DE60311681T2

DE60311681T2 - Leistungsverstärkungsvorrichtung

Info

Publication number: DE60311681T2
Application number: DE60311681T
Authority: DE
Inventors: Takuya Osaka-shi ISHII; Masaharu Asahi-ku Yokohama-shi IKEDA; Hiroki Hirakata-shi AKASHI
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2002-11-15
Filing date: 2003-11-06
Publication date: 2007-11-22
Anticipated expiration: 2023-11-07
Also published as: DE60311681D1; US20060132231A1; WO2004047287A1; CN100433548C; AU2003277573A1; CN1711678A; EP1578011A1; US7239200B2; EP1578011A4; EP1578011B1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungsverstärker, der die Leistung eines Wechselspannungseingangssignals verstärkt, das von einem akustischen Signal kommt, um es an einen elektroakustischen Wandler wie einen Lautsprecher zu liefern. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Kompensationsmethode für Betriebsspannungsschwankungen in einem Leistungsverstärker mit einem Klasse D-Verstärker für ein Wechselspannungseingangssignal.
Hintergrund
Um einen akustischen Lautsprecher anzusteuern, wird üblicherweise ein linearer Leistungsverstärker der Klasse A, B oder der Klasse AB verwendet, der einen einfachen Aufbau hat. In solchen linearen Leistungsverstärkern ist die Verlustleistung des Leistungsverstärkers selbst aufgrund des Arbeitsprinzips hoch, und die durch die Leistungsaufnahme des Verstärkers selbst erzeugte Wärme nimmt mit der Erhöhung der Ausgangsleistung zu. Aus diesem Grunde besteht der Nachteil, dass eine große Kühlfläche erforderlich ist, um die Wärme abzuführen. Deshalb werden bei Leistungsverstärkern höherer Leistung Klasse D-Verstärker benutzt.
Bei einem Leistungsverstärker mit Klasse D-Verstärkung wird ein Ausgangsleistungsschalter, dem eine positive Betriebsspannung, eine Betriebsspannung von Null oder eine negative Betriebsspannung zugeführt wird, ein- oder ausgeschaltet, um diese geschaltete Spannung den Ausgangsanschlüssen zuzuführen. Ein nicht hörbares hochfrequentes Leistungsband wird durch ein Leistungs-Tiefpassfilter (LPF) entfernt, das zwischen den Ausgangsanschlüssen und einer Last angeordnet ist, um der Last nur das hörbare Leistungsband zuzuführen. Im eingeschalteten Zustand der Schalter ist die Spannung zwischen den Ausgangsanschlüssen gering, obwohl ein Strom fließt. Im ausgeschalteten Zustand der schalter ist der fließende Strom im wesentlichen gleich Null, obwohl eine Span nung zugeführt wird. Aus diesem Grunde ist die Leistungsaufnahme, die das Produkt aus Spannung und Strom ist, der Schalter selbst gering.
In solchen Leistungsverstärkern schwankt das Wechselspannungsausgangssignal Vo aufgrund der Variation der Betriebsspannung. Um dieses Problem zu lösen, ist zum Beispiel eine Technik bekannt (siehe zum Beispiel Patentdokument 1), bei der eine Amplitude Et einer Dreieckswelle Vt für die Impulsbreitenmodulation eines Treiberimpulses zum Ein- und Ausschalten eines Leistungsschalters ins Verhältnis zu einer Betriebsspannung Vc gesetzt wird. Als weiterer Stand der Technik existieren Patentdokumente 2, 3 und 4.
Die Technik eines Leistungsverstärkers mit Klasse D-Verstärkung ist in 6A gezeigt. Ein Leistungsverstärker zur Ansteuerung von Lasten enthält vier Schalter in Vollbrückenschaltung (H-shaped bridge configuration), einer sogenannten Brückenlast (nachfolgend als BTL bezeichnet), und ist allgemein bekannt. Der Aufbau und die Arbeitsweise des Leistungsverstärkers nach 6A wird nachfolgend kurz beschrieben.
Ein erster Schalterkreis 11, dem eine Spannung Vc einer Gleichspannungsquelle 10 zugeführt wird, besteht aus einem ersten Hochseiten-Schalter 111 und einem ersten Niedrigseiten-Schalter 112, die aus n-Kanal-MOSFETs sind. In ähnlicher Weise ist ein zweiter Schalterkreis 12 vorgesehen, der aus einem zweiten Hochseiten-Schalter 121 und einem zweiten Niedrigseiten-Schalter 122 besteht, hier handelt es sich um n-Kanal-MOSFETs. Ein Ausgangsanschluss des ersten Schalterkreises 11, d.h. ein Verbindungspunkt zwischen dem ersten Hochseiten-Schalter 111 und dem ersten Niedrigseiten-Schalter 112, ist als Anschluss X definiert, während ein Ausgangsanschluss des zweiten Schalterkreises 12, d.h. ein Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Hochseiten-Schalter 121 und dem zweiten Niedrigseiten-Schalter 122, als Anschluss Y definiert ist. Eine Serienschaltung einer Induktivität 13 und einer Last 14 ist zwischen die Anschlüsse X und Y geschaltet.
Eine Steuereinrichtung 150 steuert den ersten Schalterkreis 11 und den zweiten Schalterkreis 12 und enthält eine Impulsbreitenmodulationsschaltung (PWM) 40, einen ersten Treiberkreis 51 und einen zweiten Treiberkreis 52. Eine Signalquelle 16 gibt ein Wechselspannungseingangssignal Vi ab.
Die PWM-Schaltung 40 konvertiert die Amplitude eines Wechselspannungseingangssignals Vi in eine Impulsbreite. Ein Komparator 41 vergleicht eine Dreieckswelle Vt, die durch einen Dreieckswellengenerator 30 erzeugt wird, mit dem Wechselspannungseingangssignal Vi, um das Ergebnis als Signal M1 auszugeben. Ein Inverter 42A invertiert das Signal M1, um ein Signal M2 auszugeben.
Die erste Treiberschaltung 51 enthält einen Verstärker 511, dem das Signal M1 zugeführt wird, um den ersten Hochseiten-Schalter 111 anzusteuern, und einen Inverterverstärker 512, dem das Signal M1 zugeführt wird, um den ersten Niedrigseiten-Schalter 112 anzusteuern. Die zweite Treiberschaltung 52 enthält einen Verstärker 521, dem das Signal M2 zugeführt wird, um den zweiten Hochseiten-Schalter 121 anzusteuern, und einen Inverterverstärker 522, dem das Signal M2 zugeführt wird, um den zweiten Niedrigseiten-Schalter 122 anzusteuern.
6B ist ein Zeitdiagramm eines konventionellen Leistungsverstärkers, der in der vorbeschriebenen Art aufgebaut ist.
Wie 6B zeigt, nimmt eine Dreieckswelle Vt zwischen den Spannungen ±Et mit der Amplitude Et in einem Zyklus T zu und ab. Der Zyklus T ist deutlich kürzer eingestellt als die Änderung des Wechselspannungseingangssignals Vi. Die Dreieckswelle Vt und das Wechselspannungseingangssignal Vi werden durch den Komparator 41 miteinander verglichen. Ein Inverter 42 invertiert das Ausgangssignal M1 des Komparators 41 und erzeugt ein Signal M2. Das Signal M1 geht auf einen hohen Pegel (H), wenn der Augenblickswert der Dreieckswelle Vt niedriger ist als der Augenblickswert der Eingangswechselspannung Vi, d.h. Vt (t) < Vi (t). Das Tastverhältnis δ des Zeitraums, in dem das Signal M1 auf dem H-Pegel liegt, zum Gesamtzyklus T wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: δ = (1 + Vi/Et)/2 (1)
Der erste Hochseiten-Schalter 111 wird ein- oder ausgeschaltet, abhängig von dem Signal M1, und der erste Niedrigseiten-Schalter 112 wird abhängig von dem invertierten Signal des Signals M1 ein- oder ausgeschaltet. Insbesondere werden der erste Hochseiten-Schalter 111 und der erste Niedrigseiten-Schalter 112 im ersten Schalterkreis 11 abwechselnd ein- oder ausgeschaltet. Andererseits wird der zweite Hochseiten-Schalter 121 abhängig vom Signal M2 ein- oder ausgeschaltet, und der zweite Niedrigseiten-Schalter 122 wird abhängig von dem invertierten Signal des Signals M2 ein- oder ausgeschaltet. Insbesondere werden der zweite Hochseiten-Schalter 121 und der zweite Niedrigseiten-Schalter 122 des zweiten Schalterkreises 12 entgegengesetzt zu denen des ersten Schalterkreises 11 ein- bzw. ausgeschaltet.
In dem Zeitraum also, in dem das Signal M1 den H-Pegel hat, weist der Anschluss X die Spannung Vc auf, die die Spannung an einem Ende der Gleichspannungsquelle 10 ist, während der Anschluss Y die Spannung Null, d.h. null Potential, hat, die eine Spannung am anderen Anschluss der Gleichspannungsquelle 10 ist. In dem Zeitraum, in dem das Signal M1 den L-Pegel hat, weist der Anschluss X null Potential und der Anschluss Y das Potential der Gleichspannungsquelle Vc auf. Der oben beschriebene Schaltvorgang wird im Zyklus T der Dreieckswelle Vt wiederholt. Der Zyklus T wird ausreichend kurz gegenüber der Variation der Eingangswechselspannung Vi eingestellt und kann vernachlässigt werden. Somit kann ein mittleres Potential Vx einer am Anschluss X erzeugten Impulsspannung und ein mittleres Potential Vy am anderen Anschluss Y durch Benutzung des Tastverhältnisses δ des Signals M1 ausgedrückt werden, und es ergibt sich folgende Gleichung: Vx = δVc Vy = (1 – δ)Vc
Eine Glättungsfunktion wird durch die Induktivität 13 ausgeübt und erzeugt eine Differenzspannung zwischen der mittleren Spannung Vx und der mittleren Spannung Vy über den Anschlüssen der Last 14. Eine Spannung über den Anschlüssen, d.h. das Wechselspannungsausgangssignal Vo, wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Vo = Vx – Vy = (2δ – 1)Vc (2)
Gleichung (1) wird in die Gleichung (2) eingesetzt, und man erhält Vo = (Vc/Et)δVi (3)
Insbesondere ist das Wechselspannungsausgangssignal Vo gleich einer Spannung, die durch Verstärkung (Vc/Et) des Wechselspannungseingangssignals Vi erhalten wird.
In dieser Weise wird das Wechselspannungseingangssignal Vi mit der konventionellen Technik nach den 6A und 6B in der Impulsbreite durch die PWM-Schaltung moduliert und durch einen Ausgangsabschnitt des BTL verstärkt, was zu einer Gesamtverstärkung (Vc/Et) führt. Der Wert Et in der Gleichung (3) ist die Modulationsempfindlichkeit einer Impulsmodulationseinheit im Verhältnis zu einem Teil der PWM-Schaltung 40, und der Wert Vc ist ein Verstärkungselement des BTL-Ausgangsabschnitts.
Eine Welligkeit, die durch einen Ausgangsinnenwiderstand verursacht wird, wenn der Last 14 ein hoher Strom zugeführt wird, oder eine Welligkeit, die nach Gleichrichtung einer Netzspannung bleibt, ist der Spannung Vc der Gleichspannungsquelle 10 überlagert. Um diese Welligkeitsvariation oder Welligkeitskomponente zu reduzieren, muss die Schaltungsdimensionierung (circuit-scale) geändert oder der Leistungsverlust erhöht werden. In dem Aufbau des Leistungsverstärkers nach 6A ändert sich der Verstärkungsfaktor (Vc/Et) entsprechend der Variation von Vc, um die Pegelvariation oder Verzerrung des Wechselspannungsausgangssignals Vo zu erhöhen.
Für eine Verbesserung der Variation des Wechselspannungsausgangssignals Vo, die durch die Variation der Betriebsspannung entsteht, wird zum Beispiel im Patentdokument 1 eine Technik vorgeschlagen, bei der die Amplitude Et der Dreieckswelle Vt zur Betriebsspannung Vc ins Verhältnis gesetzt wird. 7A zeigt einen Dreieckswellengenerator, wie er im Patentdokument 1 beschrieben ist, sowie eine Betriebswellenform der Schaltungsanordnung.
Der Aufbau und der Betrieb des Dreieckswellengenerators nach 7A wird nachfolgend beschrieben. In 7A ist der Anschluss A1 ein Anschluss, dem eine Betriebsgleichspannung Vc zugeführt wird, und der an einen Widerstand R1 angeschlossen ist. Das alphabetische Symbol ADD bezeichnet einen Operationsverstärker, an den ein Widerstand R2 und ein Widerstand R3 angeschlossen sind, um die Arbeitsweise eines Inverterverstärkers darzustellen. Die alphabetischen Symbole Cx und Cy bezeichnen Komparatoren. Das alphabetische Symbol FF bezeichnet ein Flip-Flop. Das alphabetische Symbol INT bezeichnet einen Operationsverstärker, an den ein Widerstand R0 und ein Kondensator CO angeschlossen sind zur Darstellung der Arbeitsweise eines Analogintegrators. Das Ausgangssignal vom Analogintegrator INT ist die Dreieckswelle Vt.
Die Verstärkung des Operationsverstärkers ADD ist ausreichend groß und eine Gegenkopplung wird durch den Widerstand R3 erreicht, so dass auf diese Weise der Operationsverstärker ADD derart arbeitet, dass zwischen den positiven und negativen Eingangsanschlüssen kaum eine Potentialdifferenz auftritt. Das Potential am Verbindungspunkt G zwischen dem Widerstand R2 und dem Widerstand R3 ist also ein Null Potential. Aus diesem Grunde ist ein Potential Va2 am Verbindungspunkt A2 zwischen dem Widerstand R1 und dem Widerstand R2 gleich einem Potential, das durch Teilen der Betriebsgleichspannung Vc durch die Widerstände R1 und R2 erzielt wird; dies wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Va2 = Vc·R2/(R1 + R2) (4)
Sind die Widerstandswerte des Widerstandes R2 und des Widerstandes R3 gleich, so ist ein Potential Va3 am Ausgangsanschluss A3 des Operationsverstärkers ADD ein Potential, das durch Invertieren des Potentials am Verbindungspunkt A2 erreicht wird, was durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird: Va3 = –Va2 = –Vc·R2/(R1 + R2) (5)
Andererseits wird durch den Operationsverstärker INT das Flip-Flop FF gesetzt. Wie durch die gestrichelte Linie in 7B gezeigt, wird die Spannung Vf integ riert, wenn eine Ausgangsspannung Q (Spannung am Verbindungspunkt A4) gleich einer positiven vorbestimmten Spannung (Vf) ist. Als Ergebnis nimmt das Ausgangssignal Vt linear ab. Wenn andererseits das Flip-Flop FF zurückgestellt ist und am Verbindungspunkt A4 eine negative vorbestimmte Spannung (–Vf) anliegt, nimmt das Ausgangssignal Vt linear zu. Es wird in diesem Fall bemerkt, dass, wenn das Ausgangssignal Vt gleich der Spannung (Va2) am Verbindungspunkt A2 ist, das Flip-Flop FF durch den Komparator Cx gesetzt wird. Ist das Ausgangssignal Vt gleich der Spannung (–Va2) am Verbindungspunkt A3, wird das Flip-Flop FF durch den Komparator Cy zurückgestellt. Somit ist die Ausgangsspannung Vt eine Dreieckswelle, die zwischen den Spannungen ±Va2 variiert. Wie in den Gleichungen (4) und (5) ausgedrückt, ist die Amplitude der Dreieckswelle proportional zu der Betriebsspannung Vc.
Die Spannung Et der Gleichung (3) ist gleich der Spannung Va2, ausgedrückt durch die Gleichungen (4) und (5). Somit werden die Spannungen Va2 der Gleichung (4) und der Gleichung (5) der Spannung Et der Gleichung (3) zugeordnet, um die folgende Gleichung zu erhalten: Vo = (Vc/Va2)·Vi = (1 + R1/R2)·Vi (6)
Wird die Amplitude der Dreieckwelle Vt proportional zur Betriebsspannung Vc gemacht, wird in dieser Weise der Verstärkungsfaktor des Klasse D-Leistungsverstärkers konstant, ohne durch die Betriebsspannung Vc beeinflusst zu werden.
Patentdokumente:

Patentdokument 1: JP 54-80657 A (siehe 4)
Patentdokument 2: JP 60-190010 A
Patentdokument 3: JP 2002-64983 A
Patentdokument 4: JP 61-39708 A
Patentdokument 5: JP 3-159409 A

Offenbarung der Erfindung
(Durch die Erfindung zu lösendes Problem)
Wie oben beschrieben wurde, wird in dem Leistungsverstärker mit konventioneller Klasse D-Verstärkung des Aufbaus nach 7A eine Änderung der Verstärkung durch die Spannung Vc der BTL-Ausgangseinheit kompensiert durch die Amplitude der Dreieckwelle Vt, die die Verstärkung der Impulsmodulationseinheit bestimmt. Insbesondere wird die Amplitude der Dreieckswelle Vt ins Verhältnis gesetzt zu der Betriebsspannung Vc, so dass die Verstärkung des Leistungsverstärkers konstant wird, ohne durch die Betriebsspannung Vc beeinflusst zu werden.
Andererseits besteht ein anderes Verfahren zur Benutzung der Gleichung (3), das von dem Verfahren bei den Objekten des Standes der Technik abweicht. Dieses Verfahren schenkt der Tatsache Beachtung, dass das Wechselspannungsausgangssignal Vo proportional zur Betriebsspannung Vc ist und die Tatsache für die Lautstärkeregelung oder dergleichen nutzt. Wird eine Lautstärke verringert, so wird im allgemeinen die folgende Messung benutzt. D.h., die Amplitude des Wechselspannungseingangssignals Vi oder die Modulationsempfindlichkeit der Impulsmodulationseinheit wird reduziert.
In diesem Fall jedoch wird zum Ersten die Impulsmodulation schmal und ein Signal-Stör-Verhältnis nimmt ab, oder eine Auflösung nimmt ab in einem digitalen System. Zum Zweiten nehmen die Schaltverluste nicht ab, obwohl der Ausgangspegel abnimmt, da die Schaltverluste in Klasse D-Verstärkern von der An zahl der Schaltvorgänge abhängen. Somit kann der Wirkungsgrad der Leistungswandlung nicht verbessert werden, wenn die Ausgangsleistung verringert wird.
Als drittes Problem tritt, die Lautstärke ausgenommen, folgendes Problem auf. Wird eine Last gespeist, die Energie speichert und abgibt, d.h. ein Motor, ein elektrodynamischer Lautsprecher, ein piezoelektrisches Betätigungsglied, eine Induktionsspule oder dergleichen, fließt die Entladungsenergie (regeneriert) in umgekehrter Richtung vom Ausgangskreis des Klasse D-Verstärkers zur Stromversorgung. Aus diesem Grunde wird die Stabilisierungsregelung der Stromver sorgungseinheit gestört, oder die Leistungsaufnahme erhöht sich aufgrund des Vorhandenseins der zurückgeführten Leistung.
Das durch die Anmeldung zu lösende Problem besteht darin, eine schnelle Variation zu unterdrücken, d.h. eine Verzerrung eines Ausgangspegels durch Variation der Stromversorgungsspannung, was ein Problem bei dem Stand der Technik war, während das erste und das zweite Problem durch Betrieb der Stromversorgung gelöst werden, außerdem soll der Einfluss der zurückgeführten Leistung (drittes Problem) verbessert werden.
In dem konventionellen Leistungsverstärker nach 6A ist insbesondere das Wechselspannungsausgangssignal Vo, ausgedrückt durch die Gleichung (3), proportional zu einem Produkt der Betriebsspannung Vc und dem Wechselspannungseingangssignal Vi. Ist zum Beispiel die Last 14 ein Lautsprecher, ist es zum Verringern der Lautstärke des Lautsprechers, d.h. zwecks Erniedrigung des Wechselspannungsausgangssignals Vo, notwendig, die Betriebsspannung Vc oder das Wechselspannungseingangssignal Vi zu erniedrigen. Unter Berücksichtigung beider Fälle ist der Leistungsverbrauch niedriger, wenn die Betriebsspannung Vc erniedrigt wird. Das kommt daher, dass, wenn das Wechselspannungseingangssignal Vi erniedrigt wird, nur das Tastverhältnis δ etwa den Wert von 50 % annimmt, wird jedoch die Betriebsspannung Vc erniedrigt, so nimmt die Spannung, die der Serienschaltung der Induktivität 13 und der Last 14 zugeführt wird, ab, und der Effektivwert des fließenden Stroms nimmt ebenfalls ab. Diese Tendenz ist noch auffälliger, wenn die Last 14 kapazitiv ist wie im Fall eines piezoelektrischen Lautsprechers, wenn sie induktiv ist wie im Fall einer Induktivität oder bei einem elektromechanischen Wandlersystem wie einem Lautsprecher oder einem Motor. Dies wird nachfolgend beschrieben.
Wird zum Beispiel die Gleichspannungsstromversorgung 10 des konventionellen Leistungsverstärkers nach 6A durch einen Aufwärtskonverter 100 dargestellt, d.h., wenn die Spannung der Batterie durch den Aufwärtskonverter 100 erhöht wird, um am Ausgang die Betriebsspannung Vc zu liefern, enthält die Betriebsspannung Vc eine Welligkeitsspannung, die das Wechselspannungsausgangssignal Vo stört.
Der Aufwärtskonverter 100 enthält eine Induktivität 102, der Spannung von einer Batterie 101 zugeführt wird, einen Schalter 103, eine Diode 104, einen Kondensator 105 und eine Steuereinrichtung 106. Die Betriebsspannung Vc wird über einen Teiler, bestehend aus einem variablen Widerstandspaar 107, gemessen. Das Ein-Aus-Verhältnis des Schalters 103 wird gesteuert, um die festgestellten Spannungen zu stabilisieren. Somit kann der Aufwärtskonverter 100 eine Ausgangsspannung vom Kondensator 105 steuern, d.h., die Betriebsspannung Vc über das variable Widerstandspaar 107. In dem Klasse D-Leistungsverstärker mit einem solchen Aufbau wird zwecks Beschreibung die Last 14 als kapazitive Last betrachtet und der elektrostatische Kondensator wird mit Co bezeichnet.
Der Klasse D-Leistungsverstärker wie in 8 gezeigt, weist Wellenformen auf, die in den 9A bis 9C gezeigt sind. In 9A wird eine Sinusspannung mit einer Amplitude Eo als Wechselspannungsausgangssignal Vo wie folgt ausgedrückt: Vo = Eo·sin [ωt]
Zu diesem Zeitpunkt beträgt der durch die Last 14 fließende mittlere Strom Io, wie in 9B gezeigt, den Wert Io = Co·dVo/dt = ω·Co·Eo·cos [ωt]
Wenn der Strom Io in einem Schalterkreis in Vollbrückenschaltung fließt, ist der durch die Stromversorgung gelieferte Strom Ic wie in 9C gezeigt. In dem Kondensator 105 fließt nicht nur ein Entladestrom, sondern auch ein Ladestrom derselben Größe wie der des Entladestroms. Der Aufwärtskonverter 100 kann den Entladestrom vom Kondensator 105 als Ausgangsstrom führen, er kann jedoch nicht den Entladestrom verkraften, der bei einer Erhöhung der Betriebsspannung Vc auftritt. Als Ergebnis ist eine Welligkeitsspannung in der Betriebsspannung Vc aufgrund der regenerierten Leistung enthalten, die das Wechselspannungsausgangssignal Vo verzerrt.
Als Technik zur Kompensation der Variation des Wechselspannungsausgangssignals Vo, die durch die Variation der Betriebsspannung Vc entsteht, ist zusätz lich zum Patentdokument 1, wie offenbart in der Publikation des Patentdokumentes 2 oder des Patentdokumentes 3, ein Verfahren bekannt, bei dem die Amplitude der Dreieckswelle abhängig von der Variation der Betriebsspannung verändert wird. Auf jeden Fall wird die Amplitude der Dreieckswelle in Proportion zu der Spannung der Betriebsspannung gesetzt.
Im Patentdokument 4 oder im Patentdokument 5 wird die Variation der Betriebsspannung nicht nur zur Amplitude der Dreieckswelle zurückgeführt, sondern auch zur Einstellung der Impulsbreite eines Impulssignals verwendet. Diese Dokumente offenbaren jedoch nicht eine Funktion, die die Betriebsspannung für die Lautstärkeregelung verwendet.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Leistungsverstärker vorzuschlagen, der die Welligkeit, die eine schnelle Variation in der Betriebsspannung Vc ist und die eine Verzerrung des Wechselspannungsausgangssignals zur Folge hat, kompensiert. Insbesondere, wenn eine Leistung generierende Last angesteuert wird, erreicht der Leistungsverstärker eine Welligkeitskompensation in der Betriebsspannung, die durch die regenerierte Leistung erzeugt wird, ohne Erhöhung der Leistungsaufnahme des Leistungsverstärkers. Zusätzlich steuert der Leistungsverstärker die Betriebsspannung, um eine Lautstärkeregelung ohne Leistungsverlust durchzuführen.
Lösungsverfahren
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Leistungsverstärker vorgeschlagen mit einer Schaltereinheit, der eine Betriebsspannung (Vc) zugeführt wird und die eine Serienschaltung aus einem Hochseiten-Schalter und einem Niedrigseiten-Schalter enthält, und mit einer Steuereinrichtung, die die Schaltereinheit entsprechend dem Wechselspannungseingangssignal (Vi) in einem Zyklus von vorbestimmten Ein/Aus-Perioden ansteuert, um eine an einen Verbindungspunkt zwischen dem Hochseiten-Schalter und dem Niedrigseiten-Schalter angeschlossene Last zu speisen, bei der die Steuereinrichtung folgende Einheiten enthält: eine Impulsmodulationseinheit, der das Wechselspannungseingangssignal (Vi) zugeführt wird und die hieraus ein Impulssignal bei einer vorbestimmten Modulationsempfindlichkeit erzeugt und dieses ausgibt, wobei die Modulationsempfindlichkeit eine Spannung ist, die eine Amplitudenreferenz des Impulssignals darstellt, eine Recheneinheit, die eine Gleichspannungskomponente (Ec) aus der Betriebsspannung (Vc) erkennt und die Modulationsempfindlichkeit mit einem Verhältnis (Vc/Ec) der Betriebsspannung (Vc) zu der Gleichspannungskomponente (Ec) multipliziert oder das Wechselspannungseingangssignal (Vi) mit einem Verhältnis (Ec/Vc) der Gleichspannungskomponente (Ec) zu der Betriebsspannung (Vc) multipliziert, und eine Treiberstufe, die die Schaltereinheit auf der Basis des Impulssignals ansteuert.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Leistungsverstärker vorgeschlagen, bei dem ein Schalter durch ein Impulssignal angesteuert wird, das durch Modulation eines Wechselstromeingangssignals bei einer Modulationsempfindlichkeit erzeugt wird, wobei die Modulationsempfindlichkeit eine Spannung ist, die eine Amplitudenreferenz des Impulssignals bildet, multipliziert mit dem Verhältnis (Vc/Ec) der Betriebsspannung (Vc) zu der Gleichspannungskomponente (Ec) der zugeführten Betriebsspannung (Vc).
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Leistungsverstärker vorgeschlagen, bei dem ein Schalter durch ein Impulssignal angesteuert wird, das abhängt von einem Wechselspannungseingangssignal multipliziert mit dem Verhältnis (Ec/Vc) einer Gleichspannungskomponente Ec einer Betriebsspannung Vc zu der zugeführten Betriebsspannung Vc.
In einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung kann ein Leistungsverstärker den folgenden Aufbau haben. Der Leistungsverstärker enthält eine Schaltereinheit aus der Serienschaltung eines Hochseiten-Schalters und eines Niedrigseiten-Schalters, eine mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Hochseiten-Schalter und einem Niedrigseiten-Schalter verbundenen Last, einer Stromversorgung, die der Schaltereinheit eine Betriebsspannung (Vc) zuführt, eine Impulsmodulationseinheit, die ein Eingangssignal (Vi) in ein Impulssignal mit einer vorbestimmten Modulationsempfindlichkeit umwandelt und ein Treibersignal an die Schaltereinheit liefert, und eine Recheneinheit, die die Modulationsempfindlichkeit zur Betriebsspannung (Vc) ins Verhältnis setzt. Der Leistungsverstärker misst eine Gleichspannungskomponente (Ec) der Betriebsspannung (Vc) und benutzt die Gleichspannungskomponente als Gegenkopplungssignal zur Stabilisierung eines Ausgangssignals der Stromversorgungseinheit.
Effekte, die besser als beim Stand der Technik sind Gemäß der vorliegenden Erfindung wird trotz abwechselnder Variation der Betriebsspannung Vc die Verstärkung des Leistungsverstärkers nicht stark beeinflusst, und das Wechselspannungsausgangssignal kann in vorteilhafter Weise daran gehindert werden, durch die Variation der Betriebsspannung Vc verzerrt zu werden. Die Verringerung der Verstärkung durch eine Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung kann die Effektivwerte der durch die Schalterkreise fließenden Ströme, die die Last des Leistungsverstärkers ansteuern, in vorteilhafter Weise reduzieren und damit auch die Leistungsaufnahme. Die Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc in dem Schalterkreis, der durch die Serienschaltung des Hochseiten-Schalters und des Niedrigseiten-Schalters gebildet wird, wird variiert und damit kann die Verstärkung des Leistungsverstärkers in wirksamer Weise eingestellt werden.
Wird die Leistung durch eine stabilisierte Stromversorgung geliefert, wird zusätzlich eine Detektorspannung, die zur Stabilisierung der Ausgangsspannung zurückgeführt wird, auf die Gleichspannungskomponente begrenzt, so dass nur die Gleichspannungskomponente der Betriebsspannung stabilisiert wird, aber nicht eine Komponente im Wechselspannungssignalband. Die Welligkeit in der Betriebsspannung, die durch zurückgeführte Leistung aufgrund der regenerativen Last in der Stromversorgung auftritt, wird nicht absorbiert, und die Leistung kann zurückgeführt werden. Dementsprechend kann insgesamt die Stromaufnahme deutlich reduziert werden.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1A zeigt ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
1B zeigt ein Schaltbild einer Recheneinheit gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
2 zeigt ein Schaltbild eines Hauptteils eines Leistungsverstärkers gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt ein Schaltbild eines Hauptteils eines Leistungsverstärkers gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
4A zeigt eine Arbeitssimulations-Charakteristik eines Wechselspannungsausgangssignals eines konventionellen Leistungsverstärkers.
4B zeigt eine Arbeitssimulations-Charakteristik eines Wechselspannungsausgangssignals, das durch eine Kompensation der Variation der Betriebsspannung in dem Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung erreicht wird.
5 zeigt ein Schaltbild eines anderen Beispiels einer Recheneinheit in dem Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung.
6A zeigt ein Schaltbild eines konventionellen Leistungsverstärkers.
6B zeigt die Ausgangs-Charakteristik eines Dreieckswellengenerators und einer PWM-Schaltung in dem Leistungsverstärker nach 6A.
7A zeigt ein Schaltbild eines konventionellen Leistungsverstärkers.
7B zeigt die Ausgangs-Charakteristik des Leistungsverstärkers nach 7A.
8 zeigt ein Schaltbild eines konventionellen Leistungsverstärkers.
9A zeigt ein Wechselspannungsausgangssignal (Vo) des Leistungsverstärkers nach 8.
9B zeigt ein Wechselstromausgangssignal (Io) des Leistungsverstärkers nach 8.
9C zeigt eine Stromwellenform (Ic) der Stromversorgung des Leistungsverstärkers nach 8.
Die beste Weise zur Durchführung der Erfindung
Ein Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert.
Erste Ausführungsform:
1A zeigt ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform.
Der Leistungsverstärker enthält erste und zweite Schalterkreise 11 und 12 und eine Steuereinrichtung 15, die den Betrieb dieser Schalterkreise steuert. Die Steuereinrichtung 15 enthält erste und zweite Treiberschaltungen 51 und 52, die die ersten und zweiten Schalterkreise 11 bzw. 12 ansteuern, eine Recheneinheit 20, die die Betriebsspannung Vc misst, um eine vorbestimmte Spannung auszugeben, und eine Impulsbreitenmodulationsschaltung 40.
Der erste Schalterkreis 11 erhält eine Betriebsspannung Vc von der Gleichspannungsquelle 10 und enthält einen ersten Hochseiten-Schalter 111 und einen ersten Niedrigseiten-Schalter 112, die n-Kanal-MOSFETs sind und eine Seite einer Vollbrückenschaltung bilden. In gleicher Weise enthält der zweite Schalterkreis 12 einen zweiten Hochseiten-Schalter 121 und einen zweiten Niedrigseiten-Schalter 122, die n-Kanal-MOSFETs sind. Eine Serienschaltung aus einer Induktivität 13 und einer Last 14 ist zwischen einem Ausgangsanschluss des ersten Schalterkreises 11, d.h. einem Verbindungspunkt X zwischen dem ersten Hochseiten-Schalter 111 und dem ersten Niedrigseiten-Schalter 112, und einem Ausgangsanschluss des zweiten Schalterkreises 12, d.h. einem Verbindungspunkt Y zwischen dem zweiten Hochseiten-Schalter 121 und dem zweiten Niedrigseiten-Schalter 122, geschaltet. Eine Signalquelle 16 ist eine Quelle, die ein Wechselspannungseingangssignal Vi erzeugt.
Der Aufbau dieser Ausführungsform ist anders als der des Standes der Technik, und zwar enthält die Steuereinrichtung 15 eine Recheneinheit 20 und einen Dreieckswellengenerator 30, der eine Dreieckswelle Vt erzeugt mit einer Amplitude, die durch eine Ausgangsspannung der Recheneinheit 20 geliefert wird.
Die Recheneinheit 20, die in 1B gezeigt ist, misst eine Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc, multipliziert eine Referenzamplitude (vorbestimmte Spannung Et) einer Dreieckswelle des Dreieckswellengenerators 30 mit einem Verhältnis (Vc/Ec) zwischen der Gleichspannungskomponente Ec und der Betriebsspannung Vc, und gibt die sich ergebende Amplitude aus.
Die Impulsbreitenmodulationsschaltung (PWM-Schaltung) 40 wandelt die Amplitude des Wechselspannungseingangssignals Vi in eine Impulsbreite um. Die PWM-Schaltung 40 vergleicht durch den Komparator 41 die durch den Dreieckswellengenerator 30 erzeugte Dreieckswelle Vt mit dem Wechselspannungseingangssignals Vi, erzeugt als Vergleichsresultat das Signal M1 und gibt ein Signal M2 aus, das durch Invertieren des Signals M1 mit dem Inverter 42 erhalten wird.
Die erste Treiberschaltung 51 enthält einen Verstärker 511, dem das Signal M1 zugeführt wird, um den ersten Hochseiten-Schalter 111 anzusteuern, und einen Umkehrverstärker 512, der das Signal M1 erhält, um den ersten Niedrigseiten-Schalter 112 anzusteuern. Die zweite Treiberschaltung 52 enthält einen Verstärker 521, dem das Signal M2 zugeführt wird, um den zweiten Hochseiten-Schalter 121 und einen Umkehrverstärker 522 anzusteuern, der das Signal M2 erhält, um den zweiten Niedrigseiten-Schalter 122 anzusteuern.
Die Betriebsweise des Leistungsverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform wird nachfolgend beschrieben.
Eine Amplitude Vtc der Dreieckswelle Vt wird durch die Recheneinheit 20 geliefert, indem das Verhältnis (Vc/Ec) zwischen der Betriebsspannung Vc und deren Gleichspannungskomponente Ec mit der vorbestimmten Spannung Et multipliziert wird, was durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird: Vtc = (Vc/Ec)·Et (7)
In dieser Weise wird in der Ausführungsform der Wert der Amplitude Vtc der Dreieckswelle Vt als Wert benutzt, der durch Multiplikation der vorbestimmten Spannung Et mit dem Verhältnis (Vc/Ec) der Betriebsspannung Vc und deren Gleichspannungskomponente Ec ermittelt wird. In diesem Fall ist die vorbestimm te Spannung Et eine Referenzspannung zum Erzeugen einer Amplitudenspannung einer Dreieckswelle, die nicht demoduliert wird, und dies ist eine Modulationsempfindlichkeit bei der Amplitudenregelung einer Dreieckswelle. Insbesondere bedeutet die Gleichung (7), dass die Modulationsempfindlichkeit mit dem Verhältnis (Vc/Ec) zwischen der Betriebsspannung Vc und deren Gleichspannungskomponente Ec multipliziert wird.
Das Wechselspannungseingangssignal Vi und die Dreieckswelle Vt werden durch den Komparator 41 miteinander verglichen. Ein Ausgangssignal des Komparators 41 ist ein Signal M1. Ein invertiertes Signal M2 des Signals M1 wird von dem Inverter 42 ausgegeben. Das Signal M1 nimmt den H-Pegel an, wenn die Dreieckswelle Vt kleiner als der Augenblickswert der Eingangswechselspannung Vi ist, d.h. Vt(t) < Vi(t). Ein Tastverhältnis δ des Zeitraums des Zyklus T, in dem das Signal M1 sich auf dem H-Pegel befindet, wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: δ = (1 + Vi/Vtc)/2 (8)
Im ersten Schalterkreis 11 wird der erste Hochseiten-Schalter 111 abhängig vom Signal M1 ein- oder ausgeschaltet, während der erste Niedrigseiten-Schalter 112 abhängig vom invertierten Signal des Signals M1 ein- oder ausgeschaltet wird. Somit werden der erste Hochseiten-Schalter 111 und der erste Niedrigseiten-Schalter 112 abwechselnd ein- oder ausgeschaltet. Andererseits wird in dem zweiten Schalterkreis 12 der zweite Hochseiten-Schalter 121 abhängig vom Signal M2 ein- oder ausgeschaltet, während der zweite Niedrigseiten-Schalter 122 abhängig vom invertierten Signal des Signals M2 ein- oder ausgeschaltet wird. Somit werden der zweite Hochseiten-Schalter 121 und der zweite Niedrigseiten-Schalter 122 entgegengesetzt zu denen des ersten Schalterkreises 11 ein- bzw. ausgeschaltet.
Während des Zeitraums, in dem das Signal M1 sich auf dem H-Pegel befindet, wird die Betriebsspannung Vc dem Ausgangsanschluss X zugeführt, während der Ausgangsanschluss Y Null Potential hat. Andererseits erhält während des Zeitraums, in dem das Signal M1 auf L-Pegel liegt, der Ausgangsanschluss X null Potential, während die Betriebsspannung Vc dem Ausgangsanschluss Y zu geführt wird. Die oben beschriebene Schaltoperation wird im Zyklus T der Dreieckswelle Vt wiederholt. Der Zyklus T ist so kurz eingestellt, dass die Variation der Eingangssignalspannung Vi vernachlässigt werden kann.
Ein mittleres Potential Vx am Ausgangsanschluss X und ein mittleres Potential Vy am anderen Ausgangsanschluss Y werden wie folgt ausgedrückt unter Benutzung des Tastverhältnisses δ des Signals M1: Vx = δ·Vc, Vy = (1 – δ)·Vc
Eine Glättung erfolgt durch die Induktivität 13 und erzeugt eine Differenzspannung zwischen der mittleren Spannung Vx und der mittleren Spannung Vy über den Anschlüssen der Last 14. Eine Spannung über den Anschlüssen, d.h. das Wechselspannungsausgangssignal Vo, wird durch die im Stand der Technik beschriebene Gleichung (2) ausgedrückt: Vo = Vx – Vy = (2δ – 1)·Vc (2)
Die Anwendung der Gleichung (8) auf die Gleichung (2) führt zu der folgenden Gleichung: Vo = (Vc/Vtc)·Vi (9)
Das Einsetzen der Gleichung (7) in die Gleichung (9) führt zu der folgenden Gleichung: Vo = (Ec/Et)·Vi (10)
Nach Gleichung (10) ist die Verstärkung des Leistungsverstärkers ein Verhältnis (Ec/Et) zwischen der Betriebsspannung Vc und der vorherbestimmten Amplitude Et der Dreieckswelle. Obwohl die Betriebsspannung Vc variiert, wird das Wechselspannungsausgangssignal Vo nicht beeinflusst, wenn sich die Gleichspannungskomponente Ec nicht ändert. In dem Aufbau dieses Ausführungsbeispiels dient in dieser Weise ein Mechanismus wie ein Tiefpassfilter (LPF), das eine Gleichspannungskomponente aus der Betriebsspannung Vc herausfiltert, dazu, das Frequenzband auf ein Signalband der Welligkeitskomponente einzuengen, das die Variation der Betriebsspannung oder dergleichen kompensiert. Die Variation der Gleichspannungskomponente Ec, d.h. eine variable Verstärkung, wird zugelassen, während die Verzerrung des Wechselspannungsausgangssignals Vo, verursacht durch eine variable Wechselstromkomponente der Betriebsspannung Vc, kompensiert wird.
Der Leistungsverstärker gemäß der Ausführungsform variiert also die Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc, die dem Schalterkreis der Vollbrückenschaltung zugeführt wird, und damit ist es möglich, die Verstärkung des Leistungsverstärkers zu regeln. Obwohl die Betriebsspannung Vc der Gleichspannungsversorgung 10 abwechselnd aufgrund eines der Last 14 zugeführten Stromes variiert oder aufgrund eines regenerierten Stroms von der Last 14 variert, kann die Verstärkung erhöht oder erniedrigt werden, während die Verzerrung des Wechselspannungsausgangssignals Vo, die durch die abwechselnde Variation der Betriebsspannung Vc erfolgt, kompensiert wird.
Zweite Ausführungsform:
2 zeigt den Schaltungsaufbau eines Hauptteils des Leistungsverstärkers gemäß der zweiten Ausführungsform. Dieselben Bezugszeichen wie im Leistungsverstärker gemäß der ersten Ausführungsform nach 1 bezeichnen dieselben Elemente in 2. Da die Treiberkreise 51 und 52, die Schalterkreise 11 und 12 der Vollbrückenschaltung, die Last 14 usw. die gleichen Elemente sind wie die in 1, werden diese Elemente nicht weiter beschrieben. Der Aufbau nach 2 weicht von dem nach 1 in der Weise ab, dass ein Gleichstrom-Aufwärtskonverter (DC-DC-Konverter) 100 anstelle der Gleichspannungsversorgung 10 vorgesehen ist und eine Spannung einer Batterie 101 auf die Betriebsspannung Vc konvertiert. Der weitere Aufbau der Recheneinheit 20 und des Dreieckswellengenerators 30 werden im Detail beschrieben. Zusätzlich ist die Steuerung der Amplitude einer Dreieckswelle des Dreieckswellengenerators 30 durch die Recheneinheit 20 die gleiche wie in dem konventionellen Leistungsverstärker nach den 6B, 7A und 7B. Insbesondere wird durch die Regelung die Maximalamplitude der Dreieckswelle ins Verhältnis zu der Betriebsspannung Vc gesetzt, um hierdurch eine Kompensation einer Variation der Modulations empfindlichkeit der Impulsmodulationseinheit auf der Basis eines Gleichspannungsbandes durchzuführen.
Die Arbeitsweise des Leistungsverstärkers gemäß dieser Ausführungsform wird nachfolgend beschrieben.
Der Aufwärtskonverter 100 enthält eine Serienschaltung aus einer Induktivität 102 und einem Schalter 103, die parallel an die Batterie 101 angeschlossen sind, eine Serienschaltung aus einer Diode 104 und einem Kondensator 105, die dem Schalter 103 parallel geschaltet ist, und einen Steuerkreis 106, der den Schalter 103 in einem vorbestimmten Ein-Aus-Verhältnis ansteuert. Der Steuerkreis 106 empfängt eine Referenzspannung Vr und steuert den Ein-Aus-Betrieb des Schalters 103 derart, dass die Betriebsspannung Vc gleich der Referenzspannung Vr ist. Der Aufwärtskonverter 100 speichert beim Einschalten des Schalters 103 magnetische Energie in der Induktivität 102 und entlädt beim Ausschalten des Schalters 103 durch die Diode 104 die magnetische Energie der Induktivität 102 an den Kondensator 105. Die Spannung des Kondensators 105 wird als Betriebsspannung Vc der Vollbrückenschaltung zugeführt.
Die Recheneinheit 20 enthält eine Serienschaltung eines variablen Widerstandes 201 und eines Widerstandes 202, der die Spannung Vc vom Kondensator 105 zugeführt wird, einen Operationsverstärker 204, in dem der Widerstand 203 zur Rückkopplung angeschlossen ist und der als Umkehrverstärker arbeitet, sowie ein Tiefpassfilter aus einem Widerstand 205 und einem Kondensator 206, das das Potential zwischen dem variablen Widerstand 201 und dem Widerstand 202 an einem Verbindungspunkt mittelt, um eine Gleichspannungskomponente Ea auszugeben.
Es wird angenommen, dass der variable Widerstand 201 einen Widerstandswert (VR) hat und dass die Widerstände 202 und 203 den gleichen Widerstandswert (R20) haben. Der Operationsverstärker 204 hat eine ausreichend hohe Verstärkung und eine Gegenkopplung durch den Widerstand 203, so dass der Operationsverstärker 204 derart arbeitet, dass die Potentialdifferenz zwischen dem positiven Eingang und dem negativen Eingang etwa gleich Null ist. Das Potential am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 202 und dem Widerstand 203 ist also null Potential (Massepotential). Das Potential Va an dem Verbindungspunkt zwischen dem variablen Widerstand 201 und dem Widerstand 202 ist ein Wert, der durch Dividieren der Betriebsspannung Vc durch den variablen Widerstand 201 und den Widerstand 202 erzielt wird, und dies wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Va = Vc·R20/(VR + R20) (11)
Da das Potential am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 202 und dem Widerstand 203 null Potential ist und der Widerstand 202 und der Widerstand 203 den gleichen Widerstandswert (R20) haben, beträgt das Potential am Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 204 (–Va).
Andererseits mittelt das Tiefpassfilter aus dem Widerstand 205 und dem Kondensator 206 das Potential Va am Verbindungspunkt zwischen dem variablen Widerstand 201 und dem Widerstand 202 und gibt eine Gleichspannungskomponente Ea des Potentials Va des Verbindungspunktes aus, die über den Steuerkreis 106 dem Aufwärtskonverter 100 zugeleitet wird. Die Gleichspannungskomponente Ea des Potentials Va am Verbindungspunkt zwischen dem variablen Widerstand 201 und dem Widerstand 202 ist proportional der Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc und wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Ea = Ec·R20/(VR + R20) (12)
Der Aufwärtskonverter 100 führt eine Gegenkopplungsregelung in der Weise durch, dass der Wert der Gleichspannungskomponente Ea des Potentials Va des Verbindungspunktes durch Teilen der Ausgangsspannung Vc und durch Entfernen der Welligkeitskomponente von der Ausgangsspannung Vc gleich der internen Referenzspannung Vr wird, und induziert den Wert der Gleichspannungskomponente Ea in die Ausgangsspannung Vc in der Weise, dass der Wert von Ea in Gleichung (12) gleich Vr wird. Im Allgemeinen enthält die Gegenkopplung in dem Stabilisierungskreis der Stromversorgung einschließlich des Aufwärtskonverters kein Tiefpassfilter, weil das zu stabilisierendes Band breit gemacht wird. In der vorliegenden Anwendung enthält der Pfad der Gegenkopplung ein Tief passfilter (205 und 206), um das zu einem Gleichspannungsband zu stabilisierende Band einzuengen, so dass die Gegenkopplung nicht in dem Band eines verstärkten Signals wirkt. In der Betriebsspannung Vc liegt in dem Band, in dem die Gegenkopplung nicht wirkt, die Welligkeit, die durch die Lastvariation ansteigt.. Das Ansteigen der Welligkeit wird durch die Verzerrungskompensation, wie oben beschrieben, gehandhabt.
Va erhält man aus den Gleichungen (11) und (12) wie folgt: Va = (Vc/Ec)·Ea (13)
Wie später noch beschrieben wird, bezeichnet in der obigen Gleichung das Referenzsymbol Va eine Spannung, die die Amplitude einer durch den Dreieckswellengenerator 30 gelieferten Dreieckswelle angibt. Das Referenzsymbol Ea bezeichnet eine Spannung, die eine Referenz für die Amplitude der Dreieckswelle bildet. Wird angenommen, dass die Spannung Ea in diesem Fall eine Modulationsempfindlichkeit in der Amplitudenregelung der Dreieckswelle ist, bedeutet Gleichung (13), dass die Modulationsempfindlichkeit mit einem Spannungsverhältnis (Vc/Ec) multipliziert wird. Va bezeichnet eine Modulationsempfindlichkeit in der Amplitudenregelung der Dreieckswelle. In diesem Fall sollte die Modulationsempfindlichkeit in Proportion zu der Betriebsspannung Vc gesetzt werden.
Der Dreieckswellengenerator 30 enthält zwei Komparatoren 301 und 302, ein Flip-Flop 303 und einen Operationsverstärker 306, an dem ein Widerstand 304 und ein Kondensator 305 angeschlossen sind, um ihn als Analogintegrator arbeiten zu lassen. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 306 ist eine Dreieckswelle Vt. Wenn das Flip-Flop 303 gesetzt ist und eine positive Spannung ausgibt, integriert der Integrator mit dem Operationsverstärker 306 oder dergleichen die Spannung. Als Resultat fällt das Ausgangssignal Vt linear ab. Ist das Flip-Flop 303 dagegen zurückgestellt und gibt eine vorbestimmte negative Spannung ab, so nimmt das Ausgangssignal Vt linear zu. Während der Zunahme des Ausgangssignals Vt, nämlich wenn das Ausgangssignal Vt das Potential (+Va) an einem Verbindungspunkt zwischen dem variablen Widerstands 201 und dem Widerstand 202 überschreitet, wird das Flip-Flop 303 durch den Komparator 301 gesetzt und das Ausgangssignal Vt beginnt abzufallen. Wenn das Ausgangssig nal Vt nicht mehr größer als ein Potential (–Va) des Ausgangsanschlusses des Verstärkers 204 ist, wird das Flip-Flop 303 durch den Komparator 302 zurückgestellt.
Das Ausgangssignal Vt ist somit eine Dreieckswelle, die zwischen den beiden Potentialen (± Va) variiert. Wie durch die Gleichung (11) ausgedrückt, ist die Amplitude der Dreieckswelle proportional zur Betriebsspannung Vc. Die Dreieckswelle Vt und das Wechselspannungseingangssignal Vi werden durch den Komparator wie in der ersten Ausführungsform miteinander verglichen, und ein Tastverhältnis δ des Zeitraums zum Zyklus T, in dem das Signal M1 sich auf H-Pegel befindet, wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: δ = (1 + Vi/Va)/2 (14)
Ebenso wird wie bei der ersten Ausführungsform das Wechselspannungsausgangssignal Vo durch die folgende Gleichung ausgedrückt, unter Benutzung des Tastverhältnisses δ und der Betriebsspannung Vc: Vo = (2δ – 1)·Vc (15)
Gleichung (14) wird in Gleichung (15) eingesetzt und das ergibt die folgende Gleichung: Vo = (Vc/Va)·Vi (16)
Durch Einsetzen der Gleichung (13) in die Gleichung (16) ergibt sich die folgende Gleichung: Vo = (Ec/Ea)·Vi (17)
Somit ist das Wechselspannungsausgangssignal Vo gleich einer Spannung, die durch Verstärkung des Wechselspannungseingangssignals Vi mit dem Faktor (Ec/Ea) erzielt wird.
Wie aus Gleichung (17) hervorgeht, wird die Verstärkung des Leistungsverstärkers gemäß der Ausführungsform durch das Verhältnis (Ec/Ea) zwischen der Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc für die Vollbrückenschaltung ausgedrückt und die Gleichspannung Ea ist eine Messspannung des Aufwärtskonverters 100. Obwohl die Betriebsspannung Vc variiert, wird die Ausgangswechselspannung Vo nicht beeinflusst, wenn die Gleichspannung Ea nicht variiert. In dem Aufbau der Ausführungsform filtert in dieser Weise ein Mechanismus eine Gleichspannungskomponente der Betriebsspannung Vc heraus und ist dazu ausgebildet, das Frequenzband auf ein Signalband einer Welligkeitskomponente oder dergleichen einzuengen, so dass eine Variation der Betriebsspannung kompensiert wird und eine Variation der Gleichspannungskomponente zulässig ist.
Aus der Gleichung (12) geht hervor, dass der Aufwärtskonverter 100 derart arbeitet, dass die Gleichspannung Ea abhängig von der Referenzspannung Vr stabilisiert wird. Durch den Widerstandswert VR des variablen Widerstandes 201 ist andererseits die Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc der Vollbrückenschaltung variabel. In der Ausführungsform ist in einem Gegenkopplungspfad ein Tiefpassfilter angeordnet, um das Band einzuengen, das zu einem Gleichspannungsband stabilisiert werden und keine Gegenkopplung für das Band des verstärkten Signals aufweisen soll. In dem Leistungsverstärker gemäß der Ausführungsform kann die Verstärkung (Ec/Ea) durch den variablen Widerstand 201 geregelt werden. Auch wenn die Betriebsspannung Vc, die die Anschlussspannung am Kondensator 105 des Aufwärtskonverters 100 ist, abwechselnd variiert aufgrund der der Last 14 zugeführten Stroms oder eines Regenerationsstroms von der Last 14, wird die Verstärkung des Leistungsverstärkers nicht beeinflusst und damit wird das Wechselspannungsausgangssignal Vo nicht verzerrt. Darüber hinaus kann bei der Leistungsregelung die durch den Aufwärtskonverter 100 verbrauchte Leistung reduziert werden, da die Variation der Betriebsspannung Vc durch den der Last zugeführten Strom und den Regenerationsstrom von der Last erlaubt ist.
Soll das Wechselspannungsausgangssignal Vo reduziert werden, wird die Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc erniedrigt. In dieser Weise kann der Effektivwert der durch beide Paare von Schalterkreisen der Voll brückenschaltung fließenden Stroms erniedrigt werden und die Ausgangsleistung des Aufwärtskonverters 100 kann ebenfalls erniedrigt werden, so dass der Vorteil einer erheblichen Reduzierung der Leistungsaufnahme als Ganzes erreicht werden kann.
Dritte Ausführungsform:
3 zeigt den Schaltungsaufbau eines Hauptteils des Leistungsverstärkers gemäß der dritten Ausführungsform. Die gleichen Referenzzeichen wie in dem Leistungsverstärker der zweiten Ausführungsform nach 2 bezeichnen die gleichen Elemente in 3. Der Schaltungsaufbau, der einem Dreieckswellengenerator 30 folgt, kann der gleiche sein wie in 2. Darüber hinaus kann der Aufbau einer Treiberschaltung, einer Vollbrückenschaltung, einer Lasteinheit oder dergleichen, die einer PWM-Schaltung 40 folgen, ähnlich wie in 1 sein. Deshalb sind diese Komponenten in der Zeichnung weggelassen. Der Schaltungsaufbau nach 3 weicht von dem nach 2 im internen Aufbau einer Recheneinheit 20 ab.
Nachfolgend soll die Betriebsweise des Leistungsverstärkers gemäß der Ausführungsform nach 3 näher beschrieben werden.
In einem Aufwärtskonverter 100 ist eine Serienschaltung aus einer Induktivität 102 und einem Schalter 103 zwischen die beiden Anschlüsse einer Batterie 101 geschaltet, und eine Serienschaltung aus einer Diode 104 und einem Kondensator 105 ist dem Schalter 103 Parallelgeschaltet.
Der Aufwärtskonverter 100 speichert magnetische Energie in der Induktivität 102 bei Betätigung des Schalters 103 und entlädt die magnetische Energie der Induktivität 102 an den Kondensator 105 beim Abschalten des Schalters 103 durch die Diode 104. Ein Potential zwischen den Anschlüssen des Kondensators 105 wird als Betriebsspannung Vc für die Vollbrückenschaltung ausgegeben.
Der Schalter 103 wird durch einen Steuerkreis 106 in einem vorbestimmten Ein-Aus-Verhältnis angesteuert. Der Steuerkreis 106 weist einen Fehlerverstärker 108 und eine PWM-Schaltung 109 auf. Der Fehlerverstärker 108 erhält eine Abtastspannung Es an einem negativen Eingangsanschluss und eine vorbestimmte Referenzspannung Vr an einem positiven Eingangsanschluss von einer Spannungsquelle 110. Die Steuereinrichtung 106 steuert den Ein-Aus-Betrieb des Schalters 103 in solcher Weise, dass die Abtastspannung Es gleich der Referenzspannung Vr ist.
Die Recheneinheit 20 enthält eine Verstärkerschaltung mit einem Widerstand 210, der die Betriebsspannung Vc abtastet, und eine Konstantstromquelle 211 für einen Stromwert (111), einen Widerstand 212 und einen PNP-Transistor 213, durch den der Strom (111) der Konstantstromquelle 211 fließt, einen NPN-Transistor 214, dessen Basisanschluss mit dem Verbindungspunkt zwischen der Konstantstromquelle 211 und dem Widerstand 212 verbunden ist und einen ersten Strom (Stromwert I1) liefert, einen NPN-Transistor 215 in Diodenschaltung, dem der erste Strom (Stromwert I1) zugeführt wird, und ein Paar von NPN-Transistoren 216 und 217, die mit dem NPN-Transistor 215 in Stromspiegelverbindung gekoppelt sind.
Insbesondere wenn die Betriebsspannung Vc zunimmt, erhöht sich das Basispotential des Transistors 213 durch den Widerstand 210, und das Emitterpotential nimmt ebenfalls zu. In ähnlicher Weise nimmt auch das Emitterpotential des Transistors 214 zu, dessen Emitter mit dem Verbindungspunkt verbunden ist. Da der Emitteranschluss durch den Transistor 215 in Diodenschaltung mit Masse verbunden ist, ist die Zunahme des Potentials klein und ein Kollektorstrom nimmt zu. Der Transistor 215 dient als Eingang des Stromspiegels. Eine Zunahme des Kollektorstroms des Transistors 215 tritt als Zunahme des Kollektorstroms des Transistors 216 auf. Das bewirkt, dass ein durch den Widerstand 210 fließender Strom zunimmt, was zu eine Zunahme des Spannungsabfalls am Widerstand führt, so dass eine Zunahme des Basispotentials des Transistors 213 unterdrückt wird. In dieser Weise erfolgt die Gegenkopplung.
In dieser Weise wird der Basisanschluss des PNP-Transistors 213 operativ auf virtuellem Massepotential der Verstärkerschaltung gehalten. Wird die Verstärkung der Verstärkerschaltung erhöht, bleibt das Potential des Basisanschlusses weitgehend unverändert. Die Funktion des Widerstandes 210 ist daher, die Potentialdifferenz zwischen der Betriebsspannung Vc, die als Eingangsgröße dient, und dem virtuellen Massepotential durch den Widerstandswert des Widerstandes 210 zu teilen, um die Potentialdifferenz in einen Strom umzuwandeln.
Der Widerstandswert des Widerstandes 210 wird durch Rs dargestellt und der Widerstandswert des Widerstandes 212 durch 212. Die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren werden durch Hinzufügen der letzten zwei Ziffern des Bezugszeichens jedes Transistors zu dem Symbol Vbe dargestellt. Das Potential des Basisanschlusses des PNP-Transistors 213 wird durch die folgende Gleichung bestimmt: Vbe15 + Vbe14 – I11·R212 – Vbe13
Andererseits wird diese Spannung durch den Spannungsabfall am Widerstand 210 durch einen Strom (äquivalent zu dem ersten Strom I1) ausgedrückt, der durch den Transistor 216 fließt, nämlich Vc – I1·Rs
Da die entsprechenden Basis-Emitter-Spannungen einander fast gleich sind, werden diese Spannungen durch Vbe dargestellt. In diesem Fall kann der erste Strom I1 etwa durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: I1 = (Vc – Vbe + I11·R212)/Rs
Wenn I21·R212 ≈ Vbe erfüllt ist, erhält man die folgende Gleichung: I1 ≈ Vc/Rs (18)
Der erste Strom I1 ist etwa proportional der Betriebsspannung Vc.
Die Recheneinheit 20 enthält PNP-Transistoren 218, 219 und 220, die in Stromspiegelschaltung angeordnet sind. Diese erhält den ersten Strom I1 und liefert den ersten Strom I1 zurück. Die Recheneinheit 20 enthält weiter eine Konstantstromquelle 221 und einen NPN-Transistor 222, dessen Basis mit der Konstantstromquelle 221 verbunden ist. Zusätzlich ist der Kollektor des NPN-Transistors 222 mit dem Kollektor des Transistors 219 verbunden und darüber hinaus mit den Basisanschlüssen eines NPN-Transistors 223 und eines NPN-Transistors 229. Die Basis des NPN-Transistors 222 und die Konstantstromquelle 221 sind mit dem Emitter des NPN-Transistors 223 verbunden, um einen Konstantstrom It im Emitter fließen zu lassen. Nimmt bei dieser Schaltungsanordnung ein in dem Verbindungspunkt zwischen der Basis des NPN-Transistors 223 fließender Strom zu, so steigt das Potential des Verbindungspunktes an und das Potential des Emitters des NPN-Transistors 223 und das Basispotential des NPN-Transistors 222 nehmen zu. Zu dieser Zeit nimmt der Kollektorstrom des NPN-Transistors 222 zu, wodurch eine Zunahme eines in dem Verbindungspunkt des Basisanschlusses des ersten NPN-Transistors 223 fließenden Stroms unterdrückt wird. Schließlich gleicht sich der fließende Strom an einem Punkt aus, wo der fließende Strom etwa gleich dem Kollektorstrom des Transistors 222 ist, und der fließende Strom ist an dem Basispotential des Transistors 223 abhängig von dem Strom, der in dem Verbindungspunkt fließt, stabil.
In der Recheneinheit 20 ist ein Kollektor des PNP-Transistors 220 mit einem Kondensator 224 verbunden, und außerdem mit einem NPN-Transistor 226, der über einen Widerstand 225 als Diode geschaltet ist. Der Kollektorstrom des PNP-Transistors 220 ist ein Strom I1, der sich durch Teilen der Betriebsspannung Vc durch den Widerstandswert Rs des Widerstandes 210 ergibt. Der Strom I1 wird durch den Widerstand 225 und den dynamischen Widerstand des als Diode geschalteten Transistors 226 in eine Spannung umgewandelt. Da die variablen Komponenten des Stroms I1 in dem Kondensator 224 durch einen Kreispfad fließen, fließt ein Strom I2 mit einer geglätteten Gleichspannungskomponente in den als Diode geschalteten Transistor 226. Da der Kollektor des NPN-Transistors 226 als Eingangsanschluss der Stromspiegelschaltung dient, tauchen Ströme I2 mit Gleichspannungskomponenten an den Kollektoranschlüssen eines NPN-Transistors 227 und eines NPN-Transistors 228 auf. Der Kollektor des NPN-Transistors 227 ist mit dem Emitter des NPN-Transistors 229 verbunden, so dass der Strom I2 als Emitterstrom des Transistors 229 dient. Der Emitter des Transistors 229 ist außerdem mit der Basis eines NPN-Transistors 230 verbunden. Der Kollektor des NPN-Transistors 230 ist mit einem PNP-Transistor 231 verbunden, der als Eingang des dioden-verbundenen Stromspiegels dient, und ein Strom I3 fließt als Kollektorstrom des NPN-Transistors 230 im Kollektoranschluss. Der Strom I3 ist das Ausgangssignal des Stromspiegels und taucht am Kollektor eines PNP-Transistors 232 auf und wird einem Umkehrverstärker zugeleitet, der den Widerstand 202, den Widerstand 203 und den Operationsverstärker 204 enthält, die die gleichen sind wie in der Recheneinheit der zweiten Ausführungsform nach 2.
Nachfolgend soll die Funktion der Recheneinheit 20 beschrieben werden. Eine Basis-Emitter-Spannung Vbe22 des NPN-Transistors 222, in dem der erste Strom I1 proportional der Betriebsspannung Vc fließt, wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Vbe22 = (k·T/q)·ln(I1/Is) (19)
Hierbei ist k: die Boltzmann-Konstante, T: die absolute Temperatur, q: die elektronische Ladung, Is: der Sättigungsstrom der Basis-Emitter-Diode in Umkehrrichtung.
In ähnlicher Weise werden eine Basis-Emitter-Spannung Vbe des NPN-Transistors 223, in dem der Strom It der Konstantstromquelle 221 als Kollektorstrom fließt, und eine Basis-Emitter-Spannung Vbe29 des NPN-Transistors 229, in dem der zweite Strom I2 als Gleichspannungskomponente des ersten Stroms I1 als Kollektorstrom fließt, durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt: Vbe23 = (k·T/q)·ln(It/Is) (20) Vbe29 = (k·T/q)·ln(I2/Is) (21)
Da der dritte Strom I3 als Kollektorstrom des NPN-Transistors 230 fließt, kann darüber hinaus die Basis-Emitter-Spannung Vbe30 des NPN-Transistors 230 durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: Vbe30 = (k·T/q)·ln(I3/Is) (22)
In diesem Fall kann das Potential des Verbindungspunktes an der Basis des Transistors 223, in dem der Strom I1 durch Division der Betriebsspannung Vc durch den Widerstandswert des Widerstandes 210 erhalten wird, durch die folgende Gleichung (23) in der Schaltungsanordnung ausgedrückt werden. Insbesondere ist unter Bezugnahme auf die linke Seite der Emitter des NPN-Transistors 222 mit Masse verbunden und der Emitter des NPN-Transistors 223 ist an der Basis, des NPN-Transistors 222 angeschlossen, so dass das Potential der Basis gleich dem Potential ist, das durch die Serienschaltung der Basis-Emitter-Spannungen der beiden Transistoren erzielt wird. In ähnlicher Weise, unter Bezugnahme auf die rechte Seite, ist es gleich einem Potential, das durch Serienschaltung der Basis-Emitter-Spannungen des NPN-Transistors 230 und des NPN-Transistors 229 erreicht wird. Wie aus dem oben beschriebenen Arbeitsprinzip hervorgeht, wird das Potential des Verbindungspunktes an der Basis des Transistors 223 durch den Strom I1 und den Strom It auf der linken Seite bestimmt. Als Resultat wird abhängig von diesem Vorgang der Strom I3 auf der rechten Seite erzeugt. Somit ergibt sich die folgende Gleichung: Vbe22 + Vbe23 = Vbe29 + Vbe30 (23)
Werden die Gleichungen (19) bis (22) in die Gleichung (23) eingesetzt, erhält man den dritten Strom I3 wie folgt: I3 = I1·It/I2 = (I1/I2)·It (24)
Der erste Strom I1 ist proportional zur Betriebsspannung Vc und der zweite Strom I2 ist eine Gleichspannungskomponente des ersten Stroms I1. Mit der Gleichspannungskomponenten der Betriebsspannung Vc, als Ec dargestellt, werden die folgenden Gleichungen erfüllt: I2 = Ec/Rs I1/I2 = Vc/Ec
Unter Benutzung der Beziehung zwischen der Betriebsspannung Vc und der Gleichspannungskomponenten Ec wird der dritte Strom I3 durch die folgende Gleichung ausgedrückt: I3 = (Vc/Ec)·It (25)
Der dritte Strom I3 fließt in dem Widerstand 202 durch den Stromspiegel, der durch die PNP-Transistoren 231 und 232 gebildet wird. Da der Operationsverstärker 204 zusammen mit den Widerständen 202 und 203 einen Umkehrverstärker mit ausreichend großer Verstärkung bildet, liegt ein Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 202 und 203 auf Null Potential. Unter Benutzung des Widerstandswertes R20 des Widerstandes 202 wird ein Spannungsabfall (Potentialdifferenz) Va an dem Widerstand 202 durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Va = I3·R20 = (Vc/Ec)·It·R20 (26)
In diesem Fall ist (It·R20) eine Spannung, die eine Referenzspannung für die Amplitude einer Dreieckswelle bildet, die durch den Dreieckswellengenerator 30 erzeugt wird, d.h. eine Modulationsempfindlichkeit. Deshalb bedeutet die Gleichung (26), dass die Modulationsempfindlichkeit mit dem Spannungsverhältnis (Vc/Ec) multipliziert ist. Die Spannung Va ist ein Spannungseingangssignal für den Dreieckswellengenerator 30 (s. 2).
Das Potential am Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 204 beträgt (–Va), wobei die Widerstandswerte der Widerstände 202 und 203 zueinander gleich sind. Die durch die folgende Gleichung ausgedrückte Spannung wird dem Dreieckswellengenerator 3A zugeführt. ±Va = ± (Vc/Ec)·It·R20
Als Ausgangssignal des Dreieckswellengenerators 30 wird einer Dreieckswelle Vt erzeugt, die zwischen den Potentialwerten (+Va) und (–Va) schwankt.
Die dritte Ausführungsform entsteht durch Kombinieren der ersten und zweiten Ausführungsform. Die Dreieckswelle Vt und das Wechselspannungseingangssignal Vi werden, wie in 2 der zweiten Ausführungsform gezeigt, durch den Komparator 41 miteinander verglichen. Ein Tastverhältnis δ des Zeitraums zum Zyklus T, in dem das Signal M1 auf dem H-Pegel liegt, wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: δ = (1 + Vi/Va)/2 (14)
Das Wechselspannungsausgangssignal Vo wird durch die folgende Gleichung unter Benutzung des Tastverhältnisses δ und der Betriebsspannung Vc ausgedrückt: Vo = (2δ – 1)·Vc (15)
Wird die Gleichung (14) in die Gleichung (15) eingesetzt, wie in der ersten Ausführungsform, so ergibt sich die folgende Gleichung: Vo = (Vc/Va)·Vi (16)
Wird die Gleichung (26) in die Gleichung (16) eingesetzt, so ergibt sich die folgende Gleichung: Vo =(Ec/(It·R20))·Vi (27)
Insbesondere ist das Wechselspannungsausgangssignal Vo gleich einer Spannung, die durch Verstärkung des Wechselspannungseingangssignals Vi multipliziert mit (Ec/(It·R20)) erzielt wird.
In dieser Ausführungsform dient in der Recheneinheit 20 ein PNP-Transistor 233 als Eingang eines Stromspiegels, ist als Diode geschaltet und mit dem Kollektor des NPN-Transistors 228 verbunden, während ein Strom I2 als Kollektorstrom in dem NPN-Transistor 228 fließt. Somit wird ein Strom I2 als Gleichspannungskomponente eines Stroms I1, der sich durch Dividieren der Betriebsspannung Vc durch den Widerstandswert des Widerstandes 210 ergibt, vom Kollektor eines PNP-Transistors 234, der als Ausgang des Stromspiegels dient, ausgegeben, und der Strom I2 fließt in einen Widerstand 235. Unter Benutzung des Widerstandswertes des Widerstandes 235, dargestellt durch R35, wird eine Spannung Es an dem Widerstand 235 erzeugt, entsprechend der folgenden Gleichung: Es = Ec·(R35/Rs) (28)
Die Spannung Es wird dem negativen Eingang des Fehlerverstärkers 108 des Aufwärtskonverters 100 zugeführt. Wie in 2 der zweiten Ausführungsform wird der Aufwärtskonverter 100 durch die Steuereinheit 106 in der Weise betrieben, dass die Abtastspannung Es gleich der Referenzspannung Vr ist, und damit wird die Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc, die eine Ausgangsspannung des Aufwärtskonverters 100 ist, durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Ec = Vr·(Rs/R35) (29)
Die Verstärkung des Leistungsverstärkers gemäß der Ausführungsform, wie in Gleichung (27) ausgedrückt, wird durch den Wert (Ec/(It·R20)) dargestellt, der unter Benutzung der Gleichspannungskomponente Ec in der Betriebsspannung Vc der Vollbrückenschaltung, des Konstantstroms It und des Widerstandswertes R20 erreicht wird.
Der Aufwärtskonverter 100 macht die Referenzspannung Vr und den Widerstandswert R20 des Widerstandes 202 variabel, um die Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc der Vollbrückenschaltung zu variieren. Als Resultat kann die Verstärkung des Leistungsverstärkers gemäß der Ausführungsform geregelt werden. Obwohl die Betriebsspannung Vc die Spannung über dem Kondensator 105 des Aufwärtskonverters 100 ist, variert sie abwechselnd aufgrund eines Stromes in der Last 14 oder eines regenerierten Stromes von der Last 14, wobei die Verstärkung des Leistungsverstärkers nicht beeinflusst und das Wechselspannungsausgangssignal Vo nicht verzerrt wird.
Mit der oben beschriebenen Anordnung kann eine Verstärkungsregelung durch die Betriebsspannung Vc erfolgen. Wird die Betriebsspannung Vc erniedrigt, um die Verstärkung zu verringern, kann der Effektivwert eines durch die Vollbrückenschaltung fließenden Stroms reduziert werden und der Aufwärtskonverter kann seine Ausgangsleistung erniedrigen. Damit wird der Leistungsverbrauch als Ganzes deutlich reduziert.
In dem Leistungsverstärker, der in der zweiten Ausführungsform beschrieben wird, wird die Betriebsspannung Vc durch ein Teilermittel abgetastet, das aus einer Mehrzahl von Widerständen, einschließlich eines variablen Widerstandes, besteht, und die Dreieckswelle Vt wird durch die Teilermittel erzeugt. Dann wird die Dreieckswelle Vt als Abtastsignal für die Gegenkopplungsregelung einer Stromversorgungseinheit benutzt, die dazu dient, die Betriebsspannung Vc über ein Tiefpassfilter zu stabilisieren. Die Gleichspannungskomponente Ec in der Betriebsspannung Vc kann nicht kleiner gemacht werden als die Gleichspannungskomponente Et der Amplitude der Dreieckswelle Vt, obgleich der Widerstandswert Vr des variablen Widerstandes 201 minimiert, d.h. auf Null gesetzt wird. Im Gegensatz hierzu erzeugt in dem Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung die Recheneinheit 20 unabhängig die Dreieckswelle Vt aus der Betriebsspannung Vc und gibt eine Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc als dividierte Spannung durch ein Tiefpassfilter ab. Die Ausgangsspannung wird durch den Aufwärtskonverter mit der Referenzspannung Vr verglichen, so dass die Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc geregelt wird. Die Gleichspannungskomponente Ec in der Betriebsspannung Vc kann also theoretisch auf eine arbiträre Spannung geregelt werden, die größer als Null ist.
4A und 4B sind charakteristische Diagramme, die durch Simulation einer Wirkung der Verzerrungskompensation des Wechselspannungsausgangssignals Vo durch Variation der Betriebsspannung Vc in dem Leistungsverstärker der vorliegenden Ausführungsform erzeugt werden.
In 4A wird als Stromversorgung eine Konstantspannungsquelle mit einer Spannung von 5 V, eine Diode und ein Widerstand mit dem Widerstandswert von 100 Ω und ein Kondensator mit einer Kapazität von 0,47 μF benutzt. Diese Anordnung simuliert eine allgemein stabilisierte Stromversorgung mit einem Leistungsfluss in einer Richtung vom Eingang zum Ausgang. 4B zeigt Wellenformen der Betriebsspannung Vc und das Wechselspannungsausgangssignal Vo unter den folgenden Bedingungen: Es wird ein Kondensator mit einer Kapazität von 0,27 μF als Last benutzt wird, die Eingangssignalspannung Vi ist eine Sinusspannung mit einem Effektivwert von 0,7 V (Vrms) bei 2,5 kHz und die Dreieckswelle Vt hat eine Amplitude von 1 V bei 250 kHz. Eine Variation von etwa 0,5 V (Vpp) wird als Spitze-zu-Spitze-Spannung in der Betriebsspannung Vc erzeugt. Somit hat das Wechselspannungsausgangssignal Vo eine Verzerrung von 4,2 %. 4B zeigt die Charakteristik mit den gleichen Eingangsbedingungen wie die der 4A. 4B zeigt jedoch eine Wellenform der Betriebsspannung Vc und des Wechselspannungsausgangssignals Vo, wenn die Verzerrungskompensation durch den Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung angewandt wird. Obwohl eine Variation von etwa 0,4 V (Vpp) in der Betriebsspannung Vc erzeugt wird, wird die Verzerrung gegenüber dem Wechselspannungsausgangssignal auf 1,0 % oder weniger verbessert.
In Bezug auf die Ausführungsformen 1 bis 3 wird bei der ersten Ausführungsform eine Verzerrungskompensation für eine Variation der Betriebsspannung Vc ausgeführt, indem ein einer Verzerrungskompensation ausgesetztes Band auf ein Band eines Wechselstromsignals eingestellt wird, und zwar durch Benutzung von zwei Signalen, d.h. der Betriebsspannung Vc und deren Gleichspannungskomponente, und eines Frequenzbandes, das niedriger als das Band ist, das in einer Betriebsspannungsoperation zum Erhöhen/Erniedrigen der Verstärkung des Leistungsverstärkers benutzt wird.
In der zweiten Ausführungsform enthält der Leistungsverstärker darüber hinaus eine stabilisierende Stromversorgung, die die Betriebsspannung Vc erzeugt und eine Gegenkopplung zur Stabilisierungsregelung nur der Gleichspannungskomponente anwendet, um die Stabilisierungsregelung in dem Wechselstromsignalband zu schwächen. Wird eine regenerative Last in dieser Weise betrieben, so wird regenerierte Leistung temporär in dem Ausgang der Stromversorgungseinheit gespeichert, während Störungen durch die Leistungsrückführung zu der Stromversorgung verhindert werden und dadurch der Wirkungsgrad verbessert wird. Zusätzlich werden diese Vorgänge in Verbindung mit anderen betrieben, um die Verstärkungsregelung durchzuführen.
Die dritte Ausführungsform entsteht aus der durch Kombination der zweiten Ausführungsform mit der ersten Ausführungsform. In der dritten Ausführungsform wird die Gegenkopplung zur Stromversorgungseinheit der Betriebsspannung Vc für die Stabilisierungsregelung auf eine Gleichspannungskomponente begrenzt. Dies ist von Vorteil, wenn eine regenerative Last angesteuert wird. In einem Ver zerrungskompensationsvorgang wird die Verzerrungskompensation auf ein Wechselstromsignalband angewendet durch Benutzung von zwei Signalen, die die Betriebsspannung Vc und deren Gleichspannungskomponente Ec enthalten, und das niedrigere Band wird für eine Verstärkungsregelung des Leistungsverstärkers benutzt. Insbesondere in der dritten Ausführungsform wird die Gleichspannungskomponente Ec durch Entfernen einer Wechselstromkomponente aus der Betriebsspannung Vc erreicht und ein Gegenkopplungssignal zur Stabilitätsregelung der Stromversorgungseinheit wird durch dasselbe LPF erzeugt. Somit wird eine Grenzfrequenz, die es der Stromversorgungseinheit bei regenerierter Leistung erlaubt zu variieren, gleich einer Grenzfrequenz einer Verzerrungskompensation, die durch eine Variation der Betriebsspannung Vc der Impulsmodulationseinheit durchgeführt wird. Die Verstärkungsregelung des Verstärkers kann auf einfache Weise bei der Grenzfrequenz oder niedriger durchgeführt werden. Diese Grenzfrequenzen können arbiträr so gesetzt werden, dass die Verzerrungskompensation aufgrund der Variation der Betriebsspannung und eines Bandes zur Stabilisierung der Betriebsspannung geeignet sind. Es ist ersichtlich, dass bei der Betriebsweise die Grenzfrequenzen nicht auf die oben beschriebenen Werte begrenzt sind.
Modifikationen:
Jede der ersten bis dritten Ausführungsform erläutert ein Beispiel, in dem die Kompensation der Betriebsspannung in der Weise durchgeführt wird, dass die Amplitude Vtc der Dreieckswelle Vt wie folgt dargestellt wird: Vtc = (Vc/Ec)·Ea oder Vtc = (Vc/Ec)·Et
Wird die Amplitude Vtc der Dreieckswelle Vt jedoch festgelegt und das Wechselspannungseingangssignal Vi mit einem Verhältnis (Ec/Vc) multipliziert, kann der gleiche Effekt wie oben beschrieben erreicht werden. Insbesondere, wenn die Gleichung (9) mit dem Spannungsverhältnis (Ec/Vc) multipliziert wird, erhält man die folgende Gleichung: Vo = (Vc/Vtc)·Vi·(Ec/Vc) = (Ec/Vc)·Vi
Gemäß der oben angegeben Gleichung wird klar, dass die Verstärkung durch die Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc gesteuert werden kann, während eine Variation der Betriebsspannung Vc aus dem Wechselspannungsausgangssignal Vo entfernt wird. Das Wechselspannungseingangssignal kann ein Strom sein.
Obwohl die Erklärung zur oben beschriebenen Ausführungsform durch Hinweis auf eine Modulationsempfindlichkeit in der Amplitudenregelung einer Dreieckswelle erläutert wird, ist die Modulationsempfindlichkeit nicht auf die oben beschriebene Modulationsempfindlichkeit beschränkt. Insbesondere wenn die Amplitudenregelung der Dreieckswelle als Modulation betrachtet wird, wird deutlich, dass die Regelung der Amplitude der Dreieckswelle gleich einer Zunahme/Abnahme einer Modulationsempfindlichkeit ist. Deshalb kann die Idee der vorliegenden Erfindung, nach der die Gleichspannungskomponente Ec aus der Betriebsspannung Vc extrahiert und die Modulationsempfindlichkeit (Amplitude) mit einem Verhältnis (Vc/Ec) multipliziert wird, allgemein auf einen Leistungsverstärker angewendet werden, bei dem die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangssignal die folgende Beziehung erfüllt und eine Modulationsempfindlichkeit „A" hat: Vo = (Vc/A)·Vi (30)
Zusätzlich kann die vorliegende Erfindung auch auf den Fall angewendet werden, in dem sich die Dimensionen von Eingang und Ausgang voneinander unterscheiden. Zum Beispiel kann die Erfindung angewendet werden auf einen Fall, bei dem ein Wechselspannungseingangssignal nicht eine Spannung, sondern ein Strom Ii entsprechend der folgenden Gleichung ist: Vo = (Vc/A)·Ii (31)
Wie oben beschrieben, kann die Idee der vorliegenden Erfindung, nach der die Gleichspannungskomponente Ec aus der Betriebsspannung Vc extrahiert und die Modulationsempfindlichkeit mit (Vc/Ec) multipliziert oder ein Wechselspan nungseingangssignal Vi mit (Ec/Vc) multipliziert wird, allgemein auf Leistungsverstärker angewendet werden, in denen die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen durch die Gleichungen (30) und (31) ausgedrückt wird. Wird zum Beispiel Vi in Gleichung (30) mit dem Verhältnis (Ec/Vc) multipliziert, so ergibt sich die folgende Gleichung: Vo = (Vc/A)·Vi·(Ec/Vc) = (Ec/A)·Vi (32)
Gemäß der oben angegebenen Gleichung wird deutlich, dass die Verstärkung durch die Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc geregelt werden kann, während eine Variation der Betriebsspannung Vc aus dem Wechselspannungsausgangssignal Vo entfernt werden kann. 5 zeigt einen Aufbau, wie er zum Multiplizieren des Eingangssignals Vi mit dem Verhältnis (Ec/Vc) benutzt wird. In 5 ist eine Recheneinheit 20b dazu ausgebildet, die Gleichspannungskomponente Ec der Betriebsspannung Vc abzutasten und das Wechselspannungseingangssignal Vi mit dem Verhältnis (Ec/Vc) der Betriebsspannung Vc und der Gleichspannungskomponente Ec zu multiplizieren.
In den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen wird die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf Leistungsverstärker beschrieben, die ein BTL-System oder eine Vollbrückenschaltung aufweisen. Die vorliegende Erfindung kann jedoch ebenfalls auf Konfigurationen angewendet werden, die anders als die oben beschriebenen Konfigurationen aufgebaut sind.
Die vorliegende Erfindung kann zum Beispiel auch auf eine Konfiguration angewendet werden, bei der ein Schalterkreis nur eine Serienschaltung aus einem Paar eines Hochseiten-Schalters und eines Niedrigseiten-Schalters aufweist und eine Lasteinheit, die mit der Mitte zwischen den Schaltern verbunden ist.
Wenn das Tastverhältnis des Hochseiten-Schalters durch δ dargestellt wird, wird eine Spannung Vx durch die Lasteinheit erzeugt und durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Vx = δ·Vc
Andererseits wird das Tastverhältnis δ ausgedrückt durch Benutzung des Wechselspannungseingangssignals Vi und der Amplitude Vtc der Dreieckswelle Vt wie folgt: δ = (1 + Vi/Vtc)/2
Wird in diesem Fall die Idee der vorliegenden Erfindung angewendet, ist die Amplitude Vtc der Dreieckswelle Vt gleich einem Wert, der durch Multiplikation eines Verhältnisses (Vc/Ec) der Betriebsspannung Vc und deren Gleichspannungskomponente Ec mit einer vorbestimmten Spannung Et erzielt wird. Deshalb wird die Amplitude Vtc durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Vtc = (Vc/Ec)·Et
Hieraus geht hervor, dass die Spannung Vx durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird: Vx = Vc/2 + (Ec/Et)·Vi/2
Wenn die Spannung Vc/2, die eine Hälfte der Betriebsspannung Vc ist, von der Spannung Vx subtrahiert wird, erhält man als Wechselspannungsausgangssignal Vo eine Spannung, die durch Verstärken eines Wechselspannungseingangssignals Vi mit dem Faktor {(Ec/Et)/2} entsteht: Vo = (Ec/Et)·Vi/2
Gemäß der oben angegebenen Gleichung kann die Variation einer Gleichspannungskomponente Ec in der Betriebsspannung Vc die Verstärkung regeln. Auch wenn die Betriebsspannung Vc abwechselnd variiert, wird die Verstärkung nicht beeinflusst und das Wechselspannungsausgangssignal Vo wird nicht verzerrt.
In dieser Weise ist die vorliegende Erfindung nicht auf ein BTL-System mit zwei Paaren von Schalterkreisen beschränkt, sondern kann auch in Leistungsverstärkern angewendet werden, die nur ein Paar von Schalterkreisen enthalten.
Außerdem kann die vorliegende Erfindung auf alle Leistungsverstärker angewendet werden, die einen Schalterkreis mit einer Serienschaltung eines Hochseiten-Schalters und eines Niedrigseiten-Schalters aufweisen und eine Klasse D-Verstärkungsfunktion haben, die durch Zufuhr einer Betriebsspannung in getakteter Form oder in Impulsform an eine Last über die Schalter dargestellt wird, um die Verstärkung proportional zur Betriebsspannung zu regeln. Insbesondere kann die vorliegende Erfindung nicht nur in dem Fall angewendet werden, wo ein analoges Eingangssignal in der Impulsbreite durch eine Dreieckswelle moduliert wird, wie in den oben beschriebenen Ausführungsformen angegeben, sondern auch in einem Fall, in dem eine Impulsdichtenmodulation oder Impulsbreitenmodulation auf ein Eingangssignal angewandt wird, das ein analoges oder ein digitales Signal ist, und zwar durch einen Sigma-Delta-Modulator oder dergleichen.
Die vorliegende Erfindung wurde unter Bezugnahme auf spezielle Ausführungsbeispiele beschrieben. Dem Fachmann sind jedoch eine große Anzahl von anderen Modifikationen und Änderungen sowie andere Benutzungsarten bekannt. Deshalb ist die vorliegende Erfindung auch nicht auf die spezifische Offenbarung, wie sie oben beschrieben wurde, beschränkt und kann nur durch die beigefügten Ansprüche eingeschränkt werden. Die Anmeldung steht in Beziehung zur japanischen Patentanmeldung Nr. 2002-331898 (angemeldet am 15. November 2002).
Industrielle Anwendbarkeit:
Der Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung ist zweckmäßiger Weise auf Leistungsverstärker anzuwenden, bei denen eine Leistung eines Audio-Signals oder dergleichen verstärkt wird, um das verstärkte Audio-Signal einem akustischen Lautsprecher oder dergleichen zuzuführen.

Claims

Leistungsverstärkereinrichtung mit einer Schaltereinheit, der eine Betriebsspannung (Vc) zugeführt wird und die eine Serienschaltung aus einem High-Side-Schalter und einem Low-Side-Schalter enthält, und mit einer Steuereinrichtung, die die Schaltereinheit entsprechend dem Wechselspannungseingangssignal (Vi) in einem Zyklus von vorbestimmten Ein/Aus-Perioden ansteuert, um eine an einen Verbindungspunkt zwischen dem High-Side-Schalter und dem Low-Side-Schalter angeschlossene Last zu speisen, bei der die Steuereinrichtung folgende Einheiten enthält: eine Impulsmodulationseinheit, der das Wechselspannungseingangssignal (Vi) zugeführt wird und die hieraus ein Impulssignal bei einer vorbestimmten Modulationsempfindlichkeit erzeugt und dieses ausgibt, wobei die Modulationsempfindlichkeit eine Spannung ist, die eine Amplitudenreferenz des Impulssignals darstellt, eine Recheneinheit, die eine Gleichspannungskomponente (Ec) aus der Betriebsspannung (Vc) erkennt und die Modulationsempfindlichkeit mit einem Verhältnis (Vc/Ec) der Betriebsspannung (Vc) zu der Gleichspannungskomponente (Ec) multipliziert oder das Wechselspannungseingangssignal (Vi) mit einem Verhältnis (Ec/Vc) der Gleichspannungskomponente (Ec) zu der Betriebsspannung (Vc) multipliziert, und eine Treiberstufe, die die Schaltereinheit auf der Basis des Impulssignals ansteuert.
Leistungsverstärkereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltereinheit in Form einer Vollbrückenschaltung mit zwei parallel geschalteten Serienschaltungen aufgebaut ist, von denen jede Serienschaltung einen High-Side-Schalter und einen Low-Side-Schalter enthält, und dass die Last zwischen die Verbindungspunkte zwischen den jeweiligen High-Side-Schaltern und Low-Side-Schaltern in den Serienschaltungen geschaltet ist.
Leistungsverstärkereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine stabilisierende Betriebsspannungsquelle vorgesehen ist, die die Gleichspannungskomponente regeln kann, und dass die Betriebsspannung von der stabilisierenden Betriebsspannungsquelle geliefert wird.
Leistungsverstärkereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die stabilisierende Betriebsspannungsquelle eine Funktion aufweist, die die Gleichspannungskomponente der Betriebsspannung regelt, um eine Signalverstärkung zu steuern, die ein Verhältnis des Wechselspannungseingangssignal (Vi) zu dem Wechselspannungsausgangssignals (Vo) ist.
Leistungsverstärkereinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Recheneinheit eine Serienschaltung aufweist, die eine Mehrzahl von Widerständen einschließlich eines variablen Widerstandes enthält und im Wesentlichen zwischen die beiden Anschlüsse der Schaltereinheit geschaltet ist, und ein Tiefpassfilter aufweist, das mit einem ersten Verbindungspunkt verbunden ist, der zwischen den Widerständen auf einer niedrigeren Potentialseite als der variable Widerstand angeordnet ist, dass die Impulsmodulationseinheit eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer dreieckförmigen Spannungswellenform aufweist, der ein Potential eines zweiten Verbindungspunktes zugeführt wird, der sich auf der niedrigeren Potentialseite des variablen Widerstandes und des Potentials des ersten Verbindungspunktes befindet, und dass die Impulsmodulationseinheit eine dreieckförmige Spannungswellenform mit-einer Amplitude erzeugt, die gleich der Potentialdifferenz zwischen dem ersten Verbindungspunkt und dem zweiten Verbindungspunkt ist, und die dreieckförmige Spannungswellenform mit dem Wechselspannungseingangssignal vergleicht, um ein Impulssignal zu erzeugen, und dass die stabilisierende Betriebsspannungsquelle die Ausgangsspannung des Tiefpassfilters steuert, um die Gleichspannungskomponente (Ec) der Betriebsspannung zu regeln.
Leistungsverstärkereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Recheneinheit eine vorbestimmte Spannung mit dem Verhältnis (Vc/Ec) multipliziert, um die Spannung auszugeben, und dass die Impulsmodulationseinheit eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer dreieckförmigen Spannungswellenform aufweist, die eine dreieckförmige Spannungswellenform (Vt) mit einer Amplitude erzeugt, die gleich der Amplitude der Ausgangsspannung der Recheneinheit ist, und die dreieckförmige Spannungswellenform (Vt) mit dem Wechselspannungseingangssignal vergleicht, um das Impulssignal zu erzeugen.
Leistungsverstärkereinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Recheneinheit eine erste Stromquelle aufweist, die einen ersten Strom abhängig von der Betriebsspannung (Vc) erzeugt, eine zweite Stromquelle aufweist, die einen zweiten Strom aus dem ersten Strom durch ein Tiefpassfilter erzeugt, eine Konstantstromquelle aufweist, die einen vorbestimmten Strom erzeugt, einen ersten Transistor enthält, in dem der erste Strom als Kollektorstrom fließt, einen zweiten Transistor enthält, in dem der zweite Strom als Kollektorstrom fließt, einen dritten Transistor enthält, in dem der vorbestimmte Strom als Kollektorstrom fließt, und einen vierten Transistor enthält, dass der erste Transistor und der dritte Transistor derart miteinander verbunden sind, dass die entsprechenden Basis-Emitter-Spannungen sich-addieren, dass der zweite Transistor und der vierte Transistor derart miteinander verbunden sind, dass die entsprechenden Basis-Emitter-Spannungen sich addieren, und dass die entsprechenden Transistoren so angeschlossen sind, dass die beiden addierten Spannungen einander gleich sind und die Transistoren somit eine Spannung ausgeben, die von einem Kollektorstrom des vierten Transistors abhängt.
Leistungsverstärkereinrichtung, bei der ein Schalter durch ein Impulssignal angesteuert wird, das durch Modulation eines Wechselstromeingangssignals bei einer Modulationsempfindlichkeit erzeugt wird, wobei die Modulationsempfind lichkeit eine Spannung ist, die eine Amplitudenreferenz des Impulssignals bildet, multipliziert mit dem Verhältnis (Vc/Ec) der Betriebsspannung (Vc) zu der Gleichspannungskomponente (Ec) der zugeführten Betriebsspannung (Vc).
Leistungsverstärkereinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter durch ein Impulssignal angesteuert wird, das von einem Vergleichsresultat zwischen dem Wechselspannungseingangssignal und einer dreieckförmigen Spannungswellenform abhängt, und dass die Amplitude der dreieckförmigen Spannungswellenform gleich einer Spannung ist, die sich durch Multiplizieren des Verhältnisses (Vc/Ec) der Betriebsspannung (Vc) zu der Gleichspannungskomponente (Ec) der Betriebsspannung (Vc) mit einer vorbestimmten Spannung ergibt.
Leistungsverstärkereinrichtung, bei der ein Schalter durch ein Impulssignal angesteuert wird, das von einem Wechselspannungseingangssignal abhängt, das sich durch Multiplikation eines Verhältnisses (Ec/Vc) einer Gleichspannungskomponente (Ec) einer Betriebsspannung (Vc) mit der Betriebsspannung (Vc) ergibt.