WO2008013000A1

WO2008013000A1 - Inverseur

Info

Publication number: WO2008013000A1
Application number: PCT/JP2007/061785
Authority: WO
Inventors: Kenichi Sakakibara; Hitoshi Haga
Original assignee: Daikin Industries, Ltd.
Priority date: 2006-07-24
Filing date: 2007-06-12
Publication date: 2008-01-31
Also published as: ES2702360T3; EP2051362A4; EP2051362A1; EP2051362B1; US7907427B2; KR20090018663A; CN101490944A; AU2007277980B2; JP4067021B2; AU2007277980A1; CN101490944B; US20090237961A1; JP2008029151A; TR201818524T4; KR101074553B1

Description

明細書

インバータ装置

技術分野

[0001] この発明は、インバータ装置に関し、詳しくはダイオードブリッジとインバータ部との間の直流リンク部にインバータのキヤリャ電流成分のみを抑制する LCフィルタを有するインバータ装置に関する。

背景技術

[0002] 従来、インバータの代表的な主回路構成としては、整流回路、平滑回路を介して商用交流を一旦直流電圧に変換し、電圧形インバータ部により交流電圧を得る構成が一般に用いられている。ここで、平滑回路においては商用周波数による電圧脈動を平滑化するために大型のコンデンサやリアタトルが必要となることから、インバータ部の体積増やコスト増を招いている。このため、 LCフィルタを小型化し、インバータのキャリャ電流成分のみを抑制する主回路構成が提案されている。（例えば、電気学会技術報告第 998号の「3.直流リンク付き直接形交流電力変換回路 (直接形交流電力変換回路技術とその関連技術の現状と課題)」 (文献 1)参照)。

[0003] 一方、直流リンク部に LCフィルタを持つインバータ装置においては負荷変動、出力周波数変動に対して、 LCフィルタの共振周波数で直流電圧が脈動する場合があることが、知られており、 HPF (ノヽィパスフィルタ)にて直流電圧の振動成分を検出し、ィンバータ側の電流制御系にて振動を抑制するインバータ装置が提案されて、る。（例えば、特開平 9 172783号公報 (文献 2)参照)。

[0004] 上記直流リンク部に小型化 LCフィルタを有するインバータ装置では、直流電圧を電源周波数の 6倍で脈動させることを前提としており、上記の振動抑制法では電源脈動成分の高調波周波数とフィルタの共振周波数が近くなるために両者の分離が困難となり、直流電圧が平滑ィ匕されることにより、入力電流に低次の歪を発生させるという問題がある。

発明の開示

発明が解決しょうとする課題 [0005] そこで、この発明の課題は、直流リンク部に LCフィルタを有するインバータ装置にぉ、て、振動を抑制しつつ入力電流の歪を抑制できるインバータ装置を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0006] 上記課題を解決するため、この発明のインバータ装置は、

入力された三相交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジと、上記ダイオードブリッジにより変換された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ部と、

上記ダイオードブリッジの一方の出力端と上記インバータ部の一方の入力端との間に接続されたインダクタンス素子と、上記インバータ部の入力端間に接続されたキヤパシタンス素子とを有する LCフィルタと、

上記 LCフィルタの上記インダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部と、上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部の入出力電圧の伝達特性が一次遅れ系に近、特性になるように上記インバータ部を制御する制御部と

を備えたことを特徴とする。

[0007] 上記構成によれば、直流リンク部に LCフィルタを有するインバータ装置において、上記制御部力インバータ部の入出力電圧の伝達特性が一次遅れ系に近い特性になるようにインバータ部を制御することによって、振動を抑制しつつ入力電流の歪を抑制できる。また、インダクタンス素子の両端電圧に基づいて振動抑制を行うため、ダイオードブリッジの出力電流目標値が直流となり、 LCフィルタの共振周波数と干渉することなぐ制御が可能となる。

[0008] また、一実施形態のインバータ装置では、上記制御部は、上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部の入出力電圧の伝達特性が一次遅れ系に近、特性になるように上記インバータ部の入力電流を制御する。

[0009] 上記実施形態によれば、上記電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記制御部力インバータ部の入力電流を制御することによって、減衰係数を高めると共に、 LCフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近ヽ特性とし安定性を改善する。

[0010] また、一実施形態のインバータ装置では、上記制御部は、上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部の入出力電圧の伝達特性が一次遅れ系に近、特性になるように上記インバータ部の電圧制御率を制御する。

[0011] 上記実施形態によれば、上記電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記制御部力インバータ部の電圧制御率を制御することによつて、減衰係数を高めると共に、 LCフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近い特性とし安定性を改善する。また、直接的に交流負荷電流と直流負荷電流の関係を電圧制御率により制御できるため、高速な応答ができ、より安定した動作が可能となる。

[0012] また、一実施形態のインバータ装置では、上記インバータ部は、上記制御部によりベクトル制御される。

[0013] 上記実施形態によれば、上記インバータ部は制御部によりベクトル制御されるので、安定した動作で速度制御が容易にできる。

発明の効果

[0014] 以上より明らかなように、この発明のインバータ装置によれば、直流リンク部に LCフィルタを有するインバータ装置にお、て、振動を抑制しつつ入力電流の歪を抑制することができると共に、インダクタンス素子の両端電圧に基づいて振動抑制を行うため、ダイオードブリッジの出力電流目標値が直流となり、 LCフィルタの共振周波数と干渉することなぐ制御が可能となる。

[0015] また、一実施形態のインバータ装置によれば、電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記制御部がインバータ部の入力電流を制御すること〖こよって、減衰係数を高めると共に、 LCフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近い特性とし安定性を改善する。

[0016] また、一実施形態のインバータ装置によれば、上記電圧検出部により検出されたィンダクタンス素子の両端電圧に基づ、て、上記制御部力インバータ部の電圧制御率を制御することによって、減衰係数を高めると共に、 LCフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近い特性とし安定性を改善すると共に、直接的に交流負荷電流と直流負荷電流の関係を電圧制御率により制御できるため、高速な応答ができ、より安定した動作が可能となる。

[0017] また、一実施形態のインバータ装置によれば、上記インバータ部は制御部によりべタトル制御されるので、安定した動作で速度制御が容易にできる。

図面の簡単な説明

[0018] [図 1]図 1は従来のインバータ装置の構成図である。

[図 2A]図 2Aは上記インバータ装置の直流電圧を示す図である。

[図 2B]図 2Bは上記インバータ装置の線電流を示す図である。

[図 3]図 3は上記インバータ装置にダンピング抵抗を挿入したときの伝達特性を説明するための図である。

[図 4]図 4は上記インバータ装置のブロック線図である。

[図 5A]図 5Aは上記インバータ装置の入力電流の過渡解析結果を示す図である。

[図 5B]図 5Bは上記インバータ装置の入力電流の過渡解析結果を示す図である。

[図 5C]図 5Cは上記インバータ装置の入力電流の過渡解析結果を示す図である。

[図 5D]図 5Dは上記インバータ装置の入力電流の過渡解析結果を示す図である。

[図 6A]図 6Aは上記インバータ装置の直流電圧の過渡解析結果を示す図である。

[図 6B]図 6Bは上記インバータ装置の直流電圧の過渡解析結果を示す図である。

[図 6C]図 6Cは上記インバータ装置の直流電圧の過渡解析結果を示す図である。

[図 6D]図 6Dは上記インバータ装置の直流電圧の過渡解析結果を示す図である。

[図 7]図 7は上記インバータ装置のボード線図である。

[図 8]図 8は共振系と HPF特性を示す図である。

[図 9]図 9はこの発明のインバータ装置に振動抑制制御を行った場合の伝達特性を説明するための図である。

[図 10A]図 10Aは上記インバータ装置のブロック線図である。

[図 10B]図 10Bは上記インバータ装置のブロック線図である。

[図 10C]図 10Cは上記インバータ装置のブロック線図である。 [図 10D]図 10Dは上記インバータ装置のブロック線図である。

[図 11]図 11は上記インバータ装置の伝達関数を示す図である。

[図 12]図 12は上記インバータ装置の振動抑制系の伝達特性を示すボード線図である。

[図 13]図 13は上記インバータ装置の二次系、位相進みの伝達特性を示すボード線図である。

[図 14A]図 14Aは上記インバータ装置の入力電流の過渡解析結果を示す図である。

[図 14B]図 14Bは上記インバータ装置の入力電流の過渡解析結果を示す図である。

[図 14C]図 14Cは上記インバータ装置の入力電流の過渡解析結果を示す図である。

[図 14D]図 14Dは上記インバータ装置の入力電流の過渡解析結果を示す図である。

[図 15A]図 15Aは上記インバータ装置の直流電圧の過渡解析結果を示す図である。

[図 15B]図 15Bは上記インバータ装置の直流電圧の過渡解析結果を示す図である。

[図 15C]図 15Cは上記インバータ装置の直流電圧の過渡解析結果を示す図である。

[図 15D]図 15Dは上記インバータ装置の直流電圧の過渡解析結果を示す図である。

[図 16A]図 16Aはこの発明の電圧制御率による共振抑制に用いたインバータ装置の伝達特性を説明するための図である。

[図 16B]図 16Bはこの発明の電圧制御率による共振抑制に用いたインバータ装置の伝達特性を説明するための図である。

[図 16C]図 16Cはこの発明の電圧制御率による共振抑制に用いたインバータ装置の伝達特性を説明するための図である。

[図 17]図 17は上記インバータ装置のブロック線図である。

[図 18]図 18はこの発明の第 1実施形態のインバータ装置の構成図である。

[図 19]図 19はこの発明の第 2実施形態のインバータ装置の構成図である。

発明を実施するための最良の形態

[0019] この発明のインバータ装置を図示の実施の形態により詳細に説明する前に、この発明のインバータ装置の動作原理について説明する。

[0020] 図 1は文献 1(「3.直流リンク付き直接形交流電力変換回路 (直接形交流電力変換回路技術とその関連技術の現状と課題)」、電気学会技術報告第 998号、 2005年 2月 2 5日）に示された直流リンク部に LCフィルタを有するインバータ装置の主回路構成を示している。このインバータ装置は、図 1に示すように、三相ダイオードブリッジ回路を構成する 6つのダイオード D1〜D6からなるダイオードブリッジ 11と、三相ブリッジ回路を構成する 6つのスイッチング素子 S 1〜S6からなるインバータ部 12とを備えてヽる。また、上記インバータ装置は、ダイオードブリッジ 11の正極側出力端とインバータ部 12の正極側入力端との間に接続されたインダクタンス素子の一例としてのインダクタ Lと、上記インバータ部 12の入力端間に接続されたキャパシタンス素子の一例としてのコンデンサ Cとを備えてヽる。上記インダクタ Lとコンデンサ Cで LCフィルタを構成して、る。上記ダイオードブリッジ 11により三相交流電源 10からの三相交流電圧を直流に整流し、整流された直流電圧をインバータ部 12により所定の三相交流電圧に変換してモータ 13に出力する。

[0021] この図 1に示すインバータ装置の構成要素は、通常の直流リアタトル付き電圧形ィンバータ装置と同様である。ただし、直流リンク部の LCフィルタのコンデンサ Cの容量は従来の 1Z100以下と小さぐ LCフィルタの共振周波数もインバータ装置のキヤリャ電流成分を減衰させるベぐ数 kHz程度と従来の一桁以上高く設定されており、リァクトル Lのインダクタンスも小さな値に設定されている。例えば、通常の直流リアタトル付き電圧形インバータ装置の直流リンク部の LCフィルタのコンデンサの容量は 20 00 /z F、リアタトルのインダクタンスは lmH、共振周波数は 113Hz程度に設定されるのに対して、図 1に示すインバータ装置の直流リンク部の LCフィルタのコンデンサ C の容量は 4.4 F、リアタトル Lのインダクタンスは 0.5mH、共振周波数は 3.4kHzである。

[0022] このため、直流リンク部のリアタトル L、コンデンサ Cは商用周波数成分を平滑させる作用がなく、図 2Aの直流電圧 (Vdc)の波形に示すように、直流リンク部には相電圧の最小相を基準とした最大相の電位が発生し、商用周波数の 6倍周波数で脈動することとなる。また、入力電流についても同様に、最大相と最小相との線間に直流電流が通流することから、インバータ部の入力電流が一定の場合、図 2Bの線電流の波形に示すような 120° 通電波形となる。

[0023] ここで、上記インバータ装置において、 LCフィルタの脈流電圧に対する出力電圧の伝達特性は、一般に良く知られた次式の二次系で表すことができる。

[0024] 図 3は図 1のインバータ装置の等価回路にインバータ部側にダンピング抵抗 Rdを挿入したものを示しており、図 3において、 14はインバータ部を簡易的に表す電流源である。

[0025] 図 3に示すように、ダンピング抵抗 Rdを挿入することにより、インバータ装置の伝達関数 G(s)は次のとおりに表され、ダンピング抵抗 Rdの設定によって LCフィルタの減衰特性 6を改善できる。

1

f =

[0026] ここで、 Vはダイオードブリッジから出力される直流電圧、 Vはインバータ部の出力電圧、 Lはインダクタンス、 Cはキャパシタンス、 sはラプラス変数である。

[0027] 上記文献 2(特開平 9— 172783号公報)では、インバータ部の出力電圧を検出して、電流制御系にて負荷電流 iを変化させることにより、次式のように等価的にダンピング抵抗を挿入したものとして、る。

1

ι_η = -V, = GV.

[0028] また、ここではダイオードブリッジの出力電圧 Vが直流であるから、フィードバック経路に HPF (ノヽィパスフィルタ)を挿入して、共振に起因する電圧のみを検出することで、共振を抑制している。

[0029] 図 4は [背景技術]で説明した文献 2(特開平 9— 172783号公報)のインバータ装置のブロック線図を示して、る。

[0030] 次に、図 5A〜図 5D,図 6A〜図 6Dを用いてインバータ装置に対して従来方式を適用した結果について示す。図 5A〜図 5D,図 6A〜図 6Dは HPFの遮断周波数を 60 OHz、ゲイン Gを 0、 0.2, 0.4、 0.6に変えた場合の過渡解析結果を示したものである。また、インバータ部は簡易的に電流源とし、電流指令に図 4に示した HPFとゲイン Gを介して電圧共振成分を加算して、る。

[0031] 上記インバータ装置は、直流電圧が商用周波数の 6倍の周波数の脈流状とする必要があるが、脈流成分は、図 6A〜図 6Dの波形に示すように高調波を含む歪波であるため、直流電圧検出により共振抑制制御を図った場合、 LCフィルタによる共振成分と高調波成分の分離が困難となり、電流波形に歪が生じる。

[0032] 図 5Bに示すように、ゲインが 0.2の場合、共振電流は抑制されている力図 6A〜図 6Dに示すように電圧波形の補償により、脈流電圧に歪が生じるため、結果として相の切り替わりのタイミングで波形に振動が生じている。さらに、ゲインを上げて抑制を試みた場合、図 7のボード線図に示すように、 HPFの遮断周波数付近 (HPFと共振系の特性は図 8参照)に極が生じて逆に波形を悪化させる結果となる。

[0033] このように、直流電圧検出による振動抑制は、脈流電圧を必要とするインバータ装置にお、て適用は困難となる。

[0034] 以上の結果は、直流電位と線間電圧波形の電位差によりリアタトル Lに歪電流が流れることを示しており、共振が無い場合においてはリアタトル Lに流れる電流は直流となることから、本発明では、リアタトル Lへの印加電圧を検出することで共振を抑制した。

[0035] 図 9はこの発明のリアタトル Lの両端電圧 Vを共振抑制に用いたインバータ装置のし

伝達特性を説明するための構成図を示しており、図 9において、 15はインバータ部を簡易的に表す電流源である。

[0036] 図 10A〜図 10Dはリアタトル Lの両端電圧を共振抑制に用いた場合にっ、て共振系の特性を求めたブロック線図であり、図 10Aから図 10Dの順に制御系を等価変換していくと、最終的には図 10Dに示す二次系と位相進み力もなる直列の系となることが分かる。

[0037] また、図 11は図 10A〜図 10Dのブロック線図を伝達関数で示したものであり、二項目は二次系であるからゲイン kにより減衰特性を改善でき、一項目は位相進みであるから、両者により安定な一次遅れ系に近い特性にすることができる。図 11に示す伝達関数は実質的に一次遅れ系の特性である。 [0038] 図 13はゲイン 0.03〜0.09とした場合の二次系、位相進みの伝達特性を示すボード線図であるが、極、遮断周波数はほぼ一致することが分かる。

[0039] 図 12は振動抑制系の伝達特性を示すボード線図であるが、ゲインが低い場合には減衰特性が改善され、さらに、ゲインを上げると一次遅れ系に近い安定な特性とすることができる。

[0040] 図 14A〜図 14D,図 15A〜図 15Dはゲイン Gを 0、 0.03, 0.06、 0.09に変えた場合の過渡解析結果を示したものである。図 14A〜図 14D,図 15A〜図 15Dはリアタトル Lの両端電圧 Vを共振抑制に用いたインバータ装置の過渡解析結果を示してヽ

L

る。図 14A〜図 14D,図 15A〜図 15Dに示すように、ゲインが低い場合において僅かに入力電流、直流電圧とも歪が観測される力一次遅れ系に近い特性が得られるようゲインを上げると、電流は共振の無い 120° 通電波形が得られ、電圧についても線間電圧による脈流成分と一致する結果となる。

[0041] なお、図 14A〜図 14D,図 15A〜図 15Dの過渡解析結果では、インバータ部を電流源により模擬したが、入力平均電流が直流となる場合に適用可能であり、図 18に示した同期電動機の電流制御系はもとより誘導電動機のベクトル制御にも適用でき、直流のチヨッパであっても良い。

[0042] 次に、図 16Aはこの発明の電圧制御率を共振抑制に用いたインバータ装置の伝達特性を説明するための構成図を示しており、図 16Aにおいて、 16は入力側の電流源と出力側の直流電源とを有するインバータ部を表し、 17はそのインバータ部 16の直流電源に接続された電流源 (負荷)を表している。ここで、負荷電流を I

Ldとし、インバータ部 16の電圧制御率を Dとする。

[0043] 図 16Aに示す電圧制御率による振動抑制系において、電圧制御率の初期値 D*= 1すると、図 16Bに示すようにインバータ部の入力側の電流源が、

D= l -kV

L

DI =1 I kV

Ld Ld Ld L

で示す関係となる。このため、図 16Bに示す回路を図 16Cに示す等価回路に置き換えることができる。

[0044] このため、図 16Cは図 17に示すブロック線図で表され、インバータ部の二次側の電流源を一定とすると、図 10Aに示すブロック線図の構成において抵抗 R、抑制ゲイン kに相当する定数が与えられることがわかる。したがって、この図 16A〜図 16C,図 17 に示すインバータ装置の電圧制御率に抑制値をカ卩える方式は、図 9,図 10A〜図 10 Dに示すインバータ装置の電流制御系に抑制値を加える方式と制御ゲインが異なるものの、図 11に示す伝達関数に相当する伝達関数となることが分かる。

[0045] 図 17に示すブロック線図は、電流制御系が高速に制御されている前提で電圧源と LCRで簡易的に表現しているため、同じ形となる。

[0046] 図 9,図 10A〜図 10Dに示すインバータ装置の電流制御は、 q軸制御系を用いて交流負荷の有効電流分を制御し、直流電流を変動させることで、 LCフィルタに対するダンピング抑制を行うのに対して、図 16 A〜図 16C,図 17に示すインバータ装置の電圧制御率は、交流負荷と直流負荷の電圧 (電流)の関係を制御する。このように電圧制御率を変動させることによって、同様に直流電力を変動させることができる。

[0047] したがって、図 9,図 10A〜図 10Dに示すインバータ装置では、電流制御系帯域の制約により、応答に遅れが生じる力図 16A〜図 16C,図 17に示す電圧制御率を共振抑制に用いたインバータ装置では、直接的に交流負荷電流と直流負荷電流の関係を制御できるため高速である。

[0048] この発明のインバータ装置によれば、直流リンク部に LCフィルタを有するインバータ装置において、振動を抑制しつつ入力電流の歪を抑制することができる。

[0049] また、 LCフィルタのインダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部を備えて、その電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、制御部がインバータ部の入力電流を制御することによって、減衰係数を高めると共に、 LC フィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近、特性とし安定性を改善することができる。

[0050] または、 LCフィルタのインダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部を備えて、その電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、制御部がインバータ部の電圧制御率を制御することによって、減衰係数を高めると共に、 LCフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近い特性とし安定性を改善すると共に、直接的に交流負荷電流と直流負荷電流の関係を電圧制御率により制御できるため、高速な応答ができ、より安定した動作が可能となる。

[0051] また、インバータ部が制御部によりベクトル制御されるインバータ装置にこの発明を適用することによって、安定した動作で速度制御が容易にできる。

[0052] 次に、この発明のインバータ装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。

[0053] 〔第 1実施形態〕

図 18はこの発明の第 1実施形態のインバータ装置の構成図を示している。

[0054] このインバータ装置は、図 18に示すように、三相ダイオードブリッジ回路を構成する 6つのダイオード D11〜D16からなるダイオードブリッジ 21と、三相ブリッジ回路を構成する 6つのスイッチング素子 S11〜S16からなるインバータ部 22と、上記インバータ部 22を制御する制御部 100を備えている。また、上記インバータ装置は、ダイォードブリッジ 21の正極側出力端とインバータ部 22の正極側入力端との間に接続されたインダクタンス素子の一例としてのインダクタ L と、上記インバータ部 22の入力端間

dc

に接続されたキャパシタンス素子の一例としてのコンデンサ C と、上記インダクタ L

dc dc の両端電圧 Vを検出する電圧検出部 24とを備えている。上記インダクタ L とコンデし dc ンサ C で LCフィルタを構成している。上記ダイオードブリッジ 21により三相交流電源 dc

(図示せず)からの三相交流電圧を直流に整流し、整流された直流電圧をインバータ部 22により所望の三相交流電圧に変換してモータ 23に出力する。

[0055] また、このインバータ装置の制御部 100は、

回転角速度目標値 ω *から回転角速度 ω を減算して差信号を出力する加減算器 1

re re

01と、

上記加減算器 101からの差信号について PI制御を行う PI制御器 102と、上記電圧検出器 24により検出されたインダクタ L の両端電圧 Vにゲイン kを乗算す

dc し

る乗算器 103と、

上記 PI制御器 102からの信号力も減算して電流目標値 I *を出力する加減算器 104

a

と、

上記加減算器 104からの電流目標値 I *に - 3ϊη β *( β * :電流位相目標値)を乗算し

a

て、 d軸電流目標値 I *を出力する変換部 105と、上記変換部 105からの d軸電流目標値 I *から d軸電流値 Iを減算する加減算器 106

d d

と、

上記加減算器 104からの電流目標値 I *に cos β *( j8 *:電流位相目標値)を乗算して、

a

q軸電流目標値 I *を出力する変換部 107と、

上記変換部 107からの q軸電流目標値 I *から q軸電流値 Iを減算する加減算器 108 と、

上記加減算器 106からの信号について PI制御を行う PI制御器 109と、

上記 d軸電流値 Iに ω L (L： d軸インダクタンス)を乗算する乗算部 110と、

d re d d

上記 q軸電流値 Iに ω L (L： q軸インダクタンス)を乗算する乗算部 111と、

q re q q

上記加減算器 108からの信号について PI制御を行う PI制御器 112と、

上記 PI制御器 109からの信号と乗算部 111からの信号を減算して d軸電圧を出力する加減算器 113と、

上記 PI制御器 123からの信号に乗算部 110からの信号を加算する加減算器 114と、上記回転角速度 ω に誘起電圧係数 keを乗算する乗算器 115と、

re

上記加減算器 114からの信号に乗算器 115からの信号を加算して q軸電圧を出力する加減算器 116と、

上記加減算器 113からの d軸電圧と加減算器 116からの q軸電圧に基づいて、インバータ部 22に PWM制御信号を出力する PWM変調部 117とを有する。

[0056] 上記構成のインバータ装置は、電流制御系に抑制値を加える方式であり、交流負荷の有効電流分を制御し、直流電流を変動させることにより、 LCフィルタに対するダンビング抑制を行う。

[0057] 〔第 2実施形態〕

図 19はこの発明の第 2実施形態のインバータ装置の構成図を示している。このインバータ装置は、制御部を除いて第 2実施形態のインバータ装置と同一の構成をしている。

[0058] また、このインバータ装置の制御部 200は、

re re

01と、上記加減算器 101からの差信号について PI制御を行う PI制御器 102と、

上記電圧検出器 24により検出されたインダクタ L の両端電圧 Vにゲイン kを乗算す

dc し

る乗算器 103と、

上記 PI制御器 102からの電流目標値 I *に - ₅ίη β \ β * :電流位相目標値)を乗算し

a

て、 d軸電流目標値 I *を出力する変換部 105と、

d

上記変換部 105からの d軸電流目標値 I *から d軸電流値 Iを減算する加減算器 106

d d

と、

上記加減算器 104からの電流目標値 I *に cos β *( β * :電流位相目標値)を乗算して、

a

q軸電流目標値 I *を出力する変換部 107と、

d re d d

q re q q

上記 PI制御器 109からの信号と乗算部 111からの信号を減算して d軸電圧 Vを出力

id する加減算器 113と、

re

上記加減算器 114からの信号に乗算器 115からの信号を加算して q軸電圧 Vを出力する加減算器 116と、

電圧制御率の初期値 k力も乗算器 103からの信号 (kV)を減算して、電圧制御率目

s

標値 k *を出力する加減算器 121と、

s

上記加減算器 113からの d軸電圧 Vと加減算器 116からの q軸電圧 Vおよび加減

id iq

算器 121からの電圧制御率目標値 k *に基づいて、インバータ部 22に PWM制御信

s

号を出力する PWM変調部 120とを有する。

上記構成のインバータ装置は、電圧制御率に抑制値をカ卩える方式であり、電圧制御率を変動させることによって、同様に直流電力を変動させて、 LCフィルタに対するダンピング抑制を行う。

[0060] 上記第 1,第 2実施形態の直流リンク部に LCフィルタを有するインバータ装置において、 LCフィルタのインダクタンス素子の両端電圧を検出することにより、電源脈動成分および電源基本波成分を含むことなぐ共振抑制制御を可能とし、制御系の安定ィ匕による信頼性向上 (過電流、過電圧回避)と電流波形を改善することができる。

[0061] また、上記第 1,第 2実施形態では、 DCモータのベクトル制御のインバータ装置について説明したが、 ACモータを負荷とするインバータ装置でもよい。また、この発明のインバータ装置の負荷側がモータでなくともよぐ有効電力を送り込む負荷であればよい。

Claims

請求の範囲

[1] 入力された三相交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジ (11, 21)と、上記ダイオードブリッジ (11, 21)により変換された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ部 (12,22)と、

上記ダイオードブリッジ (11, 21)の一方の出力端と上記インバータ部 (12,22)の一方の入力端との間に接続されたインダクタンス素子 (L,L )と、上記インバータ部 (12, 22)

dc

の入力端間に接続されたキャパシタンス素子 (C,C )とを有する LCフィルタと、

dc

上記 LCフィルタの上記インダクタンス素子 (L )の両端電圧を検出する電圧検出部 (

dc

24)と、

上記電圧検出部 (24)により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づ V、て、上記インバータ部 (12,22)の入出力電圧の伝達特性が一次遅れ系に近ヽ特性になるように上記インバータ部 (12,22)を制御する制御部 (100,200)と

を備えたことを特徴とするインバータ装置。

[2] 請求項 1に記載のインバータ装置において、

上記制御部 (100)は、上記電圧検出部 (24)により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部 (22)の入出力電圧の伝達特性が一次遅れ系に近、特性になるように上記インバータ部 (22)の入力電流を制御することを特徴とするインバータ装置。

[3] 請求項 1に記載のインバータ装置において、

上記制御部 (200)は、上記電圧検出部 (24)により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部 (22)の入出力電圧の伝達特性が一次遅れ系に近、特性になるように上記インバータ部 (22)の電圧制御率を制御することを特徴とするインバータ装置。

[4] 請求項 1に記載のインバータ装置において、

上記インバータ部 (12,22)は、上記制御部 (100,200)によりベクトル制御されることを特徴とするインバータ装置。