WO2010122786A1 - アンテナ共用器 - Google Patents

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WO2010122786A1
WO2010122786A1 PCT/JP2010/002862 JP2010002862W WO2010122786A1 WO 2010122786 A1 WO2010122786 A1 WO 2010122786A1 JP 2010002862 W JP2010002862 W JP 2010002862W WO 2010122786 A1 WO2010122786 A1 WO 2010122786A1
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resonator
filter
antenna duplexer
series resonator
electromechanical coupling
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PCT/JP2010/002862
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西村和紀
治部徹
鶴成哲也
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パナソニック株式会社
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    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6479—Capacitively coupled SAW resonator filters

Definitions

  • the present invention relates to an antenna duplexer having a transmission filter and a reception filter.
  • an antenna duplexer has two filters (a transmission filter and a reception filter) to demultiplex a transmission band signal and a reception band signal adjacent to the high band side.
  • a ladder filter in which a series resonator and a parallel resonator are connected in a ladder shape is employed as the transmission filter.
  • Band 8 defined in 3GPP (3 rd Generation Partnership Project) is the interval of the transmission band and the reception band (Expressed in fractional bandwidth 1.09%) (cross-band) is 10 MHz. This is very narrow compared with 20 MHz (specific band: 2.33%), which is the interval between the Band 5 transmission band and the reception band, which is often used in the conventional antenna duplexer. Therefore, as a transmission filter, a technique is known in which IDT (Inter Digital Transducer) of a resonator in the transmission filter is weighted in order to ensure steepness corresponding to this narrow cross band.
  • IDT Inter Digital Transducer
  • Patent Document 1 is known as prior art document information related to the invention of this application.
  • this Patent Document 1 aims at narrowing the band, and there is no method for realizing a wideband antenna duplexer having a bandwidth as high as 35 MHz (specific bandwidth: 3.9%) like Band8. Not disclosed.
  • An object of the present invention is to achieve both a steepness in the cross band and a reduction in loss in the transmission passband in the transmission filter of the antenna duplexer.
  • An antenna duplexer is an antenna duplexer having a first filter that passes a signal in a first frequency band and a second filter that passes a signal in a second frequency band higher than the first frequency band.
  • the first filter includes a ladder type filter including a first series resonator and a second series resonator having an antiresonance frequency point higher than the antiresonance frequency of the first series resonator, and the electromechanical coupling coefficient of the first series resonator Is smaller than the electromechanical coupling coefficient of the second series resonator.
  • the steepness in the cross band is improved by reducing the electromechanical coupling coefficient of the first series resonator having a relatively low antiresonance frequency that greatly affects the steepness. be able to.
  • the passband width is widened, and loss in a wide transmission passband is suppressed. Can do.
  • the antenna duplexer of the present invention can achieve both steepness in the crossband and reduction in loss in the transmission passband.
  • FIG. 1 is a circuit schematic diagram of an antenna duplexer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of the frequency characteristics of the antenna duplexer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a resonator structure provided with electromechanical coupling coefficient reducing means in the antenna duplexer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing a resonator structure that is not subjected to electromechanical coupling coefficient reduction means in the antenna duplexer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit schematic diagram of an antenna duplexer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of the frequency characteristics of the antenna duplexer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a resonator structure provided with electromechanical coupling coefficient reducing means in the antenna duplexer according to Embodi
  • FIG. 5 is a diagram showing a resonator structure provided with means for reducing the electromechanical coupling coefficient of the antenna duplexer according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing a resonator structure provided with means for reducing the electromechanical coupling coefficient of the antenna duplexer according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing a resonator structure provided with means for reducing the electromechanical coupling coefficient of the antenna duplexer according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram showing a resonator structure provided with means for reducing the electromechanical coupling coefficient of the antenna duplexer according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing a resonator structure provided with means for reducing the electromechanical coupling coefficient of the antenna duplexer according to the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing a resonator structure provided with means for reducing the electromechanical coupling coefficient of the antenna duplexer according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a resonator structure provided with means for reducing the electromechanical coupling coefficient of the antenna duplexer according to the eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram showing a resonator structure provided with means for reducing the electromechanical coupling coefficient of the antenna duplexer according to the ninth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing a resonator structure provided with means for reducing the electric coupling coefficient of the antenna duplexer according to the tenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram comparing the characteristics of the present invention and a conventional example.
  • FIG. 1 is a circuit schematic diagram of an antenna duplexer for Band 8 in the first embodiment.
  • an antenna duplexer 1 includes a first filter 3 and a reception filter which are formed on, for example, a lithium tantalate piezoelectric substrate (not shown) and are respectively connected to an antenna terminal 2.
  • the duplexer includes a second filter 4.
  • the first filter 3 passes a signal in the first frequency band, which is a transmission band of 880 MHz to 915 MHz, and the second filter 4 is 925 MHz to higher than the first frequency band.
  • the first filter 3 is a ladder filter, and includes an input terminal 5, a first series resonator 6, a second series resonator 7, and a third series resonator 8 that are connected in series from the input terminal 5 to the antenna terminal 2 in order.
  • a fourth series resonator 9 and a fifth series resonator 10 are provided.
  • the first filter 3 includes a first parallel resonator 11 connected in parallel between the first series resonator 6 and the second series resonator 7, a third series resonator 8, and a fourth series resonance.
  • Table 1 shows the resonance frequency, antiresonance frequency, capacitance, and electromechanical coupling coefficient of the resonator constituting the first filter 3 according to the first embodiment of the present invention.
  • the electromechanical coupling coefficient in (Table 1) is calculated from the resonance frequency and anti-resonance frequency of the resonator by the following formula (Equation 1).
  • the second filter 4 includes, for example, a sixth series resonator 14 connected to the antenna terminal 2, a first multimode elastic wave filter 15, a second multimode elastic wave filter 16, and a third multimode elastic wave filter 17.
  • the first multimode elastic wave filter 15 and the second multimode elastic wave filter 16 are branched from the sixth series resonator 14 and connected.
  • the third multimode elastic wave filter 17 is connected to the first multimode elastic wave filter 15 and the second multimode elastic wave filter 16, respectively.
  • the second filter 4 includes output terminals 18 and 19 connected to the third multimode acoustic wave filter 17, and receives and outputs the received signals from these output terminals 18 and 19 in a balanced manner.
  • the second filter 4 may be formed of a ladder type filter.
  • FIG. 2 shows frequency characteristics of the series resonators 6, 7, 8, 9, 10 and the parallel resonators 11, 12, 13 of the first filter 3.
  • the number of FIG. 2 shows the reference code of each resonator.
  • the antiresonance frequency of the second series resonator 7 is higher than the antiresonance frequency of the first series resonator 6. Furthermore, the antiresonance frequencies of the other series resonators 8, 9, 10 are also higher than the antiresonance frequency of the first series resonator 6.
  • the electromechanical coupling coefficient of the first series resonator 6 is reduced by applying electromechanical coupling coefficient reducing means to the first series resonator 6.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means will be described in detail later.
  • other series resonators including the second series resonator 7 are not subjected to electromechanical coupling coefficient reduction means.
  • the steepness in the cross band is reduced by reducing the electromechanical coupling coefficient of the first series resonator 6 having a relatively low antiresonance frequency that greatly affects the steepness. Can be improved.
  • the passband width is widened and a wide transmission is achieved. Loss in the pass band can be suppressed. That is, the antenna duplexer 1 of the present invention can achieve both steepness in the crossband and reduction in loss in the transmission passband.
  • the capacitance ratio of the first series resonator 6 having a relatively small electromechanical coupling coefficient is relatively large. Therefore, as shown in FIG. 1, by connecting the first series resonator 6 to the outermost arm on the input terminal 5 side of the first filter 3, the first filter 3 for the transmission signal amplified by a power amplifier or the like. It is possible to improve the power durability.
  • FIG. 3 An embodiment of the electromechanical coupling coefficient reducing means in the present invention is shown in FIG.
  • the resonator 20 to which the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied is sandwiched between the reflectors 22 and is apodized weighted so that the crossing width decreases stepwise from the center toward the end. It has an IDT 21 applied.
  • the IDT 21 is composed of a comb-shaped electrode 21a and a comb-shaped electrode 21b.
  • the cross width is a width in which the electrode finger of the adjacent comb-shaped electrode 21a and the electrode finger of the comb-shaped electrode 21b overlap.
  • W shown in FIG. 3 is the intersection width.
  • intersection width between the electrode finger 121a and the electrode finger 121b is represented by W1
  • the intersection width between the electrode finger 121b and the electrode finger 121c is represented by W2
  • the intersection width between the electrode finger 121c and the electrode finger 121d is represented by W3.
  • the intersection width decreases toward the end (the left end in the drawing).
  • FIG. 4 shows a resonator 23 that has not been subjected to electromechanical coupling coefficient reduction means, and an IDT 25 sandwiched between the reflectors 22 is a regular comb-shaped electrode having a substantially uniform crossing width.
  • FIG. 4 is a diagram showing a resonator structure that is not subjected to electromechanical coupling coefficient reduction means in the antenna duplexer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the number of electrode fingers constituting the IDT 25 is 180
  • the crossing width is 160 ⁇ m
  • the metallization ratio is 0.58
  • the number of electrode fingers of the reflector 22 is 25. It is a book.
  • the electromechanical coupling coefficient of the resonator 23 configured as described above is 8.35%.
  • the number of electrode fingers constituting the IDT 21 is 180, the metallization ratio (electrode finger width / electrode pitch) is 0.58, and the reflection is performed.
  • the number of electrode fingers of the device 22 is 25, which is the same as that of the resonator 23, except that the crossing width of the IDT 21 is 190 ⁇ m and a 20% region from one end of the IDT 21 is weighted in an arc cosine type. Different from 23.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means described above is applied to the series resonator having a relatively low antiresonance frequency, and the above description is applied to the series resonator having a relatively high antiresonance frequency.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied to the first series resonator 6 having the lowest antiresonance frequency, and is not applied to the other series resonators and parallel resonators.
  • the steepness in the cross band can be further improved and the loss in the transmission pass band can be further reduced.
  • FIG. 5 shows the resonator 26 to which the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied in the antenna duplexer of the second embodiment.
  • the configuration of the antenna duplexer of the second embodiment is the same as the configuration of the antenna duplexer of the first embodiment, and is given the same reference numerals.
  • the resonator 26 has an IDT 27 to which a thinning weight 24 is applied so that the input / output electrode fingers of the comb-shaped electrode 27a and the comb-shaped electrode 27b do not cross each other.
  • the number of electrode fingers constituting the IDT 27 is 180, the metallization ratio (electrode finger width / electrode pitch) is 0.58, and the reflector 22.
  • the number of electrode fingers is 25, which is the same as that of the resonator 23 shown in FIG. 4, but the crossing width of the IDT 27 is 170 ⁇ m, the electrode fingers of the IDT 27 are inverted at four points, and weighting is performed so as to create a non-crossing portion. This is different from the resonator 23 in that respect.
  • the resonator 26 can obtain the same capacitance as the resonator 23 shown in FIG. 4 and the electromechanical coupling coefficient can be reduced to 8.15%.
  • the Q value was also improved by about 2%.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means described above is applied to the series resonator having a relatively low antiresonance frequency, and the electromechanical coupling means described above is applied to the series resonator having a relatively high antiresonance frequency.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied to the first series resonator 6 having the lowest anti-resonance frequency and not applied to the other series resonators and parallel resonators.
  • the device can further improve the steepness in the crossband and further reduce the loss in the transmission passband.
  • FIG. 6 shows the resonator 28 to which the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied in the antenna duplexer of the third embodiment.
  • the configuration of the antenna duplexer according to the third embodiment is the same as the configuration of the antenna duplexer according to the other embodiments, and is given the same reference numerals.
  • the resonator 28 has an IDT 29 to which a weight 30 that is partially smaller in crossing width than other parts is applied.
  • a weight 30 that is partially smaller in crossing width than other parts is applied.
  • the intersection width W4 between the electrode finger 129a and the electrode finger 129b, and the intersection width W5 between the electrode finger 129b and the electrode finger 129c are smaller than the intersection width W of other portions.
  • the number of electrode fingers constituting the IDT 29 is 180, the metallization ratio (electrode finger width / electrode pitch) is 0.58, and the reflector 22. 4 is the same as the resonator 23 shown in FIG. 4 in that the number of electrode fingers is 25, but the crossing width is 170 ⁇ m, and a part of the crossing width of the IDT 29 is 70% of the maximum crossing width and 30%. It differs in that it is weighted to be part.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means in this way, the resonator 26 can obtain the same capacitance as the resonator 23 shown in FIG. 4 and the electromechanical coupling coefficient can be reduced to 8.16%.
  • the Q value was also improved by about 2%.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means described above is applied to the series resonator having a relatively low antiresonance frequency, and the electromechanical coupling means described above is applied to the series resonator having a relatively high antiresonance frequency.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied to the first series resonator 6 having the lowest frequency and is not applied to the other series resonators and parallel resonators. Further, the steepness in the cross band can be further improved, and the loss in the transmission pass band can be further reduced.
  • FIG. 7 shows the resonator 31 to which the electromechanical coupling coefficient reducing means in the antenna duplexer of the fourth embodiment is applied.
  • the configuration of the antenna duplexer according to the fourth embodiment is the same as the configuration of the antenna duplexer according to the other embodiments, and is given the same reference numerals.
  • the resonator 31 has a plurality of regular-type comb-shaped electrodes IDTs 32 connected in parallel to each other, and a reflector 33 is formed between the plurality of IDTs 32. Note that reflectors 22 are also formed at both ends of the plurality of IDTs 32.
  • the number of electrode fingers constituting each IDT 32 connected in parallel is 90, and the number of electrode fingers of the three reflectors 22 and 33 is each.
  • the crossing width of 25 IDTs 160 ⁇ m
  • an electrostatic capacity equivalent to that of the resonator 23 shown in FIG. 4 can be obtained, the electromechanical coupling coefficient can be reduced to 8.11%, and the Q value also resonates. A value similar to that of the vessel 23 was obtained.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means described above is applied to the series resonator having a relatively low antiresonance frequency, and the electromechanical coupling means described above is applied to the series resonator having a relatively high antiresonance frequency.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied to the first series resonator 6 having the lowest anti-resonance frequency, and is not applied to the other series resonators and parallel resonators. Can further improve the steepness in the cross band and further reduce the loss in the transmission passband.
  • FIG. 8 shows a resonator 34 to which an electromechanical coupling coefficient reducing means is applied in the antenna duplexer of the fifth embodiment.
  • the configuration of the antenna duplexer of the fifth embodiment is the same as the configuration of the antenna duplexer of the other embodiments, and is given the same reference numerals.
  • the resonators 34 are connected in parallel with IDTs 21 that have been subjected to apodization weighting so that the crossing width decreases stepwise from the center toward the end.
  • the intersection width between the electrode finger 121a and the electrode finger 121b is W1
  • the intersection width between the electrode finger 121b and the electrode finger 121c is W2
  • the electrode finger 121c is W3
  • the electrode fingers 121d are each represented by W3 and the intersection width decreases from the center toward the end (left end in the drawing).
  • the other IDT 21 has the same configuration, and the crossing width decreases from the center toward the end (the right end in the drawing).
  • a reflector 33 is formed between the plurality of IDTs 21.
  • Reflectors 22 are also formed at both ends of the plurality of IDTs 32.
  • the number of electrode fingers constituting each IDT 21 is 90, the number of electrode fingers of the three reflectors 22 and 33 is 25 each, the crossing width of the IDT 21 is 190 ⁇ m, and one end of the IDT 21 is formed. 4 to obtain an electric capacity equivalent to that of the resonator 23 shown in FIG. 4 and an electromechanical coupling coefficient as small as 7.88%. The same value was obtained. With this configuration, a resonator having a small electromechanical coupling coefficient can be obtained more efficiently.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means described above is applied to the series resonator having a relatively low antiresonance frequency, and the electromechanical coupling means described above is applied to the series resonator having a relatively high antiresonance frequency.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied to the first series resonator 6 having the lowest anti-resonance frequency, and is not applied to the other series resonators and parallel resonators. Can further improve the steepness in the cross band and further reduce the loss in the transmission passband.
  • FIG. 9 shows a resonator 35 to which an electromechanical coupling coefficient reducing means in the antenna duplexer of the sixth embodiment is applied.
  • the configuration of the antenna duplexer of the sixth embodiment is the same as the configuration of the antenna duplexer of the other embodiments, and is given the same reference numerals.
  • the resonator 35 is a resonator having a configuration in which IDTs 24 with thinning weights 27 that do not partially intersect input / output electrode fingers are connected in parallel and a reflector 33 is formed between the plurality of IDTs 27. .
  • the number of electrode fingers constituting each IDT 24 connected in parallel is 90
  • the number of electrode fingers of the three reflectors 22 and 33 is 25 each
  • the crossing width of the IDT 24 is set.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means described above is applied to the series resonator having a relatively low antiresonance frequency, and the electromechanical coupling means described above is applied to the series resonator having a relatively high antiresonance frequency.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied to the first series resonator 6 having the lowest anti-resonance frequency, and is not applied to the other series resonators and parallel resonators. Can further improve the steepness in the cross band and further reduce the loss in the transmission passband.
  • FIG. 14 shows a comparison between the transmission filter characteristics of the antenna duplexer of the sixth embodiment and the transmission filter characteristics of the conventional antenna duplexer. That is, the antenna duplexer of the sixth embodiment uses the resonator structure subjected to the electromechanical coupling coefficient reducing means for the first series resonator 6 and does not apply the electromechanical coupling coefficient reducing means of FIG. The resonator structure is used for another resonator. The conventional antenna duplexer uses the resonator structure of FIG. 4 without any electromechanical coupling coefficient reducing means for all resonators.
  • the insertion loss at 915 MHz is 2.2 dB for the antenna duplexer of the sixth embodiment, 2.25 dB for the conventional antenna duplexer, and the attenuation at 923 MHz is 41 dB for the antenna duplexer of the present embodiment. In the duplexer, it is 32 dB. From this result, it can be seen that both the steepness in the crossband and the reduction in loss in the transmission passband can be achieved as described above.
  • FIG. 10 shows the resonator 36 to which the electromechanical coupling coefficient reducing means in the antenna duplexer of the seventh embodiment is applied.
  • the configuration of the antenna duplexer of the seventh embodiment is the same as the configuration of the antenna duplexer of the other embodiments, and is given the same reference numerals.
  • the resonator 36 has a configuration in which IDTs 29 each having a weight 30 that is partially smaller in crossing width than other parts are connected in parallel and a reflector 33 is formed between the plurality of IDTs 29. It is a vessel.
  • the number of electrode fingers constituting each IDT 29 connected in parallel is 90, the number of the three reflectors 22 and 33 is 25, and the crossing width of the IDT 29 is 160 ⁇ m.
  • an electrostatic capacity equivalent to that of the resonator 23 shown in FIG. 4 was obtained, the electromechanical coupling coefficient was reduced to 7.96%, and the Q value was also comparable. With this configuration, a resonator having a small electromechanical coupling coefficient can be obtained more efficiently.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means described above is applied to the series resonator having a relatively low antiresonance frequency, and the electromechanical coupling means described above is applied to the series resonator having a relatively high antiresonance frequency.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied to the first series resonator 6 having the lowest anti-resonance frequency, and is not applied to the other series resonators and parallel resonators. Can further improve the steepness in the cross band and further reduce the loss in the transmission passband.
  • FIG. 11 shows the resonator 37 to which the electromechanical coupling coefficient reducing means in the antenna duplexer of the eighth embodiment is applied.
  • the configuration of the antenna duplexer of the eighth embodiment is the same as the configuration of the antenna duplexer of the other embodiments, and is given the same reference numerals.
  • the resonator 37 has a configuration in which a plurality of resonators in which reflectors 22 are arranged at both ends of an IDT 25 which is a regular comb-shaped electrode having a substantially uniform crossing width are connected in parallel. With such a configuration, a resonator having a small electromechanical coupling coefficient can be obtained.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means described above is applied to the series resonator having a relatively low antiresonance frequency, and the electromechanical coupling means described above is applied to the series resonator having a relatively high antiresonance frequency.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied to the first series resonator 6 having the lowest anti-resonance frequency, and is not applied to the other series resonators and parallel resonators. Can further improve the steepness in the cross band and further reduce the loss in the transmission passband.
  • FIG. 12 shows the resonator 38 to which the electromechanical coupling coefficient reducing means in the antenna duplexer of the ninth embodiment is applied.
  • the configuration of the antenna duplexer according to the ninth embodiment is the same as the configuration of the antenna duplexer according to the other embodiments, and is given the same reference numerals.
  • the resonator 38 has a plurality of regular comb-shaped electrodes IDTs 25 connected in parallel to each other, and a capacitor formed on a chip in a resonator having a reflector 33 formed between the plurality of IDTs 25. 39 is connected in parallel. With this configuration, a resonator having a small electromechanical coupling coefficient can be obtained.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means described above is applied to the series resonator having a relatively low antiresonance frequency, and the electromechanical coupling means described above is applied to the series resonator having a relatively high antiresonance frequency.
  • the electromechanical coupling coefficient reducing means is applied to the first series resonator 6 having the lowest anti-resonance frequency, and is not applied to the other series resonators and parallel resonators. Can further improve the steepness in the cross band and further reduce the loss in the transmission passband.
  • Embodiment 10 Hereinafter, the antenna duplexer in Embodiment 10 will be described. Unless otherwise specified, the configuration of the antenna duplexer of the tenth embodiment is the same as the configuration of the antenna duplexer of the other embodiments.
  • the first parallel resonator 11 having the lowest antiresonance frequency among the plurality of parallel resonators represented in the above (Table 1) is the IDT and this It has a configuration in which reflectors are formed at both ends of the IDT, and at least a part of the reflector has a pitch that increases toward the side farther from the side closer to the IDT.
  • the first parallel resonator 11 is connected adjacent to the first series resonator 6.
  • the antenna duplexer It is possible to achieve both low loss and low loss.
  • the antenna duplexer according to the present invention has the effect of achieving both steepness in the crossband and reduction in loss in the transmission passband, and can be applied to electronic devices such as mobile phones.

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Abstract

　広帯域において低ロスでかつ急峻な減衰特性を有するアンテナ共用器を実現する。本発明のアンテナ共用器(１)は、第１周波数帯域の信号を通過させる第１フィルタ(３)と第１周波数帯域より高い第２周波数帯域の信号を通過させる第２フィルタ(４)とを有するアンテナ共用器であって、第１フィルタ(３)は、第１直列共振器(６)及び第１直列共振器(６)の反共振周波数より高い反共振周波数点を有する第２直列共振器(７)を含むラダー型フィルタを備え、第１直列共振器(６)の電気機械結合係数は、第２直列共振器(７)の電気機械結合係数より小さい構成とする。

Description

アンテナ共用器
　本発明は、送信フィルタと受信フィルタとを有するアンテナ共用器に関する。
　近年、ＣＤＭＡやＷ－ＣＤＭＡと言った送受同時送受信を行う通信方式の携帯電話が急速に普及し、それに伴いデュプレクサ等のアンテナ共用器の需要が増えている。また、アンテナ共用器を構成する技術としては小型化、低背化、量産性の面で優れたＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）素子、境界波（Ｂｏｕｎｄａｒｙ　Ｅｌａｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）素子、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）素子等を用いたものが主流となっている。
　一般的に、アンテナ共用器は、送信帯域の信号とその高域側に隣接した受信帯域の信号とを分波するために、２つのフィルタ（送信フィルタと受信フィルタ）を有する。特に、送信フィルタとしては、直列共振器と並列共振器とが梯子状に接続されたラダー型フィルタが採用されている。
　例えば、３ＧＰＰ(３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ)において定められたＢａｎｄ８は、送信帯域と受信帯域の間隔（クロスバンド）が１０ＭＨｚ（比帯域で表現すると１．０９％）である。これは、従来アンテナ共用器でよく用いていたＢａｎｄ５の送信帯域と受信帯域の間隔である２０ＭＨｚ（比帯域：２．３３%）と比較すると非常に狭い。そこで、送信フィルタとして、この狭いクロスバンドに対応して急峻性を確保する為に、送信フィルタにおける共振器のＩＤＴ(Ｉｎｔｅｒ　ＤｉｇｉｔａｌＴｒａｎｓｄｕｃｅｒ)に重み付けを施す技術が知られている。
　なお、この出願の発明に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。しかしながら、この特許文献１は狭帯域化を目的としたものであり、Ｂａｎｄ８のような帯域幅が３５ＭＨｚ（比帯域幅：３．９％）にもなる広帯域なアンテナ共用器を実現する方法は何ら開示されていない。
　今後Ｂａｎｄ８の他、Ｂａｎｄ３なども広帯域で低ロスかつ急峻な減衰特性の両立が必要なアンテナ共用器が必要になってくる。
　しかしながら従来から知られている技術では広帯域で低ロス化すると十分な急峻性が得られなかった。また、上記特許文献１に記載の従来のアンテナ共用器の送信フィルタでは、受信帯域における減衰を十分確保するために急峻性を上げると、逆に送信帯域幅が狭くなり、広い送信通過帯域における損失が大きくなるという問題があった。特に、上記Ｂａｎｄ８の送受信通過帯域は比帯域幅３．９％と広く、広い送信通過帯域で損失を小さく保つことが非常に困難であった。
特表２００１－５００６９７号公報
　本発明は、アンテナ共用器の送信フィルタにおいて、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることを目的とする。
　本発明のアンテナ共用器は、第１周波数帯域の信号を通過させる第１フィルタと第１周波数帯域より高い第２周波数帯域の信号を通過させる第２フィルタとを有するアンテナ共用器であって、第１フィルタは、第１直列共振器及び第１直列共振器の反共振周波数より高い反共振周波数点を有する第２直列共振器を含むラダー型フィルタを備え、第１直列共振器の電気機械結合係数は、第２直列共振器の電気機械結合係数より小さい構成とする。
　上記構成により、アンテナ共用器の第１フィルタにおいて、急峻性に大きく影響する反共振周波数の比較的低い第１直列共振器の電気機械結合係数を小さくすることにより、クロスバンドにおける急峻性を向上させることができる。また、急峻性への影響の小さい反共振周波数の比較的高い第２直列共振器の電気機械結合係数を大きく確保することにより、通過帯域幅が広くなり、広い送信通過帯域における損失を抑制することができる。即ち、本発明のアンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
図１は本発明の実施の形態１におけるアンテナ共用器の回路模式図である。 図２は本発明の実施の形態１におけるアンテナ共用器の周波数特性の説明図である。 図３は本発明の実施の形態１におけるアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段を施した共振器構造を示す図である。 図４は本発明の実施の形態１におけるアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段を施していない共振器構造を示す図である。 図５は本発明の実施の形態２におけるアンテナ共用器の電気機械結合係数減少手段を施した共振器構造を示す図である。 図６は本発明の実施の形態３におけるアンテナ共用器の電気機械結合係数減少手段を施した共振器構造を示す図である。 図７は本発明の実施の形態４におけるアンテナ共用器の電気機械結合係数減少手段を施した共振器構造を示す図である。 図８は本発明の実施の形態５におけるアンテナ共用器の電気機械結合係数減少手段を施した共振器構造を示す図である。 図９は本発明の実施の形態６におけるアンテナ共用器の電気機械結合係数減少手段を施した共振器構造を示す図である。 図１０は本発明の実施の形態７におけるアンテナ共用器の電気機械結合係数減少手段を施した共振器構造を示す図である。 図１１は本発明の実施の形態８におけるアンテナ共用器の電気機械結合係数減少手段を施した共振器構造を示す図である。 図１２は本発明の実施の形態９におけるアンテナ共用器の電気機械結合係数減少手段を施した共振器構造を示す図である。 図１３は本発明の実施の形態１０におけるアンテナ共用器の電気結合係数減少手段を施した共振器構造を示す図である。 図１４は本発明と従来例の特性を比較した図である。
　（実施の形態１）
　以下、本発明の実施の形態１について、図面を用いて説明する。図１は、実施の形態１におけるＢａｎｄ８用のアンテナ共用器の回路模式図である。
　図１において、アンテナ共用器１は、例えばタンタル酸リチウム系の圧電基板（図示せず）の上に形成されて、アンテナ端子２に夫々接続された送信フィルタである第１フィルタ３と受信フィルタである第２フィルタ４とを備えたデュプレクサである。
　例えば、上記Ｂａｎｄ８用のアンテナ共用器１において、第１フィルタ３は、８８０ＭＨｚ～９１５ＭＨｚの送信帯域である第１周波数帯域の信号を通過させ、第２フィルタ４は、第１周波数帯域より高い９２５ＭＨｚ～９６０ＭＨｚの受信帯域である第２周波数帯域の信号を通過させる。
　以下、第１フィルタ３と第２フィルタ４について詳述する。第１フィルタ３は、ラダー型フィルタからなり、入力端子５と、入力端子５からアンテナ端子２にかけて順に直列接続された第１直列共振器６、第２直列共振器７、第３直列共振器８、第４直列共振器９、第５直列共振器１０を備える。また、第１フィルタ３は、第１直列共振器６と第２直列共振器７との間に並列に接地接続された第１並列共振器１１と、第３直列共振器８と第４直列共振器９との間に並列に接地接続された第２並列共振器１２と、第４直列共振器９と第５直列共振器１０との間に並列に接地接続された第３並列共振器１３とを備える。本発明の実施形態１における第１フィルタ３を構成する共振器の共振周波数、反共振周波数、静電容量、電気機械結合係数を(表１)に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　(表１)における電気機械結合係数は、共振器の共振周波数、反共振周波数から以下の数式（数１）で算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　第２フィルタ４は、例えば、アンテナ端子２に接続された第６直列共振器１４と、第１多重モード弾性波フィルタ１５と第２多重モード弾性波フィルタ１６と、第３多重モード弾性波フィルタ１７とを備える。第１多重モード弾性波フィルタ１５と第２多重モード弾性波フィルタ１６とは、第６直列共振器１４から分岐して接続される。第３多重モード弾性波フィルタ１７は、第１多重モード弾性波フィルタ１５と第２多重モード弾性波フィルタ１６とにそれぞれ接続される。さらに、第２フィルタ４は、第３多重モード弾性波フィルタ１７に接続された出力端子１８、１９を備え、これら出力端子１８、１９から受信信号をバランス出力する。尚、第２フィルタ４は、第１フィルタ３の様に、ラダー型フィルタから構成されていても良い。
　第１フィルタ３の各直列共振器６、７、８、９、１０及び並列共振器１１、１２、１３の周波数特性を図２に示す。なお、図２の数字は各共振器の参照符号を示す。
　図２に示す様に、第２直列共振器７の反共振周波数は、第１直列共振器６の反共振周波数より高い。さらに、他の直列共振器８、９、１０の反共振周波数も第１直列共振器６の反共振周波数より高い。
　第１直列共振器６に対し、電気機械結合係数減少化手段を施すことで、第１直列共振器６の電気機械結合係数を小さくする。電気機械結合係数減少化手段については後で詳述する。一方、第２直列共振器７を含む他の直列共振器は、電気機械結合係数減少化手段が施されていない。
　このように、アンテナ共用器１の第１フィルタ３において、急峻性に大きく影響する反共振周波数が比較的低い第１直列共振器６の電気機械結合係数を小さくすることにより、クロスバンドにおける急峻性を向上させることができる。また、急峻性への影響の小さい反共振周波数が比較的高い第２直列共振器７を含む他の直列共振器の電気機械結合係数を大きく確保することにより、通過帯域幅が広くなり、広い送信通過帯域における損失を抑制することができる。即ち、本発明のアンテナ共用器１は、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
　尚、電気機械結合係数の相対的に小さい第１直列共振器６の容量比は相対的に大きくなる。そこで、図１に示す様に、第１直列共振器６を、第１フィルタ３における入力端子５側の最外腕に接続することにより、パワーアンプ等で増幅された送信信号に対する第１フィルタ３の耐電力性を向上させることができる。
　以下、電気機械結合係数減少化手段について図面を用いて詳述する。本発明における電気機械結合係数減少化手段の一実施例を図３に示す。図３に示すように、電気機械結合係数減少化手段が施された共振器２０は、反射器２２に挟まれると共に中央から端方向に向かうに従って交差幅が段階的に小さくなるようにアポタイズ重み付けが施されたＩＤＴ２１を有する。ＩＤＴ２１は櫛歯型電極２１ａ、櫛歯型電極２１ｂとで構成されており、交差幅とは、隣接する櫛歯型電極２１ａの電極指と櫛歯型電極２１ｂの電極指とが重なる幅であり、図３に示すＷが交差幅である。また、電極指１２１ａと電極指１２１ｂとの交差幅はＷ１、電極指１２１ｂと電極指１２１ｃとの交差幅はＷ２、電極指１２１ｃと電極指１２１ｄとの交差幅はＷ３でそれぞれ表され、中央から端部（図面では左端）に向かって交差幅が小さくなっている。このような構造にすることで共振周波数をほとんど変えることなく、反共振周波数のみ小さくすることができ、結果として電気機械結合係数が小さい共振器が得られる。
　尚、図４は、電気機械結合係数減少化手段が施されていない共振器２３を示し、反射器２２に挟まれたＩＤＴ２５は、交差幅が略均一な正規型の櫛歯型電極である。
　図４は本発明の実施の形態１におけるアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段を施していない共振器構造を示す図である。図４に示す共振器２３は、ＩＤＴ２５を構成する電極指本数が１８０本、交差幅が１６０μｍ、メタライゼーションレシオ（電極指幅／電極ピッチ）が０．５８、反射器２２の電極指本数が２５本である。以上のように構成された共振器２３の電気機械結合係数は８．３５％である。一方、図３に示す電気機械結合係数減少化手段が施された共振器２０は、ＩＤＴ２１を構成する電極指本数が１８０本、メタライゼーションレシオ（電極指幅／電極ピッチ）が０．５８、反射器２２の電極指本数が２５本であり、共振器２３と同様であるが、ＩＤＴ２１の交差幅を１９０μｍとし、ＩＤＴ２１の一端から２０％の領域をアークコサイン型に交差幅重み付けする点が共振器２３と異なる。このように電気機械結合係数減少化手段を施すことで、図４に示す共振器２３と同等の静電容量が得られ、電気機械結合係数が８．１１％と小さくでき、Ｑ値も８％程度の向上が見られた。
　アンテナ共用器１の第１フィルタ３において、反共振周波数が相対的に低い直列共振器に上記説明の電気機械結合係数減少化手段を施し、反共振周波数が相対的に高い直列共振器に上記説明の電気機械結合係数減少化手段を施さない構成とすることによって、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
　さらに、アンテナ共用器１の第１フィルタ３において、上記電気機械結合係数減少化手段を最も反共振周波数の低い第１直列共振器６に施し、他の直列共振器および並列共振器には施さないことで、クロスバンドにおける急峻性を更に向上させることができると共に送信通過帯域における損失を更に低減することができる。
　（実施の形態２）
　以下、実施の形態２におけるアンテナ共用器について、図面を用いて説明する。図５は、実施の形態２のアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段が施された共振器２６を示す。尚、特に説明しない限り、実施の形態２のアンテナ共用器の構成は実施の形態１のアンテナ共用器の構成と同様であり、同一の符号を付ける。
　共振器２６は、部分的に櫛歯型電極２７ａと櫛歯型電極２７ｂとの入出力電極指が交差しない間引き重み付け２４が施されたＩＤＴ２７を有する。このような構造にすることで共振周波数をほとんど変えることなく、反共振周波数のみ小さくすることができ、結果として電気機械結合係数が小さい共振器が得られる。
　図５に示す電気機械結合係数減少化手段が施された共振器２６は、ＩＤＴ２７を構成する電極指本数が１８０本、メタライゼーションレシオ（電極指幅／電極ピッチ）が０．５８、反射器２２の電極指本数が２５本と、図４に示す共振器２３と同様であるが、ＩＤＴ２７の交差幅が１７０μｍで、ＩＤＴ２７の電極指を４箇所反転し、交差しない部分を作るように間引き重み付けする点で共振器２３と異なる。このように電気機械結合係数減少化手段を施すことで共振器２６は、上記図４に示す共振器２３と同等の静電容量が得られ、電気機械結合係数が８．１５％と小さくでき、Ｑ値も２％程度の向上が見られた。
　第１フィルタ３において、反共振周波数が相対的に低い直列共振器に上記説明の電気機械結合係数減少化手段を施し、反共振周波数が相対的に高い直列共振器に上記説明の電気機械結合手段を施さない構成とすることによって、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
　さらに、第１フィルタ３において、上記電気機械結合係数減少化手段を最も反共振周波数の低い第１直列共振器６に施し、他の直列共振器および並列共振器には施さないことで、アンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性を更に向上させることができると共に送信通過帯域における損失を更に低減することができる。
　（実施の形態３）
　以下、実施の形態３におけるアンテナ共用器について、図面を用いて説明する。図６は、実施の形態３のアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段が施された共振器２８を示す。尚、特に説明しない限り、実施の形態３のアンテナ共用器の構成は他の実施の形態のアンテナ共用器の構成と同様であり、同一の符号を付ける。
　共振器２８は、部分的に交差幅が他の部分と比較して小さい重み付け３０が施されたＩＤＴ２９を有する。例えば、図６において電極指１２９ａと電極指１２９ｂとの交差幅Ｗ４、電極指１２９ｂと電極指１２９ｃとの交差幅Ｗ５は、他の部分の交差幅Ｗと比較して小さくなっている。このような構造にすることで共振周波数をほとんど変えることなく、反共振周波数のみ小さくすることができ、結果として電気機械結合係数が小さい共振器が得られる。
　図６に示す電気機械結合係数減少化手段が施された共振器２８は、ＩＤＴ２９を構成する電極指本数が１８０本、メタライゼーションレシオ（電極指幅／電極ピッチ）が０．５８、反射器２２の電極指本数が２５本である点で図４に示す共振器２３と同様であるが、交差幅を１７０μｍとし、ＩＤＴ２９の一部の交差幅を最大交差幅の７０％の部分と３０％の部分になるよう重み付けする点で異なる。このように電気機械結合係数減少化手段を施すことで共振器２６は、上記図４に示す共振器２３と同等の静電容量が得られ、電気機械結合係数が８．１６％と小さくでき、Ｑ値も２％程度の向上が見られた。
　第１フィルタ３において、反共振周波数が相対的に低い直列共振器に上記説明の電気機械結合係数減少化手段を施し、反共振周波数が相対的に高い直列共振器に上記説明の電気機械結合手段を施さない構成とすることによって、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
　さらに、第１フィルタ３において、上記電気機械結合係数減少化手段を最も周波数の低い第１直列共振器６に施し、他の直列共振器および並列共振器には施さないことで、アンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性を更に向上させることができると共に送信通過帯域における損失を更に低減することができる。
　（実施の形態４）
　以下、実施の形態４におけるアンテナ共用器について、図面を用いて説明する。図７は、実施の形態４のアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段が施された共振器３１を示す。尚、特に説明しない限り、実施の形態４のアンテナ共用器の構成は他の実施の形態のアンテナ共用器の構成と同様であり、同一の符号を付ける。
　共振器３１は、互いに並列に接続された複数の正規型の櫛歯型電極であるＩＤＴ３２を有すると共にこれら複数のＩＤＴ３２間には反射器３３が形成された構成である。尚、これら複数のＩＤＴ３２の両端にも反射器２２が形成されている。このような構造にすることで共振周波数をほとんど変えることなく、反共振周波数のみ小さくすることができ、結果として電気機械結合係数が小さい共振器が得られる。
　図７に示す電気機械結合係数減少化手段が施された共振器３１は、並列接続されたそれぞれのＩＤＴ３２を構成する電極指本数が９０本、３つの反射器２２、３３の電極指本数が各２５本で、ＩＤＴ３２の交差幅を１６０μｍにすることで、上記図４に示す共振器２３と同等の静電容量が得られ、電気機械結合係数が８．１１％と小さくでき、Ｑ値も共振器２３と同程度の値が得られた。
　第１フィルタ３において、反共振周波数が相対的に低い直列共振器に上記説明の電気機械結合係数減少化手段を施し、反共振周波数が相対的に高い直列共振器に上記説明の電気機械結合手段を施さない構成とすることによって、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
　さらに、第１フィルタ３において、上記電気機械結合係数減少化手段を最も反共振周波数の低い第１直列共振器６に施し、他の直列共振器および並列共振器には施さないことでアンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性を更に向上させることができると共に送信通過帯域における損失を更に低減することができる。
　（実施の形態５）
　以下、実施の形態５におけるアンテナ共用器について、図面を用いて説明する。図８は、実施の形態５のアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段が施された共振器３４を示す。尚、特に説明しない限り、実施の形態５のアンテナ共用器の構成は他の実施の形態のアンテナ共用器の構成と同様であり、同一の符号を付ける。
　共振器３４は、中央から端方向に向かうに従って交差幅が段階的に小さくなるようにアポタイズ重み付けが施されたＩＤＴ２１が互いに並列に接続されている。図８に示すように、一方のＩＤＴ２１（図８における左側のＩＤＴ２１）において電極指１２１ａと電極指１２１ｂとの交差幅はＷ１、電極指１２１ｂと電極指１２１ｃとの交差幅はＷ２、電極指１２１ｃと電極指１２１ｄとの交差幅はＷ３でそれぞれ表され、中央から端部（図面では左端）に向かって交差幅が小さくなっている。詳述はしないがもう一方のＩＤＴ２１についても同様の構成であり、中央から端部（図面では右端）に向かって交差幅が小さくなっている。これら複数のＩＤＴ２１間には反射器３３が形成されている。複数のＩＤＴ３２の両端にも反射器２２が形成されている。
　図８に示す共振器３４は、それぞれのＩＤＴ２１を構成する電極指本数が９０本、３つの反射器２２、３３の電極指本数が各２５本で、ＩＤＴ２１の交差幅を１９０μｍにし、ＩＤＴ２１の一端から２０％の領域をアークコサイン型に交差幅重み付けすることで、上記図４に示す共振器２３と同等の静電容量が得られ、電気機械結合係数が７．８８％と小さくでき、Ｑ値も同程度の値が得られた。このような構成にすることでより効率的に電気機械結合係数の小さい共振器が得られる。
　第１フィルタ３において、反共振周波数が相対的に低い直列共振器に上記説明の電気機械結合係数減少化手段を施し、反共振周波数が相対的に高い直列共振器に上記説明の電気機械結合手段を施さない構成とすることによって、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
　さらに、第１フィルタ３において、上記電気機械結合係数減少化手段を最も反共振周波数の低い第１直列共振器６に施し、他の直列共振器および並列共振器には施さないことでアンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性を更に向上させることができると共に送信通過帯域における損失を更に低減することができる。
　（実施の形態６）
　以下、実施の形態６におけるアンテナ共用器について、図面を用いて説明する。図９は、実施の形態６のアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段が施された共振器３５を示す。尚、特に説明しない限り、実施の形態６のアンテナ共用器の構成は他の実施の形態のアンテナ共用器の構成と同様であり、同一の符号を付ける。
　共振器３５は、部分的に入出力電極指が交差しない間引き重み付け２７が施されたＩＤＴ２４を互いに並列に接続すると共にこれら複数のＩＤＴ２７間には反射器３３が形成された構成の共振器である。
　本発明の図９に示す共振器３５は、並列接続するそれぞれのＩＤＴ２４を構成する電極指本数が９０本、３つの反射器２２、３３の電極指本数が各２５本で、ＩＤＴ２４の交差幅を１７０μｍにすることで、上記図４に示す共振器２３と同等の静電容量が得られ、電気機械結合係数が７．９５％と小さくでき、Ｑ値も同程度の値が得られた。このような構成にすることでより効率的に電気機械結合係数の小さい共振器が得られる。
　第１フィルタ３において、反共振周波数が相対的に低い直列共振器に上記説明の電気機械結合係数減少化手段を施し、反共振周波数が相対的に高い直列共振器に上記説明の電気機械結合手段を施さない構成とすることによって、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
　さらに、第１フィルタ３において、上記電気機械結合係数減少化手段を最も反共振周波数の低い第１直列共振器６に施し、他の直列共振器および並列共振器には施さないことでアンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性を更に向上させることができると共に送信通過帯域における損失を更に低減することができる。
　図１４に本実施の形態６のアンテナ共用器の送信フィルタ特性と、従来のアンテナ共用器の送信フィルタ特性を比較した図を示す。すなわち、本実施の形態６のアンテナ共用器は、電気機械結合係数減少化手段を施した共振器構造を第１直列共振器６に用いると共に電気機械結合係数減少化手段を施していない図４の共振器構造を他の共振器に用いたものである。従来のアンテナ共用器は、電気機械結合係数減少化手段を施していない図４の共振器構造を全ての共振器に用いたものである。９１５ＭＨｚにおける挿入損失が本実施の形態６のアンテナ共用器では２．２ｄＢ、従来のアンテナ共用器では２．２５ｄＢであり、９２３ＭＨｚにおける減衰量が本実施の形態のアンテナ共用器では４１ｄＢ、従来のアンテナ共用器では３２ｄＢである。この結果より、前述のようにクロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができていることがわかる。
　（実施の形態７）
　以下、実施の形態７におけるアンテナ共用器について、図面を用いて説明する。図１０は、実施の形態７のアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段が施された共振器３６を示す。尚、特に説明しない限り、実施の形態７のアンテナ共用器の構成は他の実施の形態のアンテナ共用器の構成と同様であり、同一の符号を付ける。
　共振器３６は、部分的に交差幅が他の部分と比較して小さい重み付け３０が施されたＩＤＴ２９を互いに並列に接続すると共にこれら複数のＩＤＴ２９間には反射器３３が形成された構成の共振器である。
　本発明の図１０に示す共振器３６では、並列接続するそれぞれのＩＤＴ２９を構成する電極指本数が９０本、３つの反射器２２、３３が各２５本で、ＩＤＴ２９の交差幅を１６０μｍにすることで、上記図４に示す共振器２３と同等の静電容量が得られ、電気機械結合係数が７．９６％と小さくでき、Ｑ値も同程度の値が得られた。このような構成にすることでより効率的に電気機械結合係数の小さい共振器が得られる。
　第１フィルタ３において、反共振周波数が相対的に低い直列共振器に上記説明の電気機械結合係数減少化手段を施し、反共振周波数が相対的に高い直列共振器に上記説明の電気機械結合手段を施さない構成とすることによって、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
　さらに、第１フィルタ３において、上記電気機械結合係数減少化手段を最も反共振周波数の低い第１直列共振器６に施し、他の直列共振器および並列共振器には施さないことでアンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性を更に向上させることができると共に送信通過帯域における損失を更に低減することができる。
　（実施の形態８）
　以下、実施の形態８におけるアンテナ共用器について、図面を用いて説明する。図１１は、実施の形態８のアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段が施された共振器３７を示す。尚、特に説明しない限り、実施の形態８のアンテナ共用器の構成は他の実施の形態のアンテナ共用器の構成と同様であり、同一の符号を付ける。
　共振器３７は、交差幅が略均一な正規型の櫛歯型電極であるＩＤＴ２５の両端に反射器２２を配した複数の共振器を並列接続した構成である。このような構成にすることで電気機械結合係数の小さい共振器を得ることができる。
　第１フィルタ３において、反共振周波数が相対的に低い直列共振器に上記説明の電気機械結合係数減少化手段を施し、反共振周波数が相対的に高い直列共振器に上記説明の電気機械結合手段を施さない構成とすることによって、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
　さらに、第１フィルタ３において、上記電気機械結合係数減少化手段を最も反共振周波数の低い第１直列共振器６に施し、他の直列共振器および並列共振器には施さないことでアンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性を更に向上させることができると共に送信通過帯域における損失を更に低減することができる。
　なお、本実施の形態８の構成は、他の実施の形態に記載されている方法と組み合わせることによっても同様の効果が得られる。例えば、実施の形態１に示す端方向に向かうに従って交差幅が段階的に小さくなるようにアポタイズ重み付けが施されたＩＤＴ、実施の形態２に示す間引き重み付けを施したＩＤＴ、実施の形態３に示す他の部分よりも小さい重み付けを施したＩＤＴ等と組み合わせても同様の効果が得られる。
　（実施の形態９）
　以下、実施の形態９におけるアンテナ共用器について、図面を用いて説明する。図１２は、実施の形態９のアンテナ共用器における電気機械結合係数減少化手段が施された共振器３８を示す。尚、特に説明しない限り、実施の形態９のアンテナ共用器の構成は他の実施の形態のアンテナ共用器の構成と同様であり、同一の符号を付ける。
　共振器３８は、互いに並列に接続された複数の正規型櫛歯型電極であるＩＤＴ２５を有すると共にこれら複数のＩＤＴ２５間には反射器３３が形成された構成の共振器にチップ上に形成した容量３９を並列接続した構成である。このような構成にすることで電気機械結合係数の小さい共振器が得られる。
　第１フィルタ３において、反共振周波数が相対的に低い直列共振器に上記説明の電気機械結合係数減少化手段を施し、反共振周波数が相対的に高い直列共振器に上記説明の電気機械結合手段を施さない構成とすることによって、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができる。
　さらに、第１フィルタ３において、上記電気機械結合係数減少化手段を最も反共振周波数の低い第１直列共振器６に施し、他の直列共振器および並列共振器には施さないことでアンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性を更に向上させることができると共に送信通過帯域における損失を更に低減することができる。
　（実施の形態１０）
　以下、実施の形態１０におけるアンテナ共用器について説明する。尚、特に説明しない限り、実施の形態１０のアンテナ共用器の構成は他の実施の形態のアンテナ共用器の構成と同様である。
　図１３に示すように、本実施の形態１０のアンテナ共用器において、上記（表１）に表す複数の並列共振器の内、最も反共振周波数が低い第１並列共振器１１は、ＩＤＴとこのＩＤＴの両端に形成された反射器を有し、この反射器の少なくとも一部の領域が前記ＩＤＴに近い側から遠い側に向かうに従ってピッチが広くなる構成である。また、この第１並列共振器１１は第１直列共振器６と隣合わせに接続されている。
　この構成とすることで、反共振周波数におけるＱ値が高くなり、その効果によって送信通過帯域の高周波端における挿入損失が小さくなり、その結果、アンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができるのである。
　本発明にかかるアンテナ共用器は、クロスバンドにおける急峻性と送信通過帯域における低損失化とを両立させることができるという効果を有し、携帯電話等の電子機器に適用可能である。
　１　　アンテナ共用器
　２　　アンテナ端子
　３　　第１フィルタ
　４　　第２フィルタ
　５　　入力端子
　６　　第１直列共振器
　７　　第２直列共振器
　８　　第３直列共振器
　９　　第４直列共振器
　１０　　第５直列共振器
　１１　　第１並列共振器
　１２　　第２並列共振器
　１３　　第３並列共振器
　１４　　第６直列共振器
　１５　　第１多重モード弾性波フィルタ
　１６　　第２多重モード弾性波フィルタ
　１７　　第３多重モード弾性波フィルタ
　１８，１９　　出力端子
　２０，２３，２６，２８，３１，３４，３５，３６，３７，３８　　共振器
　２１，２５，２７，２９，３２　　ＩＤＴ
　２１ａ，２１ｂ，２７ａ，２７ｂ　　櫛歯型電極
　１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃ，１２１ｄ，１２９ａ，１２９ｂ，１２９ｃ　　電極指
　２２，３３　　反射器
　３９　　容量

Claims (14)

  1. 第１周波数帯域の信号を通過させる第１フィルタと前記第１周波数帯域より高い第２周波数帯域の信号を通過させる第２フィルタとを有するアンテナ共用器であって、
    前記第１フィルタは、第１直列共振器及び前記第１直列共振器の反共振周波数より高い反共振周波数を有する第２直列共振器を含むラダー型フィルタを備え、
    前記第１直列共振器の電気機械結合係数は、前記第２直列共振器の電気機械結合係数より小さいアンテナ共用器。
  2. 前記第１直列共振器は、前記第１フィルタの直列共振器のうち最も反共振周波数が小さい請求項１に記載のアンテナ共用器。
  3. 前記第１直列共振器は、前記第１フィルタの直列共振器のうち最も静電容量が大きい請求項１に記載のアンテナ共用器。
  4. 前記第１直列共振器には、電気機械結合係数減少化手段が施されると共に、
    前記第２直列共振器には、前記電気機械結合係数減少化手段が施されていない請求項１に記載のアンテナ共用器。
  5. 前記第１フィルタは送信フィルタであり、
    前記第１直列共振器は、前記第１フィルタの直列共振器のうち、前記第１フィルタの入力端子に最も近い共振器である請求項１に記載のアンテナ共用器。
  6. 前記第１直列共振器は、中央から端方向に向かうに従って交差幅が段階的に小さくなるようにアポタイズ重み付けが施されたＩＤＴを有する請求項１に記載のアンテナ共用器。
  7. 前記第１直列共振器は、部分的に入出力電極指が交差しない間引き重み付けが施されたＩＤＴを有する請求項１に記載のアンテナ共用器。
  8. 前記第１直列共振器は、部分的に交差幅が他の部分と比較して小さい重み付けが施されたＩＤＴを有する請求項１に記載のアンテナ共用器。
  9. 前記第１直列共振器は、互いに並列に接続された複数のＩＤＴを有すると共に前記複数のＩＤＴ間には反射器が形成された構成である請求項１、請求項４、請求項５、請求項６、請求項７のいずれか１つに記載のアンテナ共用器。
  10. 前記複数のＩＤＴの両端にも反射器が形成された請求項９に記載のアンテナ共用器。
  11. 前記第１直列共振器は、前記ＩＤＴの両端に反射器を配した複数の共振器を互いに並列接続した構成である請求項６、請求項７、請求項８のいずれか１つに記載のアンテナ共用器。
  12. 前記第１直列共振器は、前記ＩＤＴの両端に反射器を配した共振器にチップ上に形成した容量を並列接続した構成である請求項１に記載のアンテナ共用器。
  13. 前記第１フィルタは、複数の並列共振器を含み、
    前記複数の並列共振器の内、少なくとも最も反共振周波数が低い並列共振器は、ＩＤＴとこのＩＤＴの両端に形成された反射器を有し、
    この反射器の少なくとも一部の領域が前記ＩＤＴに近い側から遠い側に向かうに従ってピッチが広くなる構成である請求項１に記載のアンテナ共用器。
  14. 前記並列共振器が前記第１直列共振器と隣合わせに接続された請求項１３に記載のアンテナ共用器。
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