CN107710614A - 弹性波滤波器、多工器、双工器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

弹性波滤波器、多工器、双工器、高频前端电路以及通信装置 Download PDF

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Abstract

本发明的发送侧滤波器(10)具备：具有在压电基板(50)上所形成的功能电极并在发送输入端子(11)与天线端子(31)之间相互串联连接的5个串联谐振器(101～105)、和并联谐振器(151～154)，除了最近地连接于发送输入端子(11)的串联谐振器(101)以及最近地连接于天线端子(31)的串联谐振器(105)以外的串联谐振器(102～104)的反谐振频率与谐振频率之差即频率差Δf2、Δf3以及Δf4小于串联谐振器(101以及105)的频率差Δf1以及Δf5，且串联谐振器(102～104)的反谐振频率低于串联谐振器(101以及105)的反谐振频率。

Description

弹性波滤波器、多工器、双工器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及弹性波滤波器、多工器、双工器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
从有效利用用于无线通信的频率资源的这种观点出发，作为移动电话等的通信频带，被分配了多种的频带。为了与此对应，作为通信设备等的RF(Radio Frequency：射频)电路中使用的频带滤波器，设计开发了与多种的频率规格对应的弹性表面波滤波器，并已被实用化。
专利文献1中公开了能够应用于高频带且宽带宽的梯形弹性表面波元件。具体而言，弹性表面波元件具备：具有给定的谐振频率的并联谐振器、具有与该并联谐振器的反谐振频率大致一致的谐振频率的串联谐振器、和串联连接于并联谐振器的电阻，构成带通滤波器。上述并联谐振器以及串联谐振器由形成于压电基板上的IDT(InterdigitalTransducer：叉指换能器)电极构成。根据专利文献1所述的弹性表面波元件，通过对并联谐振器串联地附加电阻，能够扩大谐振器的谐振频率与反谐振频率之差，可实现带通滤波器的宽带化。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开平5-183380号公报
发明内容
-发明要解决的课题-
为了对应上述那样的多种频率规格，近年来，利用了弹性表面波元件的天线双工器、以及对高频信号进行分波的多工器等已被实用化。
但是，要针对具有宽的带宽且窄的相邻频带间隔的近年来的频率标准来应用弹性表面波滤波器的情况下，对于专利文献1中所述的现有的梯形设计手法而言，变得难以充分地满足通过频带的插入损耗、相邻频带的抑制度、频带间隔离以及阻抗等的要求规格。在此，例如例示了LTE(Long Term Evolution：长期演进)标准的Band25(发送通过频带：1850-1915MHz、接收通过频带：1930-1995MHz)。针对如该Band25那样具有更宽的带宽(65MHz)且更窄的收发频带间隔(15MHz)的频率标准，应用使用了弹性表面波元件的天线双工器或者多工器的情况下，对于现有的弹性表面波元件的设计手法而言，具有难以维持期望的阻抗同时获得通过频带外的通过特性的陡峭性的这种问题。
为此，本发明是为了解决上述问题而提出，其目的在于提供一种维持通过频带内的期望的阻抗同时具有通过频带外的通过特性的高陡峭性的弹性波滤波器、多工器、双工器、高频前端电路以及通信装置。
-解决课题的手段-
为了实现上述目的，本发明的一方式所涉及的弹性波滤波器具备：4个以上的串联谐振器，在输入端子与输出端子之间相互串联连接；和并联谐振器，被连接在所述输入端子、所述输出端子以及所述4个以上的串联谐振器的连接节点的任一者与基准端子之间，所述4个以上的串联谐振器之中除了最近地连接于所述输入端子的第1串联谐振器以及最近地连接于所述输出端子的第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的反谐振频率与谐振频率之差即频率差小于所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器的反谐振频率与谐振频率的频率差，且除了所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的反谐振频率低于所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器的反谐振频率。
根据上述构成，使得除了最近地连接于输入端子以及输出端子的第1串联谐振器以及第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的反谐振频率相比于第1串联谐振器以及第2串联谐振器的反谐振频率而向低频域侧偏移，同时使得除了第1串联谐振器以及第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的频率差小于第1串联谐振器以及第2串联谐振器的频率差。由此，因为除了第1串联谐振器以及第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的谐振频率没有向低频域偏移，所以能够通过频带内的阻抗特性能够维持良好的特性。另一方面，使得除了第1串联谐振器以及第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的反谐振频率接近于通过频带的高频域端，由此通过频带的高频域的频带间区域中的插入损耗的陡峭性以及隔离被改善。因此，能够维持通过频带内的期望的阻抗，同时能够实现通过频带的高频域的频带间区域中的插入损耗的高陡峭性。
此外，也可以所述4个以上的串联谐振器以及所述并联谐振器具有在具备压电体层的基板上所形成的IDT电极，构成除了所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的所述IDT电极的多个电极指的反复间距比构成所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器的所述IDT电极的多个电极指的反复间距大。
由此，能够增大除了第1串联谐振器以及第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的波长，可使得该串联谐振器的反谐振频率相对较低。
此外，具备所述压电体层的基板也可以包括：压电体层，在一个面上形成有所述IDT电极；高声速支承基板，所传播的体波(bulk wave)声速比所述压电体层中传播的弹性波声速高速；和低声速膜，被配置于所述高声速支承基板与所述压电体层之间，所传播的体波声速比所述压电体层中传播的弹性波声速低速。
假定在将除了第1串联谐振器以及第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的频率差Δf调整得小于第1串联谐振器以及第2串联谐振器的Δf的情况下，除了第1串联谐振器以及第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的Q值假定会变小。但是，在这种情况下，根据压电基板的上述层叠构造，也能够将除了第1串联谐振器以及第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的Q值维持在高的值。
此外，也可以所述4个以上的串联谐振器是5个串联谐振器，所述5个串联谐振器之中除了所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器以外的3个串联谐振器的反谐振频率与谐振频率之差即频率差小于所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器的反谐振频率与谐振频率的频率差，且除了所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器以外的3个串联谐振器的反谐振频率低于所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器的反谐振频率。
此外，本发明的一方式所涉及的多工器通过具有多个使给定的频带选择性地通过的带通滤波器，来对输入信号进行分波，被允许通过所述多个带通滤波器的所述频带分别不同，所述多个带通滤波器各自的一端彼此被连接于共同端子，所述多个带通滤波器之中除了具有最高的所述频带的带通滤波器以外的带通滤波器的至少一个带通滤波器是上述记载的任意的弹性波滤波器。
由此，能够提供维持通过频带内的期望的阻抗的同时具有该通过频带的高频域的频带间区域中的插入损耗的高陡峭性的多工器。
此外，本发明的一方式所涉及的双工器具有发送侧滤波器和接收侧滤波器，所述发送侧滤波器的一端与所述接收侧滤波器的一端被共同连接并连接于天线端子，所述发送侧滤波器以及所述接收侧滤波器之中被允许通过的频带较低的滤波器是上述记载的任意的弹性波滤波器。
由此，能够提供维持通过频带内的期望的阻抗的同时具有该通过频带的高频域的频带间区域中的插入损耗的高陡峭性的双工器。
此外，本发明的一方式所涉及的高频前端电路具备：上述记载的弹性波滤波器、上述记载的多工器、或者上述记载的双工器；以及与所述弹性波滤波器、所述多工器或者所述双工器连接的放大电路。
由此，能够提供具备如下的弹性波滤波器的高频前端电路，该弹性波滤波器针对具有宽的通过频带且窄的相邻频带间隔的频率标准也可维持通过频带内的期望的阻抗的同时具有通过频带外的通过特性的高陡峭性。
此外，本发明的一方式所涉及的通信装置具备：对由天线元件收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路；和在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传输所述高频信号的上述记载的高频前端电路。
由此，能够提供一种具备如下的弹性波滤波器的通信装置，该弹性波滤波器针对具有宽的通过频带且窄的相邻频带间隔的频率标准也可维持通过频带内的期望的阻抗的同时具有通过频带外的通过特性的高陡峭性。
-发明效果-
根据本发明所涉及的弹性波滤波器，能够提供一种针对具有宽的通过频带且窄的相邻频带间隔的频率标准也可维持通过频带内的期望的阻抗同时具有通过频带外的通过特性的高陡峭性的弹性波滤波器、多工器以及双工器。
附图说明
图1是实施例所涉及的双工器的电路构成图。
图2是示意地表示实施例所涉及的弹性表面波滤波器的谐振器的俯视图以及剖视图。
图3是表示实施例所涉及的纵耦合型的弹性表面波滤波器的电极构成的简略俯视图。
图4A是对实施例以及比较例1所涉及的发送侧滤波器的通过特性进行比较的曲线图。
图4B是对实施例以及比较例1所涉及的发送输入端子-接收输出端子间的隔离特性进行比较的曲线图。
图4C是对实施例以及比较例1所涉及的发送侧滤波器的天线端子侧的VSWR进行比较的曲线图。
图4D是对实施例以及比较例1所涉及的发送侧滤波器的发送输入端子侧的VSWR进行比较的曲线图。
图5A是表示实施例所涉及的发送侧滤波器的第1串联谐振器的阻抗特性的曲线图。
图5B是表示实施例所涉及的发送侧滤波器的第2串联谐振器的阻抗特性的曲线图。
图5C是表示实施例所涉及的发送侧滤波器的第3串联谐振器的阻抗特性的曲线图。
图5D是表示实施例所涉及的发送侧滤波器的第4串联谐振器的阻抗特性的曲线图。
图5E是表示实施例所涉及的发送侧滤波器的第5串联谐振器的阻抗特性的曲线图。
图6A是表示比较例1所涉及的发送侧滤波器的第1串联谐振器的阻抗特性的曲线图。
图6B是表示比较例1所涉及的发送侧滤波器的第2串联谐振器的阻抗特性的曲线图。
图6C是表示比较例1所涉及的发送侧滤波器的第3串联谐振器的阻抗特性的曲线图。
图6D是表示比较例1所涉及的发送侧滤波器的第4串联谐振器的阻抗特性的曲线图。
图6E是表示比较例1所涉及的发送侧滤波器的第5串联谐振器的阻抗特性的曲线图。
图7A是对实施例以及比较例2所涉及的发送侧滤波器的通过特性进行比较的曲线图。
图7B是对实施例以及比较例2所涉及的发送输入端子-接收输出端子间的隔离特性进行比较的曲线图。
图7C是对实施例以及比较例2所涉及的发送侧滤波器的天线端子侧的VSWR进行比较的曲线图。
图7D是对实施例以及比较例2所涉及的发送侧滤波器的发送输入端子侧的VSWR进行比较的曲线图。
图8A是对实施例以及比较例3所涉及的发送侧滤波器的通过特性进行比较的曲线图。
图8B是对实施例以及比较例3所涉及的发送输入端子-接收输出端子间的隔离特性进行比较的曲线图。
图8C是对实施例以及比较例3所涉及的发送侧滤波器的天线端子侧的VSWR进行比较的曲线图。
图8D是对实施例以及比较例3所涉及的发送侧滤波器的发送输入端子侧的VSWR进行比较的曲线图。
图9A是对实施例以及比较例4所涉及的发送侧滤波器的通过特性进行比较的曲线图。
图9B是对实施例以及比较例4所涉及的发送输入端子-接收输出端子间的隔离特性进行比较的曲线图。
图10是具备实施例所涉及的双工器的高频前端电路以及通信装置的电路构成图。
具体实施方式
以下，利用实施例以及附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下所说明的实施例均表示概括的或者具体的例子。以下的实施例中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等仅是一例，并不是旨在限定本发明。对于以下的实施例中的构成要素之中、独立权利要求中未记载的构成要素，作为任意的构成要素来进行说明。此外，附图中示出的构成要素的大小或者大小之比未必是严格的。
(实施例)
[1.双工器的基本构成]
本实施例中，例示了被应用于LTE(Time Division Long Term Evolution：时分长期演进)标准的Band25(发送通过频带：1850-1915MHz、接收通过频带：1930-1995MHz)的天线双工器。
图1是实施例所涉及的双工器1的电路构成图。如该图所示，双工器1具备：发送侧滤波器10、接收侧滤波器20、天线端子31、和电阻元件311。
发送侧滤波器10是非平衡输入-非平衡输出型的带通滤波器，经由发送输入端子11输入由发送电路(RFIC等)所生成的发送波，在发送通过频带对该发送波进行滤波并输出至作为发送侧输出端子的天线端子31。发送侧滤波器10是本发明的主要部分的弹性波滤波器，并且是梯形的弹性表面波滤波器。对于发送侧滤波器10的构成，在后述的发送侧滤波器的构成中进行详细叙述。
接收侧滤波器20是非平衡输入-非平衡输出型的带通滤波器，输入从也作为接收侧输入端子的天线端子31被输入的接收波，在接收通过频带对该接收波进行滤波并输出至接收输出端子21。接收侧滤波器20例如包含纵耦合型的弹性表面波滤波器部。更为具体而言，接收侧滤波器20由纵耦合型滤波器部21A、串联谐振器201以及202、并联谐振器251以及252构成。
电阻元件311是在天线端子31与发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的连接点之间所设置的阻抗匹配元件。由此，能够取得天线元件与发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的阻抗匹配。
[2.弹性表面波谐振器的构造]
对发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的构成要素即谐振器的构造进行说明。
图2是示意地表示实施例所涉及的弹性表面波滤波器的谐振器的俯视图以及剖视图。该图中例示了对构成发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的多个谐振器之中的串联谐振器101的构造进行表示的俯视示意图以及剖视示意图。另外，图2所示的串联谐振器101用于说明上述多个谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数、长度等并不限定于此。
发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的各谐振器由具有压电体层53的基板50、具有梳形形状的IDT(InterDigital Transducer)电极11a以及11b构成。
如图2的俯视图所示，在基板50之上，形成有相互对置的一对IDT电极11a以及11b。IDT电极11a由相互平行的多个电极指110a、将多个电极指110a连接的汇流条电极111a构成。此外，IDT电极11b由相互平行的多个电极指110b、将多个电极指110b连接的汇流条电极111b构成。多个电极指110a以及110b沿着与X轴方向正交的方向而形成。
此外，如图2的剖视图所示，由多个电极指110a以及110b、汇流条电极111a以及111b构成的IDT电极54成为紧贴层541与主电极层542的层叠构造。
紧贴层541是用于提高基板50与主电极层542的紧贴性的层，作为材料，例如使用Ti。紧贴层541的膜厚例如为12nm。
作为主电极层542的材料，例如使用含有1％Cu的Al。主电极层542的膜厚例如为162nm。
保护层55被形成为覆盖IDT电极11a以及11b。保护层55是以保护主电极层542免受外部环境的影响、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。
另外，构成紧贴层541、主电极层542以及保护层55的材料并不限定于上述的材料。进而，IDT电极54也可以不是上述层叠构造。IDT电极54也可以由例如Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等的金属或者合金构成，此外还可以由上述的金属或者合金所构成的多个层叠体来构成。此外，也可以不形成保护层55。
接下来，说明基板50的层叠构造。
如图2的下部分所示，基板50具备高声速支承基板51、低声速膜52、和压电体层53，具有按高声速支承基板51、低声速膜52以及压电体层53的顺序被依次层叠的构造。
压电体层53由50°Y切割X传播LiTaO3压电单晶或者压电陶瓷(在以X轴为中心轴以从Y轴旋转了50°的轴为法线的面进行切断的钽酸锂单晶或者陶瓷，是在X轴方向传播弹性表面波的单晶或者陶瓷)构成。压电体层53例如厚度为600nm。
高声速支承基板51是支承低声速膜52、压电膜体层53以及IDT电极54的基板。高声速支承基板51是与压电体层53中传播的表面波或边界波的弹性波相比高声速支承基板51中的体波的声速更高的基板，高声速支承基板51发挥如下功能：将弹性表面波封闭在压电体层53以及低声速膜52被层叠的部分，以免从高声速支承基板51向下方泄露。高声速支承基板51例如是硅基板，厚度例如为200μm。
低声速膜52是与压电体层53中传播的弹性波的声速相比低声速膜52中的体波的声速更低的膜，被配置在压电体层53与高声速支承基板51之间。根据弹性波本质上为低声速的介质中能量集中的这种性质，该构造抑制了弹性表面波能量向IDT电极外的泄露。低声速膜52例如是以二氧化硅为主成分的膜，厚度例如为670nm。
根据基板50的上述层叠构造，与单层地使用压电基板的现有的构造相比，能够大幅地提高谐振频率以及反谐振频率处的Q值。也就是说，由于能够构成Q值高的弹性表面波谐振器，因此利用该弹性表面波谐振器能够构成插入损耗小的滤波器。
此外，假设：在将后述的发送侧滤波器10的、除去连接于两端子的串联谐振器101以及105以外的串联谐振器102～104的谐振频率与反谐振频率的频率差Δf调整得小于连接于两端子的串联谐振器的Δf的情况下，串联谐振器102～104的Q值变得小于串联谐振器101以及105的Q值。但是，即便是这种情况下，根据基板50的上述层叠构造，也能够将串联谐振器102～104的Q值维持在高的值。由此，针对具有宽的通过频带且窄的相邻频带间隔的频率标准，也能够形成具有通过频带内的低损耗性以及通过频带外的高陡峭性的弹性表面波滤波器。
另外，高声速支承基板51也可以具有如下构造：支承基板、和所传播的体波的声速比压电体层53中传播的表面波或边界波的弹性波高速的高声速膜被层叠。该情况下，支承基板能够利用蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、水晶等的压电体、氧化铝、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、莫来石、滑石、镁橄榄石等的各種陶瓷、玻璃等的电介质或者硅、氮化镓等的半导体以及树脂基板等。此外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、DLC膜或者金刚石、以上述材料为主成分的介质、以上述材料的混合物为主成分的介质等各种的高声速材料。
在此，对IDT电极的设计样式进行说明。所谓弹性表面波谐振器的波长，由图2的中间部分所示的构成IDT电极11a以及11b的多个电极指110a以及110b的反复间距λ来规定。此外，IDT电极的交叉宽度L是如图2的上部分所示那样IDT电极11a的电极指110a与IDT电极11b的电极指110b的从X轴方向观察的情况下的重叠的电极指长度。此外，占空比是多个电极指110a以及110b的线宽占有率，是多个电极指110a以及110b的线宽相对于线宽与空隙宽的相加值的比例。更为具体而言，在将构成IDT电极11a以及11b的电极指110a以及110b的线宽设为W，将相邻的电极指110a与电极指110b之间的空隙宽设为S的情况下，占空比由W/(W+S)来定义。
[3.发送侧滤波器的电路构成]
如图1所示，发送侧滤波器10具备：串联谐振器101～105、并联谐振器151～154、匹配用的电阻元件141以及161、和发送输入端子11。
串联谐振器101～105在发送输入端子11与天线端子31之间彼此串联连接。此外，并联谐振器151～154在发送输入端子11、天线端子31以及串联谐振器101～105的各连接点与基准端子(接地)之间相互并联连接。通过串联谐振器101～105以及并联谐振器151～154的上述连接构成，发送侧滤波器10构成了梯形的带通滤波器。此外，电阻元件141被连接在发送输入端子11与串联谐振器101之间，电阻元件161被连接在并联谐振器152、153以及154的连接点与基准端子之间。
表1中表示本实施例所涉及的发送侧滤波器10的串联谐振器101～105、并联谐振器151～154的设计样式(间距λ、交叉宽度L、IDT对数N、占空比D)的详细内容。
[表1]
上述表1中示出的各谐振器的间距λ被定义为各谐振器的波长。此外，各谐振器的电容由表1中示出的设计样式以及压电基板50的介电常数等来决定。
另外，本实施例中，由9个谐振器构成了T型的梯形滤波器，但也可以构成π型的梯形滤波器。此外，谐振器的个数并不限于9个，串联谐振器只要是4个以上即可。
在此，将最近地连接于发送输入端子11的串联谐振器101(第1谐振器)的反谐振频率fas1与谐振频率frs1的频率差(fas1-frs1)定义为Δf1。此外，将最近地连接于天线端子31的串联谐振器105的反谐振频率fas5与谐振频率frs5的频率差(fas5-frs5)定义为Δf5。同样地，将串联谐振器101以及105以外的串联谐振器102、103以及104的反谐振频率fas2、fas3以及fas4与谐振频率frs2、frs3以及frs4的频率差分别定义为Δf2(＝fas2-frs2)、Δf3(＝fas3-frs3)以及Δf4(＝fas4-frs4)。
本实施例所涉及的发送侧滤波器10中，以下的关系式(式1)、(式2)成立。
fas1、fas5＞fas2、fas3、fas4 (式1)
Δf1、Δf5＞Δf2、Δf3、Δf4 (式2)
换句话说，最近地连接于发送输入端子11的串联谐振器101以及最近地连接于天线端子31的串联谐振器105以外的全部的串联谐振器102、103以及104的反谐振频率与谐振频率之差即频率差Δf2、Δf3以及Δf4，小于串联谐振器101以及105的反谐振频率与谐振频率的频率差Δf1以及Δf5，并且串联谐振器102、103以及104的反谐振频率fas2、fas3以及fas4低于串联谐振器101以及105的反谐振频率fas1以及fas5。
另外，作为实现上述式1的构成，可以使得串联谐振器102、103以及104的波长大于串联谐振器101以及105的波长。换句话说，若将构成串联谐振器101～105的IDT电极的多个电极指的反复间距分别设为λ1～λ5，则可以通过以下的式3的构成来实现式1中的关系。
λ1、λ5＜λ2、λ3、λ4 (式3)
由此，提供一种例如针对Band25这种的具有宽的通过频带且窄的相邻频带的频率标准，也能够维持通过频带内的期望的阻抗同时具有通过频带外的通过特性的高的陡峭性的发送侧滤波器10以及具备发送侧滤波器10的双工器1。
另外，在本实施方式中，作为相对于串联谐振器101以及105而使得串联谐振器102～104的频率差Δf2、Δf3以及Δf4较小的设计手法，采用IDT电极的抽取加权处理。此外，作为使得频率差Δf较小的手法，除了IDT电极的抽取加权处理以外，可采用对谐振器并联连接电容器的处理、以及变更谐振器的电极膜厚、占空比的处理等。作为本发明所涉及的Δf的调整手段，即便采用上述的任意的处理，都可获得上述效果。
以下，说明具备式1～式3的这种特征的发送侧滤波器10以及双工器1维持通过频带内的期望的阻抗同时具有通过频带外的通过特性的高的陡峭性。
[4.接收侧滤波器的电路构成]
如图1所示，接收侧滤波器20由纵耦合型滤波器部21A、具有串联谐振器201及202以及并联谐振器251的梯形滤波器部、和具有并联谐振器252的陷波器(trap)部构成。
图3是表示实施例所涉及的纵耦合型滤波器部21A的电极构成的简略俯视图。如该图所示，纵耦合型滤波器部21A具备：IDT211～219、反射器220以及221、和输入端子22以及输出端子23。
IDT211～219分别由相互对置的一对IDT电极构成。IDT214以及216被配置为在X轴方向夹持IDT215，IDT213以及217被配置为在X轴方向夹持IDT214～216。此外，IDT212以及218被配置为在X轴方向夹持IDT213～217，IDT211以及219被配置为在X轴方向夹持IDT212～218。反射器220以及221被配置为在X轴方向夹持IDT211～219。此外，IDT211、213、215、217以及219在输入端子22与基准端子(接地)之间并联连接，IDT212、214、216以及218在输出端子23与基准端子之间并联连接。
IDT211～219、串联谐振器201以及202、并联谐振器251以及252的基本构造与图2中示出的构造相同。
[5.弹性表面波滤波器的工作原理]
在此，说明本实施方式所涉及的梯形的弹性表面波滤波器的工作原理。
图1所示的并联谐振器151～154分别在谐振特性中具有谐振频率frp以及反谐振频率fap(＞frp)。此外，串联谐振器101～105分别在谐振特性中具有谐振频率frs以及反谐振频率fas(＞frs＞rfp)。另外，串联谐振器101～105的谐振频率frs被设计为大致一致，但是如表1所示那样由于各谐振器的设计样式不同，因此串联谐振器101～105的谐振频率frs也未必一致。此外，对于串联谐振器101～105的反谐振频率fas、并联谐振器151～154的谐振频率frp、以及并联谐振器151～154的反谐振频率fap也同样，未必是一致的。
在由梯形的谐振器构成带通滤波器时，使得并联谐振器151～154的反谐振频率fap与串联谐振器101～105的谐振频率frs接近。由此，并联谐振器151～154的阻抗接近于0的谐振频率frp近旁成为低频域侧阻带。此外，若从此频率增加，则在反谐振频率fap近旁，并联谐振器151～154的阻抗变高，且在谐振频率frs近旁，串联谐振器101～105的阻抗接近于0。由此，在反谐振频率fap～谐振频率frs的近旁，在从发送输入端子11向天线端子31的信号路径中成为信号通带。进而，若频率变高而处于反谐振频率fas近旁，则串联谐振器101～105的阻抗变高，成为高频侧阻带。换句话说，通过将串联谐振器101～105的反谐振频率fas设定在信号通带外的某处，则高频侧阻带的衰减特性的陡峭性受到较大影响。
在具有图1以及图2所示的上述构造以及上述工作原理的发送侧滤波器10中，若从发送输入端子11输入高频信号，则在发送输入端子11与基准端子之间产生电位差，由此压电基板50发生形变从而产生在X方向上传播的弹性表面波。在此，通过预先使得IDT电极11a以及11b的间距λ与通过频带的波长大致一致，仅具有想要使其通过的频率分量的高频信号通过发送侧滤波器10。
以下，对于本实施例所涉及的发送侧滤波器10的频率特性，与比较例所涉及的发送波滤波器比较来进行说明。
[6-1.实施例与比较例1的特性比较]
图4A是表示实施例以及比较例1所涉及的发送侧滤波器的通过特性的曲线图。此外，图4B是表示实施例以及比较例1所涉及的发送输入端子11-接收输出端子21间的隔离特性的曲线图。此外，图4C是表示实施例以及比较例1所涉及的发送侧滤波器的天线端子侧的VSWR的曲线图。此外，图4D是表示实施例以及比较例1所涉及的发送侧滤波器的发送端子侧的VSWR的曲线图。
图4A～图4D所示的比较例1所涉及的发送侧滤波器具有图1所示的梯形的构成，也就是具有5个串联谐振器和4个并联谐振器，这一点与实施例所涉及的发送侧滤波器10相同，但是各谐振器的设计样式不同。具体而言，比较例1所涉及的发送侧滤波器满足以下的关系式来设定谐振器的设计样式。
fas71、fas72、fas73、fas75＞fas74 (式4)
另外，在比较例1所涉及的发送侧滤波器中，从接近于发送输入端子的谐振器起，设为串联谐振器701、702、703、704以及705。此外，将串联谐振器701～705的谐振频率分别设为frs71～frs75，将反谐振频率分别设为fas71～fas75。此外，将串联谐振器701～705的谐振频率以及反谐振频率的频率差分别设为Δf71～Δf75。
换句话说，在比较例1所涉及的发送侧滤波器中，与发送输入端子以及天线端子的任意一个都不是最接近的串联谐振器704的反谐振频率fas74低于其他的4个串联谐振器的反谐振频率fas71、fas72、fas73以及fas75。另一方面，串联谐振器702以及703的反谐振频率fas72以及fas73与串联谐振器701以及705的反谐振频率fas71以及fas75相同程度，或者高于串联谐振器701以及705的反谐振频率fas71以及fas75。此外，5个串联谐振器的频率差Δf71～Δf75大致相等。
图5A～图5E分别表示实施例所涉及的发送侧滤波器的串联谐振器101～105的阻抗特性的曲线图。此外，图6A～图6E分别表示比较例1所涉及的发送侧滤波器的串联谐振器701～705的阻抗特性的曲线图。图5A～图5E以及图6A～图6E所示的频率特性的曲线图显示了发送侧滤波器的通过特性(左侧纵轴：S21)，并且显示了各串联谐振器的阻抗特性(右侧纵轴：20log|Z|)。
与图6A以及图6E所示的串联谐振器701以及705的反谐振频率fas71以及fas75进行比较，仅图6D所示的串联谐振器704的反谐振频率fas4接近于发送频带的高频域端。此外，图6A～图6E所示的串联谐振器701～705的频率差Δf71～Δf75大致相等。换句话说，在比较例1所涉及的发送侧滤波器中，上述式4以及式5成立。
在比较例1的上述构成中，如图4A以及图4B所示那样，在发送频带与处于其高频侧的接收频带之间的收发频带间区域FA，发送输入端子-接收输出端子间的隔离(插入损耗)无法越过55dB。
相对于此，在实施例所涉及的发送侧滤波器10中，与图5A以及图5E所示的串联谐振器101以及105的反谐振频率fas1以及fas5相比，图5B～图5D所示的串联谐振器102～104的反谐振频率fas2～fas4接近于发送频带的高频域端。进而，图5B～图5D所示的串联谐振器102～104的频率差Δf2～Δf4小于图5A以及图5E所示的串联谐振器101以及105的频率差Δf1以及Δf5。换句话说，在实施例所涉及的发送侧滤波器中，上述式1以及式2成立。
通过使得串联谐振器102～104的反谐振频率fas2～fas4接近于发送频带的高频域端，由此如图4A以及图4B所示那样，收发频带间区域FA中的衰减特性的陡峭性被改善。具体而言，与比较例1相比，实施例中从发送频带的高频域(插入损耗为2.5dB以下的频率)至收发频带间区域(隔离为55dB的频率)为止的频率间隔变窄约1.6MHz。
在发送频带的高频域侧区域中插入损耗的陡峭性得以改善，另一方面，如图4C以及图4D所示，从天线端子31(图4C)以及发送输入端子11(图4D)观察到的驻波比(VSWR)在发送频带内被维持为良好的值。
从确保通过频带中的期望的插入损耗以及期望的阻抗的观点出发，来决定与发送输入端子11连接的串联谐振器101以及与天线端子连接的串联谐振器105的电容。该情况下，串联谐振器101以及105的谐振频率frs1以及frs5被设定为处于发送频带的中心频率近旁。假如使串联谐振器102～104的反谐振频率fas2～fas4相比于fas1以及fas5而接近于发送频带的高频域端，使Δf2～Δf4维持在与Δf1以及Δf5同等的情况下，则谐振频率frs2～frs4从发送频带的中心频率向低频域侧偏移。该情况下，由于谐振频率的低频域偏移而发送频带内的阻抗特性变得恶化。相对于此，在本实施例所涉及的发送侧滤波器10中，使反谐振频率fas2～fas4向低频域侧偏移，同时减小Δf2～Δf4。由此，即便反谐振频率fas2～fas4相比于fas1以及fas5而向低频域侧偏移，由于谐振频率frs2～frs4不向低频域偏移，因此发送频带内的阻抗特性能够得以维持。换句话说，本实施例所涉及的发送侧滤波器10能够维持发送频带内的期望的阻抗，同时能够实现与相邻的接收频带之间的频率区域中的插入损耗的高陡峭性。
[6-2.实施例与比较例2的特性比较]
图7A是表示实施例以及比较例2所涉及的发送侧滤波器的通过特性的曲线图。此外，图7B是表示实施例以及比较例2所涉及的发送输入端子11-接收输出端子21间的隔离特性的曲线图。此外，图7C是表示实施例以及比较例2所涉及的发送侧滤波器的天线端子侧的VSWR的曲线图。此外，图7D是表示实施例以及比较例2所涉及的发送侧滤波器的发送端子侧的VSWR的曲线图。
图7A～图7D所示的比较例2所涉及的发送侧滤波器具有图1所示的梯形的构成，换句话说具有5个串联谐振器和4个并联谐振器，这一点与实施例所涉及的发送侧滤波器10相同，但是各谐振器的设计样式不同。具体而言，比较例2所涉及的发送侧滤波器满足以下的关系式来设定谐振器的设计样式。
fas81、fas85＞fas82、fas83、fas84 (式6)
另外，在比较例2所涉及的发送侧滤波器中，从靠近发送输入端子的谐振器起，设为串联谐振器801、802、803、804以及805。此外，将串联谐振器801～805的谐振频率分别设为frs81～frs85，将反谐振频率分别设为fas81～fas85。此外，将串联谐振器801～805的谐振频率以及反谐振频率的频率差分别设为Δf81～Δf85。
换句话说，在比较例2所涉及的发送侧滤波器中，与发送输入端子以及天线端子的任意一个都不是最接近的串联谐振器802～804的反谐振频率fas82～fas84低于串联谐振器801以及805的反谐振频率fas81以及fas85。此外，5个串联谐振器的频率差Δf81～Δf85大致相等。
比较例2所涉及的发送侧滤波器的各串联谐振器通过满足上述式6的关系，由此串联谐振器802～804的反谐振频率fas82～fas84相比于串联谐振器801以及805的反谐振频率fas81以及fas85而更接近于发送频带的高频域端。但是，如图7B所示，接收频带的低频域端(1930MHz)附近的隔离未得到改善。
另一方面，比较例2所涉及的发送侧滤波器的各串联谐振器通过满足上述式6以及式7的关系，由此串联谐振器802～804的谐振频率frs82～fs84从发送频带的中心频率向低频域侧偏移。由此，如图7C以及图7D所示，从天线端子31(图7C)以及发送输入端子11(图7D)观察到的驻波比(VSWR)在发送频带内会恶化。换句话说，由于谐振频率的低频域偏移，在发送频带内阻抗特性变得恶化。
[6-3.实施例与比较例3的特性比较]
图8A是表示实施例以及比较例3所涉及的发送侧滤波器的通过特性的曲线图。此外，图8B是表示实施例以及比较例3所涉及的发送输入端子11-接收输出端子21间的隔离特性的曲线图。此外，图8C是表示实施例以及比较例3所涉及的发送侧滤波器的天线端子侧的VSWR的曲线图。此外，图8D是表示实施例以及比较例3所涉及的发送侧滤波器的发送端子侧的VSWR的曲线图。
图8A～图8D所示的比较例3所涉及的发送侧滤波器具有图1所示的梯形的构成，换句话说具有5个串联谐振器和4个并联谐振器，这一点与实施例所涉及的发送侧滤波器10相同，但是各谐振器的设计样式不同。具体而言，比较例3所涉及的发送侧滤波器满足以下的关系式来设定谐振器的设计样式。
fas94、fas95＞fas91、fas92、fas93 (式8)
Δf94、Δf95＞Δf91、Δf92、Δf93 (式9)
另外，在比较例3所涉及的发送侧滤波器中，从靠近于发送输入端子的谐振器起，设为串联谐振器901、902、903、904以及905。此外，将串联谐振器901～905的谐振频率分别设为frs91～frs95，将反谐振频率分别设为fas91～fas95。此外，将串联谐振器901～905的谐振频率以及反谐振频率的频率差分别设为Δf91～Δf95。
换句话说，在比较例3所涉及的发送侧滤波器中，包含最接近于发送输入端子的串联谐振器901在内的串联谐振器901～903的反谐振频率fas91～fas93低于串联谐振器904以及905的反谐振频率fas94以及fas95。此外，串联谐振器901～903的频率差Δf91～Δf93小于串联谐振器904以及905的频率差Δf94以及Δf95。换句话说，在比较例3所涉及的发送侧滤波器中，上述式8以及式9成立。
比较例3所涉及的发送侧滤波器的各串联谐振器通过满足上述式8的关系，由此串联谐振器901～903的反谐振频率fas91～fas93相比于串联谐振器904以及905的反谐振频率fas94以及fas95而更接近于发送频带的高频域端。
另一方面，比较例3所涉及的发送侧滤波器的各串联谐振器通过满足上述式8以及式9的关系，串联谐振器901～903的谐振频率frs91～frs93维持在发送频带的中心频率附近。但是，如图8C以及图8D所示，从天线端子31(图8C)以及发送输入端子11(图8D)观察到的驻波比(VSWR)在发送频带内变得恶化。这是因为：由于减小最接近于发送输入端子11的串联谐振器901的Δf91，因此发送输入端子处的阻抗恶化。换句话说，若使得最接近于发送输入端子的串联谐振器901的Δf91小于Δ94以及Δ95，则在发送频带内阻抗特性变得恶化。
[6-4.实施例与比较例4的特性比较]
图9A是表示实施例以及比较例4所涉及的发送侧滤波器的通过特性的曲线图。此外，图9B是表示实施例以及比较例4所涉及的发送输入端子11-接收输出端子21间的隔离特性的曲线图。
图9A以及图9B所示的比较例4所涉及的发送侧滤波器具有图1所示的梯形的构成，换句话说具有5个串联谐振器和4个并联谐振器，这一点与实施例所涉及的发送侧滤波器10相同，但是各谐振器的设计样式不同。具体而言，比较例4所涉及的发送侧滤波器满足以下的关系式来设定谐振器的设计样式。
fas91、fas94、fas95＞fas92、fas93 (式10)
Δf94、Δf95＞Δf91、Δf92、Δf93 (式11)
另外，比较例4所涉及的发送侧滤波器的串联谐振器、反谐振频率、谐振频率以及频率差的各符号与比较例3所涉及的发送侧滤波器的各符号相同。
比较例4所涉及的发送侧滤波器与比较例3所涉及的发送侧滤波器相比，为了改善发送输入端子处的阻抗，提高了比较例3的串联谐振器901的频率。换句话说，使得串联谐振器901的反谐振频率fas91高于比较例3。
根据比较例4所涉及的各串联谐振器的上述构成，特别地能够改善发送输入端子处的阻抗。但是，如图9A以及图9B所示，收发频带间区域的插入损耗的陡峭性以及隔离变得恶化。换句话说，在比较例4所涉及的发送侧滤波器的构成中，无法同时实现发送频带内的期望的阻抗、以及高于发送频带的高频域处的期望的陡峭性。
[6-5.实施例以及比较例的总结]
表2中表示将实施例以及比较例1～4所涉及的发送侧滤波器的反谐振频率以及频率差的关系总结后的结果。
[表2]
上述表2中，对于被设定得比最接近于发送输入端子以及天线端子的基准的串联谐振器的反谐振频率fas低的反谐振频率fas，付与“＞”。此外，对于被设定得比最接近于发送输入端子以及天线端子的基准的串联谐振器的基准的频率差Δf小的频率差Δf，付与“＞”。
比较例1中，在收发频带间区域中无法满足期望的隔离。
比较例2中，谐振频率frs82～frs84从发送频带的中心频率向低频域侧偏移。由此，从天线端子以及发送输入端子观察到的驻波比(VSWR)在发送频带内恶化。
比较例3中，反谐振频率fas91～fas93接近于发送频带的高频域端，并且谐振频率frs91～frs93维持在发送频带的中心频率附近。但是，由于减小了最接近于发送输入端子的串联谐振器901的Δf91，因此发送输入端子处的阻抗恶化。
比较例4中，为了改善比较例3中的发送输入端子处的阻抗，提高了串联谐振器901的频率。由此，能够改善发送输入端子处的阻抗，但是收发频带间区域的插入损耗的陡峭性以及隔离变得恶化。
换句话说，根据比较例1～4所涉及的发送侧滤波器，为了使得通过频带高频域侧的通过特性的陡峭性良好，若使多个串联谐振器的反谐振点接近于通过频带高频域端，则由于频率差Δf过大而谐振频率向通过频带内的低频域侧偏移。由此，阻抗恶化。此外，为了改善通过频带高频域侧的通过特性的陡峭性，若调整最接近于发送输入端子的串联谐振器的反谐振频率以及频率差Δf，则阻抗恶化。
相对于此，在本实施例所涉及的发送侧滤波器10中，使最接近于发送输入端子11以及天线端子31的串联谐振器101以及105以外的串联谐振器102～104的反谐振频率fas2～fas4相比于fas1以及fas5而向低频域侧偏移，同时使Δf2～Δf4小于Δf1以及Δf5。由此，由于谐振频率frs2～frs4不向低频域偏移，因此发送频带内的阻抗特性能够维持期望的特性。另一方面，通过使反谐振频率fas2～fas4接近于发送频带的高频域端，发送频带的高频域侧的收发频带间区域FA处的插入损耗的陡峭性以及隔离得以改善。换句话说，本实施例所涉及的发送侧滤波器10能够维持发送频带内的期望的阻抗，同时能够实现与相邻的接收频带之间的频率区域处的插入损耗的高陡峭性。
如上述，本实施方式所涉及的发送侧滤波器10具备：具有形成于压电基板50上的IDT电极，在发送输入端子11与天线端子31之间相互串联连接的5个串联谐振器101～105；和具有形成在压电基板50上的IDT电极的并联谐振器151～154。在此，最近地连接于发送输入端子11的串联谐振器101以及最近地连接于天线端子31的串联谐振器105以外的全部的串联谐振器102～104的频率差Δf2～Δf4小于串联谐振器101以及105的频率差Δf1以及Δf5，且串联谐振器102～104的反谐振频率fas2～fas4低于串联谐振器101以及105的反谐振频率fas1以及fas5。
此外，构成串联谐振器102～104的IDT电极的多个电极指的反复间距λ2～λ4可以大于构成串联谐振器101以及105的IDT电极的多个电极指的反复间距λ1以及λ5。
此外，本实施方式所涉及的发送侧滤波器(弹性波滤波器)并不限定于具备5个串联谐振器的构成，只要具备4个以上的串联谐振器即可，该4个以上的串联谐振器之中最近地连接于输入端子的第1串联谐振器以及最近地连接于输出端子的第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的Δf小于第1串联谐振器以及第2串联谐振器的Δf，且第1串联谐振器以及第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的反谐振频率fas低于第1串联谐振器以及第2串联谐振器的反谐振频率fas即可。根据该构成，可实现与本实施例所涉及的发送侧滤波器10同样的效果。
此外，也可以是具有多个使给定的频带选择性地通过的带通滤波器由此对输入信号进行分波的多工器，被允许通过多个带通滤波器的频带彼此不同，该多个带通滤波器的各自的一端彼此被连接于共同端子，该多个带通滤波器之中具有最高的频带的带通滤波器以外的带通滤波器的至少一个是具有实施例所涉及的发送侧滤波器10的特性的带通滤波器。
此外，也可以是发送侧滤波器以及接收侧滤波器之中被允许通过的频带较低的滤波器为具有实施例所涉及的发送侧滤波器10的特性的带通滤波器的双工器。
[6-6.高频前端电路以及通信装置的构成]
在此，对具备上述实施例所涉及的双工器1的高频前端电路60以及通信装置70进行说明。
图10是具备实施例所涉及的双工器1的高频前端电路60以及通信装置70的电路构成图。该图中示出了高频前端电路60、天线元件2、RF信号处理电路(RFIC)3、以及基带信号处理电路(BBIC)4。
高频前端电路60、RF信号处理电路3和基带信号处理电路4构成通信装置70。
高频前端电路60具备双工器1、功率放大器电路41、和低噪声放大器电路42。
功率放大器电路41是对从RF信号处理电路3输出的高频发送信号进行放大，经由发送输入端子11、发送侧滤波器10、以及天线端子31而输出至天线元件2的发送放大电路。
低噪声放大器电路42是对经由天线元件2、天线端子31以及发送侧滤波器20而得到的高频信号进行放大，并输出至RF信号处理电路3的接收放大电路。
RF信号处理电路3通过下变换等针对从天线元件2经由接收信号路径而输入的高频接收信号进行信号处理，将进行该信号处理而生成的接收信号输出至基带信号处理电路4。此外，RF信号处理电路3通过上变换等而对从基带信号处理电路4输入的发送信号进行信号处理，将进行该信号处理而生成的高频发送信号输出至功率放大器电路31。RF信号处理电路3例如是RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit：射频集成电路)。
由基带信号处理电路4处理后的信号例如作为图像信号而被用于图像显示，或者作为声音信号而被用于通话。
另外，高频前端电路60也可以在双工器1、功率放大器电路41、以及低噪声放大器电路42之间具备其他的电路元件。
根据上述构成，能够提供具备如下的弹性波滤波器的高频前端电路以及通信装置，该弹性波滤波器针对具有宽的通过频带且窄的相邻频带间隔的频率标准也维持通过频带内的期望的阻抗同时具有通过频带外的通过特性的高陡峭性。
另外，上述说明中以双工器为例进行了说明，但是本发明例如也能够应用于3个滤波器的天线端子被共用化的三工器、4个滤波器的天线端子被共用化的四工器。换句话说，高频前端电路以及通信装置具备2个以上的滤波器即可。
进而，高频前端电路以及通信装置并不限定于具备发送滤波器以及接收滤波器的双方的构成，也可以是仅具备发送滤波器、或者仅具备接收滤波器的构成。
此外，通信装置70也可以根据高频信号的处理方式而具备基带信号处理电路4。
(7.其他的变形例等)
以上，列举了实施例对本发明的实施方式所涉及的弹性表面波滤波器、多工器以及双工器进行了说明，但本发明并不限定于上述实施例。例如，对上述各实施例实施了如下的这种变形之后的方式也可包含在本发明。
例如，实施例所涉及的基板50的压电体层53使用了50°Y切割X传播LiTaO3单晶，但单晶材料的切割角并不限定于此。换句话说，将LiTaO3单晶用作压电体层，而满足上述式1以及式2的弹性表面波滤波器的压电体层的切割角并不限定于50°Y。即便是使用了具有上述以外的切割角的LiTaO3压电体层的弹性表面波滤波器，也能够实现同样的效果。此外，上述压电体层也可以由LiNbO3等的其他压电单晶构成。此外，本发明中，作为基板50，只要具有压电体层53，除了整体由压电体层构成的结构以外，也可以采用在支承基板上层叠有压电体层的构造。
此外，上述实施方式中，例示了具有IDT电极的弹性表面波滤波器，但本发明所涉及的弹性波滤波器并不限定于弹性表面波滤波器，也可以是由串联谐振器以及并联谐振器构成的利用了弹性边界波、BAW(Bulk Acoustic Wave：体声波)的弹性波滤波器。由此，也可实现与上述实施方式所涉及的弹性表面波滤波器具有的效果同样的效果。
此外，上述实施例中，将发送侧滤波器10作为本发明的主要部分进行了说明，但是本发明的内容也可以在接收侧滤波器20中使用。该情况下，具有如下的特征：接收侧滤波器20具备在输入端子与输出端子之间相互串联连接的4个以上的串联谐振器、和在输入端子、输出端子以及该4个以上的串联谐振器的连接节点的任一个与基准端子之间所连接的并联谐振器，上述4个以上的串联谐振器之中最近地连接于输入端子的第1串联谐振器以及最近地连接于输出端子的第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的反谐振频率与谐振频率之差即频率差小于第1串联谐振器以及第2串联谐振器的反谐振频率与谐振频率的频率差，且第1串联谐振器以及第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的反谐振频率低于第1串联谐振器以及第2串联谐振器的反谐振频率。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于宽的带宽以及窄的频带间隔的频率标准的弹性波滤波器、多工器以及双工器，而能够被广泛地用于移动电话等的通信设备。
-符号说明-
1 双工器
2 天线元件
3 RF信号处理电路(RFIC)
4 基带信号处理电路(BBIC)
10 发送侧滤波器
11 发送输入端子
11a、11b、54 IDT电极
20 接收侧滤波器
21 接收输出端子
21A 纵耦合型滤波器部
22 输入端子
23 输出端子
31 天线端子
41 功率放大器电路
42 低噪声放大器电路
50 基板
51 高声速支承基板
52 低声速膜
53 压电体层
55 保护层
60 高频前端电路
70 通信装置
101、102、103、104、105、201、202、701、702、703、704、705、801、802、803、804、805、901、902、903、904、905 串联谐振器
110a、110b 电极指
111a、111b 汇流条电极
141、161、311 电阻元件
151、152、153、154、251、252 并联谐振器
211、212、213、214、215、216、217、218、219 IDT
220、221 反射器
541 紧贴层
542 主电极层

Claims (8)

1.一种弹性波滤波器，具备：
4个以上的串联谐振器，在输入端子与输出端子之间相互串联连接；和
并联谐振器，被连接在所述输入端子、所述输出端子以及所述4个以上的串联谐振器的连接节点的任一者与基准端子之间，
所述4个以上的串联谐振器之中除了最近地连接于所述输入端子的第1串联谐振器以及最近地连接于所述输出端子的第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的反谐振频率与谐振频率之差即频率差小于所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器的反谐振频率与谐振频率的频率差，且除了所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的反谐振频率低于所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器的反谐振频率。
2.根据权利要求1所述的弹性波滤波器，其中，
所述4个以上的串联谐振器以及所述并联谐振器具有在具备压电体层的基板上所形成的IDT电极，
构成除了所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器以外的全部的串联谐振器的所述IDT电极的多个电极指的反复间距比构成所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器的所述IDT电极的多个电极指的反复间距大。
3.根据权利要求2所述的弹性波滤波器，其中，
具备所述压电体层的基板具备：
压电体层，在一个面上形成有所述IDT电极；
高声速支承基板，所传播的体波声速比所述压电体层中传播的弹性波声速高速；和
低声速膜，被配置于所述高声速支承基板与所述压电体层之间，所传播的体波声速比所述压电体层中传播的弹性波声速低速。
4.根据权利要求1～3的任意一项所述的弹性波滤波器，其中，
所述4个以上的串联谐振器是5个串联谐振器，
所述5个串联谐振器之中除了所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器以外的3个串联谐振器的反谐振频率与谐振频率之差即频率差小于所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器的反谐振频率与谐振频率的频率差，且除了所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器以外的3个串联谐振器的反谐振频率低于所述第1串联谐振器以及所述第2串联谐振器的反谐振频率。
5.一种多工器，通过具有多个使给定的频带选择性地通过的带通滤波器，来对输入信号进行分波，
被允许通过所述多个带通滤波器的所述频带分别不同，所述多个带通滤波器各自的一端彼此被连接于共同端子，
所述多个带通滤波器之中除了具有最高的所述频带的带通滤波器以外的带通滤波器的至少一个带通滤波器是权利要求1～4的任意一项所述的弹性波滤波器。
6.一种双工器，其具有发送侧滤波器和接收侧滤波器，所述发送侧滤波器的一端与所述接收侧滤波器的一端被共同连接并连接于天线端子，
所述发送侧滤波器以及所述接收侧滤波器之中被允许通过的频带较低的滤波器是权利要求1～4的任意一项所述的弹性波滤波器。
7.一种高频前端电路，具备：
权利要求1～4的任意一项所述的弹性波滤波器、权利要求5所述的多工器、或者权利要求6所述的双工器；和
与所述弹性波滤波器、所述多工器或者所述双工器连接的放大电路。
8.一种通信装置，具备：
对由天线元件收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路；和
在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传输所述高频信号的权利要求7所述的高频前端电路。
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