KR20180012787A - 탄성파 필터, 멀티플렉서, 듀플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로, 및 통신장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 송신측 필터(10)는, 압전기판(50) 상에 형성된 기능 전극을 가지며, 송신 입력단자(11)와 안테나단자(31)의 사이에 서로 직렬로 접속된 5개의 직렬공진자(101~105)와, 병렬공진자(151~154)를 포함하고, 송신 입력단자(11)에 가장 가깝게 접속된 직렬공진자(101) 및 안테나단자(31)에 가장 가깝게 접속된 직렬공진자(105) 이외의 직렬공진자(102~104)의 반공진주파수와 공진주파수의 차이인 주파수 차이 Δf2, Δf3 및 Δf4는, 직렬공진자 (101 및 105)의 주파수 차이 Δf1 및 Δf5보다도 작으며, 직렬공진자(102~104)의 반공진주파수는, 직렬공진자(101 및 105)의 반공진주파수보다도 낮다.

Description

탄성파 필터, 멀티플렉서, 듀플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로, 및 통신장치
본 발명은, 탄성파 필터, 멀티플렉서(multiplexer), 듀플렉서(duplexer), 고주파 프론트 엔드 회로, 및 통신장치에 관한 것이다.
무선통신을 위한 주파수자원을 효율적으로 활용한다는 관점에서, 휴대전화기 등의 통신 대역으로서, 다양한 주파수 대역이 할당된다. 이에 대응하기 위하여, 통신기기 등의 RF(Radio Frequency)회로에 사용되는 대역 필터로서, 다양한 주파수 사양에 대응한 탄성표면파 필터가 설계 개발되어 실용화되고 있다.
특허문헌 1에는, 고주파 대역이면서 광대역폭에 적용 가능한 래더(ladder)형의 탄성표면파 소자가 개시되어 있다. 구체적으로는, 탄성표면파 소자는, 소정의 공진주파수를 가지는 병렬공진자(共振子)와, 상기 병렬공진자의 반(反)공진주파수에 대략 일치하는 공진주파수를 가지는 직렬공진자와, 병렬공진자에 직렬로 접속된 인덕턴스를 포함하고, 대역통과 필터를 구성하고 있다. 상기 병렬공진자 및 직렬공진자는, 압전기판 상에 형성된 IDT(Interdigital Transducer)전극에 의해 구성되어 있다. 특허문헌 1에 기재된 탄성표면파 소자에 의하면, 병렬공진자에 직렬로 인덕턴스를 부가함으로써, 공진자의 공진주파수와 반공진주파수의 차이를 크게 할 수 있고, 대역통과 필터의 광대역화가 가능하다고 되어 있다.
일본공개특허공보 평5-183380호
상술한 바와 같은 다양한 주파수사양에 대응하기 위해, 최근, 탄성표면파 소자를 이용한 안테나 듀플렉서, 및 고주파신호를 분파(分波)하는 멀티플렉서 등이 실용화되고 있다.
그러나, 넓은 대역폭이면서 좁은 인접 대역 간격을 가지는 최근의 주파수 규격에 대하여 탄성표면파 필터를 적용하려고 한 경우, 특허문헌 1에 기재된 종래의 래더형의 설계 수법으로는, 통과 대역의 삽입손실, 인접 대역의 억압도, 대역간 아이솔레이션(isolation) 및 임피던스 등의 원하는 사양을 충분히 만족시키는 것이 곤란해지고 있다. 여기서, 예를 들면, LTE(Long Term Evolution)규격의 Band25(송신 통과 대역: 1850-1915MHz, 수신 통과 대역: 1930-1995MHz)를 예시한다. 이 Band25와 같이, 보다 넓은 대역폭(65MHz)이면서 보다 좁은 송수신 대역 간격(15MHz)을 가지는 주파수 규격에 대하여, 탄성표면파 소자를 이용한 안테나 듀플렉서 또는 멀티플렉서를 적용하는 경우에는, 종래의 탄성표면파 소자의 설계 수법으로는 원하는 임피던스를 유지하면서 통과 대역 외에서의 통과 특성의 급준성(急峻性)을 얻을 수 없다는 과제를 가진다.
따라서, 본 발명은, 상기 과제를 해결하기 위해 행해진 것이며, 통과 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서 통과 대역 외에서의 통과 특성이 높은 급준성을 가지는 탄성파 필터, 멀티플렉서, 듀플렉서, 및 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 한 형태에 따르는 탄성파 필터는, 입력단자와 출력단자의 사이에 서로 직렬로 접속된 4 이상의 직렬공진자와, 상기 입력단자, 상기 출력단자 및 상기 4 이상의 직렬공진자의 접속 노드 중 어느 하나와 기준단자의 사이에 접속된 병렬공진자를 포함하고, 상기 4 이상의 직렬공진자 중, 상기 입력단자에 가장 가깝게 접속된 제1 직렬공진자 및 상기 출력단자에 가장 가깝게 접속된 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 반공진주파수와 공진주파수의 차이인 주파수 차이는, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자의 반공진주파수와 공진주파수의 주파수 차이보다도 작으며, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 반공진주파수는, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자의 반공진주파수보다도 낮다.
상기 구성에 따르면, 입력단자 및 출력단자에 최근 접하고 있는 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 반공진주파수를 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자의 반공진주파수보다도 저영역 측으로 시프트시키면서, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 주파수 차이를 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자의 주파수 차이보다도 작게 하고 있다. 이로써, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 공진주파수는 저영역으로 시프트하지 않으므로, 통과 대역 내의 임피던스 특성은 양호한 특성을 유지할 수 있다. 한편, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 반공진주파수를 통과 대역의 고영역단에 근접시킴으로써, 통과 대역의 고영역의 대역간 영역에서의 삽입손실의 급준성 및 아이솔레이션이 개선된다. 따라서, 통과 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서, 통과 대역의 고영역의 대역간 영역에서의 삽입손실이 높은 급준성을 실현할 수 있다.
또한, 상기 4 이상의 직렬공진자 및 상기 병렬공진자는, 압전체층을 포함하는 기판 상에 형성된 IDT전극을 가지고 있고, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 상기 IDT전극을 구성하는 복수의 전극 핑거의 반복 피치는, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자의 상기 IDT전극을 구성하는 복수의 전극 핑거의 반복 피치보다도 커도 된다.
이로써, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 파장을 크게 할 수 있고, 상기 직렬공진자의 반공진주파수를 상대적으로 낮게 하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 압전체층을 포함하는 기판은, 상기 IDT전극이 한 쪽면 상에 형성된 압전체층과, 상기 압전체층을 전파하는 탄성파 음속보다도 전파하는 벌크파 음속이 고속인 고음속 지지기판과, 상기 고음속 지지기판과 상기 압전체층의 사이에 배치되며, 상기 압전체층을 전파하는 탄성파 음속보다도 전파하는 벌크파 음속이 저속인 저음속막을 포함해도 된다.
제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 주파수 차이 Δf를, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자의 Δf보다도 작게 조정한 경우, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 Q값이 상정적(想定的)으로 작아지는 것이 상정된다. 그러나, 이러한 경우라도 압전기판의 상기 적층구조에 의하면, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 Q값을 높은 값으로 유지할 수 있다.
또한, 상기 4 이상의 직렬공진자는 5개의 직렬공진자이며, 상기 5개의 직렬공진자 중, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자 이외의 3개의 직렬공진자의 반공진주파수와 공진주파수의 차이인 주파수 차이는, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자의 반공진주파수와 공진주파수와의 주파수 차이보다도 작으며, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자 이외의 3개의 직렬공진자의 반공진주파수는, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자의 반공진주파수보다도 낮아도 된다.
또한, 본 발명의 한 형태에 따르는 멀티플렉서는, 소정의 주파수 대역을 선택적으로 통과시키는 대역통과 필터를 복수개 가지는 것에 의해 입력 신호를 분파하는 멀티플렉로서, 상기 복수의 대역통과 필터가 통과시키는 상기 주파수 대역은 각각 다르며, 상기 복수의 대역통과 필터의 각각의 일단(一端)은 공통 단자에 접속되며, 상기 복수의 대역통과 필터 중, 가장 높은 상기 주파수 대역을 가지는 대역통과 필터 이외의 대역통과 필터 중 적어도 하나가 상기 기재 중 어느 하나의 탄성파 필터이다.
이로써, 통과 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서, 상기 통과 대역의 고영역의 대역간 영역에서의 삽입손실이 높은 급준성을 가지는 멀티플렉서를 제공할 수 있다.
또한, 본 발명의 한 형태에 따르는 듀플렉서는, 송신측 필터와, 수신측 필터를 가지며, 상기 송신측 필터의 일단(一端)과, 상기 수신측 필터의 일단이 공통 접속되고, 안테나단자에 접속된 듀플렉서에서, 상기 송신측 필터 및 상기 수신측 필터 중, 통과시키는 주파수 대역이 낮은 쪽의 필터가, 상기 기재 중 어느 하나의 탄성파 필터이다.
이로써, 통과 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서, 상기 통과 대역의 고영역의 대역간 영역에서의 삽입손실이 높은 급준성을 가지는 듀플렉서를 제공하는 것이 가능해진다.
또한, 본 발명의 한 형태에 따르는 고주파 프론트 엔드 회로는, 상기 기재의 탄성파 필터, 상기 기재의 멀티플렉서, 또는 상기 기재의 듀플렉서와, 상기 탄성파 필터, 상기 멀티플렉서 또는 상기 듀플렉서에 접속된 증폭 회로를 포함한다.
이로써, 넓은 통과 대역이면서 좁은 인접 대역 간격을 가지는 주파수 규격에 대하여도, 통과 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서 통과 대역 외에서의 통과 특성이 높은 급준성을 가지는 탄성파 필터를 포함하는 고주파 프론트 엔드 회로를 제공하는 것이 가능해진다.
또한, 본 발명의 한 형태에 따르는 통신장치는, 안테나 소자로 송수신되는 고주파신호를 처리하는 RF신호 처리 회로와, 상기 안테나 소자와 상기 RF신호 처리 회로의 사이에서 상기 고주파신호를 전달하는 상기 기재의 고주파 프론트 엔드 회로를 포함한다.
이로써, 넓은 통과 대역이면서 좁은 인접 대역 간격을 가지는 주파수 규격에 대하여도, 통과 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서 통과 대역 외에서의 통과 특성이 높은 급준성을 가지는 탄성파 필터를 포함하는 통신장치를 제공하는 것이 가능해진다.
본 발명에 따르는 탄성파 필터에 의하면, 넓은 통과 대역이면서 좁은 인접 대역 간격을 가지는 주파수 규격에 대하여도, 통과 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서 통과 대역 외에서의 통과 특성이 높은 급준성을 가지는 탄성파 필터, 멀티플렉서 및 듀플렉서를 제공하는 것이 가능해진다.
도 1은 실시예에 따르는 듀플렉서의 회로구성도이다.
도 2는 실시예에 따르는 탄성표면파 필터의 공진자를 모식적으로 나타내는 평면도 및 단면도이다.
도 3은 실시예에 따르는 세로 결합형의 탄성표면파 필터의 전극구성을 나타내는 개략평면도이다.
도 4a는 실시예 및 비교예 1에 따르는 송신측 필터의 통과 특성을 비교한 그래프이다.
도 4b는 실시예 및 비교예 1에 따르는 송신 입력단자-수신 출력단자 간의 아이솔레이션 특성을 비교한 그래프이다.
도 4c는 실시예 및 비교예 1에 따르는 송신측 필터 안테나단자 측의 VSWR을 비교한 그래프이다.
도 4d는, 실시예 및 비교예 1에 따르는 송신측 필터의 송신 입력단자 측의 VSWR을 비교한 그래프이다.
도 5a는 실시예에 따르는 송신측 필터의 제1의 직렬공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 5b는 실시예에 따르는 송신측 필터의 제2의 직렬공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 5c는 실시예에 따르는 송신측 필터의 제3의 직렬공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 5d는 실시예에 따르는 송신측 필터의 제4의 직렬공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 5e는 실시예에 따르는 송신측 필터의 제5의 직렬공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 6a는 비교예 1에 따르는 송신측 필터의 제1의 직렬공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 6b는 비교예 1에 따르는 송신측 필터의 제2의 직렬공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 6c는 비교예 1에 따르는 송신측 필터의 제3의 직렬공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 6d는 비교예 1에 따르는 송신측 필터의 제4의 직렬공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 6e는 비교예 1에 따르는 송신측 필터의 제5의 직렬공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 7a는 실시예 및 비교예 2에 따르는 송신측 필터의 통과 특성을 비교한 그래프이다.
도 7b는 실시예 및 비교예 2에 따르는 송신 입력단자-수신 출력단자간의 아이솔레이션 특성을 비교한 그래프이다.
도 7c는 실시예 및 비교예 2에 따르는 송신측 필터 안테나단자 측의 VSWR을 비교한 그래프이다.
도 7d는 실시예 및 비교예 2에 따르는 송신측 필터의 송신 입력단자 측의 VSWR을 비교한 그래프이다.
도 8a는 실시예 및 비교예 3에 따르는 송신측 필터의 통과 특성을 비교한 그래프이다.
도 8b는 실시예 및 비교예 3에 따르는 송신 입력단자-수신 출력단자 간의 아이솔레이션 특성을 비교한 그래프이다.
도 8c는 실시예 및 비교예 3에 따르는 송신측 필터 안테나단자 측의 VSWR을 비교한 그래프이다.
도 8d는 실시예 및 비교예 3에 따르는 송신측 필터의 송신 입력단자 측의 VSWR을 비교한 그래프이다.
도 9a는 실시예 및 비교예 4에 따르는 송신측 필터의 통과 특성을 비교한 그래프이다.
도 9b는 실시예 및 비교예 4에 따르는 송신 입력단자-수신 출력단자 간의 아이솔레이션 특성을 비교한 그래프이다.
도 10은 실시예에 따르는 듀플렉서를 포함하는 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신장치의 회로구성도이다.
이하, 본 발명의 실시의 형태에 대해, 실시예 및 도면을 이용하여 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서 설명하는 실시예는, 모두 포괄적 또는 구체적인 예를 나타내는 것이다. 이하의 실시예에서 나타내는 수치, 형상, 재료, 구성요소, 구성요소의 배치 및 접속 형태 등은 일례이며, 본 발명을 한정하는 주지가 아니다. 이하의 실시예에서의 구성요소 중, 독립 청구항에 기재되어 있지 않은 구성요소에 대해서는 임의의 구성요소로서 설명된다. 또한, 도면에 나타내는 구성요소의 크기 또는 크기의 비는, 반드시 엄밀하지 않다.
(실시예)
[1. 듀플렉서의 기본구성]
본 실시예에서는, LTE(Time Division Long Term Evolution)규격의 Band25(송신 통과 대역: 1850-1915MHz, 수신 통과 대역: 1930-1995MHz)에 적용되는 안테나 듀플렉서에 대해 예시한다.
도 1은, 실시예에 따르는 듀플렉서(1)의 회로 구성도이다. 동 도면에 나타내는 바와 같이, 듀플렉서(1)는, 송신측 필터(10)와, 수신측 필터(20)와, 안테나단자(31)와, 인덕턴스소자(311)를 포함한다.
송신측 필터(10)는 송신 회로(RFIC 등)에서 생성된 송신파를 송신 입력단자(11)를 경유해서 입력하고, 상기 송신파를 송신 통과 대역에서 필터링해서 송신측 출력단자인 안테나단자(31)로 출력하는 비평형 입력-비평형 출력형의 대역통과 필터이다. 송신측 필터(10)는, 본 발명의 요부의 탄성파 필터이며, 래더형의 탄성표면파 필터이다. 송신측 필터(10)의 구성에 대해서는, 후술하는 송신측 필터의 구성에서 상세히 서술한다.
수신측 필터(20)는, 수신측 입력단자이기도 한 안테나단자(31)로부터 입력된 수신파를 입력하고, 상기 수신파를 수신 통과 대역에서 필터링해서 수신 출력단자(21)로 출력하는 비평형 입력-비평형 출력형의 대역 통과 필터이다. 수신측 필터(20)는, 예를 들면, 세로 결합형의 탄성표면파 필터부를 포함한다. 보다 구체적으로는, 수신측 필터(20)는, 세로 결합형 필터부(21A)와, 직렬공진자(201 및 202)와, 병렬공진자(251 및 252)로 구성되어 있다.
인덕턴스소자(311)는, 안테나단자(31)와 송신측 필터(10) 및 수신측 필터(20)의 접속점과의 사이에 마련된 임피던스 정합소자이다. 이로써, 안테나 소자와 송신측 필터(10) 및 수신측 필터(20)와의 임피던스 정합을 취하는 것이 가능해진다.
[2. 탄성표면파 공진자의 구조]
송신측 필터(10) 및 수신측 필터(20)의 구성요소인 공진자의 구조에 대해 설명한다.
도 2는 실시예에 따르는 탄성표면파 필터의 공진자를 모식적으로 나타내는 평면도 및 단면도이다. 동 도면에는, 송신측 필터(10) 및 수신측 필터(20)를 구성하는 복수의 공진자 중, 직렬공진자(101)의 구조를 나타내는 평면모식도 및 단면모식도가 예시되어 있다. 또한, 도 2에 나타낸 직렬공진자(101)는, 상기 복수의 공진자의 전형적인 구조를 설명하기 위한 것으로서, 전극을 구성하는 전극 핑거의 개수나 길이 등은 이것에 한정되지 않는다.
송신측 필터(10) 및 수신측 필터(20)의 각 공진자는, 압전체층(53)을 가지는 기판(50)과, 빗살형 형상을 가지는 IDT(InterDigital Transducer)전극(11a 및 11b)으로 구성되어 있다.
도 2의 평면도에 나타내는 바와 같이, 기판(50) 상에는, 서로 대향하는 한 쌍의 IDT전극(11a 및 11b)이 형성되어 있다. IDT전극(11a)은 서로 평행한 복수의 전극 핑거(110a)와, 복수의 전극 핑거(110a)를 접속하는 부스바(busbar) 전극(111a)으로 구성되어 있다. 또한, IDT전극(11b)은 서로 평행한 복수의 전극 핑거(110b)와, 복수의 전극 핑거(110b)를 접속하는 부스바 전극(111b)으로 구성되어 있다. 복수의 전극 핑거(110a 및 110b)는 X축 방향과 직교하는 방향을 따라 형성되어 있다.
또한, 복수의 전극 핑거(110a 및 110b), 및 부스바 전극(111a 및 111b)으로 구성되는 IDT전극(54)은, 도 2의 단면도에 나타내는 바와 같이, 밀착층(541)과 주전극층(542)의 적층구조가 되어 있다.
밀착층(541)은, 기판(50)과 주전극층(542)의 밀착성을 향상시키기 위한 층이며, 재료로서, 예를 들면, Ti가 이용된다. 밀착층(541)의 막두께는, 예를 들면, 12㎚이다.
주전극층(542)은 재료로서, 예를 들면, Cu를 1% 함유한 Al이 이용된다. 주전극층(542)의 막두께는, 예를 들면 162㎚이다.
보호층(55)은 IDT전극(11a 및 11b)을 덮도록 형성되어 있다. 보호층(55)은, 주전극층(542)을 외부환경에서 보호하고, 주파수 온도특성을 조정, 및 내습성을 높이는 등을 목적으로 하는 층이며, 예를 들면, 이산화 규소를 주성분으로 하는 막이다.
또한, 밀착층(541), 주전극층(542) 및 보호층(55)을 구성하는 재료는, 상술한 재료에 한정되지 않는다. 또한, IDT전극(54)은 상기 적층구조가 아니어도 된다. IDT전극(54)은 예를 들면, Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, Pd 등의 금속 또는 합금으로 구성되어도 되고, 또한, 상기의 금속 또는 합금으로 구성되는 복수의 적층체로 구성되어도 된다. 또한, 보호층(55)은 형성되어 있지 않아도 된다.
이어서, 기판(50)의 적층구조에 대해 설명한다.
도 2의 하단(下段)에 나타내는 바와 같이, 기판(50)은, 고음속 지지기판(51)과, 저음속막(52)과, 압전체층(53)을 포함하고, 고음속 지지기판(51), 저음속막(52) 및 압전체층(53)이 이 순서로 적층된 구조를 가지고 있다.
압전체층(53)은, 50°Y컷트 X전파 LiTaO3 압전 단결정 또는 압전 세라믹스(X축을 중심축으로 하여 Y축으로부터 50°회전한 축을 법선으로 하는 면에서 절단한 탄탈산리튬 단결정 또는 세라믹스로서, X축 방향으로 탄성표면파가 전파되는 단결정 또는 세라믹스)로 이루어진다. 압전체층(53)은, 예를 들면 두께가 600㎚이다.
고음속 지지기판(51)은 저음속막(52), 압전막체층(53) 및 IDT전극(54)을 지지하는 기판이다. 고음속 지지기판(51)은 또한, 압전체층(53)을 전파하는 표면파나 경계파의 탄성파보다도, 고음속 지지기판(51) 중의 벌크파의 음속이 고속이 되는 기판이며, 탄성표면파를 압전체층(53) 및 저음속막(52)이 적층되어 있는 부분에 가두고, 고음속 지지기판(51)보다 하방으로 누설되지 않도록 기능한다. 고음속 지지기판(51)은, 예를 들면 실리콘 기판이며, 두께는, 예를 들면 200㎛이다.
저음속막(52)은 압전체층(53)을 전파하는 탄성파의 음속보다도 저음속막(52) 중의 벌크파의 음속이 저속이 되는 막이며, 압전체층(53)과 고음속 지지기판(51)의 사이에 배치된다. 이 구조와, 탄성파가 본질적으로 저음속인 매질(媒質)에 에너지가 집중된다는 성질에 의해, 탄성표면파 에너지의 IDT전극 외측으로의 누설이 억제된다. 저음속막(52)은, 예를 들면 이산화 규소를 주성분으로 하는 막이며, 두께는, 예를 들면 670㎚이다.
기판(50)의 상기 적층구조에 의하면, 압전기판을 단층으로 사용하고 있는 종래의 구조와 비교하여, 공진주파수 및 반공진주파수에서의 Q값을 대폭 향상시키는 것이 가능해진다. 즉, Q값이 높은 탄성표면파 공진자를 구성할 수 있으므로, 상기 탄성표면파 공진자를 이용하여, 삽입손실이 작은 필터를 구성하는 것이 가능해진다.
또한, 후술하는 송신측 필터(10)의 양 단자에 접속된 직렬공진자(101 및 105)를 제외하는 직렬공진자(102~104)의 공진주파수와 반공진주파수의 주파수 차이 Δf를, 양 단자에 접속된 직렬공진자의 Δf보다도 작게 조정한 경우, 직렬공진자(102~104)의 Q값이 직렬공진자(101 및 105)의 Q값보다 작아지는 것이 상정된다. 그러나, 이러한 경우라도, 기판(50)의 상기 적층구조에 의하면, 직렬공진자(102~104)의 Q값을 높은 값으로 유지할 수 있다. 따라서, 넓은 통과 대역이면서 좁은 인접 대역 간격을 가지는 주파수 규격에 대하여도, 통과 대역 내의 저손실성 및 통과 대역 외에서의 높은 급준성을 가지는 탄성표면파 필터를 형성하는 것이 가능해진다.
또한, 고음속 지지기판(51)은, 지지기판과, 압전체층(53)을 전파하는 표면파나 경계파의 탄성파보다도 전파하는 벌크파의 음속이 고속이 되는 고음속막이 적층된 구조를 가지고 있어도 된다. 이 경우, 지지기판은, 사파이어, 리튬 탄탈레이트, 리튬 니오베이트, 수정 등의 압전체, 알루미나, 마그네시아, 질화규소, 질화알루미늄, 탄화규소, 지르코니아, 코어디어라이트, 뮬라이트, 스테아타이트, 고토감람석(forsterite) 등의 각종 세라믹, 유리 등의 유전체 또는 실리콘, 질화갈륨 등의 반도체 및 수지기판 등을 이용할 수 있다. 또한, 고음속막은, 질화알루미늄, 산화알루미늄, 탄화규소, 질화규소, 산질화규소, DLC막 또는 다이아몬드, 상기 재료를 주성분으로 하는 매질, 상기 재료의 혼합물을 주성분으로 하는 매질 등, 여러가지 고음속재료를 이용할 수 있다.
여기서, IDT전극의 설계 파라미터에 대해 설명한다. 탄성표면파 공진자의 파장이란, 도 2의 중단(中段)에 나타내는 IDT전극(11a 및 11b)을 구성하는 복수의 전극 핑거(110a 및 110b)의 반복 피치 λ로 규정된다. 또한, IDT전극의 교차폭 L은, 도 2의 상단(上段)에 나타내는 바와 같이, IDT전극(11a)의 전극 핑거(110a)와 IDT전극(11b)의 전극 핑거(110b)의 X축 방향에서 본 경우의 중복되는 전극 핑거길이이다. 또한, 듀티비는, 복수의 전극 핑거(110a 및 110b)의 라인 폭 점유율이며, 복수의 전극 핑거(110a 및 110b)의 라인 폭과 스페이스 폭의 가산값에 대한 상기 라인 폭의 비율이다. 보다 구체적으로는, 듀티비는, IDT전극(11a 및 11b)을 구성하는 전극 핑거(110a 및 110b)의 라인 폭을 W로 하고 이웃이 되는 전극 핑거(110a)와 전극 핑거(110b)의 사이의 스페이스 폭을 S로 한 경우, W/(W+S)로 정의된다.
[3. 송신측 필터의 회로 구성]
도 1에 나타내는 바와 같이, 송신측 필터(10)는 직렬공진자(101~105)와, 병렬공진자(151~154)와, 정합용의 인덕턴스소자(141 및161)와, 송신 입력단자(11)를 포함한다.
직렬공진자(101~105)는, 송신 입력단자(11)와 안테나단자(31)의 사이에 서로 직렬로 접속되어 있다. 또한, 병렬공진자(151~154)는 송신 입력단자(11), 안테나단자(31) 및 직렬공진자(101~105)의 각 접속점과 기준단자(그라운드)의 사이에 서로 병렬로 접속되어 있다. 직렬공진자(101~105) 및 병렬공진자(151~154)의 상기 접속 구성에 의해, 송신측 필터(10)는 래더형의 밴드패스 필터를 구성하고 있다. 또한, 인덕턴스소자(141)는 송신 입력단자(11)와 직렬공진자(101)의 사이에 접속되고, 인덕턴스소자(161)는 병렬공진자(152, 153 및 154)의 접속점과 기준단자의 사이에 접속되어 있다.
표 1에, 본 실시예에 따르는 송신측 필터(10)의 직렬공진자(101~105), 병렬공진자(151~154)의 설계 파라미터(피치 λ, 교차폭 L, IDT대수(對數) N, 듀티비 D)의 상세함을 나타낸다.
Figure pct00001
상기 표 1에 나타낸 각 공진자의 피치 λ는, 각 공진자의 파장이라 정의된다. 또한, 각 공진자의 용량은 표 1에 나타낸 설계 파라미터 및 압전기판(50)의 유전률 등에 의해 결정된다.
또한, 본 실시예에서는, 9개의 공진자에 의해 T형의 래더형 필터를 구성하고 있지만, π형의 래더형 필터를 구성해도 된다. 또한, 공진자의 수는 9개에 한정하지 않고, 직렬공진자는 4 이상이면 된다.
여기서, 송신 입력단자(11)에 가장 가깝게 접속된 직렬공진자(101)(제1 공진자)의 반공진주파수 fas1과 공진주파수 frs1의 주파수 차이(fas1-frs1)를 Δf1이라 정의한다. 또한, 안테나단자(31)에 가장 가깝게 접속된 직렬공진자(105)의 반공진주파수 fas5와 공진주파수 frs5의 주파수 차이(fas5-frs5)를 Δf5라 정의한다. 마찬가지로 하여, 직렬공진자(101 및 105) 이외의 직렬공진자(102, 103 및 104)의 반공진주파수(fas2, fas3 및 fas4)와 공진주파수(frs2, frs3 및 frs4)의 주파수 차이를 각각 Δf2(=fas2-frs2), Δf3(=fas3-frs3) 및 Δf4(=fas4-frs4)라 정의한다.
본 실시예에 따르는 송신측 필터(10)에서는, 이하의 관계식 (식 1) 및 (식 2)가 성립된다.
fas1, fas5＞fas2, fas3, fas4 (식 1)
Δf1, Δf5＞Δf2, Δf3, Δf4 (식 2)
즉, 송신 입력단자(11)에 가장 가깝게 접속된 직렬공진자(101) 및 안테나단자(31)에 가장 가깝게 접속된 직렬공진자(105) 이외의 모든 직렬공진자(102, 103 및 104)의 반공진주파수와 공진주파수의 차이인 주파수 차이 Δf2, Δf3 및 Δf4는, 직렬공진자(101 및 105)의 반공진주파수와 공진주파수의 주파수 차이 Δf1 및 Δf5보다도 작으며, 직렬공진자(102, 103 및 104)의 반공진주파수(fas2, fas3 및 fas4)는, 직렬공진자(101 및 105)의 반공진주파수(fas1 및 fas5)보다도 낮다.
또한, 상기 식 1을 실현하는 구성으로서, 직렬공진자(102, 103 및 104)의 파장을, 직렬공진자(101 및 105)의 파장보다도 크게 해도 된다. 즉, 직렬공진자(101~105)의 IDT전극을 구성하는 복수의 전극 핑거의 반복 피치를, 각각 λ1~λ5로 하면, 식 1에서의 관계를, 이하의 식 3이 되는 구성으로 실현해도 된다.
λ1, λ5＜λ2, λ3, λ4 (식 3)
이로써, 예를 들면, Band25와 같은 넓은 통과 대역이면서 좁은 인접 대역을 가지는 주파수 규격에 대하여도, 통과 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서 통과 대역 외에서의 통과 특성이 높은 급준성을 가지는 송신측 필터(10) 및 송신측 필터(10)를 포함하는 듀플렉서(1)를 제공하는 것이 가능해진다.
또한, 본 실시형태에서는, 직렬공진자(101 및 105)에 대하여, 직렬공진자(102~104)의 주파수 차이 Δf2, Δf3 및 Δf4를 작게 하는 설계 수법으로서, IDT전극의 위드드로얼 중량 부가(withdrawal weighting) 처리를 이용하고 있다. 또한, 주파수 차이 Δf를 작게 하는 수법으로는, IDT전극의 위드드로얼 중량 부가처리 외에, 공진자에 캐패시터를 병렬 접속하는 처리, 및 공진자의 전극막 두께나 듀티비를 변경하는 처리 등이 이용된다. 본 발명에 따르는 Δf의 조정 수단으로는, 상술한 어느 쪽의 처리를 이용해도 상기 효과가 얻어진다.
이하, 식 1~식 3과 같은 특징을 포함하는 송신측 필터(10) 및 듀플렉서(1)가, 통과 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서 통과 대역 외에서의 통과 특성이 높은 급준성을 가지는 것을 설명한다.
[4. 수신측 필터의 회로 구성]
도 1에 나타내는 바와 같이, 수신측 필터(20)는, 세로 결합형 필터부(21A)와, 직렬공진자(201 및 202) 및 병렬공진자(251)를 가지는 래더형 필터부와, 병렬공진자(252)를 가지는 트랩부로 구성되어 있다.
도 3은 실시예에 따르는 세로 결합형 필터부(21A)의 전극구성을 나타내는 개략평면도이다. 동 도면에 나타내는 바와 같이, 세로 결합형 필터부(21A)는, IDT(211~219)와, 반사기(220 및 221)와, 입력단자(22) 및 출력단자(23)를 포함한다.
IDT(211~219)는 각각, 서로 대향하는 한 쌍의 IDT전극으로 구성되어 있다. IDT(214 및 216)는 IDT(215)를 X축 방향으로 끼우도록 배치되고, IDT(213 및 217)는 IDT(214~216)를 X축 방향으로 끼우도록 배치되어 있다. 또한, IDT(212 및 218)는 IDT(213~217)를 X축 방향으로 끼우도록 배치되고, IDT(211 및 219)는IDT(212~218)를 X축 방향으로 끼우도록 배치되어 있다. 반사기(220 및 221)는 IDT(211~219)를 X축 방향으로 끼우도록 배치되어 있다. 또한, IDT(211, 213, 215, 217 및 219)는, 입력단자(22)와 기준단자(그라운드)의 사이에 병렬 접속되고, IDT(212, 214, 216 및 218)는 출력단자(23)와 기준단자의 사이에 병렬 접속되어 있다.
IDT(211~219), 직렬공진자(201 및 202), 및 병렬공진자(251 및 252)의 기본구조는, 도 2와 나타낸 것과 같다.
[5. 탄성표면파 필터의 동작 원리]
여기서, 본 실시형태에 따르는 래더형의 탄성표면파 필터의 동작 원리에 대해 설명한다.
도 1에 나타낸 병렬공진자(151~154)는, 각각, 공진특성에 있어서 공진주파수(frp) 및 반공진주파수 fap(＞frp)를 가지고 있다. 또한, 직렬공진자(101~105)는, 각각 공진특성에 있어서 공진주파수 frs 및 반공진주파수 fas(＞frs＞frp)를 가지고 있다. 또한, 직렬공진자(101~105)의 공진주파수 frs는 대략 일치되도록 설계되지만, 표 1에 나타낸 것과 같이 각 공진자의 설계 파라미터가 다르기 때문에, 반드시 일치하고 있지 않다. 또한, 직렬공진자(101~105)의 반공진주파수 fas, 병렬공진자(151~154)의 공진주파수 frp, 및 병렬공진자(151~154)의 반공진주파수 fap에 대해서도 마찬가지로, 반드시 일치하고 있지 않다.
래더형의 공진자에 의해 밴드패스 필터를 구성하는데 있어서, 병렬공진자(151~154)의 반공진주파수 fap와 직렬공진자(101~105)의 공진주파수 frs를 근접시킨다. 이로써, 병렬공진자(151~154)의 임피던스가 0에 근접하는 공진주파수 frp근방은, 저영역측 저지 영역이 된다. 또한, 이것보다 주파수가 증가하면, 반공진주파수 fap 근방에서 병렬공진자(151~154)의 임피던스가 높아지고, 또한 공진주파수 frs 근방에서 직렬공진자(101~105)의 임피던스가 0에 근접한다. 이로써, 반공진주파수 fap~공진주파수 frs의 근방에서는, 송신 입력단자(11)로부터 안테나단자(31)로의 신호 경로에서 신호 통과 영역이 된다. 또한, 주파수가 높아져, 반공진주파수 fas 근방이 되면, 직렬공진자(101~105)의 임피던스가 높아져, 고주파측 저지 영역이 된다. 즉, 직렬공진자(101~105)의 반공진주파수 fas를, 신호 통과 영역 외의 어느 곳에 설정할 것인지에 따라, 고주파측 저지 영역에서의 쇠퇴 특성의 급준성이 크게 영향을 미친다.
도 1 및 도 2에 나타낸 상기 구조 및 상기 동작 원리를 가지는 송신측 필터(10)에 있어서, 송신 입력단자(11)로부터 고주파신호가 입력되면, 송신 입력단자(11)와 기준단자의 사이에서 전위차가 생기고, 이로써, 압전기판(50)이 변형됨으로써 X 방향으로 전파하는 탄성표면파가 발생한다. 여기서, IDT전극(11a 및 11b)의 피치 λ와, 통과 대역의 파장을 대략 일치시켜 둠으로써, 통과시키고 싶은 주파수성분을 가지는 고주파신호만이 송신측 필터(10)를 통과한다.
이하, 본 실시예에 따르는 송신측 필터(10)의 주파수특성에 대해, 비교예에 따르는 송신파 필터와 비교하면서 설명한다.
[6-1. 실시예와 비교예 1의 특성비교]
도 4a는 실시예 및 비교예 1에 따르는 송신측 필터의 통과 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 4b는 실시예 및 비교예 1에 따르는 송신 입력단자(11)-수신 출력단자(21) 사이의 아이솔레이션 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 4c는 실시예 및 비교예 1에 따르는 송신측 필터 안테나단자 측의 VSWR을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 4d는 실시예 및 비교예 1에 따르는 송신측 필터의 송신단자 측의 VSWR을 나타내는 그래프이다.
도 4a~도 4d에 나타낸 비교예 1에 따르는 송신측 필터는, 도 1에 나타낸 래더형의 구성, 즉 5개의 직렬공진자와 4개의 병렬공진자를 가지고 있는 점은, 실시예에 따르는 송신측 필터(10)와 같지만, 각 공진자의 설계 파라미터가 다르다. 구체적으로는, 비교예 1에 따르는 송신측 필터는, 이하의 관계식을 만족시키도록 공진자의 설계 파라미터가 설정되어 있다.
fas71, fas72, fas73, fas75＞fas74 (식 4)
Δf71≒Δf72≒Δf73≒Δf74≒Δf75 (식 5)
또한, 비교예 1에 따르는 송신측 필터에 있어서, 송신 입력단자에 가까운 것으로부터, 직렬공진자(701, 702, 703, 704 및 705)로 한다. 또한, 직렬공진자(701~705)의 공진주파수를 각각 frs71~frs75로 하고, 반공진주파수를 각각 fas71~fas75로 한다. 또한, 직렬공진자(701~705)의 공진주파수 및 반공진주파수의 주파수 차이를 각각 Δf71~Δf75로 한다.
즉, 비교예 1에 따르는 송신측 필터에 있어서, 송신 입력단자 및 안테나단자의 어느 것에도 최근 접하고 있지 않은 직렬공진자(704)의 반공진주파수 fas74는, 그 밖의 4개의 직렬공진자의 반공진주파수 fas71, fas72, fas73 및 fas75보다도 낮다. 한편, 직렬공진자(702 및 703)의 반공진주파수 fas72 및 fas73은, 직렬공진자(701 및 705)의 반공진주파수 fas71 및 fas75와 같은 정도이거나 또는 높다. 또한, 5개의 직렬공진자의 주파수 차이 Δf71~Δf75는 대략 같다.
도 5a~도 5e는, 각각 실시예에 따르는 송신측 필터의 직렬공진자(101~105)의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 6a~도 6e는, 각각 비교예 1에 따르는 송신측 필터의 직렬공진자(701~705)의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다. 도 5a~도 5e 및 도 6a~도 6e에 나타낸 주파수특성의 그래프는, 송신측 필터의 통과 특성(좌측 세로축: S21)을 표시하고 있음과 함께, 각 직렬공진자의 임피던스 특성(우측 세로축: 20log|Z|)을 표시하고 있다.
도 6a 및 도 6e에 나타낸 직렬공진자(701 및705)의 반공진주파수 fas71 및 fas75와 비교하여, 도 6d에 나타낸 직렬공진자(704)의 반공진주파수 fas4만이 송신 대역의 고영역단에 근접하고 있다. 또한, 도 6a~도 6e에 나타낸 직렬공진자(701~705)의 주파수 차이 Δf71~Δf75는 대략 같다. 즉, 비교예 1에 따르는 송신측 필터에서는, 상기 식 4 및 식 5가 성립되어 있다.
비교예 1의 상기 구성에서는, 도 4a 및 도 4b에 나타내는 바와 같이, 송신 대역과 그 고주파측에 있는 수신 대역 사이의 송수신 대역간 영역 FA에 있어서, 송신 입력단자-수신 출력단자 간의 아이솔레이션(삽입손실)이 55Db를 클리어 할 수 있지 않다.
이에 대하여, 실시예에 따르는 송신측 필터(10)에서는, 도 5a 및 도 5e에 나타낸 직렬공진자(101 및 105)의 반공진주파수 fas1 및 fas5와 비교하여, 도 5b~도 5d에 나타낸 직렬공진자(102~104)의 반공진주파수 fas2~fas4는, 송신 대역의 고영역단에 근접하고 있다. 또한, 도 5b~도 5d에 나타낸 직렬공진자(102~104)의 주파수 차이 Δf2~Δf4는, 도 5a 및 도 5e에 나타낸 직렬공진자(101 및 105)의 주파수 차이 Δf1 및 Δf5보다도 작다. 즉, 실시예에 따르는 송신측 필터에서는, 상기 식 1 및 식 2가 성립되어 있다.
직렬공진자(102~104)의 반공진주파수 fas2~fas4를 송신 대역의 고영역단에 근접시킴으로써, 도 4a 및 도 4b에 나타내는 바와 같이, 송수신 대역간 영역 FA에서의 쇠퇴 특성의 급준성이 개선되어 있다. 구체적으로는, 송신 대역의 고영역(삽입손실이 2.5dB 이하가 되는 주파수)로부터 송수신 대역간 영역(아이솔레이션이 55dB가 되는 주파수)까지의 주파수 간격은, 비교예 1보다도 실시예 쪽이 약 1.6MHz 좁아져 있다.
송신 대역의 고영역측 영역에서 삽입손실의 급준성이 개선되어 있는 한편으로, 도 4c 및 도 4d에 나타내는 바와 같이, 안테나단자(31)(도 4c) 및 송신 입력단자(11)(도 4d)로부터 본 정재파비(VSWR)(定在波比; voltage standing wave ratio)는, 송신 대역내에서 양호한 값으로 유지되어 있다.
통과 대역에서의 원하는 삽입손실 및 원하는 임피던스를 확보한다는 관점에서, 송신 입력단자(11)에 접속된 직렬공진자(101) 및 안테나단자에 접속된 직렬공진자(105)의 용량이 결정된다. 이 경우, 직렬공진자(101 및 105)의 공진주파수 frs1 및 frs5는, 송신 대역의 중심주파수 근방이 되도록 설정된다. 만일, 직렬공진자(102~104)의 반공진주파수 fas2~fas4를, fas1 및 fas5에 비교해서 송신 대역의 고영역단에 근접시켜, Δf2~Δf4를 Δf1 및 Δf5와 동등하게 유지한 경우에는, 공진주파수 frs2~frs4가 송신 대역의 중심주파수로부터 저영역 측으로 시프트하는 것이 된다. 이 경우에는, 공진주파수의 저영역 시프트에 의해, 송신 대역 내의 임피던스 특성이 악화되어버린다. 이에 대하여, 본 실시예에 따르는 송신측 필터(10)에서는, 반공진주파수 fas2~fas4를 저영역 측으로 시프트시키면서, Δf2~Δf4를 작게 하고 있다. 이로써, 반공진주파수 fas2~fas4가 fas1 및 fas5보다도 저영역 측으로 시프트해도, 공진주파수 frs2~frs4는 저영역으로 시프트하지 않으므로, 송신 대역 내의 임피던스 특성은 유지할 수 있다. 즉, 본 실시예에 따르는 송신측 필터(10)는, 송신 대역내의 원하는 임피던스를 유지하면서, 인접하는 수신 대역과의 사이의 주파수영역에서의 삽입손실이 높은 급준성을 실현할 수 있다.
[6-2. 실시예와 비교예 2의 특성비교]
도 7a는, 실시예 및 비교예 2에 따르는 송신측 필터의 통과 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 7b는, 실시예 및 비교예 2에 따르는 송신 입력단자(11)-수신 출력단자(21) 간의 아이솔레이션 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 7c는 실시예 및 비교예 2에 따르는 송신측 필터 안테나단자 측의 VSWR을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 7d는 실시예 및 비교예 2에 따르는 송신측 필터의 송신단자 측의 VSWR을 나타내는 그래프이다.
도 7a~도 7d에 나타낸 비교예 2에 따르는 송신측 필터는, 도 1에 나타낸 래더형의 구성, 즉 5개의 직렬공진자와 4개의 병렬공진자를 가지고 있는 점은, 실시예에 따르는 송신측 필터(10)와 같지만, 각 공진자의 설계 파라미터가 다르다. 구체적으로는, 비교예 2에 따르는 송신측 필터는, 이하의 관계식을 만족시키도록 공진자의 설계 파라미터가 설정되어 있다.
fas81, fas85＞fas82, fas83, fas84 (식 6)
Δf81≒Δf82≒Δf83≒Δf84≒Δf85 (식 7)
또한, 비교예 2에 따르는 송신측 필터에 있어서, 송신 입력단자에 가까운 것으로부터, 직렬공진자(801, 802, 803, 804 및 805)로 한다. 또한, 직렬공진자(801~805)의 공진주파수를 각각 frs81~frs85로 하고, 반공진주파수를 각각 fas81~fas85로 한다. 또한, 직렬공진자(801~805)의 공진주파수 및 반공진주파수의 주파수 차이를 각각 Δf81~Δf85로 한다.
즉, 비교예 2에 따르는 송신측 필터에 있어서, 송신 입력단자 및 안테나단자의 어느 것에도 최근 접하고 있지 않은 직렬공진자(802~804)의 반공진주파수 fas82~fas84는, 직렬공진자(801 및805)의 반공진주파수 fas81 및 fas85보다도 낮다. 또한, 5개의 직렬공진자의 주파수 차이 Δf81~Δf85는 대략 같다.
비교예 2에 따르는 송신측 필터의 각 직렬공진자가 상기 식 6의 관계를 만족시킴으로써, 직렬공진자 802~804의 반공진주파수 fas82~fas84는 직렬공진자(801 및805)의 반공진주파수 fas81 및 fas85보다도, 송신 대역의 고영역단에 근접한다. 그러나, 도 7b에 나타내는 바와 같이, 수신 대역의 저영역단(1930MHz) 부근의 아이솔레이션은 개선되어 있지 않다.
한편, 비교예 2에 따르는 송신측 필터의 각 직렬공진자가 상기 식 6 및 식 7의 관계를 만족시킴으로써, 직렬공진자(802~804)의 공진주파수 frs82~frs84는, 송신 대역의 중심주파수로부터 저영역 측으로 시프트한다. 이로써, 도 7c 및 도 7d에 나타내는 바와 같이, 안테나단자(31)(도 7c) 및 송신 입력단자(11)(도 7d)로부터 본 정재파비(VSWR)는, 송신 대역 내에서 악화되고 있다. 즉, 공진주파수의 저영역 시프트에 의해, 송신 대역 내에서 임피던스 특성이 악화되어 버린다.
[6-3. 실시예와 비교예 3의 특성비교]
도 8a는 실시예 및 비교예 3에 따르는 송신측 필터의 통과 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 8b는 실시예 및 비교예 3에 따르는 송신 입력단자(11)-수신 출력단자(21) 간의 아이솔레이션 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 8c는 실시예 및 비교예 3에 따르는 송신측 필터 안테나단자 측의 VSWR을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 8d는 실시예 및 비교예 3에 따르는 송신측 필터의 송신단자 측의 VSWR을 나타내는 그래프이다.
도 8a~도 8d에 나타낸 비교예 3에 따르는 송신측 필터는, 도 1에 나타낸 래더형의 구성, 즉 5개의 직렬공진자와 4개의 병렬공진자를 가지고 있는 점은, 실시예에 따르는 송신측 필터(10)와 같지만, 각 공진자의 설계 파라미터가 다르다. 구체적으로는, 비교예 3에 따르는 송신측 필터는 이하의 관계식을 만족시키도록 공진자의 설계 파라미터가 설정되어 있다.
fas94, fas95＞fas91, fas92, fas93 (식 8)
Δf94, Δf95＞Δf91, Δf92, Δf93 (식 9)
또한, 비교예 3에 따르는 송신측 필터에 있어서, 송신 입력단자에 가까운 것부터 직렬공진자(901, 902, 903, 904 및 905)로 한다. 또한, 직렬공진자(901~905)의 공진주파수를 각각 frs91~frs95로 하고, 반공진주파수를 각각 fas91~fas95로 한다. 또한, 직렬공진자(901~905)의 공진주파수 및 반공진주파수의 주파수 차이를 각각 Δf91~Δf95로 한다.
즉, 비교예 3에 따르는 송신측 필터에 있어서, 송신 입력단자에 최근 접하고 있는 직렬공진자(901)를 포함하는 직렬공진자(901~903)의 반공진주파수 fas91~fas93은, 직렬공진자(904 및 905)의 반공진주파수 fas94 및 fas95보다도 낮다. 또한, 직렬공진자(901~903)의 주파수 차이 Δf91~Δf93은, 직렬공진자(904 및 905)의 주파수 차이 Δf94 및 Δf95보다도 작다. 즉, 비교예 3에 따르는 송신측 필터에서는, 상기 식 8 및 식 9가 성립되어 있다.
비교예 3에 따르는 송신측 필터의 각 직렬공진자가 상기 식 8의 관계를 만족시킴으로써, 직렬공진자(901~903)의 반공진주파수 fas91~fas93은, 직렬공진자(904 및 905)의 반공진주파수 fas94 및 fas95보다도, 송신 대역의 고영역단에 근접한다.
한편, 비교예 3에 따르는 송신측 필터의 각 직렬공진자가 상기 식 8 및 식 9의 관계를 만족시킴으로써, 직렬공진자(901~903)의 공진주파수 frs91~frs93은 송신 대역의 중심주파수 부근을 유지하고 있다. 그러나, 도 8c 및 도 8d에 나타내는 바와 같이, 안테나단자(31)(도 8c) 및 송신 입력단자(11)(도 8d)로부터 본 정재파비(VSWR)는, 송신 대역 내에서 악화되고 있다. 이것은, 송신 입력단자(11)에 최근 접하는 직렬공진자(901)의 Δf91을 작게 했기 때문에, 송신 입력단자에서의 임피던스가 악화되었기 때문이다. 즉, 송신 입력단자에 최근 접하는 직렬공진자(901)의 Δf91을, Δ94 및 Δ95보다도 작게 하면, 송신 대역 내에서 임피던스 특성이 악화되어 버린다.
[6-4. 실시예와 비교예 4의 특성비교]
도 9a는, 실시예 및 비교예 4에 따르는 송신측 필터의 통과 특성을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 9b는, 실시예 및 비교예 4에 따르는 송신 입력단자(11)-수신 출력단자(21) 간의 아이솔레이션 특성을 나타내는 그래프이다.
도 9a 및 도 9b에 나타낸 비교예 4에 따르는 송신측 필터는, 도 1에 나타낸 래더형의 구성, 즉 5개의 직렬공진자와 4개의 병렬공진자를 가지고 있는 점은, 실시예에 따르는 송신측 필터(10)와 같지만, 각 공진자의 설계 파라미터가 다르다. 구체적으로는, 비교예 4에 따르는 송신측 필터는, 이하의 관계식을 만족시키도록 공진자의 설계 파라미터가 설정되어 있다.
fas91, fas94, fas95＞fas92, fas93 (식 10)
Δf94, Δf95＞Δf91, Δf92, Δf93 (식 11)
또한, 비교예 4에 따르는 송신측 필터의 직렬공진자, 반공진주파수, 공진주파수 및 주파수 차이의 각 부호는, 비교예 3에 따르는 송신측 필터의 각 부호와 같다.
비교예 4에 따르는 송신측 필터는, 비교예 3에 따르는 송신측 필터와 비교하여, 송신 입력단자에서의 임피던스를 개선하기 위해, 비교예 3의 직렬공진자(901)의 주파수를 높게 한 것이다. 즉, 직렬공진자(901)의 반공진주파수 fas91을, 비교예 3보다도 높게 한 것이다.
비교예 4에 따르는 각 직렬공진자의 상기 구성에 의해, 특히 송신 입력단자에서의 임피던스를 개선할 수 있다. 그러나, 도 9a 및 도 9b에 나타내는 바와 같이, 송수신 대역간 영역에서의 삽입손실의 급준성 및 아이솔레이션이 악화되어 버린다. 즉, 비교예 4에 따르는 송신측 필터의 구성에서는, 송신 대역 내의 원하는 임피던스, 및 송신 대역보다 고영역에서의 원하는 급준성을 양립시킬 수는 없다.
[6-5. 실시예 및 비교예의 정리]
표 2에 실시예 및 비교예 1~4에 따르는 송신측 필터의 반공진주파수 및 주파수 차이의 관계를 정리한 결과를 나타낸다.
Figure pct00002
상기 표 2에 있어서, 송신 입력단자 및 안테나단자에 최근 접하는 기준의 직렬공진자의 반공진주파수 fas보다도 낮게 설정된 반공진주파수 fas에는 "＞"를 붙이고 있다. 또한, 송신 입력단자 및 안테나단자에 최근 접하는 기준의 직렬공진자의 기준의 주파수 차이 Δf보다도 작게 설정된 주파수 차이 Δf에는 "＞"를 붙이고 있다.
비교예 1에서는, 송수신 대역간 영역에서, 원하는 아이솔레이션을 만족할 수 없다.
비교예 2에서는, 공진주파수 frs82~frs84가, 송신 대역의 중심주파수로부터 저영역 측으로 시프트한다. 이로써, 안테나단자 및 송신 입력단자로부터 본 정재파비(VSWR)가, 송신 대역 내에서 악화된다.
비교예 3에서는, 반공진주파수 fas91~fas93이 송신 대역의 고영역단에 근접함과 함께, 공진주파수 frs91~frs93이 송신 대역의 중심주파수 부근을 유지하고 있다. 그러나, 송신 입력단자에 최근 받는 직렬공진자(901)의 Δf91을 작게 했기 때문에, 송신 입력단자에서의 임피던스가 악화된다.
비교예 4에서는, 비교예 3에서의 송신 입력단자에서의 임피던스를 개선하기 위해, 직렬공진자(901)의 주파수를 높게 하고 있다. 이로써, 송신 입력단자에서의 임피던스를 개선할 수 있지만, 송수신 대역간 영역에서의 삽입손실의 급준성 및 아이솔레이션이 악화되어 버린다.
즉, 비교예 1~4에 따르는 송신측 필터에 의하면, 통과 대역의 고영역측에서의 통과 특성의 급준성을 좋게 하기 위해 복수의 직렬공진자의 반공진점을 통과 대역의 고영역단에 근접하면, 주파수 차이 Δf가 지나치게 크기 때문에 공진주파수가 통과 대역 내의 저영역 측으로 시프트된다. 이로써, 임피던스가 악화된다. 또한, 통과 대역의 고영역 측에서의 통과 특성의 급준성을 개선하기 위해, 송신 입력단자에 최근 접하는 직렬공진자의 반공진주파수 및 주파수 차이 Δf를 조정하면, 임피던스가 악화된다.
이에 대하여, 본 실시예에 따르는 송신측 필터(10)에서는, 송신 입력단자(11) 및 안테나단자(31)에 최근 접하고 있는 직렬공진자(101 및 105) 이외의 직렬공진자(102~104)의 반공진주파수 fas2~fas4를 fas1 및 fas5보다도 저영역 측으로 시프트시키면서, Δf2~Δf4를 Δf1 및 Δf5보다도 작게 하고 있다. 이로써, 공진주파수 frs2~frs4는 저영역으로 시프트하지 않으므로, 송신 대역 내의 임피던스 특성은 원하는 특성을 유지할 수 있다. 한편, 반공진주파수 fas2~fas4를 송신 대역의 고영역단에 근접시킴으로써, 송신 대역의 고영역 측에서의 송수신 대역간 영역 FA에서의 삽입손실의 급준성 및 아이솔레이션이 개선된다. 즉, 본 실시예에 따르는 송신측 필터(10)는, 송신 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서, 인접하는 수신 대역과의 사이의 주파수영역에서의 삽입손실이 높은 급준성을 실현할 수 있다.
이상과 같이, 본 실시의 형태에 따르는 송신측 필터(10)는, 압전기판(50) 상에 형성된 IDT전극을 가지고, 송신 입력단자(11)와 안테나단자(31)의 사이에 서로 직렬로 접속된 5개의 직렬공진자(101~105)와, 압전기판(50) 상에 형성된 IDT전극을 가지는 병렬공진자(151~154)를 포함한다. 여기서, 송신 입력단자(11)에 가장 가깝게 접속된 직렬공진자(101) 및 안테나단자(31)에 가장 가깝게 접속된 직렬공진자(105) 이외의 모든 직렬공진자(102~104)의 주파수 차이 Δf2~Δf4는, 직렬공진자(101 및 105)의 주파수 차이 Δf1 및 Δf5보다도 작으며, 직렬공진자(102~104)의 반공진주파수 fas2~fas4는, 직렬공진자(101 및 105)의 반공진주파수(fas1 및 fas5)보다도 낮다.
또한, 직렬공진자(102~104)의 IDT전극을 구성하는 복수의 전극 핑거의 반복 피치 λ2~λ4는, 직렬공진자(101 및 105)의 IDT전극을 구성하는 복수의 전극 핑거의 반복 피치 λ1 및 λ5보다도 커도 된다.
또한, 본 실시형태에 따르는 송신측 필터(탄성파 필터)는, 직렬공진자를 5개 포함하는 구성에 한정되지 않고, 4 이상의 직렬공진자를 포함하고 있으면 되고, 상기 4 이상의 직렬공진자 중, 입력단자에 가장 가깝게 접속된 제1 직렬공진자 및 출력단자에 가장 가깝게 접속된 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 Δf는, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자의 Δf보다도 작으며, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 반공진주파수 fas는, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자의 반공진주파수 fas보다도 낮으면 된다. 이 구성에 의해, 본 실시예에 따르는 송신측 필터(10)와 같은 효과가 발휘된다.
또한, 소정의 주파수 대역을 선택적으로 통과시키는 대역통과 필터를 복수개 가지는 것에 의해 입력 신호를 분파하는 멀티플렉서로서, 복수의 대역통과 필터가 통과시키는 주파수 대역은 각각 다르며, 상기 복수의 대역통과 필터의 각각의 일단은 공통 단자에 접속되고, 상기 복수의 대역통과 필터 중, 가장 높은 주파수 대역을 가지는 대역통과 필터 이외의 대역통과 필터 중 적어도 하나가 실시예에 따르는 송신측 필터(10)의 특성을 가지는 대역통과 필터여도 된다.
또한, 송신측 필터 및 수신측 필터 중 통과시키는 주파수 대역이 낮은 쪽의 필터가, 실시예에 따르는 송신측 필터(10)의 특성을 가지는 대역통과 필터인 듀플렉서이어도 된다.
[6-6. 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신장치의 구성]
여기서, 상기 실시예에 따르는 듀플렉서(1)를 포함하는 고주파 프론트 엔드 회로(60) 및 통신장치(70)에 대해 설명한다.
도 10은, 실시예에 따르는 듀플렉서(1)를 포함하는 고주파 프론트 엔드 회로(60) 및 통신장치(70)의 회로 구성도이다. 동 도면에는, 고주파 프론트 엔드 회로(60)와, 안테나 소자(2)와, RF신호 처리 회로(RFIC)(3)와, 베이스밴드 신호처리회로(BBIC)(4)가 나타나 있다.
고주파 프론트 엔드 회로(60)와, RF신호처리회로(3)와, 베이스밴드 신호처리회로(4)는, 통신장치(70)를 구성하고 있다.
고주파 프론트 엔드 회로(60)는, 듀플렉서(1)와, 파워 앰프 회로(41)와, 로우 노이즈 앰프 회로(42)를 포함한다.
파워 앰프 회로(41)는, RF신호처리회로(3)로부터 출력된 고주파송신 신호를 증폭하여, 송신 입력단자(11), 송신측 필터(10), 및 안테나단자(31)를 경유해서 안테나 소자(2)에 출력하는 송신 증폭회로이다.
로우 노이즈 앰프 회로(42)는, 안테나 소자(2), 안테나단자(31) 및 송신측 필터(20)를 경유한 고주파신호를 증폭하여, RF신호처리회로(3)에 출력하는 수신 증폭회로이다.
RF신호처리회로(3)는, 안테나 소자(2)로부터 수신 신호 경로를 통해 입력된 고주파수신 신호를, 다운 컨버트(down convert) 등에 의해 신호 처리하고, 상기 신호 처리해서 생성된 수신 신호를 베이스밴드 신호처리회로(4)에 출력한다. 또한, RF신호처리회로(3)는, 베이스밴드 신호처리회로(4)로부터 입력된 송신 신호를 업 컨버트 등에 의해 신호 처리하고, 상기 신호 처리해서 생성된 고주파송신 신호를 파워 앰프 회로(31)에 출력한다. RF신호처리회로(3)는, 예를 들면, RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit)이다.
베이스밴드 신호처리회로(4)로 처리된 신호는, 예를 들면, 화상신호로서 화상표시를 위해, 또는, 음성신호로서 통화를 위해 사용된다.
또한, 고주파 프론트 엔드 회로(60)는, 듀플렉서(1), 파워 앰프 회로(41), 및 로우 노이즈 앰프 회로(42)의 사이에, 다른 회로 소자를 포함하고 있어도 된다.
상기 구성에 의하면, 넓은 통과 대역이면서 좁은 인접 대역 간격을 가지는 주파수 규격에 대하여도, 통과 대역 내의 원하는 임피던스를 유지하면서 통과 대역 외에서의 통과 특성이 높은 급준성을 가지는 탄성파 필터를 포함하는 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신장치를 제공하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 설명에서는, 듀플렉서를 예로 설명했지만, 본 발명은, 예를 들면, 3개의 필터 안테나단자가 공통화된 트리플렉서(triplexer)나, 4개의 필터 안테나단자가 공통화된 쿼드플렉서(quadplexer)에 대해서도 적용할 수 있다. 즉, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신장치는, 2 이상의 필터를 포함하고 있으면 좋다.
또한, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신장치는, 송신 필터 및 수신 필터의 쌍방을 포함하는 구성에 한정하지 않고, 송신 필터만, 또는, 수신 필터만을 포함하는 구성이어도 상관없다.
또한, 통신장치(70)는, 고주파신호의 처리 방식에 따라, 베이스밴드 신호처리회로(4)를 포함하고 있지 않아도 된다.
(7. 기타의 변형예 등)
이상, 본 발명의 실시형태에 따르는 탄성 표면파 필터, 멀티플렉서 및 듀플렉서에 대해, 실시예를 들어서 설명했지만, 본 발명은, 상기 실시예에는 한정되지 않는다. 예를 들면, 상기 각 실시예에 다음과 같은 변형을 실시한 형태도, 본 발명에 포함될 수 있다.
예를 들면, 실시예에 따르는 기판(50)의 압전체층(53)은, 50°Y컷트 X전파LiTaO3 단결정을 사용한 것이지만, 단결정재료의 컷트각은 이것에 한정되지 않는다. 즉, LiTaO3 단결정을 압전체층으로서 이용하고, 상기 식 1 및 식 2를 만족시키는 탄성표면파 필터의 압전체층의 컷트각은, 50°Y인 것에 한정되지 않는다. 상기 이외의 컷트각을 가지는 LiTaO3 압전체층을 이용한 탄성표면파 필터이더라도, 동일한 효과를 발휘하는 것이 가능해진다. 또한, 상기 압전체층은, LiNbO3 등의 다른 압전 단결정으로 이루어지는 것이어도 된다. 또한, 본 발명에 있어서, 기판(50)으로서는, 압전체층(53)을 가지는 한, 전체가 압전체층으로 이루어지는 것 외, 지지기판 상에 압전체층이 적층되어 있는 구조를 이용해도 된다.
또한, 상기 실시형태에서는, IDT전극을 가지는 탄성표면파 필터를 예시했지만, 본 발명에 따르는 탄성파 필터는, 탄성표면파 필터에 한정되지 않고, 직렬공진자 및 병렬공진자로 구성되는 탄성경계파나 BAW(Bulk Acoustic Wave)를 이용한 탄성파 필터여도 된다. 이로써도, 상기 실시형태에 따르는 탄성표면파 필터가 가지는 효과와 같은 효과가 발휘된다.
또한, 상기 실시예에서는, 송신측 필터(10)를 본 발명의 요부로서 설명했지만, 본 발명의 내용은 수신측 필터(20)로 이용되어도 된다. 이 경우에는, 수신측 필터(20)가, 입력단자와 출력단자의 사이에 서로 직렬로 접속된 4 이상의 직렬공진자와, 입력단자, 출력단자 및 상기 4 이상의 직렬공진자의 접속 노드 중 어느 하나와 기준단자의 사이에 접속된 병렬공진자를 포함하고, 상기 4 이상의 직렬공진자 중, 입력단자에 가장 가깝게 접속된 제1 직렬공진자 및 출력단자에 가장 가깝게 접속된 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 반공진주파수와 공진주파수의 차이인 주파수 차이는, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자의 반공진주파수와 공진주파수의 주파수 차이보다도 작으며, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 반공진주파수는, 제1 직렬공진자 및 제2 직렬공진자의 반공진주파수보다도 낮다는 특징을 가진다.
본 발명은, 넓은 대역폭 및 좁은 밴드 간격의 주파수 규격에 적용할 수 있는 탄성파 필터, 멀티플렉서 및 듀플렉서로서, 휴대전화 등의 통신기기에 널리 이용할 수 있다.
1: 듀플렉서
2: 안테나 소자
3: RF신호 처리 회로(RFIC)
4: 베이스밴드 신호 처리 회로(BBIC)
10: 송신측 필터
11: 송신 입력단자
11a, 11b, 54: IDT전극
20: 수신측 필터
21: 수신 출력단자
21A: 세로 결합형 필터부
22: 입력단자
23: 출력단자
31: 안테나단자
41: 파워 앰프 회로
42: 로우 노이즈 앰프 회로
50: 기판
51: 고음속 지지기판
52: 저음속막
53: 압전체층
55: 보호층
60: 고주파 프론트 엔드 회로
70: 통신장치
101, 102, 103, 104, 105, 201, 202, 701, 702, 703, 704, 705, 801, 802, 803, 804, 805, 901, 902, 903, 904, 905: 직렬공진자
110a, 110b: 전극 핑거
111a, 111b: 부스바 전극
141, 161, 311: 인덕턴스 소자
151, 152, 153, 154, 251, 252: 병렬공진자
211, 212, 213, 214, 215, 216, 217, 218, 219: IDT
220, 221: 반사기
541: 밀착층
542: 주전극층

Claims (8)

  1. 입력단자와 출력단자의 사이에 서로 직렬로 접속된 4 이상의 직렬공진자(共振子)와,
    상기 입력단자, 상기 출력단자 및 상기 4 이상의 직렬공진자의 접속 노드 중 어느 하나와 기준단자의 사이에 접속된 병렬공진자를 포함하고,
    상기 4 이상의 직렬공진자 중, 상기 입력단자에 가장 가깝게 접속된 제1 직렬공진자 및 상기 출력단자에 가장 가깝게 접속된 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 반(反)공진주파수와 공진주파수의 차이인 주파수 차이는, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자의 반공진주파수와 공진주파수의 주파수 차이보다도 작으며, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 반공진주파수는, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자의 반공진주파수보다도 낮은 것을 특징으로 하는 탄성파 필터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 4 이상의 직렬공진자 및 상기 병렬공진자는 압전체층을 포함하는 기판 상에 형성된 IDT전극을 가지고 있으며,
    상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자 이외의 모든 직렬공진자의 상기 IDT전극을 구성하는 복수의 전극 핑거의 반복 피치는 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자의 상기 IDT전극을 구성하는 복수의 전극 핑거의 반복 피치보다도 큰 것을 특징으로 하는 탄성파 필터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 압전체층을 포함하는 기판은
    상기 IDT전극이 한 쪽면 상에 형성된 압전체층과,
    상기 압전체층을 전파하는 탄성파 음속보다도 전파하는 벌크파 음속이 고속인 고음속 지지기판과,
    상기 고음속 지지기판과 상기 압전체층의 사이에 배치되어, 상기 압전체층을 전파하는 탄성파 음속보다도 전파하는 벌크파 음속이 저속인 저음속막을 포함하는 것을 특징으로 하는 탄성파 필터.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 4 이상의 직렬공진자는 5개의 직렬공진자로서,
    상기 5개의 직렬공진자 중, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자 이외의 3개의 직렬공진자의 반공진주파수와 공진주파수의 차이인 주파수 차이는, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자의 반공진주파수와 공진주파수의 주파수 차이보다도 작으며, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자 이외의 3개의 직렬공진자의 반공진주파수는, 상기 제1 직렬공진자 및 상기 제2 직렬공진자의 반공진주파수보다도 낮은 것을 특징으로 하는 탄성파 필터.
  5. 소정의 주파수 대역을 선택적으로 통과시키는 대역통과 필터를 복수개 가지는 것에 의해 입력 신호를 분파하는 멀티플렉서(multiplexer)로서,
    상기 복수의 대역통과 필터가 통과시키는 상기 주파수 대역은 각각 다르며, 상기 복수의 대역통과 필터의 각각의 일단(一端)은 공통 단자에 접속되고,
    상기 복수의 대역통과 필터 중, 가장 높은 상기 주파수 대역을 가지는 대역통과 필터 이외의 대역통과 필터 중 적어도 하나가 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 기재된 탄성파 필터인 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
  6. 송신측 필터와, 수신측 필터를 가지며, 상기 송신측 필터의 일단과, 상기 수신측 필터의 일단이 공통 접속되어, 안테나단자에 접속된 듀플렉서(duplexer)에 있어서,
    상기 송신측 필터 및 상기 수신측 필터 중, 통과시키는 주파수 대역이 낮은 쪽의 필터가 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 기재된 탄성파 필터인 것을 특징으로 하는 듀플렉서.
  7. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 기재된 탄성파 필터, 제5항에 기재된 멀티플렉서 또는 제6항에 기재된 듀플렉서와,
    상기 탄성파 필터, 상기 멀티플렉서 또는 상기 듀플렉서에 접속된 증폭 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 프론트 엔드 회로.
  8. 안테나 소자로 송수신되는 고주파신호를 처리하는 RF신호 처리 회로와,
    상기 안테나 소자와 상기 RF신호 처리 회로의 사이에서 상기 고주파신호를 전달하는 제7항에 기재된 고주파 프론트 엔드 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신장치.
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