoren beeinflussen. Bandbreitenmittel können aber auch Schaltungsmittel sein, die bei gegebener Bandbreite der Resonatoren eines Teilfilters die Bandbreite des Teilfilters erhöhen. Dies wird durch
Impedanzelemente erreicht, die einen mit Serienspule oder Parallelkapazität verschalteten Resonator umfassen.
In einer Ausführungsform wird die Bandbreite der
Impedanzelemente des zweiten Teilfilters anders eingestellt als die Bandbreite der Impedanzelemente des ersten und dritten Teilfilters.
Ein derart ausgebildetes Filter erreicht Bandbreiten von 6 ~6 und mehr bei einer Übergangsbandbreite von 5 MHz auf beiden Seiten des Passbands. Damit ist dieses Filter gut für das eingangs genannte LTE-Band 26 geeignet. Versuche, die
gleichen Filtereigenschaften mit nur zwei Teilfiltern zu modellieren, sind überraschend gescheitert, sodass es unabdingbar ist, eine Serienschaltung von drei Teilfiltern vorzusehen, bei der das mittlere Teilfilter sich in der
Bandbreite von dem ersten und dem zweiten Teilfilter
unterscheidet.
Dabei ist es möglich, dass die Impedanzelemente des zweiten Teilfilter eine niedrigere Bandbreite aufweisen als die des ersten und des dritten Teilfilters. Umgekehrt ist es auch möglich, dass die Impedanzelemente des zweiten Teilfilters eine höhere Bandbreite aufweisen als die des ersten und des dritten Teilfilters. Die Bandbreiten der Impedanzelemente von erstem und dritten Teilfilter können gleich sein. Es zeigt sich, dass die gewünschten Filtereigenschaften umso ausgeprägter sind, je stärker sich die Bandbreiten der
Impedanzelemente in den Teilfiltern unterscheiden. Ein Effekt wird jedoch bereits bei geringen Unterschieden beobachtet. Je nach Optimierungsziel können durch geeignete Bandbreiten¬ mittel besonders schmalbandige Impedanzelemente in einem Teilfilter mit zwei Teilfiltern mit breitbandigen
Impedanzelementen kombiniert werden, um steile Passbandflanken zu erzielen. Alternativ wird die Bandbreite der Impedanzelemente eines oder zweier Teilfilter auf einen maximalen Wert eingestellt, ohne dabei gleichzeitig die
Bandbreite der Impedanzelemente des verbleibenden Teilfilters zu stark zu reduzieren. Damit wird ein Reaktanzfilter
erhalten, welches sich durch eine besondere Breitbandigkeit auszeichnet. Für spezifische Filtereigenschaften ist daher ein Trade-Off zwischen den beiden Maßnahmen erforderlich. Als Resonatoren des Abzweigfilters können mit akustischen
Wellen arbeitende Resonatoren eingesetzt sein. Solche können ausgewählt sein aus SAW-Resonatoren (SAW = Surface Acoustic Wave) , BAW-Resonatoren (BAW = Bulk Acoustic Wave) und GBAW- Resonatoren (GBAW = Guided Bulk Acoustic Wave) .
Zur Gestaltung der Bandbreite, die in einem Teilfilter gegenüber einem anderen Teilfilter erhöht oder erniedrigt sein kann, ist es möglich, als Bandbreitenmittel eine Spule mit dem betreffenden Teilfilter in Reihe zu schalten, um die Bandbreite zu erhöhen. In einer Ausführungsform enthält das Abzweigfilter daher ein Teilfilter mit erhöhter Bandbreite, bei dem als Bandbreitenmittel ein serieller Resonator mit einer Spule in Serie verschaltet ist. Die für dieses Band¬ breitenmittel erforderliche hohe Induktivität der Spule erfordert meist eine separate Spule, also ein diskretes
Bauelement, welches eine ausreichend hohe Güte aufweist.
Impedanzelemente in Form eines seriell mit einer Serienspule verschalteten Resonators können an beliebigen Stellen des Reaktanzfilters als serielles oder paralleles Impedanzelement eingesetzt werden.
Ein weiteres Bandbreitenmittel besteht im Vorsehen eines zweiten unterschiedlichen Substrats, auf dem eines oder zwei der Teilfilter der Serienschaltung ausgebildet sind. Die Auswahl des geeigneten Substrats zur Einstellung der Bandbreite darauf erzeugter Impedanzelemente oder Teilfilter erfolgt derart, dass zum Erzielen einer höheren Bandbreite in den Impedanzelementen das Substrat des entsprechenden Teilfilters oder der Impedanzelemente eine höhere Kopplung als das Substrat für das oder die übrigen Teilfilter oder
Impedanzelemente aufweist. Piezoelektrische Substrate, auf denen die mit akustischen
Wellen arbeitende Resonatoren ausgebildet sind, weisen eine substratspezifische Kopplung auf, die mit der Bandbreite monoton ansteigt. Eine mögliche Definition der Kopplung über den relativen Pol-Nullstellenabstand pzd (normiert auf die Resonanzfrequenz des Resonators) lautete: k2 = 0, 25*π2 *pzd/ (1+pzd)
In einer bevorzugten Ausführungsform wird das zweite
Teilfilter daher auf einem Substratmaterial mit einer ersten elektromechanischen Kopplungskonstante, die ein Maß für die Kopplung darstellt, und das erste und dritte Teilfilter dagegen auf einem zweiten Substratmaterial mit einer anderen zweiten elektromechanischen Kopplungskonstante ausgebildet. Vorzugsweise ist die zweite elektromechanische
Kopplungskonstante größer als die erste elektromechanische Kopplungskonstante . Eine relativ niedrige Kopplungskonstante weist z. B. Quarz auf. Eine relativ hohe Kopplungskonstante wird mit
Lithiumniobat-Substraten erreicht. Lithiumtantalat-Substrate dagegen weisen eine mittlere Kopplungskonstante auf. Darüber hinaus kann für ein gegebenes Material die Kopplung über die Wahl geeigneter Schnittwinkel beeinflusst werden. Je nachdem, wie stark das Kopplungsverhältnis zwischen den Teilfiltern bzw. den Impedanzelementen der Teilfilter eingestellt wird, wird die Auswahl der entsprechenden Substrate vorgenommen. Möglich ist es dabei, erstes und drittes Teilfilter auf dem gleichen Substrat und dem selben Chip aufzubauen. Außerdem ist es möglich, erstes und drittes Teilfilter zwar auf gleichem Substratmaterial, aber auf getrennten Chips
auszubilden .
In einer weiteren Ausführungsform wird als Bandbreitenmittel zur Erniedrigung der Bandbreite eines Impedanzelements, eines Teilfilters oder eines Schaltungszweigs eines Teilfilters eine Kapazität parallel zu einem Resonator verschaltet. Für das gesamte Abzweigfilter ergibt sich bereits ein Effekt, wenn einzelne der Resonatoren mit einer Kapazität verschaltet sind. In einer Ausführungsform werden sämtliche seriellen Resonatoren des entsprechenden Teilfilters jeweils parallel zu einer Kapazität verschaltet.
Weiterhin können auch die parallelen Resonatoren des
entsprechenden Teilfilters jeweils parallel mit einer
Kapazität verschaltet werden. Impedanzelemente in Form eines Resonators mit Parallelkapazität können prinzipiell in beliebigen seriellen oder parallelen Zweigen des
Abzweigfilters (Reaktanzfilters) eingesetzt werden. Durch Parallelverschaltung einer Kapazität mit einem
Resonator erhält man ein Impedanzelement mit vergößertem Kapazitätsverhältnis aus statischer zu dynamischer Kapazität, aus welchem sich direkt die in diesem Fall reduzierte
Bandbreite, ausgedrückt als normierter Pol-Nullstellenabstand pzd, errechnen lässt:
Figure imgf000009_0001
Die unterschiedlich ermittelten Parameter elektromechanische Kopplung, Bandbreite und Kapazitätsverhältnis zwischen statischer und dynamischer Kapazität bezeichnen die gleichen Zusammenhänge und sind gegenseitig ineinander umrechenbar. Im Rahmen der Erfindung ist es daher ohne Belang, ob die
Bandbreite, die elektromechanische Kopplung oder das
Kapazitätsverhältnis eines Impedanzelements, eines Resonators oder eines Teilfilters verändert wird, da in allen drei
Fällen die Bandbreite gleichermaßen beeinflusst wird. In einer weiteren Ausführungsform wird als Bandbreitenmittel eine dielektrische Schicht über den mit akustischen Wellen arbeitenden Resonatoren eines oder mehrerer Teilfilter angeordnet. Damit gelingt es, die Kopplung und damit die Bandbreite des Resonators bzw. des Teilfilters zu
erniedrigen.
Das Ausmaß, in dem die Kopplung bzw. die Bandbreite variiert wird, steigt dabei meist monoton mit der Schichtdicke der dielektrischen Schicht. Die mechanischen Eigenschaften der dielektrischen Schicht prägen sich mit zunehmender Schichtdicke auch stärker auf das piezoelektrische Substratmaterial auf . In einer Ausführungsform wird als dielektrische Schicht eine Si02-Schicht über den Resonatoren eines Teilfilters angeord¬ net, um die elektromechanische Kopplung zu erniedrigen. Da eine solche dielektrische Schicht gleichzeitig einen
Temperaturkoeffizienten TCF der Frequenz aufweist, der ein entgegengesetztes Vorzeichen wie der TCF der meisten piezo¬ elektrischen Materialien aufweist, lässt sich auf diese Weise der effektive Temperaturkoeffizient der Frequenz des
Teilfilters erniedrigen und/oder sogar ganz kompensieren.
In einer bevorzugten Ausführung werden erstes, zweites und drittes Teilfilter mit einer dielektrischen Schicht,
insbesondere einer Si02-Schicht , versehen, wobei die Schicht¬ dicken der Si02-Schicht in erstem und drittem Teilfilter niedriger eingestellt werden als im zweiten Teilfilter. Diese Ausführungsform kann mit der Realisierung des Filters auf zwei getrennten Chips (zweites Teilfilters auf einem
separaten Chip) kombiniert werden, wobei für die beiden Chips das gleiche oder unterschiedliches Substratmaterial verwendet werden kann. Vorteilhaft ist auch das Aufbringen einer zusätzlichen dielektrischen Schicht auf der S1O2 Schicht zum Zwecke der Passivierung, z.B. aus SiN.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst das Filter in Abzweig- technik Resonatoren, die mit akustischen Wellen arbeiten. Das erste und das dritte Teilfilter sind auf einem ersten Chip, das zweite Teilfilter dagegen auf einem zweiten Chip
ausgebildet. Auf erstem und zweitem Chip ist jeweils eine unterschiedliche Kopplung der Impedanzelemente eingestellt. Beide Chips sind auf einem gemeinsamen Schaltungsträger angeordnet und über elektrische Leiterabschnitte des
Schaltungsträgers seriell verschaltet. Zusammen mit dem Schaltungsträger sind die beiden Chips gemeinsam gehäust, also in einem gemeinsamen Gehäuse
untergebracht. Vorzugsweise wird zur Häusung eine
Verkapselung verwendet, die eng an den Chips und dem
Schaltungsträger anliegt und einen die beiden Chips
aufnehmenden Hohlraum abdichtet, der für den störungsfreien Betrieb des mit akustischen Wellen arbeitenden Resonators bzw. des gesamten Filters unabdingbar ist. Diese Zwei-Chip-Lösung bietet sich in all den Fällen an, bei denen die Verwendung von Bandbreitenmitteln anderweitig nicht auf einzelne Teilfilter beschränkt werden kann, insbesondere wenn als Bandbreitenmittel unterschiedliche Substrat¬ materialien gewählt sind oder wenn die Resonatoren mit unter- schiedlichen Schichten abgedeckt werden, bietet sich die Zwei-Chip-Lösung als vorteilhafte Ausgestaltung an.
Möglich ist es auch, das Filter aus zwei Chips aufzubauen, die jeweils Resonatoren eines Teilfilters tragen, wobei für unterschiedliche Teilfilter unterschiedliche
Resonatortechnologien eingesetzt werden. Gemäß einer
Ausgestaltung werden für die Teilfilter mit niedriger
Bandbreite BAW-Resonatoren eingesetzt, während für die
Resonatoren mit der höheren Bandbreite SAW-Resonatoren
Verwendung finden. Eine derartige Aufteilung hat den Vorteil, dass BAW-Resonatoren gegenwärtig von Haus aus niedrigere Bandbreiten aufweisen und hohe Bandbreiten, wie sie zur
Lösung der erfindungsgemäßen Aufgabe erforderlich sind, nur mit SAW-Resonatoren zu erzielen sind.
Resonatoren und/oder Teilfilter mit unterschiedlicher Bandbreite können nicht nur mit einem einzigen Bandbreitenmittel auf eine entsprechende Bandbreite eingestellt sein. Möglich ist es auch, mehrere Bandbreitenmittel gleichzeitig einzu¬ setzen, um eine stärkere Differenzierung zwischen Resonatoren mit hoher und niedriger Bandbreite zu erzielen. In einer Ausführung werden für das Abzweigfilter zwei Chips eingesetzt, die sich in zumindest zwei Parametern unter¬ scheiden, welche ausgewählt sind aus Substratmaterial,
Schnittwinkel des piezoelektrischen Materials, dielektrisches Material, Filtertechnik und Schichtdicke der dielektrischen Schicht, die über den Teilfiltern aufgebracht ist. Darüber hinaus können auf den einzelnen Chips noch zusätzliche
Bandbreitenmittel eingesetzt sein, insbesondere parallel zu den Resonatoren verschaltete Kapazitäten. Werden die
Bandbreitenmittel so kombiniert, dass sich die damit
bewirkten Effekte konstruktiv addieren, so kann durch
Verwendung mehrerer Bandbreitenmittel eine weitaus stärkere Differenzierung zwischen dem Teilfilter mit unterschiedlicher Bandbreite erzielt werden. Ein Teilfilter kann im Extremfall aus nur einem Resonator bzw. nur einem Impedanzelement aufgebaut sein. Möglich ist es jedoch auch, eine Mehrzahl an ersten und/oder zweiten
Resonatoren pro Teilfilter vorzusehen. Eines der Teilfilter kann aus nur einem seriellen oder parallelen Resonator bestehen. Gemäß einer Ausführungsform ist die Anzahl der
Resonatoren im ersten und dritten Teilfilter gleich. Dabei kann diese Anzahl auch der Anzahl der Resonatoren im zweiten Teilfilter entsprechen. Weiterhin ist es bevorzugt, bei erstem, zweitem und drittem Teilfilter die Verschaltungsfolge der Resonatoren so zu wählen, dass das gesamte Filter eine um die Schaltungsmitte symmetrische Verschaltungsfolge der Resonatoren aufweist. Unter Verschaltungsfolge wird die Reihenfolge verstanden, in der serielle Resonatoren und Schaltungsknoten, an denen
Parallelzweige mit parallelen Resonatoren abzweigen,
aufeinander folgen. Die Verschaltungsfolge muss nicht mit der geometrischen Anordnung der Resonatoren auf dem oder den Chips übereinstimmen.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungs¬ beispielen und der dazugehörigen Figuren näher erläutert.
Figur 1A zeigt eine Verschaltung von drei Teilfiltern,
Figur 1B zeigt das Ersatzschaltbild für einen Resonator, Figur 2 zeigt ein mit Spulen verschaltetes Filter in
Abzweigtechnik,
Figur 3 zeigt ein mit Kapazitäten verschaltetes Filter in
Abzweigtechnik,
Figur 4 zeigt ein Filter in Abzweigtechnik, bei dem das
zweite Teilfilter mit einer dielektrischen Schicht versehen ist, Figur 5 zeigt ein Filter in Abzweigtechnik, bei dem die
drei Teilfilter mit unterschiedlichen
dielektrischen Schichten versehen sind,
Figur 6 zeigt ein Filter in Abzweigtechnik, bei dem die
Teilfilter auf zumindest zwei unterschiedlichen Chips realisiert sind, Figur 7 zeigt ein komplexeres Ausführungsbeispiel eines Filters in Abzweigtechnik, bei dem mehrere Bandbreitenmittel eingesetzt sind, Figur 8 zeigt die Übertragungsfunktion des in Figur 7
dargestellten Filters mit ersten Parametern,
Figur 9 zeigt die Übertragungsfunktion des in Figur 7
dargestellten Filters mit zweiten Parametern.
Figur 1A zeigt eine einfache Ausführung eines Filters in Abzweigtechnik, das eine Serienverschaltung aus einem ersten Teilfilter TF1, einem zweiten Teilfilter TF2 und einem dritten Teilfilter TF3 umfasst. Ein jedes der Teilfilter umfasst als Impedanzelemente zumindest einen seriellen
Resonator Rs und einen parallel dazu geschalteten parallelen Resonator RP. Die seriellen Resonatoren Rs sind in einem Serienpfad verschaltet, der einen ersten Anschluss Tl mit einem zweiten Anschluss T2 verbindet. Die parallelen
Resonatoren RP sind in Parallelpfaden angeordnet, die
Schaltungsknoten im Serienpfad mit einem Anschluss A (bzw. AI, A2, A3) verbinden, welcher mit einem Festpotenzial, üblicherweise mit Massepotenzial, verbunden ist. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist das zweite
Teilfilter oder zumindest ein Serienresonator des zweiten Teilfilter TF2 mit einer Bandbreite ausgestattet die sich von der Bandbreite der seriellen Resonatoren des ersten und dritten Teilfilter TF3 unterscheidet. Dabei kann die
Bandbreite des oder der seriellen Resonatoren im zweiten
Teilfilter TF2 größer oder kleiner eingestellt sein als die der Resonatoren der beiden anderen Teilfilter. Im dargestellten Filter ist das zweite Teilfilter oder zumindest ein Serienresonator RS2 des zweiten Teilfilters TF2 mit einer Bandbreite ausgestattet, die sich von der
Bandbreite der seriellen Resonatoren in erstem und drittem Teilfilter unterscheidet. Dabei kann die Bandbreite des oder der seriellen Resonatoren im zweiten Teilfilter größer oder kleiner eingestellt sein als die der Serienresonatoren der beiden anderen Teilfilter. Figur 1B zeigt ein Ersatzschaltbild für die in Figur 1A eingesetzten Resonatoren. Ein Resonator umfasst eine
Parallelverschaltung einer statischen Kapazität Co mit einer Serienverschaltung, die eine erste Induktivität LI, eine dynamische Kapazität CD und einen Widerstand Wl umfassen. Die statische Kapazität Co entspricht dabei der Kapazität, die der Resonator bei einer Frequenz weit oberhalb der
Resonanzfrequenz aufweist. Resonanz wird bei einer Frequenz erhalten, für die die Werte der ersten Induktivität LI und der dynamischen Kapazität CD die Resonanzbedingungen
erfüllen.
Für die Erfindung ist es ohne Belang, in welcher Technik die einzelnen Resonatoren des Filters in Abzweigtechnik ausgeführt sind. In Abhängigkeit von der verwendeten Resonator- technik können jedoch unterschiedliche Bandbreitenmittel zum Einsatz kommen.
Figur 2 zeigt ein Filter in Abzweigtechnik, bei dem erstes Teilfilter TFl und drittes Teilfilter TF3 jeweils mit einer seriellen Spule Ls verschaltet sind. Dadurch wird bewirkt, dass die Bandbreite des ersten Teilfilters TFl und die
Bandbreite des dritten Te ilfilters TF3 erhöht wird.
Allgemein wird Verschalten eines Resonators nach Figur 1B mit einer Serienspule zu einem Impedanzelement die
Resonanzfrequenz des daraus gebildeten Zweiges nach unten zu niedrigerer Frequenz verschoben, während die Lage der
Antiresonanz fix bleibt. Dadurch vergrößert sich der Pol- Nullstellenabstand pzd des Zweigs. Die bei sehr hohen
Frequenzen zusätzlich auftretende zweite Resonanz aufgrund der Spule kann vernachlässigt werden, weil sie für das
Verhalten des Filters in der Nähe des Durchlassbands keine Rolle spielt.
Die seriellen Spulen LS können auf dem Filterchip realisiert sein, auf dem auch die Resonatoren ausgebildet sind. Möglich ist es jedoch auch, die seriellen Spulen auf einem Substrat zu realisieren, welches zumindest einen Chip des Filters in Abzweigtechnik trägt. Möglich ist es auch, die seriellen
Spulen LS in einem Mehrlagensubstrat zu integrieren, welches einen oder mehrere Chips des Filters in Abzweigtechnik trägt.
Zum Erzielen einer hohen Güte und eines ausreichend hohen Induktivitätswerts sind jedoch als diskrete Elemente
ausgeführte Spulen bevorzugt.
Figur 3 zeigt ein Filter in Abzweigtechnik, bei dem innerhalb des zweiten Teilfilters TF2 parallel zu den zwei hier
eingesetzten seriellen Resonatoren je eine Kapazität CP verschaltet ist. Mit dieser Maßnahme wird erreicht, dass die Bandbreite der entsprechenden Impedanzelemente bzw. Zweige geringer wird. Dies ist darauf zurückzuführen, dass die
Parallelkapazität sich zur statischen Kapazität CO des
Resonators addiert und damit das Kapazitätsverhältnis CO zu Cl vergrößert. Durch Parallelschalten einer Kapazität zu einem Resonator nach Figur 1B wird die Antiresonanzfrequenz nach unten verschoben, während die Resonanzfrequenz unbeeinflusst bleibt. Dadurch reduziert sich hier der Pol- Nullstellenabstand pzd. Auch der oder die Parallelresonatoren RP des zweiten Teilfilters können, wie in Figur 3
dargestellt, mit einer parallelen Kapazität verschaltet sein. Im Ergebnis wird ein Filter in Abzweigtechnik erhalten, bei dem die Bandbreite des mittleren Teilfilters gegenüber dem ersten und dritten Teilfilter TF1, TF3 reduziert ist.
Möglich ist es jedoch auch, zumindest die seriellen
Resonatoren von erstem und drittem Teilfilter mit einer weiteren parallelen Kapazität CP zu verschalten, die
seriellen Resonatoren des zweiten Teilfilters dagegen nicht. Auf diese Weise wird ein Filter in Abzweigtechnik erhalten, bei dem die Bandbreite von erstem und drittem Teilfilter gegenüber der Bandbreite des zweiten Teilfilters TF2
reduziert ist.
Figur 4 zeigt ein Filter in Abzweigtechnik, bei dem oberhalb der Resonatoren des zweiten Teilfilters TF2 eine dielektri- sehe Schicht DS1 aufgebracht ist. In Abhängigkeit von der
Dicke der Schicht wird die Bandbreite entweder erhöht oder reduziert. Die dielektrische Schicht ist zumindest über den seriellen Resonatoren des zweiten Teilfilters aufgebracht, vorzugsweise jedoch über allen Resonatoren des zweiten
Teilfilters, welcher auch die Parallelresonatoren
einschließt .
Möglich ist es jedoch auch, die in Figur 4 dargestellten Verhältnisse umzukehren und erstes und drittes Teilfilter mit jeweils einer dielektrischen Schicht zu versehen, um damit die Bandbreite von erstem und drittem Teilfilter anzuheben oder abzusenken. Figur 5 zeigt eine weitere Ausführungsform, bei der alle drei Teilfilter TF1 bis TF3 mit je einer dielektrischen Schicht DS als Bandbreitenmittel versehen sind. Für die Schichtdicke d2 der dielektrischen Schicht DS2, die über dem zweiten Teilfilter TF2 aufgebracht ist, und die Schichtdicke dl der dielektrischen Schicht DS1, die über den Resonatoren von erstem und drittem Teilfilter aufgebracht ist, gilt dl d2. Möglich sind beide Fälle: dl < d2 und dl > d2. Dabei kann eine der beiden Schichtdicken auch Null betragen .
Das Ausmaß, mit dem die Bandbreite durch das Aufbringen der dielektrischen Schicht verändert wird, ist abhängig von der Schichtdicke d der dielektrischen Schicht. Mit unterschied¬ lichen Schichtdicken über Impedanzelementen oder Teilfiltern können daher unterschiedliche Bandbreiten eingestellt werden, selbst wenn man von Resonatoren ausgeht, die ohne die
aufgebrachte dielektrische Schicht die gleiche Bandbreite aufweisen.
Die Steifigkeit der dielektrischen Schicht kann größer oder kleiner als die Steifigkeit des piezoelektrischen Materials der Resonatoren sein kann. Dies bestimmt, in welche Richtung sich dadurch die Eigenschaften des jeweiligen
Impedanzelements verschieben.
Figur 6 zeigt in einer weiteren Ausführungsform, wie die Auswahl des piezoelektrischen Materials der Resonatoren als Bandbreitenmittel eingesetzt werden kann. Die Resonatoren von erstem und drittem Teilfilter TF1, TF3 sind auf einem ersten Chip CHI ausgebildet, welcher ein erstes piezoelektrisches Material umfasst. Die Resonatoren des zweiten Teilfilters TF2 sind auf einem zweiten Chip CH2 ausgebildet, dessen
piezoelektrischen Material sich von dem des ersten Chips CHI unterscheidet. Erster und zweiter Chip können auch gleiches Material aber unterschiedliche Schnittwinkel aufweisen. Der Schnittwinkel oder das piezoelektrische Material des zweiten Chips CH2 können so ausgewählt sein, dass Impedanzelemente oder Resonatoren auf dem zweiten Chip eine geringere Kopplung aufweisen als auf dem ersten Chip CHI. Möglich ist es jedoch auch, das piezoelektrische Material des zweiten Chips CH2 mit größerer Kopplung auszustatten als das Material des ersten Chips CHI. Im ersten Fall wird das zweite Teilfilter
schmalbandiger als das erste und dritte Teilfilter, während im letztgenannten Fall erstes und drittes Teilfilter
schmalbandiger werden als das zweite Teilfilter.
Die in den Figuren 2 bis 4 dargestellten Möglichkeiten, die Bandbreite des zweiten Teilfilters bzw. die Bandbreite der Resonatoren des zweiten Teilfilters gegenüber der Bandbreite der Resonatoren von erstem und drittem Teilfilter zu
variieren, können auch miteinander kombiniert werden, um den Effekt zu verstärken und eine besonders starke
Differenzierung in der Bandbreite zwischen erstem und zweitem Teilfilter zu erzielen. Figur 7 zeigt ein solches komplexeres Ausführungsbeispiel, bei dem drei Maßnahmen zur Bandbreiteneinstellung realisiert sind. Das Filter umfasst ein erstes Teilfilter TF1 mit dem Serienresonator RS1 und dem Parallelresonator RP1, ein zweites Teilfilter TF2 mit den zwei Serienresonatoren RS2 und RS3 sowie dem dazwischen angeordneten Parallelresonator RP2, sowie ein drittes Teilfilter mit dem Parallelresonator RP3 und dem Serienresonator RS4. Die Abfolge der Resonatoren erfolgt in symmetrischer Weise. Zwischen einem ersten An- schluss Tl und dem ersten Serienresonator RS1 des ersten Teilfilters ist eine erste Serieninduktivität LSI ver¬ schaltet, die mit dem Resonator RS1 ein Impedanzelement höherer Bandbreite ausbildet. Eine weitere Serieninduktivität LS3 ist zwischen dem zweiten Anschluss T2 und dem letzten
Serienresonator RS4 des dritten Teilfilters verschaltet, die mit dem Resonator RS4.
Parallel zu einem Serienresonator RS3 des zweiten Teilfilters ist eine erste Kapazität CP1 zu einem Impedanzelement ver¬ schaltet. Eine weitere Kapazität CP2 ist parallel zum
parallelen Resonator RP2 des zweiten Teilfilters geschaltet und bildet ebenfalls ein Impedanzelement aus. Die Parallelzweige, in denen die Parallelresonatoren des ersten bis dritten Teilfilters angeordnet sind, werden über je eine Induktivität mit einem Masseanschluss verbunden, wobei der Masseanschluss über eine weitere Induktivität mit einer externen Masse verbunden sein kann. Diese
Induktivitäten können als Zuleitungsinduktivitäten
ausgebildet sein, also durch die Induktivität „normaler" Leiterbahnen (Zuleitungen) realisiert sein. Höhere
Induktivitätswerte können durch speziell lange Zuleitungen realisiert werden, über die die Resonatoren mit Masse
verbunden sind und die wiederum mit den Resonatoren
Impedanzelemente ausbilden.
Nicht in der Figur dargestellt sind die dielektrischen
Schichten DS1 und DS2, die über den akustischen Resonatoren des ersten bis dritten Teilfilters so aufgebracht sind, dass die Schichtdicke der dielektrischen Schicht über den
Resonatoren des zweiten Teilfilters höher eingestellt ist als über den Resonatoren von erstem und drittem Teilfilter. Als Material für die dielektrische Schicht wird eine Si02-Schicht eingesetzt, welche gleichzeitig den Effekt hat, dass sie den Temperaturkoeffizienten der Frequenz (TCF) des entsprechenden Teilfilters reduziert bzw. kompensiert. Mit der höheren
Schichtdicke der Si02-Schicht über dem zweiten Teilfilter wird für dieses Teilfilter eine bessere Kompensation des TCF erzielt, was insbesondere deshalb wichtig ist, weil in dieser Ausführungsform die kritischen Filterflanken hauptsächlich durch das zweite Teilfilter erzeugt werden. Eine kritische Filterflanke ist diejenige, die ein Passband des Filters von einem eng benachbarten weiteren Band trennt. Mithin sind im Ausführungsbeispiel nach Figur 7 drei Maßnahmen zur
Bandbreiteneinstellung realisiert, nämlich die Serienspule, die parallelen Kapazitäten und die unterschiedlich dicken dielektrischen Schichten.
In den Teilfiltern können die Mittenfrequenzen der seriellen und parallelen Resonatoren unterschiedlich gewählt werden, wodurch die Bandbreite des gesamten Filters weiter vergrößert werden kann. Weiter können die Resonatoren so ausgestaltet sein, dass sie unterschiedliche statische Kapazitäten CO aufweisen. Auch die Kapazitätswerte der zu den Resonatoren parallel geschalteten Kapazitäten können unterschiedlich eingestellt werden.
In einem Ausführungsbeispiel können die variierbaren
Parameter des Filters der Figur 7 wie folgt gewählt werden:
Element Rsi Rs 2 Rs 3 Rs4 Rpi Rp2 Rp3
Resonanzfrequenz 852 849 860 847 810 822 814 (MHz)
KapazitätsVerhältnis 12, 5 14, 6 14, 6 12, 5 12, 5 14, 6 12, 5 r=C0/CD
Schichtdicke der S1O2 L H H L L H L Schicht
Figure imgf000022_0002
Figure imgf000022_0001
Schichtdicke H = hoch (high) , Schichtdicke L = niedrig (low)
Alle Resonatoren des zweiten Teilfilters haben ein
Kapazitätsverhältnis r = Co/CD von 14,6 und damit eine kleiner Bandbreite als die Resonatoren des ersten und dritten Teilfilters mit einem Kapazitätsverhältnis von r = 12,5.
Durch Ausbilden von Impedanzelemente mit parallelen
Kapazitäten im zweiten Teilfilter TF2 werden die Bandbreiten weiter reduziert, während die Impedanzelemente des ersten und des dritten Teilfilters Serienspulen aufweisen, die die
Bandbreite weiter vergrößern.
Figur 8 zeigt die Übertragungsfunktion des in Figur 7 mit den angegebenen Parametern dargestellten Filters anhand des Wertes S21. Das Filter weist eine Bandbreite von 50 MHz bei einer Mittenfrequenz von 840 MHz auf, was einer relativen Bandbreite θΠ Cd · 6 "6 entspricht. Die Übergangsbandbreite, innerhalb der die geforderte Sperrwirkung im Bereich der benachbarten Bänder, insbesondere des höher gelegenen RX- Bandes von Band 26 LTE erzielt wird, beträgt weniger als 5 MHz. Damit erfüllt das Ausführungsbeispiel alle Anforderungen an ein Band 26 TX-Filter, wie es der LTE-Standard fordert. Die Realisierung gelingt erstmals in SAW-Technik auf einem Lithiumniobat-Substrat . Weitere Verbesserungen sind
vorstellbar, wenn das Filter auf zwei unterschiedlichen piezoelektrischen Chipsubstraten aufgebaut wird, wobei das Substrat für erstes und drittes Teilfilter dann vorzugsweise einen höheren Kopplungskoeffizienten als das Substrat des zweiten Teilfilters aufweist.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel werden für die
Impedanzelemente der Figur 7 andere Werte gewählt. Die folgenden Tabellen geben die entsprechenden Werte in einem Ausführungsbeispiel an:
Figure imgf000023_0001
Schichtdicke H = hoch (high) , Schichtdicke L = niedrig
Figure imgf000023_0003
Figure imgf000023_0002
Figur 9 zeigt die Übertragungskurve S21 für das in Figur 7 dargestellte Filter mit den oben angegebenen Parametern, das auf einem Lithiumniobat 127,85° XY Substrat realisiert werden kann. Auch hier zeigt sich, dass eine hohe Bandbreite von 40 MHz bei einer Mittenfrequenz von 847 MHz erzielt werden kann, was einer relativen Bandbreite von ca. 4,7 % entspricht. Auch hier wird eine geringe Übergangsbandbreite im Bereich von 5 MHz erzielt. Mit den erzielten Spezifikationen ist das Filter für Band 20 LTE einsetzbar und weist demgegenüber sogar eine größere Bandbreite auf. Mit prinzipiell ähnlicher Verschaltung, jedoch anders gewählten Mittenfrequenzen lassen sich mit der Erfindung auch Filter für andere Bänder und insbesondere für TX-Bänder in beliebigen Mobilfunkstandards herstellen, die hohe
Anforderungen an Bandbreite und Übergangsbandbreite stellen.
Die Erfindung ist nicht auf die in den Ausführungsbeispielen dargestellten Ausführungsformen beschränkt. Die Erfindung umfasst alle Filter in Abzweigtechnik, bei denen drei
Teilfilter in Serie verschaltet sind und sich die Bandbreite des zweiten Teilfilters von der Bandbreite von erstem und drittem Teilfilter unterscheidet. Zwischen den beiden
Teilfiltern und zwischen den Teilfiltern und den äußeren Anschlüssen können weitere Elemente verschaltet sein. Die Maßnahmen zur Reduzierung oder Erhöhung der Bandbreite des jeweiligen Teilfilters können beliebig kombiniert werden.
Bezugs zeichenliste
A Masse- oder Festpotentialanschluss
Tl, T2 Anschluss
TF1, TF2, TF3 erstes bis drittes Teilfilter
RP paralleler Resonator
RS serieller Resonator
LS serielle Spule
CP Kapazität parallel zu Resonator
DS dielektrische Schicht
CHI, CH2 erster und zweiter Chip

Claims

Patentansprüche
1. Reaktanzfilter in Abzweigtechnik,
umfassend eine Serienschaltung eines ersten, zweiten und dritten Teilfilters,
umfassend seriell und parallel verschaltete
Impedanzelemente, wobei ein Impedanzelement einen Resonator, einen Resonator und eine Serienspule oder einen Resonator und eine Parallelkapazität umfasst - wobei jedes Teilfilter zumindest ein Impedanzelement umfasst
wobei jedes Impedanzelement eine Bandbreite aufweist, die durch seinen Pol-Nullstellenabstand ausgedrückt ist,
- wobei die Bandbreiten der Impedanzelemente durch
Bandbreitenmittel in den Teilfiltern unterschiedlich eingestellt sind.
2. Reaktanzfilter nach Anspruch 1,
bei dem die Bandbreiten aller Impedanzelemente des zweiten Teilfilters größer oder kleiner eingestellt sind als die Bandbreiten der Impedanzelemente des ersten und dritten Teilfilters .
3. Reaktanzfilter nach Anspruch 1 oder 2,
bei dem als Resonatoren mit akustischen Wellen arbeitende Resonatoren eingesetzt sind, die ausgewählt sind aus SAW, BAW und GBAW Resonatoren.
4. Reaktanzfilter nach einem der Ansprüche 1-3,
bei dem als Bandbreitenmittel zur Erhöhung der Bandbreite eines Impedanzelements eine Spule mit dem betreffenden
Resonator in Reihe geschaltet ist.
5. Reaktanzfilter nach einem der Ansprüche 1-4,
bei dem die Teilfilter auf zwei Substraten mit
unterschiedlicher elektromechanischer Kopplung ausgebildet sind, wobei zur Einstellung einer höheren Bandbreite der Impedanzelemente in einem Teilfilter das Substrat mit der höheren Kopplung für das entsprechende Teilfilter ausgewählt ist .
6. Reaktanzfilter nach einem der Ansprüche 1-5,
bei dem als Bandbreitenmittel zur Erniedrigung der Bandbreite eines Impedanzelements eine Kapazität parallel zum jeweiligen Resonator verschaltet ist.
7. Reaktanzfilter nach einem der Ansprüche 3-6,
bei dem als Bandbreitenmittel zur Einstellung der Bandbreite eine dielektrische Schicht über zumindest einem der mit akustischen Wellen arbeitenden Resonatoren der Teilfilter angeordnet ist, wobei die Schichtdicke der dielektrischen Schicht über dem zweiten Teilfilter anders gewählt ist als über erstem und drittem Teilfilter und die geringere
Schichtdicke den Wert Null aufweisen kann.
8. Reaktanzfilter nach Anspruch 7,
bei dem durch die dielektrische Schicht in einem der
Teilfilter eine niedrigere Bandbreite der Impedanzelemente eingestellt ist, indem sie dort eine höhere Steifigkeit als das piezoelektrische Substrat der Resonatoren und eine höhere Dicke als über einem anderen Teilfilter aufweist.
9. Reaktanzfilter nach einem der Ansprüche 1-8, bei dem als Resonatoren in den Impedanzelementen mit akustischen Wellen arbeitende Resonatoren eingesetzt sind
bei dem erstes und drittes Teilfilter auf einem ersten Chip ausgebildet sind
bei dem das zweite Teilfilter auf einem zweiten Chip ausgebildet ist
bei dem die Bandbreite der Impdanzelemente auf erstem und zweitem Chip unterschiedlich eingestellt ist, bei dem die beiden Chips auf einem gemeinsamen Schaltungsträger angeordnet sind,
bei dem die serielle Verschaltung der Teilfilter über elektrische Leiterabschnitte des Schaltungsträgers vorgenommen ist
bei dem die beiden Chips gemeinsam gehäust sind.
10. Reaktanzfilter nach einem der Ansprüche 1-9,
bei dem die Resonatoren der Impedanzelemente des oder der Teilfilter mit der niedrigeren Bandbreite BAW Resonatoren umfassen
bei dem die Resonatoren der Impedanzelemente des oder der Teilfilter mit der höheren Bandbreite SAW Resonatoren umfassen
bei dem die Teilfilter auf zwei unterschiedlichen Chips realisiert sind.
11. Reaktanzfilter nach einem der Ansprüche 9 oder 10, bei dem sich die beiden Chips in zumindest zwei Parametern unterscheiden, wobei die Parameter ausgewählt sind aus
Substratmaterial, Schnittwinkel des piezoelektrischen,
Materials, Material der dielektrischen Schicht und Schichtdicke der dielektrischen Schicht, die über den
Teilfiltern aufgebracht ist.
12. Reaktanzfilter nach einem der Ansprüche 1-11,
bei dem die Anzahl der Resonatoren in erstem und drittem
Teilfilter gleich ist und bei dem die Verschaltungsfolge der Resonatoren des gesamten Filters symmetrisch vorgenommen ist.
13. Reaktanzfilter nach einem der Ansprüche 1-12,
bei dem die Impedanzelemente des zweiten Teilfilters eine geringere Bandbreite aufweisen als die des dritten
Teilfilters .
14. Reaktanzfilter nach einem der Ansprüche 7-13,
bei dem als dielektrische Schicht eine S1O2 Schicht über den Resonatoren zumindest eines Teilfilters angeordnet ist.
15. Reaktanzfilter nach Anspruch 14,
bei dem über der S1O2 Schicht eine SiN Schicht als
Passivierungsschicht angeordnet ist.
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