WO2007026559A1 - モータ駆動装置及びこれを用いた電気機器 - Google Patents

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Shigeru Hirata
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Rohm Co., Ltd.
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
    • H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
    • H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
    • H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
    • H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
    • H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
    • H02P7/29—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using pulse modulation
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device that performs drive control of a motor, and an electric device using the same.
  • the bipolar transistors Trl to Tr4 are used as the switch elements of the H bridge circuit, and the control voltage Vref input externally as a drive voltage setting signal is used. Accordingly, by providing means for controlling the base current of the upper transistors Trl to Tr2 (transistors Tra to Trb and constant current sources Ia to Ib), a driving voltage applied to one end of the motor coil L (by extension, In general, a configuration (V, so-called drizzle-type regulator structure) that controls the drive current flowing through the motor coil L) to a desired value has been generally adopted.
  • control circuit CNT in this figure shows that the transistors Trl to Tr4 are on or off (ie, the motor operation mode) according to the logic of the operation mode control signals FIN and RIN (binary signal) input from the outside. It is a means to control.
  • a field effect transistor is used as a switching element of an H-bridge circuit, and the gate voltage of each transistor is controlled by pulse width modulation control (hereinafter referred to as PWM [Pulse Width Modulation]).
  • PWM Pulse Width Modulation
  • Patent Document 1 a triangular wave generation circuit that outputs the capacitor charge / discharge voltage as a triangular wave, the amplitude of the triangular wave is reduced as the power supply voltage decreases.
  • a technique for maintaining the output triangular wave at a predetermined frequency by controlling the current value for charging / discharging the capacitor in accordance with the amplitude application of the present application.
  • Patent Document 1 Patent No. 3665565 Specification
  • Patent Document 2 JP 2002-223363 A
  • control voltage Vref is appropriately generated using a resistance divider circuit or the like outside the device, so that it does not depend on the power supply voltage Vcc.
  • the drive voltage applied to one end of the motor coil L (and thus the drive current flowing through the motor coil L) can be controlled to a desired value.
  • Patent Document 1 is a technique for selectively setting the motor operation mode by PWM driving the switch element of the H-bridge circuit according to the drive current flowing in the motor coil.
  • a technique for setting a drive voltage to be applied to one end of a motor coil to a desired value in accordance with a control voltage input from the outside is not limited.
  • Patent Document 2 relates to a PWM-driven switching regulator using a triangular wave generated by a triangular wave generation circuit, and its main purpose is Switching that can prevent PWM drive capacity from dropping when the power supply voltage drops, ensure a predetermined duty ratio even when the power supply voltage drops, and drive the PWM sufficiently against fluctuations in the output voltage It was in providing a regulator, and could not solve the above problems.
  • the present invention provides a motor drive device capable of easily and variably controlling a drive voltage applied to one end of a motor coil in accordance with a control voltage input from the outside, and this An object of the present invention is to provide an electric device using the.
  • a motor driving device includes an H bridge circuit including four switch elements connected in an H bridge type to a motor coil constituting the motor, and A control circuit that performs on / off control of the switch element; and a ratio between a power supply voltage applied to one end or the other end of the motor coil via the H bridge circuit and a control voltage input from the outside of the device
  • a PWM signal generation circuit for generating a PWM signal with a corresponding duty
  • the control circuit selects a switch element to be turned on according to an operation mode control signal input from the outside of the apparatus.
  • the on-duty is controlled according to the PWM signal (first configuration).
  • the PWM signal generation circuit includes a first voltage divider that divides the power supply voltage at a predetermined ratio to generate a first divided voltage; A second voltage divider that divides the control voltage by the predetermined ratio to generate a second divided voltage; and a saw whose oscillation frequency is constant and whose amplitude changes according to the first divided voltage.
  • An oscillator that generates a wave-like or triangular wave-like oscillating voltage; and a PWM comparator whose output logic changes according to the level of the second divided voltage and the oscillating voltage.
  • a configuration (second configuration) is preferable in which an output signal is sent to the control circuit as the PWM signal.
  • the oscillator includes a capacitor whose terminal voltage is extracted as the oscillation voltage; and a charging current proportional to the first divided voltage with respect to the capacitor.
  • the oscillator includes a counter that counts a clock signal and a digital Z analog converter that converts the count value of the counter into an analog voltage.
  • the output of the digital Z analog converter is sent as the oscillation voltage, and the first divided voltage is applied as a positive power supply voltage to the digital Z analog converter.
  • the configuration (fourth configuration) should be such that a predetermined reference voltage is applied as the negative power supply voltage.
  • an electric device is an electric device including a motor and a motor driving device that performs drive control of the motor, and the motor driving device includes the first to the first devices.
  • a configuration (fifth configuration) having a motor drive device having any one of the configurations is described.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an electric apparatus provided with a motor drive device according to the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of an oscillator OSC.
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing an operation example of an oscillator OSC.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a gate signal generation operation in response to operation mode control signals FIN and RIN.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a drive current path in each operation mode (forward rotation, reverse rotation, brake, idling).
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a modified example of the PWM signal generation circuit 23.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a modification of the H-bridge circuit 21.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a modification of the oscillator OSC.
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing an operation example of an oscillator OSC.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a conventional example of a motor drive device.
  • FIG. 1 is a block diagram (partly including circuit elements) showing an embodiment of an electric apparatus provided with a motor drive device according to the present invention.
  • the electrical device of the present embodiment includes a motor 1 and a motor drive device 2 that controls the drive of the motor 1.
  • Motor 1 is a single-phase DC motor that rotates in a direction corresponding to the current flowing through motor coil L, and four operating modes (forward, reverse, brake, idle) are switched by motor drive unit 2. It is done.
  • examples of the mechanism of the electric device including the reversible motor 1 include a tray opening / closing mechanism of a tray-type CD player, a cassette ejecting mechanism of a video deck, an automatic paper feeding mechanism of a printer, Examples include the focus mechanism of cameras and the louver opening / closing mechanism of air conditioners.
  • the motor drive device 2 includes an H bridge circuit 21, a control circuit 22, and a PWM signal generation circuit 23.
  • the H-bridge circuit 21 includes four switch elements (P-channel field effect transistors QH1, QH2 and N-channel field effect) connected in an H-bridge type to the motor coil L (reactance load) constituting the motor 1.
  • the sources of the transistors QH1 and QH2, which are upper switch elements, are both connected to a power supply input terminal to which a power supply voltage Vcc is applied.
  • the sources of the lower switch elements QL1 and QL2 are both connected to the ground terminal.
  • the drains of the transistors QH1 and QL1 are connected to each other, and the connection node is connected to the first output terminal to which one end of the motor coil L is connected.
  • the drains of the transistors QH2 and QL2 are connected to each other, and the connection node is connected to the second output terminal to which the other end of the motor coil L is connected.
  • the gates of transistors QH1, QH2, QL1, and QL2 are Each is connected to the gate signal output terminal of the control circuit 22.
  • each of the transistors QH1, QH2, QL1, and QL2 has a diode DH1, DH2, DL1, and DL2 connected in parallel in the direction shown in the figure. Functions as a back electromotive force absorbing element for L. If each transistor QH1, QH2, QLl, QL2 is accompanied by a parasitic diode, the parasitic diode may be used as a back electromotive force absorbing element.
  • the control circuit 22 is a control body of each of the transistors QH1, QH2, QL1, and QL2, and selects a transistor to be turned on according to an operation mode control signal FIN or RIN input from the outside of the device.
  • the gate signal of each of the transistors QH1, QH2, QL1, and QL2 based on the operation mode control signals FIN, RIN, and PWM signals that should control the on-duty according to the PWM signal input from the PWM signal generation circuit 23 It is a means to generate. The specific operation of the control circuit 22 will be described in detail later.
  • the PWM signal generation circuit 23 corresponds to the ratio between the power supply voltage Vcc applied to one end or the other end of the motor coil L via the H bridge circuit 21 and the control voltage Vref input from the outside of the device. It is a means for generating a PWM signal with a high duty.
  • the PWM signal generation circuit 23 includes resistors R1 to R4, an impedance converter ADJ, a DC voltage source E1, an oscillator OSC, and a PWM comparator PCMP.
  • the resistors Rl and R2 are connected in series between the power supply input terminal and the ground terminal, and their connection nodes are connected to one input terminal (upper limit setting terminal) of the oscillator OSC.
  • the DC voltage source E1 is means for generating a predetermined reference voltage VL.
  • the positive terminal of the DC voltage source E1 is connected to the other input terminal (lower limit setting terminal) of the oscillator OSC, and the negative terminal is connected to the ground terminal.
  • the oscillator OSC has a constant oscillation frequency and an amplitude of the first divided voltage V. This is a means for generating a sawtooth or triangular wave oscillation voltage Vosc that changes according to H, and its output terminal is connected to the inverting input terminal (one) of the PWM comparator PCMP. The specific configuration and operation of the oscillator OSC will be described in detail later.
  • the resistors R3 and R4 are connected in series between the control voltage input terminal and the ground terminal via the impedance converter ADJ, and the connection node of the resistors R3 and R4 is the non-inverting input terminal of the PWM comparator PCMP ( +) Is connected.
  • the PWM comparator PCMP is a comparison means whose output logic changes according to the level of the second divided voltage VR and the oscillation voltage Vosc, and the output signal is sent to the control circuit 22 as a PWM signal.
  • the PWM signal is a binary signal that is high when the second divided voltage VR is higher than the oscillation voltage Vosc, and low when it is low.
  • FIG. 2 is a block diagram (partly including circuit elements) showing a configuration example of the oscillator OSC
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing an operation example of the oscillator OSC.
  • the solid line in the upper part of FIG. 3 indicates the oscillation voltage Vosc when the voltage Va is input as the first divided voltage VH as “Vosc”, and the broken line in the upper part of FIG.
  • the oscillation voltage Vosc when the voltage Vb (> Va) is input as the first divided voltage VH is indicated as “Vosc ′”.
  • the PWM signals generated in each of the above cases are denoted by “PWM” and “PWM ′”, respectively.
  • the oscillator OSC of the present embodiment includes a capacitor C1, a voltage Z current conversion VIC, a variable current source II, first and second comparators CMP1, CMP2, and an RS flip-flop. FF and N channel field effect transistor N1.
  • One end of the capacitor C1 is connected to the output end of the variable current source II, while the oscillator OSC Is also connected to the inverting input (one) of the PWM comparator PCMP. That is, in the oscillator OSC of the present embodiment, the terminal voltage of the capacitor C1 is extracted as the oscillation voltage V osc. The other end of the capacitor C1 is grounded.
  • the voltage Z current converter VIC and the variable current source II are means for supplying a charging current i proportional to the first divided piezoelectric pressure VH to the capacitor C1.
  • the first comparator CMP1 is a comparing means whose output logic changes according to the level of the first divided voltage VH and the terminal voltage of the capacitor C1 (oscillation voltage Vosc).
  • the output signal of the first comparator CMP1 is a binary signal that is high when the first divided voltage VH is higher than the terminal voltage of the capacitor C1, and low when it is low.
  • the second comparator CMP2 is a comparison means whose output logic changes according to the level of the terminal voltage (oscillation voltage Vosc) of the capacitor C1 and a predetermined reference voltage VL.
  • the output signal of the second comparator CMP2 is a binary signal that is high when the terminal voltage of the capacitor C1 is higher than the reference voltage VL and low when it is low.
  • the RS flip-flop FF is based on the output signal of the first comparator CMP1 input to its inverted set terminal (SB) and the output signal of the second comparator CMP2 input to its inverted reset terminal (RB). This is a means for sending the gate signal of transistor N1 from its output terminal (Q). More specifically, the output logic of the RS flip-flop FF becomes high level when the oscillation voltage Vosc reaches the first divided voltage VH, and then returns to low level when the reference voltage VL is reached. Thus, the state transition is repeated.
  • the transistor N1 is connected between one end of the capacitor C1 and the ground terminal, and functions as a discharge switch that is ON / OFF controlled in accordance with the output signal of the RS flip-flop FF. That is, the on / off state of the transistor N1 is turned on when the oscillation voltage Vosc reaches the first divided voltage VH, and then returns to the off state when the reference voltage VL is reached. State transition is repeated.
  • the oscillation voltage Vosc has its upper limit value variably set according to the first divided voltage VH as shown in the upper part of FIG. 3, and the lower limit value is set to a predetermined reference voltage VL.
  • the shape is fixedly set according to.
  • the charging current i of the capacitor C1 is proportional to the first divided voltage VH.
  • the current value (capacitor CI charging speed) is increased or decreased. That is, in the oscillator OSC of this embodiment, the higher the first divided voltage VH (and hence the power supply voltage Vcc), the faster the charging speed of the capacitor C1, and the lower the charging voltage, the slower the charging speed of the capacitor C1.
  • the oscillation period (oscillation frequency) of the oscillator OSC is kept constant regardless of the first divided voltage VH (and thus the power supply voltage Vcc).
  • the control voltage Vref is either the power supply voltage Vcc of 5 [V] or 12 [V].
  • the desired value of 3 [V] may be applied.
  • the control voltage input terminal may be short-circuited to the power supply input terminal.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the gate signal generation operation according to the operation mode control signals FIN and RIN
  • FIG. 5 shows the drive in each operation mode (normal rotation, reverse rotation, brake, idling). It is a figure for demonstrating an electric current path
  • the signs “FIN” and “RIN” written at the left end indicate the logical states of the operation mode control signals FIN and RIN input from outside the apparatus, respectively.
  • Q “Hl”, “QH2”, “QL1”, and “QL2” indicate the logic states of the gate signals of the transistors QH1, QH2, QL1, and QL2 constituting the H bridge circuit 21, respectively.
  • the symbol “mode” indicates the operation mode of the motor 1.
  • the control circuit 22 turns on the transistors QH1 and QL2 that slide the motor 1 into the “forward rotation mode” and turns on the transistors QH2 and QH2.
  • Each gate signal is generated so that QL1 is turned off. Due to the generation of such a gate signal, a drive current is passed through the path shown in FIG. 5 (a) through the H bridge circuit 21 to the motor coil L constituting the motor 1, so that the motor 1 is driven in the normal direction. It becomes a form.
  • the control circuit 22 turns on the transistors QH2 and QL1, which switches the motor 1 to the “reverse mode”, and turns on the transistors QH1,
  • Each gate signal is generated so that QL2 is turned off.
  • the motor coil L constituting the motor 1 is supplied with a drive current through the H bridge circuit 21 along the path shown in FIG. It becomes a shape.
  • the on-duty of the upper transistors QH 1 and QH 2 is controlled according to the PWM signal input from the PWM signal generation circuit 23.
  • PWM driving charging and discharging of the driving current to the motor coil L are repeated, and the driving voltage is controlled.
  • the drive voltage applied to one end of the motor coil L (extension) according to the control voltage Vref set by the user without depending on the power supply voltage Vcc. Can control the drive current flowing in the motor coil L to a desired value.
  • the control circuit 22 turns on the transistors QL1 and QL2 that slide the motor 1 into the "brake mode", and the transistors QH1 and QL1. Each gate signal is generated so that QH2 is turned off. By generating such a gate signal, the drive current is drawn from the motor coil L constituting the motor 1 to the ground terminal through the H bridge circuit 21 through the path shown in FIG. Will be braked. [0065] Further, when the operation mode control signals FIN and RIN are at a low level, the control circuit 22 turns off the transistors QH1, QH2, QL1, and QL2 that slide the motor 1 into the "idle mode”.
  • each gate signal is generated.
  • a current flows through the path shown in FIG. 5 (c) in the H bridge circuit 21 according to the back electromotive force of the motor coil L constituting the motor 1, and the motor 1 is idled. It becomes a form.
  • the drive voltage applied to one end of the motor coil L according to the control voltage Vref input from the outside flows.
  • the driving current can be easily and variably controlled over a wide range, so that the power supply voltage range of the device can be effectively utilized.
  • the motor in the OFF period during PWM control may be used. Since the regenerative current from 1 can be used, the power supply can be cut off during the OFF period to save power in the device.
  • the field effect transistor is used as the switch element of the H-bridge circuit 21
  • the on-Z-off control is performed as compared with the conventional configuration using the bipolar transistor. It becomes possible to improve the responsiveness to.
  • a bipolar transistor is used as the switch element, the effect of the present invention can be obtained, and the use of a field effect transistor is not an essential component.
  • the force described by taking the configuration for driving a single-phase DC motor as an example is not limited to this.
  • the present invention can also be widely applied to motor drive devices that drive a coil motor, a stepping motor, etc.).
  • the configuration in which the upper transistors QH1 and QH2 are PWM driven among the switch elements constituting the H bridge circuit 21 has been described as an example.
  • the configuration of the present invention is not limited to this.
  • Lower transistors QL1 and QL2 are not limited to PW It may be configured as M drive.
  • the PWM signal generation circuit 23 divides the power supply voltage Vcc and the control voltage Vref to generate the first divided voltage VH and the second divided voltage VR.
  • the configuration that generates PWM signals using these divided voltages has been described as an example, but the configuration of the present invention is not limited to this configuration. If the PWM comparator PCMP is used, the power supply voltage Vcc and the control voltage Vref may be directly used instead of the first divided voltage VH and the second divided voltage VR as shown in FIG. .
  • FIG. 6 which is not a component, a configuration excluding this may be adopted.
  • the power described by taking as an example the configuration using the P-channel field effect transistors QH 1 and QH 2 as the upper switch element of the H-bridge circuit 21.
  • N-channel field effect transistors QH1 ′ and QH2 ′ may be used as the upper switch element.
  • a charge pump circuit 24 for boosting the power supply voltage Vcc may be used as shown in FIG.
  • a boot that bootstraps the gate voltages of transistors QH1 and QH2 with respect to their source voltages. Use the strap output stage 22a.
  • the configuration in which the desired oscillation voltage Vosc is generated in an analog manner in the oscillation circuit OSC has been described as an example.
  • the configuration of the present invention is not limited thereto. However, it may be configured to generate a desired oscillation voltage Vosc digitally.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a modification of the oscillator OSC
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing an operation example of the oscillator OSC.
  • the solid line in the upper part of FIG. 9 indicates the oscillation voltage Vosc when the voltage Va is input as the first divided voltage VH as “Vosc”, and the broken line in the upper part of FIG.
  • the oscillation voltage Vosc when the voltage Vb (> Va) is input as the first divided voltage VH is indicated as “Vosc ′”.
  • the PWM signal generated in each of the above cases is shown as "PW These are shown as “M” and “PWM ′”.
  • the oscillator OSC of the present modification includes a free-running counter CT that counts the clock signal CLK, and an n-bit digital Z analog conversion that converts the count value of the counter CT into an analog voltage.
  • DAC for example, 6-bit R-2R circuit
  • the output of the digital Z-analog converter DAC is sent as an oscillation voltage Vosc to the subsequent PWM comparator PCMP.
  • the first divided voltage VH is applied to the digital Z analog converter DAC as the positive power supply voltage (corresponding to the upper limit setting voltage of the oscillation voltage Vosc), and the negative power supply voltage (source voltage)
  • the reference voltage VL is applied as the lower limit voltage of the oscillation voltage Vosc.
  • the oscillation voltage Vosc generated by the oscillator OSC having the above-described configuration is a voltage in n stages from the reference voltage VL to the first divided voltage VH for each count of the counter CT. After the level is raised, the voltage level is returned to the reference voltage VL again at the next count, and after that, it becomes a sawtooth waveform that repeats the above state transition.
  • the upper limit value of the oscillation voltage Vosc is variably set according to the first divided voltage VH, and the lower limit value is fixedly set according to the predetermined reference voltage VL.
  • the oscillation period (oscillation frequency) of the oscillation voltage Vosc is determined according to the oscillation frequency of the clock signal CLK and the bit resolution of the digital Z analog conversion DAC. Therefore, as shown in the lower part of FIG. Regardless of the voltage VH (and hence the power supply voltage Vcc), the voltage is kept constant.
  • the oscillation period of the oscillation voltage Vo sc can be controlled more easily and with higher accuracy than the configuration of FIG.
  • the clock signal CLK is configured to be externally input, it becomes easier to synchronize each other when performing drive control of a plurality of motors.
  • a PWM signal is generated by simply comparing the oscillation voltage Vosc having a predetermined amplitude that does not depend on the power supply voltage Vcc and the externally input control voltage Vref, and this is used to generate a PWM signal.
  • a configuration for driving is also conceivable, but when this configuration is adopted, the user himself calculates the duty of the PWM signal in advance by considering the correlation between the power supply voltage Vcc and the desired drive voltage.
  • the control voltage Vref corresponding to the calculation result must be input.
  • the user can select a desired drive voltage value. It is only necessary to input the control voltage Vref of the same value as. Therefore, it is desirable to adopt the configuration of the above embodiment, considering the reduction of the burden on the user.
  • the operation mode control signals FIN and RIN themselves are PWM controlled, and the configuration that uses this to drive the PWM of the switch element is also conceivable.
  • the means for generating the operation mode control signals FIN and RIN must be changed, resulting in forcing the user to make a major system modification.
  • the user only needs to replace the motor drive device with that of this embodiment and input the same signals as before for the operation mode control signals FIN and RIN. For this reason, it is desirable to adopt the configuration of the above embodiment in view of avoiding significant modification of the system.
  • the present invention is a technique useful for easily and widely setting the rotation speed of a motor in a motor drive device that performs drive control of the motor and an electric device using the motor drive device.

Landscapes

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  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Direct Current Motors (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

　本発明に係るモータ駆動装置２は、モータコイルＬに対してＨブリッジ型に接続された４つのスイッチ素子（ＱＨ１、ＱＨ２、ＤＬ１、ＤＬ２）を有して成るＨブリッジ回路２１と；各スイッチ素子のオン／オフ制御を行う制御回路２２と；電源電圧Ｖｃｃと制御電圧Ｖｒｅｆの比に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路２３と；を有して成り、制御回路２２は、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じてオンすべきスイッチ素子を選択するとともに、前記ＰＷＭ信号に応じてそのオンデューティを制御する構成とされている。このような構成とすることにより、外部入力される制御電圧Ｖｒｅｆに応じてモータコイルＬの一端に印加する駆動電圧を容易かつ広範囲に可変制御することが可能となる。

Description

明 細 書
モータ駆動装置及びこれを用いた電気機器
技術分野
[0001] 本発明は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置、及び、これを用いた電気機器 に関するものである。
背景技術
[0002] モータの駆動制御を行うモータ駆動装置において、モータの回転速度を所望値に 設定するためには、モータコイルの一端に印加する駆動電圧 (延 、てはモータコイル に流れる駆動電流）を所望値に制御する必要がある。
[0003] そこで、従来のモータ駆動装置では、図 10に示すように、 Hブリッジ回路のスィッチ 素子としてノイポーラトランジスタ Trl〜Tr4を用いるとともに、駆動電圧設定信号とし て外部入力される制御電圧 Vrefに応じて、上側トランジスタ Trl〜Tr2のベース電流 を制御する手段（トランジスタ Tra〜Trb、及び、定電流源 Ia〜Ib)を備えることにより、 モータコイル Lの一端に印加する駆動電圧 (延いては、モータコイル Lに流れる駆動 電流）を所望値に制御する構成 (V、わゆるドロツバタイプのレギユレータ構成）が一般 的に採用されていた。なお、本図の制御回路 CNTは、外部入力される動作モード制 御信号 FIN、 RIN (2値信号）の論理に応じて、トランジスタ Trl〜Tr4のオン Zオフ 状態 (すなわち、モータの動作モード)を制御する手段である。
[0004] 上記構成力 成るモータ駆動装置にて上側トランジスタ Trl (Tr2)がオンされて ヽ る間、モータコイル Lの一端には、制御電圧 Vrefをトランジスタ Tra (Trb)の IVf分だ け引き上げ、さらにトランジスタ Trl (Tr2)の IVf分だけ引き落として得られる駆動電 圧 (制御電圧 Vrefとほぼ同値の電圧）力印加されること〖こなる。
[0005] なお、本願発明に関連するその他の従来技術としては、 Hブリッジ回路のスィッチ 素子として電界効果トランジスタを用いるとともに、各トランジスタのゲート電圧をパル ス幅変調制御（以下、 PWM [Pulse Width Modulation]制御と呼ぶ）するモータ駆動 制御システム (特許文献 1を参照）や、コンデンサの充放電電圧を三角波として出力 する三角波生成回路につき、電源電圧の低下に応じて前記三角波の振幅を低下さ せるように制御し、さらに、この振幅に応じて前記コンデンサを充放電するための電 流値も低下させるように制御することで、出力される三角波を所定の周波数に維持す る技術 (本願出願人による特許文献 2を参照）が開示 ·提案されて!ヽる。
特許文献 1：特許第 3665565号明細書
特許文献 2：特開 2002— 223363号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] 確かに、図 10に示した従来構成のモータ駆動装置であれば、装置外部の抵抗分 割回路等を用いて制御電圧 Vrefを適宜生成することにより、電源電圧 Vccに依らず
、制御電圧 Vrefに応じて、モータコイル Lの一端に印加する駆動電圧 (延いてはモ ータコイル Lに流れる駆動電流）を所望値に制御することが可能である。
[0007] し力しながら、上記従来のモータ駆動装置では、トランジスタ Tra (Trb)の動作を維 持すべく、電源電圧 Vccからトランジスタ Tra (Trb)の 1 Vf分を差し引 、た電圧値 (実 際には定電流源 la (lb)での電圧降下分をも考慮したより低 、電圧値)までしか、制御 電圧 Vrefを設定することができな力つた。そのため、モータコイル Lの一端に印加し 得る駆動電圧は、電源電圧 Vccより少なくともトランジスタ Tra (Trb)の lVf分だけドロ ップしたものとなってしまい、その電源電圧範囲を有効に活用することができな力つた
[0008] また、上記従来のモータ駆動装置では、 Hブリッジ回路のスィッチ素子として、バイ ポーラトランジスタ Trl〜Tr4が用いられていたため、そのオン Zオフ制御に対する 応答性は必ずしも高くな力つた。
[0009] なお、特許文献 1の従来技術は、あくまで、モータコイルに流れる駆動電流に応じ て、 Hブリッジ回路のスィッチ素子を PWM駆動することにより、モータの動作モードを 選択的に設定する技術であって、外部入力される制御電圧に応じてモータコイルの 一端に印加する駆動電圧を所望値に設定する技術に関しては、何ら開示されていな かった。
[0010] また、特許文献 2の従来技術は、三角波生成回路にて生成される三角波を用いた PWM駆動のスイッチングレギユレータに関するものであり、その主たる目的は、あくま で、電源電圧低下時における PWM駆動能力の低下を抑制して、電源電圧低下時 にも所定のデューティ比を確保し、出力電圧の変動に対して十分に PWM駆動をす ることが可能なスイッチングレギユレータを提供することにあり、上記課題を解決し得る ものではなかった。
[0011] 本発明は、上記の問題点に鑑み、外部入力される制御電圧に応じてモータコイル の一端に印加する駆動電圧を容易かつ広範囲に可変制御することが可能なモータ 駆動装置、及びこれを用いた電気機器を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0012] 上記目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、モータを構成する モータコイルに対して Hブリッジ型に接続された 4つのスィッチ素子を有して成る Hブ リッジ回路と；前記スィッチ素子のオン Zオフ制御を行う制御回路と；前記 Hブリッジ 回路を介して前記モータコイルの一端若しくは他端に印加される電源電圧と、装置 外部から入力される制御電圧との比に応じたデューティの PWM信号を生成する PW M信号生成回路と;を有して成り、前記制御回路は、装置外部から入力される動作モ ード制御信号に応じてオンすべきスィッチ素子を選択するとともに、前記 PWM信号 に応じてそのオンデューティを制御する構成 (第 1の構成）として 、る。
[0013] なお、上記第 1の構成力も成るモータ駆動装置において、前記 PWM信号生成回 路は、前記電源電圧を所定比で分圧して第 1分圧電圧を生成する第 1分圧器と;前 記制御電圧を前記所定比で分圧して第 2分圧電圧を生成する第 2分圧器と；その発 振周波数が一定であり、かつ、その振幅が第 1分圧電圧に応じて変化するノコギリ波 状或いは三角波状の発振電圧を生成する発振器と;第 2分圧電圧と前記発振電圧と の高低に応じてその出力論理が変遷する PWMコンパレータと；を有して成り、前記 P WMコンパレータの出力信号を前記 PWM信号として前記制御回路に送出する構成 (第 2の構成）にするとよい。
[0014] また、上記第 2の構成力も成るモータ駆動装置において、前記発振器は、その端子 電圧が前記発振電圧として引き出されるコンデンサと;前記コンデンサに対して第 1 分圧電圧に比例した充電電流を供給する手段と;第 1分圧電圧と前記コンデンサの 端子電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第 1コンパレータと;前記コンデ ンサの端子電圧と所定の基準電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第 2コ ンパレータと；第 1コンパレータの出力信号がセット入力され、第 2コンパレータの出力 信号がリセット入力される RSフリップフロップと；前記コンデンサの一端と接地端との 間に接続され、前記 RSフリップフロップの出力信号に応じてオン Zオフ制御される放 電スィッチと；を有して成る構成 (第 3の構成）にするとよ 、。
[0015] 或いは、上記第 2の構成力も成るモータ駆動装置において、前記発振器は、クロッ ク信号をカウントするカウンタと、前記カウンタのカウント値をアナログ電圧に変換する ディジタル Zアナログ変換器と、を有して成り、前記ディジタル Zアナログ変換器の出 力を前記発振電圧として送出する構成であって、かつ、前記ディジタル Zアナログ変 換器には、正電源電圧として第 1分圧電圧が印加されており、また、負電源電圧とし て所定の基準電圧が印加されて ヽる構成 (第 4の構成）にするとよ ヽ。
[0016] また、本発明に係る電気機器は、モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆 動装置と、を有して成る電気機器であって、前記モータ駆動装置として、上記第 1〜 第 4 、ずれかの構成から成るモータ駆動装置を有して成る構成 (第 5の構成）として ヽ る。
発明の効果
[0017] 本発明によれば、外部入力される制御電圧に応じてモータコイルの一端に印加す る駆動電圧を容易かつ広範囲に可変制御することが可能となる。
図面の簡単な説明
[0018] [図 1]は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の一実施形態を示すプロ ック図である。
[図 2]は、発振器 OSCの一構成例を示すブロック図である。
[図 3]は、発振器 OSCの一動作例を示す波形図である。
[図 4]は、動作モード制御信号 FIN、 RINに応じたゲート信号生成動作を説明するた めの図である。
[図 5]は、各動作モード (正転、逆転、ブレーキ、空転）における駆動電流経路を説明 するための図である。
[図 6]は、 PWM信号生成回路 23の一変形例を示す回路図である。 [図 7]は、 Hブリッジ回路 21の一変形例を示す回路図である。
[図 8]は、発振器 OSCの一変形例を示すブロック図である。
[図 9]は、発振器 OSCの一動作例を示す波形図である。
[図 10]は、モータ駆動装置の一従来例を示す回路図である。
符号の説明
1 モータ
2 モータ駆動装置
21 Hブリッジ回路
22 制御回路
22a ブートストラップ出力段
23 PWM信号生成回路
24 チャージポンプ回路
QH1、 QH2 Pチャネル電界効果トランジスタ（上側スィッチ素子）
QH1 '、 QH2' Nチャネル電界効果トランジスタ（上側スィッチ素子)
QL1、 QL2 Nチャネル電界効果トランジスタ（下側スィッチ素子）
DH1、 DH2、 DL1、 DL2 ダイオード
D1，、D2， ダイオード
C1 '、C2' コンデンサ
L モータコイル
R1〜R4 抵抗
El 直流電圧源
PCMP PWMコンパレータ
ADJ インピーダンス変^^
OSC 発振器
C1 コンデンサ
CMP1、 CMP2 コンノ レータ
VIC 電圧 Z電流変換器
II 可変電流源 FF RSフリップフロップ
DAC ディジタル,アナログ変換器
CT カウンタ
発明を実施するための最良の形態
[0020] 図 1は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の一実施形態を示すプロ ック図（一部に回路素子を含む)である。
[0021] 本図に示すように、本実施形態の電気機器は、モータ 1と、モータ 1の駆動制御を 行うモータ駆動装置 2と、を有して成る。
[0022] モータ 1は、モータコイル Lに流す電流に応じた方向に回転する単相の DCモータ であり、モータ駆動装置 2によって、 4つの動作モード (正転、逆転、ブレーキ、空転） が切り替えられる。
[0023] なお、上記可逆転のモータ 1を備えた電気機器の一機構例としては、トレィ式 CDプ レーャのトレイ開閉機構、ビデオデッキのカセット排出機構、プリンタの自動ぺーパ力 ット機構、カメラのフォーカス機構、エアコンのルーバ開閉機構などを挙げることがで き、その搭載対象は極めて多岐にわたるものである。
[0024] モータ駆動装置 2は、 Hブリッジ回路 21と、制御回路 22と、 PWM信号生成回路 23 と、を有して成る。
[0025] Hブリッジ回路 21は、モータ 1を構成するモータコイル L (リアクタンス負荷）に対して Hブリッジ型に接続された 4つのスィッチ素子（Pチャネル電界効果トランジスタ QH1 、 QH2と、 Nチャネル電界効果トランジスタ QL1、 QL2)を有して成る。
[0026] Hブリッジ回路 21の内部構成について具体的に説明する。
[0027] 上側スィッチ素子であるトランジスタ QH1、 QH2のソースは、いずれも電源電圧 Vc cが印加される電源入力端子に接続されている。下側スィッチ素子であるトランジスタ QL1、 QL2のソースは、いずれも接地端子に接続されている。トランジスタ QH1、 Q L1のドレインは互いに接続されており、その接続ノードは、モータコイル Lの一端が 接続される第 1の出力端子に接続されている。トランジスタ QH2、 QL2のドレインは 互いに接続されており、その接続ノードは、モータコイル Lの他端が接続される第 2の 出力端子に接続されている。トランジスタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2の各ゲートは、そ れぞれ制御回路 22のゲート信号出力端に接続されている。
[0028] なお、図 1に示すように、上記各トランジスタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2には、それぞ れ、ダイオード DH1、 DH2、 DL1、 DL2が図示の向きで並列接続されており、モー タコイル Lの逆起電力吸収素子として機能する。なお、各トランジスタ QH1、 QH2、 Q Ll、 QL2に寄生ダイオードが付随している場合には、その寄生ダイオードを逆起電 力吸収素子として用いても構わな 、。
[0029] 制御回路 22は、上記各トランジスタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2の制御主体であり、 装置外部から入力される動作モード制御信号 FIN、RINに応じてオンすべきトランジ スタを選択するとともに、 PWM信号生成回路 23から入力される PWM信号に応じて そのオンデューティを制御すベぐ動作モード制御信号 FIN、 RIN及び PWM信号に 基づいて、上記各トランジスタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2のゲート信号を生成する手 段である。制御回路 22の具体的な動作については、後ほど詳細な説明を行う。
[0030] PWM信号生成回路 23は、 Hブリッジ回路 21を介してモータコイル Lの一端若しく は他端に印加される電源電圧 Vccと、装置外部から入力される制御電圧 Vrefとの比 に応じたデューティの PWM信号を生成する手段である。
[0031] PWM信号生成回路 23の内部構成について具体的に説明する。
[0032] 図 1に示すように、 PWM信号生成回路 23は、抵抗 R1〜R4と、インピーダンス変換 器 ADJと、直流電圧源 E1と、発振器 OSCと、 PWMコンパレータ PCMPと、を有して 成る。
[0033] 抵抗 Rl、 R2は、電源入力端子と接地端子との間に直列接続されており、互いの接 続ノードは、発振器 OSCの一入力端 (上限値設定端）に接続されている。抵抗 Rl、 R2の抵抗比は m: nとされている。すなわち、抵抗 Rl、 R2は、電源電圧 Vccを所定 比 a ( =nZ (m+n) )で分圧して第 1分圧電圧 VH ( = a X Vcc)を生成する第 1分 圧器として機能する。
[0034] 直流電圧源 E1は、所定の基準電圧 VLを生成する手段である。なお、直流電圧源 E1の正極端は、発振器 OSCの他入力端 (下限値設定端）に接続されており、負極 端は、接地端子に接続されている。
[0035] 発振器 OSCは、その発振周波数が一定であり、かつ、その振幅が第 1分圧電圧 V Hに応じて変化するノコギリ波状或いは三角波状の発振電圧 Voscを生成する手段 であり、その出力端は PWMコンパレータ PCMPの反転入力端（一）に接続されてい る。なお、発振器 OSCの具体的な構成及び動作については、後ほど詳細な説明を 行う。
[0036] 抵抗 R3、 R4は、インピーダンス変換器 ADJを介して、制御電圧入力端子と接地端 子との間に直列接続されており、互いの接続ノードは、 PWMコンパレータ PCMPの 非反転入力端（+ )に接続されている。抵抗 R3、 R4の抵抗比は m : nとされている。 すなわち、抵抗 R3、 R4は、制御電圧 Vrefを所定比 a ( =nZ (m+n) )で分圧して 第 2分圧電圧 VR ( = a X Vref)を生成する第 2分圧器として機能する。
[0037]
Figure imgf000010_0001
バッファ手段)である。
[0038] PWMコンパレータ PCMPは、第 2分圧電圧 VRと発振電圧 Voscとの高低に応じて その出力論理が変遷する比較手段であり、その出力信号が PWM信号として制御回 路 22に送出される。なお、 PWM信号は、第 2分圧電圧 VRが発振電圧 Voscよりも高 V、ときにハイレベルとなり、低!、ときにローレベルとなる 2値信号である。
[0039] 続いて、上記した発振器 OSCの具体的な構成及び動作について、図 2及び図 3を 参照しながら詳細に説明する。
[0040] 図 2は、発振器 OSCの一構成例を示すブロック図（一部に回路素子を含む)であり 、図 3は、発振器 OSCの一動作例を示す波形図である。
[0041] なお、図 3上段の実線は、第 1分圧電圧 VHとして電圧 Vaが入力された場合の発振 電圧 Voscを「Vosc」と符号して示すものであり、図 3上段の破線は、第 1分圧電圧 V Hとして電圧 Vb ( >Va)が入力された場合の発振電圧 Voscを「Vosc'」と符号して示 すものである。また、図 3下段には、上記各場合に生成される PWM信号を各々「PW M」、「PWM'」と符号して示している。
[0042] 図 2に示すように、本実施形態の発振器 OSCは、コンデンサ C1と、電圧 Z電流変 翻 VICと、可変電流源 IIと、第 1、第 2コンパレータ CMP1、 CMP2と、 RSフリップ フロップ FFと、 Nチャネル電界効果トランジスタ N1と、を有して成る。
[0043] コンデンサ C1の一端は、可変電流源 IIの出力端に接続される一方、発振器 OSC の出力端として、 PWMコンパレータ PCMPの反転入力端（一）にも接続されている。 すなわち、本実施形態の発振器 OSCでは、コンデンサ C1の端子電圧が発振電圧 V oscとして引き出されている。なお、コンデンサ C1の他端は接地されている。
[0044] 電圧 Z電流変換器 VIC及び可変電流源 IIは、コンデンサ C1に対して第 1分圧電 圧 VHに比例した充電電流 iを供給する手段である。
[0045] 第 1コンパレータ CMP1は、第 1分圧電圧 VHとコンデンサ C1の端子電圧 (発振電 圧 Vosc)との高低に応じてその出力論理が変遷する比較手段である。なお、第 1コン パレータ CMP1の出力信号は、第 1分圧電圧 VHがコンデンサ C1の端子電圧よりも 高 、ときにハイレベルとなり、低 、ときにローレベルとなる 2値信号である。
[0046] 第 2コンパレータ CMP2は、コンデンサ C1の端子電圧（発振電圧 Vosc)と所定の 基準電圧 VLとの高低に応じてその出力論理が変遷する比較手段である。なお、第 2 コンパレータ CMP2の出力信号は、コンデンサ C1の端子電圧が基準電圧 VLがより も高いときにハイレベルとなり、低いときにローレベルとなる 2値信号である。
[0047] RSフリップフロップ FFは、その反転セット端（SB)に入力される第 1コンパレータ C MP1の出力信号と、その反転リセット端 (RB)に入力される第 2コンパレータ CMP2 の出力信号に基づき、その出力端 (Q)からトランジスタ N1のゲート信号を送出する 手段である。より具体的に述べると、 RSフリップフロップ FFの出力論理は、発振電圧 Voscが第 1分圧電圧 VHに達したときにハイレベルとなり、その後、基準電圧 VLに 達したときにローレベルに復帰するように、その状態遷移を繰り返すものとなる。
[0048] トランジスタ N1は、コンデンサ C1の一端と接地端子との間に接続され、 RSフリップ フロップ FFの出力信号に応じてオン Zオフ制御される放電スィッチとして機能するも のである。すなわち、トランジスタ N1のオン/オフ状態は、発振電圧 Voscが第 1分圧 電圧 VHに達したときにオン状態となり、その後、基準電圧 VLに達したときにオフ状 態に復帰するように、その状態遷移を繰り返すものとなる。
[0049] 上記の充放電制御により、発振電圧 Voscは、図 3上段に示すように、その上限値 が第 1分圧電圧 VHに応じて可変的に設定され、下限値が所定の基準電圧 VLに応 じて固定的に設定される形となる。
[0050] また、先述したように、コンデンサ C1の充電電流 iは、第 1分圧電圧 VHに比例して その電流値 (コンデンサ CIの充電スピード）が増減される。すなわち、本実施形態の 発振器 OSCでは、第 1分圧電圧 VH (延いては電源電圧 Vcc)が高いほど、コンデン サ C1の充電スピードは速くなり、低いほどコンデンサ C1の充電スピードは遅くなる。
[0051] 上記の充電電流制御により、発振器 OSCの発振周期 (発振周波数)は、第 1分圧 電圧 VH (延いては電源電圧 Vcc)に依らず、一定に保たれる形となる。
[0052] また、先述したように、本実施形態の PWM信号生成回路 23において、第 1、第 2 分圧器の分圧比は、いずれも同値 =n/m+n)に設定されている。
[0053] 従って、 PWMコンパレータ PCMPにて、第 2分圧電圧 VRと発振電圧 Voscとを比 較することにより、第 1分圧電圧 VH (電源電圧 Vcc)と第 2分圧電圧 VR (制御電圧 Vr ef)との比に応じたデューティの PWM信号が得られることになり、延いては、ユーザ が任意に設定する制御電圧 Vrefに応じて、モータコイル Lの一端に印加する駆動電 圧を容易かつ広範囲に可変制御することが可能となる（図 3下段を参照)。
[0054] なお、制御電圧 Vrefの生成に際しては、電源電圧 Vccとの相対関係（言 、換えれ ば PWM信号のデューティ）を特段考慮する必要はなぐ装置外部の抵抗分割回路 等を用いて、モータコイル Lの一端に印加すべき駆動電圧と同値の電圧を適宜生成 すればよい。
[0055] 例えば、モータコイルの一端に印加すべき駆動電圧が 3 [V]である場合、電源電圧 Vccが 5 [V]であっても 12 [V]であっても、制御電圧 Vrefとしては、上記所望値の 3 [ V]を印加すればよい。
[0056] また、モータコイル Lの一端に電源電圧 Vcc自体を印加すべき場合には、制御電 圧入力端子を電源入力端子に短絡させればよい。
[0057] 次に、制御回路 22による Hブリッジ回路 21の制御動作について、図 4及び図 5を参 照しながら、詳細な説明を行う。
[0058] 図 4は、動作モード制御信号 FIN、 RINに応じたゲート信号生成動作を説明するた めの図であり、図 5は、各動作モード (正転、逆転、ブレーキ、空転）における駆動電 流経路を説明するための図である。
[0059] なお、図 4において、左端に記載された符号「FIN」、「RIN」は、それぞれ、装置外 部から入力される動作モード制御信号 FIN、 RINの論理状態を示しており、符号「Q Hl」、「QH2」、「QL1」、「QL2」は、それぞれ、 Hブリッジ回路 21を構成するトランジ スタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2のゲート信号の論理状態を示している。また、符号「モ ード」は、モータ 1の動作モードを示している。
[0060] 動作モード制御信号 FIN、 RINがそれぞれハイレベル、ローレベルである場合、制 御回路 22は、モータ 1を「正転モード」とすべぐトランジスタ QH1、 QL2をオンとし、ト ランジスタ QH2、 QL1をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このような ゲート信号の生成により、モータ 1を構成するモータコイル Lには、 Hブリッジ回路 21 を介して、図 5 (a)に示す経路で駆動電流が流され、モータ 1が正転駆動される形と なる。
[0061] 一方、動作モード制御信号 FIN、 RINがそれぞれローレベル、ハイレベルである場 合、制御回路 22は、モータ 1を「逆転モード」とすべぐトランジスタ QH2、 QL1をオン とし、トランジスタ QH1、 QL2をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。この ようなゲート信号の生成により、モータ 1を構成するモータコイル Lには、 Hブリッジ回 路 21を介して、図 5 (b)に示す経路で駆動電流が流され、モータ 1が逆転駆動される 形となる。
[0062] 上記の両動作モードが選択される場合、上側トランジスタ QH1、 QH2については、 PWM信号生成回路 23から入力される PWM信号に応じて、そのオンデューティが 制御される。このような PWM駆動により、モータコイル Lに対する駆動電流のチヤ一 ジとデイスチャージが繰り返され、その駆動電圧制御が行われる。
[0063] 従って、本実施形態のモータ駆動装置であれば、電源電圧 Vccに依ることなぐュ 一ザの設定する制御電圧 Vrefに応じて、モータコイル Lの一端に印加する駆動電圧 (延 、てはモータコイル Lに流れる駆動電流）を所望値に制御することが可能となる。
[0064] なお、動作モード制御信号 FIN、 RINが!、ずれもハイレベルである場合、制御回路 22は、モータ 1を「ブレーキモード」とすべぐトランジスタ QL1、 QL2をオンとし、トラ ンジスタ QH1、 QH2をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲ ート信号の生成により、モータ 1を構成するモータコイル Lからは、 Hブリッジ回路 21 を介して、図 5 (c)に示す経路で接地端子に駆動電流が引き抜かれ、モータ 1がブレ ーキされる形となる。 [0065] また、動作モード制御信号 FIN、 RINが 、ずれもローレベルである場合、制御回路 22は、モータ 1を「空転モード」とすべぐトランジスタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2を全 てオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により 、 Hブリッジ回路 21には、モータ 1を構成するモータコイル Lの逆起電力に応じて、図 5 (c)に示す経路で電流が流れ、モータ 1が空転される形となる。
[0066] 上記したように、本実施形態のモータ駆動装置であれば、外部入力される制御電 圧 Vrefに応じてモータコイル Lの一端に印加する駆動電圧 (延 、てはモータコイル L に流れる駆動電流）を容易かつ広範囲に可変制御することができるので、装置の電 源電圧範囲を有効活用することが可能となる。
[0067] また、 Hブリッジ回路 21のスィッチ素子を PWM駆動することにより、モータコイル L の一端に印加する駆動電圧を所望値に制御する構成であれば、 PWM制御時のォ フ期間において、モータ 1からの回生電流を利用することができるので、当該オフ期 間に電源供給を遮断して装置の省電力化を図ることが可能となる。
[0068] さらに、本実施形態のモータ駆動装置であれば、 Hブリッジ回路 21のスィッチ素子 として、電界効果トランジスタを用いているので、バイポーラトランジスタを用いた従来 構成に比べて、そのオン Zオフ制御に対する応答性を高めることが可能となる。ただ し、スィッチ素子としてバイポーラトランジスタを用いても、上記本発明の効果を奏す ることは可能であり、電界効果トランジスタの使用が必須の構成要件というわけではな い。
[0069] なお、上記の実施形態では、単相の DCモータを駆動対象とした構成を例に挙げて 説明を行った力 本発明の構成はこれに限定されるものではなぐその他のモータ（ ボイスコイルモータやステッピングモータなど）を駆動対象とするモータ駆動装置にも 広く適用することが可能である。
[0070] また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種 々の変更をカ卩えることが可能である。
[0071] 例えば、上記の実施形態では、 Hブリッジ回路 21を構成するスィッチ素子のうち、 上側トランジスタ QH1、 QH2を PWM駆動する構成を例に挙げて説明を行ったが、 本発明の構成はこれに限定されるものではなぐ下側トランジスタ QL1、 QL2を PW M駆動する構成としても構わな 、。
[0072] また、上記の実施形態では、 PWM信号生成回路 23にお 、て、電源電圧 Vcc及び 制御電圧 Vrefを各々分圧して第 1分圧電圧 VH及び第 2分圧電圧 VRを生成し、こ れらの分圧電圧を用いて PWM信号を生成する構成を例に挙げて説明を行ったが、 本発明の構成はこれに限定されるものではなぐ電源 'GND間でフルスイング駆動が 可能な PWMコンパレータ PCMPを用いるのであれば、図 6に示すように、第 1分圧 電圧 VH及び第 2分圧電圧 VRに代えて、電源電圧 Vcc及び制御電圧 Vrefを直接用 いる構成としても構わない。
Figure imgf000015_0001
構成要素ではなぐ図 6に示すように、これを除いた構成としても構わない。
[0073] また、上記の実施形態では、 Hブリッジ回路 21の上側スィッチ素子として、 Pチヤネ ル電界効果トランジスタ QH1、 QH2を用いた構成を例に挙げて説明を行った力 本 発明の構成はこれに限定されるものではなぐ図 7 (a)、（b)に示すように、上記の上 側スィッチ素子として、 Nチャネル電界効果トランジスタ QH1 '、 QH2'を用いても構 わない。その際、トランジスタ QH1，、 QH2，のゲート電圧を生成する手段としては、 図 7 (a)に示すように、電源電圧 Vccを昇圧するチャージポンプ回路 24を用いてもよ V、し、図 7 (b)に示すように、ダイオード D1，〜D2，及びコンデンサ C1，〜C2，を用い ることにより、トランジスタ QH1，、 QH2，のゲート電圧を各々のソース電圧に対してブ 一トストラップするブートストラップ出力段 22aを用いてもょ 、。
[0074] また、上記の実施形態では、発振回路 OSCにおいて、アナログ的に所望の発振電 圧 Voscを生成する構成を例示して説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定さ れるものではなぐディジタル的に所望の発振電圧 Voscを生成する構成としても構わ ない。
[0075] 図 8は、発振器 OSCの一変形例を示すブロック図であり、図 9は、発振器 OSCの一 動作例を示す波形図である。
[0076] なお、図 9上段の実線は、第 1分圧電圧 VHとして電圧 Vaが入力された場合の発振 電圧 Voscを「Vosc」と符号して示すものであり、図 9上段の破線は、第 1分圧電圧 V Hとして電圧 Vb ( >Va)が入力された場合の発振電圧 Voscを「Vosc'」と符号して示 すものである。また、図 9下段には、上記各場合に生成される PWM信号を各々「PW M」、「PWM'」と符号して示している。
[0077] 図 8に示すように、本変形例の発振器 OSCは、クロック信号 CLKをカウントするフリ 一ランのカウンタ CTと、カウンタ CTのカウント値をアナログ電圧に変換する nビットの ディジタル Zアナログ変換器 DAC (例えば、 6ビットの R— 2R回路）と、を有して成り、 ディジタル Zアナログ変換器 DACの出力を発振電圧 Voscとして後段の PWMコン パレータ PCMPに送出する構成とされて 、る。
[0078] なお、ディジタル Zアナログ変換器 D ACには、正電源電圧（発振電圧 Voscの上限 設定電圧に相当）として、第 1分圧電圧 VHが印加されており、また、負電源電圧 (発 振電圧 Voscの下限設定電圧に相当）として、基準電圧 VLが印加されている。
[0079] 上記構成から成る発振器 OSCで生成される発振電圧 Voscは、図 9上段に示すよう に、カウンタ CTのカウント毎に、基準電圧 VLから第 1分圧電圧 VHに至るまで n段階 で電圧レベルが上昇された後、次のカウントで再び電圧レベルが基準電圧 VLに戻さ れ、以後も、上記の状態遷移を繰り返すノコギリ波状となる。
[0080] すなわち、発振電圧 Voscの上限値は第 1分圧電圧 VHに応じて可変的に設定され 、下限値は所定の基準電圧 VLに応じて固定的に設定される形となる。また、発振電 圧 Voscの発振周期（発振周波数）は、クロック信号 CLKの発振周波数とディジタル Zアナログ変 DACのビット分解能に応じて決定されるため、図 9下段に示すよう に、第 1分圧電圧 VH (延いては電源電圧 Vcc)に依らず、一定に保たれる形となる。
[0081] このように、本変形例の発振器 OSCであれば、図 2の構成に比べて、発振電圧 Vo scの発振周期をより容易かつ高精度に制御することが可能となる。特に、クロック信 号 CLKを外部入力する構成とすれば、複数のモータの駆動制御を行うに際して、各 々の同期を取りやすくなる。
[0082] また、電源電圧 Vccに依らない所定の振幅を有する発振電圧 Voscと外部入力され る制御電圧 Vrefとを単純に比較することで PWM信号を生成し、これを用いてスイツ チ素子の PWM駆動を行う構成も考えられるが、当該構成を採用した場合には、ユー ザ自身が電源電圧 Vccと所望の駆動電圧との相関関係を考慮して PWM信号のデ ユーティを予め算出しておき、その算出結果に応じた制御電圧 Vrefを入力しなけれ ばならなくなる。一方、上記実施形態の構成であれば、ユーザは所望の駆動電圧値 と同値の制御電圧 Vrefを入力するだけで足りる。そのため、ユーザの負担軽減を鑑 みれば、上記実施形態の構成を採用することが望ま 、。
[0083] また、動作モード制御信号 FIN、 RIN自体を PWM制御し、これを用いてスィッチ素 子の PWM駆動を行う構成も考えられる力 当該構成を採用した場合には、マイコン のファームウェア更新など、動作モード制御信号 FIN、 RINの生成手段を変更せね ばならず、ユーザにシステムの大幅な改変を強いる結果となる。一方、上記実施形態 の構成であれば、ユーザは、モータ駆動装置のみを本実施形態のものに置き換え、 動作モード制御信号 FIN、 RINについては、従前同様の信号を入力するだけで足り る。そのため、システムの大幅な改変回避を鑑みれば、上記実施形態の構成を採用 することが望ましい。
産業上の利用可能性
[0084] 本発明は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置、及び、これを用いた電気機器 において、モータの回転速度を容易かつ広範囲に設定する上で有用な技術である。

Claims

請求の範囲
[1] モータを構成するモータコイルに対して Hブリッジ型に接続された 4つのスィッチ素 子を有して成る Hブリッジ回路と；前記スィッチ素子のオン Zオフ制御を行う制御回路 と；前記 Hブリッジ回路を介して前記モータコイルの一端若しくは他端に印加される電 源電圧と、装置外部力 入力される制御電圧との比に応じたデューティの PWM信号 を生成する PWM信号生成回路と;を有して成り、前記制御回路は、装置外部から入 力される動作モード制御信号に応じてオンすべきスィッチ素子を選択するとともに、 前記 PWM信号に応じてそのオンデューティを制御することを特徴とするモータ駆動 装置。
[2] 前記 PWM信号生成回路は、前記電源電圧を所定比で分圧して第 1分圧電圧を生 成する第 1分圧器と;前記制御電圧を前記所定比で分圧して第 2分圧電圧を生成す る第 2分圧器と;その発振周波数が一定であり、かつ、その振幅が第 1分圧電圧に応 じて変化するノコギリ波状或いは三角波状の発振電圧を生成する発振器と;第 2分圧 電圧と前記発振電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する PWMコンパレータ と；を有して成り、前記 PWMコンパレータの出力信号を前記 PWM信号として前記制 御回路に送出することを特徴とする請求項 1に記載のモータ駆動装置。
[3] 前記発振器は、その端子電圧が前記発振電圧として引き出されるコンデンサと;前 記コンデンサに対して第 1分圧電圧に比例した充電電流を供給する手段と;第 1分圧 電圧と前記コンデンサの端子電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第 1コ ンパレータと;前記コンデンサの端子電圧と所定の基準電圧との高低に応じてその出 力論理が変遷する第 2コンパレータと;第 1コンパレータの出力信号がセット入力され 、第 2コンパレータの出力信号がリセット入力される RSフリップフロップと；前記コンデ ンサの一端と接地端との間に接続され、前記 RSフリップフロップの出力信号に応じて オン Zオフ制御される放電スィッチと；を有して成ることを特徴とする請求項 2に記載 のモータ駆動装置。
[4] 前記発振器は、クロック信号をカウントするカウンタと、前記カウンタのカウント値をァ ナログ電圧に変換するディジタル Zアナログ変換器と、を有して成り、前記ディジタル Zアナログ変換器の出力を前記発振電圧として送出する構成であって、かつ、前記 ディジタル Zアナログ変換器には、正電源電圧として第 l分圧電圧が印加されており 、また、負電源電圧として所定の基準電圧が印加されていることを特徴とする請求項
2に記載のモータ駆動装置。
モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆動装置と、を有して成る電気機器 であって、前記モータ駆動装置として、請求項 1〜請求項 4のいずれかに記載のモー タ駆動装置を有して成ることを特徴とする電気機器。
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