WO2011010687A1 - 半導体素子制御装置、車載用電機システム - Google Patents

半導体素子制御装置、車載用電機システム Download PDF

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政光 稲葉
櫻井　直樹
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output

Definitions

  • the present invention relates to a semiconductor element control device that controls a semiconductor element that performs a switching operation for converting DC power to AC power or AC power to DC power, and an in-vehicle electric system having the semiconductor element control device. .
  • the power converter is a function for converting DC power supplied from a DC power source into AC power for supplying an AC electric load such as a rotating electrical machine, or for supplying AC power generated by the rotating electrical machine to a DC power source. It has a function to convert to DC power.
  • the power conversion device has an inverter circuit having a plurality of switching elements, and the switching elements repeat conduction operation and interruption operation, thereby switching from DC power to AC power or from AC power to DC power. Perform power conversion to power.
  • Patent Document 1 In the circuit for driving the switching element, if there is no protection circuit in the event of an abnormality such as a power supply short circuit, an excessive current flows through the switching element, and the element may be destroyed due to heat generation or switching surge voltage. A technique for suppressing such overcurrent at the time of a short circuit is described in Patent Document 1. According to Patent Document 1, it is described that an overcurrent and a short circuit are detected based on a sense current of a sense IGBT and the IGBT is cut off.
  • a semiconductor device control apparatus controls a semiconductor device that performs a switching operation for converting DC power into AC power or AC power into DC power.
  • a drive unit that outputs a drive signal to control the operation to the terminal of the semiconductor element, a short circuit detection unit that detects a short circuit of the semiconductor element based on the voltage of the terminal, and outputs a short circuit detection signal, and an output from the short circuit detection unit
  • a drive cut-off unit that cuts off a current flowing through the semiconductor element based on the short-circuit detection signal.
  • the semiconductor element control device detects an overcurrent flowing through the semiconductor element based on a sense current output from the semiconductor element, and outputs an overcurrent detection signal.
  • a current detection unit and a filter unit that removes noise components from the overcurrent detection signal output from the overcurrent detection unit can be further provided.
  • the drive cutoff unit cuts off the current flowing through the semiconductor element based on the short circuit detection signal, and the current flowing through the semiconductor element based on the overcurrent detection signal from which the noise component has been removed by the filter unit. It is preferable to block.
  • a semiconductor element control apparatus controls a semiconductor element that performs a switching operation for converting DC power into AC power, and a drive signal for controlling the switching operation of the semiconductor element.
  • the semiconductor element control device of the third aspect detects an overcurrent flowing through the semiconductor element based on the voltage of the terminal and the sense current, and outputs an overcurrent detection signal.
  • a detection unit and a filter unit that removes a noise component from the overcurrent detection signal output from the overcurrent detection unit can be further provided.
  • the drive cutoff unit cuts off the current flowing through the semiconductor element based on the short circuit detection signal and cuts off the current flowing through the semiconductor element based on the overcurrent detection signal from which the noise component has been removed by the filter unit. It is preferable to do.
  • the overcurrent detection unit has a voltage at the terminal exceeding the predetermined first voltage value and the sense current is a predetermined first value. When the current value is exceeded, an overcurrent flowing through the semiconductor element is detected and an overcurrent detection signal is output, and the short-circuit detection unit is a predetermined second voltage value whose terminal voltage is equal to or higher than the first voltage value.
  • An in-vehicle electric system includes an in-vehicle power source that can be charged and discharged, a motor generator that generates power based on AC power, and that generates AC power based on power.
  • a power converter that converts the DC power into AC power and supplies it to the motor generator, and converts the AC power generated by the motor generator into DC power to charge the in-vehicle power source.
  • the power conversion device includes a plurality of semiconductor elements that perform a switching operation for converting DC power from the in-vehicle power source into AC power or AC power generated by the motor generator into DC power;
  • a drive unit that outputs a drive signal for controlling the switching operation of the semiconductor element to a terminal of the semiconductor element, a short circuit detection unit that detects a short circuit of the semiconductor element based on the voltage of the terminal, and outputs a short circuit detection signal, and a short circuit
  • a drive cut-off unit that cuts off a current flowing through the semiconductor element based on the short circuit detection signal output from the detection unit.
  • the power conversion device detects an overcurrent flowing through the semiconductor element based on a sense current output from the semiconductor element, and detects an overcurrent. You may have further the overcurrent detection part which outputs a signal, and the filter part which removes a noise component from the overcurrent detection signal output from the overcurrent detection part.
  • the drive cutoff unit cuts off the current flowing through the semiconductor element based on the short circuit detection signal, and the current flowing through the semiconductor element based on the overcurrent detection signal from which the noise component has been removed by the filter unit. It is preferable to block.
  • An in-vehicle electric system includes an in-vehicle power source that can be charged and discharged, a motor generator that generates power based on AC power, and that generates AC power based on power.
  • a power converter that converts the DC power into AC power and supplies it to the motor generator, and converts the AC power generated by the motor generator into DC power to charge the in-vehicle power source.
  • the power conversion device includes a plurality of semiconductor elements that perform a switching operation for converting DC power from the in-vehicle power source into AC power or AC power generated by the motor generator into DC power;
  • a short circuit is detected by detecting a short circuit of a semiconductor element based on a drive unit that outputs a drive signal for controlling a switching operation of the semiconductor element to a terminal of the semiconductor element, and a voltage of the terminal and a sense current output from the semiconductor element.
  • a short-circuit detection unit that outputs a signal and a drive cut-off unit that cuts off a current flowing through the semiconductor element based on the short-circuit detection signal output from the short-circuit detection unit.
  • the power conversion device detects an overcurrent flowing through the semiconductor element based on the voltage of the terminal and the sense current, and detects an overcurrent detection signal.
  • a filter unit that removes a noise component from the overcurrent detection signal output from the overcurrent detection unit.
  • the drive cutoff unit cuts off the current flowing through the semiconductor element based on the short circuit detection signal, and the current flowing through the semiconductor element based on the overcurrent detection signal from which the noise component has been removed by the filter unit. It is preferable to block.
  • the overcurrent detection unit has the terminal voltage exceeding the predetermined first voltage value and the sense current is the predetermined first voltage.
  • the short circuit detection unit is a predetermined second voltage value whose terminal voltage is smaller than the first voltage value.
  • the sense current exceeds a predetermined second current value smaller than the first current value, a short circuit of the semiconductor element may be detected and a short circuit detection signal may be output.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram of a semiconductor element control device according to a first embodiment of the present invention.
  • 1 is a circuit diagram of a semiconductor element control device according to a first embodiment of the present invention. It is a time chart at the time of operation
  • a semiconductor element control device and an in-vehicle electric machine system according to an embodiment of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
  • a semiconductor element control device according to an embodiment of the present invention is mounted on a power conversion device that converts DC power into AC power or AC power into DC power, and performs a switching operation for such power conversion.
  • the semiconductor element to be controlled is controlled.
  • a power conversion device having a semiconductor element control device according to an embodiment of the present invention can be applied to a hybrid electric vehicle, a pure electric vehicle, and the like.
  • FIG. And will be described with reference to FIG.
  • FIG. 1 is a diagram showing a control block of a hybrid electric vehicle.
  • FIG. 1 is a diagram showing a control block of a hybrid electric vehicle.
  • FIG. 2 illustrates an in-vehicle electric machine system including an inverter device including a series circuit of upper and lower arms and a control unit, a power conversion device including a capacitor module connected to the DC side of the inverter device, a battery, and a motor generator. It is a figure which shows a circuit structure.
  • an in-vehicle power conversion device for an in-vehicle electric system mounted on an automobile in particular, an inverter device for driving a vehicle that is used in an electric system for driving a vehicle and has a very severe mounting environment or operational environment is taken as an example.
  • a vehicle drive inverter device is provided in a vehicle drive electrical system as a control device for controlling the drive of a vehicle drive motor, and a DC power supplied from an in-vehicle battery or an in-vehicle power generator constituting an in-vehicle power source is a predetermined AC power. Then, the AC power obtained is supplied to the vehicle drive motor to control the drive of the vehicle drive motor.
  • the vehicle drive inverter device also has a function of converting the AC power generated by the vehicle drive motor into DC power according to the operation mode. Yes.
  • the converted DC power is supplied to the on-vehicle battery.
  • the configuration of the present embodiment is optimal as a power conversion device for driving a vehicle such as an automobile or a truck, but can also be applied to power conversion devices other than these, for example, power conversion devices such as trains, ships, and airplanes. .
  • an industrial power conversion device used as a control device for an electric motor that drives factory equipment, or a home power conversion device used for a control device for an electric motor that drives a household solar power generation system or household electrical appliance It is applicable to.
  • a hybrid electric vehicle (hereinafter referred to as “HEV”) 110 is one electric vehicle, and includes two vehicle driving systems.
  • One of them is an engine system 121 that uses an engine 120 that is an internal combustion engine as a power source.
  • the engine system 121 is mainly used as a drive source for the HEV 110.
  • the engine 120 operates with fuel such as gasoline supplied from the fuel tank 132 in accordance with the control of the engine control unit 131.
  • the other is an in-vehicle electric system 250 that uses motor generators 192 and 194 as power sources.
  • the in-vehicle electric machine system 250 is mainly used as a drive source for the HEV 110 and a power generation source for the HEV 110.
  • the motor generators 192 and 194 are, for example, synchronous machines or induction machines, and operate as both a motor and a generator depending on the operation method.
  • a front wheel axle 114 is rotatably supported at the front part of the vehicle body.
  • a pair of front wheels 112 are provided at both ends of the front wheel axle 114.
  • a rear wheel axle (not shown) is rotatably supported on the rear portion of the vehicle body.
  • a pair of rear wheels are provided at both ends of the rear wheel axle.
  • the HEV of this embodiment employs a so-called front wheel drive system in which the main wheel driven by power is the front wheel 112 and the driven wheel to be driven is the rear wheel. You may adopt.
  • a front wheel side differential gear (hereinafter referred to as “front wheel side DG”) 116 is provided at the center of the front wheel axle 114.
  • the front wheel axle 114 is mechanically connected to the output side of the front wheel side DG116.
  • the output shaft of the transmission 118 is mechanically connected to the input side of the front wheel side DG116.
  • the front wheel side DG 116 is a differential power distribution mechanism that distributes the rotational driving force that is shifted and transmitted by the transmission 118 to the left and right front wheel axles 114.
  • the output side of the motor generator 192 is mechanically connected to the input side of the transmission 118.
  • the output side of the engine 120 and the output side of the motor generator 194 are mechanically connected to the input side of the motor generator 192 via the power distribution mechanism 122.
  • Motor generators 192 and 194 and power distribution mechanism 122 are housed inside the casing of transmission 118.
  • the power distribution mechanism 122 is a differential mechanism composed of gears 123 to 130.
  • the gears 125 to 128 are bevel gears.
  • the gears 123, 124, 129, and 130 are spur gears.
  • the power of motor generator 192 is directly transmitted to transmission 118.
  • the shaft of the motor generator 192 is coaxial with the gear 129. With this configuration, when no driving power is supplied to the motor generator 192, the power transmitted to the gear 129 is directly transmitted to the input side of the transmission 118.
  • the gear 123 When the gear 123 is driven by the operation of the engine 120, the power of the engine 120 is transferred from the gear 123 to the gear 124, then from the gear 124 to the gear 126 and the gear 128, and then from the gear 126 and the gear 128 to the gear 130. Each is transmitted and finally transmitted to the gear 129.
  • the gear 125 When the gear 125 is driven by the operation of the motor generator 194, the rotation of the motor generator 194 is transmitted from the gear 125 to the gear 126 and the gear 128, and then from the gear 126 and the gear 128 to the gear 130, respectively. Is transmitted to the gear 129.
  • the power distribution mechanism 122 other mechanisms such as a planetary gear mechanism may be used instead of the above-described differential mechanism.
  • the motor generators 192 and 194 are synchronous machines having permanent magnets on the rotor.
  • the AC power supplied to the armature windings of the stators of the motor generators 192 and 194 is controlled by the inverter devices 140 and 142, whereby the driving of the motor generators 192 and 194 is controlled.
  • a battery 136 is electrically connected to the inverter devices 140 and 142, and power can be exchanged between the battery 136 and the inverter devices 140 and 142.
  • the first motor generator unit composed of the motor generator 192 and the inverter device 140 and the second motor generator unit composed of the motor generator 194 and the inverter device 142 are provided. ing. That is, when the vehicle is driven by the power from the engine 120, when assisting the driving torque of the vehicle, the second motor generator unit is operated as the power generation unit by the power of the engine 120 to generate power, and the power generation The first electric power generation unit is operated as an electric unit by the obtained electric power. Further, in the same case, when assisting the vehicle speed of the vehicle, the first motor generator unit is operated by the power of the engine 120 as a power generation unit to generate electric power, and the second motor generator unit is generated by the electric power obtained by the power generation. Operate as an electric unit.
  • the vehicle can be driven only by the power of the motor generator 192 by operating the first motor generator unit as an electric unit by the electric power of the battery 136.
  • the battery 136 can be charged by generating power by operating the first motor generator unit or the second motor generator unit as the power generation unit by the power of the engine 120 or the power from the wheels.
  • the battery 136 is also used as a power source for driving an auxiliary motor 195.
  • the motor 195 is, for example, a motor that drives a compressor of an air conditioner or a motor that drives a control hydraulic pump. Direct current power is supplied from the battery 136 to the auxiliary inverter device 43, converted into alternating current power by the auxiliary inverter device 43, and supplied to the motor 195.
  • the auxiliary inverter device 43 has the same function as the inverter devices 140 and 142 and controls the phase, frequency, and power of the alternating current supplied to the motor 195.
  • the motor 195 generates torque by supplying AC power having a leading phase with respect to the rotation of the rotor of the motor 195.
  • the motor 195 acts as a generator, and the motor 195 is operated in a regenerative braking state.
  • the control function of the auxiliary inverter device 43 is the same as the control function of the inverter devices 140 and 142. Since the capacity of the motor 195 is smaller than that of the motor generators 192 and 194, the maximum conversion power of the auxiliary inverter device 43 is smaller than the inverter devices 140 and 142, but the circuit configuration of the auxiliary inverter device 43 is basically an inverter. The circuit configuration of the devices 140 and 142 is the same.
  • the inverter devices 140 and 142, the auxiliary inverter device 43, and the capacitor module 500 are in an electrical close relationship. Furthermore, there is a common point that measures against heat generation are necessary. It is also desired to make the volume of the device as small as possible. From these points, the power conversion device described in detail below includes the inverter devices 140 and 142, the auxiliary inverter device 43, and the capacitor module 500 in the casing of the power conversion device. With this configuration, a small and highly reliable device can be realized.
  • the inverter devices 140 and 142, the auxiliary inverter device 43, and the capacitor module 500 in one housing, it is effective in simplifying wiring and taking measures against noise.
  • the inductance of the connection circuit between the capacitor module 500 and the inverter devices 140 and 142 can be reduced, the spike voltage can be reduced, heat generation can be reduced, and heat dissipation efficiency can be improved.
  • the electric circuit configuration of the inverter devices 140 and 142 and the auxiliary inverter device 43 will be described with reference to FIG.
  • the case where the inverter devices 140 and 142 and the auxiliary inverter device 43 are individually configured will be described as an example. Since the inverter devices 140 and 142 and the auxiliary inverter device 43 have the same functions and the same functions and have the same functions, the inverter device 140 will be described here as a representative example.
  • the power conversion device 200 includes an inverter device 140 and a capacitor module 500, and the inverter device 140 includes an inverter circuit 144 and a control unit 170.
  • the inverter circuit 144 includes a plurality of upper and lower arm series circuits 150 including an IGBT 328 (insulated gate bipolar transistor) and a diode 156 that operate as an upper arm, and an IGBT 330 and a diode 166 that operate as a lower arm (FIG. 2).
  • control unit 170 includes a driver circuit 174 that drives and controls the inverter circuit 144 and a control circuit 172 that supplies a control signal to the driver circuit 174 via the signal line 176.
  • the upper arm IGBT 328 and the lower arm IGBT 330 are switching power semiconductor elements, operate in response to the drive signal output from the control unit 170, and convert DC power supplied from the battery 136 into three-phase AC power. .
  • the converted electric power is supplied to the armature winding of the motor generator 192.
  • the inverter device 140 can also convert the three-phase AC power generated by the motor generator 192 into DC power.
  • the power conversion device 200 includes the inverter devices 140 and 142 and the auxiliary inverter device 43 and the capacitor module 500. As described above, the inverter devices 140 and 142 and the auxiliary device are included. Since the inverter device 43 has the same circuit configuration, the inverter device 140 is described as a representative, and the inverter device 142 and the auxiliary inverter device 43 are omitted as described above.
  • the inverter circuit 144 is constituted by a three-phase bridge circuit, and upper and lower arm series circuits 150, 150, 150 for three phases are electrically connected in parallel between the DC positive terminal 314 and the DC negative terminal 316, respectively. Yes.
  • the DC positive terminal 314 and the DC negative terminal 316 are electrically connected to the positive side and the negative side of the battery 136, respectively.
  • the upper and lower arm series circuit 150 is called an arm, and includes an upper arm switching power semiconductor element 328 and a diode 156, and a lower arm switching power semiconductor element 330 and a diode 166.
  • IGBTs 328 and 330 are used as switching power semiconductor elements.
  • the IGBTs 328 and 330 include collector electrodes 153 and 163, emitter electrodes (signal emitter electrode terminals 155 and 165), and gate electrodes (gate electrode terminals 154 and 164).
  • Diodes 156 and 166 are electrically connected between the collector electrodes 153 and 163 of the IGBTs 328 and 330 and the emitter electrode as shown.
  • the diodes 156 and 166 have two electrodes, a cathode electrode and an anode electrode, and the cathode electrode serves as the collector electrode of the IGBTs 328 and 330 so that the direction from the emitter electrode to the collector electrode of the IGBTs 328 and 330 is the forward direction.
  • the anode electrodes are electrically connected to the emitter electrodes of the IGBTs 328 and 330, respectively.
  • a MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • the upper arm diode 156 and the lower arm diode 166 are not required.
  • the upper and lower arm series circuit 150 is provided for three phases corresponding to each phase winding of the armature winding of the motor generator 192.
  • the three upper and lower arm series circuits 150, 150, and 150 are respectively connected to the U-phase and V-phase to the motor generator 192 via the intermediate electrode 169 that connects the emitter electrode of the IGBT 328 and the collector electrode 163 of the lower arm of the IGBT 330 and the AC terminal 159. , W phase is formed.
  • the upper and lower arm series circuits are electrically connected in parallel.
  • the collector electrode 153 of the upper arm IGBT 328 is connected to the positive capacitor electrode of the capacitor module 500 via the positive terminal (P terminal) 157, and the emitter electrode of the lower arm IGBT 330 is connected to the capacitor module 500 via the negative terminal (N terminal) 158.
  • the intermediate electrode 169 corresponding to the middle point portion of each arm is connected to the corresponding phase winding of the armature winding of the motor generator 192 with an AC connector. It is electrically connected via 188.
  • the capacitor module 500 is for configuring a smoothing circuit that suppresses fluctuations in DC voltage caused by the switching operation of the IGBTs 328 and 330.
  • the positive electrode side of the battery 136 is connected to the positive electrode side capacitor electrode of the capacitor module 500, and the negative electrode side of the battery 136 is connected to the negative electrode side of the capacitor module 500.
  • the positive electrode side capacitor terminal 504 or the negative electrode side capacitor terminal 506 and the DC connector 138 are connected. Is electrically connected.
  • the capacitor module 500 is connected between the collector electrode 153 of the upper arm IGBT 328 and the positive electrode side of the battery 136, and between the emitter electrode of the lower arm IGBT 330 and the negative electrode side of the battery 136. Electrically connected in parallel to the series circuit 150.
  • the control unit 170 is for operating the IGBTs 328 and 330, and generates a timing signal for controlling the switching timing of the IGBTs 328 and 330 based on input information from other control devices or sensors. And a drive circuit 174 that generates a drive signal for switching the IGBTs 328 and 330 based on the timing signal output from the control circuit 172.
  • the control circuit 172 includes a microcomputer for calculating the switching timing of the IGBTs 328 and 330.
  • the microcomputer receives as input information the target torque value required for the motor generator 192, the current value supplied from the upper and lower arm series circuit 150 to the armature winding of the motor generator 192, and the rotor of the motor generator 192.
  • the magnetic pole position is input.
  • the target torque value is based on a command signal output from a host controller (not shown).
  • the current value is detected based on the detection signal output from the current detection unit 180 via the signal line 182.
  • the magnetic pole position is detected based on a detection signal output from a rotating magnetic pole sensor (not shown) provided in the motor generator 192.
  • the case where the current values of three phases are detected will be described as an example, but the current values for two phases may be detected.
  • the microcomputer in the control circuit 172 calculates the d and q axis current command values of the motor generator 192 based on the target torque value, the calculated d and q axis current command values, and the detected d, d and q axis voltage command values are calculated based on the difference from the q axis current value, and the calculated d and q axis voltage command values are calculated based on the detected magnetic pole position. , Converted to W-phase voltage command value.
  • the microcomputer generates a pulse-like modulated wave based on a comparison between the fundamental wave (sine wave) and the carrier wave (triangular wave) based on the voltage command values of the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the modulated wave is output to the driver circuit 174 as a PWM (pulse width modulation) signal.
  • the driver circuit 174 When driving the lower arm, the driver circuit 174 amplifies the PWM signal and outputs it as a drive signal to the gate electrode of the corresponding IGBT 330 of the lower arm.
  • the PWM signal When driving the upper arm, the PWM signal is amplified after shifting the level of the reference potential of the PWM signal to the level of the reference potential of the upper arm, and this is used as a drive signal to gate the IGBT electrode 328 of the corresponding upper arm. Output to. As a result, each IGBT 328, 330 performs a switching operation based on the input drive signal.
  • the driver circuit 174 performs abnormality detection (short circuit, overcurrent, overvoltage, overtemperature, etc.) and protects the upper and lower arm series circuit 150. For this reason, sensing information is input to the driver circuit 174. For example, information on the gate voltage of each of the IGBTs 328 and 330 is input to the driver (IC) of the corresponding driver circuit 174. Based on the information on the gate voltage, each drive unit (IC) detects a short circuit, and when a short circuit is detected, the switching operation of the corresponding IGBTs 328 and 330 is stopped. Thereby, the corresponding IGBTs 328 and 330 are protected from a short circuit.
  • abnormality detection short circuit, overcurrent, overvoltage, overtemperature, etc.
  • each drive unit (IC) of the corresponding driver circuit 174 receives information regarding the collector current flowing through each of the IGBTs 328 and 330. Based on this information, each drive unit (IC) detects an overcurrent, and when an overcurrent is detected, the switching operation of the corresponding IGBT 328, 330 is stopped, and the corresponding IGBT 328, 330 is protected from the overcurrent. To do. The protection operation during this short circuit and overcurrent will be described in detail later.
  • the temperature information of the upper and lower arm series circuit 150 is input to the drive unit (IC) of the corresponding driver circuit 174.
  • information on the voltage on the DC positive side of the upper and lower arm series circuit 150 is input to the driver (IC) of the corresponding driver circuit 174.
  • Each drive unit (IC) performs over temperature detection and over voltage detection based on the information, and stops the switching operation of all IGBTs 328 and 330 when an over temperature or over voltage is detected. As a result, the upper and lower arm series circuit 150 (and thus the semiconductor module portion including the circuit 150) is protected from overtemperature or overvoltage.
  • an upper and lower arm series circuit 150 is a series circuit of an upper arm IGBT 328 and an upper arm diode 156, and a lower arm IGBT 330 and a lower arm diode 166, and the IGBTs 328 and 330 are switching semiconductor elements. .
  • the conduction and cut-off operations of the IGBTs 328 and 330 of the upper and lower arms of the inverter circuit 144 are switched in a fixed order, and the current of the stator winding of the motor generator 192 at this switching flows through a circuit formed by the diodes 156 and 166.
  • the upper and lower arm series circuit 150 includes a positive terminal (P terminal, positive terminal) 157, a negative terminal (N terminal 158, negative terminal), an AC terminal 159 from the intermediate electrode 169 of the upper and lower arms, and an upper arm signal.
  • the power conversion device 200 has a DC connector 138 on the input side and an AC connector 188 on the output side, and is connected to the battery 136 and the motor generator 192 through the connectors 138 and 188, respectively. Further, as a circuit for generating an output of each phase of the three-phase alternating current to be output to the motor generator, a power conversion device having a circuit configuration in which two upper and lower arm series circuits are connected in parallel to each phase may be used.
  • the protection operation in case of short circuit and overcurrent will be explained.
  • the protection operation at the time of the short circuit and the overcurrent as described above is performed by the semiconductor element control device configured by various circuits including the driver circuit 174.
  • the semiconductor element control device configured by various circuits including the driver circuit 174.
  • one of the IGBT 330 and the diode 166 operating as the lower arm in the inverter circuit 144 of FIG. 2 will be described as an example.
  • the protection operation in the event of a short circuit and overcurrent in the IGBT 328 and the diode 156 that operate as the upper arm is the same as in the case of the lower arm.
  • 3 is a circuit block diagram of the semiconductor element control apparatus according to the present embodiment
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the semiconductor element control apparatus according to the present embodiment
  • FIG. 5 is a time chart during operation of the semiconductor element control apparatus according to the present embodiment. .
  • reference numeral 800 represents a sense IGBT that shunts a part of the current of the IGBT 330 and outputs it as a sense current.
  • a sense resistor 801 is connected to the sense IGBT 800.
  • a sense current from the sense IGBT 800 flows through the sense resistor 801
  • a voltage (sense voltage) corresponding to the magnitude of the sense current is generated in the sense resistor 801.
  • This sense voltage is input to the overcurrent detection unit 802 in the driver circuit 174.
  • the overcurrent detection unit 802 detects an overcurrent flowing through the IGBT 330 by comparing the input sense voltage with a reference voltage set according to a predetermined overcurrent detection level.
  • the overcurrent detection unit 802 When the overcurrent is detected, the overcurrent detection unit 802 outputs an overcurrent detection signal to the drive cutoff unit 804 via the noise filter 803.
  • the noise filter 803 cuts a noise component having a predetermined frequency or higher from the overcurrent detection signal output from the overcurrent detection unit 802.
  • the gate voltage of the IGBT 330 is input to the short circuit detection unit 806 in the driver circuit 174.
  • the short circuit detection unit 806 detects the short circuit of the IGBT 330 by comparing the input gate voltage with a reference voltage set according to a predetermined short circuit detection level. When a short circuit is detected, the short circuit detection unit 806 outputs a short circuit detection signal to the drive cutoff unit 804.
  • the IGBT 330 When the overcurrent detection signal from the overcurrent detection unit 802 that has passed through the noise filter 803 or the short circuit detection signal from the short circuit detection unit 806 is input to the drive cutoff unit 804, the IGBT 330 is in an overcurrent state or a short circuit state. Judge. Then, an abnormal interruption signal for interrupting the current flowing through the IGBT 330 is output to the drive unit 805.
  • the drive unit 805 outputs a drive signal (drive signal) for controlling the switching operation of the IGBT 330 to the gate terminal of the IGBT 330 based on the PWM signal output from the control circuit 172 of FIG. In response to this drive signal, the switching operation of the IGBT 330 is performed. Further, when an abnormal cutoff signal is input from the drive cutoff unit 804, the switching operation of the IGBT 330 is stopped regardless of the PWM signal, and the current flowing through the IGBT 330 is cut off.
  • the drive unit 805 When the drive unit 805 outputs a gate voltage pulse of the IGBT 330, the IGBT 330 is turned on, and the collector current Ic flows through the IGBT 330. At the same time, a shunt current Is of the collector current Ic flows through the sense IGBT 800 and flows into the sense resistor 801. As a result, a sense voltage Vs is generated in the sense resistor 801 and input to the overcurrent detection unit 802.
  • the overcurrent detection unit 802 has a function of detecting an overcurrent and outputting an overcurrent detection signal when the sense voltage Vs is higher than a predetermined overcurrent detection level Vs1. An overcurrent detection signal from the overcurrent detection unit 802 passes through the noise filter 803 and is input to the drive cutoff unit 804.
  • the IGBT 330 when the IGBT 330 is turned on when the motor has a ground fault or a power fault, the IGBT 330 is short-circuited, and a considerably large short-circuit current flows through the IGBT 330. At this time, after the power supply voltage applied between the collector and the emitter of the IGBT 330 drops for a moment, the voltage jumps up. A current generated according to the time change of the voltage and the feedback capacitance of the IGBT 330 flows into the gate of the IGBT 330. As a result, a phenomenon in which the gate voltage rises above the power supply voltage (lifting phenomenon) occurs.
  • the short circuit detection unit 806 detects a short circuit of the IGBT 330 by using the phenomenon of the gate voltage rising at the time of the short circuit. For example, a predetermined voltage level higher than the gate power supply voltage is set as the short circuit detection level Vg2.
  • the short-circuit detection unit 806 receives the gate voltage Vg of the IGBT 330. When the gate voltage Vg becomes higher than the short-circuit detection level Vg2, the short-circuit detection unit 806 detects a short circuit and outputs a short-circuit detection signal.
  • a short circuit detection signal from the short circuit detection unit 806 is input to the drive cutoff unit 804.
  • the drive cutoff unit 804 When receiving the overcurrent detection signal from the overcurrent detection unit 802 or the short circuit detection signal from the short circuit detection unit 806 as described above, the drive cutoff unit 804 outputs an abnormal shutdown signal to the drive unit 805.
  • the drive unit 805 receives the PWM signal from the control circuit 172 and outputs a gate drive voltage for turning on or off the IGBT 330, the drive unit 805 softly shuts down the IGBT 330 when receiving an abnormal shutdown signal from the drive unit 805. To do.
  • the drive unit 805 also has a gate short-circuit function for setting the gate voltage to a low impedance with respect to the emitter of the IGBT 330 when the gate voltage becomes a predetermined voltage lower than the threshold of the IGBT 330, for example, around 3V.
  • FIG. 4 shows an example of a circuit that realizes the functions of the overcurrent detection unit 802 and the short circuit detection unit 806 according to the present embodiment.
  • the overcurrent detection unit 802 includes an overcurrent detection comparator 903.
  • the sense voltage Vs of the sense resistor 801 is input to one input side, for example, the non-inverting input side.
  • a reference voltage corresponding to a predetermined overcurrent detection level Vs1 is input to the other input side, for example, the inverting input side.
  • the output of the overcurrent detection comparator 903 is at a low level.
  • the sense voltage Vs becomes higher than the overcurrent detection level Vs1, and therefore the output of the overcurrent detection comparator 903 becomes a high level.
  • the overcurrent detection signal is output from the overcurrent detection unit 802 when the output from the overcurrent detection comparator 903 changes from the Low level to the High level.
  • the drive cutoff unit 804 determines that the overcurrent is abnormal, and outputs a latch signal as an abnormal cutoff signal to the drive unit 805.
  • the output of the overcurrent detection comparator 903 may vibrate due to this noise.
  • Such output vibration of the overcurrent detection comparator 903 leads to erroneous detection of overcurrent.
  • the output vibration of the overcurrent detection comparator 903 due to noise is suppressed by cutting a voltage signal having a predetermined frequency or more as a noise component from the output of the overcurrent detection comparator 903 by the noise filter 803. .
  • the filter time constant of the noise filter 803 is smaller than the time constant of a filter (not shown) used during normal operation.
  • the short circuit detection unit 806 includes a comparator 905 for short circuit detection.
  • the gate voltage Vg is input to one input side, for example, the non-inverting input side.
  • a reference voltage corresponding to a predetermined short-circuit detection level Vg2 is input to the other input side, for example, the inverting input side.
  • the short circuit detection level Vg2 is higher than the gate power supply voltage. In the normal operation state of the IGBT 330, since the gate voltage Vg is smaller than the short circuit detection level Vg2, the output of the short circuit detection comparator 905 is at a low level.
  • the short-circuit detection signal is output from the short-circuit detection unit 806 when the output from the short-circuit detection comparator 905 changes from the Low level to the High level.
  • the drive cutoff unit 805 determines that the short circuit is abnormal and outputs a latch signal as an abnormal cutoff signal to the drive unit 805.
  • circuit configurations of the overcurrent detection unit 802 and the short-circuit detection unit 806 described above are examples, and the present invention is not limited to these contents. Other circuit configurations may be used to realize the same function.
  • FIG. 5 is a time chart during operation of the semiconductor element control device described above. This time chart shows examples of waveforms during normal operation, overcurrent, and short circuit.
  • reference numeral 1001 represents a waveform example of the gate voltage of the IGBT 330
  • reference numeral 1002 represents a waveform example of the collector voltage (collector-emitter voltage) of the IGBT 330
  • reference numeral 1003 represents a waveform example of the collector current of the IGBT 330
  • Reference numeral 1004 represents a short circuit detection level Vg2 for the gate voltage 1001
  • reference numeral 1006 represents an overcurrent detection level Ic1 for the collector current 1003.
  • the short circuit detection level Vg2 is higher than the gate power supply voltage.
  • the overcurrent detection level Ic1 is set to twice the rated current Ic of the IGBT 330, but the overcurrent detection level that can be set is not limited to this.
  • reference numeral 1008 corresponds to a normal operation period
  • reference numeral 1009 corresponds to an overcurrent abnormal period
  • reference numeral 1010 corresponds to a short circuit abnormal period.
  • the collector current 1003 is lower than the overcurrent detection level Ic1 indicated by reference numeral 1006, and the gate voltage 1001 is lower than the short circuit detection level Vg2 indicated by reference numeral 1004. Therefore, neither overcurrent nor short circuit is detected.
  • the collector current 1003 exceeds the overcurrent detection level Ic1.
  • the overcurrent detection unit 802 detects the overcurrent.
  • a signal is output.
  • the gate voltage 1001 is softly cut off by the driving unit 805.
  • the collector voltage 1002 drops for a moment as the short-circuit current starts to flow through the IGBT 330 and then returns to the vicinity of the power supply voltage.
  • the current according to the time change of the collector voltage 1002 and the feedback capacitance of the IGBT 330 flows into the gate of the IGBT 330, whereby the gate voltage 1001 rises above the power supply voltage as indicated by reference numeral 1011.
  • the short-circuit detection unit 806 detects a short-circuit state, and the short-circuit detection unit 806 outputs a short-circuit detection signal. As a result, the short circuit protection operation of the IGBT 330 is performed by the driving unit 805.
  • the short circuit detection unit 806 detects a short circuit of the IGBT 330 based on the gate terminal voltage of the IGBT 330, and outputs a short circuit detection signal when the short circuit is detected. Based on the short circuit detection signal output from the short circuit detection unit 806, the drive interruption unit 804 blocks the current flowing through the IGBT 330 by outputting an abnormal interruption signal to the drive unit 805. As a result, a short circuit is detected by utilizing a unique phenomenon that the gate voltage rises at the time of a short circuit. Short circuit protection can be realized.
  • the overcurrent detection unit 802 detects an overcurrent flowing through the IGBT 330 based on the sense current output from the IGBT 330, and outputs an overcurrent detection signal when an overcurrent is detected.
  • the drive shut-off unit 804 blocks the current flowing through the IGBT 330 based on the short-circuit detection signal from the short-circuit detection unit 806 as described above, and abnormally operates based on the overcurrent detection signal from which the noise component has been removed by the noise filter 803. By outputting the hour cut-off signal to the drive unit 805, the current flowing through the IGBT 330 is cut off. Since it did in this way, in addition to a short circuit, an overcurrent is not further misdetected and highly reliable overcurrent protection is realizable.
  • FIG. 6 is a circuit block diagram of the semiconductor element control device according to the present embodiment
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the semiconductor element control device according to the present embodiment
  • FIG. 8 is a time chart during operation of the semiconductor element control device according to the present embodiment. . 6 to 8, parts that are the same as or correspond to those in the first embodiment shown in FIGS. 3 to 5 are given the same reference numerals as in FIGS.
  • the sense voltage generated by the sense current from the sense IGBT 800 is input to the overcurrent detection unit 802 and the short circuit detection unit 806, and the gate voltage of the IGBT 330 is the overcurrent detection unit 802. This is a point input to the short-circuit detection unit 806. Since the other points are the same as those in FIG. 3, the description thereof will be omitted below unless otherwise required.
  • the overcurrent detection unit 802 is set according to the comparison result between the input sense voltage and a reference voltage set according to a predetermined overcurrent detection level, and the input gate voltage and a predetermined overcurrent detection level.
  • the overcurrent flowing through the IGBT 330 is detected based on the comparison result with the reference voltage. That is, an overcurrent is detected when the sense voltage Vs exceeds a predetermined overcurrent detection level Vs1 and the gate voltage Vg exceeds a predetermined overcurrent detection level Vg1.
  • the overcurrent detection level Vg1 of the gate voltage is a voltage higher than a threshold value at which the IGBT 330 is turned on.
  • the overcurrent detection level Vs1 of the sense voltage is a voltage corresponding to a current that is approximately twice the rated current of the IGBT 330, for example.
  • the overcurrent detection unit 802 outputs an overcurrent detection signal to the drive cutoff unit 804 via the noise filter 803 as in the case of FIG.
  • the short circuit detection unit 806 compares the input sense voltage with a reference voltage set according to a predetermined short circuit detection level, and the reference set according to the input gate voltage and a predetermined short circuit detection level. Based on the comparison result with the voltage, short-circuit detection of the IGBT 330 is performed. That is, a short circuit is detected when the sense voltage Vs exceeds a predetermined short circuit detection level Vs2 and the gate voltage Vg exceeds a predetermined short circuit detection level Vg2. In addition, it is preferable that the short circuit detection level Vg2 of a gate voltage is more than said overcurrent detection level Vg1. On the other hand, the short circuit detection level Vs2 of the sense voltage Vs is preferably equal to or lower than the overcurrent detection level Vs1.
  • the short circuit detection unit 806 When a short circuit is detected, the short circuit detection unit 806 outputs a short circuit detection signal to the drive cutoff unit 804 as in the case of FIG.
  • FIG. 7 shows an example of a circuit that realizes the functions of the overcurrent detection unit 802 and the short circuit detection unit 806 according to the present embodiment.
  • the overcurrent detection unit 802 includes an AND circuit 901 for detecting overcurrent and comparators 902 and 903 for detecting overcurrent.
  • the overcurrent detection comparator 903 is the same as that of the first embodiment shown in FIG.
  • the gate voltage Vg is input to one input side, for example, the non-inverting input side.
  • a reference voltage corresponding to the overcurrent detection level Vg1 is input to the other input side, for example, the inverting input side.
  • the sense voltage Vs of the sense resistor 801 is input to one input side, for example, the non-inverting input side, as in FIG.
  • a reference voltage corresponding to the overcurrent detection level Vs1 is input to the other input side, for example, the inverting input side.
  • the overcurrent detection AND circuit 901 calculates an AND of the outputs of the overcurrent detection comparators 902 and 903 and outputs the result to the drive cutoff unit 804 via the noise filter 803.
  • the overcurrent detection unit 802 In the normal operation state of the IGBT 330, since the sense voltage Vs is smaller than the overcurrent detection level Vs1, the output of the overcurrent detection comparator 903 is at a low level. Therefore, regardless of the output to the overcurrent detection comparator 902, the output of the overcurrent detection AND circuit 901 is at a low level. On the other hand, when the IGBT 330 is in an overcurrent state, the sense voltage Vs becomes higher than the overcurrent detection level Vs1, and therefore the output of the overcurrent detection comparator 903 becomes a high level. Further, since the gate voltage Vg becomes higher than the overcurrent detection level Vg1, the output of the overcurrent detection comparator 902 is also at the High level. Therefore, the output of the overcurrent detection AND circuit 901 becomes High level. In this way, when the output from the overcurrent detection AND circuit 901 changes from the Low level to the High level, the overcurrent detection unit 802 outputs a latch signal as an overcurrent detection signal (abnormality cutoff signal).
  • the noise component of the output from the overcurrent detection AND circuit 901 is cut by the noise filter 803. This suppresses output oscillation of the overcurrent detection AND circuit 901 that occurs when the output of the overcurrent detection comparator 903 fluctuates due to the switching noise of the IGBT 330 being on the sense voltage Vs.
  • the short-circuit detection unit 806 includes an AND circuit 904 for short-circuit detection and comparators 905 and 906 for short-circuit detection.
  • the short-circuit detection comparator 905 is the same as that of the first embodiment shown in FIG.
  • the gate voltage Vg is input to one input side, for example, the non-inverting input side, as in FIG. Further, a reference voltage corresponding to the short circuit detection level Vg2 is input to the other input side, for example, the inverting input side.
  • the sense voltage Vs of the sense resistor 801 is input to one input side, for example, the non-inverting input side. Further, a reference voltage corresponding to the short circuit detection level Vs2 is input to the other input side, for example, the inverting input side.
  • the short-circuit detection AND circuit 904 calculates an AND of the outputs of the short-circuit detection comparators 905 and 906 and outputs the result to the drive cutoff unit 804.
  • the output of the short-circuit detection comparator 905 becomes the Low level. Therefore, regardless of the output to the short-circuit detection comparator 906, the output of the short-circuit detection AND circuit 904 is at a low level.
  • the gate voltage Vg becomes higher than the short-circuit detection level Vg2, and therefore the output of the short-circuit detection comparator 905 is at a high level. Further, since the sense voltage Vs becomes higher than the short circuit detection level Vs2, the output of the short circuit detection comparator 906 is also at the high level.
  • the output of the short-circuit detection AND circuit 904 becomes High level. In this way, the output from the short-circuit detection AND circuit 904 changes from the Low level to the High level, so that the short-circuit detection unit 806 outputs a latch signal as a short-circuit detection signal (abnormality cutoff signal).
  • circuit configurations of the overcurrent detection unit 802 and the short-circuit detection unit 806 described above are examples, and the present invention is not limited to these contents. Other circuit configurations may be used to realize the same function.
  • FIG. 8 is a time chart during operation of the semiconductor element control device described above.
  • this time chart similarly to the first embodiment shown in FIG. 5, waveform examples at the time of normal operation, overcurrent, and short circuit are shown.
  • reference numeral 1005 represents an overcurrent detection level Vg1 with respect to the gate voltage 1001
  • reference numeral 1007 represents a short circuit detection level Ic2 with respect to the collector current 1003.
  • the overcurrent detection level Vg1 is higher than the gate power supply voltage and is equal to or lower than the short circuit detection level Vg2.
  • the short circuit detection level Ic2 is the same as or smaller than the overcurrent detection level Ic1.
  • the collector current 1003 is lower than the overcurrent detection level Ic1 indicated by reference numeral 1006, and the gate voltage 1001 is lower than the short circuit detection level Vg2 indicated by reference numeral 1004. Therefore, neither overcurrent nor short circuit is detected. Even if the collector current 1003 exceeds the short-circuit detection level Ic2 indicated by reference numeral 1007 in the normal operation period 1008, the gate voltage 1001 does not exceed the short-circuit detection level Vg2 indicated by reference numeral 1004. The state is never detected.
  • the collector current 1003 exceeds the overcurrent detection level Ic1
  • the gate voltage 1001 exceeds the overcurrent detection level Vg1 indicated by reference numeral 1005.
  • the overcurrent detection level Vs1 is set in advance corresponding to the overcurrent detection level Ic1, so that an overcurrent state is detected in the overcurrent detection unit 802, and an overcurrent detection signal is output from the overcurrent detection unit 802. Is output.
  • the gate voltage 1001 is softly cut off by the driving unit 805.
  • the gate voltage 1001 exceeds the short circuit detection level Vg 2 indicated by the reference numeral 1004 and the collector current 1003 exceeds the short circuit detection level Ic 2 indicated by the reference numeral 1007 due to the lifting phenomenon indicated by the reference numeral 1011.
  • the short-circuit detection level Vs2 is set in advance corresponding to the short-circuit detection level Ic2, so that the short-circuit detection unit 806 detects a short-circuit state, and the short-circuit detection unit 806 outputs a short-circuit detection signal.
  • the short circuit protection operation of the IGBT 330 is performed by the driving unit 805.
  • the short circuit detection unit 806 detects a short circuit of the IGBT 330 based on the gate terminal voltage of the IGBT 330 and the sense current output from the IGBT 330, and outputs a short circuit detection signal when a short circuit is detected.
  • the overcurrent detection unit 802 detects an overcurrent flowing through the IGBT 330 based on the gate terminal voltage of the IGBT 330 and the sense current output from the IGBT 330, and outputs an overcurrent detection signal when an overcurrent is detected. To do. Since it did in this way, compared with 1st Embodiment, a more reliable short circuit detection and overcurrent detection are realizable.
  • the overcurrent detection unit 802 causes the IGBT 330 to Detects an overcurrent that flows and outputs an overcurrent detection signal.
  • the short-circuit detection unit 806 has a predetermined short-circuit detection level Vg2 in which the gate terminal voltage of the IGBT 330 exceeds the over-current detection level Vg1, and a sense current output from the IGBT 330 is a predetermined over-current detection level Ic1 or less.
  • FIG. 9 shows a modification of the second embodiment.
  • the difference between the circuit shown in FIG. 6 and the circuit shown in FIG. 9 is that in FIG. 6, short circuit detection and overcurrent detection are performed based on the gate voltage and the sense voltage, whereas in FIG. The short circuit detection and overcurrent detection are based on the above. Even if this circuit is used, the same effect as described in the second embodiment can be obtained.
  • FIG. 10 shows still another modification of the second embodiment.
  • the difference between the circuit shown in FIG. 6 and the circuit shown in FIG. 10 is that in FIG. 6, the sense voltage is directly input to the short circuit detection circuit 806 and the overcurrent detection circuit 802, whereas in FIG. The sense voltage is detected via the differential amplifier 1101 from both ends. This can reduce the parasitic inductance of the wiring from the sense resistor 801 to the short circuit detection circuit 806 and the overcurrent detection circuit 802, and can reduce the detection error of the sense voltage caused by the switching noise of the IGBT 330. Even if this circuit is used, the same effect as described in the second embodiment can be obtained.
  • FIG. 11 shows an example of arrangement of sense resistors in the circuit shown in FIG.
  • reference numeral 1201 indicates an emitter lead electrode of the IGBT 330
  • reference numeral 1202 indicates a chip incorporating the IGBT 330 and the sense IGBT 800
  • reference numeral 1203 indicates a collector electrode of the IGBT 330.
  • the IGBT 330 is connected to the gate electrode terminal 1208 and the sense negative terminal 1210 by wire bonding 1204 and 1206, respectively.
  • the sense IGBT 800 is connected to the sense positive terminal 1209 by wire bonding 1205.
  • the sense negative terminal 1210 is connected to the emitter electrode terminal 1211 by a wiring 1213.
  • the gate electrode terminal 1208, the sense positive terminal 1209, the sense negative terminal 1210, and the emitter electrode terminal 1211 are provided on the control electrode terminal block 1207.
  • the sense resistor 801 is disposed between the sense positive terminal 1209 and the sense negative terminal 1210.
  • the sense negative electrode terminal 1210 and the emitter electrode terminal 1211 are disposed separately.
  • a sense resistor 801 is mounted near the chip 1202. Thereby, the above-mentioned parasitic inductance can be minimized.
  • the example of the semiconductor element control device including both the overcurrent detection unit 802 and the short circuit detection unit 806 is shown, but only one of them may be provided. That is, the present invention can be applied also to a semiconductor element control device that performs either one of overcurrent detection and short circuit detection using the method described above, and executes circuit protection operation according to the detection result. .

Abstract

　直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換するためのスイッチング動作を行う半導体素子を制御する半導体素子制御装置は、半導体素子のスイッチング動作を制御するための駆動信号を半導体素子の端子に出力する駆動部と、端子の電圧に基づいて半導体素子の短絡を検知し、短絡検知信号を出力する短絡検知部と、短絡検知部から出力された短絡検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断する駆動遮断部とを備える。

Description

半導体素子制御装置、車載用電機システム
　本発明は、直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換するためのスイッチング動作を行う半導体素子を制御する半導体素子制御装置と、その半導体素子制御装置を有する車載用電機システムとに関する。
　電力変換装置は、直流電源から供給された直流電力を回転電機などの交流電気負荷に供給するための交流電力に変換する機能、あるいは回転電機により発電された交流電力を直流電源に供給するための直流電力に変換する機能を備えている。この変換機能を果すため、電力変換装置は複数のスイッチング素子を有するインバータ回路を有しており、スイッチング素子が導通動作や遮断動作を繰り返すことにより、直流電力から交流電力へ、あるいは交流電力から直流電力への電力変換を行う。
　上記スイッチング素子を駆動する回路では、電源短絡などの異常時に保護回路がないとスイッチング素子に過大な電流が流れ、素子の発熱やスイッチングサージ電圧で破壊してしまうおそれがある。このような短絡時の過電流を抑える技術が特許文献１に記載されている。特許文献１によれば、センスIGBTのセンス電流に基づいて過電流および短絡を検知し、IGBTを遮断することが記載されている。
特開平３－４０５１７号公報
　上記特許文献１に記載されたようなセンス電流に基づいて過電流および短絡を検知する従来の電力変換装置では、IGBTのスイッチング動作によりセンス電流にスイッチングノイズが乗った場合などに、過電流や短絡を誤検知しやすい。このような誤検知をできるだけ低減することが望ましい。
　本発明の第１の態様による半導体素子制御装置は、直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換するためのスイッチング動作を行う半導体素子を制御するものであって、半導体素子のスイッチング動作を制御するための駆動信号を半導体素子の端子に出力する駆動部と、端子の電圧に基づいて半導体素子の短絡を検知し、短絡検知信号を出力する短絡検知部と、短絡検知部から出力された短絡検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断する駆動遮断部とを備える。
　本発明の第２の態様によると、第１の態様の半導体素子制御装置は、半導体素子より出力されるセンス電流に基づいて半導体素子に流れる過電流を検知し、過電流検知信号を出力する過電流検知部と、過電流検知部から出力された過電流検知信号よりノイズ成分を除去するフィルタ部とをさらに備えることができる。この半導体素子制御装置において、駆動遮断部は、短絡検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断すると共に、フィルタ部によりノイズ成分を除去された過電流検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断することが好ましい。
　本発明の第３の態様による半導体素子制御装置は、直流電力を交流電力に変換するためのスイッチング動作を行う半導体素子を制御するものであって、半導体素子のスイッチング動作を制御するための駆動信号を半導体素子の端子に出力する駆動部と、端子の電圧と半導体素子より出力されるセンス電流とに基づいて半導体素子の短絡を検知し、短絡検知信号を出力する短絡検知部と、短絡検知部から出力された短絡検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断する駆動遮断部とを備える。
　本発明の第４の態様によると、第３の態様の半導体素子制御装置は、端子の電圧とセンス電流とに基づいて半導体素子に流れる過電流を検知し、過電流検知信号を出力する過電流検知部と、過電流検知部から出力された過電流検知信号よりノイズ成分を除去するフィルタ部とをさらに備えることができる。この半導体制御装置において、駆動遮断部は、短絡検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断すると共に、フィルタ部によりノイズ成分を除去された過電流検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断することが好ましい。
　本発明の第５の態様によると、第４の態様の半導体素子制御装置において、過電流検知部は、端子の電圧が所定の第一の電圧値を超え、かつセンス電流が所定の第一の電流値を超えたときに、半導体素子に流れる過電流を検知して過電流検知信号を出力し、短絡検知部は、端子の電圧が第一の電圧値以上である所定の第二の電圧値を超え、かつセンス電流が第一の電流値以下である所定の第二の電流値を超えたときに、半導体素子の短絡を検知して短絡検知信号を出力することとしてもよい。
　本発明の第６の態様による車載用電機システムは、充放電可能な車載電源と、交流電力に基づいて動力を発生すると共に、動力に基づいて交流電力を発生するモータジェネレータと、車載電源からの直流電力を交流電力に変換してモータジェネレータに供給すると共に、モータジェネレータにより発生された交流電力を直流電力に変換して車載電源を充電する電力変換装置とを備える。この車載用電機システムにおいて、電力変換装置は、車載電源からの直流電力を交流電力に、またはモータジェネレータにより発生された交流電力を直流電力に変換するためのスイッチング動作を行う複数の半導体素子と、半導体素子のスイッチング動作を制御するための駆動信号を半導体素子の端子に出力する駆動部と、端子の電圧に基づいて半導体素子の短絡を検知し、短絡検知信号を出力する短絡検知部と、短絡検知部から出力された短絡検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断する駆動遮断部とを有する。
　本発明の第７の態様によると、第６の態様の車載用電機システムにおいて、電力変換装置は、半導体素子より出力されるセンス電流に基づいて半導体素子に流れる過電流を検知し、過電流検知信号を出力する過電流検知部と、過電流検知部から出力された過電流検知信号よりノイズ成分を除去するフィルタ部とをさらに有してもよい。この車載用電機システムにおいて、駆動遮断部は、短絡検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断すると共に、フィルタ部によりノイズ成分を除去された過電流検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断することが好ましい。
　本発明の第８の態様による車載用電機システムは、充放電可能な車載電源と、交流電力に基づいて動力を発生すると共に、動力に基づいて交流電力を発生するモータジェネレータと、車載電源からの直流電力を交流電力に変換してモータジェネレータに供給すると共に、モータジェネレータにより発生された交流電力を直流電力に変換して車載電源を充電する電力変換装置とを備える。この車載用電機システムにおいて、電力変換装置は、車載電源からの直流電力を交流電力に、またはモータジェネレータにより発生された交流電力を直流電力に変換するためのスイッチング動作を行う複数の半導体素子と、半導体素子のスイッチング動作を制御するための駆動信号を半導体素子の端子に出力する駆動部と、端子の電圧と半導体素子より出力されるセンス電流とに基づいて半導体素子の短絡を検知し、短絡検知信号を出力する短絡検知部と、短絡検知部から出力された短絡検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断する駆動遮断部とを有する。
　本発明の第９の態様によると、第８の態様の車載用電機システムにおいて、電力変換装置は、端子の電圧とセンス電流とに基づいて半導体素子に流れる過電流を検知し、過電流検知信号を出力する過電流検知部と、過電流検知部から出力された過電流検知信号よりノイズ成分を除去するフィルタ部とをさらに有してもよい。この車載用電機システムにおいて、駆動遮断部は、短絡検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断すると共に、フィルタ部によりノイズ成分を除去された過電流検知信号に基づいて半導体素子に流れる電流を遮断することが好ましい。
　本発明の第１０の態様によると、第９の態様の車載用電機システムにおいて、過電流検知部は、端子の電圧が所定の第一の電圧値を超え、かつセンス電流が所定の第一の電流値を超えたときに、半導体素子に流れる過電流を検知して過電流検知信号を出力し、短絡検知部は、端子の電圧が第一の電圧値よりも小さい所定の第二の電圧値を超え、かつセンス電流が第一の電流値よりも小さい所定の第二の電流値を超えたときに、半導体素子の短絡を検知して短絡検知信号を出力することとしてもよい。
　本発明によれば、センス電流にスイッチングノイズが乗った場合などにおいても、過電流や短絡を誤検知することがなくなり、高信頼な短絡保護が実現できる。
ハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。 上下アームの直列回路及び制御部を含むインバータ装置と、インバータ装置の直流側に接続されたコンデンサからなる電力変換装置と、バッテリと、モータジェネレータと、を備えた車両駆動用電機システムの回路構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に関する半導体素子制御装置の回路ブロック図である。 本発明の第１の実施形態に関する半導体素子制御装置の回路図である。 本発明の第１の実施形態に関する半導体素子制御装置の動作時のタイムチャートである。 本発明の第２の実施形態に関する半導体素子制御装置の回路ブロック図である。 本発明の第２の実施形態に関する半導体素子制御装置の回路図である。 本発明の第２の実施形態に関する半導体素子制御装置の動作時のタイムチャートである。 本発明の第２の実施形態の一変形例に関する半導体素子制御装置の回路ブロック図である。 本発明の第２の実施形態の他の変形例に関する半導体素子制御装置の回路ブロック図である。 センス抵抗の配置例を示す概観図である。
－第１の実施の形態－
　本発明の一実施形態に係る半導体素子制御装置および車載用電機システムについて、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の一実施形態に係る半導体素子制御装置は、直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に搭載されており、このような電力変換のためのスイッチング動作を行う半導体素子を制御するものである。本発明の一実施形態に係る半導体素子制御装置を有する電力変換装置は、ハイブリッド電気自動車や純粋な電気自動車などに適用可能であるが、代表例として、ハイブリッド電気自動車に適用した場合について、図１と図２を用いて説明する。図１はハイブリッド電気自動車の制御ブロックを示す図である。図２は上下アームの直列回路及び制御部を含むインバータ装置と、インバータ装置の直流側に接続されたコンデンサモジュールを備えた電力変換装置と、バッテリと、モータジェネレータとを備えた車載用電機システムの回路構成を示す図である。
　本実施形態では、自動車に搭載される車載電機システムの車載用電力変換装置、特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用インバータ装置を例に挙げて説明する。車両駆動用インバータ装置は、車両駆動用電動機の駆動を制御する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられ、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を車両駆動用電動機に供給して車両駆動用電動機の駆動を制御する。また、車両駆動用電動機は発電機としての機能も有しているので、車両駆動用インバータ装置は運転モードに応じ、車両駆動用電動機の発生する交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。
　なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用電力変換装置として最適であるが、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶，航空機などの電力変換装置にも適用可能である。さらに、工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する電動機の制御装置に用いられたりする家庭用電力変換装置に対しても適用可能である。
　図１において、ハイブリッド電気自動車（以下、「ＨＥＶ」と記述する）１１０は１つの電動車両であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステム１２１である。エンジンシステム１２１は、主としてＨＥＶ１１０の駆動源として用いられる。エンジンシステム１２１において、エンジン１２０は、燃料タンク１３２から供給されるガソリン等の燃料により、エンジンコントロールユニット１３１の制御に応じて動作する。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システム２５０である。車載電機システム２５０は、主としてＨＥＶ１１０の駆動源及びＨＥＶ１１０の電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。
　車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。
　前輪車軸１１４の中央部には前輪側デファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＧ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＧ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＧ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＧ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。
　動力分配機構１２２は歯車１２３～１３０から構成された差動機構である。歯車１２５～１２８は傘歯車である。歯車１２３，１２４，１２９，１３０は平歯車である。モータジェネレータ１９２の動力は変速機１１８に直接に伝達される。モータジェネレータ１９２の軸は歯車１２９と同軸になっている。この構成により、モータジェネレータ１９２に対して駆動電力の供給が無い場合には、歯車１２９に伝達された動力がそのまま変速機１１８の入力側に伝達される。
　エンジン１２０の作動によって歯車１２３が駆動されると、エンジン１２０の動力は歯車１２３から歯車１２４に、次に、歯車１２４から歯車１２６及び歯車１２８に、次に、歯車１２６及び歯車１２８から歯車１３０にそれぞれ伝達され、最終的には歯車１２９に伝達される。モータジェネレータ１９４の作動によって歯車１２５が駆動されると、モータジェネレータ１９４の回転は歯車１２５から歯車１２６及び歯車１２８に、次に、歯車１２６及び歯車１２８から歯車１３０のそれぞれに伝達され、最終的には歯車１２９に伝達される。尚、動力分配機構１２２としては上述した差動機構に代えて、遊星歯車機構などの他の機構を用いても構わない。
　モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機である。モータジェネレータ１９２，１９４の固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置１４０，１４２によって制御されることにより、モータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。インバータ装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されており、バッテリ１３６とインバータ装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。
　本実施形態では、モータジェネレータ１９２及びインバータ装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４及びインバータ装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備え、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。
　また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニット又は第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。
　バッテリ１３６はさらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。モータ１９５は例えばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータである。バッテリ１３６から補機用インバータ装置４３に直流電力が供給され、補機用インバータ装置４３で交流の電力に変換されてモータ１９５に供給される。補機用インバータ装置４３はインバータ装置１４０や１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数，電力を制御する。例えばモータ１９５の回転子の回転に対し進み位相の交流電力を供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、モータ１９５は回生制動状態の運転となる。このような補機用インバータ装置４３の制御機能はインバータ装置１４０や１４２の制御機能と同様である。モータ１９５の容量がモータジェネレータ１９２や１９４の容量より小さいので、補機用インバータ装置４３の最大変換電力がインバータ装置１４０や１４２より小さいが、補機用インバータ装置４３の回路構成は基本的にインバータ装置１４０や１４２の回路構成と同じである。
　インバータ装置１４０および１４２、補機用インバータ装置４３ならびにコンデンサモジュール５００は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置は、インバータ装置１４０および１４２、補機用インバータ装置４３ならびにコンデンサモジュール５００を電力変換装置の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。
　またインバータ装置１４０および１４２、補機用インバータ装置４３ならびにコンデンサモジュール５００を一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。またコンデンサモジュール５００とインバータ装置１４０および１４２との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。
　次に、図２を用いてインバータ装置１４０および１４２ならびに補機用インバータ装置４３の電気回路構成を説明する。尚、図１，図２に示す実施形態では、インバータ装置１４０および１４２ならびに補機用インバータ装置４３をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。インバータ装置１４０および１４２ならびに補機用インバータ装置４３は同様の構成で同様の作用を奏し、同様の機能を有しているので、ここでは、代表例としてインバータ装置１４０の説明を行う。
　本実施形態に係る電力変換装置２００はインバータ装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備え、インバータ装置１４０はインバータ回路１４４と制御部１７０とを有している。また、インバータ回路１４４は、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０及びダイオード１６６と、からなる上下アーム直列回路１５０を複数有し（図２の例では３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０）、それぞれの上下アーム直列回路１５０の中点部分（中間電極１６９）から交流端子１５９を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０はインバータ回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。
　上アームのＩＧＢＴ３２８や下アームのＩＧＢＴ３３０は、スイッチング用パワー半導体素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。上述のとおり、インバータ装置１４０はモータジェネレータ１９２が発生する三相交流電力を直流電力に変換することもできる。
　本実施形態に係る電力変換装置２００は図１に記載の如くインバータ装置１４０と１４２さらに補機用インバータ装置４３とコンデンサモジュール５００を有しているが、上述のとおりインバータ装置１４０と１４２さらに補機用インバータ装置４３は同様の回路構成であるのでインバータ装置１４０を代表として記載し、インバータ装置１４２と補機用インバータ装置４３は、既に上述したとおり省略した。
　インバータ回路１４４は３相ブリッジ回路により構成されており、３相分の上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ、直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間に電気的に並列に接続されている。直流正極端子３１４と直流負極端子３１６は、バッテリ１３６の正極側と負極側にそれぞれ電気的に接続されている。ここで、上下アーム直列回路１５０はアームと呼称されており、上アーム側のスイッチング用パワー半導体素子３２８及びダイオード１５６と下アーム側のスイッチング用パワー半導体素子３３０及びダイオード１６６を備えている。
　本実施形態では、スイッチング用パワー半導体素子としてＩＧＢＴ３２８や３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３，エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５），ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間にはダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えており、ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング用パワー半導体素子としてはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい。この場合は上アームのダイオード１５６や下アームのダイオード１６６は不要となる。
　上下アーム直列回路１５０は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の各相巻線に対応して３相分設けられている。３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０はそれぞれ、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０の下アームのコレクタ電極１６３を接続する中間電極１６９，交流端子１５９を介してモータジェネレータ１９２へのＵ相，Ｖ相，Ｗ相を形成している。上下アーム直列回路同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にそれぞれ電気的に接続（直流バスバーで接続）されている。各アームの中点部分（上アームのＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極と下アームのＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極との接続部分）にあたる中間電極１６９は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の対応する相巻線に交流コネクタ１８８を介して電気的に接続されている。
　コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側が、それぞれ正極側コンデンサ端子５０４又は負極側コンデンサ端子５０６と直流コネクタ１３８とを介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アーム直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。
　制御部１７０はＩＧＢＴ３２８，３３０を作動させるためのものであり、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライブ回路１７４とを備えている。
　制御回路１７２はＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータを備えている。マイクロコンピュータには入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値、上下アーム直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力されている。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流検出部１８０から信号線１８２を介して出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。
　制御回路１７２内のマイクロコンピュータは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、マイクロコンピュータは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１７４に出力する。
　ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。また、上アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。
　また、ドライバ回路１７４は、異常検知（短絡、過電流，過電圧，過温度など）を行い、上下アーム直列回路１５０を保護している。このため、ドライバ回路１７４にはセンシング情報が入力されている。例えば、各ＩＧＢＴ３２８，３３０のゲート電圧の情報が、対応するドライバ回路１７４の駆動部（ＩＣ）に入力されている。このゲート電圧の情報に基づいて、各駆動部（ＩＣ）は短絡検知を行い、短絡が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させる。これにより、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を短絡から保護する。また、各ＩＧＢＴ３２８，３３０に流れるコレクタ電流に関する情報が、対応するドライバ回路１７４の駆動部（ＩＣ）に入力されている。この情報に基づいて、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。この短絡および過電流時の保護動作については、後で詳細に説明する。
　上下アーム直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは、上下アーム直列回路１５０の温度の情報が、対応するドライバ回路１７４の駆動部（ＩＣ）に入力されている。また、上下アーム直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が、対応するドライバ回路１７４の駆動部（ＩＣ）に入力されている。各駆動部（ＩＣ）は、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させる。これにより、上下アーム直列回路１５０（引いては、この回路１５０を含む半導体モジュール部）を過温度或いは過電圧から保護する。
　図２において、上下アーム直列回路１５０は、上アームのＩＧＢＴ３２８及び上アームのダイオード１５６と、下アームのＩＧＢＴ３３０及び下アームのダイオード１６６との直列回路であり、ＩＧＢＴ３２８，３３０はスイッチング用半導体素子である。インバータ回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わり、この切り替わり時のモータジェネレータ１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１６６によって作られる回路を流れる。
　上下アーム直列回路１５０は、図示するように、Positive端子（Ｐ端子，正極端子）１５７，Negative端子（Ｎ端子１５８，負極端子）、上下アームの中間電極１６９からの交流端子１５９，上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１５５，上アームのゲート電極端子１５４，下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１６５，下アームのゲート電極端子１６４、を備えている。また、電力変換装置２００は、入力側に直流コネクタ１３８を有し、出力側に交流コネクタ１８８を有して、それぞれのコネクタ１３８と１８８を通してバッテリ１３６とモータジェネレータ１９２にそれぞれ接続される。また、モータジェネレータへ出力する３相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に２つの上下アーム直列回路を並列接続する回路構成の電力変換装置であってもよい。
　次に、短絡および過電流時の保護動作について説明する。本実施形態において、前述のような短絡および過電流時の保護動作は、ドライバ回路１７４を含む各種回路により構成される半導体素子制御装置によって行われる。以下では、図２のインバータ回路１４４において下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０およびダイオード１６６のうち一つを例として説明する。なお、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８およびダイオード１５６における短絡および過電流時の保護動作も、下アームの場合と同様である。図３は本実施形態に関する半導体素子制御装置の回路ブロック図、図４は本実施形態に関する半導体素子制御装置の回路図、図５は本実施形態に関する半導体素子制御装置の動作時のタイムチャートである。
　図３において、符号８００は、ＩＧＢＴ３３０の電流の一部を分流してセンス電流として出力するセンスＩＧＢＴを表す。センスＩＧＢＴ８００には、センス抵抗８０１が接続されている。センスＩＧＢＴ８００からのセンス電流がセンス抵抗８０１を流れると、そのセンス電流の大きさに応じた電圧（センス電圧）がセンス抵抗８０１において生じる。このセンス電圧は、ドライバ回路１７４内の過電流検知部８０２に入力される。過電流検知部８０２は、入力されたセンス電圧と、所定の過電流検知レベルに応じて設定された基準電圧とを比較することにより、ＩＧＢＴ３３０に流れる過電流の検知を行う。過電流を検知した場合、過電流検知部８０２は、ノイズフィルタ８０３を介して過電流検知信号を駆動遮断部８０４へ出力する。ノイズフィルタ８０３は、過電流検知部８０２から出力された過電流検知信号から所定の周波数以上のノイズ成分をカットする。
　ＩＧＢＴ３３０のゲート電圧は、ドライバ回路１７４内の短絡検知部８０６へ入力される。短絡検知部８０６は、入力されたゲート電圧と、所定の短絡検知レベルに応じて設定された基準電圧とを比較することにより、ＩＧＢＴ３３０の短絡検知を行う。短絡を検知した場合、短絡検知部８０６は、短絡検知信号を駆動遮断部８０４へ出力する。
　駆動遮断部８０４は、ノイズフィルタ８０３を通過した過電流検知部８０２からの過電流検知信号、または短絡検知部８０６からの短絡検知信号が入力されると、ＩＧＢＴ３３０が過電流状態または短絡状態にあると判断する。そして、ＩＧＢＴ３３０に流れる電流を遮断するための異常時遮断信号を駆動部８０５へ出力する。駆動部８０５は、図２の制御回路１７２から出力されるＰＷＭ信号に基づいて、ＩＧＢＴ３３０のスイッチング動作を制御するための駆動信号（ドライブ信号）をＩＧＢＴ３３０のゲート端子に出力する。この駆動信号に応じて、ＩＧＢＴ３３０のスイッチング動作が行われる。また、駆動遮断部８０４から異常時遮断信号が入力されると、ＰＷＭ信号に関わらずＩＧＢＴ３３０のスイッチング動作を停止して、ＩＧＢＴ３３０に流れる電流を遮断する。
　以下に、図３の半導体素子制御装置の動作を説明する。駆動部８０５がＩＧＢＴ３３０のゲート電圧パルスを出力すると、ＩＧＢＴ３３０がターンオンし、ＩＧＢＴ３３０にコレクタ電流Ｉｃが流れる。同時にセンスＩＧＢＴ８００にはコレクタ電流Ｉｃの分流電流Ｉｓが流れ、センス抵抗８０１に流れ込む。これによりセンス抵抗８０１にセンス電圧Ｖｓが発生し、過電流検知部８０２に入力される。過電流検知部８０２は、センス電圧Ｖｓが所定の過電流検知レベルＶｓ１より大きいときに、過電流を検知して過電流検知信号を出力する機能をもつ。過電流検知部８０２からの過電流検知信号は、ノイズフィルタ８０３を通過し、駆動遮断部８０４に入力される。
　また、モータが地絡又は天絡した場合にＩＧＢＴ３３０がターンオンすると、ＩＧＢＴ３３０が短絡状態になり、ＩＧＢＴ３３０にかなり大きい短絡電流が流れる。このとき、ＩＧＢＴ３３０のコレクタ－エミッタ間に掛かっている電源電圧が一瞬落ち込んだ後、その電圧が跳ね上がる。この電圧の時間変化とＩＧＢＴ３３０の帰還容量に応じて発生する電流がＩＧＢＴ３３０のゲートに流れ込む。これにより、ゲート電圧が電源電圧以上に持ち上がる現象（持ち上がり現象）が発生する。この短絡時のゲート電圧の持ち上がり現象を利用して、短絡検知部８０６はＩＧＢＴ３３０の短絡を検知する。たとえば、ゲート電源電圧より大きい所定の電圧レベルを短絡検知レベルＶｇ２とする。短絡検知部８０６は、ＩＧＢＴ３３０のゲート電圧Ｖｇを入力し、このゲート電圧Ｖｇが短絡検知レベルＶｇ２より大きくなると、短絡を検知して短絡検知信号を出力する。短絡検知部８０６からの短絡検知信号は、駆動遮断部８０４に入力される。
　駆動遮断部８０４は、前述のように過電流検知部８０２からの過電流検知信号、または短絡検知部８０６からの短絡検知信号を受けると、駆動部８０５に異常時遮断信号を出力する。駆動部８０５は、制御回路１７２からのＰＷＭ信号を受けて、ＩＧＢＴ３３０をターンオン又はターンオフするためのゲート駆動電圧を出力する以外に、駆動部８０５からの異常時遮断信号を受けると、ＩＧＢＴ３３０をソフト遮断する。駆動部８０５はまた、ゲート電圧がＩＧＢＴ３３０の閾値より小さい所定の電圧、例えば３Ｖ付近になると、ゲート電圧をＩＧＢＴ３３０のエミッタに対して低インピーダンスにするゲートショート機能も有する。
　図４に本実施形態による過電流検知部８０２と短絡検知部８０６の機能を実現する回路の一例を示す。過電流検知部８０２は、過電流検知用の比較器９０３により構成される。過電流検知用比較器９０３は、センス抵抗８０１のセンス電圧Ｖｓが一方の入力側、例えば非反転入力側に入力される。また、所定の過電流検知レベルＶｓ１に相当する基準電圧が他方の入力側、例えば反転入力側に入力される。通常のＩＧＢＴ３３０の動作状態では、センス電圧Ｖｓは過電流検知レベルＶｓ１より小さいため、過電流検知用比較器９０３の出力はＬｏｗレベルとなる。一方、ＩＧＢＴ３３０が過電流状態になると、センス電圧Ｖｓが過電流検知レベルＶｓ１より大きくなるため、過電流検知用比較器９０３の出力はＨｉｇｈレベルとなる。このようにして、過電流検知用比較器９０３からの出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化することで、過電流検知部８０２から過電流検知信号が出力される。過電流検知用比較器９０３の出力がＨｉｇｈレベルのときに、駆動遮断部８０４は、過電流異常状態であると判断として、異常時遮断信号としてのラッチ信号を駆動部８０５に出力する。
　なお、センス電圧ＶｓにはＩＧＢＴ３３０のスイッチングノイズが乗るため、このノイズにより過電流検知用比較器９０３の出力が振動する場合がある。こうした過電流検知用比較器９０３の出力振動は、過電流の誤検知につながる。このため、ノイズフィルタ８０３により、過電流検知用比較器９０３の出力から所定の周波数以上の電圧信号をノイズ成分としてカットすることで、ノイズによる過電流検知用比較器９０３の出力振動を抑えている。ノイズフィルタ８０３のフィルタ時定数は、通常動作時に用いられるフィルタ（不図示）の時定数よりも小さい。
　短絡検知部８０６は、短絡検知用の比較器９０５により構成される。短絡検知用比較器９０５は、ゲート電圧Ｖｇが一方の入力側、例えば非反転入力側に入力される。また、所定の短絡検知レベルＶｇ２に相当する基準電圧が他方の入力側、例えば反転入力側に入力される。なお、短絡検知レベルＶｇ２はゲート電源電圧よりも大きい。通常のＩＧＢＴ３３０の動作状態では、ゲート電圧Ｖｇは短絡検知レベルＶｇ２より小さいため、短絡検知用比較器９０５の出力はＬｏｗレベルとなる。一方、ＩＧＢＴ３３０が短絡状態になると、ゲート電圧Ｖｇが短絡検知レベルＶｇ２より大きくなるため、短絡検知用比較器９０５の出力はＨｉｇｈレベルとなる。このようにして、短絡検知用比較器９０５からの出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化することで、短絡検知部８０６から短絡検知信号が出力される。短絡検知用比較器９０５の出力がＨｉｇｈレベルのときに、駆動遮断部８０５は、短絡異常状態であると判断して、異常時遮断信号としてのラッチ信号を駆動部８０５に出力する。
　なお、以上説明した過電流検知部８０２と短絡検知部８０６の回路構成は一例であり、この内容に限定されるものではない。同じ機能を実現するために他の回路構成としてもよい。
　図５は以上説明した半導体素子制御装置の動作時のタイムチャートである。このタイムチャートでは、通常動作時、過電流時、短絡時の波形例をそれぞれ示している。
　図５において、符号１００１はＩＧＢＴ３３０のゲート電圧の波形例を、符号１００２はＩＧＢＴ３３０のコレクタ電圧（コレクタ－エミッタ間電圧）の波形例を、符号１００３はＩＧＢＴ３３０のコレクタ電流の波形例をそれぞれ表す。また、符号１００４は、ゲート電圧１００１に対する短絡検知レベルＶｇ２を表し、符号１００６は、コレクタ電流１００３に対する過電流検知レベルＩｃ１を表している。なお、短絡検知レベルＶｇ２はゲート電源電圧より大きい。図５ではＩＧＢＴ３３０の定格電流Ｉｃの２倍に過電流検知レベルＩｃ１を設定しているが、設定可能な過電流検知レベルはこれに限らない。符号１００１～１００３の各波形において、符号１００８は通常動作期間に、符号１００９は過電流異常期間に、符号１０１０は短絡異常期間にそれぞれ対応している。
　図５に示すように、通常動作期間１００８では、コレクタ電流１００３が符号１００６に示す過電流検知レベルＩｃ１より低く、かつ、ゲート電圧１００１が符号１００４に示す短絡検知レベルＶｇ２より低い。したがって、過電流と短絡のいずれも検出されることはない。
　一方、過電流異常期間１００９では、コレクタ電流１００３が過電流検知レベルＩｃ１を超えていることが分かる。このとき、過電流検知レベルＩｃ１に対応して前述の過電流検知レベルＶｓ１を予め設定しておくことで、過電流検知部８０２において過電流状態が検出され、過電流検知部８０２から過電流検知信号が出力される。その結果、駆動部８０５により、ゲート電圧１００１がソフト遮断される。
　また、短絡異常期間１０１０では、ＩＧＢＴ３３０に短絡電流が流れはじめるのに応じてコレクタ電圧１００２が一瞬落ち込んだ後、電源電圧付近まで戻ろうとしていることが分かる。このとき前述のように、コレクタ電圧１００２の時間変化とＩＧＢＴ３３０の帰還容量に応じた電流がＩＧＢＴ３３０のゲートに流れ込むことで、符号１０１１に示すように、ゲート電圧１００１が電源電圧以上に持ち上がる。この持ち上がり現象により、ゲート電圧１００１が符号１００４に示す短絡検知レベルＶｇ２を超えると、短絡検知部８０６において短絡状態が検出され、短絡検知部８０６から短絡検知信号が出力される。その結果、駆動部８０５により、ＩＧＢＴ３３０の短絡保護動作が行われる。
　従来のようにセンス電流に基づいて過電流や短絡を検知する場合は、センス電流の変動（ばらつき）を考慮して、短絡検知レベルを過電流検知レベルより大きく設定する必要がある。そのため、過電流検知レベルと短絡検知レベルの中間で短絡電流が止まるような中途半端な短絡に対しては、適切に短絡保護を行うことができない。一方、本発明では上記で説明したようにして、短絡時にゲート電圧が持ち上がる特有の現象を利用して短絡を検知するため、中途半端な短絡に対してもこれを検知することができる。したがって、センス電流の変動による短絡の誤検知や短絡保護の失敗がなくなり、高信頼な短絡保護が実現できる。
　以上説明した実施の形態によれば、次の作用効果を奏する。
（１）短絡検知部８０６は、ＩＧＢＴ３３０のゲート端子電圧に基づいてＩＧＢＴ３３０の短絡を検知し、短絡を検知した場合に短絡検知信号を出力する。駆動遮断部８０４は、短絡検知部８０６から出力された短絡検知信号に基づいて、異常時遮断信号を駆動部８０５へ出力することにより、ＩＧＢＴ３３０に流れる電流を遮断する。これにより、短絡時にゲート電圧が持ち上がる特有の現象を利用して短絡を検知するようにしたので、センス電流にスイッチングノイズが乗った場合などにおいても、短絡を誤検知することがなくなり、高信頼な短絡保護が実現できる。
（２）過電流検知部８０２は、ＩＧＢＴ３３０より出力されるセンス電流に基づいてＩＧＢＴ３３０に流れる過電流を検知し、過電流を検知した場合に過電流検知信号を出力する。駆動遮断部８０４は、前述のように短絡検知部８０６からの短絡検知信号に基づいてＩＧＢＴ３３０に流れる電流を遮断すると共に、ノイズフィルタ８０３によりノイズ成分を除去された過電流検知信号に基づいて、異常時遮断信号を駆動部８０５へ出力することにより、ＩＧＢＴ３３０に流れる電流を遮断する。このようにしたので、短絡に加えてさらに過電流を誤検知することもなくなり、高信頼な過電流保護を実現できる。
－第２の実施の形態－
　次に本発明の第２の実施の形態について説明する。本実施形態では、第１の実施の形態で説明したのとは別の半導体素子制御装置について述べる。なお、本実施形態におけるハイブリッド自動車の制御ブロックおよび車載用電機システムの回路構成は、図１、２に示した第１の実施の形態のものと同様であるため、これらについては説明を省略する。
　図６は本実施形態に関する半導体素子制御装置の回路ブロック図、図７は本実施形態に関する半導体素子制御装置の回路図、図８は本実施形態に関する半導体素子制御装置の動作時のタイムチャートである。なお図６～８において、図３～５に示した第１の実施の形態のものと同一または対応する部分については、それぞれ図３～５と同じ符号を付している。
　図６において図３と異なる部分は、センスＩＧＢＴ８００からのセンス電流により生じたセンス電圧が過電流検知部８０２および短絡検知部８０６へ入力される点と、ＩＧＢＴ３３０のゲート電圧が過電流検知部８０２および短絡検知部８０６へ入力される点である。これ以外の点は図３と同じであるため、特に必要のない限り、以下において説明を省略する。
　過電流検知部８０２は、入力されたセンス電圧と所定の過電流検知レベルに応じて設定された基準電圧との比較結果、および、入力されたゲート電圧と所定の過電流検知レベルに応じて設定された基準電圧との比較結果に基づいて、ＩＧＢＴ３３０に流れる過電流の検知を行う。すなわち、センス電圧Ｖｓが所定の過電流検知レベルＶｓ１を超えており、かつ、ゲート電圧Ｖｇが所定の過電流検知レベルＶｇ１を超えるときに、過電流を検知する。なお、ゲート電圧の過電流検知レベルＶｇ１は、ＩＧＢＴ３３０がターンオンする閾値より大きい電圧である。また、センス電圧の過電流検知レベルＶｓ１は、例えばＩＧＢＴ３３０の定格電流の約２倍の電流に対応する電圧である。過電流を検知した場合、過電流検知部８０２は図３の場合と同様に、ノイズフィルタ８０３を介して過電流検知信号を駆動遮断部８０４へ出力する。
　短絡検知部８０６は、入力されたセンス電圧と所定の短絡検知レベルに応じて設定された基準電圧との比較結果、および、入力されたゲート電圧と所定の短絡検知レベルに応じて設定された基準電圧との比較結果に基づいて、ＩＧＢＴ３３０の短絡検知を行う。すなわち、センス電圧Ｖｓが所定の短絡検知レベルＶｓ２を超えており、かつ、ゲート電圧Ｖｇが所定の短絡検知レベルＶｇ２を超えるときに、短絡を検知する。なお、ゲート電圧の短絡検知レベルＶｇ２は、上記の過電流検知レベルＶｇ１以上であることが好ましい。一方、センス電圧Ｖｓの短絡検知レベルＶｓ２は、上記の過電流検知レベルＶｓ１以下であることが好ましい。こうすることにより、短絡の誤検知を防ぐ一方で、過電流検知レベルＶｓ１と短絡検知レベルＶｓ２の間で短絡電流が止まってしまうような短絡が発生した場合であっても、これを短絡検知部８０６において検知することができる。短絡を検知した場合、短絡検知部８０６は図３の場合と同様に、短絡検知信号を駆動遮断部８０４へ出力する。
　図７に本実施形態による過電流検知部８０２と短絡検知部８０６の機能を実現する回路の一例を示す。過電流検知部８０２は、過電流検知用のＡＮＤ回路９０１と、過電流検知用の比較器９０２、９０３とにより構成される。なお、過電流検知用比較器９０３は、図４に示した第１の実施の形態のものと同様である。
　過電流検知用比較器９０２は、ゲート電圧Ｖｇが一方の入力側、例えば非反転入力側に入力される。また、過電流検知レベルＶｇ１に相当する基準電圧が他方の入力側、例えば反転入力側に入力される。過電流検知用比較器９０３は、図４と同様に、センス抵抗８０１のセンス電圧Ｖｓが一方の入力側、例えば非反転入力側に入力される。また、過電流検知レベルＶｓ１に相当する基準電圧が他方の入力側、例えば反転入力側に入力される。過電流検知用ＡＮＤ回路９０１は、過電流検知用比較器９０２、９０３の各出力のＡＮＤを演算し、その結果をノイズフィルタ８０３を介して駆動遮断部８０４へ出力する。
　通常のＩＧＢＴ３３０の動作状態では、センス電圧Ｖｓは過電流検知レベルＶｓ１より小さいため、過電流検知用比較器９０３の出力はＬｏｗレベルとなる。そのため、過電流検知用比較器９０２に出力に関わらず、過電流検知用ＡＮＤ回路９０１の出力はＬｏｗレベルとなる。一方、ＩＧＢＴ３３０が過電流状態になると、センス電圧Ｖｓが過電流検知レベルＶｓ１より大きくなるため、過電流検知用比較器９０３の出力はＨｉｇｈレベルとなる。また、ゲート電圧Ｖｇが過電流検知レベルＶｇ１より大きくなるため、過電流検知用比較器９０２の出力もＨｉｇｈレベルとなる。したがって、過電流検知用ＡＮＤ回路９０１の出力がＨｉｇｈレベルとなる。このようにして、過電流検知用ＡＮＤ回路９０１からの出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化することで、過電流検知部８０２から過電流検知信号（異常時遮断信号）としてのラッチ信号が出力される。
　なお、過電流検知用ＡＮＤ回路９０１からの出力は、ノイズフィルタ８０３によりノイズ成分がカットされる。これにより、ＩＧＢＴ３３０のスイッチングノイズがセンス電圧Ｖｓに乗ることで過電流検知用比較器９０３の出力が変動した場合に起こる過電流検知用ＡＮＤ回路９０１の出力振動を抑えている。
　短絡検知部８０６は、短絡検知用のＡＮＤ回路９０４と、短絡検知用の比較器９０５、９０６とにより構成される。なお、短絡検知用比較器９０５は、図４に示した第１の実施の形態のものと同様である。
　短絡検知用比較器９０５は、図４と同様に、ゲート電圧Ｖｇが一方の入力側、例えば非反転入力側に入力される。また、短絡検知レベルＶｇ２に相当する基準電圧が他方の入力側、例えば反転入力側に入力される。短絡検知用比較器９０６は、センス抵抗８０１のセンス電圧Ｖｓが一方の入力側、例えば非反転入力側に入力される。また、短絡検知レベルＶｓ２に相当する基準電圧が他方の入力側、例えば反転入力側に入力される。短絡検知用ＡＮＤ回路９０４は、短絡検知用比較器９０５、９０６の各出力のＡＮＤを演算し、その結果を駆動遮断部８０４へ出力する。
　通常のＩＧＢＴ３３０の動作状態では、ゲート電圧Ｖｇは短絡検知レベルＶｇ２より小さいため、短絡検知用比較器９０５の出力はＬｏｗレベルとなる。そのため、短絡検知用比較器９０６に出力に関わらず、短絡検知用ＡＮＤ回路９０４の出力はＬｏｗレベルとなる。一方、ＩＧＢＴ３３０が短絡状態になると、ゲート電圧Ｖｇが短絡検知レベルＶｇ２より大きくなるため、短絡検知用比較器９０５の出力はＨｉｇｈレベルとなる。また、センス電圧Ｖｓが短絡検知レベルＶｓ２より大きくなるため、短絡検知用比較器９０６の出力もＨｉｇｈレベルとなる。したがって、短絡検知用ＡＮＤ回路９０４の出力がＨｉｇｈレベルとなる。このようにして、短絡検知用ＡＮＤ回路９０４からの出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化することで、短絡検知部８０６から短絡検知信号（異常時遮断信号）としてのラッチ信号が出力される。
　なお、以上説明した過電流検知部８０２と短絡検知部８０６の回路構成は一例であり、この内容に限定されるものではない。同じ機能を実現するために他の回路構成としてもよい。
　図８は以上説明した半導体素子制御装置の動作時のタイムチャートである。このタイムチャートでは、図５に示した第１の実施の形態と同様に、通常動作時、過電流時、短絡時の波形例をそれぞれ示している。
　図８において、符号１００５は、ゲート電圧１００１に対する過電流検知レベルＶｇ１を表し、符号１００７は、コレクタ電流１００３に対する短絡検知レベルＩｃ２を表している。なお、過電流検知レベルＶｇ１はゲート電源電圧より大きく、かつ短絡検知レベルＶｇ２と同じかこれよりも小さい。また、短絡検知レベルＩｃ２は過電流検知レベルＩｃ１と同じかこれよりも小さい。
　図８に示すように、通常動作期間１００８では、コレクタ電流１００３は符号１００６に示す過電流検知レベルＩｃ１より低く、かつ、ゲート電圧１００１が符号１００４に示す短絡検知レベルＶｇ２より低い。したがって、過電流と短絡のいずれも検出されることはない。なお、通常動作期間１００８においてコレクタ電流１００３が符号１００７に示す短絡検知レベルＩｃ２を超えることがあっても、ゲート電圧１００１は符号１００４に示す短絡検知レベルＶｇ２を超えないため、短絡検知部８０６において短絡状態が検出されることはない。
　一方、過電流異常期間１００９では、コレクタ電流１００３が過電流検知レベルＩｃ１を超えており、かつ、ゲート電圧１００１が符合１００５に示す過電流検知レベルＶｇ１を超えていることが分かる。このとき、過電流検知レベルＩｃ１に対応して前述の過電流検知レベルＶｓ１が予め設定されることで、過電流検知部８０２において過電流状態が検出され、過電流検知部８０２から過電流検知信号が出力される。その結果、駆動部８０５により、ゲート電圧１００１がソフト遮断される。
　また、短絡異常期間１０１０では、符号１０１１に示す持ち上がり現象によりゲート電圧１００１が符号１００４に示す短絡検知レベルＶｇ２を超え、かつ、コレクタ電流１００３が符号１００７に示す短絡検知レベルＩｃ２を超えている。このとき、短絡検知レベルＩｃ２に対応して前述の短絡検知レベルＶｓ２が予め設定されることで、短絡検知部８０６において短絡状態が検出され、短絡検知部８０６から短絡検知信号が出力される。その結果、駆動部８０５により、ＩＧＢＴ３３０の短絡保護動作が行われる。
　以上説明した実施の形態によれば、次の作用効果を奏する。
（１）短絡検知部８０６は、ＩＧＢＴ３３０のゲート端子電圧と、ＩＧＢＴ３３０より出力されるセンス電流とに基づいて、ＩＧＢＴ３３０の短絡を検知し、短絡を検知した場合に短絡検知信号を出力する。また、過電流検知部８０２は、ＩＧＢＴ３３０のゲート端子電圧と、ＩＧＢＴ３３０より出力されるセンス電流とに基づいて、ＩＧＢＴ３３０に流れる過電流を検知し、過電流を検知した場合に過電流検知信号を出力する。このようにしたので、第１の実施の形態に比べて、さらに信頼性の高い短絡検知および過電流検知を実現することができる。
（２）過電流検知部８０２は、ＩＧＢＴ３３０のゲート端子電圧が所定の過電流検知レベルＶｇ１を超え、かつＩＧＢＴ３３０より出力されるセンス電流が所定の過電流検知レベルＩｃ１を超えたときに、ＩＧＢＴ３３０に流れる過電流を検知して過電流検知信号を出力する。また、短絡検知部８０６は、ＩＧＢＴ３３０のゲート端子電圧が過電流検知レベルＶｇ１以上である所定の短絡検知レベルＶｇ２を超え、かつＩＧＢＴ３３０より出力されるセンス電流が過電流検知レベルＩｃ１以下である所定の過電流検知レベルＩｃ２を超えたときに、ＩＧＢＴ３３０の短絡を検知して短絡検知信号を出力する。このようにしたので、短絡検知部８０６による短絡の誤検知を防ぐ一方で、過電流検知レベルと短絡検知レベルの間で短絡電流が止まってしまうような短絡が発生した場合であっても、これを短絡検知部８０６において検知することができる。
－変形例１－
　図９の回路ブロック図は、上記第２の実施の形態の変形例を示している。図６に示した回路と図９に示す回路との違いは、図６ではゲート電圧とセンス電圧に基づいて短絡検知および過電流検知しているのに対して、図９ではコレクタ電圧とセンス電圧に基づいて短絡検知および過電流検知している点である。この回路を用いても、第２の実施の形態で説明したのと同様の効果が得られる。
－変形例２－
　図１０の回路ブロック図は、上記第２の実施の形態のさらに別の変形例を示している。図６に示した回路と図１０に示す回路との違いは、図６ではセンス電圧を直接短絡検知回路８０６及び過電流検知回路８０２に入力しているのに対して、図１０ではセンス抵抗８０１の両端から差動アンプ１１０１を介してセンス電圧を検出している点である。これにより、センス抵抗８０１から短絡検知回路８０６と過電流検知回路８０２にそれぞれ至る配線の寄生インダクタンスを軽減すると共に、ＩＧＢＴ３３０のスイッチングノイズにより発生するセンス電圧の検出誤差を少なくすることができる。この回路を用いても、第２の実施の形態で説明したのと同様の効果が得られる。
　図１１は、図１０に示す回路におけるセンス抵抗の配置例を示している。図１１において、符号１２０１はＩＧＢＴ３３０のエミッタ用リード電極、符号１２０２はＩＧＢＴ３３０とセンスＩＧＢＴ８００を内蔵したチップ、符号１２０３はＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極をそれぞれ示している。ＩＧＢＴ３３０は、ワイヤボンディング１２０４、１２０６により、ゲート電極端子１２０８とセンス負極端子１２１０にそれぞれ接続されている。センスＩＧＢＴ８００は、ワイヤボンディング１２０５によりセンス正極端子１２０９に接続されている。センス負極端子１２１０は、配線１２１３によりエミッタ電極端子１２１１と接続されている。ゲート電極端子１２０８、センス正極端子１２０９、センス負極端子１２１０およびエミッタ電極端子１２１１は、制御電極端子台１２０７の上に設けられている。センス抵抗８０１は、センス正極端子１２０９とセンス負極端子１２１０の間に配設されている。
　図１１では、センス負極端子１２１０とエミッタ電極端子１２１１とが分離して配置されている。また、センス抵抗８０１がチップ１２０２の近くに実装されている。これにより、前述の寄生インダクタンスを極力小さくすることができる。
　なお、以上説明した各実施形態と変形例の一つ、もしくは複数を組み合わせることも可能である。変形例をどのように組み合わせることも可能である。
　以上説明した各実施の形態および変形例では、過電流検知部８０２と短絡検知部８０６を両方備えた半導体素子制御装置の例を示したが、いずれか一方のみを備えることとしてもよい。すなわち、前述したような方法を用いて過電流検知と短絡検知のいずれか一方を行い、その検知結果に応じて回路の保護動作を実行する半導体素子制御装置においても、本発明は適用可能である。
　以上の説明はあくまで一例であり、本発明は上記実施形態の構成に何ら限定されるものではない。
４３　補機用インバータ装置
１１０　ハイブリッド電気自動車
１１２　前輪
１１４　前輪車軸
１１６　前輪側ＤＧ
１１８　変速機
１２０　エンジン
１２１　エンジンシステム
１２２　動力分配機構
１２３，１２４，１２５，１２６，１２７，１２８，１２９，１３０　歯車
１３１　エンジンコントロールユニット
１３２　燃料タンク
１３６　バッテリ
１３８　直流コネクタ
１４０，１４２　インバータ装置
１４４　インバータ回路
１５０　上下アームの直列回路
１５３　上アームのコレクタ電極
１５４　上アームのゲート電極端子
１５５　上アームの信号用エミッタ電極端子
１５６　上アームのダイオード
１５７　正極（Ｐ）端子
１５８　負極（Ｎ）端子
１５９　交流端子
１６３　下アームのコレクタ電極
１６４　下アームのゲート電極端子
１６５　下アームの信号用エミッタ電極端子
１６６　下アームのダイオード
１６９　中間電極
１７０　制御部
１７２　制御回路
１７４　ドライバ回路
１７６，１８２　信号線
１８０　電流検出部
１８６　交流電力線
１８８　交流コネクタ
１９２，１９４　モータジェネレータ
１９５　補機用モータ
２００　電力変換装置
２５０　車載電機システム
３１４　直流正極端子
３１６　直流負極端子
３２８，３３０　ＩＧＢＴ
５００　コンデンサモジュール
５０４　負極側コンデンサ端子
５０６　正極側コンデンサ端子
８００　センスＩＧＢＴ
８０１　センス抵抗
８０２　過電流検知部
８０３　ノイズフィルタ
８０４　駆動遮断部
８０５　駆動部
８０６　短絡検知部
９０１　過電流検知用ＡＮＤ回路
９０２，９０３　過電流検知用比較器
９０４　短絡検知用ＡＮＤ回路
９０５，９０６　短絡検知用比較器
１００１　ゲート電圧波形
１００２　コレクタ電圧波形
１００３　コレクタ電流波形
１００４　短絡検知レベルＶｇ２
１００５　過電流検知レベルＶｇ１
１００６　過電流検知レベルＩｃ１
１００７　短絡検知レベルＩｃ２
１００８　通常動作期間
１００９　過電流異常期間
１０１０　短絡異常期間
１０１１　持ち上がり現象
１１０１　差動アンプ
１２０１　エミッタ用リード電極
１２０２　チップ
１２０３　コレクタ電極
１２０４，１２０５，１２０６　ワイヤボンディング
１２０７　制御電極端子台
１２０８　ゲート電極端子
１２０９　センス正極端子
１２１０　センス負極端子
１２１１　エミッタ電極端子

Claims (10)

  1. 　直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換するためのスイッチング動作を行う半導体素子を制御する半導体素子制御装置は、
    　前記半導体素子のスイッチング動作を制御するための駆動信号を前記半導体素子の端子に出力する駆動部と、
    　前記端子の電圧に基づいて前記半導体素子の短絡を検知し、短絡検知信号を出力する短絡検知部と、
    　前記短絡検知部から出力された前記短絡検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断する駆動遮断部とを備える。
  2. 　請求項１に記載の半導体素子制御装置において、
    　前記半導体素子より出力されるセンス電流に基づいて前記半導体素子に流れる過電流を検知し、過電流検知信号を出力する過電流検知部と、
    　前記過電流検知部から出力された前記過電流検知信号よりノイズ成分を除去するフィルタ部とをさらに備え、
    　前記駆動遮断部は、前記短絡検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断すると共に、前記フィルタ部により前記ノイズ成分を除去された前記過電流検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断する。
  3. 　直流電力を交流電力に変換するためのスイッチング動作を行う半導体素子を制御する半導体素子制御装置は、
    　前記半導体素子のスイッチング動作を制御するための駆動信号を前記半導体素子の端子に出力する駆動部と、
    　前記端子の電圧と前記半導体素子より出力されるセンス電流とに基づいて前記半導体素子の短絡を検知し、短絡検知信号を出力する短絡検知部と、
    　前記短絡検知部から出力された前記短絡検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断する駆動遮断部とを備える。
  4. 　請求項３に記載の半導体素子制御装置において、
    　前記端子の電圧と前記センス電流とに基づいて前記半導体素子に流れる過電流を検知し、過電流検知信号を出力する過電流検知部と、
    　前記過電流検知部から出力された前記過電流検知信号よりノイズ成分を除去するフィルタ部とをさらに備え、
    　前記駆動遮断部は、前記短絡検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断すると共に、前記フィルタ部により前記ノイズ成分を除去された前記過電流検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断する。
  5. 　請求項４に記載の半導体素子制御装置において、
    　前記過電流検知部は、前記端子の電圧が所定の第一の電圧値を超え、かつ前記センス電流が所定の第一の電流値を超えたときに、前記半導体素子に流れる過電流を検知して前記過電流検知信号を出力し、
    　前記短絡検知部は、前記端子の電圧が前記第一の電圧値以上である所定の第二の電圧値を超え、かつ前記センス電流が前記第一の電流値以下である所定の第二の電流値を超えたときに、前記半導体素子の短絡を検知して前記短絡検知信号を出力する。
  6. 　充放電可能な車載電源と、
    　交流電力に基づいて動力を発生すると共に、動力に基づいて交流電力を発生するモータジェネレータと、
    　前記車載電源からの直流電力を交流電力に変換して前記モータジェネレータに供給すると共に、前記モータジェネレータにより発生された交流電力を直流電力に変換して前記車載電源を充電する電力変換装置とを備え、
    　前記電力変換装置は、
    　前記車載電源からの直流電力を交流電力に、または前記モータジェネレータにより発生された交流電力を直流電力に変換するためのスイッチング動作を行う複数の半導体素子と、
    　前記半導体素子のスイッチング動作を制御するための駆動信号を前記半導体素子の端子に出力する駆動部と、
    　前記端子の電圧に基づいて前記半導体素子の短絡を検知し、短絡検知信号を出力する短絡検知部と、
    　前記短絡検知部から出力された前記短絡検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断する駆動遮断部とを有する車載用電機システム。
  7. 　請求項６に記載の車載用電機システムにおいて、
    　前記電力変換装置は、
    　前記半導体素子より出力されるセンス電流に基づいて前記半導体素子に流れる過電流を検知し、過電流検知信号を出力する過電流検知部と、
    　前記過電流検知部から出力された前記過電流検知信号よりノイズ成分を除去するフィルタ部とをさらに有し、
    　前記駆動遮断部は、前記短絡検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断すると共に、前記フィルタ部により前記ノイズ成分を除去された前記過電流検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断する。
  8. 　充放電可能な車載電源と、
    　交流電力に基づいて動力を発生すると共に、動力に基づいて交流電力を発生するモータジェネレータと、
    　前記車載電源からの直流電力を交流電力に変換して前記モータジェネレータに供給すると共に、前記モータジェネレータにより発生された交流電力を直流電力に変換して前記車載電源を充電する電力変換装置とを備え、
    　前記電力変換装置は、
    　前記車載電源からの直流電力を交流電力に、または前記モータジェネレータにより発生された交流電力を直流電力に変換するためのスイッチング動作を行う複数の半導体素子と、
    　前記半導体素子のスイッチング動作を制御するための駆動信号を前記半導体素子の端子に出力する駆動部と、
    　前記端子の電圧と前記半導体素子より出力されるセンス電流とに基づいて前記半導体素子の短絡を検知し、短絡検知信号を出力する短絡検知部と、
    　前記短絡検知部から出力された前記短絡検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断する駆動遮断部とを有する車載用電機システム。
  9. 　請求項８に記載の車載用電機システムにおいて、
    　前記電力変換装置は、
    　前記端子の電圧と前記センス電流とに基づいて前記半導体素子に流れる過電流を検知し、過電流検知信号を出力する過電流検知部と、
    　前記過電流検知部から出力された前記過電流検知信号よりノイズ成分を除去するフィルタ部とをさらに有し、
    　前記駆動遮断部は、前記短絡検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断すると共に、前記フィルタ部により前記ノイズ成分を除去された前記過電流検知信号に基づいて前記半導体素子に流れる電流を遮断する。
  10. 　請求項９に記載の車載用電機システムにおいて、
    　前記過電流検知部は、前記端子の電圧が所定の第一の電圧値を超え、かつ前記センス電流が所定の第一の電流値を超えたときに、前記半導体素子に流れる過電流を検知して前記過電流検知信号を出力し、
    　前記短絡検知部は、前記端子の電圧が前記第一の電圧値よりも小さい所定の第二の電圧値を超え、かつ前記センス電流が前記第一の電流値よりも小さい所定の第二の電流値を超えたときに、前記半導体素子の短絡を検知して前記短絡検知信号を出力する。
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