PL198380B1 - Wzmacniacz elektroakustyczny klasy D i sposób kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny we wzmacniaczu elekroakustycznym klasy D - Google Patents
Wzmacniacz elektroakustyczny klasy D i sposób kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny we wzmacniaczu elekroakustycznym klasy DInfo
- Publication number
- PL198380B1 PL198380B1 PL351783A PL35178302A PL198380B1 PL 198380 B1 PL198380 B1 PL 198380B1 PL 351783 A PL351783 A PL 351783A PL 35178302 A PL35178302 A PL 35178302A PL 198380 B1 PL198380 B1 PL 198380B1
- Authority
- PL
- Poland
- Prior art keywords
- signal
- output
- input
- supply voltage
- pass filter
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 8
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 abstract description 3
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 5
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/459—Ripple reduction circuitry being used in an amplifying circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
1. Wzmacniacz elektroakustyczny klasy D z otwart a p e- tl a sprz ezenia zwrotnego posiadaj acy zród lo napi ecia zasilaj acego, filtr dolnoprzepustowy wzmacniacza, stopie n mocy sterowany przebiegiem o modulowanej szeroko sci, generator napi ecia o przebiegu pi loksztaltnym oraz kompa- rator, na którego wej scie jest podany sygna l u zyteczny, a którego drugie wej scie jest po laczone z sumatorem uk la- du kompensacji wp lywu napi ecia zasilaj acego na wyj sciowy sygna l u zyteczny, do którego jest podawane napi ecie ze zród la napi ecia referencyjnego, znamienny tym, ze filtr dolnoprzepustowy (9) i filtr górnoprzepustowy (10) s a pod- laczone do zród la napi ecia zasilaj acego (8), a zród lo napi e- cia referencyjnego (12) jest pod laczone do uk ladu odwraca- j acego (11), którego wej scie jest polaczone z wyj sciem filtra dolnoprzepustowego (9), za s wyj scie filtra górnoprzepusto- wego (10) i wyj scie uk ladu odwracaj acego (11) s a podla- czone do mno znika (7), którego wyj scie jest po laczone z wej sciem mno znika (5), którego drugie wej scie jest pod- laczone do generatora (4) napi ecia o przebiegu pi loksztalt- nym, za s wyj scie mno znika (5) jest pod laczone do jednego wej scia sumatora (6), którego drugie wej scie jest pod laczo- ne do generatora (4) napi ecia o przebiegu pi lokszta ltnym. PL PL PL PL
Description
Opis wynalazku
Przedmiotem wynalazku jest wzmacniacz elektroakustyczny klasy D i sposób kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny we wzmacniaczu elektroakustycznym klasy D.
Wzmacniacze elektroakustyczne klasy D cechują się tym, że poza sygnałem użytecznym podawany jest sygnał nośny. Jednym z takich wzmacniaczy jest wzmacniacz, który jest znany z amerykańskiego opisu patentowego nr 4 182 992 składający się między innymi z dwóch tranzystorów i diody.
Z kolei z amerykańskiego opisu patentowego nr 4 178 556 jest znany układ wzmacniający klasy D, który zawiera układ modulujący do modulacji sygnału audio i sygnału nośnego.
Znany jest również z amerykańskiego opisu patentowego nr 6 300 825 wzmacniacz wykorzystujący modulację współczynnika wypełnienia dla sygnału zawierający komparator i układ całkujący, który dla zwiększenia współczynnika tłumienia wpływu zmian napięcia zasilającego został wyposażony w drugi układ całkujący.
Znany jest także z opisu polskiego projektu wynalazczego P-325207 układ kompensacji składowej stałej napięcia wyjściowego zasilany stabilizowanym napięciem, który wytwarza napięciowy sygnał kompensacji. Wytworzony sygnał kompensacji jest dodawany w sumatorze do napięciowego sygnału generatora przebiegu trójkątnego i przez to zmienia składową stałą sygnału wyjściowego generatora. Zmieniona składowa stała wpływa na wartość współczynnika wypełnienia impulsów prostokątnych powstających na wyjściu komparatora, kompensując w pewnym stopniu zmiany napięcia źródła zasilania.
Istotą wynalazku jest to, że we wzmacniaczu elektroakustycznym klasy D z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego posiadającego źródło napięcia zasilającego, filtrem dolnoprzepustowym wzmacniacza, stopniem mocy sterowanym przebiegiem o modulowanej szerokości, generatorem napięcia o przebiegu piłokształtnym oraz komparatorem, na którego wejście jest podany sygnał użyteczny, a którego drugie wejście jest połączone z sumatorem układu kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny, do którego jest podawane napięcie ze źródła napięcia referencyjnego, filtr dolnoprzepustowy i filtr górnoprzepustowy są podłączone do źródła napięcia zasilającego, a źródło napięcia referencyjnego jest podłączone do układu odwracającego, którego wejście jest połączone z wyjściem filtra dolnoprzepustowego, zaś wyjście filtra górnoprzepustowego i wyjście układu odwracającego są podłączone do mnożnika, którego wyjście jest połączone z wejściem mnożnika, którego drugie wejście jest podłączone do generatora napięcia o przebiegu piłokształtnym, zaś wyjście mnożnika jest podłączone do jednego wejścia sumatora, którego drugie wejście jest podłączone do generatora napięcia o przebiegu piłokształtnym.
Korzystnie sygnał wyjściowy Vo(t) układu odwracającego podawany na wejście mnożnika, który jest zmodyfikowaną stałą napięcia zasilającego, wyraża się zależnością Vo(t) = k1 x VDCref / [k2 x V1(t)], gdzie VDCref jest napięciem źródła referencyjnego,V1(t) jest sygnałem wolnozmiennym na wyjściu filtra dolnoprzepustowego, a współczynnik k1 ε < 0.5; 2.0 > i współczynnik k2 ε < 0.2; 1.5 >.
Korzystnie sygnał wyjściowy mnożnika, który jest sygnałem błędu e(t), a który jest podawany na mnożnik wyraża się zależnością e(t) = k3 x Vo(t) x v (t), gdzie Vo(t) jest zmodyfikowaną stałą napięcia zasilającego, vN(t) jest sygnałem szybkozmiennym na wyjściu filtra górnoprzepustowego, a współczynnik k3 ε < 0.8; 10.0 >.
Korzystnie sygnał wyjściowy vcM(t) sumatora, który jest sygnałem skorygowanej fali nośnej, który jest podawany na jedno wejście komparatora wyraża się zależnością vcM(t) = x VC(t) x [1 / k5 + e(t)], gdzie vc(t) jest falą nośną wysokiej częstotliwości generowaną przez generator, e(t) jest sygnałem błędu, a współczynnik k4 ε < 0.2; 1.5 > i współczynnik k5 ε < 0.2; 3.0 >.
Istotą wynalazku jest również to, że w sposobie kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny we wzmacniaczu elektroakustycznym, który zawiera generator sygnału o przebiegu piłokształtnym oraz komparator wykorzystujący modulację szerokości impulsu i który jest zasilany ze źródła zasilającego, a na którego wejście jest podany sygnał użyteczny, a którego drugie wejście jest połączone z sumatorem układu kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny, do którego jest podawane napięcie ze źródła napięcia referencyjnego, z napięcia źródła zasilającego wydziela się sygnał szybkozmienny v (t) i sygnał wolnozmienny vj(t), który jest odwracany i mnożony przez wartość napięcia źródła referencyjnego VDCref, wyniku czego otrzymuje się sygnał wyjściowy Vo(t), który mnoży się przez sygnał szybkozmienny vN(t), w wyniku czego otrzymuje się sygnał błędu e(t), który mnoży się przez sygnał o przebiegu piłokształtnym vc(t) z generatora,
PL 198 380 B1 a otrzymany sygnał sumuje się z sygnałem o przebiegu piłokształtnym vc(t) i jako skorygowaną falę nośną VcM(t) podaje się na jedno wejście komparatora, który wykorzystuje modulację szerokości impulsu, na którego drugie wejście podaje się sygnał użyteczny.
Przedmiot wynalazku jest uwidoczniony w przykładzie wykonania na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia schemat blokowy wzmacniacza elektroakustycznego klasy D z układem kompensacji wpływu zmian napięcia zasilającego, fig. 2 i 3 przedstawiają wynik symulacji komputerowej z zastosowaniem układu kompensacji przy napięciu zasilającym 27 V, fig. 4 i 5 przedstawiają wynik symulacji komputerowej bez układu kompensacji przy napięciu zasilającym 27 V, fig. 6 i 7 przedstawiają wynik symulacji komputerowej z zastosowaniem układu kompensacji przy napięciu zasilającym 40 V i fig. 8 i 9 przedstawiają wynik symulacji komputerowej bez układu kompensacji przy napięciu zasilającym 40 V.
Przedstawione poniżej rozwiązanie układu kompensacji może być zastosowane w dowolnym systemie, który zawiera dyskretny tor audio klasy D, a w opisie zostało przedstawione wraz ze wzmacniaczem elektroakustycznym. Wzmacniacz elektroakustyczny 1 klasy D z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego, przedstawiony na fig. 1, składa się z komparatora 3, na którego wejście jest podany sygnał użyteczny oraz generatora 4, stopnia mocy 2 wykorzystującego modulację szerokości impulsu, źródła napięcia zasilającego 8, filtra dolnoprzepustowego 14 wzmacniacza oraz urządzenia głośnikowego 13 stanowiącego obciążenie wzmacniacza 1.
W przedstawionym wzmacniaczu 1 wejściowy sygnał 21 użyteczny i wyjściowy sygnał 28 użyteczny nie są objęte sprzężeniem zwrotnym i współczynnik tłumienia wpływu zmian napięcia zasilającego wynosi 0 dB. Aby ograniczyć wpływ napięcia zasilania na wyjściowy sygnał użyteczny, wzmacniacz elektroakustyczny 1 został wyposażony w układ kompensacji, który składa się z filtra dolnoprzepustowego 9 i filtra górnoprzepustowego 10, które są podłączone do źródła napięcia zasilającego 8. Źródło napięcia referencyjnego 12 układu kompensacji jest połączone z układem odwracającym 11, którego wejście jest połączone z wyjściem filtra dolnoprzepustowego 9. Wyjście filtra górnoprzepustowego 10 i wyjście układu odwracającego 11 są podłączone do mnożnika 7, którego wyjście jest połączone z wejściem mnożnika 5, którego drugie wejście jest podłączone do generatora 4 napięcia o przebiegu piłokształtnym lub trójkątnym, zaś wyjście mnożnika jest podłączone do jednego wejścia sumatora 6, którego drugie wejście jest podłączone do generatora 4 napięcia o przebiegu piłokształtnym lub trójkątnym.
W przedstawionym wzmacniaczu elektroakustycznym 1 z układem kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny, wejściowy sygnał 21 użyteczny jest podawany na wejście „-” komparatora 3, gdzie następuje porównanie sygnału użytecznego 21 z sygnałem nośnym 26 Vc(t), który jest falą nośną wysokiej częstotliwości w zakresie od 40 kHz do 1 MHz.
W układzie tym napięcie ze źródła zasilającego 8 jest podawane na filtr dolnoprzepustowy 9 oraz na filtr górnoprzepustowy 10. Z wyjścia filtra górnoprzepustowego 10 sygnał szybkozmienny 23 Vii(t), czyli wydzielona składowa zmienna napięcia zasilającego, jest podawany na jedno z wejść mnożnika 7, natomiast sygnał wolnozmienny 22 v(), czyli wydzielona składowa stała napięcia zasilającego, z filtra dolnoprzepustowego 9 podawany jest na wejście układu 11 odwracającego. Ponadto do układu odwracającego 11 podłączone jest napięcie VDCref źródła napięcia referencyjnego 12. Następnie sygnał 24 podany zależnością Vo(t) = k1 x VDCref / Ik x y(t)j z wyjścia układu odwracającego 11 jest podawany na wejście mnożnika 7, gdzie następuje mnożenie tego sygnału z sygnałem szybkozmiennym 23 z wyjścia filtra górnoprzepustowego 10 i otrzymany sygnał błędu 25 podany zależnością e(t) = k3 x Vo(t) x Vii(t) z wyjścia mnożnika 7 jest podawany na jedno z wejść mnożnika 5. W mnożniku 5 następuje mnożenie sygnału nośnej 26 Vc(t) z generatora napięcia o przebiegu piłokształtnym lub trójkątnym i zmodyfikowanej składowej stałej 25 e(t) z mnożnika 7. Następnie sygnał z mnożnika 5 jest sumowany w sumatorze 6 z sygnałem 26 nośnej. Otrzymany sygnał 27, czyli skorygowana fala nośna w. cz. podana zależnością vcm(0 = k4 x Vc(t) x [1 / k5 + e(t)] z wyjścia sumatora 6 podawana jest na wejście „+ komparatora 3. Za pomocą mnożnika 5, sumatora 6, mnożnika 7, filtra dolnoprzepustowego 9, filtra górnoprzepustowego 10, układu odwracającego 11, źródła napięcia referencyjnego 12 jest wytwarzany skorygowany przebieg nośny VcM(t), dzięki któremu możliwe jest utrzymanie stałej obwiedni wyjściowego sygnału użytecznego podawanego na urządzenie głośnikowe 13. Współczynniki występujące we wzorach przyjmują wartości z przedziałów k1 ε < 0.5; 2.0 >, k2 ε < 0.2; 1.5 >, k3 ε < 0.8; 10.0 >, k4 ε <0.2; 1.5> i k5 ε < 0.2; 3.0 >.
Przedstawiony układ rozwiązuje problem niskiego współczynnika tłumienia wpływu zmian napięcia zasilania, określany w języku angielskim jako Power Supply Rejection Ratio, w skrócie PSRR, gdy wzmacniacz nie posiada sprzężenia zwrotnego. W układzie tym celem zwiększenia współczynni4
PL 198 380 B1 ka tłumienia wpływu zmian napięcia zasilania są wykorzystywane sygnały zakłócające napięcie źródła zasilania 8 bez udziału sygnału użytecznego. Nie jest więc modyfikowany sygnał użyteczny w sposób bezpośredni lecz pośrednio poprzez modyfikowanie sygnału nośnego. W przedstawionym układzie kompensacja zmian składowej stałej następuje dzięki mnożnikowi 5, sumatorowi 6, mnożnikowi 7, filtrowi dolnoprzepustowemu 9, układowi odwracającemu 11 i źródłu napięcia referencyjnego 12, a kompensacja zmian składowej zmiennej następuje dzięki mnożnikowi 5, sumatorowi 6, mnożnikowi 7, filtrowi górnoprzepustowemu 10, układowi odwracającemu 11 i źródłowi napięcia referencyjnego 12.
Dalsze figury przedstawiają wyniki symulacji komputerowej wzmacniacza. l tak fig. 2 przedstawia sygnał 31 na wyjściu stopnia mocy z zastosowaniem układu kompensacji wpływu napięcia zasilającego. Sygnał 31 został zmodulowany amplitudowo składową zmienną o amplitudzie 3 V i częstotliwości 33 wynoszącej 1 kHz oraz częstotliwości 32 sygnału użytecznego wynoszącej 5 kHz przy napięciu zasilania wynoszącym 27 V.
Figura 3 przedstawia sygnał sinusoidalny o częstotliwości 34 wynoszącej 5 kHz na wyjściu przy obciążeniu wynoszącym 8 Ω.
Z kolei figura 4 przedstawia sygnał 37 na wyjściu stopnia mocy bez układu kompensacji wpływu napięcia zasilającego. Sygnał ten również został zmodulowany amplitudowo wskutek składowej zmiennej o amplitudzie 3 V i częstotliwości 36 wynoszącej 1 kHz oraz częstotliwości 35 sygnału użytecznego wynoszącego 5 kHz.
Figura 5 przedstawia sygnał sinusoidalny o częstotliwości 38 wynoszącej 5 kHz na wyjściu przy obciążeniu wynoszącym 8 Ω. Obwiednia przebiegu wyjściowego jest wyraźnie zmodulowana, a częstotliwość 39 zmian amplitudy wynosi 1 kHz.
Figura 6 przedstawia sygnał 41 na wyjściu stopnia mocy z zastosowaniem układu kompensacji wpływu napięcia zasilającego przy zmienionych wartościach napięć w porównaniu z sygnałem 31 z fig. 2. Sygnał 41 został także zmodulowany amplitudowo składową zmienną o amplitudzie 7 V i częstotliwości 43 wynoszącej 1 kHz oraz częstotliwości 42 sygnału użytecznego wynoszącej 5 kHz przy napięciu zasilania wynoszącym 40 V.
Figura 7 przedstawia sygnał sinusoidalny o częstotliwości 44 wynoszącej 5 kHz na wyjściu przy obciążeniu wynoszącym również 8 Ω.
Figura 8 przedstawia sygnał 45 na wyjściu stopnia mocy bez układu kompensacji wpływu napięcia zasilającego. Sygnał ten podobnie jak w przypadku fig. 5 został zmodulowany amplitudowo wskutek składowej zmiennej o amplitudzie 7 V i częstotliwości 46 wynoszącej 1 kHz oraz częstotliwości 45 sygnału użytecznego wynoszącego 5 kHz.
Figura 9 przedstawia sygnał sinusoidalny o częstotliwości 48 wynoszącej 5 kHz na wyjściu przy obciążeniu wynoszącym 8 Ω. Obwiednia przebiegu wyjściowego jest wyraźnie zmodulowana, a częstotliwość 49 zmian amplitudy wynosi 1 kHz.
Zaproponowany układ kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy przebieg użyteczny we wzmacniaczu elektroakustycznym klasy D w znacznej mierze rozwiązuje problem związany ze stabilnością wzmacniacza, w tym z ustawieniem marginesu fazy.
Claims (8)
1. Wzmacniacz elektroakustyczny klasy D z otwartą pętlą zwrotnego posiadający źródło napięcia zasilającego, filtr dolnoprzepustowy wzmacniacza, stopień mocy sterowany przebiegiem o modulowanej szerokości, generator napięcia o przebiegu piłokształtnym oraz komparator, na którego wejście jest podany sygnał użyteczny, a którego drugie wejście jest połączone z sumatorem układu kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny, do którego jest podawane napięcie ze źródła napięcia referencyjnego, znamienny tym, że filtr dolnoprzepustowy (9) i filtr górnoprzepustowy (10) są podłączone do źródła napięcia zasilającego (8), a źródło napięcia referencyjnego (12) jest podłączone do układu odwracającego (11), którego wejście jest połączone z wyjściem filtra dolnoprzepustowego (9), zaś wyjście filtra górnoprzepustowego (10) i wyjście układu odwracającego (11) są podłączone do mnożnika (7), którego wyjście jest połączone z wejściem mnożnika (5), którego drugie wejście jest podłączone do generatora (4) napięcia o przebiegu piłokształtnym, zaś wyjście mnożnika (5) jest podłączone do jednego wejścia sumatora (6), którego drugie wejście jest podłączone do generatora (4) napięcia o przebiegu piłokształtnym.
PL 198 380 B1
2. Wzmacniacz elektroakustyczny klasy D według zastrz. 1, znamienny tym, że sygnał wyjściowy (24) vo(t) układu odwracającego (11) podawany na wejście mnożnika (7), który -est zmodyfikowaną stałą napięcia zasilającego, wyraża się zależnością v::::(t) = k, x vDCref / H x y(t)], gdzie vDCref -est napięciem źródła referencyjnego (12), v() -est sygnałem wolnozmiennym na wyjściu filtra dolnoprzepustowego (9), a współczynnik ki ε < 0.5; 2.0 > i współczynnik k2 ε < 0.2; 1.5 >.
3. Wzmacniacz elektrΌakustyczny Masy D według zas^z. 2, znamienny tym, że sygnał wyy· ściowy mnożnika (7), który jest sygnałem (25) błędu e(t), a który jest podawany na mnożnik (5) wyraża się zależnością e(t) = k3 x v0(t) x vii(t), gdzie vo(t) jest zmodyfikowaną stałą napięcia zasilającego, vii(t) jest sygnałem (23) szybkozmiennym na wyjściu filtra górnoprzepustowego (10), a współczynnik k3 ε < 0.8; 10.0 >.
4. Wzmacniacz elektrΌakustyczny Masy D według zas^z. 1, znamienny tym. że sygnał wyy· ściowy vcM(t) sumatora (6), który jest sygnałem skorygowanej fali nośnej, który jest podawany na jedno wejście komparatora wyraża się zależnością vcM(t) = k4 x vc(t) x [1 / k5 + e(t)], gdzie vc(t) jest falą nośną wysokiej częstotliwości generowaną przez generator (4), e(t) jest sygnałem (25) błędu, a współczynnik k4 ε < 0.2; 1.5 > i współczynnik k5 ε < 0.2; 3.0 >.
5. Sposób kompensacjj wpływu napięcia zasiiającego na w^yi^c^ic^\^^ sygnał użyyeczny we wzmacniaczu elektroakustycznym, który zawiera generator sygnału o przebiegu piłokształtnym oraz komparator wykorzystujący modulację szerokości impulsu i który jest zasilany ze źródła zasilającego, a na którego wejście jest podany sygnał użyteczny, a którego drugie wejście jest połączone z sumatorem układu kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny, do którego jest podawane napięcie ze źródła napięcia referencyjnego, znamienny tym, że z napięcia źródła zasilającego (8) wydziela się sygnał szybkozmienny vH(t) i sygnał wolnozmienny vi(t), który jest odwracany i mnożony przez wartość napięcia źródła referencyjnego vDCref, w wyniku czego otrzymuje się sygnał wyjściowy vo(t), który mnoży się przez sygnał szybkozmienny vH(t), w wyniku czego otrzymuje się sygnał błędu e(t), który mnoży się przez sygnał o przebiegu piłokształtnym vc(t) z generatora (4), a otrzymany sygnał sumuje się z sygnałem o przebiegu piłokształtnym vc(t) i jako skorygowaną falę nośną vcM(t) podaje się na jedno wejście komparatora (3), który wykorzystuje modulację szerokości impulsu, na którego drugie wejście podaje się sygnał użyteczny.
6. Sposób kompensacc według zas^z. 5, znamienny tym, że sygnaa jwyjścOwy j24) v0((t ukkadu odwracającego (11) podawany na wejście mnożnika (7), który jest zmodyfikowaną stałą napięcia zasilającego, wyraża się zależnością v::::(t) = k x vDCref / [k2 x v(t)], gdzie vDCref jest napięciem źródła referencyjnego (12), vi(t) jest sygnałem wolnozmiennym na wyjściu filtra dolnoprzepustowego (9), a współczynnik k1 ε < 0.5; 2.0 > i współczynnik k2 ε < 0.2; 1.5 >.
7. Sposób ^Γ^ρθη53^ϊ według zas^z. 5, zi^^r^i^r^r^\y tym, że sygnaa wyjściowy mnożnika (7), który jest sygnałem (25) błędu e(t), a który jest podawany na mnożnik (5) wyraża się zależnością e(t) = k3 x v..(t) x vii(t), gdzie v..(t) jest zmodyfikowaną stałą napięcia zasilającego, vn(t) jest sygnałem (23) szybkozmiennym na wyjściu filtra górnoprzepustowego (10), a współczynnik k3 ε < 0.8; 10.0 >.
8. Sposób kompensat według zas^z. 5, znam ienny tym, że sygnaa wyjściowy vCM((t sumatora (6), który jest sygnałem skorygowanej fali nośnej, który jest podawany na jedno wejście komparatora wyraża się zależnością vcM(t) = k4 x vc(t) x [1 / k5 + e(t)], gdzie vc(t) jest falą nośną wysokiej częstotliwości generowaną przez generator (4), e(t) jest sygnałem (25) błędu, a współczynnik k4 ε < 0.2; 1.5 > i współczynnik k5 ε < 0.2; 3.0 >.
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PL351783A PL198380B1 (pl) | 2002-01-21 | 2002-01-21 | Wzmacniacz elektroakustyczny klasy D i sposób kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny we wzmacniaczu elekroakustycznym klasy D |
| PCT/PL2003/000006 WO2003061117A1 (en) | 2002-01-21 | 2003-01-18 | Class d electroacoustic amplifier and method for compensation of power supply voltage influence on output audio signal in class d electroacoustic amplifier |
| AU2003214729A AU2003214729A1 (en) | 2002-01-21 | 2003-01-18 | Class d electroacoustic amplifier and method for compensation of power supply voltage influence on output audio signal in class d electroacoustic amplifier |
| US10/502,026 US7038534B2 (en) | 2002-01-21 | 2003-01-18 | Class D audio amplifier and method for compensation of power supply voltage influence on output audio signal in class D audio amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PL351783A PL198380B1 (pl) | 2002-01-21 | 2002-01-21 | Wzmacniacz elektroakustyczny klasy D i sposób kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny we wzmacniaczu elekroakustycznym klasy D |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| PL351783A1 PL351783A1 (en) | 2003-07-28 |
| PL198380B1 true PL198380B1 (pl) | 2008-06-30 |
Family
ID=20079612
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| PL351783A PL198380B1 (pl) | 2002-01-21 | 2002-01-21 | Wzmacniacz elektroakustyczny klasy D i sposób kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny we wzmacniaczu elekroakustycznym klasy D |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7038534B2 (pl) |
| AU (1) | AU2003214729A1 (pl) |
| PL (1) | PL198380B1 (pl) |
| WO (1) | WO2003061117A1 (pl) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1578011B1 (en) * | 2002-11-15 | 2007-02-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power amplifying apparatus |
| MXPA06000898A (es) | 2003-07-24 | 2006-08-23 | Dobbs Stanford Corp | Amplificador de onda triangular modulada. |
| DE10353965A1 (de) * | 2003-11-19 | 2005-06-09 | Siemens Ag | Verstärker mit endstufen-gesteuerter Regelung |
| WO2005067609A2 (en) * | 2004-01-07 | 2005-07-28 | Altec Lansing Technologies, Inc. | Improved power supply rejection for pulse width modulated amplifiers and automatic gain control |
| US7170266B1 (en) * | 2004-06-18 | 2007-01-30 | National Semiconductor Corporation | Balanced, floating, spread-spectrum pulse width modulator circuit |
| WO2006109245A1 (en) * | 2005-04-15 | 2006-10-19 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Class-d amplifier |
| CN101346234B (zh) * | 2005-12-22 | 2011-04-06 | 精工爱普生株式会社 | 喷墨打印机的喷头驱动装置和驱动控制方法、喷墨打印机 |
| US8430466B2 (en) * | 2006-01-17 | 2013-04-30 | Seiko Epson Corporation | Head drive device of inkjet printer and ink jet printer |
| EP1980401B1 (en) * | 2006-01-20 | 2011-07-06 | Seiko Epson Corporation | Inkjet printer head driving apparatus and inkjet printer |
| CN101374665B (zh) * | 2006-01-25 | 2010-12-08 | 精工爱普生株式会社 | 喷墨打印机的头驱动装置、头驱动方法及喷墨打印机 |
| JP4930231B2 (ja) * | 2006-07-20 | 2012-05-16 | セイコーエプソン株式会社 | 液体噴射装置 |
| JP5141117B2 (ja) * | 2006-07-24 | 2013-02-13 | セイコーエプソン株式会社 | 液体噴射装置および印刷装置 |
| JP4946685B2 (ja) * | 2006-07-24 | 2012-06-06 | セイコーエプソン株式会社 | 液体噴射装置および印刷装置 |
| JP2008049699A (ja) * | 2006-07-24 | 2008-03-06 | Seiko Epson Corp | 液体噴射装置および印刷装置 |
| JP2008132765A (ja) * | 2006-10-25 | 2008-06-12 | Seiko Epson Corp | 液体噴射装置および印刷装置 |
| US7731317B2 (en) * | 2007-01-12 | 2010-06-08 | Seiko Epson Corporation | Liquid jetting device |
| JP4321600B2 (ja) * | 2007-02-07 | 2009-08-26 | セイコーエプソン株式会社 | インクジェットプリンタ |
| JP4518152B2 (ja) * | 2008-01-16 | 2010-08-04 | セイコーエプソン株式会社 | 液体噴射装置及びインクジェットプリンタ |
| JP5256768B2 (ja) * | 2008-02-21 | 2013-08-07 | セイコーエプソン株式会社 | 液体噴射装置 |
| DE102011088810B4 (de) * | 2011-12-16 | 2023-02-02 | Endress+Hauser Conducta Gmbh+Co. Kg | Elektronische Schaltung und Verfahren zum Demodulieren von Nutzsignalen aus einem Trägersignal sowie ein Modem |
| US9800214B2 (en) | 2015-03-30 | 2017-10-24 | Qualcomm Incorporated | Power supply rejection rate through noise cancellation in an audio amplifier loop |
| US10153795B1 (en) | 2018-02-20 | 2018-12-11 | Nxp B.V. | Switching amplifier circuit with amplitude control |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4182992A (en) * | 1977-04-15 | 1980-01-08 | Attwood Brian E | Pulse width modulated signal amplifier |
| JPS59814Y2 (ja) * | 1977-04-22 | 1984-01-11 | ブライアン・ア−ネスト・アトウツド | Ｄ級増幅器 |
| JPH04281606A (ja) * | 1991-03-11 | 1992-10-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | パルス幅変調増幅器 |
| US5160896A (en) * | 1992-02-18 | 1992-11-03 | Harman International Industries, Incorporated | Class D amplifier |
| US5559467A (en) * | 1995-01-27 | 1996-09-24 | The Regents Of The University Of California | Digital, pulse width modulation audio power amplifier with noise and ripple shaping |
| US6016075A (en) * | 1997-06-04 | 2000-01-18 | Lord Corporation | Class-D amplifier input structure |
| US5982231A (en) * | 1997-07-23 | 1999-11-09 | Linfinity Microelectronics, Inc. | Multiple channel class D audio amplifier |
| JP2001515694A (ja) * | 1998-01-22 | 2001-09-18 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ｐｗｍ増幅器 |
| US6091292A (en) * | 1998-03-31 | 2000-07-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High efficiency power amplifying apparatus |
| WO2002091565A2 (en) * | 2001-05-04 | 2002-11-14 | Ok-Sang Jin | Signal amplifying method, signal amplifier and devices related therewith |
| US6809586B1 (en) * | 2003-05-13 | 2004-10-26 | Raytheon Company | Digital switching power amplifier |
-
2002
- 2002-01-21 PL PL351783A patent/PL198380B1/pl unknown
-
2003
- 2003-01-18 US US10/502,026 patent/US7038534B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2003-01-18 AU AU2003214729A patent/AU2003214729A1/en not_active Abandoned
- 2003-01-18 WO PCT/PL2003/000006 patent/WO2003061117A1/en not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20050083113A1 (en) | 2005-04-21 |
| PL351783A1 (en) | 2003-07-28 |
| AU2003214729A1 (en) | 2003-07-30 |
| WO2003061117A1 (en) | 2003-07-24 |
| US7038534B2 (en) | 2006-05-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| PL198380B1 (pl) | Wzmacniacz elektroakustyczny klasy D i sposób kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny we wzmacniaczu elekroakustycznym klasy D | |
| US7075803B2 (en) | Frequency stabilization technique for self oscillating modulator | |
| CN100472954C (zh) | 放大器电路 | |
| US4507619A (en) | Amplifier with signal-dependent voltage supply source | |
| JPS61109307A (ja) | 周波数安定２状態変調システム | |
| JP2003115730A (ja) | Ｐｗｍ変調回路及び電力増幅回路 | |
| US7417509B2 (en) | Spread spectrum modulation of a clock signal for reduction of electromagnetic interference | |
| JPH02177607A (ja) | パルス幅変調増幅回路 | |
| US7817399B2 (en) | PWM drive apparatus and method for correcting output offset thereof | |
| CA2299525A1 (en) | A buck boost switching regulator | |
| WO2022070711A1 (ja) | オーディオ回路、それを用いた電子機器および車載オーディオシステム | |
| KR20030041991A (ko) | 제어형 자기-발진 모듈레이터 및 그 모듈레이터를 이용한전력 변환 시스템 | |
| US7183818B2 (en) | Triangular wave generating circuit adapted to class-D amplifier | |
| JPH06177720A (ja) | 信号のデューティサイクル制御回路及び５０％のデューティサイクルを有するクロック信号の供給方法 | |
| JP2503980Y2 (ja) | 色副搬送波の発生回路 | |
| CN1252906C (zh) | 预处理器 | |
| JPH0336099Y2 (pl) | ||
| JPH0347006B2 (pl) | ||
| CN104865999B (zh) | 驱动电路和用于驱动外部负载的方法 | |
| US6628094B2 (en) | Method and apparatus for canceling ripple current in a lamp | |
| JP3123581B2 (ja) | 高速複合反転増幅器 | |
| SU344560A1 (ru) | Регулятор уровня сигналов | |
| JPH0260089B2 (pl) | ||
| JP2632418B2 (ja) | 高周波ｐｗｍインバータ装置 | |
| SU1056148A1 (ru) | Стабилизатор переменного напр жени |