JP2016178362A - パワー半導体モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】ＩＧＢＴの高温領域のＯＮ電圧を低減することができず、ＩＧＢＴに発生した損失による温度上昇によりＩＧＢＴの信頼性が低下する。
【解決手段】ＩＧＢＴ１５７に印加されるゲート電圧はツェナー電圧と等しくなり、温度係数が＋１６ｍＶ／℃の場合、ＩＧＢＴ１５７の温度が２５℃ではゲート電圧は１５Ｖになり、ＩＧＢＴ１５７の温度が１５０℃ではゲート電圧は１７Ｖとなる。ＩＧＢＴ１５７が高温になるほどツェナーダイオード１６０も高温になり、ツェナーダイオード１６０のツェナー電圧が上がることでＩＧＢＴ１５７のゲート電圧が上がり、ＩＧＢＴ１５７のＯＮ電圧を低減するため、ＩＧＢＴ１５７の高温状態における温度上昇を低減することができる。
【選択図】図６

Description

本発明は、インバータ回路等に好適なパワー半導体モジュールに関する。

近年、電力駆動による車両が増加している。電力駆動による車両では、バッテリから供給される直流電力をインバータ回路により交流電力に変換し、この交流電力をモータに出力してモータを駆動する。インバータ回路は、パワー半導体素子である絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと記述する）によって構成されている。

ＩＧＢＴは、電流を通電している時にＯＮ電圧が発生し、電流[Ａ]×ＯＮ電圧[Ｖ]＝損失[Ｗ]による損失が発生する。ＩＧＢＴに発生した損失は、ＩＧＢＴを実装するパッケージまたはパワー半導体モジュールの熱抵抗により、周囲温度または冷却水温に対して、損失[Ｗ]×熱抵抗[℃/Ｗ]＝温度上昇[℃]の関係による温度上昇を引き起こす。また、ＩＧＢＴの温度が上昇し、所定の温度に到達すると、ＩＧＢＴのＯＦＦ状態のコレクタ電極とエミッタ電極との間でリーク電流が増大してＩＧＢＴの自己発熱が起こり、その発熱がリーク電流の増大を引き起こすフィードバックがかかり、ＩＧＢＴの信頼性を低下させる。このようなインバータ回路の発熱を抑制するため損失低減が重要視されている。そのために、例えばＩＧＢＴの入力抵抗を切り換えてスイッチングする技術が提案されている（特許文献１参照）。

特開平９−４６２０１号公報

上述した、特許文献１に記載の方法を用いた場合、パワー半導体素子の高温領域のＯＮ電圧を低減することができず、パワー半導体素子に発生した損失による温度上昇によりパワー半導体素子の信頼性が低下する。

請求項１に記載のパワー半導体モジュールは、コレクタ、エミッタ、およびゲートが配置されたパワー半導体素子と、パワー半導体素子のゲート側にカソードが接続され、パワー半導体素子のエミッタ側にアノードが接続されたツェナーダイオードとを備え、ツェナーダイオードは、ツェナー電圧と温度とが正の相関を有し、ツェナー電圧は、パワー半導体素子が導通状態になる閾値電圧以上で、かつゲート電極に印加される印加電圧以下である。

本発明によれば、パワー半導体素子の高温領域のＯＮ電圧を低減し、パワー半導体素子の信頼性を向上させることができる。

ハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。 電力変換装置の回路構成図である。 パワー半導体モジュールの回路構成図である。 パワー半導体モジュールの下アームの構造を示す図である。 パワー半導体モジュールの下アームの断面図である。 パワー半導体モジュールの下アームの回路構成図である。 パワー半導体モジュールの下アームの他の実施形態を示す回路構成図である。 ＩＧＢＴのＯＮ電圧とゲート電圧の相関を示す図である。

［パワー半導体モジュールを備えるハイブリッド自動車のシステムの一例］
本発明の実施形態に係るパワー半導体モジュールは、ハイブリッド用の自動車や純粋な電気自動車用の電力変換装置として適用可能である。先ず、本発明のパワー半導体モジュールをハイブリッド自動車の電力変換装置に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成の代表例について、図１〜図３を用いて説明する。

本発明の実施形態に係るパワー半導体モジュールを用いた電力変換装置は、自動車に搭載される車両駆動用電機システムの車載用電力変換装置に特に用いて好適である。以下では特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しいインバータ装置を例に挙げて説明する。インバータ装置は、車両駆動用電動機の駆動を制御する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられる。インバータ装置は、車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を車両駆動用電動機に供給して車両駆動用電動機の駆動を制御する。また、車両駆動用電動機は発電機としての機能も有しているので、インバータ装置は、運転モードに応じて車両駆動用電動機より発生する交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。

図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す。ハイブリッド自動車（以下、ＨＥＶと記述する）１１０は２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジン駆動システムである。もう１つは、モータジェネレータ１９２や１９４を動力源とする回転電機駆動システムである。回転電機駆動システムでは、モータジェネレータ１９２や１９４を駆動源として備えており、モータジェネレータ１９２や１９４としては同期機あるいは誘導機が使用され、モータジェネレータ１９２や１９４は制御によりモータとしても、あるいは発電機としても動作する。

本発明は、図１に示すＨＥＶに使用できるが、エンジン駆動システムを使用しない純粋な電気自動車にも適用できる。ＨＥＶの回転電機駆動システムも純粋な電気自動車の駆動システムも本発明の関係する部分は、基本的な動作や構成が共通しており、以下代表してＨＥＶの例で説明する。

車体のフロント部には一対の前輪１１２が設けられた前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。実施形態では、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用してもよい。

前輪車軸１１４には、デファレンシャルギア（以下ＤＥＦと記述する）１１６が設けられ、前輪車軸１１４は、ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には、変速機１１８の出力軸が機械的に接続され、前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されたトルクを受け、左右の前輪車軸１１４に分配する。変速機１１８の入力側には、モータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には、動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側あるいはモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。なお、モータジェネレータ１９２、１９４および動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。

モータジェネレータ１９２および１９４は、誘導機でも良いが、本実施形態ではより効率が優れている、回転子に永久磁石を備えた同期機が使用されている。誘導機や同期機の固定子が有する固定子巻線に供給される交流電力がインバータ回路１４０、１４２によって制御されることにより、モータジェネレータ１９２、１９４のモータあるいは発電機としての動作やその特性が制御される。インバータ回路１４０、１４２にはバッテリ１３６が接続されており、バッテリ１３６とインバータ回路１４０、１４２との間において電力の授受が可能である。

本実施形態では、ＨＥＶ１１０は、モータジェネレータ１９２およびインバータ回路１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４およびインバータ回路１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備え、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している状況において、車両の駆動トルクをアシストする場合には、第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させる。そして、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の状況において車両の車速をアシストする場合には、第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。

また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニットまたは第２電動発電ユニットを、発電ユニットとしてエンジン１２０の動力あるいは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。

バッテリ１３６は、さらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機としては、たとえばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータがあり、バッテリ１３６から補機用の変換機４３に供給された直流電力は補機用の変換機４３で交流の電力に変換され、モータ１９５に供給される。補機用の変換機４３はインバータ回路１４０、１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相、周波数や電力を制御する。

インバータ回路１４０、１４２および補機用の変換機４３とコンデンサモジュール５００とは、電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置２００は、インバータ回路１４０、１４２および補機用の変換機４３とコンデンサモジュール５００とを電力変換装置２００の筐体内に内蔵している。この構成により小型化が可能となる。

〔電力変換装置の構成〕
図２および図３を用いて電力変換装置２００の回路構成について説明する。図１に示したように、電力変換装置２００は、インバータ回路１４０や１４２と、補機用の変換機４３と、コンデンサモジュール５００とを備えている。補機用の変換機４３は、車が備える補機類を駆動するための補機用駆動モータを制御するインバータ装置である。

インバータ回路１４０、１４２はパワー半導体モジュール３００を複数台、本実施形態ではそれぞれ３個を備えており、このパワー半導体モジュール３００を接続することにより３相ブリッジ回路を構成している。電流容量が大きい場合には、更にパワー半導体モジュール３００を並列接続し、これら並列接続を３相インバータ回路の各相に対応して行うことにより、電流容量の増大に対応できる。

各インバータ回路１４０や１４２は、ドライバ回路１７４によってそれぞれ駆動制御される。なお、図２では２つのドライバ回路を合わせてドライバ回路１７４として表示している。各インバータ回路１４０、１４２は制御回路１７２により制御され、制御回路１７２は、パワー半導体素子のスイッチングタイミングを制御するためのスイッチング信号を生成する。

インバータ回路１４０とインバータ回路１４２とは基本的な回路構成は同じであり、制御方法や動作も基本的には同じであり、代表してインバータ回路１４０を例に説明する。インバータ回路１４０は３相ブリッジ回路を基本構成として備えており、具体的には、Ｕ相（符号Ｕ１で示す）やＶ相（符号Ｖ１で示す）やＷ相（符号Ｗ１で示す）として動作するそれぞれのアーム回路が、直流電力を送電する正極側および負極側の導体にそれぞれ並列に接続されている。なお、インバータ回路１４２のＵ相とＶ相とＷ相として動作するそれぞれのアーム回路を、インバータ回路１４０に対応させ、Ｕ２とＶ２とＷ２として示す。

各相の各パワー半導体モジュール３００は基本的に同じ構造であり、動作も基本的に同じであるので、代表してＵ相のパワー半導体モジュール３００であるアーム回路Ｕ１について図３を用いて説明する。

図３はパワー半導体モジュール３００の回路構成図である。図３に示すように、上アーム回路は、スイッチング用のパワー半導体素子として、上アームＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）１５５と上アームダイオード１５６とを備えている。また下アーム回路は、スイッチング用のパワー半導体素子として、下アームＩＧＢＴ１５７と下アームダイオード１５８とを備えている。

図３に示すように、上アームＩＧＢＴ１５５や下アームＩＧＢＴ１５７は、コレクタ電極、エミッタ電極、ゲート電極を備えている。上アームダイオード１５６や下アームダイオード１５８は、カソード電極およびアノード電極の２つの電極を備えている。上アームダイオード１５６や下アームダイオード１５８は、上アームＩＧＢＴ１５５や下アームＩＧＢＴ１５７のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように接続される。具体的には、カソード電極が上アームＩＧＢＴ１５５や下アームＩＧＢＴ１５７のコレクタ電極に、アノード電極が上アームＩＧＢＴ１５５、下アームＩＧＢＴ１５７のエミッタ電極にそれぞれ接続される。パワー半導体素子としてはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい、この場合は上アームダイオード１５６、下アームダイオード１５８は不要となる。

上アームＩＧＢＴ１５５や下アームＩＧＢＴ１５７のエミッタ電極とゲート電極との間には上アームツェナーダイオード１５９や下アームツェナーダイオード１６０が接続されている。上アームツェナーダイオード１５９や下アームツェナーダイオード１６０は、カソード電極およびアノード電極を備えており、上アームＩＧＢＴ１５５や下アームＩＧＢＴ１５７のエミッタ電極からゲート電極に向かう方向が順方向となるように接続される。具体的には、アノード電極が上アームＩＧＢＴ１５５や下アームＩＧＢＴ１５７のエミッタ電極に、カソード電極が上アームＩＧＢＴ１５５、下アームＩＧＢＴ１５７のゲート電極にそれぞれ接続される。ツェナーダイオード１５９、１６０を含むパワー半導体モジュール３００の構造については後述する。

ＩＧＢＴ１５５は、ドライバ回路１７４から出力された駆動信号を端子３３１、３３２に受けてスイッチング動作する。ＩＧＢＴ１５７は、ドライバ回路１７４から出力された駆動信号を端子３３３、３３４に受けてスイッチング動作する。

上アームＩＧＢＴ１５５の直流正極端子３１５は後述する正極側導体板７０２に接続され、下アームＩＧＢＴ１５７の直流負極端子３１９は後述する負極側導体板７０４に接続される。上アームＩＧＢＴ１５５と下アームＩＧＢＴ１５７の接続部の交流端子３２１には交流電力が発生し、発生した交流電力はモータジェネレータ１９２あるいは１９４の固定子巻線に供給される。

インバータ回路１４２のパワー半導体モジュール３００は、インバータ回路１４０の場合と同様の構成であり、また、補機用の変換機４３はインバータ回路１４０と同様の構成を有しており、ここでは説明を省略する。

図２の説明に戻り、制御回路１７２は、車両側の制御装置やセンサ（例えば、電流センサ１８０）などからの入力情報に基づいて、パワー半導体モジュール３００内の上アームＩＧＢＴ１５５、下アームＩＧＢＴ１５７のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する。ドライバ回路１７４は、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、上アームＩＧＢＴ１５５、下アームＩＧＢＴ１５７をスイッチング動作させるための駆動信号を生成する。

制御回路１７２は、パワー半導体モジュール３００のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、マイコンと記述する）を備えている。マイコンには、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値、上下アーム直列回路からモータジェネレータ１９２の固定子巻線に供給される電流値、およびモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が、入力情報として入力される。目標トルク値は、図示していない、上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても良い。

制御回路１７２内のマイコンは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄやｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ軸やｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ軸やｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ軸やｑ軸の電圧指令値を演算する。さらにマイコンは、この演算されたｄ軸やｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧指令値に変換する。そして、マイコンは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１７４に出力する。

ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームＩＧＢＴ１５７のゲート電極に出力する。一方、上アームを駆動する場合には、ドライバ回路１７４は、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームＩＧＢＴ１５５のゲート電極にそれぞれ出力する。これにより、上アームＩＧＢＴ１５５、下アームＩＧＢＴ１５７は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。

また、制御回路１７２は、異常検知（過電流、過電圧、過温度など）を行い、上下アーム直列回路を保護している。このため、制御回路１７２にはセンシング情報が入力されている。たとえば、各アームの信号用エミッタ電極端子からは上アームＩＧＢＴ１５５、下アームＩＧＢＴ１５７のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応するドライバ回路１７４に入力されている。これにより、ドライバ回路１７４は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応する上アームＩＧＢＴ１５５、下アームＩＧＢＴ１５７のスイッチング動作を停止させ、対応する上アームＩＧＢＴ１５５、下アームＩＧＢＴ１５７を過電流から保護する。

上下アーム直列回路に設けられた感温ダイオード９２５（後述する図４参照）からは上下アーム直列回路の温度の情報がマイコンに入力されている。また、マイコンには上下アーム直列回路の直流正極側の電圧情報が入力されている。マイコンは、それらの情報に基づいて過温度検知および過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全ての上アームＩＧＢＴ１５５、下アームＩＧＢＴ１５７のスイッチング動作を停止させ、上下アーム直列回路を過温度或いは過電圧から保護する。

インバータ回路１４０の上アームＩＧＢＴ１５５や下アームＩＧＢＴ１５７の導通および遮断動作が一定の順で切り替わり、この切り替わり時にモータジェネレータ１９２の固定子巻線に発生する電流は、ダイオード１５６、１５８を含む回路を流れる。

各インバータ回路１４０や１４２に設けられた直流コネクタ１３８（図１参照）は、正極導体板と負極導体板からなる積層導体板７００（図２参照）に接続されている。積層導体板７００は、パワー半導体モジュールの配列方向に幅広な導電性板材から成る正極側導体板７０２と負極側導体板７０４とで絶縁シート（不図示）を挟持した、３層構造の積層配線板を構成している。積層導体板７００の正極側導体板７０２および負極側導体板７０４は、コンデンサモジュール５００に設けられた積層配線板５０１が有する正極導体板５０７および負極導体板５０５にそれぞれ接続されている。正極導体板５０７および負極導体板５０５もパワー半導体モジュール配列方向に幅広な導電性板材から成り、絶縁シート（不図示）を挟持した３層構造の積層配線板を構成している。

コンデンサモジュール５００には複数個のコンデンサセル５１４が並列接続されており、コンデンサセル５１４の正極側が正極導体板５０７に接続され、コンデンサセル５１４の負極側が負極導体板５０５に接続されている。コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ１５５、下アームＩＧＢＴ１５７のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制するための平滑回路を構成している。

コンデンサモジュール５００の積層配線板５０１は、電力変換装置２００の直流コネクタ１３８に接続された入力積層配線板２３０に接続されている。入力積層配線板２３０には、補機用の変換機４３にあるインバータ装置も接続されている。入力積層配線板２３０と積層配線板５０１との間には、ノイズフィルタが設けられている。ノイズフィルタには、筐体の接地端子と各直流電力ラインとを接続するコンデンサを２つ備えていて、コモンモードノイズ対策用のＹコンデンサを構成している。

〔パワー半導体モジュールの構造〕
図４は本実施形態に関わるパワー半導体モジュール３００の下アームの構造である。図４では、ＩＧＢＴ１５７と、ＩＧＢＴ１５７に電気的に接続される部材８１０、８２０、８３０、８４０が図示されており、ＩＧＢＴ１５７を封止するシリコーンゲルやＩＧＢＴ１５７と並列に接続されるダイオード１５８などは省略されている。なお、ダイオード１５８はＩＧＢＴ１５７とは別の半導体チップに形成されている。

図４に示すように、ＩＧＢＴ１５７の外周に配置された耐圧を保持するためガードリング部９４０と、ＩＧＢＴ１５７のゲート９２０と、ＩＧＢＴ１５７のエミッタ９５０と、ゲート９２０とエミッタ９５０に接続されたツェナーダイオード１６０が配置されている。ツェナーダイオード１６０はポリシリコンで形成され、ＩＧＢＴ１５７のポリシリコン電極を形成するプロセスで同時にツェナーダイオード１６０を形成でき、プロセス工数の増加を抑制することができる。ＩＧＢＴ１５７のコレクタ９７０は、裏面（図５参照）に配置されている。このように、ＩＧＢＴ１５７とツェナーダイオード１６０は同一半導体素子上に並置して形成されるので、ツェナーダイオード１６０はＩＧＢＴ１５７の温度変化を適確に捉えることができる。なお、ツェナーダイオード１６０は、ＩＧＢＴ１５７のゲート９２０とエミッタ９５０の間に１個配置される例で説明したが、２個並列に配置してもよい。

更に、ＩＧＢＴ１５７と同一半導体素子上に感温ダイオード９２５と、感温ダイオード９２５のアノード電極９２３と、カソード電極９２４とが配置される。感温ダイオード９２５のアノード電極９２３とカソード電極９２４は図示省略した内部配線によりそれぞれ感温ダイオード９２５のアノードとカソードに接続されている。なお、感温ダイオード９２５は、図２、図３の回路構成では図示を省略したが、ＩＧＢＴ１５７の温度を検出して制御回路１７２へ出力する。また、過電流状態を検知するためのミラーＩＧＢＴの構成は省略されている。

ＩＧＢＴ１５７のゲート９２０とエミッタ９５０に接続されたツェナーダイオード１６０は、カソード側がゲート９２０に電気的に接続され、アノード側がエミッタ９５０に電気的に接続される。そして、ツェナーダイオード１６０は、ツェナー電圧と温度とが正の相関を有している。すなわち、ＩＧＢＴ１５７の温度が高いほどツェナーダイオード１６０のツェナー電圧が高くなる特性を有している。また、このツェナー電圧は、ＩＧＢＴ１５７がＯＮ状態になる閾値電圧以上かつＩＧＢＴ１５７のゲート電極に印加される印加電圧以下である。

図５は、図４に示したＩＧＢＴ１５７のＡ-Ａ’の断面図である。図５に示すように、ＩＧＢＴ１５７の裏面のコレクタ９７０は絶縁基板上の配線パターン９８０上に半田９７１で電気的に接続される。図４に示すように、ＩＧＢＴ１５７のエミッタ９５０からアルミワイヤボンディング９６０を介して図示省略したダイオード１５８のアノードへ、また、端子３１９（図３参照）へ接続される。尚、エミッタ９５０とケルビンエミッタ端子９２１は、ＩＧＢＴ１５７上で電気的に接続されている。また、ケルビンエミッタ端子９２１は、アルミワイヤボンディング９６０を介して部材８４０に接続されている。なお、部材８４０はドライバ回路１７４（図２参照）へ接続される。ＩＧＢＴ１５７のゲート９２０はアルミワイヤボンディング９６０を介して部材８１０へ接続される。なお、部材８１０はドライバ回路１７４（図２参照）へ接続される。感温ダイオード９２５のアノード電極９２３とカソード電極９２４は、夫々アルミワイヤボンディング９６０で部材８３０、８２０に接続されている。

図４では、エミッタ９５０をアルミワイヤボンディング９６０で電気的に接続した構成で図示したが、エミッタ９５０との接続は銅リードフレームを半田付けで接続するなどの他の部材を用いてもよい。また、図４に示すように、同一半導体素子上にＩＧＢＴ１５７とツェナーダイオード１６０を形成した下アームを１個設けたが、更に同一絶縁基板上にＩＧＢＴ１５７とツェナーダイオード１６０を形成した下アームをもう１個設け、これらを並列に接続して用いてもよい。

図６は、パワー半導体モジュール３００の下アームを含む回路構成図である。この図６では、ＩＧＢＴ１５７とツェナーダイオード１６０とダイオード１５８を示すと共に、ＩＧＢＴ１５７のドライバ回路１７４を示す。図６では、ＩＧＢＴ１５７のゲート電極９２０と、ゲート電圧のＧＮＤ電位となるケルビンエミッタ端子９２１と、ＩＧＢＴ１５７のＯＮ／ＯＦＦに関係するドライバ回路１７４の構成とを図示しており、過温度保護回路や過電流保護回路などの構成は省略している。

ドライバ回路１７４の電源９２６は、本実施形態では、ＩＧＢＴ１５７が１５０℃の場合のツェナーダイオード１６０のツェナー電圧１７Ｖと同じ電圧、または、それよりも高い電圧に設定されている。なお、ツェナー電圧は、前述のようにＩＧＢＴ１５７が導通状態になる閾値電圧以上で、かつゲート電極９２０に印加される印加電圧以下であり、具体的には、ツェナー電圧は、閾値電圧より高く５Ｖ以上から１５Ｖ以下の範囲であればよい。ツェナー電圧が高くなり過ぎると、例えば、ツェナー電圧が３０Ｖになると、ツェナー電圧がＩＧＢＴ１５７のゲート酸化膜の耐圧を超えてしまう虞がある為である。

ＩＧＢＴ１５７をＯＮ状態にする時は、ドライバ回路１７４の電源９２６からゲート抵抗９２８を介して、ＩＧＢＴ１５７のゲート電極９２０に電圧が印加される。このため、ＩＧＢＴ１５７のゲート電極９２０に印加される電圧は、ゲート電極９２０とケルビンエミッタ端子９２１に接続されているツェナーダイオード１６０のツェナー電圧に等しくなる。すなわち、ＩＧＢＴ１５７に印加されるゲート電圧はツェナー電圧と等しくなり、温度係数が＋１６ｍＶ／℃の場合、ＩＧＢＴ１５７の温度が２５℃ではゲート電圧は１５Ｖになり、ＩＧＢＴ１５７の温度が１５０℃ではゲート電圧は１７Ｖとなる。

なお、温度係数が＋１６ｍＶ／℃の場合を例に説明するが、ツェナーダイオード１６０のツェナー電圧と温度との正の相関は、＋５ｍＶ／℃から＋５０ｍＶ／℃の範囲にあればよい。温度係数は比較的大きい方が好ましいが、温度係数が大き過ぎれば、温度が低いときのツェナー電圧が下がり過ぎることで、配線上の抵抗の影響で発熱が発生する虞がある為である。

本実施形態では、ＩＧＢＴ１５７のゲート電圧をツェナー電圧と等しくすることができる。このため、ＩＧＢＴ１５７をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング動作のときに、万が一、ＩＧＢＴ１５７のゲート酸化膜の耐圧を超えるようなサージ電圧がゲートとエミッタ間に発生しても、ツェナー電圧以上の電圧がゲートに印加されないため、ゲート酸化膜の破壊を防止することができる。

図７は、パワー半導体モジュールの下アームの他の実施形態を示す回路構成図である。ツェナーダイオード１６０と直列に、ツェナーダイオード１６０のアノード側にアノードが接続されたツェナーダイオード１６１を設けた例を示す。ツェナーダイオード１６１のカソードはＩＧＢＴ１５７のエミッタ９５０に接続される。ツェナーダイオード１６１はＩＧＢＴ１５７、ツェナーダイオード１６０と同一半導体素子上に並置して形成される。

ツェナーダイオード１６１は、通常は発生しないＧＮＤから電源の方向に発生するサージ電圧を吸収するために配置するものである。具体的には、パワー半導体モジュールの組み立て工程で装置に帯電した静電気が導通される場合や、インバータの動作中に外部のシステムからサージ電圧が印加された場合などの対策のために設けられる。

図８は、ＩＧＢＴ１５７が１５０℃のときのＩＧＢＴ１５７のＯＮ電圧とＩＧＢＴ１５７のゲート電圧の相関の一例を示した図である。横軸はＩＧＢＴ１５７のＯＮ電圧を示し、縦軸はＩＧＢＴ１５７の通電電流を示し、実線はＩＧＢＴ１５７のゲート電圧が１７Ｖの場合を示し、点線はＩＧＢＴ１５７のゲート電圧が１５Ｖの場合を示す。図８に示すように、ＩＧＢＴ１５７の通電電流が５００Ａにおいて、ゲート電圧１５ＶのときはＯＮ電圧が１．８４Ｖ、ゲート電圧が１７ＶのときはＯＮ電圧が１．７４Ｖであり、ゲート電圧が高い方がＯＮ電圧が低いことを示している。

ＩＧＢＴ１５７のＯＮ電圧はＩＧＢＴ素子の構造や製造プロセスによって様々に異なるが、ゲート電圧が高い方がＯＮ電圧が低くなる特性は、ＩＧＢＴの構造や製造プロセスによらず同じ特性である。

ＩＧＢＴ１５７の通電時は、通電電流[Ａ]×ＯＮ電圧[Ｖ]＝損失[Ｗ]により、ＩＧＢＴ１５７の損失が発生する。そして、ＩＧＢＴ１５７の損失は、周囲温度または冷却水温に対して、損失[Ｗ]×熱抵抗[℃／Ｗ]＝温度上昇[℃]の関係によるＩＧＢＴ１５７の温度上昇を引き起こす。ここで、熱抵抗[℃／Ｗ]はパワー半導体モジュールの熱抵抗である。

ＩＧＢＴ１５７は１５０℃以上の温度領域で使用すると、ラッチアップによる熱暴走や周辺部材の溶融などリスクが高まり、最悪の場合ＩＧＢＴ１５７の素子破壊に至るので、ＩＧＢＴ１５７は一般的にチップ温度が１５０℃以下で使用される。

本発明の実施形態によれば、ＩＧＢＴ１５７が高温になるほどツェナーダイオード１６０も高温になり、ツェナーダイオード１６０のツェナー電圧が上がることでＩＧＢＴ１５７のゲート電圧が上がり、ＩＧＢＴ１５７のＯＮ電圧を低減するため、ＩＧＢＴ１５７の高温状態における温度上昇を低減することができる。

また、ツェナーダイオード１６０は、ＩＧＢＴ１５７と同一半導体素子上に並置して形成されているため、ツェナーダイオード１６０をＩＧＢＴ１５７の半導体素子の外部に配置した場合に比べて、ＩＧＢＴ１５７の温度変化に対してツェナーダイオード１６０の温度の応答性が格段に高くなる。更に、ツェナーダイオード１６０は、ＩＧＢＴ１５７のポリシリコン電極を形成するプロセスで同時に形成でき、更に、ツェナーダイオード１６０は、同一基板上に感温ダイオード９２５を形成する製造プロセスで同時に形成できるため、プロセス工数の増加を抑制することができる。

また、例えば、インバータ回路の通常動作において、１５０℃におけるゲート電圧１７Ｖをゲートに印加されるストレスとして、ＩＧＢＴ１５７の信頼性寿命が考慮され、ＩＧＢＴ１５７のゲート電圧を１７Ｖ以上に上げてＯＮ電圧を低減することが、信頼性寿命の観点から困難である場合においても、信頼性寿命を縮めることなく、１５０℃以上の異常状態の場合のみゲート電圧を上げてＯＮ電圧を低減し、ＩＧＢＴの温度上昇を抑制することが可能になる。

また、例えば、ＩＧＢＴ１５７の温度上昇が急峻であった場合には、感温ダイオード９２５が過温度状態を検知してから制御回路１７２がインバータ回路の過温度保護機能の動作を開始するまでの遅延時間内に、ＩＧＢＴ１５７が破壊する虞がある。しかし、本実施形態では、高い温度応答性をもって、ＩＧＢＴの温度上昇を抑制でき、感温ダイオード９２５が過温度状態を検知してからインバータ回路の過温度保護機能が動作を開始するまでの遅延時間内においても、ＩＧＢＴ１５７の耐量のマージンを拡大することができる。このため、ＩＧＢＴ１５７の信頼性寿命を低下させることなく、発熱によるＩＧＢＴ１５７の破壊のリスクを低減することができる。

更に、ＩＧＢＴ１５７の通電電流[Ａ]×ＯＮ電圧[Ｖ]＝損失[Ｗ]によるＩＧＢＴ１５７の損失は、インバータ回路の電力変換効率を低下させる一因である。しかし、本実施形態によれば、ＩＧＢＴ１５７の高温領域のＯＮ電圧を低減することができ、このため高温領域でのインバータ回路の電力変換効率を向上させる効果を得ることができる。

以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）パワー半導体モジュール３００は、コレクタ９７０、エミッタ９５０、およびゲート９２０が配置されたＩＧＢＴ１５７と、ＩＧＢＴ１５７のゲート側にカソードが接続され、ＩＧＢＴ１５７のエミッタ側にアノードが接続されたツェナーダイオード１６０とを備え、ツェナーダイオード１６０は、ツェナー電圧と温度とが正の相関を有し、ツェナー電圧は、ＩＧＢＴ１５７が導通状態になる閾値電圧以上で、かつゲート電極に印加される印加電圧以下である。これにより、ＩＧＢＴの高温領域のＯＮ電圧を低減し、ＩＧＢＴの信頼性を向上させることができる。

（２）パワー半導体モジュール３００は、ＩＧＢＴ１５７とツェナーダイオード１６０とが同一半導体素子上に並置して形成される。これにより、ＩＧＢＴ１５７の温度変化に対してツェナーダイオード１６０の温度の応答性が格段に高くなる。

（３）ツェナーダイオード１６０は、同一半導体素子上にポリシリコンで形成されるようにした。これにより、ツェナーダイオード１６０は、ＩＧＢＴ１５７のポリシリコン電極を形成するプロセスで同時に形成できる。

（４）ツェナーダイオード１６０のツェナー電圧は、閾値電圧より高く５Ｖ以上から１５Ｖ以下の範囲にした。これにより、ツェナー電圧がＩＧＢＴ１５７のゲート酸化膜の耐圧を超えないようにすることができる。

（５）ツェナーダイオード１６０のツェナー電圧と温度との正の相関は、＋５ｍＶ／℃から＋５０ｍＶ／℃の範囲にした。これにより、ツェナー電圧と温度との正の相関である温度係数を適切にとることができる。

（６）ツェナーダイオード１６０と直列に、ツェナーダイオード１６０のアノード側にアノードが、ツェナーダイオード１６０のエミッタ側にカソードが接続されたツェナーダイオード１６１を更に設けた。これにより、ＧＮＤから電源の方向に発生するサージ電圧を吸収することができる。

（変形例）
本発明は、以上説明した実施形態を次のように変形して実施することができる。
（１）実施形態では、自動車やトラックなどの搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用電力変換装置に用いられるパワー半導体モジュールに適用した例で説明した。しかし、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶，航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する電動機の制御装置に用いられるパワー半導体モジュールに適用可能である。

本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の実施形態と複数の変形例を組み合わせた構成としてもよい。

３００ パワー半導体モジュール
１４０、１４２ インバータ回路
１５５ 上アームＩＧＢＴ
１５７ 下アームＩＧＢＴ
１７４ ドライバ回路
１５９、１６０ ツェナーダイオード
９２０ ゲート
９２１ ケルビンエミッタ
９２５ 感温ダイオード
９５０ エミッタ
９６０ アルミワイヤボンディング
９７０ コレクタ
９８０ 配線パターン

Claims (6)

1. コレクタ、エミッタ、およびゲートが配置されたパワー半導体素子と、
   前記パワー半導体素子のゲート側にカソードが接続され、前記パワー半導体素子のエミッタ側にアノードが接続されたツェナーダイオードとを備え、
   前記ツェナーダイオードは、ツェナー電圧と温度とが正の相関を有し、前記ツェナー電圧は、前記パワー半導体素子が導通状態になる閾値電圧以上で、かつ前記ゲート電極に印加される印加電圧以下であるパワー半導体モジュール。
2. 請求項１に記載のパワー半導体モジュールにおいて、
   前記パワー半導体素子と前記ツェナーダイオードは同一半導体素子上に並置して形成されるパワー半導体モジュール。
3. 請求項２に記載のパワー半導体モジュールにおいて、
   前記ツェナーダイオードは、前記同一半導体素子上にポリシリコンで形成されるパワー半導体モジュール。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載のパワー半導体モジュールにおいて、
   前記ツェナーダイオードのツェナー電圧は、前記閾値電圧より高く５Ｖ以上から１５Ｖ以下の範囲にあるパワー半導体モジュール。
5. 請求項１または請求項４に記載のパワー半導体モジュールにおいて、
   前記ツェナーダイオードのツェナー電圧と温度との正の相関は、＋５ｍＶ／℃から＋５０ｍＶ／℃の範囲にあるパワー半導体モジュール。
6. 請求項１に記載のパワー半導体モジュールにおいて、
   前記ツェナーダイオードと直列に、前記ツェナーダイオードのアノード側にアノードが、前記パワー半導体素子のエミッタ側にカソードが接続されたツェナーダイオードを更に設けたパワー半導体モジュール。

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