TWI396374B - 交換控制電路及自激式直流對直流轉換器 - Google Patents

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Description

交換控制電路及自激式直流對直流轉換器
本發明係關於交換控制電路及自激式直流對直流轉換器。
直流對直流轉換器係內建於電子裝置之局部交換電源，且係廣泛地分類成一外激式及自激式。直流對直流轉換器具有截斷直流輸入電壓Vin且控制交換元件的接通及斷開以截斷輸入電壓Vin之至少一交換元件。於此交換電源中，所截斷的輸入電壓Vin係由LC平流電路等予以平流化，以在不同於輸入電壓Vin的位準之某些目標位準獲得輸出電壓Vout。以此配置，直流對直流轉換器可供應連接至直流對直流轉換器的負載側電路所需之供電電壓。
圖6顯示習知外激式直流對直流轉換器300的架構。
外激式直流對直流轉換器300設有串聯地連接在輸入電壓Vin的供電線及接地線間之NMOS電晶體Q1,Q2，且NMOS電晶體Q1,Q2係以互補方式由驅動電路40所接通及斷開。結果，指示H位準或L位準之矩形波信號出現在NMOS電晶體Q1,Q2的連接點，且被供應至由平流線圈L及電容元件C1所構成之LC平流電路。以此方式，輸出電壓Vout被產生，相較於輸入電壓Vin，輸出電壓Vout已被降壓且平流化。
輸出電壓Vout係藉由用於調整目標位準的電阻元件R1、R2而劃分以產生電壓(=R2/(R1+R2))，該電壓被送回誤差放大器100。誤差放大器100集成且輸出依照輸出電壓Vout改變的分電壓Vf及參考電壓Vref間之誤差。PWM比較器120比較三角形波振盪器110所輸出之三角形波電壓及誤差放大器100的輸出以產生PWM(脈衝寬度調變)信號P，PWM信號P經由驅動電路40來接通及斷開NMOS電晶體Q1,Q2。於此例中，NMOS電晶體Q1在當PWM信號P在H位準時之周期接通(NMOS電晶體Q2斷開)，而NMOS電晶體Q1在當PWM信號P在L位準時之周期斷開(NMOS電晶體Q2接通)。
假設，外激式直流對直流轉換器300的輸出電壓Vout因為干繞或類似情況變成高於穩定位準。於此例中，因為分電壓Vf跟隨輸出電壓Vout且變得更高，自誤差放大器100輸出之誤差電壓(Vref-Vf)逐漸地降低。結果，H位準脈衝寬度被縮短於自PWM比較器120輸出的PWM信號P。因為NMOS電晶體Q1的接通周期被縮短，輸出電壓Vout的位準降低，且輸出電壓Vout被控制於回到穩定狀態的方向。另一方面，如果輸出電壓Vout變成低於參考電壓Vref的位準，雖然於與上述相反之操作，輸出電壓Vout同樣地被控制於回到穩定狀態的方向。
順便說，眾所周知，這是難以加速外激式直流對直流轉換器300的操作，因為分電壓Vf必須在分電壓Vf被使用於PWM比較器120之前通過誤差放大器100。特別地，具有電阻元件R1及電容元件Cr之誤差放大器100構成積分電路。因此，如果輸出電壓Vout快速地改變，誤差放大器100不能快速輸出相應於快速變化之輸出結果。因此，誤差放大器100花費時間以實施相應於輸出電壓Vout的快速改變之控制。
因此，已提議已自其本身移除誤差放大器100及三角形波振盪器110之自激式直流對直流轉換器，誤差放大器100係快速控制回應的抑制因子。因為輸出電壓Vout的起伏(亦即，紋波)隨著交換元件的接通及斷開周期之改變而直接出現，自激式直流對直流轉換器具有更快速的控制回應性，且適合於需要針對負載起伏的更快回應性之供電應用。此類型的自激式直流對直流轉換器通稱為“紋波轉換器”(見例如，日本專利先行公開案第2005-110369號)。
圖7顯示習知紋波轉換器310(以下稱為“第一習知實例的紋波轉換器310”)的代表性架構。與圖6所示的外激式直流對直流轉換器300的不同點在於，紋波比較器10及延遲電路30被配置以取代誤差放大器100、三角形波振盪器110、及PWM比較器120。相同參照號碼指示如圖6的相同組件，將不再說明這些相同組件。
紋波比較器10被實施作為所謂的差動比較器，該差動比較器具有用於施加藉由劃分紋波狀輸出電壓Vout所獲得的分電壓Vf之反相輸入端子、用於施加將與分電壓Vf比較且對應於輸出電壓Vout的目標位準的參考電壓Vref之非反相輸入端子、及用於輸出交換控制信號D之輸出端子，交換控制信號D依照分電壓Vf及參考電壓Vref間的位準比較結果經由驅動電路40來接通及斷開NMOS電晶體Q1,Q2。關於藉由延遲電路30延遲交換控制信號D所產生之交換控制信號D’，NMOS電晶體Q1於H位準周期接通，而NMOS電晶體Q2於L位準周期接通。
在自紋波比較器10輸出之交換控制信號D供應至NMOS電晶體Q1,Q2之前，延遲電路30使交換控制信號D延遲一預設延遲時間Td。因此，因為NMOS電晶體Q1,Q2的接通及斷開周期隨著延遲時間Td的變化而改變，可說是，延遲電路30用來將NMOS電晶體Q1,Q2的交換頻率設定至想要值。順便說，不同於延遲電路30的延遲時間Td，紋波比較器10及驅動電路40具有延遲，而NMOS電晶體Q1,Q2具有交換延遲。然而，基於這些延遲非常短於延遲電路30的延遲時間Td之前提下，以下說明省略這些延遲。
圖8顯示“1/2”的降壓比的例子中之第一習知例的紋波轉換器310的主要信號的波形圖。“1/2”的降壓比“係10V的輸入電壓Vin下降至例如，5V的輸出電壓之例子，且於此例中，每一操作中的NMOS電晶體Q1,Q2係“1/2”。
當分電壓Vf不超過參考電壓Vref時，紋波比較器10輸出H位準交換控制信號D，且當分電壓Vf超過參考電壓Vref時，紋波比較器10輸出L位準交換控制信號D(見圖8(a)及(b))。當交換控制信號D通過延遲電路30時，產生延遲時間Td所顯示之交換控制信號D’(見圖8(b)、(c))。交換控制信號D’被供應至NMOS電晶體Q1,Q2。
因此，當分電壓Vf變成高於參考電壓Vref時，NMOS電晶體Q1未斷開(NMOS電晶體Q2未接通)，且，當延遲時間Td在分電壓Vf變成高於參考電壓Vref之後已過去時，NMOS電晶體Q1斷開(NMOS電晶體Q2接通)。相同地，當延遲時間Td已在分電壓Vf變成低於參考電壓Vref之後已過去時，NMOS電晶體Q1接通(NMOS電晶體Q2斷開)，(見圖8(a)、(d)、(e))。結果，分電壓Vf的波形為三角形波的形式，三角形波具有以“1/2”的負載上升及落下的相同斜度，且分電壓Vf的平均位準(直流分量)與參考電壓一致。
假設，第一習知實例的紋波轉換器310的輸出電壓Vout因為干擾或類似情況變成高於穩定狀態。於此例中，因為分電壓Vf隨著輸出電壓Vout變更高，H位準脈衝寬度短於自紋波比較器10輸出之交換控制信號D。結果，因為NMOS電晶體Q1的接通周期縮短，輸出電壓Vout的位準下降，且輸出電壓Vout係控制於回到穩定狀態的方向。另一方面，如果輸出電壓Vout變成低於參考電壓Vref之位準，雖然於與上述相反的操作，輸出電壓Vout同樣地控制於回到穩定狀態的方向。
於第一習知實例的紋波轉換器310中，以下缺點被指出。圖9顯示當降壓比小於“1/2”時之第一習知實例的紋波轉換器310的主要信號的波形圖。如圖9(a)所示，如果降壓比不同於“1/2”，分電壓Vf的三角形波具有不同的上升及落下的斜度。延遲電路30的延遲時間Td被固定。因此，差別被產生在施加至紋波比較器10的參考電壓Vref及分電壓Vf的平均位準之間。
特別說明如圖7所示的第一習知實例的紋波轉換器310之數值，假設以下條件：輸入電壓Vin的可變範圍係7.5V至20V；輸出電壓Vout的目標位準係5V；電阻元件R1係4kΩ；電阻元件R2係1Kω；及參考電壓Vref係1V。
當輸入電壓Vin係10V時，因為降壓比=1/2，分電壓Vf顯示具有1/2的負載之波形(見圖8(a))，且分電壓Vf的平均位準與參考電壓Vref的1V一致。因此，輸出電壓Vout保持在5V。
另一方面，當輸入電壓Vin係15V時，因為降壓比=1/3，分電壓Vf具有較窄的負載(見圖9(a))，且分電壓Vf的平均位準些微高於參考電壓Vref的1V。例如，如果分電壓Vf的平均位準係1.02V，輸出電壓Vout係5.1V(=1.02V×(4kΩ+1kΩ)/1kΩ)，且輸出電壓Vout改變2%。
當輸入電壓Vin係7.5V時，因為降壓比=2/3，分電壓Vf具有較寬的負載(見圖9(a)的反相狀態)，且分電壓Vf的平均位準些微低於參考電壓Vref的1V。例如，如果分電壓Vf的平均位準係0.98V，輸出電壓Vout係4.9V(=0.98V×(4kΩ+1kΩ)/1kΩ)，且輸出電壓Vout改變2%。
以此方式，第一習知實例的紋波轉換器310具有參考電壓Vref及分電壓Vf的平均位準間之偏差，且此偏差造成當輸入電壓Vin改變時輸出電壓Vout改變之問題，輸出電壓Vout被假設為恆定。為解決由於偏差之問題，另一紋波轉換器320(以下稱為第二習知實例的紋波轉換器320)被提議，其中圖10所示之輸出校正電路60已被導引至圖7所示之第一習知實例的紋波轉換器310。相同參考號碼指示如圖7之相同組件，這些組件將被說明。
例如，輸出校正電路60包含誤差放大器61，誤差放大器61具有用於施加分電壓Vf之反相輸入端子、用於施加參考電壓Vref之非反相輸入端子、及用於輸出誤差積分電壓VE在分電壓Vf及參考電壓Vref間之輸出端子；以及連接至誤差放大器61的輸出端子及紋波比較器10的非反相輸入端子間的信號線之電容元件C2。
亦即，為了使分電壓Vf的平均位準符合參考電壓Vref，亦即，去除上述偏差，輸出校正電路60放大分電壓Vf相對於參考電壓Vref的相對誤差，且輸出使電容元件C2充電及放電之電流，因此產生誤差積分電壓VE。紋波比較器10使用產生於輸出校正電路60之誤差積分電壓VE作為比較電壓，該比較電壓係一分電壓Vf之比較目標。結果，施加至輸出校正電路60之分電壓Vf及參考電壓Vref係虛擬地短路及調整，使得分電壓Vf的平均位準與參考電壓Vref一致。例如，於上述數值實例的例子中，當輸入電壓Vin係15V時，施加至紋波比較器10的非反相輸入端子之電壓係0.98V(=1/1.02V)，且當輸入電壓Vin係7.5V時，施加至紋波比較器10的非反相輸入端子之電壓係1.02V(=1/0.98V)。以此方式，可解決由於上述偏差之問題。
順便說，不管直流對直流轉換器是否為外激式或自激式，諸如NMOS電晶體Q1,Q2之組件或負載側的電路可能受損，因為其輸出電流Iout由於某些理由超過一預定OCP(過電流保護)。為防止此種事件，直流對直流轉換器通常設有用於過電流保護之機構(見日本專利公開申請案第H07-245874號)。
圖11係用於說明具有過電流保護功能之直流對直流轉換器的架構之示意圖。
過電流狀態檢測電路50檢測直流對直流轉換器的輸出電流Iout且與使用作為決定是否處於過電流狀態的準則之預定臨界值比較，且產生指示比較結果之狀態信號S。
如果過電流狀態檢測電路50所產生之狀態信號S指示處於過電流狀態，過電流保護電路51產生過電流保護信號P經由驅動電路40來斷開NMOS電晶體Q1(接通NMOS電晶體Q2)，以降低輸出電流Iout及輸出電壓Vout的位準。當狀態信號S接著指示未處於過電流狀態時，過電流保護電路51停止過電流保護操作(使過電流保護信號P失效)且轉換至正常操作。
例如，如果圖11所示之過電流保護機構係簡單地設於圖7所示之第一習知實例的紋波轉換器310及圖10所示的第二習知實例的紋波轉換器320，以下問題將發生。
如果過電流保護機構係設於第一習知實例的紋波轉換器310中，NMOS電晶體Q1在依據輸出電流Iout改變的電壓(亦即，輸出電流檢測電壓Vd)超過對應於過電流狀態的參考電壓VOCP的OCP點來斷開(NMOS電晶體Q2接通)，且輸出電流檢測電壓Vd的位準減小。結果，輸出電流檢測電壓Vd變成低於參考電壓VOCP，且過電流保護電路51停止過電流保護操作且轉換至正常操作。因為輸出電壓Vout的位準己減小，第一習知實例的紋波轉換器310係控制於接通NMOS電晶體Q1(斷開NMOS電晶體Q2)的方向。因此，輸出電流檢測電壓Vd再次變成高於參考電壓VOCP。
以此方式，如圖12所示，第一習知實例的紋波轉換器310以高速重複使輸出電流檢測電壓Vd變成高於參考電壓VOCP、斷開NMOS電晶體Q1、及使輸出電流檢測電壓Vd變成低於參考電壓VOCP的一系列操作。因此，NMOS電晶體Q1,Q2的交換頻率變成非常高，此增加交換損失，且第一習知實例的紋波轉換器310的組件可能受損。
如果過電流保護配置係設於第一習知實例的紋波轉換器310，如圖13所示，當輸出電流Iout自穩定狀態轉換至過電流狀態時(在圖13的時間T1)，過電流保護機構(見圖13(a)、(b))降低輸出電壓Vout的位準。因為輸出電壓Vout的位準減小，分電壓Vf的位準亦減小，且因此誤差放大器61的兩個輸入間的誤差加大。因此，誤差積分電壓VE的位準增加(見圖13(b)、(c))。亦即，施加至紋波比較器10之參考電壓Vref的位準增加。
當輸出電流Iout以此種條件(在圖13的時間T2)自過電流狀態回到穩定狀態時，誤差積分電壓VE保持其位準高於穩定狀態直到分電壓Vf變成約等於參考電壓Vref。因為在輸出校正電路60的高頻之回應性降低，甚至在分電壓Vf變成約等於參考電壓Vref之後，(見圖(b)、(c))需要花費時間使誤差積分電壓VE的位準減小。因此，在過電流保護解除之後，有發生輸出電壓Vout的超越量之問題。
為了解決以上問題，依據本發明的主要形態，提供一種交換控制電路，該交換控制電路設於自激式直流對直流轉換器，該交換控制電路藉由接通及斷開交換元件來截斷直流輸入電壓，且然後以平流電路來平流化所截斷的電壓，以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸出電壓。該交換控制電路包含：交換控制信號產生電路，其檢測該輸出電壓的紋波中之變化，且產生該交換元件的接通及斷開控制之交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨該目標位準；過電流保護信號產生電路，其檢測該自激式直流對直流轉換器的輸出電流，且當檢測到該輸出電流係處於等於或大於預定電流之過電流狀態時，不管該交換控制信號，該過電流保護信號產生電路產生用來斷開該交換元件之過電流保護信號，以使該輸出電流小於該預定電流；及延遲電路，其延遲該過電流保護信號。
為了解決以上問題，依據本發明的另一主要形態，提供一種交換控制電路，該交換控制電路設於自激式直流對直流轉換器，該交換控制電路藉由接通及斷開交換元件來截斷直流輸入電壓，且然後以平流電路來平流化所截斷的電壓，以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸出電壓。該交換控制電路包含：交換控制信號產生電路，其檢測該輸出電壓的紋波中之變化，且藉由比較反饋該輸出電壓所獲得之反饋電壓及作為比較目標之比較電壓而產生該交換元件的接通及斷開控制之交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨該目標位準；過電流保護信號產生電路，其檢測該自激式直流對直流轉換器的輸出電流，且當檢測到該輸出電流係處於等於或大於預定電流之過電流狀態時，不管該交換控制信號，該過電流保護信號產生電路產生用來斷開該交換元件之過電流保護信號，以使該輸出電流小於該預定電流；及輸出校正電路，其依據該反饋電壓相對於該參考電壓的相對誤差來調整該比較電壓，以使該反饋電壓的平均位準與對應於該目標位準的參考電壓一致，以及，當該過電流保護信號產生電路檢測到該輸出電流係處於該過電流狀態時，該輸出校正電路降低該比較電壓的位準。
自此說明書的以下詳細說明並參照附圖，本發明的以上及其它特徵將更為顯而易知。
自說明的內容及附圖，至少以下詳細說明將是顯而易知。
<第一實施例> ==使用交換控制電路之紋波轉換器的架構==
圖1顯示具有連接至交換控制電路400的外部組件之紋波轉換器200，交換控制電路400係設有依據本發明的第一實施例的過電流保護機構之積分電路。
於此實施例中，交換控制電路400的外部組件係其為NMOS電晶體Q1及Q2的串聯連接體之交換元件、由平流線圈L及電容元件C1所構成之LC平流電路、其為電阻元件R1、R2的串聯連接體之除法電路、及用於檢測對應於輸出電壓Vout的輸出電流Iout之電阻元件Rd。於一些實施例中，外部組件可被裝入交換控制電路400，而不是平流電路，平流電路通常難以積成。
NMOS電晶體Q1、Q2係依據本申請案的請求項之“交換元件”的一個實施例。NMOS電晶體Q1,Q2係配置且串聯地連接於直流輸入電壓Vin的供電線及接地線之間。NMOS電晶體Q1,Q2係以互補方式藉由驅動電路40予以接通及斷開，且截波輸入電壓(亦即，矩形波信號)出現在NMOS電晶體Q1,Q2的連接點。本發明不僅可使用NMOS電晶體Q1,Q2，而且可使用可實施相似交換操作之其它元件。
由平流線圈L及電容元件C1所構成之LC平流電路係依據此應用的申請範圍之平流電路的一個實施例。LC平流電路接收上述的矩形波信號輸入，且產生輸出電壓Vout，相較於輸入電壓Vin，輸出電壓Vout被降壓且平流化。
除法電路(電阻元件R1、R2的串聯連接體)藉由電阻元件R1、R2的電阻值所決定的除法比(=R2/(R1+R2))將輸出電壓Vout分成分電壓Vf(=R2/(R1+R2)×Vout)。亦即，輸出電壓Vout的想要直流電壓位準(以下“目標位準”)係由改變電阻元件R1、R2的電阻值予以調整。
紋波比較器10係依據此申請案的請求項之交換信號產生電路的一個實施例。紋波比較器10係一所謂的差動比較器，其具有：反相輸入端子，用於施加分電壓Vf(依據此申請案的請求項的反饋電壓)，分電壓Vf係來自LC平流電路之輸出電壓Vout的反饋電壓且反映輸出電壓Vout的紋波之變化；非反相輸入端子，用於施加參考電壓Vref(依據此申請案的請求項之參考電壓或比較電壓)，參考電壓Vref對應於輸出電壓Vout的目標位準；及輸出端子，輸出交換控制信號D，用於依照分電壓Vf及NMOS電晶體Q1,Q2間之位準比較結果經由驅動電路40控制NMOS電晶體Q1,Q2的接通/斷開，以使輸出電壓的紋波追隨目標位準。當此分電壓Vf的位準低於參考電壓Vref時且當交換控制信號D係H位準(一位準)時，NMOS電晶體Q1被接通(NMOS電晶體Q2被斷開)。相反地，當分電壓Vf的位準高於參考電壓Vref時且當交換控制信號D係L位準(另一位準)時，NMOS電晶體Q1被斷開(NMOS電晶體Q2被接通)。
過電流狀態檢測電路70及過電流狀態保護電路80係依據此申請案的請求項之過電流保護信號產生電路的一個實施例。
過電流狀態檢測電路70檢測對應至輸出電壓Vout之輸出電流Iout，且產生指示所檢測的輸出電流Iout是否處於過電流狀態之狀態信號S。例如，過電流狀態檢測電路70係由以下元件構成：電阻元件Rd、配置在NMOS電晶體Q1,Q2的連接點及輸出電壓Vout的輸出端子之間；及OCP比較器72，其比較放大當輸出電流Iout流經電阻元件Rd時跨接電阻元件Rd發生之電位差的OCP放大器71所產生之輸出電流檢測電壓Vd、及對應至使用作為過電流狀態的準則之電流，以輸出比較結果作為狀態信號S。
OCP比較器72係差動比較器，其具有用於施加自OCP放大器71輸出的輸出檢測電壓Vd之反相輸入端子、用於施加參考電壓VOCP之非反相輸入端子、及輸出指示檢測電壓及過電流參考電壓的比較結果的狀態信號S之輸出端子。於此架構的例子中，當輸出電流檢測電壓Vd小於參考電壓VOCP時，狀態信號S係H位準(一位準)，而當輸出電流檢測電壓Vd等於或大於參考電壓VOCP時，狀態信號S係L位準(另一位準)。因此，如果狀態信號S係H位準，其意指非過電流狀態被檢測到，而如果狀態信號S係L位準，其意指過電流狀態被檢測到。
如果過電流狀態檢測電路70所產生之狀態信號S指示處於過電流狀態(L位準)，過電流狀態保護電路80產生過電流保護信號P，用於經由驅動電路40斷開NMOS電晶體Q1(接通NMOS電晶體Q2)，以減小輸出電流Iout及輸出電壓Vout的位準。當狀態信號S接著指示未處於過電流狀態(H位準)，過電流保護電路51停止過電流保護操作(使過電流保護信號P失效)，且切換至正常操作，該操作使用紋波比較器10所產生之交換控制信號D。
亦即，過電流狀態保護電路80已將自過電流狀態檢測電路70輸出的狀態信號S及自紋波比較器10輸出的交換控制信號D輸入至其上。當狀態信號S指示未處於過電流狀態(H位準)時，過電流狀態保護電路80輸出交換控制信號D，而當狀態信號S指示處於過電流狀態(L位準)時，過電流狀態保護電路80輸出過電流保護信號P。
在紋波比較器10及過電流狀態檢測電路70具有上述架構的前題下，可由簡單AND元件81構成過電流狀態保護電路80。
亦即，如果輸出電流Iout未處於過電流狀態，施加至OCP比較器72的反相輸入端子之輸出電流檢測電壓Vd低於施加至OCP比較器72的非反相輸入端子之參考電壓VOCP。於此例中，OCP比較器72產生指示未處於過電流狀態之H位準狀態信號S。因此，因為狀態信號一直在穩定狀態之H位準，簡單AND元件81輸出來自紋波比較器10之交換控制信號D。
另一方面，如果輸出電流Iout處於過電流狀態，過電流保護被啟動，其經由過電流狀態保護電路80所產生的過電流保護信號P使輸出電壓Vout降至一指定或更低電壓。於此例中，施加至紋波比較器10的反相輸入端子之分電壓Vf低於施加至其非反相輸入端子之參考電壓Vref。因此，於過電流狀態的例子中，因為紋波比較器10一直輸出H位準交換控制信號D，簡單AND元件81輸出來自過電流狀態檢測電路70的狀態信號S。於過電流狀態的例子中，狀態信號S一直在L位準，且可被使用作為斷開NMOS電晶體Q1(接通NMOS電晶體Q2)之過電流保護信號P。
延遲電路90使交換控制信號D或自過電流狀態保護電路80輸出之過電流保護信號P(L位準狀態信號S)延遲一預設延遲時間Td。延遲電路90所延遲之延遲信號D’或P’係經由驅動電路40供應至NMOS電晶體Q1,Q2。
特別地，如果未處於過電流狀態，在交換控制信號D°供應至NMOS電晶體Q1,Q2之前，延遲電路90使交換控制信號D延遲一預設延遲時間Td。因為NMOS電晶體Q1,Q2的接通/斷開周期隨著延遲時間Td變化而因此改變，交換控制信號D的延遲由預設延遲時間Td意指，NMOS電晶體Q1,Q2的交換頻率被設定在一想要值。於過電流狀態的例子中，為了後述的理由，在過電流保護信號P供應至NMOS電晶體Q1,Q2之前，依據本發明之延遲電路90使過電流保護信號P延遲。
==紋波轉換器的操作==
現將說明當過電流保護控制未實施時之紋波轉換器200的操作。
當分電壓Vf超過參考電壓Vref時，NMOS電晶體Q1未被斷開且NMOS電晶體Q2未被接通，而，當延遲時間Td已在分電壓Vf超過參考電壓Vref之後過去時，NMOS電晶體Q1被斷開且NMOS電晶體Q2被接通。相似於，當延遲時間Td已在分電壓Vf變成低於參考電壓Vref之後過去時，NMOS電晶體Q1被接通且NMOS電晶體Q2被斷開。
假設因為干擾或類似情形，輸出電壓Vout變成高於穩定狀態之位準。於此例中，因為分電壓Vf追隨輸出電壓Vout且變更高，H位準脈衝寬度被縮短於自紋波比較器10輸出之交換控制信號D。結果，因為NMOS電晶體Q1的接通周期縮短，輸出電壓Vout的位準降低且輸出電壓Vout被控制於回到穩定狀態的方向。另一方面，如果分電壓Vf變成低於參考電壓Vref的位準，雖然於與上述相反的操作，輸出電壓Vout同樣地控制於回到穩定狀態的方向。
現將說明當實施過電流保護控制時之紋波轉換器200的操作。
過電流保護未被啟動，該過電流保護在OCP點斷開NMOS電晶體Q1(接通NMOS電晶體Q2)，在OCP點輸出電流檢測電壓Vd超過使用作為過電流狀態的準則之參考電壓VOCP。當預設延遲時間Td在OCP點之後已過去時，過電流保護信號P被供應至NMOS電晶體Q1,Q2，且最後過電流保護被啟動。因而，在供應至NMOS電晶體Q1,Q2之前，NMOS電晶體Q1,Q2的交換頻率係藉由延遲過電流保護信號P達預設延遲時間Td而限制在低位準。因此，可避免增加如發生於第一習知實例的交換損失之事件。
於另一實施例中，不同的延遲電路可分別延遲自過電流狀態檢測電路70輸出的過電流保護信號P(過電流狀態檢測電路70亦作用如此例中為過電流狀態保護電路80)、及自紋波比較器10輸出之交換控制信號D。然而，於此實施例中，交換控制電路400的架構係由使用延遲電路30作為延遲電路90而簡化，延遲電路30原始用來延遲第一習知實例的紋波轉換器中之紋波比較器10的輸出。
<第二實施例> ==紋波轉換器的架構==
圖3顯示具有連接至交換控制電路410的外部組件之紋波轉換器210，交換控制電路410係設有依據本發明的第二實施例的過電流保護機構之積分電路。
於此實施例中，交換控制電路410的外部組件為亦即，NMOS電晶體Q1,Q2的串聯連接體之交換元件、由平流線圈L及電容元件C1所構成之LC平流電路、亦即，電阻元件R1、R2的串聯連接體之除法電路、用於檢測對應於輸出電壓Vout的輸出電流Iout之電阻元件Rd、用於輸出校正電路100之電阻元件R3至R5、電容元件C2、C3、及參考電壓Vref的電源。於另一實施例中，這些外部組件可被裝入交換控制電路410，而不是通常難以積成之平流電路及電容元件C2、C3。
依據本發明的第二實施例之紋波轉換器210不同於依據本發明的第一實施例的紋波轉換器200，在於輸出校正電路100被設置。
輸出校正電路100具有電流輸出型誤差放大器101，電流輸出型誤差放大器101包括用於施加分電壓Vf之反相輸入端子、用於施加參考電壓Vref之非反相輸入端子、及用於輸出由放大分電壓Vf相對於參考電壓Vref的相對誤差而獲得的電流之輸出端子。電容元件C2(依據此申請案的請求項之第一電容元件)係連接至誤差放大器101的輸出端子及紋波比較器10的非反相輸入端子間之信號線105(依據此申請案的請求項之第一信號線)，且電容元件C2係由自誤差放大器101輸出的誤差電流所充電及排電，因此產生誤差積分電壓VE。誤差積分電壓VE自參考電壓Vref偏離一電壓，分電壓Vf的平均位準依照負載偏移該電壓。誤差積分電壓VE被使用作為相較於分電壓Vf之電壓(以下“比較電壓”)，該電壓被施加至紋波比較器10的非反相輸入端子。
結果，於紋波比較器10中，相較於分電壓Vf之比較電壓係依據誤差積分電壓VE而調整，且控制被實施使得分電壓Vf及比較電壓的位準被致使相等。施加至誤差放大器101之分電壓Vf及參考電壓Vref想像上縮短；紋波比較器10的比較電壓大致變成如參考電壓Vref的相同位準；且分電壓Vf的平均位準係校正至參考電壓Vref。藉由此種校正，輸出電壓與目標位準一致，且紋波轉換器210的整個控制被穩定化。
輸出校正電路100亦設有用於降低比較電壓的位準之機構，當自過電流狀態檢測電路70供應的狀態信號S指示於過電流狀態(L位準)時，比較電壓施加至紋波比較器10的非反相輸入端子。用於降低紋波比較器10的比較電壓的位準之機構可被實現作為一機構，當自過電流狀態檢測電路70供應的狀態信號S指示於過電流狀態(L位準)時，該機構降低連接在輸出校正電路100的輸出端子及紋波比較器10的非反相輸入端子間之誤差積分電壓VE的信號線105的位準。
特別地，輸出校正電路100設有充電/放電電路，如果狀態信號S指示未處於過電流狀態(H位準)，該充電/放電電路依據來自誤差放大器101的誤差電流輸出而充電電容元件C2，且如果狀態信號S指示處於過電流狀態(L位準)，該充電/放電電路充電及排電電容元件C2。充電/放電電路可藉由串聯連接用於調整電容元件C2的放電速度之電阻元件R3(依據此申請案的請求項之第一電阻元件)及NPN雙極電晶體Q3(依據此申請案的請求項之第一交換元件)所構成，NPN雙極電晶體Q3依據自過電流狀態檢測電路70經由誤差積分電壓VE的信號線105及接地線間的NOT元件104供應之狀態信號S而接通及斷開。換言之，充電及放電電路係藉由使電阻元件R3及NPN雙極電晶體Q3的串聯體與電容元件C2並聯連接而構成。
於此例中，如果狀態信號S指示未處於過電流狀態(H位準)，因為以L位準供應基極電極，NPN雙極電晶體Q3斷開，且，結果，電容元件C2係依據自誤差放大器101輸出的誤差電流予以充電。藉由該充電保持誤差積分電壓VE的信號線105的位準。另一方面，如果狀態信號S指示處於過電流狀態(L位準)，因為以H位準供應的基極電極，NPN雙極電晶體Q3接通；結果，電容元件C2的電荷係經由電阻元件R3及NPN雙極電晶體Q3予以放電；且誤差積分電壓VE的信號線105的位準減小。
輸出校正電路100未限於使用圖3所示之電流輸出型誤差放大器101，且可使用圖4所示之電壓輸出型誤差放大器102。於此例中，如圖4所示，由配置電容元件Cp在誤差放大器102的負反框路徑以及串聯連接電阻元件Rp至電容元件Cp，誤差放大器102形成一積分電路，該積分電路產生且輸出指示分電壓Vf及參考電壓Vref間的誤差積分之積分電壓。自誤差放大器102輸出之積分電壓係由亦即，電阻元件Rx、Ry的串聯連接體的除法電路所劃分，以產生將施加至紋波比較器10的非反相輸入端子之誤差積分電壓VE。
上述的NPN雙極電晶體Q3的集極電極係連接至電阻元件Rx、Ry的連接部。如果狀態信號S指示處於過電流狀態(L位準)，因為以H位準供應的基極電極，NPN雙極電晶體Q3接通。雖然自誤差放大器102輸出之積分電壓的位準變更高，因為電阻元件Ry短路，由電阻元件Rx、Ry所構成之分電路不會作用，且供應紋波比較器10的非反相輸入之誤差積分電壓VE的位準減小。
於輸出校正電路100中，用於降低紋波比較器10的比較電壓的位準之另一機構可被實現作為用於減小信號線106(第二信號線)的位準之機構，當供應自過電流狀態檢測電路70的狀態信號S指示處於過電流狀態(L位準)時，參考電壓Vref係經由信號線106供應至誤差放大器101的非反相輸入端子。亦即，藉由降低信號線106的位準，誤差放大器101的誤差積分電壓VE，亦即，施加至紋波比較器10的非反相輸入端子之比較電壓在位準上減小。
特別地，輸出校正電路100設有連接至參考電壓Vref的信號線106之電容元件C3(依據此申請案的請求項之第二電容元件)、及充電及放電電路，如果狀態信號S指示未處於過電流狀態(H位準)，該充電及放電電路使電容元件C3充電一直到參考電壓Vref，且如果狀態信號S指示處於過電流狀態(L位準)，該充電及放電電路使電容元件C3放電。充電及放電電路可由串聯連接用於調整連接至參考電壓Vref的信號線106之電容元件C3的放電速度之電阻元件R4(依據此申請案的請求項之第二電阻元件)及NPN雙極電晶體Q4(依據此申請案的請求項之第二交換元件)而構成的，NPN雙極電晶體Q4依據自過電流狀態檢測電路70經由NOT元件104供應之狀態信號S而接通及斷開。換言之，充電及放電電路係藉由使電阻元件R4及NPN雙極電晶體Q4的串聯體與電容元件C3並聯連接而構成。串聯連接至參考電壓Vref的電源且與電容元件C3並聯連接之電阻元件R5係用來調整電容元件C3的充電速度。
於此例中，如果狀態信號S指示未處於過電流狀態(H位準)，因為以L位準供應基極電極，NPN雙極電晶體Q4斷開，且，結果，電容元件C3係依據參考電壓Vref予以充電。參考電壓Vref的信號線106的位準被保持。另一方面，如果狀態信號S指示處於過電流狀態(L位準)，因為以H位準供應的基極電極，NPN雙極電晶體Q4接通；結果，電容元件C3的電荷係經由電阻元件R4及NPN雙極電晶體Q4予以放電；且參考電壓Vref的信號線106的位準降低。
再者，輸出校正電路100係較佳的，因為紋波比較器10的比較電壓的位準可藉由設置用於直接降低紋波比較器10的比較電壓(此實施例的誤差積分電壓VE)的位準之機構(電阻元件R3、NPN雙極電晶體Q3)以及用於間接地降低紋波比較器10的比較電壓的位準之機構(電阻元件R4、R5、NPN雙極電晶體Q4)兩者更可靠地降低，如圖3所示。然而，減小紋波比較器10的比較電壓的位準的目的可僅由設置上述兩機構的任一者而達成。
==紋波轉換器的操作==
現將參靠圖5說明紋波轉換器210的操作。
當輸出電流Iout自穩定狀態變成過電流狀態時(見圖5A的時間T1)，過電流狀態檢測電路70產生指示所檢測的輸出電流Iout處於過電流狀態之L位準狀態信號S。過電流狀態保護電路80以L位準狀態信號S經由延遲電路90及驅動電路40而供應NMOS電晶體Q1,Q2作為用於斷開NMOS電晶體Q1以及接通NMOS電晶體Q2之過電流保護信號P。
於輸出校正電路100中，因為L位準狀態信號S係供應自過電流狀態檢測電路70，電容元件C2、C3中的電荷被放電。亦即，在而後解除之過電流保護之前，輸出校正電路100預先降低誤差積分電壓VE的信號線105的位準及參考電壓Vref的信號線106的位準。
結果，在延遲時間Td已過去之後，過電流保護信號P供應至NMOS電晶體Q1,Q2；輸出電壓Vout的位準降低(見圖5(b))；且分電壓Vf的位準倚降低。如上述，因為過電流保護信號P係由延遲電路90而延遲且然後供應至NMOS電晶體Q1,Q2，沒有輸出電壓的穩定狀態及過電流狀態可在高速重複而使NMOS電晶體Q1,Q2的交換頻率變高之可能性。
當輸出電流Iout以此種條件自過電流狀態回到穩定狀態時(見圖5(a)的時間T2)，過電流狀態檢測電路70產生指示檢測的輸出電流Iout未處於過電流狀態之H位準狀態信號S。為回應H位準狀態信號S，過電流狀態保護電路80使過電流保護信號P失效以解除過電流保護。
於輸出校正電路100中，因為H位準狀態信號S被供應自過電流狀態檢測電路70，電容元件C2、C3被充電。亦即，誤差積分電壓VE的信號線105及參考電壓Vref的信號線106之位準逐漸地開始增高(見圖5(c))。輸出電壓Vout的位準亦逐漸地增高(見圖5(b))。
因此，因為紋波比較器10中剛解除過電流保護，雖然已降低施加至反相輸入端子之分電壓Vf的位準，亦已預先降低施加至非反相輸入端子之誤差積分電壓VE的位準。結果，超越量未發生於自紋波比較器10輸出之交換控制信號D(=VE-Vf)。接在誤差積分電壓VE的位準的增加之後，分電壓Vf的位準亦即，輸出電壓Vout逐漸地增加。因為交換控制信號D係配置以藉由延遲電路90而延遲且然後供應至NMOS電晶體Q1,Q2，在解除過電流保護之後，可更可靠地限制超越量。
且，輸出電壓Vout的位準已在過電流保護的時間而降低。因此，有以下的可能性，亦即，立即在解除過電流保護之後，依照紋波比較器10的比較電壓的位準，紋波比較器10可產生接通NMOS電晶體Q1(斷開NMOS電晶體Q2)之H位準交換控制信號D以增加輸出電壓Vout的位準。亦即，雖然紋波比較器10的比較電壓的位準已在過電流保護的時間而降低如上述，超越量可能仍舊發生於輸出電壓Vout。
因此，當檢測到輸出電流Iout於過電流狀態時，輸出校正電路100具有紋波比較器10的比較電壓的位準，該位準降低至低於穩定狀態的例子中之比較電壓的預定位準(NMOS電晶體Q1,Q2在該穩定狀態係正常地接通及斷開)，該狀態不是過電流狀態。結果，雖然NMOS電晶體Q1,Q2立即在解除過電流保護之後開始正常地接通及斷開，比較電壓的位準低於其正常位準，該比較電壓與分電壓Vf比較且使用作為紋波比較器10的目標。因此，確實地限制輸出電壓Vout的超越量。此種控制可由調整電阻元件R3、R4的電阻值而實現，以依照例如，過電流保護的預定周期來改變在過電流保護的時間之電容元件C2、C3的放電速度。
雖然本發明的實施例已如以上所述，前述實施例的目的係用於促進本發明的瞭解，而不是用於以限制方式來推斷本發明的目的。本發明可被改變/變更而不離開其的精神，且包含其等效物。
C1．．．電容元件
C2、C3．．．電容元件
Cp．．．電容元件
Cr．．．電容元件
D．．．交換控制信號
D’．．．交換控制信號
D’或P’．．．延遲信號
Iout．．．輸出電流
L．．．平流線圈
OCP．．．過電流保護
P．．．過電流保護信號
PWM．．．脈衝寬度調變
Q1及Q2．．．NMOS電晶體
Q3．．．NPN雙極電晶體
Q4．．．NPN雙極電晶體
R1、R2．．．電阻元件
R3至R5．．．電阻元件
Rd．．．電阻元件
Rp．．．電阻元件
Rx．．．電阻元件
Ry．．．電阻元件
S．．．狀態信號
T1．．．時間
T2．．．時間
Td．．．延遲時間
Vd．．．輸出電流檢測電壓
VE．．．誤差積分電壓
Vf．．．分電壓
Vin．．．直流輸入電壓
VOCP．．．參考電壓
Vout．．．輸出電壓
Vref．．．參考電壓
10．．．紋波比較器
30．．．延遲電路
40．．．驅動電路
50．．．過電流狀態檢測電路
51．．．過電流保護電路
60．．．誤差放大器/輸出校正電路
61．．．誤差放大器
70．．．過電流狀態檢測電路
71．．．OCP放大器
72．．．OCP比較器
80．．．過電流狀態保護電路
81．．．AND元件
90．．．延遲電路
100．．．輸出校正電路
101．．．電流輸出型誤差放大器
102．．．電壓輸出型誤差放大器
104．．．NOT元件
105．．．信號線
105．．．信號線
106．．．信號線
110．．．三角波振盪器
120．．．PWM比較器
200．．．紋波轉換器
210．．．紋波轉換器
300．．．外激式直流對直流轉換器
310．．．紋波轉換器
320．．．紋波轉換器
400．．．交換控制電路
410．．．交換控制電路
為了更完全地瞭解本發明及其利益，以下說明應與附圖一起參照。
圖1顯示依據本發明的第一實施例之紋波轉換器的架構。
圖2顯示依據本發明的第一實施例在過電流保護之前及之後之紋波轉換器的輸出電壓Vout的概念波形。
圖3顯示依據本發明的第二實施例之紋波轉換器的架構。
圖4顯示依據第二實施例之輸出校正電路的架構，該實施例係藉由電壓輸出型誤差放大器而實現。
圖5顯示依據本發明的第二實施例在過電表護之前及之後的紋波轉換器的主要信號的概念波形。
圖6顯示習知外自激式直流對直流轉換器的架構。
圖7顯示第一習知實例的紋波轉換器的架構。
圖8顯示1/2的降壓比的例子中之第一習知實例的紋波轉換器的主要信號的波形。
圖9顯示當降壓比小於1/2時，第一習知實例的紋波轉換器的主要信號的波形。
圖10顯示第二習知實例的紋波轉換器的架構。
圖11顯示用於實現習知過電流保護功能之機構。
圖12係用於說明當第一習知實例的紋波轉換器設有過電流保護功能時之問題的曲線圖。
圖13係用於說明當第二習知實例的紋波轉換器設有過電流保護功能時之問題的曲線圖。
10．．．紋波比較器
40．．．驅動電路
70．．．過電流狀態檢測電路
71．．．OCP放大器
72．．．OCP比較器
80．．．過電流狀態保護電路
81．．．簡單AND元件
90．．．延遲電路
200．．．紋波轉換器
400．．．交換控制電路

Claims (13)

  1. 一種交換控制電路，該交換控制電路設於自激式直流對直流轉換器，該交換控制電路藉由接通及斷開交換元件來截斷直流輸入電壓，然後以平流電路來平流化所截斷的電壓，以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸出電壓，該交換控制電路包含：交換控制信號產生電路，其檢測該輸出電壓的紋波中之變化，且產生該交換元件的接通及斷開控制之交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨該目標位準；過電流狀態檢測電路，其產生狀態信號，指示該輸出電流是否處於該輸出電流等於或大於預定電流之過電流狀態；及延遲電路，其延遲該狀態信號一預定延遲時間，其中該被延遲的狀態信號被輸出以便當該被延遲的狀態信號指示該輸出電流係處於該過電流狀態時，斷開該交換元件，不管該交換控制信號，及當該被延遲的狀態信號指示該輸出電流係非處於該過電流狀態時，基於該交換控制信號接通及斷開該交換元件。
  2. 如申請專利範圍第1項之交換控制電路，其中該延遲電路亦被使用作為用於延遲該交換控制信號之延遲電路以設定該交換元件的交換頻率。
  3. 如申請專利範圍第2項之交換控制電路，更包含：過電流保護電路，其輸入該交換控制信號及該狀態信號並輸出過電流保護信號，其中該過電流保護電路如果該狀態信號指示該輸出電流係非處於該過電流狀態，則輸出該交換控制信號作為該過電流保護信號，及如果該狀態信號指示該輸出電流係處於該過電流狀態，則輸出該狀態信號作為該過電流保護信號，及其中該延遲電路延遲輸出自該過電流保護電路的該過電流保護信號，及其中來自該過電流保護電路的該被延遲的輸出被施加來控制接通及斷開該交換元件。
  4. 如申請專利範圍第3項之交換控制電路，其中該交換控制信號產生電路比較反饋該輸出電壓所獲得之反饋電壓及對應於該目標位準之參考電壓，且如果該反饋電壓低於該參考電壓，則該交換控制信號產生電路產生用於接通該交換元件之一位準的交換控制信號，且如果該反饋電壓高於該參考電壓，則該交換控制信號產生電路產生用於斷開該交換元件之另一位準的交換控制信號，及其中該過電流狀態檢測電路比較該輸出電流及該預定電流，如果檢測到該輸出電流等於或大於該預定電流之過電流狀態，則該過電流保護信號產生電路產生指示該過電流狀態被檢測之該另一位準的狀態信號，且如果檢測到該輸出電流低於該預定電流之非過電流狀態，則該過電流保護信號產生電路產生指示該非過電流狀態被檢測之一位準的狀態信號，及該過電流保護電路將該交換控制信號及該狀態信號的邏輯乘法的結果輸出至該延遲電路。
  5. 一種交換控制電路，該交換控制電路設於自激式直流對直流轉換器，該交換控制電路藉由接通及斷開交換元件來截斷直流輸入電壓，然後以平流電路來平流化所截斷的電壓，以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸出電壓，該交換控制電路包含：交換控制信號產生電路，其檢測該輸出電壓的紋波中之變化，且藉由比較反饋該輸出電壓所獲得之反饋電壓及作為比較目標之比較電壓而產生該交換元件的接通及斷開控制之交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨該目標位準；過電流保護信號產生電路，其檢測該自激式直流對直流轉換器的輸出電流，且當檢測到該輸出電流係處於等於或大於預定電流之過電流狀態時，不管該交換控制信號，該過電流保護信號產生電路產生用來斷開該交換元件之過電流保護信號，以使該輸出電流小於該預定電流；及輸出校正電路，其依據該反饋電壓相對於該參考電壓的相對誤差來調整該比較電壓，以使該反饋電壓的平均位準與對應於該目標位準的參考電壓一致，以及，當該過電流保護信號產生電路檢測到該輸出電流係處於該過電流狀態時，該輸出校正電路降低該比較電壓的位準。
  6. 如申請專利範圍第5項之交換控制電路，其中當檢測到該輸出電流係處於該過電流狀態時，該輸出校正電路將使用於該交換控制信號產生電路之該比較電壓的位準降低至低於穩定狀態的例子之該比較電壓的預定位準，該穩定狀態不是該過電流狀態。
  7. 如申請專利範圍第5項之交換控制電路，其中該輸出校正電路被施以該反饋電壓及該參考電壓，該輸出校正電路產生且輸出誤差積分電壓，以指示該反饋電壓相對於該參考電壓的相對誤差的積分且調整該比較電壓，以及，如果檢測到係處於該過電流狀態，該輸出校正電路降低該誤差積分電壓的位準。
  8. 如申請專利範圍第5項之交換控制電路，其中該輸出校正電路被施以該反饋電壓及該參考電壓，該輸出校正電路產生且輸出誤差積分電壓，以指示該反饋電壓相對於該參考電壓的相對誤差的積分且調整該比較電壓，以及，如果檢測到係處於該過電流狀態，該輸出校正電路降低該參考電壓的位準。
  9. 如申請專利範圍第5項之交換控制電路，其中該輸出校正電路被施以該反饋電壓及該參考電壓，該輸出校正電路產生且輸出誤差積分電壓，以指示該反饋電壓相對於該參考電壓的相對誤差的積分且調整該比較電壓，以及，如果檢測到係處於該過電流狀態，該輸出校正電路降低該誤差積分電壓及該參考電壓的位準。
  10. 一種交換控制電路，該交換控制電路設於自激式直流對直流轉換器，該交換控制電路藉由接通及斷開交換元件來截斷直流輸入電壓，然後以平流電路來平流化所截斷的電壓，以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸出電壓，該交換控制電路包含：交換控制信號產生電路，其檢測該輸出電壓的紋波中之變化，且藉由比較反饋該輸出電壓所獲得之該反饋電壓及作為比較目標之該比較電壓而產生該交換元件的接通及斷開控制之該交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨該目標位準；過電流保護信號產生電路，其檢測該自激式直流對直流轉換器的輸出電流，且當檢測到該輸出電流係處於等於或大於預定電流之過電流狀態時，不管該交換控制信號，該過電流保護信號產生電路產生用來斷開該交換元件之過電流保護信號，以使該輸出電流小於該預定電流；延遲電路，其延遲該過電流保護信號；及輸出校正電路，其依據該反饋電壓相對於該參考電壓的相對誤差來調整該比較電壓，以使該反饋電壓的平均位準與對應於該目標位準的參考電壓一致，以及，當該過電流保護信號產生電路檢測到該輸出電流係處於該過電流狀態時，該輸出校正電路降低該比較電壓的位準。
  11. 一種自激式直流對直流轉換器，包含：交換元件，其被接通及斷開以截斷直流輸入電壓；平流電路，其平流化所截斷的電壓以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸出電壓；交換控制信號產生電路，其檢測該輸出電壓的紋波中之變化，且產生該交換元件的接通及斷開控制之交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨該目標位準；過電流狀態檢測電路，其產生狀態信號，指示該輸出電流是否處於該輸出電流等於或大於預定電流之過電流狀態；及延遲電路，其延遲該狀態信號一預定延遲時間，其中該被延遲的狀態信號被輸出以便當該被延遲的狀態信號指示該輸出電流係處於該過電流狀態時，斷開該交換元件，不管該交換控制信號，及當該被延遲的狀態信號指示該輸出電流係非處於該過電流狀態時，基於該交換控制信號接通及斷開該交換元件。
  12. 一種自激式直流對直流轉換器，包含：交換元件，其被接通及斷開以截斷直流輸入電壓；平流電路，其平流化所截斷的電壓以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸出電壓；交換控制信號產生電路，其檢測該輸出電壓的紋波中之變化，且藉由比較反饋該輸出電壓所獲得之反饋電壓及作為比較目標之比較電壓而產生該交換元件的接通及斷開控制之交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨該目標位準；過電流保護信號產生電路，其檢測該平流電路的輸出電流，且當檢測到該輸出電流係處於等於或大於預定電流之過電流狀態時，不管該交換控制信號，該過電流保護信號產生電路產生用來斷開該交換元件之過電流保護信號，以使該輸出電流小於該預定電流；及輸出校正電路，其依據該反饋電壓相對於該參考電壓的相對誤差來調整該比較電壓，以使該反饋電壓的平均位準與對應於該目標位準的參考電壓一致，以及，當該過電流保護信號產生電路檢測到該輸出電流係處於該過電流狀態時，該輸出校正電路降低該比較電壓的位準。
  13. 一種自激式直流對直流轉換器，包含：交換元件，其被接通及斷開以截斷直流輸入電壓；平流電路，其平流化所截斷的電壓以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸出電壓；交換控制信號產生電路，其檢測該輸出電壓的紋波中之變化，且藉由比較反饋該輸出電壓所獲得之反饋電壓及作為比較目標之比較電壓而產生該交換元件的接通及斷開控制之交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨該目標位準；過電流保護信號產生電路，其檢測該平流電路的輸出電流，且當檢測到該輸出電流係處於等於或大於預定電流之過電流狀態時，不管該交換控制信號，該過電流保護信號產生電路產生用來斷開該交換元件之過電流保護信號，以使該輸出電流小於該預定電流；延遲電路，其延遲該過電流保護信號；及輸出校正電路，其依據該反饋電壓相對於該參考電壓的相對誤差來調整該比較電壓，以使該反饋電壓的平均位準與對應於該目標位準的參考電壓一致，以及，當該過電流保護信號產生電路檢測到該輸出電流係處於該過電流狀態時，該輸出校正電路降低該比較電壓的位準。
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