CN111903058A - 多工器、高频前端电路、通信装置以及弹性波滤波器 - Google Patents

Abstract

多工器(1)具备第1滤波器(FLT1)和第2滤波器(FLT2)。第1滤波器(FLT1)在公共端子(Pcom)与第1端子(P1)之间使第1通带的信号通过。第2滤波器(FLT2)在公共端子(Pcom)与第2端子(P2)之间使第2通带的信号通过。第1滤波器(FLT1)中包括的第1串联臂电路(sc11)具有第1串联臂谐振器(s11a)以及第2串联臂谐振器(s11b)。第1串联臂电路(sc11)不经由包括弹性波谐振器的电路以及该电路的连接点而与公共端子(Pcom)连接。第1串联臂电路(sc11)具有第1反谐振频率和高于第1反谐振频率的第2反谐振频率。第2反谐振频率高于第1通带的高频端。第1反谐振频率为第2通带的高频端以下。

Description

多工器、高频前端电路、通信装置以及弹性波滤波器

技术领域

本发明涉及多工器、高频前端电路、通信装置以及弹性波滤波器。

背景技术

以往，已知具备具有互相不同的通带的多个滤波器的多工器。例如，在国际公开第2009/025055号小册子(专利文献1)中，公开了具备发送用滤波器和通带与发送用滤波器不同的接收用滤波器的双工器。

在该双工器中，发送用滤波器以及接收用滤波器各自包括具有陡峭的截止特性的弹性波滤波器。因此，即使使发送用滤波器以及接收用滤波器的保护带更窄，发送用滤波器以及接收用滤波器也能够进行滤波。其结果是，能够有效地利用发送用滤波器以及接收用滤波器的各频带。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开第2009/025055号小册子

发明内容

发明要解决的课题

在多工器中，为了对从公共端子观察的某个滤波器的阻抗进行匹配，有在该滤波器与公共端子之间设置对阻抗的相位进行调整的移相器的情况。例如，在专利文献1中，公开了在天线端口与接收用滤波器之间连接有移相器的双工器。

在接收用滤波器的通带的信号被输入到天线端口的情况下，在该信号通过移相器时产生损耗。在接收用滤波器的通带中的多工器的插入损耗中，以不能忽略的程度包含移相器中的损耗。由于设置了移相器，因而接收用滤波器的通带中的多工器的插入损耗可能增加。

本发明是为了解决上述那样的课题而完成的，其目的在于，降低多工器的插入损耗。

用于解决课题的手段

基于本发明的一实施方式的多工器具备：公共端子、第1端子以及第2端子、第1滤波器和第2滤波器。第1滤波器在公共端子与第1端子之间使第1通带的信号通过。第2滤波器在公共端子与第2端子之间使第2通带的信号通过。第2通带低于第1通带，并且不与第1通带重叠。第1滤波器包括第1串联臂电路。第1串联臂电路具有第1串联臂谐振器以及第2串联臂谐振器。第1串联臂电路不经由包括弹性波谐振器的电路以及该电路的连接点而与公共端子连接。第1串联臂电路具有第1反谐振频率和高于第1反谐振频率的第2反谐振频率。第2反谐振频率高于第1通带的高频端。第1反谐振频率为第2通带的高频端以下。

基于本发明的其他实施方式的弹性波滤波器具备第1端子以及第2端子和串联臂电路。串联臂电路在第1端子与第2端子之间使通带的信号通过。串联臂电路不经由包括弹性波谐振器的电路或该电路的连接点而与第1端子连接。串联臂电路包括第1串联臂谐振器以及第2串联臂谐振器。串联臂电路具有第1反谐振频率和高于第1反谐振频率的第2反谐振频率。第2反谐振频率高于通带的高频端。第1反谐振频率低于通带的低频端。弹性波滤波器还具备与串联臂电路不同的电路中包括的某个弹性波谐振器。在将谐振器的反谐振频率与谐振频率的差除以该谐振频率而得到的值定义为该谐振器的相对带宽的情况下，第1串联臂谐振器的相对带宽大于弹性波谐振器的相对带宽。

发明效果

根据基于本发明的一实施方式的多工器，由于第1反谐振频率为第2通带的高频端以下，因而能够降低多工器的插入损耗。此外，通过使用基于本发明的其他实施方式的弹性波滤波器，并将该弹性波滤波器的第1反谐振频率设为多工器的第2通带的高频端以下，能够降低该多工器的插入损耗。

附图说明

图1是基于实施方式1的多工器的电路结构图。

图2是示出(a)包括弹性波谐振器的电路、以及(b)该电路的等效电路的图。

图3是图2的电路的阻抗特性。

图4是示出(a)包括并联地连接的2个弹性波谐振器的电路、(b)该电路的等效电路、以及(c)该等效电路的等效电路的图。

图5是一同示出2个弹性波谐振器的各阻抗特性以及图4的电路的阻抗特性的图。

图6是示出(a)包括串联地连接的弹性波谐振器的电路、(b)该电路的等效电路的图。

图7是一同示出2个弹性波谐振器的各阻抗特性以及图6的电路的阻抗特性的图。

图8是示出图1的多工器的移相器以及第1滤波器的具体的结构的图。

图9是一同示出(a)第1滤波器的通过特性、(b)第1串联臂电路的阻抗特性、以及(c)第2串联臂电路的阻抗特性的图。

图10是示出从公共端子观察第1滤波器时的第2通带中的阻抗与插入损耗的关系的史密斯圆图。

图11是一同示出(a)从移相器观察第1滤波器的情况下的移相器以外的阻抗、以及(b)从公共端子观察第1滤波器的情况下的阻抗的史密斯圆图。

图12是示出从公共端子观察第2滤波器的情况下的阻抗的史密斯圆图。

图13是基于比较例1的多工器的电路结构图。

图14是一同示出(a)从移相器观察第1滤波器的情况下的移相器以外的阻抗、以及(b)从公共端子观察第1滤波器的情况下的阻抗的史密斯圆图。

图15是一同示出图8的多工器的通过特性以及图13的多工器的通过特性的图。

图16是将(a)将图15的(a)的第1通带的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图、以及(b)将图15的(b)的第2通带的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图一同示出的图。

图17是示出基于实施方式的弹性波谐振器的谐振频率和相对带宽的关系的图表。

图18是基于实施方式2的多工器的电路结构图。

图19是一同示出(a)第1滤波器的通过特性、(b)第1串联臂电路的阻抗特性、以及(c)第2串联臂电路的阻抗特性的图。

图20是一同示出(a)从公共端子观察第1滤波器的情况下的阻抗、以及(b)从公共端子观察第2滤波器的情况下的阻抗的史密斯圆图。

图21是示出使第1串联臂谐振器的相对带宽变化的情况下的第1串联臂电路的阻抗特性的变化的图。

图22是示意性地示出构成串联臂谐振器的弹性波谐振器的电极构造的俯视图。

图23是一同示出使弹性波谐振器的I-R间距变化的情况下的(a)该弹性波谐振器的阻抗特性的变化、(b)相位特性的变化、(c)反射特性的变化、以及(d)史密斯圆图上的阻抗的变化的图。

图24是一同示出使弹性波谐振器的纵横比变化的情况下的(a)该弹性波谐振器的阻抗特性的变化、(b)相位特性的变化、(c)反射特性的变化、以及(d)史密斯圆图上的阻抗的变化的图。

图25是一同示出图18的多工器的通过特性以及图8的多工器的通过特性的图。

图26是将(a)将图25的(a)的第1通带的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图、以及(b)将图25的(b)的第2通带的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图一同示出的图。

图27是基于实施方式3的多工器的电路结构图。

图28是示出纵向耦合谐振器的通过特性的图。

图29是基于比较例2的多工器的电路结构图。

图30是一同示出图27的多工器的通过特性以及图29的多工器的通过特性的图。

图31是将(a)将图30的(a)的第1通带的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图、以及(b)将图30的(b)的第2通带的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图一同示出的图。

图32是基于实施方式4的多工器的电路结构图。

图33是一同示出图32的多工器的通过特性以及图18的多工器的通过特性的图。

图34是将(a)将图33的(a)的第1通带的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图、以及(b)将图33的(b)的第2通带的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图一同示出的图。

图35是基于实施方式5的多工器的电路结构图。

图36是示出图35的多工器的通过特性的图。

图37是示出从公共端子观察第1滤波器的情况下的阻抗的史密斯圆图。

图38是基于实施方式6的通信装置的结构图。

具体实施方式

以下，一边参照附图一边详细地对实施方式进行说明。另外，对附图中相同或相当的部分赋予相同的附图标记并且原则上不重复其说明。

在实施方式中，设通带为插入损耗落入插入损耗的最小值以上且对该最小值加上3dB而得到的值以下的范围内的任意的连续的频带。

此外，设并联臂电路为配置在将公共端子以及输入输出端子连结的路径上的连接点与接地之间的电路。设串联臂电路为连接在公共端子与输入输出端子之间的电路、配置在公共端子或输入输出端子与连接并联臂电路的上述路径上的连接点之间的电路、或配置在连接并联臂电路的上述路径上的连接点与连接其他并联臂电路的上述路径上的其他连接点之间的电路。也存在串联臂电路以及并联臂电路各自由1个弹性波谐振器或电抗元件(例如电感器或电容器)形成的情况。串联臂电路以及并联臂电路各自也可以包括被串联或并联地分割的多个弹性波谐振器。

此外，所谓谐振器或电路中的谐振频率，只要没有特别声明，就是作为该谐振器或该电路的阻抗成为极小的奇异点(singularity point)(理想情况下是阻抗成为0的点)的“谐振点”的频率。

所谓谐振器或电路中的反谐振频率，只要没有特别声明，就是作为该谐振器或该电路的阻抗成为极大的奇异点(理想情况下是阻抗成为无穷大的点)的“反谐振点”的频率。

[实施方式1]

图1是基于实施方式1的多工器1的电路结构图。如图1所示，多工器1具备公共端子Pcom、输入输出端子P1(第1端子)、输入输出端子P2(第2端子)、滤波器FLT1(第1滤波器)、滤波器FLT2(第2滤波器)和移相器PS1。在多工器1中，输入到公共端子Pcom的通带PB1(第1通带)的信号从输入输出端子P1输出，并且输入到公共端子Pcom的通带PB2(第2通带)的信号从输入输出端子P2输出。此外，从输入输出端子P1输入的通带PB1的信号从公共端子Pcom输出。从输入输出端子P2输入的通带PB2的信号从公共端子Pcom输出。

多工器1是具有例如B26Rx(859～894MHz)以及B26Tx(814～849MHz)作为互相不同的通带的应对Band26的双工器。以下，设通带PB1为859～894MHz，设通带PB2为814～849MHz。

移相器PS1以及滤波器FLT1在公共端子Pcom与输入输出端子P1之间按该顺序串联地连接。滤波器FLT1使通带PB1的信号通过。移相器PS1使通带PB2中的滤波器FLT1的阻抗增加，从而抑制来自公共端子Pcom的通带PB2的信号去往滤波器FLT1，使其去往滤波器FLT2。

滤波器FLT2连接在输入输出端子P2与公共端子Pcom以及移相器PS1的连接点之间。滤波器FLT2使通带PB2的信号通过。通带PB2低于通带PB1，并且不与通带PB1重叠。另外，所谓某通带低于其他通带，意味着某通带的频率低于其他通带的频率。

在通带PB1的信号输入到公共端子Pcom的情况下，该信号在通过移相器PS1时产生损耗。在通带PB1中的多工器1的插入损耗中，以不能忽略的程度包含移相器PS1中的损耗。由于为了抑制通带PB2的信号通过滤波器FLT1而设置有移相器PS1，因而通带PB1中的多工器的插入损耗可能增加。

因此，在实施方式1中，在滤波器FLT1的最靠近公共端子Pcom的串联臂电路中，包括反谐振频率互相不同的2个串联臂谐振器。将该串联臂电路的2个反谐振频率中的较低者的反谐振频率(第1反谐振频率)设为通带PB2的最高的频率(高频端)以下，使通带PB2中的滤波器FLT1的阻抗增加。其结果是，能够降低构成移相器PS1的电路的级数，因而能够降低多工器1的通带PB1中的插入损耗。另外，在实施方式中，串联臂谐振器也可以包括1个以上的弹性波谐振器，通过多个弹性波谐振器串联或并联地连接而构成。

以下，使用图2～图7，对包括反谐振频率互相不同的2个弹性波谐振器的电路的阻抗特性进行说明。在使用图2～图7的说明中，将弹性波谐振器看作不包括电阻分量的理想元件。首先，使用图2、图3，对1个弹性波谐振器的阻抗特性进行说明。

图2是示出(a)包括弹性波谐振器rs1的电路10、以及(b)电路10的等效电路10A的图。如图2的(a)所示，弹性波谐振器rs1连接在输入输出端子P11、P12之间。

如图2的(b)所示，图2的(a)的弹性波谐振器rs1被表示为包括电感器L1和电容器C1、C10的等效电路。电容器C10是弹性波谐振器rs1的静电电容。电感器L1、电容器C1在输入输出端子P11与P12之间按该顺序串联地连接。电容器C10在输入输出端子P11与P12之间与串联地连接的电感器L1以及电容器C1并联地连接。

电路10的阻抗在弹性波谐振器rs1的谐振频率fr10下变为极小。根据图2的(b)，等效电路10A的阻抗变为极小的频率是由电感器L1以及电容器C1形成的串联谐振电路的谐振频率。因此，弹性波谐振器rs1的谐振频率fr10如以下的式(1)那样表示。

[数学式1]

此外，电路10的阻抗在弹性波谐振器rs1的反谐振频率fa10下变为极大。根据图2的(b)，等效电路10A的阻抗变为极大的频率是由串联地连接的电感器L1、电容器C1以及电容器C10形成的并联谐振电路的谐振频率。因此，电路10的反谐振频率fa10如以下的式(2)那样表示。

[数学式2]

图3是图2的电路10的阻抗特性。如图3所示，电路10的阻抗在谐振频率fr10下变为极小，在反谐振频率fa10(＞fr10)下变为极大。

接下来，使用图4以及图5，对2个弹性波谐振器并联地连接的电路的阻抗特性进行说明。图4是示出(a)包括并联地连接的2个弹性波谐振器的电路20、(b)电路20的等效电路20A、以及(c)等效电路20A的等效电路20B的图。如图4的(a)所示，弹性波谐振器rs1、rs2在输入输出端子P21、P22之间并联地连接。弹性波谐振器rs1与图2的弹性波谐振器rs1相同，因而不重复说明。分别设弹性波谐振器rs2的谐振频率、反谐振频率为fr20、fa20。谐振频率fr20高于谐振频率fr10。反谐振频率fa20高于反谐振频率fa10。

如图4的(b)所示，图4的(a)的弹性波谐振器rs2被表示为包括电感器L2和电容器C2、C20的等效电路。电容器C20是弹性波谐振器rs2的静电电容。电感器L2、电容器C2在输入输出端子P21与P22之间按该顺序串联地连接。电容器C20在输入输出端子P21与P22之间，与串联地连接的电感器L2以及电容器C2并联地连接。在图4的(b)中并联地连接在输入输出端子P21与P22之间的电容器C10、C20，在图4的(c)中，被表示为连接在输入输出端子P21与P22之间的1个电容器C30(C10+C20)。

由于弹性波谐振器rs1、rs2并联地连接，因而电路20的阻抗在弹性波谐振器rs1的谐振频率fr10以及弹性波谐振器rs2的谐振频率fr20下变为极小。根据图4的(c)，等效电路20A的阻抗变为极小的频率是由电感器L1以及电容器C1形成的串联谐振电路的谐振频率、及由电感器L2以及电容器C2形成的串联谐振电路的谐振频率。即，电路20具有2个谐振频率，它们分别为谐振频率fr10、fr20。

另一方面，根据图4的(c)，等效电路20A的阻抗变为极大的频率是由串联地连接的L1和电容器C1以及电容器C30形成的并联谐振电路的谐振频率、及由串联地连接的电感器L2和电容器C2以及电容器C30形成的并联谐振电路的谐振频率。即，电路20具有2个反谐振频率，并且它们分别与反谐振频率fa10、fa20不同。

图5是一同示出2个弹性波谐振器rs1、rs2的各阻抗特性以及电路20的阻抗特性的图。如图5所示，电路20的阻抗在谐振频率fr10、fr20(＞fr10)下变为极小，在反谐振频率fa11、fa21(＞fa11)下变为极大。电路20的反谐振频率fa11高于弹性波谐振器rs1的谐振频率fr10，低于反谐振频率fa10。电路20的反谐振频率fa21高于弹性波谐振器rs2的谐振频率fr20，低于反谐振频率fa20。

接下来，使用图6以及图7，对2个弹性波谐振器串联地连接的电路的阻抗特性进行说明。图6是示出(a)包括串联地连接的2个弹性波谐振器的电路30、(b)电路30的等效电路30A的图。如图6所示，弹性波谐振器rs1、rs2串联地连接在输入输出端子P31、P32之间。由于弹性波谐振器rs1、rs2与图1、图2的弹性波谐振器rs1、rs2相同，因而不重复说明。

由于弹性波谐振器rs1、rs2串联地连接，因而电路30的阻抗在弹性波谐振器rs1的反谐振频率fa10以及弹性波谐振器rs2的反谐振频率fa20下变为极大。根据图6的(b)，等效电路30A的阻抗变为极大的频率是由串联地连接的电感器L1和电容器C1以及电容器C10形成的并联谐振电路的谐振频率、及由串联地连接的L2和电容器C2以及电容器C20形成的并联谐振电路的谐振频率。即，电路30具有2个反谐振频率，并且它们分别为反谐振频率fa10、fa20。另一方面，电路30具有2个谐振频率，并且它们分别与谐振频率fr10、fr20不同。

图7是一同示出2个弹性波谐振器rs1、rs2的各阻抗特性以及电路30的阻抗特性的图。如图7所示，电路30的阻抗在谐振频率fr11、fr21(＞fr11)下变为极小，在反谐振频率fa10、fa20下变为极大。电路30的谐振频率fr11高于弹性波谐振器rs1的谐振频率fr1，低于反谐振频率fa10。电路30的谐振频率fr21高于弹性波谐振器rs2的谐振频率fr20，低于反谐振频率fa20。

根据图5以及图7，将2个弹性波谐振器串联地连接的电路以及并联地连接的电路的各阻抗特性在具有第1谐振频率、第1反谐振频率、第2谐振频率以及第2反谐振频率这点上，示出同样的形态。即，无论在串联臂电路所包括的2个弹性波谐振器串联地连接的情况下，还是并联地连接的情况下，都产生同样的作用以及效果。因此，在实施方式1中，对串联臂电路包括并联地连接的2个弹性波谐振器的情况进行说明。对于实施方式2之后也是同样的。

图8是示出图1的多工器1的移相器PS1以及滤波器FLT1的具体的结构的图。如图8所示，移相器PS1包括电感器L1。电感器L1连接在接地与公共端子Pcom以及滤波器FLT1的连接点之间。

滤波器FLT1包括串联臂电路sc11(第1串联臂电路)、串联臂电路sc12(第2串联臂电路)、串联臂谐振器s13～s15和并联臂谐振器p11～p14。串联臂电路sc11、串联臂电路sc12以及串联臂谐振器s13～s15在移相器PS1与输入输出端子P1之间按该顺序串联地连接。来自公共端子的通带PB1的信号不通过包括弹性波谐振器的电路而输入到串联臂电路sc11。

串联臂电路sc11具有串联臂谐振器s11a(第1串联臂谐振器)以及串联臂谐振器s11b(第2串联臂谐振器)。串联臂谐振器s11a、s11b在移相器PS1与串联臂电路sc12之间并联地连接。串联臂电路sc12具有串联臂谐振器s12a、s12b。串联臂谐振器s12a、s12b在串联臂电路sc11与串联臂谐振器s13之间并联地连接。

并联臂谐振器p11连接在接地与串联臂电路sc11、sc12之间的连接点之间。并联臂谐振器p12连接在接地与串联臂电路sc12以及串联臂谐振器s13之间的连接点之间。并联臂谐振器p13连接在接地与串联臂谐振器s13、s14之间的连接点之间。并联臂谐振器p14连接在接地与串联臂谐振器s14、s15之间的连接点之间。

在以下的表1中，示出实施方式1中的串联臂谐振器s11a、s11b、s12a、s12b、s13～s15、并联臂谐振器p11～p14各自的谐振频率(fr)、反谐振频率(fa)、相对带宽(BWR)，并且示出串联臂电路sc11、sc12各自的第1谐振频率(fr1)、第1反谐振频率(fa1)、第2谐振频率(fr2)、第2反谐振频率(fa2)。另外，所谓相对带宽BWR，是将反谐振频率fa与谐振频率fr的差除以谐振频率fr而得到的值((fa-fr)/fr)表示为百分数的值。

[表1]

滤波器FLT2既可以包括弹性波谐振器，也可以包括LC谐振电路。弹性波谐振器例如是声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器、体声波(BAW：Bulk Acoustic Wave)谐振器、FBAR(Film Bulk Acoustic Wave Resonator：薄膜体声波谐振器)、或SM(SolidlyMounted：固态装配)谐振器。

图9是一同示出(a)滤波器FLT1的通过特性(插入损耗以及衰减量的频率特性)、(b)串联臂电路sc11的阻抗特性、以及(c)串联臂电路sc12的阻抗特性的图。在图9的(b)中，还一同示出了串联臂谐振器s11a、s11b的阻抗特性。在图9的(c)中，还一同示出了串联臂谐振器s12a、s12b的阻抗特性。另外，所谓“滤波器的通过特性”，是滤波器单体的通过特性，是将滤波器从其他电路分开的情况下的通过特性。

如图9的(b)所示，串联臂电路sc11具有谐振频率fr111(第1谐振频率)、反谐振频率fa111(第1反谐振频率)、谐振频率fr112(第2谐振频率)以及反谐振频率fa112(第2反谐振频率)。反谐振频率fa111高于谐振频率fr111。谐振频率fr112高于反谐振频率fa111。反谐振频率fa112高于谐振频率fr112。

反谐振频率fa111包含于通带PB2，形成衰减极并且使通带PB2的滤波器FLT1的阻抗增加，使通带PB2的信号难以通过滤波器FLT1。反谐振频率fa112高于通带PB1的高频端，形成衰减极并且使高于通带PB1的频带的滤波器FLT1的阻抗增加，使高于通带PB1的频带的信号难以通过滤波器FLT1。谐振频率fr112包含于通带PB1，使通带PB1的滤波器FLT1的阻抗减少，使通带PB1的信号容易通过滤波器FLT1。

如图9的(c)所示，串联臂电路sc12具有谐振频率fr121、反谐振频率fa121(＞fr121)、谐振频率fr122(＞fa121)以及反谐振频率fa122(＞fr122)。反谐振频率fa121包含于通带PB2，形成衰减极并且使通带PB2中的滤波器FLT1的阻抗增加，使通带PB2的信号难以通过滤波器FLT1。反谐振频率fa122高于通带PB1的高频端，形成衰减极并且使高于通带PB1的频带中的滤波器FLT1的阻抗增加，使高于通带PB1的频带的信号难以通过滤波器FLT1。谐振频率fr122包含于通带PB1，使通带PB1中的滤波器FLT1的阻抗减少，使通带PB1的信号容易通过滤波器FLT1。

图10是示出从公共端子Pcom观察移相器PS1以及滤波器FLT1时的通带PB2中的阻抗和滤波器FLT2的插入损耗的关系的史密斯圆图。具体地，示出了在使从公共端子Pcom观察移相器PS1以及滤波器FLT1时的通带PB2中的阻抗变化到图10所示的点(标记部分)的情况下，滤波器FLT2的通带PB2中的插入损耗的大小。在图10中，双圆标记(◎)表示插入损耗为0.5dB以下。圆标记(○)表示插入损耗大于0.5dB且为1dB以下。方形标记(□)表示插入损耗大于1dB且为1.5dB以下。三角标记(Δ)表示插入损耗大于1.5dB且为2dB以下。黑色圆标记(·)表示插入损耗大于2dB。

如图10所示，滤波器FLT2的插入损耗成为0.5dB以下的相位分布在-80度～80度的范围内。所谓相位，是从将史密斯圆图的中心点Zc(标准化阻抗)和阻抗变为无穷大的点fa连结的直线起的以逆时针为正的相位。为了降低滤波器FLT2的插入损耗，从公共端子Pcom观察移相器PS1以及滤波器FLT1的情况下的通带PB2中的相位优选处于-80度～80度的范围内。

图11是一同示出(a)从移相器PS1观察滤波器FLT1的情况下的移相器PS1以外的阻抗、以及(b)从公共端子Pcom观察滤波器FLT1的情况下的阻抗的史密斯圆图。如图11的(a)所示，由于滤波器FLT1自身的通带PB1的阻抗得到了匹配，因而处于标准化阻抗Zc附近。通带PB2的相位处于-65度～15度的范围内，进入了-80度～80度的范围。如图11的(b)所示，通带PB2的相位由于移相器PS1而被逆时针滑动，处于-60度～40度的范围内，进入了-80度～80度的范围，并且靠近阻抗变成无穷大的相位即0度。

图12是示出从公共端子Pcom观察滤波器FLT2的情况下的阻抗的史密斯圆图。如图12所示，滤波器FLT2自身的通带PB2的阻抗被匹配为标准化阻抗Zc，因而分布在标准化阻抗Zc附近。通带PB1的相位处于-25度～20度的范围内，进行入了-80度～80度的范围。

图13是基于比较例1的多工器8的电路结构图。多工器8的结构是将图8的多工器1的结构的移相器PS1以及滤波器FLT1分别置换成了移相器PS8以及滤波器FLT81的结构。这些以外的结构相同，因而不重复说明。

如图13所示，移相器PS8包括电感器L81、L82。电感器L82连接在公共端子Pcom与滤波器FLT1之间。电感器L81连接在接地与公共端子Pcom以及电感器L82的连接点之间。

滤波器FLT81具有串联臂谐振器s81～s85和并联臂谐振器p81～p84。串联臂谐振器s81～s85在移相器PS8与输入输出端子P1之间按该顺序串联地连接。并联臂谐振器p81连接在接地与串联臂谐振器s81、s82的连接点之间。并联臂谐振器p82连接在接地与串联臂谐振器s82、s83的连接点之间。并联臂谐振器p83连接在接地与串联臂谐振器s83、s84的连接点之间。并联臂谐振器p84连接在接地与串联臂谐振器s84、s85的连接点之间。

比较例1中的串联臂谐振器s81～s85、并联臂谐振器p81～p84各自的谐振频率(fr)、反谐振频率(fa)、相对带宽(BWR)示于以下的表2。

[表2]

如果比较图8的多工器1和图13的多工器8，则关于移相器，图1的移相器PS1的电感器的数量少于图8的移相器PS8的电感器的数量。在多工器1中，通过串联臂电路sc11中包括的串联臂谐振器s11a的反谐振频率fa111下的阻抗，提高了通带PB2的阻抗。因此，在多工器1中，通过移相器PS1调整的阻抗的值小于多工器8亦可。其结果是，在多工器1中，能够相比于移相器PS8而降低移相器PS1的级数。

弹性波谐振器与电感器相比，Q特性优异。因此，通过如多工器1那样降低构成移相器的电路的级数，并利用滤波器FLT1中包括的弹性波谐振器来提高通带PB2的阻抗，从而能够降低多工器1的通带PB1的插入损耗。

此外，由于多数情况下弹性波谐振器比电感器更小型，因而通过利用滤波器FLT1中包括的弹性波谐振器来使通带PB2的阻抗增加并降低构成移相器的电路的级数，从而能够使多工器1小型化。

图14是一同示出(a)从移相器PS8观察滤波器FLT81的情况下的移相器PS8以外的阻抗、以及(b)从公共端子Pcom观察滤波器FLT81的情况下的阻抗的史密斯圆图。如图14的(a)所示，由于滤波器FLT1自身的通带PB1的阻抗得到了匹配，因而分布在标准化阻抗Zc附近。通带PB2的相位处于-85度～45度的范围内，在通带PB2的高频端小于-80度，偏离了-80度～80度的范围。如图14的(b)所示，通带PB2的相位由于移相器PS8而被逆时针滑动，处于-60度～15度的范围内，进入了-80度～80度的范围，并且靠近阻抗变成无穷大的相位即0度。

图15是一同示出图8的多工器1的通过特性以及图13的多工器8的通过特性的图。图15的(a)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P1的通过特性。图15的(b)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P2的通过特性。图16是将(a)将图15的(a)的通带PB1的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图、以及(b)将图15的(b)的通带PB2的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图一同示出的图。在图15、图16中，实线示出多工器1的通过特性，虚线示出多工器8的通过特性。

在图15的(a)中，多工器1以及多工器8的通带PB2中的衰减量分别为50.5dB、50.4dB。关于从公共端子Pcom向输入输出端子P1的通过特性的通带PB2中的衰减量，即使在多工器1中，也确保了与多工器8相同程度的衰减量。在图15的(b)中，多工器1以及多工器8的通带PB1中的衰减量分别为48.5dB、48.6dB。关于从公共端子Pcom向输入输出端子P2的通过特性的通带PB1中的衰减量，即使在多工器1中，也确保了与多工器8相同程度的衰减量。另外，所谓某通带的衰减量，表示该通带中的衰减量的最小值。

在图16的(a)中，多工器1以及多工器8的通带PB1中的插入损耗分别为2.24dB、2.45dB。关于通带PB1中的插入损耗，多工器1比多工器8改善了0.21dB程度。通带PB1中的多工器1的插入损耗在大部分范围内与多工器8的插入损耗相比被降低。在图16的(b)中，多工器1以及多工器8的通带PB2中的插入损耗分别为2.03dB、2.15dB。关于通带PB2中的插入损耗，多工器1比多工器8改善了0.12dB程度。通带PB2中的多工器1的插入损耗与多工器8的插入损耗相比被降低。另外，所谓某个通带的插入损耗，表示该通带中的插入损耗的最大值。

根据多工器1，能够在维持衰减量的同时，降低插入损耗。

以上，根据基于实施方式1的多工器，能够降低插入损耗。

[实施方式2]

在实施方式2中，对使第1串联臂谐振器的相对带宽以及第2串联臂谐振器的相对带宽的至少一者大于第1滤波器所包括的某个弹性波谐振器的相对带宽的结构进行说明。通过该结构，在第1滤波器的通过特性中，能够扩大插入损耗小于对插入损耗的最小值加上基准值(例如3dB)而得到的值的频带，能够进一步地降低第1通带中的多工器的插入损耗。

首先，使用图17，对一般的弹性波谐振器的谐振频率(fr)与相对带宽(BWR)的关系进行说明。如果使弹性波谐振器的谐振频率变化则相对带宽变化。在使用多个弹性波谐振器来构成一般的滤波器装置的情况下，多个弹性波谐振器的谐振频率的频率差大约为100MHz以下。如图17所示，如果使谐振频率变化100MHz，则相对带宽变化0.7％程度。因此，以下，设在2个相对带宽的差为0.8％以上的情况下，该2个相对带宽不同。设在2个相对带宽的差小于0.8％的情况下，该2个相对带宽相等。

图18是基于实施方式2的多工器2的电路结构图。图18所示的多工器2的结构从图8所示的多工器1的结构中除去了移相器PS1，并且串联臂谐振器s11a、s11b、s12a、s12b的各相对带宽不同。除这些以外相同，因而不重复说明。

在以下的表3中，示出实施方式2中的串联臂谐振器s11a、s11b、s12a、s12b、s13～s15、并联臂谐振器p11～p14各自的谐振频率(fr)、反谐振频率(fa)、相对带宽(BWR)，并且示出串联臂电路sc11、sc12各自的第1谐振频率(fr1)、第1反谐振频率(fa1)、第2谐振频率(fr2)、第2反谐振频率(fa2)。

[表3]

如表3所示，串联臂谐振器s11a、s11b、s12a、s12b的相对带宽比其他谐振器的相对带宽大0.8以上。即，在实施方式2中，串联臂谐振器s11a、s11b、s12a、s12b的相对带宽大于其他谐振器的相对带宽。

图19是一同示出(a)滤波器FLT1的通过特性、(b)串联臂电路sc11的阻抗特性、以及(c)串联臂电路sc12的阻抗特性的图。在图19的(b)中，还一同示出了串联臂谐振器s11a、s11b的阻抗特性。在图19的(c)中，还一同示出了串联臂谐振器s12a、s12b的阻抗特性。

如图19的(b)所示，串联臂电路sc11具有谐振频率fr211(第1谐振频率)、反谐振频率fa211(第1反谐振频率)、谐振频率fr212(第2谐振频率)以及反谐振频率fa212(第2反谐振频率)。反谐振频率fa211高于谐振频率fr211。谐振频率fr212高于反谐振频率fa211。反谐振频率fa212高于谐振频率fr212。

反谐振频率fa211包含于通带PB2，形成衰减极并且使通带PB2的滤波器FLT1的阻抗增加，使通带PB2的信号难以通过滤波器FLT1。反谐振频率fa212高于通带PB1的高频端，形成衰减极并且使高于通带PB1的频带的滤波器FLT1的阻抗增加，使高于通带PB1的频带的信号难以通过滤波器FLT1。谐振频率fr212包含于通带PB1，使通带PB1的滤波器FLT1的阻抗减少，使通带PB1的信号容易通过滤波器FLT1。谐振频率fr211不包含于通带PB2，通带PB2中的纹波的产生得到了抑制。

如图19的(c)所示，串联臂电路sc12具有谐振频率fr221、反谐振频率fa221(＞fr221)、谐振频率fr222(＞fa221)以及反谐振频率fa222(＞fr222)。反谐振频率fa221低于通带PB2，形成衰减极并且使低于通带PB2的频带的阻抗增加，使低于通带PB2的频带的信号难以通过滤波器FLT1。反谐振频率fa222高于通带PB1的高频端，形成衰减极并且使高于通带PB1的频带中的滤波器FLT1的阻抗增加，使高于通带PB1的频带的信号难以通过滤波器FLT1。谐振频率fr222包含于通带PB1，使通带PB1中的滤波器FLT1的阻抗减少，使通带PB1的信号容易通过滤波器FLT1。谐振频率fr221不包含于通带PB2，通带PB2中的纹波的产生得到了抑制。

图20是一同示出(a)从公共端子Pcom观察滤波器FLT1的情况下的阻抗、以及(b)从公共端子Pcom观察滤波器FLT2的情况下的阻抗的史密斯圆图。如图20的(a)所示，滤波器FLT1自身的通带PB1的阻抗被匹配为标准化阻抗Zc，因而分布在标准化阻抗Zc附近。通带PB2的相位处于-76度～41度之间，进入了-80度～80度的范围。如图20的(b)所示，滤波器FLT2自身的通带PB2的阻抗被匹配为标准化阻抗Zc，因而分布在标准化阻抗Zc附近。通带PB1的相位处于-28度～22度之间，进入了-80度～80度的范围。

图21是示出使串联臂谐振器s11a的相对带宽变化的情况下的串联臂电路sc11的阻抗特性的变化的图。在图21中，串联臂谐振器s11a的相对带宽按阻抗特性Imp1～Imp5的顺序变大。

如图21所示，串联臂谐振器s11a的相对带宽越大，则谐振频率fr211与反谐振频率fa211的差变得越大，越容易使谐振频率fr211包含于低于通带PB2的频带。如果谐振频率fr211变得不包含于通带PB2，则可抑制通带PB2中的纹波的产生。因此，串联臂谐振器s11a的相对带宽优选大于串联臂谐振器s11b。

在弹性波谐振器是SAW谐振器的情况下，通过在形成于具有压电性的基板的IDT电极(Inter Digital Transducer：叉指换能器)与该基板之间设置包括绝缘体或电介质的第1调整膜，并改变该第1调整膜的膜厚，从而能够改变弹性波谐振器的相对带宽。另外，在没有第1调整膜的情况下相对带宽最大，第1调整膜的膜厚越厚则相对带宽变得越小。此外，通过设置包括绝缘体或电介质的第2调整膜使得覆盖梳齿电极，并改变第2调整膜的膜厚，从而能够改变SAW谐振器的相对带宽。另外，在没有第2调整膜的情况下相对带宽最大，第2调整膜的膜厚越厚则相对带宽变得越小。

在弹性波谐振器是BAW谐振器的情况下，通过变更对置的电极间的压电体的材料，能够改变相对带宽。

图22是示意性地示出使用声表面波的一般的弹性波谐振器rs11的电极构造的俯视图。如图22所示，弹性波谐振器rs11包括IDT电极121和反射器122、123。IDT电极121以及反射器122、123形成在压电基板120上，沿着声表面波的传播方向PD配置。

反射器122、123分别包括多个电极指122a、123a。反射器122、123夹着IDT电极121。反射器122、123具有多个电极指所形成的周期性的重复构造(栅格)。

IDT电极121包括多个电极指121a、121b。设多个电极指121a、121b中成对的电极指的数量为对数。对数是多个电极指121a、121b的电极指数的大约半数。例如，如果设对数为N，并设多个电极指121a、121b的电极指的总数为M，则成为M＝2N+1。

通过IDT电极121激振的声表面波的波长λ由多个电极指121a、121b的电极周期决定。反射器122、123对通过IDT电极激振的声表面波进行反射。在由构成反射器122、123的多个电极指的电极间距等规定的频带(阻带)中，反射器122、123以高的反射系数对通过IDT电极121激振的声表面波进行反射。

I-R间距IRp是多个电极指121a以及多个电极指122a中的彼此相邻的电极指121a以及电极指122a的间距、和多个电极指121b以及多个电极指123a中的彼此相邻的电极指121b以及电极指123a的间距。交叉宽度CW是在从声表面波的传播方向观察的情况下，多个电极指121a和121b重复的电极指长度。在弹性波谐振器rs11是加权的SAW谐振器的情况下，交叉宽度CW是在从声表面波的传播方向观察的情况下，多个电极指121a和121b重复的电极指长度的平均值。设交叉宽度相对于对数的比(交叉宽度/对数)为纵横比。

以下，使用图23，在降低插入损耗这样的观点上，对串联臂谐振器s11a以及串联臂谐振器s11b的I-R间距的有效的范围进行说明。此外，使用图24，在降低插入损耗这样的观点上，对串联臂谐振器s11a的纵横比以及串联臂谐振器s11b的纵横比的合适的大小关系进行说明。

图23是一同示出在使弹性波谐振器rs11的I-R间距变化的情况下的(a)该弹性波谐振器的阻抗特性的变化、(b)相位特性的变化、(c)反射特性(反射损耗的频率特性)的变化、以及(d)在史密斯圆图上的阻抗的变化的图。在图23中，如图中的示例所示的那样，示出了使I-R间距IRp以每0.02λ从0.40λ变化到0.50λ为止的情况下的各变化。

如图23所示，I-R间距变得越窄，则越能抑制高于反谐振频率的阻带高频端的纹波(图23的(b)～(d)的实线圈内)。另一方面，如果I-R间距变窄，则在谐振频率与反谐振频率之间的频带中，产生纹波(图23的(b)～(d)的虚线圈内)。I-R间距越窄，则在谐振频率与反谐振频率之间的频带中产生的纹波变得越大。

以下，设串联臂谐振器s11a、s11b具有图22所示的电极构造，对串联臂谐振器s11a的I-R间距的合适的范围以及串联臂谐振器s11b的I-R间距的合适的范围进行说明。在串联臂谐振器s11a的电极构造中，图22的IDT电极121、多个电极指121a、121b、多个电极指121a、121b的电极周期、反射器122、123以及多个电极指122a、123a分别对应于第1IDT电极、多个第1电极指、第1电极周期、第1反射器、多个第2电极指。在串联臂谐振器s11b的电极构造中，图22的IDT电极121、多个电极指121a、121b、多个电极指121a、121b的电极周期、反射器122、123以及多个电极指122a、123a分别对应于第2IDT电极、多个第3电极指、第2电极周期、第2反射器、多个第4电极指。

串联臂谐振器s11a的阻带高频端为通带PB1内的情况较多。因此，如果在阻带高频端产生纹波，则通带PB1内的插入损耗增加。在设由第1电极周期决定的弹性波的波长为α的情况下，通过将串联臂谐振器s11a的I-R间距IRp设为小于0.50α，能够抑制阻带高频端的纹波，并降低该纹波所引起的通带PB1内的插入损耗。

在串联臂谐振器s11a中，谐振频率与反谐振频率之间的频带与通带PB2重叠。因此，如果在该频带中产生纹波，则滤波器FLT1的通带PB2中的衰减特性可能恶化。因此，通过将串联臂谐振器s11a的I-R间距设为0.42α以上，能够抑制在谐振频率与反谐振频率之间的频带中产生的纹波。其结果是，能够抑制该纹波所引起的滤波器FLT1的通带PB2中的衰减特性的恶化。

根据以上，通过将串联臂谐振器s11a的I-R间距IRp设为0.42α以上且小于0.50α，能够在抑制通带PB2中的滤波器FLT1的衰减特性的恶化的同时，降低通带PB1中的滤波器FLT1的插入损耗。

此外，串联臂谐振器s11b的谐振频率与反谐振频率之间的频带与通带PB1重叠。因此，如果在该频带中产生纹波，则滤波器FLT1的通带PB1中的插入损耗可能增加。在设由第2电极周期决定的弹性波的波长为β的情况下，通过将串联臂谐振器s11b的I-R间距IRp设为0.44β以上，能够抑制在谐振频率与反谐振频率之间的频带中产生的纹波。其结果是，能够进一步地降低滤波器FLT1的通带PB1中的插入损耗。

图24是一同示出使弹性波谐振器rs11的纵横比变化的情况下的(a)该弹性波谐振器的阻抗特性的变化、(b)相位特性的变化、(c)反射特性的变化、以及(d)史密斯圆图上的阻抗的变化的图。在图24中，如图中的示例中示出的那样，示出了在使纵横比变化为0.65、0.32、0.19、0.13、0.08以及0.05(单位都是[μm/对数])的情况下的各变化。

如图24的(a)以及(b)所示，在低于谐振频率的频带中，对数变得越小，则栅格所形成的阻带的旁瓣所引起的纹波(局部的变动)变得越大。这是因为，如图24的(c)以及(d)所示，在该频带中，对数变得越小，则反射系数的纹波变得越大。

低于串联臂谐振器s11b的谐振频率的频带与滤波器FLT1的通带PB1重叠。因此，从抑制通带PB1内的纹波这样的观点出发，优选通过使串联臂谐振器s11b的对数大于串联臂谐振器s11a的对数，从而使串联臂谐振器s11b的纵横比小于串联臂谐振器s11a的纵横比。通过这样的结构，能够抑制通带PB1内的纹波，降低通带PB1的插入损耗。

图25是一同示出图18的多工器2的通过特性以及图8的多工器1的通过特性的图。图25的(a)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P1的通过特性。图25的(b)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P2的通过特性。图26是将(a)将图25的(a)的通带PB1的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图、以及(b)将图25的(b)的通带PB2的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图一同示出的图。在图25、图26中，实线示出多工器2的通过特性，虚线示出多工器1的通过特性。

如图26的(a)所示，通带PB1中的多工器2的插入损耗与多工器1的插入损耗相比被降低。此外，对于插入损耗小于对插入损耗的最小值加上3dB而得到的值的频带，多工器2比多工器1更宽。其结果是，与多工器1相比，能够进一步地降低通带PB1中的多工器2的插入损耗。如图26的(b)所示，通带PB2中的多工器2的插入损耗与多工器1的插入损耗大体上相同。关于通带PB2，即使在多工器2中，也维持了与多工器1同样的通过特性。

以上，根据基于实施方式2的多工器，与实施方式1涉及的多工器相比，能够进一步地降低插入损耗。

[实施方式3]

在实施方式3中，对第1滤波器的串联臂电路中包括纵向耦合谐振器的情况进行说明。通过该结构，能够改善第2通带中的多工器的衰减特性。

图27是基于实施方式3的多工器3的电路结构图。多工器3的结构是将图18的多工器2的滤波器FLT1置换成了滤波器FLT31的结构。滤波器FLT31的结构是将滤波器FLT1的串联臂电路sc12置换成了串联臂电路sc32，并且除去了串联臂谐振器s13～s15以及并联臂谐振器p12～p14的结构。串联臂电路sc32的结构是向串联臂电路sc12追加了纵向耦合谐振器tr31～tr34的结构。这些以外的结构相同，因而不重复说明。

如图27所示，纵向耦合谐振器tr31、tr32在输入输出端子P1与串联臂谐振器s12a、s12b的连接点之间串联地连接。纵向耦合谐振器tr33、tr34在输入输出端子P1与串联臂谐振器s12a、s12b的连接点之间串联地连接，并且与串联地连接的纵向耦合谐振器tr31、tr32并联地连接。

纵向耦合谐振器tr31～tr34各自具有2个反射器和直线状地配置在该2个反射器之间的3个IDT电极。纵向耦合谐振器tr31～tr34具有通带PB30(第3通带)。

图28是示出纵向耦合谐振器tr31～tr34的合成电路的通过特性的图。在图28中，频率f31是通带PB30的中心频率。如图28所示，通带PB30包含通带PB1。中心频率f31包含于通带PB1。在低于通带PB30的频带中，产生了多个衰减极。频率f32是最靠近中心频率f31的衰减极的频率。纵向耦合谐振器tr31～tr34的相对带宽表示为中心频率f31与频率f32的差除以频率f32而得到的值((f31-f32)/f32)。在多工器3中，串联臂谐振器s11a的相对带宽大于纵向耦合谐振器tr31～tr34的相对带宽。

图29是基于比较例2的多工器9的电路结构图。多工器9的结构是向图27的多工器3的结构追加了移相器PS9，并将滤波器FLT31置换成了滤波器FLT91的结构。关于滤波器FLT91的结构，将滤波器FLT31的串联臂电路sc11、sc32分别置换成了串联臂谐振器s11、串联臂电路sc92。串联臂电路sc92的结构是将在滤波器FLT31中并联地连接的串联臂谐振器s12a、s12b置换成了串联臂谐振器s12的结构。这些以外的结构相同，因而不重复说明。

如图29所示，移相器PS9连接在公共端子Pcom以及滤波器FLT2的连接点与滤波器FLT91之间。移相器PS9包括电感器L91、L92。电感器L92连接在公共端子Pcom与滤波器FLT91之间。电感器L91连接在接地与公共端子Pcom以及电感器L92的连接点之间。

图30是一同示出图27的多工器3的通过特性以及图29的多工器9的通过特性的图。图30的(a)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P1的通过特性。图30的(b)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P2的通过特性。如图30的(a)所示，通带PB2的多工器3的插入损耗大于多工器9的插入损耗。通带PB2中的多工器3的衰减特性与多工器9的衰减特性相比，得到了改善。

图31是将(a)将图30的(a)的通带PB1的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图、以及(b)将图30的(b)的通带PB2的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图一同示出的图。在图30、图31中，实线示出多工器3的通过特性，虚线示出多工器9的通过特性。

如图31的(a)所示，通带PB1中的多工器3的插入损耗与多工器9的插入损耗相比被降低。如图31的(b)所示，通带PB2中的多工器3的插入损耗与多工器9的插入损耗相比被降低。

以上，根据基于实施方式3的多工器，能够降低插入损耗，并且在从公共端子向第1端子的通过特性中能够改善第2通带中的衰减特性。

[实施方式4]

在实施方式4中，对第1滤波器中包括的所有串联谐振电路包括反谐振频率互相不同的2个串联臂谐振器的情况进行说明。

图32是基于实施方式4的多工器4的电路结构图。多工器4的结构是将图18的多工器2的滤波器FLT1置换成了滤波器FLT41的结构。滤波器FLT41的结构是将滤波器FLT1的串联臂谐振器s13～s15分别置换成了串联臂电路sc13(第2串联臂电路)、串联臂电路sc14(第2串联臂电路)、串联臂电路sc15(第2串联臂电路)的结构。除这些以外相同，因而不重复说明。

如图32所示，串联臂电路sc13包括反谐振频率互相不同的串联臂谐振器s13a、s13b。串联臂电路sc14包括反谐振频率互相不同的串联臂谐振器s14a、s14b。串联臂电路sc15包括反谐振频率互相不同的串联臂谐振器s15a、s15b。

串联臂电路sc13～sc15各自具有2个反谐振频率(第3反谐振频率以及第4反谐振频率)。该2个反谐振频率中的高的一方(第4反谐振频率)高于通带PB的高频端。该2个反谐振频率中的低的一方(第3反谐振频率)为通带PB2的高频端以下。

图33是一同示出图32的多工器4的通过特性以及图18的多工器2的通过特性的图。图33的(a)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P1的通过特性。图33的(b)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P2的通过特性。图34是将(a)将图33的(a)的通带PB1的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图、以及(b)将图33的(b)的通带PB2的通过特性的0～5dB的范围放大而示出的图一同示出的图。在图33、图34中，实线示出多工器4的通过特性，虚线示出多工器2的通过特性。

在图33的(a)中，多工器4以及多工器2的通带PB2中的衰减量分别为53.4dB、50.6dB。关于从公共端子Pcom向输入输出端子P1的通过特性的通带PB2中的衰减量，多工器4比多工器2改善了2.8dB程度。在图33的(b)中，多工器4以及多工器2的通带PB1中的衰减量分别为48.1dB、48.5dB。关于从公共端子Pcom向输入输出端子P2的通过特性的通带PB1中的衰减量，即使在多工器4中，也确保了与多工器2相同程度的衰减量。

如图34的(a)所示，在通带PB1中多工器4的插入损耗与多工器2的插入损耗大体上相同。在多工器4中，插入损耗成为插入损耗的最小值以上且对该最小值加上3dB而得到的值以下的频带比多工器2宽。如图34的(b)所示，通带PB2中的多工器4的插入损耗与多工器2的插入损耗大体上相同。关于通带PB2，即使在多工器4中，也实现了与多工器2同样的通过特性。

以上，根据基于实施方式4的多工器，能够降低插入损耗，并且与实施方式2涉及的多工器相比能够在从公共端子向第1端子的通过特性中进一步改善第2通带中的衰减特性。

[实施方式5]

在实施方式1～4中，对基于实施方式的多工器具有通带互相不同的2个滤波器的情况进行了说明。基于实施方式的多工器也可以具有通带互相不同的3个以上的滤波器。在实施方式5中，对具有通带互相不同的3个滤波器的多工器进行说明。

图35是基于实施方式5的多工器5的电路结构图。多工器5的结构是将图18的多工器2的滤波器FLT1置换成了滤波器FLT51，并且追加了具有通带PB3(第4通带)的滤波器FLT3(第3滤波器)以及输入输出端子P3(第3端子)的结构。滤波器FLT51的结构是将滤波器FLT1的串联臂谐振器s15置换成了串联臂电路sc15(第2串联臂电路)的结构。这些以外相同，因而不重复说明。

如图35所示，串联臂电路sc15在滤波器FLT51中包括的串联臂电路中最靠近输入输出端子P1。来自输入输出端子P1的通带PB1的信号不通过包括弹性波谐振器的电路而输入到串联臂电路sc15。滤波器FLT3连接在输入输出端子P3与公共端子Pcom以及滤波器FLT2的连接点之间。滤波器FLT3使通带PB3的信号通过。通带PB3高于通带PB1，并且不与通带PB1重叠。

已知施加于弹性波谐振器的功率在反谐振频率下最大。串联臂电路sc15中包括的串联臂谐振器s15a、s15b的各反谐振频率不包含于通带PB1。串联臂谐振器s15a、s15b在通带PB1中被施加的功率小于在反谐振频率下被施加的功率。因此，串联臂电路sc15与包括单一的串联臂谐振器的情况相比，通带PB1中的耐电力高。串联臂电路sc15与单一的串联臂谐振器相比，通带PB1中的耐电力高。在串联臂电路sc11中也是同样。

在滤波器FLT1中最先接受来自公共端子Pcom的信号的串联臂电路sc11、以及在滤波器FLT1中最先接受来自输入输出端子P1的信号的串联臂电路sc15从公共端子Pcom以及输入输出端子P1直接地且集中地接受电力。因此，通过与单一的串联臂谐振器相比，使串联臂电路sc11以及sc15的耐电力提高，能够使多工器5的耐电力性能提高。

图36是示出图35的多工器5的通过特性的图。图36的(a)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P3的通过特性。图36的(b)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P1的通过特性。图36的(c)示出从公共端子Pcom向输入输出端子P2的通过特性。

图37是从公共端子Pcom观察滤波器FLT51的情况下的阻抗的史密斯圆图。如图37所示，滤波器FLT1自身的通带PB1的阻抗被匹配为标准化阻抗Zc，因而分布于标准化阻抗Zc附近。通带PB2的相位处于-77度～30度的范围内，进入了-80度～80度的范围。通带PB3的相位处于-9度～5度的范围内，进入了-80度～80度的范围。

以上，根据基于实施方式5的多工器，能够降低插入损耗，并且能够提高第1通带中的耐电力。

[实施方式6]

在实施方式6中，对能够使用在实施方式1～5中说明的多工器实现的高频前端电路以及通信装置进行说明。

图38是基于实施方式6的通信装置1000的结构图。如图38所示，通信装置1000具备天线元件200、高频前端电路300、RFIC400和BBIC(Baseband Integrated Circuit：基带集成电路)500。

高频前端电路300包括多工器2(参照图18)、发送放大电路60T和接收放大电路60R。

在公共端子Pcom连接有天线元件200。输入输出端子P1与发送放大电路60T连接。在输入输出端子P2连接有接收放大电路60R。

发送放大电路60T是对给定的频带的高频信号进行功率放大的功率放大器。接收放大电路60R是对给定的频带的高频信号进行功率放大的低噪声放大器。

RFIC 400对由天线元件200发送以及接收的高频信号进行处理。具体地，RFIC400通过下变频等对从天线元件200经由接收侧信号路径而输入的高频信号进行信号处理，并向BBIC500输出。RFIC400通过上变频等对从BBIC500输入的发送信号进行信号处理并输出。

以上，根据基于实施方式6以及变形例的通信装置，能够通过降低了插入损耗的多工器，使通信品质提高。

还预见到，本次公开的各实施方式可在不矛盾的范围内适当组合而实施。应当认为本次公开的实施方式在所有方面均为例示，不是限制性的。本发明的范围不由上述的说明示出，而由权利要求书示出，旨在包含与权利要求书均等的含义以及范围内的所有变更。

附图标记说明

1～5、8、9：多工器

10、20、30：电路

10A、20A、20B、30A：等效电路

60R：接收放大电路

60T：发送放大电路

120：压电基板

121：IDT电极

121a、121b、122a、123a：电极指

122、123：反射器

200：天线元件

300：高频前端电路

1000：通信装置

C1、C2、C10、C20、C30：电容器

FLT1～FLT3、FLT31、FLT41、FLT51、FLT81、FLT91：滤波器

400：RFIC

L1、L2、L81、L82、L91、L92：电感器

P1～P3、P11、P12、P21、P22、P31、P32：输入输出端子

PS1、PS8、PS9：移相器

Pcom：公共端子

p11～p14、p81～p84：并联臂谐振器

rs1、rs2、rs11：弹性波谐振器

s11a～s15a、s11b～s15b、s11～s15、s81～s85：串联臂谐振器

sc11～sc15、sc32、sc92：串联臂电路

tr31～tr34：纵向耦合谐振器。

Claims (20)

1.一种多工器，具备：

公共端子；

第1端子以及第2端子；

第1滤波器，在所述公共端子与所述第1端子之间使第1通带的信号通过；和

第2滤波器，在所述公共端子与所述第2端子之间使第2通带的信号通过，

所述第2通带低于所述第1通带，并且不与所述第1通带重叠，

所述第1滤波器包括具有第1串联臂谐振器以及第2串联臂谐振器的第1串联臂电路，

所述第1串联臂电路不经由包括弹性波谐振器的电路以及该电路的连接点而与所述公共端子连接，

所述第1串联臂电路具有第1反谐振频率和高于所述第1反谐振频率的第2反谐振频率，

所述第2反谐振频率高于所述第1通带的高频端，

所述第1反谐振频率为所述第2通带的高频端以下。

2.根据权利要求1所述的多工器，其中，

所述第1反谐振频率包含于所述第2通带。

3.根据权利要求2所述的多工器，其中，

所述第1串联臂电路具有低于所述第2通带的低频端的第1谐振频率以及包含于所述第1通带的第2谐振频率。

4.根据权利要求3所述的多工器，其中，

所述第1串联臂谐振器以及所述第2串联臂谐振器并联地连接。

5.根据权利要求1～3中任一项所述的多工器，其中，

所述第1串联臂谐振器以及所述第2串联臂谐振器串联地连接。

6.根据权利要求4或5所述的多工器，其中，

在将谐振器的反谐振频率与谐振频率的差除以该谐振频率而得到的值定义为该谐振器的相对带宽的情况下，

所述第1串联臂谐振器的第1相对带宽以及所述第2串联臂谐振器的第2相对带宽的至少一者大于所述第1滤波器所包括的某个弹性波谐振器的第3相对带宽。

7.根据权利要求6所述的多工器，其中，

所述第1串联臂谐振器的谐振频率小于所述第2串联臂谐振器的谐振频率，

所述第1串联臂谐振器的反谐振频率小于所述第2串联臂谐振器的反谐振频率，

所述第1相对带宽大于所述第3相对带宽。

8.根据权利要求7所述的多工器，其中，

所述第1相对带宽大于所述第2相对带宽。

9.根据权利要求7或8所述的多工器，其中，

所述第1滤波器包括具有与所述第1通带重叠的第3通带的纵向耦合谐振器，

所述纵向耦合谐振器在低于所述第3通带的中心频率的频带中具有至少1个衰减极，

在将所述中心频率与所述至少1个衰减极之中最靠近所述中心频率的衰减极的频率的差除以所述衰减极的频率而得到的值定义为所述纵向耦合谐振器的相对带宽的情况下，

所述第1相对带宽大于所述纵向耦合谐振器的相对带宽。

10.根据权利要求4～9中任一项所述的多工器，其中，

所述第1串联臂谐振器包括：

第1IDT电极，包括第1电极周期的多个第1电极指；和

第1反射器，具有多个第2电极指，对通过所述第1IDT电极激振的弹性波进行反射，

在设由所述第1电极周期决定的弹性波的波长为α的情况下，

所述多个第1电极指以及所述多个第2电极指之中彼此相邻的第1电极指以及第2电极指的间距为0.42α以上且小于0.50α。

11.根据权利要求10所述的多工器，其中，

所述第2串联臂谐振器包括：

第2IDT电极，具有第2电极周期的多个第3电极指；和

第2反射器，具有多个第4电极指，对通过所述第2IDT电极激振的弹性波进行反射，

在设由所述第2电极周期决定的弹性波的波长为β的情况下，

所述多个第3电极指以及所述多个第4电极指之中彼此相邻的第3电极指以及第4电极指的间距为0.44β以上。

12.根据权利要求10或11所述的多工器，其中，

在将串联臂谐振器的IDT电极的交叉宽度相对于所述IDT电极所包括的多个电极指的对数的比定义为所述串联臂谐振器的纵横比的情况下，

所述第1串联臂谐振器的纵横比大于所述第2串联臂谐振器的纵横比。

13.根据权利要求1～12中任一项所述的多工器，其中，

从所述公共端子观察的所述第1滤波器的所述第2通带中的阻抗的相位为-80度以上且80度以下。

14.根据权利要求1～13中任一项所述的多工器，其中，

所述第1滤波器还包括第2串联臂电路，该第2串联臂电路具有第3反谐振频率和高于所述第3反谐振频率的第4反谐振频率，

所述第4反谐振频率高于所述第1通带的高频端，

所述第3反谐振频率为所述第2通带的高频端以下。

15.根据权利要求14所述的多工器，其中，

所述第2串联臂电路不经由包括弹性波谐振器的电路以及该电路的连接点而与所述第1端子连接。

16.根据权利要求1～15中任一项所述的多工器，其中，

还具备：

第3端子；和

第3滤波器，在所述公共端子与所述第3端子之间使第4通带的信号通过，

所述第4通带高于所述第1通带，并且不与所述第1通带重叠，

所述第2反谐振频率包含于所述第4通带。

17.根据权利要求16所述的多工器，其中，

从所述公共端子观察的所述第1滤波器的所述第4通带中的阻抗的相位为-80度以上且80度以下。

18.一种高频前端电路，具备：

权利要求1～17中任一项所述的多工器；和

放大电路，与所述多工器电连接。

19.一种通信装置，具备：

RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和

权利要求18所述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间对所述高频信号进行传递。

20.一种弹性波滤波器，具备：

第1端子以及第2端子；

串联臂电路，连接在所述第1端子与所述第2端子之间，

所述串联臂电路不经由包括弹性波谐振器的电路以及该电路的连接点而与所述第1端子连接，

所述串联臂电路包括第1串联臂谐振器以及第2串联臂谐振器，

所述串联臂电路具有第1反谐振频率和高于所述第1反谐振频率的第2反谐振频率，

所述第2反谐振频率高于所述弹性波滤波器的通带的高频端，

所述第1反谐振频率低于所述通带的低频端，

所述弹性波滤波器还具备与所述串联臂电路不同的电路中包括的某个弹性波谐振器，

在将谐振器的反谐振频率与谐振频率的差除以该谐振频率而得到的值定义为该谐振器的相对带宽的情况下，

所述第1串联臂谐振器的相对带宽大于所述弹性波谐振器的相对带宽。

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