CN101331675B - 电机驱动装置及使用该装置的电气设备 - Google Patents

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Abstract

一种电机驱动装置(2)包括：H桥电路(21)，其具有与电机线圈L以H桥形式连接的四个开关元件(QH1，QH2，DL1，DL2)；控制电路(22)，用于对每个开关元件进行导通-截止控制；以及PWM信号产生电路(23)，用于产生具有根据电源电压Vcc与控制电压Vref之比的占空比的PWM信号，其中控制电路(22)构成为根据操作模式控制信号FIN和RIN，选择要导通的开关元件，并根据PWM信号控制开关元件的占空比。这种结构可以根据从外部输入的控制电压Vref，在较宽范围上容易并可变地控制施加至电机线圈L一端的驱动电压。

Description

电机驱动装置及使用该装置的电气设备
技术领域
本发明涉及用于控制电机驱动的电机驱动装置、以及使用该装置的电气设备。
背景技术
在对电机的驱动进行控制的电机驱动装置中，为了将电机的转动速度设定到所需值，需要将施加至电机线圈一端的驱动电压(由此将流经电机线圈的驱动电流)控制在所需值。
因此，传统电机驱动装置通常采用如图10所示的配置，其中双极型晶体管Tr1到Tr4用作H桥电路中的开关元件，并设置有根据从外部馈入的作为驱动电压设定信号的控制电压Vref来控制上侧晶体管Tr1和Tr2的基极电流的装置(晶体管Tra和Trb以及恒流源Ia和Ib)，从而将施加至电机线圈L一端的驱动电压(由此将流经电机线圈L的驱动电流)控制在所需值(所谓的压降型稳压器配置)。图中的控制电路CNT是根据从外部馈入的操作模式控制信号FIN和RIN(二值信号)的逻辑来控制晶体管Tr1到Tr4的导通-截止状态(即，电机的操作模式)的装置。
在如上配置的电机驱动装置中，当上侧晶体管Tr1(Tr2)保持导通时，向电机线圈L的一端施加驱动电压(与控制电压Vref大约一样高的电压)，该驱动电压是通过将控制电压Vref仅升高晶体管Tra(Trb)的1Vf值、然后使控制电压Vref仅下降晶体管Tr1(Tr2)的1Vf值而获得的。
作为本发明的其他相关传统技术，公开并提出了：电机驱动控制系统，其中场效应晶体管用作H桥电路中的开关元件，并通过脉宽调制控制(下文中称作PWM(脉宽调制)控制)来控制晶体管的栅极电压(参见专利公开1)；以及一种技术，其中对于输出电容器的充电-放电电压作为三角波的三角波产生电路，通过控制三角波的振幅随着电源电压的降低而减小，并进一步根据该振幅来减小对电容器充电和放电的电流值，将输出三角波的频率保持在预定频率(参见本申请的申请人提交的专利公开2)。
专利公开1 JP-B-3665565
专利公开2    JP-A-2002-223563
发明内容
本发明要解决的问题
的确，对于具有图10所示传统配置的电机驱动装置，不管电源电压Vcc如何，通过使用装置外部设置的电阻分压器电路等适当地产生控制电压Vref，可以根据控制电压Vref将施加至电机线圈L一端的驱动电压(由此将流经电机线圈L的驱动电流)控制在所需值。
但是，在上述传统电机驱动装置中，为了确保晶体管Tra(Trb)正确操作，可以将控制电压Vref设定为仅高到通过从电源电压Vcc中减去晶体管Tra(Trb)的1Vf值而给出的电压值(实际上，甚至附加地考虑到恒流源Ia(Ib)中发生的电压降而确定的甚至更低的电压)。由此，可以施加至电机线圈L一端的驱动电压是比电源电压Vcc至少低晶体管Tra(Trb)的1Vf值的电压，这阻止了对电源电压范围的有效利用。
此外，在上述传统电机驱动装置中，因为双极型晶体管Tr1到Tr4用作H桥电路的开关元件，所以开关元件对导通-截止控制的响应不一定很快。
专利公开1只公开了一种技术，其中通过根据流经电机线圈的驱动电流来PWM驱动H桥电路的开关元件，从而选择性地设定电机的操作模式。但是专利公开1没有公开与如下技术有关的内容：根据从外部施加的控制电压将施加至电机线圈一端的驱动电压设定为所需值。
专利公开2的传统技术涉及开关稳压器，其受到使用由三角波产生电路产生的三角波的PWM驱动，该技术的主要目的仅限于提供如下开关稳压器：通过即使在电源电压降低时也防止PWM驱动能力劣化，并且即使在电源电压降低时也确保预定的占空比，从而能够根据输出电压的变化可靠地执行PWM驱动。因此，专利公开2的传统技术没有提供对上述问题的解决方案。
本发明的目的是提供一种电机驱动装置及使用该装置的电气设备，该电机驱动装置能够根据从外部馈入的控制电压，容易并在较宽范围中可变地控制施加至电机线圈一端的驱动电压。
解决问题的手段
为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，一种电机驱动装置包括：H桥电路，其具有与电机中设置的电机线圈以H桥型连接的四个开关元件；控制电路，用于对所述开关元件进行导通-截止控制；以及PWM信号产生电路，用于产生占空比与经由所述H桥电路施加至所述电机线圈的一端或另一端的电源电压与从所述装置外部馈入的控制电压之比相对应的PWM信号。这里，所述控制电路根据从所述装置外部馈入的操作模式控制信号，选择要导通的开关元件，并根据所述PWM信号，控制所述开关元件的占空比(第一配置)。
根据本发明，优选地在具有第一配置的电机驱动装置中，所述PWM信号产生电路包括：第一分压器，用于以预定比率对所述电源电压进行分压，以产生第一分压电压；第二分压器，用于以预定比率对所述控制电压进行分压，以产生第二分压电压；振荡器，用于产生具有恒定频率以及锯齿或三角波形的振荡电压，所述振荡电压的振幅根据第一分压电压而变化；以及PWM比较器，其输出逻辑根据第二分压电压和振荡电压中哪一个更高而改变；所述PWM信号产生电路向所述控制电路馈送所述PWM比较器的输出信号，作为所述PWM信号(第二配置)。
根据本发明，优选地在具有第二配置的电机驱动装置中，所述振荡器包括：电容器，其端子电压被引出作为所述振荡电压；充电电流提供部，用于向所述电容器提供充电电流，所述充电电流与第一分压电压成比例；第一比较器，其输出逻辑根据第一分压电压与所述电容器的端子电压中哪一个更高而改变；第二比较器，其输出逻辑根据所述电容器的端子电压与预定基准电压中哪一个更高而改变；RS触发器，第一比较器的输出信号作为其置位输入，第二比较器的输出信号作为其复位输入；以及放电开关，其连接在所述电容器的一端与接地端子之间，并根据RS触发器的输出信号而受到导通-截止控制(第三配置)。
根据本发明，优选地，在具有第二配置的电机驱动装置中，所述振荡器包括：计数器，用于对时钟信号计数；以及数模转换器，用于将所述计数器计数的值转换为模拟电压；所述振荡器输出数模转换器的输出，作为所述振荡电压；向数模转换器施加第一分压电压作为正电源电压，并施加预定基准电压作为负电源电压(第四配置)。
根据本发明另一方面，电气设备包括电机和用于控制电机驱动的电机驱动装置。这里，电气设备具有上述第一到第四配置之一的电机驱动装置，作为其电机驱动装置(第五配置)。
本发明的有益效果
根据本发明，可以根据从外部馈入的控制电压，容易地并在较宽范围内可变地控制施加至电机线圈一端的驱动电压。
附图说明
图1是示出了实现本发明的具有本发明的电机驱动装置的电气设备的框图；
图2是示出了振荡器OSC的配置示例的框图；
图3是示出了振荡器OSC的操作示例的波形图；
图4是示出了根据操作模式控制信号FIN和RIN而执行的栅极信号产生操作的图；
图5示出了不同操作模式(正向转动、逆向转动、制动和空转模式)下的驱动电流路径的图；
图6是示出了PWM信号产生电路23的修改示例的电路图；
图7是示出了H桥电路21的修改示例的电路图；
图8是示出了振荡器OSC的修改示例的框图；
图9是示出了振荡器OSC的操作示例的波形图；以及
图10是示出了传统电机驱动装置的电路图。
附图标记列表
1   电机
2   电机驱动装置
21  H桥电路
22  控制电路
22a 自举输出级
23  PWM信号产生电路
24  电荷泵电路
QH1，QH2    P沟道场效应晶体管(上侧开关元件)
QH1’，QH2’N沟道场效应晶体管(上侧开关元件)
QL1，QL2    N沟道场效应晶体管(下侧开关元件)
DH1，DH2，DL1，DL2  二极管
D1’，D2’          二极管
C1’，C2’          电容器
L                   电机线圈
R1到R4              电阻器
E1                  直流电压源
PCMP                PWM比较器
ADJ                 阻抗转换器
OSC                 振荡器
C1                  电容器
CMP1，CMP2          比较器
VIC                 电压-电流转换器
I1                  可变电流源
FF                  RS触发器
DAC                 数模转换器
CT                  计数器
具体实施方式
图1是示出了实现本发明的具有本发明电机驱动装置的电气设备的图(部分地包括电路元件)。
如图所示，本实施例的电气设备包括电机1和用于控制电机1的驱动的电机驱动装置2。
电机1是单相DC电机，其沿与通过电机线圈L的电流相对应的方向转动，并且由电机驱动装置2将其操作在四个不同操作模式(E向转动，逆向转动，制动和空转模式)之间切换。
具有可逆电机1的电气设备中使用的机构的示例是盘式CD播放器的盘开关机构、录像机的带盒弹出机构、印刷机的自动裁纸机构、照相机的聚焦机构和空调的百叶窗开关机构，因此可逆电机1具有极其广泛的应用。
电机驱动装置2包括H桥电路21、控制电路22和PWM信号产生电路23。
H桥电路21包括与电机1中设置的电机线圈L(电抗负载)以H桥形式连接的四个开关元件(P沟道场效应晶体管QH1和QH2以及N沟道场效应晶体管QL1和QL2)。
现在将具体描述H桥电路21的内部配置。
用作上侧开关元件的晶体管QH1和QH2的源极都与施加有电源电压Vcc的电源输入端子连接。用作下侧开关元件的晶体管QL1和QL2的源极都与接地端子连接。晶体管QH1和QL1的漏极彼此连接，其连接节点与连接至电机线圈L一端的第一输出端子连接。晶体管QH2和QL2的漏极彼此连接，其连接节点与连接至电机线圈L另一端的第二输出端子连接。晶体管QH1、QH2、QL1和QL2的栅极全部与控制电路22的栅极信号输出端子连接。
如图1所示，二极管DH1、DH2、DL1和DL2沿图示方向分别与晶体管QH1、QH2、QL1和QL2并联，并用作电机线圈L的反电动势吸收元件。在晶体管QH1、QH2、QL1和QL2分别伴有寄生二极管的情况下，寄生二极管可以用作反电动势吸收元件。
控制电路22主要控制晶体管QH1、QH2、QL1和QL2，是根据从装置外部馈入的操作模式控制信号FIN和RIN来选择要导通的晶体管、并为了根据从PWM信号产生电路23馈入的PWM信号来控制所选晶体管的占空比的目的而根据操作信号FIN和RIN以及PWM信号来产生晶体管QH1、QH2、QL1和QL2的栅极信号的装置。稍后将详细描述控制电路22的具体操作。
PWM信号产生电路23是用于产生占空比与经由H桥电路21施加至电机线圈L的一端或另一端的电源电压Vcc和从装置外部馈入的控制电压Vref之间的比率相对应的PWM信号的装置。
现在将具体描述PWM信号产生电路23的内部配置。
如图1所示，PWM信号产生电路23包括电阻器R1到R4、阻抗转换器ADJ、直流电压源E1、振荡器OSC和PWM比较器PCMP。
电阻器R1和R2在电源输入端子与接地端子之间彼此串联，其连接节点与振荡器OSC的一个输入端子(上限设定端子)连接。电阻器R1和R2之间的电阻比是m∶n。电阻器R1和R2用作以预定比率α(＝n/(m+n))对电源电压Vcc进行分压以产生第一分压电压VH(＝α×Vcc)的第一分压器。
直流电压源E1是用于产生预定基准电压VL的装置。直流电压源E1的正端子与振荡器OSC的另一输入端子(下限设定端子)连接，直流电压源E1的负端子与接地端子连接。
振荡器OSC是用于产生振荡电压Vosc的装置，振荡电压Vosc具有恒定频率以及锯齿或三角波形，其振幅根据第一分压电压VH而变化。振荡器OSC的输出端子与PWM比较器PCMP的反相端子(-)连接。稍后将详细描述振荡器OSC的具体配置和操作。
电阻器R3和R4经由阻抗转换器ADJ在控制电压输入端子与接地端子之间彼此串联，其连接节点与PWM比较器PCMP的非反相端子(+)连接。电阻器R3和R4之间的电阻比是m∶n。电阻器R3和R4用作以预定比率α(＝n/(m+n))对控制电压Vref进行分压以产生第二分压电压VR(＝α×Vref)的第二分压器。
阻抗转换器ADJ是用于匹配其输入与输出之间的阻抗的装置(即，缓冲装置)。
PWM比较器PCMP是比较装置，其输出逻辑根据第二分压电压VR和振荡电压Vosc中哪一个更高而变化，其输出信号作为PWM信号馈送至控制电路22。PWM信号是二值信号，当第二分压电压VR高于振荡电压Vosc时，该二值信号为高电平，而当第二分压电压VR低于振荡电压Vosc时，该二值信号为低电平。
接着，参照图2和3，详细描述振荡器OSC的具体配置和操作。
图2是示出了振荡器OSC的配置示例的框图(部分地包括电路元件)，图3是示出了振荡器OSC的操作示例的波形图。
图3上部标记有“Vosc”的实线表示在将电压Va馈入作为第一分压电压VH的情况下的振荡电压Vosc，图3上部标记有“Vosc”的虚线表示在将电压Vb(＞Va)馈入作为第一分压电压VH的情况下的振荡电压Vosc。在图3下部，分别用“PWM”和“PWM’”标记在上述情况下产生的PWM信号。
如图2所示，本实施例的振荡器OSC包括电容器C1、电压-电流转换器VIC、可变电流源I1、第一比较器CMP1、第二比较器CMP2、RS触发器FF和N沟道场效应晶体管N1。
电容器C1的一个端子与可变电流源I1的输出端子连接，并作为振荡器OSC的输出端子与PWM比较器PCMP的反相输入端子(-)连接。即，在本实施例的振荡器OSC中，将电容器C1的端子电压作为振荡电压Vosc而引出。电容器C1的另一端子接地。
电压-电流转换器VIC和可变电流源I1是用于向电容器C1提供与第一分压电压VH成比例的充电电流“i”的装置。
第一比较器CMP1是比较装置，其输出逻辑根据第一分压电压VH和电容器C1的端子电压(振荡电压Vosc)中哪一个更高而改变。第一比较器CMP1的输出信号是二值信号，当第一分压电压VH高于电容器C1的端子电压时，该二值信号为高电平，而当第一分压电压VH低于电容器C1的端子电压时，该二值信号为低电平。
第二比较器CMP2是比较装置，其输出逻辑根据电容器C1的端子电压(振荡电压Vosc)与预定基准电压VL中哪一个更高而改变。第二比较器CMP2的输出信号是二值信号，当电容器C1的端子电压高于预定基准电压VL时，该二值信号为高电平，而当电容器C1的端子电压低于预定基准电压VL时，该二值信号为低电平。
RS触发器FF是根据馈入其反相置位端子(SB)的第一比较器CMP1的输出信号和馈入其反相复位端子(RB)的第二比较器CMP2的输出信号来从其输出端子(Q)输出晶体管N1的栅极信号的装置。具体而言，RS触发器FF的输出逻辑以如下方式连续改变：当振荡电压Vosc达到第一分压电压VH时，该输出逻辑变为高电平，然后当振荡电压Vosc达到基准电压VL时，该输出逻辑返回低电平。
晶体管N1连接在电容器C1的一端与接地端子之间，并用作根据RS触发器FF的输出信号而受到导通-截止控制的放电开关。具体而言，晶体管N1的导通-截止状态以如下方式连续改变：当振荡电压Vosc达到第一分压电压VH时，晶体管N1导通；然后当振荡电压Vosc达到基准电压VL时，晶体管N1截止。
通过上述充电-放电控制，如图3上部所示，振荡电压Vosc的上限是根据第一分压电压VH而可变地设定的，振荡电压Vosc的下限是根据预定基准电压VL而固定设定的。
如上所述，电容器C1的充电电流“i”的电流值(电容器C1的充电速度)与第一分压电压VH成比例地增大或减小。具体而言，对于本实施例的振荡器OSC，第一分压电压VH(由此电源电压Vcc)越高，电容器C1的充电速度越快；第一分压电压VH越低，电容器C1的充电速度越慢。
通过上述充电电流控制，无论第一分压电压VH(由此电源电压Vcc)如何，振荡器OSC的振荡周期(振荡频率)都保持恒定。
如上所述，在本实施例的PWM信号产生电路23中，第一和第二分压器的分压比都设定成相同值(α＝n/(m+n))。
因此，在PWM比较器PCMP处，通过比较第二分压电压VR和振荡电压Vosc，可以获得占空比与第一分压电压VH(电源电压Vcc)和第二分压电压VR(控制电压Vref)之比相对应的PWM信号，从而可以根据用户自由馈送的控制电压，容易且在较宽范围内可变地控制施加至电机线圈L一端的驱动电压(见图3下部)。
在产生控制电压Vref时，不需要特别考虑与电源电压Vcc的相互关系(即，PWM信号的占空比)，并且可以使用装置外部设置的电阻分压器电路等，在必要时产生值与要施加至电机线圈L一端的驱动电压相同的电压。
例如，在应该施加至电机线圈一端的驱动电压是3V的情况下，无论电源电压Vcc是5V还是12V，均可以施加所需的3V电压，作为控制电压Vref。
在应该将电源电压Vcc本身施加至电机线圈L一端的情况下，可以将控制电压输入端子与电源输入端子短路。
接着，将参照图4和5，详细描述控制电路22对H桥电路21的控制操作。
图4是示出了根据操作模式控制信号FIN和RIN的栅极信号产生操作的图，图5示出了不同操作模式(正向转动、逆向转动、制动和空转模式)下驱动电流路径的图。
在图4中，在图左侧，符号“FIN”和“RIN”分别指示从装置外部馈入的操作模式控制信号FIN和RIN的逻辑状态，符号“QH1”、“QH2”、“QL1”和“QL2”分别指示H桥电路21中设置的晶体管QH1、QH2、QL1和QL2的栅极信号逻辑状态。符号“模式”指示电机1的操作模式。
在操作模式控制信号FIN和RIN分别为高电平和低电平的情况下，控制电路22产生晶体管的栅极信号，以使晶体管QH1和QL2导通并且晶体管QH2和QL1截止，从而将电机1切换到“正向转动模式”。通过这样产生栅极信号，驱动电流沿图5(a)所示的路径，经由H桥电路21而通过电机1中设置的电机线圈L，驱动电机1正向转动。
另一方面，在操作模式控制信号FIN和RIN分别为低电平和高电平的情况下，控制电路22产生晶体管的栅极信号，以使晶体管QH2和QL1导通并且晶体管QH1和QL2截止，从而将电机1切换到“逆向转动模式”。通过这样产生栅极信号，驱动电流沿图5(b)所示的路径，经由H桥电路21而通过电机1中设置的电机线圈L，驱动电机1逆向转动。
在选择上述两种操作模式的情况下，上侧晶体管QH1和QH2的占空比是根据从PWM信号产生电路23馈送的PWM信号而控制的。采用这种PWM驱动，反复地向电机线圈L充入和从其放出驱动电流，从而控制电机线圈L的驱动电压。
因此，对于本实施例的电机驱动装置，无论电源电压Vcc如何，均可以根据用户设定的控制电压Vref将施加至电机线圈L一端的驱动电流(从而将流经电机线圈L的驱动电流)控制在所需值。
在操作模式控制信号FIN和RIN都为高电平的情况下，控制电路22产生晶体管的栅极信号，以使晶体管QL1和QL2导通并且晶体管QH1和QH2截止，从而将电机1切换到“制动模式”。通过这样产生栅极信号，驱动电流沿图5(c)所示的路径，经由H桥电路21从电机1中设置的电机线圈L转移到接地端子，将电机1制动。
在操作模式控制信号FIN和RIN都为低电平的情况下，控制电路22产生晶体管的栅极信号，以使晶体管QL1、QL2、QH1和QH2全部截止，从而将电机1切换到“空转模式”。通过这样产生栅极信号，根据电机1中设置的电机线圈L的反电动势，电流沿图5(d)所示的路径流经H桥电路21，使电机1空转。
如上所述，通过本实施例的电机驱动装置，可以根据从外部馈入的控制电压Vref，在较宽范围内容易地并可变地控制施加至电机线圈L一端的驱动电压(从而控制流经电机线圈L的驱动电流)，从而可以有效地利用该装置的电源电压范围。
此外，利用通过PWM驱动H桥电路21的开关元件来将施加至电机线圈L一端的驱动电压控制在所需值的配置，可以使用来自电机1的再生电流，因此可以在关期间切断电源，以使装置节电。
此外，利用本实施例中将场效应晶体管用作H桥电路21的开关元件的电机驱动装置，相比于使用双极型晶体管的传统配置，可以增强开关元件对导通-截止控制的响应。但是，即使将双极型晶体管用作开关元件，也可以利用本发明的上述优点，因此，场效应晶体管的使用对于实施本发明并不是必不可少的。
在上述实施例中，假设设置并驱动单相DC电机，但是这并不是要以任何方式来限制本发明的配置。本发明可以广泛应用于对其他类型的电机(例如，音圈电机和步进电机)进行驱动的电机驱动装置。
本发明可以采用除上述作为实施例而具体描述的方式之外的其他方式实现，并且在本发明的范围和精神内可以进行多种修改和变型。
例如，在上述实施中，假设设置在H桥电路21中的所有开关元件的上侧晶体管QH1和QH2是PWM驱动的，但是这并不是要以任何方式来限制本发明的配置，下侧晶体管QL1和QL2可以是PWM驱动的。
在上述实施中，假设对电源电压Vcc和控制电压Vref进行分压以分别产生第一分压电压VH和第二分压电压VR，并且使用这些分压电压来产生PWM信号，但是这并不是要以任何方式来限制本发明的配置；只要使用能够在电源和GND之间的整个摆幅上工作的PWM比较器PCMP，则可以如图6所示直接使用电源电压Vcc和控制电压Vref，而不是第一分压电压VH和第二分压电压VR。图1所示的阻抗转换器ADJ不是必不可少的组件，而可以如图6所示将其省略。
在上述实施中，假设使用P沟道场效应晶体管QH1和QH2作为H桥电路21中的上侧开关元件，但是这并不是要以任何方式来限制本发明的配置。如图7(a)和7(b)所示，可以使用N沟道场效应晶体管QH1’和QH2’作为上侧开关元件。在这种情况下，可以使用对电源电压Vcc进行升压的电荷泵电路24来作为产生晶体管QH1’和QH2’的栅极电压的装置；或者如图7(b)所示，可以使用自举输出级22a，以相对于晶体管QH1’和QH2’各自的源极电压对它们的栅极电压进行自举操作。
在上述实施中，假设在振荡器OSC中以模拟形式产生振荡电压Vosc，但是这并不是要以任何方式来限制本发明的配置，可以按照数字形式来产生振荡电压Vosc。
图8是示出了振荡器OSC的修改示例的框图，图9是示出了振荡器OSC的操作示例的波形图。
图9上部标记有“Vosc”的实线表示在将电压Va馈入作为第一分压电压VH的情况下的振荡电压Vosc，图9上部标记有“Vosc”的虚线表示在将电压Vb(＞Va)馈入作为第一分压电压VH的情况下的振荡电压Vosc。在图9下部，分别用“PWM”和“PWM’”标记在上述情况下产生的PWM信号。
如图8所示，本修改示例的振荡器OSC包括对时钟信号CLK计数的自由运转(free-running)计数器CT、以及将计数器CT计数的值转换为模拟电压的n比特数模转换器DAC(例如，6比特R-2R电路)，振荡器OSC将数模转换器DAC的输出作为振荡电压Vosc馈送至后面的PWM比较器PCMP。
向数模转换器DAC施加第一分压电压VH作为正电源电压(对应于振荡电压Vosc的设定上限电压)，并施加基准电压VL作为负电源电压(对应于振荡电压Vosc的设定下限电压)。
当计数器CT计数时，如上配置的振荡器OSC中产生的振荡电压Vosc开始从基准电压VL的水平步进上升“n”级，到达第一分压电压VH的水平，然后，在下一次计数器CT计数时，振荡电压Vosc回落至基准电压VL的水平。这种状态改变重复进行，因此振荡电压Vosc具有锯齿波形。
即，根据第一分压电压VH可变地设定振荡电压Vosc的上限值，根据基准电压VL固定地设定振荡电压Vosc的下限值。如图9下部所示，由于是根据时钟信号CLK的振荡频率和数模转换器DAC的比特分辨率确定的，所以无论第一分压电压VH(从而无论电源电压Vcc)是多少，振荡电压Vosc的振荡周期(振荡频率)保持恒定。
因此，利用本修改示例的振荡器OSC，可以比图2所示的配置更加容易和准确地控制振荡电压Vosc的振荡周期。尤其在控制多个电机的驱动时，从外部馈入时钟信号CLK的配置使多个电机的同步容易进行。
另一种可能配置是通过简单比较振荡电压Vosc与从外部馈入的要用于对开关元件进行PWM驱动的控制电压Vref来产生PWM信号，其中振荡电压Vosc具有与电源电压Vcc无关的预定振幅。但是，如果采用这种配置，用户必须考虑电源电压Vcc与所需驱动电压之间的相互关系，自己预先计算PWM信号的占空比，然后输入与计算结果相对应的控制电压Vref。相反，利用上述实施例的配置，用户只需要输入值与所需驱动电压相同的控制电压Vref。因此，在增强用户友好性方面，优选地采用上述实施例的配置。
另一可能配置是对操作模式控制信号FIN和RIN本身进行PWM控制，并使用它们对开关元件进行PWM控制。但是，如果采用这种配置，需要替换用于产生操作模式控制信号FIN和RIN的产生装置(例如，更新微型计算机固件)，因而这强迫用户大幅度改变系统。相反，利用上述实施例的配置，用户只需要用该实施例的电机驱动装置来替换电机驱动装置，而对于操作模式控制信号FIN和RIN，用户只需要输入常规使用的信号。因此，在避免对系统进行大幅度改变的情况下，优选地采用上述实施例的配置。
工业实用性
本发明提供了一种用于在对电机的驱动进行控制的电机驱动装置以及使用该装置的电气设备中容易地并在较宽范围上设定电机的转速的技术。

Claims (5)

1.一种电机驱动装置，包括：
H桥电路，其具有与电机中设置的电机线圈以H桥型连接的四个开关元件；
控制电路，用于对所述开关元件进行导通-截止控制；以及
PWM信号产生电路，用于产生占空比与经由所述H桥电路施加至所述电机线圈的一端或另一端的电源电压与从所述装置外部馈入的控制电压之比相对应的PWM信号，
其中
所述控制电路根据从所述装置外部馈入的操作模式控制信号，选择要导通的开关元件，并根据所述PWM信号，控制所述开关元件的占空比。
2.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中
所述PWM信号产生电路包括：
第一分压器，用于以第一预定比率对所述电源电压进行分压，以产生第一分压电压；
第二分压器，用于以第二预定比率对所述控制电压进行分压，以产生第二分压电压；
振荡器，用于产生具有恒定频率以及锯齿或三角波形的振荡电压，所述振荡电压的振幅根据第一分压电压而变化；以及
PWM比较器，其输出逻辑根据第二分压电压和振荡电压中哪一个更高而改变；
所述PWM信号产生电路向所述控制电路馈送所述PWM比较器的输出信号，作为所述PWM信号。
3.根据权利要求2所述的电机驱动装置，其中
所述振荡器包括：
电容器，其端子电压被引出作为所述振荡电压；
充电电流提供部，用于向所述电容器提供充电电流，所述充电电流与第一分压电压成比例；
第一比较器，其输出逻辑根据第一分压电压与所述电容器的端子电压中哪一个更高而改变；
第二比较器，其输出逻辑根据所述电容器的端子电压与预定基准电压中哪一个更高而改变；
RS触发器，第一比较器的输出信号作为其置位输入，第二比较器的输出信号作为其复位输入；以及
放电开关，其连接在所述电容器的一端与接地端子之间，并根据RS触发器的输出信号而受到导通-截止控制。
4.根据权利要求2所述的电机驱动装置，其中
所述振荡器包括：
计数器，用于对时钟信号计数；以及
数模转换器，用于将所述计数器计数的值转换为模拟电压；
所述振荡器输出数模转换器的输出，作为所述振荡电压；以及
向数模转换器施加第一分压电压作为正电源电压，并施加预定基准电压作为负电源电压。
5.一种电气设备，包括：
电机；以及
用于控制电机驱动的电机驱动装置，
其中所述电机驱动装置是权利要求1到4任一项所述的电机驱动装置。
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