JP3801021B2 - 自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそれを用いた電子機器 - Google Patents
自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそれを用いた電子機器 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそれを用いた電子機器に関し、特に例えば組立後に特性調整できる自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそれを用いた電子機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、自励式チョッパレギュレータとして、図１０に示すような降圧型のチョッパレギュレータがあった。図のように、自励式チョッパレギュレータ１は、入力電圧端子Ｖｉｎに加えられた入力電圧をスイッチングするスイッチ素子２と、スイッチ素子２に接続されてスイッチ素子を駆動するドライブ回路３と、入力電圧端子Ｖｉｎに接続されてドライブ回路３を起動する起動回路４と、スイッチ素子２の出力に接続されてドライブ回路３に正帰還をかける帰還回路５と、スイッチ素子２の出力と出力電圧端子Ｖｏｕｔ間に接続されてスイッチ素子２がＯＮの時の電磁エネルギーを蓄える直流リアクトルＬ１と、スイッチ素子２の出力と接地間に接続されてスイッチ素子がＯＦＦの時の直流リアクトルＬ１の電磁エネルギーを還流する還流ダイオードＤ１と、出力電圧端子Ｖｏｕｔに接続されて出力電圧を基準電圧と比較した結果に基づきドライブ回路３に対して制御信号を出力する電圧検出回路６とから構成される。
【０００３】
入力電圧端子Ｖｉｎに、コンデンサＣ１により平滑された直流電圧Ｖｉが加えられると、起動回路４によりドライブ回路３がＯＮとなり、その結果スイッチ素子２がＯＮとなる。これにより、スイッチ素子２の出力がＬｏｗからＨｉｇｈになるので、帰還回路５によってドライブ回路３に正帰還がかかる。同時に、直流リアクトルＬ１に電流が流れ、直線的に増加していくが、起動回路４と帰還回路５で決まる電流をドライブ回路３とスイッチ素子２で増幅した電流が、直流リアクトルＬ１の励磁電流に追いつかなくなったとき、スイッチ素子２はＯＦＦに転じる。スイッチ素子２がＯＦＦの期間中は、直流リアクトルＬ１に蓄えられた電磁エネルギーが還流ダイオードＤ１を介して還流されて出力電圧端子Ｖｏｕｔに接続された平滑コンデンサＣ３および負荷に送られる。出力電圧が電圧検出回路６の基準電圧を超えると、ドライブ回路３をＯＦＦにする信号が出され、これによりスイッチ素子２がＯＦＦとなるため、出力電圧は所望の電圧に制御される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来の自励式チョッパレギュレータ１は、スイッチ素子２と、ドライブ素子３と、帰還回路５と、電圧検出回路６と、直流リアクトルＬ１等によって定まる発振周波数でチョッパ動作が行われるが、素子のバラツキや配線の引回しの影響等により発振周波数が変動するため、当初設計通りの出力特性が得られない場合があった。
【０００５】
それゆえに、本願発明の主たる目的は、発振周波数を調整することにより、組立後に変換効率やリップル電圧等の特性が調整できる自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそれを用いた電子機器を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータは、入力電圧をスイッチングするスイッチ素子と、スイッチ素子を駆動するドライブ回路と、出力電圧を検出する電圧検出回路を備え、電圧検出回路の出力に基づいてドライブ回路を制御する自励式チョッパレギュレータにおいて、電圧検出回路とドライブ回路の間に検出タイミング調整回路を設け、発振周波数を調整できるようにしたものである。
【０００７】
請求項２に記載の自励式チョッパレギュレータは、請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータであって、検出タイミング調整回路がトランジスタの蓄積電荷の放電時間を調整する回路を備えたものである。
これにより、信号伝達用のトランジスタ自体で検出タイミング調整回路を構成でき、調整用の抵抗を設けるだけで発振周波数を調整できる。
【０００８】
請求項３に記載の自励式チョッパレギュレータは、請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータであって、検出タイミング調整回路がコンデンサの蓄積電荷の放電時間を調整する回路を備えたものである。
これにより、発振周波数の調整範囲が大きくとれ、特性調整範囲が拡大する。
【０００９】
請求項４に記載の自励式チョッパレギュレータは、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の自励式チョッパレギュレータであって、検出タイミング調整回路が電圧検出回路の出力に基づいてスイッチングする入力トランジスタと、入力トランジスタのスイッチング動作に呼応して調整可能なタイミングでドライブ回路を駆動する出力トランジスタとを備え、入力トランジスタはエミッタがスイッチ素子の出力側に接続されるとともに、ベースがバイアス抵抗を介してスイッチ素子の出力側に接続されているものである。
これにより、検出タイミング調整回路の電圧検出回路とのインターフェイス機能とドライブ回路を駆動するタイミングの調整機能が分離されるので、バイアス調整が容易となり、検出タイミング調整動作を安定に行うことができる。
【００１０】
請求項５に記載の自励式チョッパレギュレータは、請求項４に記載の自励式チョッパレギュレータであって、スイッチ素子の出力側に過電流検出抵抗を設け、入力トランジスタのエミッタを過電流検出抵抗の前段に接続し、入力トランジスタのベースをバイアス抵抗を介して過電流検出抵抗の後段に接続したものである。
自励式チョッパレギュレータの出力に過電流が流れると、過電流検出抵抗の両端の電圧が高くなり、タイミング調整回路の入力トランジスタが電圧検出回路の作動状態に拘らずＯＮとなる。これにより、出力トランジスタもＯＮとなり、ドライブ回路を遮断するので、スイッチ素子を遮断し、過電流保護機能が働く。
このように、発振周波数を調整するための検出タイミング調整回路は過電流保護回路を兼ねることができるので、過電流検出抵抗を一本追加するだけで簡便かつ安価に過電流保護機能を備えた発振周波数調整機能を有する自励式チョッパレギュレータが構成できる。
【００１１】
請求項６に記載の電圧制御モジュールは、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の自励式チョッパレギュレータに用いる電圧制御モジュールであって、少なくともスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路とを備え、入力電圧端子と出力電圧端子とスイッチ素子の出力が接続されたスイッチ出力端子とを有するものである。
本電圧制御モジュールに、入力電源回路、直流リアクトル、平滑コンデンサ等を外付けすることで、発振周波数の調整可能な自励式チョッパレギュレータを容易に構成できる。
【００１２】
請求項７に記載の電圧制御モジュールは、請求項５に記載の自励式チョッパレギュレータに用いる電圧制御モジュールであって、少なくともスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路とを備え、入力電圧端子と出力電圧端子とスイッチ素子の出力が接続されたスイッチ出力端子と検出タイミング調整回路の入力トランジスタのエミッタが接続された過電流検出入力端子とを有し、過電流検出抵抗を外付けするようにしたものである。
本電圧制御モジュールに、入力電源回路、直流リアクトル、平滑コンデンサ等と、過電流検出抵抗を外付けすることで、発振周波数調整機能と過電流検出機能の両方を有する自励式チョッパレギュレータを容易に構成できる。
また、外付けの過電流検出抵抗を設けるか否かによって、同一の電圧制御モジュールを用いて過電流検出機能を有する自励式チョッパレギュレータと過電流検出機能を有しない自励式チョッパレギュレータのいずれをも構成できる。
【００１３】
請求項８に記載の電圧制御モジュールは、請求項６または請求項７に記載の電圧制御モジュールであって、検出タイミング調整回路の調整素子を外付けとしたものである。
これにより、発振周波数の調整が外部から行いやすい自励式チョッパレギュレータを構成できる。
【００１４】
請求項９に記載の自励式チョッパレギュレータは、請求項６ないし請求項８のいずれかに記載の電圧制御モジュールを用いた自励式チョッパレギュレータである。
このように、モジュール化された電圧制御モジュールを使用することで、自励式チョッパレギュレータの小型化と製造コストの低減を図ることができる。
【００１５】
請求項１０に記載の電子機器は、請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５または請求項９のいずれかに記載の自励式チョッパレギュレータを用いた電子機器である。
これらの電子機器の電源に本願発明の自励式チョッパレギュレータを使用することにより、レギュレータが素子のバラツキや配線の引き回しの影響等で当初設計通りの特性が得られなかった場合でも、電子機器の組立後に容易に特性を調整でき、信頼性の高い電子機器を得ることができる。
【００１６】
この発明の上述の目的、その他の目的、特徴および利点は、図面を参照して行う以下の発明の実施の形態の詳細な説明から一層明らかとなろう。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１に本願発明の一実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータのブロック構成図を示す。図のように、自励式チョッパレギュレータ１０は、入力電圧端子Ｖｉｎに加えられた入力電圧をスイッチングするスイッチ素子１２と、スイッチ素子１２に接続されてスイッチ素子を駆動するドライブ回路１４と、入力電圧端子Ｖｉｎに接続されてドライブ回路１４を起動する起動回路１６と、スイッチ素子１２の出力に接続されてドライブ回路１４に正帰還をかける帰還回路１８と、スイッチ素子１２の出力と出力電圧端子Ｖｏｕｔ間に接続されてスイッチ素子１２がＯＮの時の電磁エネルギーを蓄える直流リアクトルＬ１と、スイッチ素子１２の出力と接地間に接続されてスイッチ素子がＯＦＦの時の直流リアクトルＬ１の電磁エネルギーを還流する還流ダイオードＤ１と、出力電圧端子Ｖｏｕｔに接続されて出力電圧を基準電圧と比較した結果に基づきドライブ回路１４に対して制御信号を出力する電圧検出回路２０と、電圧検出回路２０とドライブ回路１４との間に接続され、電圧検出回路２０の制御信号をドライブ回路１４に伝達するタイミングを調整する検出タイミング調整回路２２とから構成される。
【００１８】
ここで、スイッチ素子１２とドライブ回路１４と起動回路１６と帰還回路１８と直流リアクトルＬ１と還流ダイオードＤ１と電圧検出回路２０の動作は、従来と同様である。本願発明では、検出タイミング調整回路２２を電圧検出回路２０とドライブ回路１４の間に設けることによって、電圧検出回路２０の制御信号をドライブ回路１４に伝達するタイミングを調整する。伝達時間を短くすれば発振周波数は高くなり、伝達時間を長くすれば発振周波数は低くなる。
【００１９】
図２に上記実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータの第一実施例の具体的回路図を示す。図において、トランジスタＴｒ４はスイッチ素子、トランジスタＴｒ３と抵抗Ｒ７およびＲ８はドライブ回路、抵抗Ｒ９は起動回路、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１０は帰還回路、抵抗Ｒ５、Ｒ６とシャントレギュレータＵ１とコンデンサＣ４は電圧検出回路、トランジスタＴｒ１と抵抗Ｒ３、Ｒ４およびトランジスタＴｒ２と抵抗Ｒ２と可変抵抗器ＶＲ１は検出タイミング調整回路をそれぞれ構成する。
【００２０】
出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は抵抗Ｒ５およびＲ６で分圧され、これがシャントレギュレータＵ１の検出電圧より低くなると、シャントレギュレータＵ１はＯＦＦとなる。シャントレギュレータＵ１がＯＦＦになると、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１はバイアス抵抗Ｒ３の両端の電圧が低下し、バイアス抵抗Ｒ４を通じて流れていたベース電流が遮断されるためＯＦＦとなる。入力トランジスタＴｒ１がＯＦＦになると、出力トランジスタＴｒ２は結合抵抗Ｒ２を通じて流れ込んでいたベース電流が遮断されるためＯＦＦとなるが、ベース蓄積電荷が可変抵抗器ＶＲ１を通じて放電されるまで時間遅れが生ずる。出力トランジスタＴｒ２がＯＦＦとなると、ドライブ回路のトランジスタＴｒ３は抵抗Ｒ９を通じてベース電流が流れるためＯＮとなる。ドライブ回路のトランジスタＴｒ３がＯＮとなると、スイッチ素子のトランジスタＴｒ４は抵抗Ｒ７を通じてベース電流が流れるため、ＯＮとなり、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は上昇する。
一方、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧が上昇すると、上記と逆の過程によりシャントレギュレータＵ１はＯＮとなり、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１のバイアス抵抗Ｒ３の両端の電圧が上昇して抵抗Ｒ４を通じてＴｒ１にベース電流が流れるため、Ｔｒ１がＯＮとなる。これにより、出力トランジスタＴｒ２もＯＮとなり、ドライブ回路のトランジスタＴｒ３がＯＦＦとなるため、スイッチ素子のトランジスタＴｒ４はＯＦＦとなり、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は再び下降する。
このようにして、スイッチ素子のトランジスタＴｒ４は一連のフィードバックループの遅延時間で定まる一定の周波数でスイッチング動作を繰り返し、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は一定に保たれる。
【００２１】
ここで、本実施例ではフィードバックループ内に入力トランジスタＴｒ１とバイアス抵抗Ｒ３、Ｒ４および出力トランジスタＴｒ２と結合抵抗Ｒ２と可変抵抗器ＶＲ１とからなる検出タイミング調整回路を設け、可変抵抗器ＶＲ１によって出力トランジスタＴｒ２のベース蓄積電荷の放電時間を調整するようにしたので、フィードバックループの遅延時間を変化させることができ、これにより自励式チョッパレギュレータの発振周波数を調整できる。
すなわち、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値を小さくすると、出力トランジスタＴｒ２のベース蓄積電荷の放電時間が短くなるので、遅延時間が短くなり、結果的にレギュレータの発振周波数は高くなる。逆に、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値を大きくすると、出力トランジスタＴｒ２のベース蓄積電荷の放電時間が長くなるので、遅延時間が長くなり、結果的にレギュレータの発振周波数は低くなる。
【００２２】
図３に上記実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータの第二実施例の具体的回路図を示す。本実施例では、第一実施例に対して、出力トランジスタＴｒ２のベース・エミッタ間に可変容量コンデンサＶＣ１を設けたものである。これにより、ベース蓄積電荷の放電時間に加えて、可変容量コンデンサＶＣ１に蓄えられる蓄積電荷の放電時間を利用して時間遅れ回路を形成するようにしたものである。従って、この場合は第一実施例と同様に、可変抵抗器ＶＲ１によりレギュレータの発振周波数を調整できるだけでなく、可変容量コンデンサＶＣ１を調整することによっても、レギュレータの発振周波数を調整できる。
すなわち、可変容量コンデンサＶＣ１の容量値を小さくすると、コンデンサＶＣ１の蓄積電荷の放電時間が短くなるので、遅延時間が短くなり、結果的にレギュレータの発振周波数は高くなる。逆に、可変容量コンデンサＶＣ１の容量値を大きくすると、コンデンサＶＣ１の蓄積電荷の放電時間が長くなるので、遅延時間が長くなり、結果的にレギュレータの発振周波数は低くなる。
このように、コンデンサの蓄積電荷の放電時間を積極的に活用することで、発振周波数の調整範囲が大きく取れ、特性調整範囲も拡大する。
【００２３】
図４は第一実施例について、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値と発振周波数の関係を示すグラフである。ここで、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝１ＫΩ、Ｌ１＝４７０μＨ、Ｃ３＝４７０μＦ、Ｖｉｎ＝４２Ｖ、Ｖｏｕｔ＝５Ｖ、Ｉｏｕｔ＝５００ｍＡである。図のように、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値と発振周波数は相関関係を示し、抵抗値を１ＫΩ〜１００ＫΩに変化させることで発振周波数を約９０ＫＨｚ〜約４０ＫＨｚに、ほぼ直線的に調整することができた。
【００２４】
図５は第二実施例について、可変容量コンデンサＶＣ１の容量値と発振周波数の関係を示すグラフである。ここで、ＶＲ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝１ＫΩ、Ｌ１＝４７０μＨ、Ｃ３＝４７０μＦ、Ｖｉｎ＝４２Ｖ、Ｖｏｕｔ＝５Ｖ、Ｉｏｕｔ＝５００ｍＡである。図のように、可変容量コンデンサＶＣ１の容量値と発振周波数は相関関係を示し、容量値を１００ｐＦ〜１００００ｐＦに変化させることで発振周波数を約７５ＫＨｚ〜約１５ＫＨｚに、ほぼ直線的に調整することができた。
【００２５】
また、図６は第一実施例について、上記と同一条件で可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値と変換効率の関係を示すグラフである。図のように、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値と変換効率は相関関係を示し、抵抗値を１ＫΩ〜１００ＫΩに変化させることで変換効率を約７５％〜約７９％に、ほぼ直線的に調整することができた。
【００２６】
また、図７は第一実施例について、上記と同一条件で可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値とリップル電圧の関係を示すグラフである。図のように、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値とリップル電圧は相関関係を示し、抵抗値を１ＫΩ〜１００ＫΩに変化させることでリップル電圧を約２０ｍＶ〜約４０ｍＶに、ほぼ直線的に調整することができた。
【００２７】
以上のように、可変抵抗器ＶＲ１または可変容量コンデンサＶＣ１を調整することで、自励式チョッパレギュレータの発振周波数を調整でき、これによって変換効率やリップル電圧を所望の特性に設定することができる。
【００２８】
上記実施例では、検出タイミング調整回路の調整素子として可変抵抗器や可変容量コンデンサを用いたが、本願発明はこれに限定されるものではなく、最適な数値の固定抵抗や固定コンデンサを選択的に選ぶようにしてもよい。
【００２９】
また、第二実施例では検出タイミング調整回路の調整素子として可変容量コンデンサと可変抵抗器の二つを有し、可変容量コンデンサを用いて発振周波数を調整するようにしたが、可変抵抗器によって発振周波数を調整するようにしてもよく、一方を固定抵抗または固定コンデンサに置き換えてもよいことは言うまでもない。
【００３０】
また、上記実施例では検出タイミングの調整回路として、トランジスタの蓄積電荷の放電時間や、トランジスタのベース・エミッタ間に設けたコンデンサの蓄積電荷の放電時間を利用した時間遅れ回路を使用した場合について説明したが、本願発明はこれに限定されるものではなく、オペアンプを利用した遅延回路や、遅延素子を使用するもの、ワンショットマルチバイブレータを使用するものなど、連続的にまたは選択的に遅延時間を調整できるものであればどのような回路でも使用でき、同様の効果を奏する。
【００３１】
図８に上記実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータの第三実施例の具体的回路図を示す。これは、第二実施例の回路において、入力電圧端子Ｖｉｎから出力電圧端子Ｖｏｕｔまでの回路素子のうち、直流リアクトルＬ１と還流ダイオードＤ１を除くものを電圧制御モジュール３０としてモジュール化したものである。このため、入力電圧端子Ｖｉｎと出力電圧端子ＶｏｕｔとＧＮＤ端子のほか、スイッチ素子の出力が接続されたスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴを設け、出力電圧端子Ｖｏｕｔとスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴ間に直流リアクトルＬ１を、スイッチ出力端子ＳＷＯＵＴとＧＮＤ端子間に還流ダイオードＤ１を外付けできるようにしている。
このように、本願発明の主要構成要素であるスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路等を基板上に形成した電圧制御モジュールがあれば、入力電源回路（Ｖｉ、Ｃ１）と直流リアクトルＬ１、還流ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３を外付けすることで、発振周波数の調整可能な自励式チョッパレギュレータを容易に構成することができる。
【００３２】
上記実施例では、入力電圧端子Ｖｉｎから出力電圧端子Ｖｏｕｔまでの回路素子のうち、直流リアクトルＬ１と還流ダイオードＤ１を除くものを電圧制御モジュール３０としてモジュール化したが、これに限定されるものではなく、少なくともスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路が備えられたモジュールであれば、周波数調整のできる自励式チョッパレギュレータを構成でき、同様の効果を奏する。
【００３３】
図９に上記実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータの第四実施例の具体的回路図を示す。これは、第三実施例の電圧制御モジュール３０に検出タイミング調整回路の出力トランジスタＴｒ２のベースが接続された周波数調整端子Ｔｒｉｍを設け、検出タイミング調整回路の調整素子である可変抵抗器ＶＲ１と可変容量コンデンサＶＣ１を外付けするようにしたものである。これらの調整素子はレギュレータの最終組立状態で調整する必要があるが、これを外付けとすることで、レギュレータ内で電圧制御モジュールと独立に配置することができる。これにより、外部から調整しやすい自励式チョッパレギュレータを構成できる。
【００３４】
上記実施例では、検出タイミング調整回路の調整素子である可変抵抗器ＶＲ１と可変容量コンデンサＶＣ１の両方を外付けとしたが、これに限定されるものではなく、これらの一方のみを外付けとしたものでもよい。
また、外付けの調整素子として、最適な数値の固定抵抗や固定コンデンサを選択的に選ぶようにしたものでもよいことは言うまでもない。
【００３５】
尚、上記実施の形態および実施例では、自励式チョッパレギュレータとして入力電圧を降圧する降圧型のものについて説明したが、本願発明はこれに限定されるものではなく、入力電圧を昇圧する昇圧型のものについてもフィードバックループ内に検出タイミング調整回路を設けることで発振周波数の調整可能な自励式チョッパレギュレータを構成でき、同様の効果を奏する。
【００３６】
以上述べてきたような発振周波数を調整できる自励式チョッパレギュレータは、例えば携帯電話等の通信装置、パソコン、家電品などの様々の電子機器における電源回路として使用できる。これらの電子機器の電源に本願発明の自励式チョッパレギュレータを使用することにより、レギュレータが素子のバラツキや配線の引き回しの影響等で当初設計通りの特性が得られなかった場合でも、電子機器の組立後に容易に特性を調整でき、信頼性の高い電子機器を得ることができる。
【００３７】
次に、上記発振周波数の調整可能な自励式チョッパレギュレータに、過電流保護機能を付加する場合について述べる。
従来、自励式チョッパレギュレータに過電流保護機能を付加するには、図１０に示すようにスイッチ素子の入力側に過電流検出抵抗Ｒｓを設けるか、または図１１に示すようにスイッチ素子の出力側に過電流検出抵抗Ｒｓを設け、これらの両端の電圧を過電流電圧回路３０で検出し、その出力をドライブ回路１４に接続することによって、スイッチ素子１２を制御するようにしていた。
【００３８】
すなわち、自励式チョッパレギュレータの出力に過電流が流れると、過電流検出抵抗Ｒｓの両端の電圧が高くなり、一定の電圧を超えると過電流検出回路３０が作動して、ドライブ回路１４を遮断する。これにより、スイッチ素子１２が遮断され、過電流保護機能が働く。
このように、従来の自励式チョッパレギュレータに過電流検出機能を付加するには、過電流検出抵抗を設けるとともに、その両端の電圧を検出する過電流検出回路を別途設け、その出力によってドライブ回路を遮断するように構成する必要があった。
【００３９】
図１２に本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータの第一実施例を示す。
図のように、本願発明の過電流保護機能付き自励式チョッパレギュレータは、図２の回路において直流リアクトルＬ１の出力側と出力電圧端子Ｖｏｕｔとの間に過電流検出抵抗Ｒｓを挿入し、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１のエミッタを過電流検出抵抗Ｒｓの前段に接続し、ベースに接続されているバイアス抵抗Ｒ３の他端を過電流検出抵抗Ｒｓの後段に接続したものである。
【００４０】
従って、出力電圧端子Ｖｏｕｔから負荷側に出力電流が流れているときに過電流検出抵抗Ｒｓの両端に発生する電圧は、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間に順方向にかかる。
尚、電圧検出回路のシャントレギュレータＵ１がＯＮのときは、前述のようにＴｒ１がＯＮ、Ｔｒ２がＯＮ、Ｔｒ３がＯＦＦ、Ｔｒ４がＯＦＦとなって出力電流は流れないので、ここではシャントレギュレータＵ１がＯＦＦである場合についての過電流保護動作についてのみ説明する。この場合、Ｔｒ１のバイアス抵抗Ｒ３の両端には電圧が発生しておらず、Ｔｒ１のベース・エミッタ間には過電流検出抵抗Ｒｓの両端の電圧のみがかかっている。
【００４１】
ここで、出力端子Ｖｏｕｔから負荷側に一定以上の過電流が流れると、過電流検出抵抗Ｒｓの両端の電圧がＴｒ１のベース・エミッタ間の順バイアス電圧を超え、Ｔｒ１がＯＮとなる。Ｔｒ１がＯＮになると、Ｔｒ２は抵抗Ｒ２を通じてベース電流が流れ込むのでＯＮとなり、これによりＴｒ３がＯＦＦ、Ｔｒ４がＯＦＦとなって出力は遮断され、過電流保護機能が働く。
【００４２】
このように、図２の検出タイミング調整回路は過電流検出回路と兼用させることができるので、過電流検出抵抗を一本設けるだけで簡便かつ安価に過電流保護機能を備えた発振周波数調整機能を有する自励式チョッパレギュレータが構成できる。
【００４３】
上記実施例では、図２の自励式チョッパレギュレータに過電流保護機能を付加した場合について述べたが、図３のように検出タイミング調整回路の周波数調整手段としてコンデンサの蓄積電荷の放電時間を調整する回路を備えた自励式チョッパレギュレータについても、過電流検出抵抗を一本設けるだけで過電流保護機能を付加することができ、同様の効果を奏する。
【００４４】
上記実施例では、過電流検出抵抗の両端を検出タイミング調整回路の入力トランジスタのエミッタとベース間に接続するものとして説明したが、本願発明はこれに限定されるものではなく、過電流検出抵抗の両端の電圧によって検出タイミング調整回路の入力トランジスタを作動させることができるものであればどのようなものでもよく、同様の効果を奏する。
【００４５】
図１３に本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータの第二実施例を示す。これは、図８に示した入力電圧端子Ｖｉｎから出力電圧端子Ｖｏｕｔまでの回路素子のうち、直流リアクトルＬ１と還流ダイオードＤ１を除くものを電圧制御モジュールとしてモジュール化した自励式チョッパレギュレータについて、過電流保護機能を付加したものである。
図のように、本電圧制御モジュールは入力電圧端子Ｖｉｎ、出力電圧端子Ｖｏｕｔ、スイッチ素子の出力が接続されたスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴ、ＧＮＤ端子の他に、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１のエミッタが接続された過電流検出端子Ｉｓｅｎｓｅを備える。
【００４６】
この場合は、図８のように出力電圧端子Ｖｏｕｔとスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴ間に直流リアクトルＬ１を、スイッチ出力端子ＳＷＯＵＴとＧＮＤ端子間に還流ダイオードＤ１を外付けする他、出力電圧端子Ｖｏｕｔと過電流入力端子Ｉｓｅｎｓｅ間に過電流検出抵抗Ｒｓを外付けすることで、発振周波数調整機能と過電流保護機能の両方を備えた自励式チョッパレギュレータが構成できる。
【００４７】
このように、過電流検出抵抗Ｒｓを外付けとしたので、過電流保護の電流制限値を外付け抵抗で変えることができる他、出力電圧端子Ｖｏｕｔと過電流検出入力端子Ｉｓｅｎｓｅ間に過電流検出抵抗を外付けするか直結するかによって、同一の電圧制御モジュールで過電流保護機能を有する自励式チョッパレギュレータと過電流保護機能を有しない自励式チョッパレギュレータのいずれをも構成できる。
【００４８】
上記実施例では、検出タイミング調整回路の調整素子である可変抵抗器ＶＲ１や可変容量コンデンサＶＣ１は電圧制御モジュールに含まれている場合について説明したが、図９で示したように電圧制御モジュールに検出タイミング調整回路の出力トランジスタＴｒ２のベースが接続された周波数調整端子Ｔｒｉｍを更に設け、可変抵抗器ＶＲ１や可変容量コンデンサＶＣ１を外付けするようにしてもよい。
【００４９】
図１４に本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータについての出力電流の垂下特性の例を示す。図のように、過電流検出抵抗Ｒｓを０．５６Ωとしたとき、出力電流が９００ｍＡ付近に達したところで出力電圧が急激に垂下し、必要な過電流保護機能が得られていることがわかる。
【００５０】
【発明の効果】
以上のように、本願発明の自励式チョッパレギュレータは、電圧検出回路とドライブ回路の間に検出タイミング調整回路を設け、発振周波数を調整できるようにしたので、素子のバラツキや配線の引き回しの影響等で当初設計通りの出力特性が得られなかった場合でも、組立後に特性が調整できるという効果がある。
【００５１】
また、本願発明の電圧制御モジュールは、少なくともスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路とを備えたものをモジュール化したので、直流リアクトルや還流ダイオード等を外付けするだけで容易に発振周波数の調整できる自励式チョッパレギュレータを構成でき、装置の小型化や製造コストの低減が図れるという効果がある。
【００５２】
また、本願発明の電子機器は、本願発明の自励式チョッパレギュレータを備えるので、レギュレータが素子のバラツキや配線の引回し実装の影響等で当初設計通りの特性が得られなかった場合でも、電子機器の組立後に容易に特性を調整でき、信頼性の高い電子機器を得ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明の一実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータのブロック構成図である。
【図２】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第一実施例についての回路図である。
【図３】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第二実施例についての回路図である。
【図４】第一実施例の自励式チョッパレギュレータについての可変抵抗器の抵抗値と発振周波数の関係を示すグラフである。
【図５】第二実施例の自励式チョッパレギュレータについての可変容量コンデンサの容量値と発振周波数の関係を示すグラフである。
【図６】第一実施例の自励式チョッパレギュレータについての可変抵抗器の抵抗値と変換効率の関係を示すグラフである。
【図７】第一実施例の自励式チョッパレギュレータについての可変抵抗器の抵抗値とリップル電圧の関係を示すグラフである。
【図８】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第三実施例についての回路図である。
【図９】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第四実施例についての回路図である。
【図１０】従来の自励式チョッパレギュレータにおける過電流保護回路の構成例である。
【図１１】従来の自励式チョッパレギュレータにおける過電流保護回路の他の構成例である。
【図１２】本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータの第一実施例についての回路図である。
【図１３】本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータの第二実施例についての回路図である。
【図１４】本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータについての出力電流の垂下特性の例を示す。
【図１５】従来の自励式チョッパレギュレータのブロック構成図である。
【符号の説明】
１０ 自励式チョッパレギュレータ
１２ スイッチ素子
１４ ドライブ回路
２０ 電圧検出回路
２２ 検出タイミング調整回路
３０ 電圧制御モジュール
ＶＲ１ 検出タイミング調整用可変抵抗器
ＶＣ１ 検出タイミング調整用可変容量コンデンサ
Ｖｉｎ 入力電圧端子
Ｖｏｕｔ 出力電圧端子
ＳＷＯＵＴ スイッチ素子出力端子
Ｔｒｉｍ 周波数調整端子
Ｉｓｅｎｓｅ 過電流検出入力端子
Ｒｓ 過電流検出抵抗
【発明の属する技術分野】
この発明は自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそれを用いた電子機器に関し、特に例えば組立後に特性調整できる自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそれを用いた電子機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、自励式チョッパレギュレータとして、図１０に示すような降圧型のチョッパレギュレータがあった。図のように、自励式チョッパレギュレータ１は、入力電圧端子Ｖｉｎに加えられた入力電圧をスイッチングするスイッチ素子２と、スイッチ素子２に接続されてスイッチ素子を駆動するドライブ回路３と、入力電圧端子Ｖｉｎに接続されてドライブ回路３を起動する起動回路４と、スイッチ素子２の出力に接続されてドライブ回路３に正帰還をかける帰還回路５と、スイッチ素子２の出力と出力電圧端子Ｖｏｕｔ間に接続されてスイッチ素子２がＯＮの時の電磁エネルギーを蓄える直流リアクトルＬ１と、スイッチ素子２の出力と接地間に接続されてスイッチ素子がＯＦＦの時の直流リアクトルＬ１の電磁エネルギーを還流する還流ダイオードＤ１と、出力電圧端子Ｖｏｕｔに接続されて出力電圧を基準電圧と比較した結果に基づきドライブ回路３に対して制御信号を出力する電圧検出回路６とから構成される。
【０００３】
入力電圧端子Ｖｉｎに、コンデンサＣ１により平滑された直流電圧Ｖｉが加えられると、起動回路４によりドライブ回路３がＯＮとなり、その結果スイッチ素子２がＯＮとなる。これにより、スイッチ素子２の出力がＬｏｗからＨｉｇｈになるので、帰還回路５によってドライブ回路３に正帰還がかかる。同時に、直流リアクトルＬ１に電流が流れ、直線的に増加していくが、起動回路４と帰還回路５で決まる電流をドライブ回路３とスイッチ素子２で増幅した電流が、直流リアクトルＬ１の励磁電流に追いつかなくなったとき、スイッチ素子２はＯＦＦに転じる。スイッチ素子２がＯＦＦの期間中は、直流リアクトルＬ１に蓄えられた電磁エネルギーが還流ダイオードＤ１を介して還流されて出力電圧端子Ｖｏｕｔに接続された平滑コンデンサＣ３および負荷に送られる。出力電圧が電圧検出回路６の基準電圧を超えると、ドライブ回路３をＯＦＦにする信号が出され、これによりスイッチ素子２がＯＦＦとなるため、出力電圧は所望の電圧に制御される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来の自励式チョッパレギュレータ１は、スイッチ素子２と、ドライブ素子３と、帰還回路５と、電圧検出回路６と、直流リアクトルＬ１等によって定まる発振周波数でチョッパ動作が行われるが、素子のバラツキや配線の引回しの影響等により発振周波数が変動するため、当初設計通りの出力特性が得られない場合があった。
【０００５】
それゆえに、本願発明の主たる目的は、発振周波数を調整することにより、組立後に変換効率やリップル電圧等の特性が調整できる自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそれを用いた電子機器を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータは、入力電圧をスイッチングするスイッチ素子と、スイッチ素子を駆動するドライブ回路と、出力電圧を検出する電圧検出回路を備え、電圧検出回路の出力に基づいてドライブ回路を制御する自励式チョッパレギュレータにおいて、電圧検出回路とドライブ回路の間に検出タイミング調整回路を設け、発振周波数を調整できるようにしたものである。
【０００７】
請求項２に記載の自励式チョッパレギュレータは、請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータであって、検出タイミング調整回路がトランジスタの蓄積電荷の放電時間を調整する回路を備えたものである。
これにより、信号伝達用のトランジスタ自体で検出タイミング調整回路を構成でき、調整用の抵抗を設けるだけで発振周波数を調整できる。
【０００８】
請求項３に記載の自励式チョッパレギュレータは、請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータであって、検出タイミング調整回路がコンデンサの蓄積電荷の放電時間を調整する回路を備えたものである。
これにより、発振周波数の調整範囲が大きくとれ、特性調整範囲が拡大する。
【０００９】
請求項４に記載の自励式チョッパレギュレータは、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の自励式チョッパレギュレータであって、検出タイミング調整回路が電圧検出回路の出力に基づいてスイッチングする入力トランジスタと、入力トランジスタのスイッチング動作に呼応して調整可能なタイミングでドライブ回路を駆動する出力トランジスタとを備え、入力トランジスタはエミッタがスイッチ素子の出力側に接続されるとともに、ベースがバイアス抵抗を介してスイッチ素子の出力側に接続されているものである。
これにより、検出タイミング調整回路の電圧検出回路とのインターフェイス機能とドライブ回路を駆動するタイミングの調整機能が分離されるので、バイアス調整が容易となり、検出タイミング調整動作を安定に行うことができる。
【００１０】
請求項５に記載の自励式チョッパレギュレータは、請求項４に記載の自励式チョッパレギュレータであって、スイッチ素子の出力側に過電流検出抵抗を設け、入力トランジスタのエミッタを過電流検出抵抗の前段に接続し、入力トランジスタのベースをバイアス抵抗を介して過電流検出抵抗の後段に接続したものである。
自励式チョッパレギュレータの出力に過電流が流れると、過電流検出抵抗の両端の電圧が高くなり、タイミング調整回路の入力トランジスタが電圧検出回路の作動状態に拘らずＯＮとなる。これにより、出力トランジスタもＯＮとなり、ドライブ回路を遮断するので、スイッチ素子を遮断し、過電流保護機能が働く。
このように、発振周波数を調整するための検出タイミング調整回路は過電流保護回路を兼ねることができるので、過電流検出抵抗を一本追加するだけで簡便かつ安価に過電流保護機能を備えた発振周波数調整機能を有する自励式チョッパレギュレータが構成できる。
【００１１】
請求項６に記載の電圧制御モジュールは、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の自励式チョッパレギュレータに用いる電圧制御モジュールであって、少なくともスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路とを備え、入力電圧端子と出力電圧端子とスイッチ素子の出力が接続されたスイッチ出力端子とを有するものである。
本電圧制御モジュールに、入力電源回路、直流リアクトル、平滑コンデンサ等を外付けすることで、発振周波数の調整可能な自励式チョッパレギュレータを容易に構成できる。
【００１２】
請求項７に記載の電圧制御モジュールは、請求項５に記載の自励式チョッパレギュレータに用いる電圧制御モジュールであって、少なくともスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路とを備え、入力電圧端子と出力電圧端子とスイッチ素子の出力が接続されたスイッチ出力端子と検出タイミング調整回路の入力トランジスタのエミッタが接続された過電流検出入力端子とを有し、過電流検出抵抗を外付けするようにしたものである。
本電圧制御モジュールに、入力電源回路、直流リアクトル、平滑コンデンサ等と、過電流検出抵抗を外付けすることで、発振周波数調整機能と過電流検出機能の両方を有する自励式チョッパレギュレータを容易に構成できる。
また、外付けの過電流検出抵抗を設けるか否かによって、同一の電圧制御モジュールを用いて過電流検出機能を有する自励式チョッパレギュレータと過電流検出機能を有しない自励式チョッパレギュレータのいずれをも構成できる。
【００１３】
請求項８に記載の電圧制御モジュールは、請求項６または請求項７に記載の電圧制御モジュールであって、検出タイミング調整回路の調整素子を外付けとしたものである。
これにより、発振周波数の調整が外部から行いやすい自励式チョッパレギュレータを構成できる。
【００１４】
請求項９に記載の自励式チョッパレギュレータは、請求項６ないし請求項８のいずれかに記載の電圧制御モジュールを用いた自励式チョッパレギュレータである。
このように、モジュール化された電圧制御モジュールを使用することで、自励式チョッパレギュレータの小型化と製造コストの低減を図ることができる。
【００１５】
請求項１０に記載の電子機器は、請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５または請求項９のいずれかに記載の自励式チョッパレギュレータを用いた電子機器である。
これらの電子機器の電源に本願発明の自励式チョッパレギュレータを使用することにより、レギュレータが素子のバラツキや配線の引き回しの影響等で当初設計通りの特性が得られなかった場合でも、電子機器の組立後に容易に特性を調整でき、信頼性の高い電子機器を得ることができる。
【００１６】
この発明の上述の目的、その他の目的、特徴および利点は、図面を参照して行う以下の発明の実施の形態の詳細な説明から一層明らかとなろう。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１に本願発明の一実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータのブロック構成図を示す。図のように、自励式チョッパレギュレータ１０は、入力電圧端子Ｖｉｎに加えられた入力電圧をスイッチングするスイッチ素子１２と、スイッチ素子１２に接続されてスイッチ素子を駆動するドライブ回路１４と、入力電圧端子Ｖｉｎに接続されてドライブ回路１４を起動する起動回路１６と、スイッチ素子１２の出力に接続されてドライブ回路１４に正帰還をかける帰還回路１８と、スイッチ素子１２の出力と出力電圧端子Ｖｏｕｔ間に接続されてスイッチ素子１２がＯＮの時の電磁エネルギーを蓄える直流リアクトルＬ１と、スイッチ素子１２の出力と接地間に接続されてスイッチ素子がＯＦＦの時の直流リアクトルＬ１の電磁エネルギーを還流する還流ダイオードＤ１と、出力電圧端子Ｖｏｕｔに接続されて出力電圧を基準電圧と比較した結果に基づきドライブ回路１４に対して制御信号を出力する電圧検出回路２０と、電圧検出回路２０とドライブ回路１４との間に接続され、電圧検出回路２０の制御信号をドライブ回路１４に伝達するタイミングを調整する検出タイミング調整回路２２とから構成される。
【００１８】
ここで、スイッチ素子１２とドライブ回路１４と起動回路１６と帰還回路１８と直流リアクトルＬ１と還流ダイオードＤ１と電圧検出回路２０の動作は、従来と同様である。本願発明では、検出タイミング調整回路２２を電圧検出回路２０とドライブ回路１４の間に設けることによって、電圧検出回路２０の制御信号をドライブ回路１４に伝達するタイミングを調整する。伝達時間を短くすれば発振周波数は高くなり、伝達時間を長くすれば発振周波数は低くなる。
【００１９】
図２に上記実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータの第一実施例の具体的回路図を示す。図において、トランジスタＴｒ４はスイッチ素子、トランジスタＴｒ３と抵抗Ｒ７およびＲ８はドライブ回路、抵抗Ｒ９は起動回路、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１０は帰還回路、抵抗Ｒ５、Ｒ６とシャントレギュレータＵ１とコンデンサＣ４は電圧検出回路、トランジスタＴｒ１と抵抗Ｒ３、Ｒ４およびトランジスタＴｒ２と抵抗Ｒ２と可変抵抗器ＶＲ１は検出タイミング調整回路をそれぞれ構成する。
【００２０】
出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は抵抗Ｒ５およびＲ６で分圧され、これがシャントレギュレータＵ１の検出電圧より低くなると、シャントレギュレータＵ１はＯＦＦとなる。シャントレギュレータＵ１がＯＦＦになると、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１はバイアス抵抗Ｒ３の両端の電圧が低下し、バイアス抵抗Ｒ４を通じて流れていたベース電流が遮断されるためＯＦＦとなる。入力トランジスタＴｒ１がＯＦＦになると、出力トランジスタＴｒ２は結合抵抗Ｒ２を通じて流れ込んでいたベース電流が遮断されるためＯＦＦとなるが、ベース蓄積電荷が可変抵抗器ＶＲ１を通じて放電されるまで時間遅れが生ずる。出力トランジスタＴｒ２がＯＦＦとなると、ドライブ回路のトランジスタＴｒ３は抵抗Ｒ９を通じてベース電流が流れるためＯＮとなる。ドライブ回路のトランジスタＴｒ３がＯＮとなると、スイッチ素子のトランジスタＴｒ４は抵抗Ｒ７を通じてベース電流が流れるため、ＯＮとなり、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は上昇する。
一方、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧が上昇すると、上記と逆の過程によりシャントレギュレータＵ１はＯＮとなり、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１のバイアス抵抗Ｒ３の両端の電圧が上昇して抵抗Ｒ４を通じてＴｒ１にベース電流が流れるため、Ｔｒ１がＯＮとなる。これにより、出力トランジスタＴｒ２もＯＮとなり、ドライブ回路のトランジスタＴｒ３がＯＦＦとなるため、スイッチ素子のトランジスタＴｒ４はＯＦＦとなり、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は再び下降する。
このようにして、スイッチ素子のトランジスタＴｒ４は一連のフィードバックループの遅延時間で定まる一定の周波数でスイッチング動作を繰り返し、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は一定に保たれる。
【００２１】
ここで、本実施例ではフィードバックループ内に入力トランジスタＴｒ１とバイアス抵抗Ｒ３、Ｒ４および出力トランジスタＴｒ２と結合抵抗Ｒ２と可変抵抗器ＶＲ１とからなる検出タイミング調整回路を設け、可変抵抗器ＶＲ１によって出力トランジスタＴｒ２のベース蓄積電荷の放電時間を調整するようにしたので、フィードバックループの遅延時間を変化させることができ、これにより自励式チョッパレギュレータの発振周波数を調整できる。
すなわち、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値を小さくすると、出力トランジスタＴｒ２のベース蓄積電荷の放電時間が短くなるので、遅延時間が短くなり、結果的にレギュレータの発振周波数は高くなる。逆に、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値を大きくすると、出力トランジスタＴｒ２のベース蓄積電荷の放電時間が長くなるので、遅延時間が長くなり、結果的にレギュレータの発振周波数は低くなる。
【００２２】
図３に上記実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータの第二実施例の具体的回路図を示す。本実施例では、第一実施例に対して、出力トランジスタＴｒ２のベース・エミッタ間に可変容量コンデンサＶＣ１を設けたものである。これにより、ベース蓄積電荷の放電時間に加えて、可変容量コンデンサＶＣ１に蓄えられる蓄積電荷の放電時間を利用して時間遅れ回路を形成するようにしたものである。従って、この場合は第一実施例と同様に、可変抵抗器ＶＲ１によりレギュレータの発振周波数を調整できるだけでなく、可変容量コンデンサＶＣ１を調整することによっても、レギュレータの発振周波数を調整できる。
すなわち、可変容量コンデンサＶＣ１の容量値を小さくすると、コンデンサＶＣ１の蓄積電荷の放電時間が短くなるので、遅延時間が短くなり、結果的にレギュレータの発振周波数は高くなる。逆に、可変容量コンデンサＶＣ１の容量値を大きくすると、コンデンサＶＣ１の蓄積電荷の放電時間が長くなるので、遅延時間が長くなり、結果的にレギュレータの発振周波数は低くなる。
このように、コンデンサの蓄積電荷の放電時間を積極的に活用することで、発振周波数の調整範囲が大きく取れ、特性調整範囲も拡大する。
【００２３】
図４は第一実施例について、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値と発振周波数の関係を示すグラフである。ここで、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝１ＫΩ、Ｌ１＝４７０μＨ、Ｃ３＝４７０μＦ、Ｖｉｎ＝４２Ｖ、Ｖｏｕｔ＝５Ｖ、Ｉｏｕｔ＝５００ｍＡである。図のように、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値と発振周波数は相関関係を示し、抵抗値を１ＫΩ〜１００ＫΩに変化させることで発振周波数を約９０ＫＨｚ〜約４０ＫＨｚに、ほぼ直線的に調整することができた。
【００２４】
図５は第二実施例について、可変容量コンデンサＶＣ１の容量値と発振周波数の関係を示すグラフである。ここで、ＶＲ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝１ＫΩ、Ｌ１＝４７０μＨ、Ｃ３＝４７０μＦ、Ｖｉｎ＝４２Ｖ、Ｖｏｕｔ＝５Ｖ、Ｉｏｕｔ＝５００ｍＡである。図のように、可変容量コンデンサＶＣ１の容量値と発振周波数は相関関係を示し、容量値を１００ｐＦ〜１００００ｐＦに変化させることで発振周波数を約７５ＫＨｚ〜約１５ＫＨｚに、ほぼ直線的に調整することができた。
【００２５】
また、図６は第一実施例について、上記と同一条件で可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値と変換効率の関係を示すグラフである。図のように、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値と変換効率は相関関係を示し、抵抗値を１ＫΩ〜１００ＫΩに変化させることで変換効率を約７５％〜約７９％に、ほぼ直線的に調整することができた。
【００２６】
また、図７は第一実施例について、上記と同一条件で可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値とリップル電圧の関係を示すグラフである。図のように、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値とリップル電圧は相関関係を示し、抵抗値を１ＫΩ〜１００ＫΩに変化させることでリップル電圧を約２０ｍＶ〜約４０ｍＶに、ほぼ直線的に調整することができた。
【００２７】
以上のように、可変抵抗器ＶＲ１または可変容量コンデンサＶＣ１を調整することで、自励式チョッパレギュレータの発振周波数を調整でき、これによって変換効率やリップル電圧を所望の特性に設定することができる。
【００２８】
上記実施例では、検出タイミング調整回路の調整素子として可変抵抗器や可変容量コンデンサを用いたが、本願発明はこれに限定されるものではなく、最適な数値の固定抵抗や固定コンデンサを選択的に選ぶようにしてもよい。
【００２９】
また、第二実施例では検出タイミング調整回路の調整素子として可変容量コンデンサと可変抵抗器の二つを有し、可変容量コンデンサを用いて発振周波数を調整するようにしたが、可変抵抗器によって発振周波数を調整するようにしてもよく、一方を固定抵抗または固定コンデンサに置き換えてもよいことは言うまでもない。
【００３０】
また、上記実施例では検出タイミングの調整回路として、トランジスタの蓄積電荷の放電時間や、トランジスタのベース・エミッタ間に設けたコンデンサの蓄積電荷の放電時間を利用した時間遅れ回路を使用した場合について説明したが、本願発明はこれに限定されるものではなく、オペアンプを利用した遅延回路や、遅延素子を使用するもの、ワンショットマルチバイブレータを使用するものなど、連続的にまたは選択的に遅延時間を調整できるものであればどのような回路でも使用でき、同様の効果を奏する。
【００３１】
図８に上記実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータの第三実施例の具体的回路図を示す。これは、第二実施例の回路において、入力電圧端子Ｖｉｎから出力電圧端子Ｖｏｕｔまでの回路素子のうち、直流リアクトルＬ１と還流ダイオードＤ１を除くものを電圧制御モジュール３０としてモジュール化したものである。このため、入力電圧端子Ｖｉｎと出力電圧端子ＶｏｕｔとＧＮＤ端子のほか、スイッチ素子の出力が接続されたスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴを設け、出力電圧端子Ｖｏｕｔとスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴ間に直流リアクトルＬ１を、スイッチ出力端子ＳＷＯＵＴとＧＮＤ端子間に還流ダイオードＤ１を外付けできるようにしている。
このように、本願発明の主要構成要素であるスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路等を基板上に形成した電圧制御モジュールがあれば、入力電源回路（Ｖｉ、Ｃ１）と直流リアクトルＬ１、還流ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３を外付けすることで、発振周波数の調整可能な自励式チョッパレギュレータを容易に構成することができる。
【００３２】
上記実施例では、入力電圧端子Ｖｉｎから出力電圧端子Ｖｏｕｔまでの回路素子のうち、直流リアクトルＬ１と還流ダイオードＤ１を除くものを電圧制御モジュール３０としてモジュール化したが、これに限定されるものではなく、少なくともスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路が備えられたモジュールであれば、周波数調整のできる自励式チョッパレギュレータを構成でき、同様の効果を奏する。
【００３３】
図９に上記実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータの第四実施例の具体的回路図を示す。これは、第三実施例の電圧制御モジュール３０に検出タイミング調整回路の出力トランジスタＴｒ２のベースが接続された周波数調整端子Ｔｒｉｍを設け、検出タイミング調整回路の調整素子である可変抵抗器ＶＲ１と可変容量コンデンサＶＣ１を外付けするようにしたものである。これらの調整素子はレギュレータの最終組立状態で調整する必要があるが、これを外付けとすることで、レギュレータ内で電圧制御モジュールと独立に配置することができる。これにより、外部から調整しやすい自励式チョッパレギュレータを構成できる。
【００３４】
上記実施例では、検出タイミング調整回路の調整素子である可変抵抗器ＶＲ１と可変容量コンデンサＶＣ１の両方を外付けとしたが、これに限定されるものではなく、これらの一方のみを外付けとしたものでもよい。
また、外付けの調整素子として、最適な数値の固定抵抗や固定コンデンサを選択的に選ぶようにしたものでもよいことは言うまでもない。
【００３５】
尚、上記実施の形態および実施例では、自励式チョッパレギュレータとして入力電圧を降圧する降圧型のものについて説明したが、本願発明はこれに限定されるものではなく、入力電圧を昇圧する昇圧型のものについてもフィードバックループ内に検出タイミング調整回路を設けることで発振周波数の調整可能な自励式チョッパレギュレータを構成でき、同様の効果を奏する。
【００３６】
以上述べてきたような発振周波数を調整できる自励式チョッパレギュレータは、例えば携帯電話等の通信装置、パソコン、家電品などの様々の電子機器における電源回路として使用できる。これらの電子機器の電源に本願発明の自励式チョッパレギュレータを使用することにより、レギュレータが素子のバラツキや配線の引き回しの影響等で当初設計通りの特性が得られなかった場合でも、電子機器の組立後に容易に特性を調整でき、信頼性の高い電子機器を得ることができる。
【００３７】
次に、上記発振周波数の調整可能な自励式チョッパレギュレータに、過電流保護機能を付加する場合について述べる。
従来、自励式チョッパレギュレータに過電流保護機能を付加するには、図１０に示すようにスイッチ素子の入力側に過電流検出抵抗Ｒｓを設けるか、または図１１に示すようにスイッチ素子の出力側に過電流検出抵抗Ｒｓを設け、これらの両端の電圧を過電流電圧回路３０で検出し、その出力をドライブ回路１４に接続することによって、スイッチ素子１２を制御するようにしていた。
【００３８】
すなわち、自励式チョッパレギュレータの出力に過電流が流れると、過電流検出抵抗Ｒｓの両端の電圧が高くなり、一定の電圧を超えると過電流検出回路３０が作動して、ドライブ回路１４を遮断する。これにより、スイッチ素子１２が遮断され、過電流保護機能が働く。
このように、従来の自励式チョッパレギュレータに過電流検出機能を付加するには、過電流検出抵抗を設けるとともに、その両端の電圧を検出する過電流検出回路を別途設け、その出力によってドライブ回路を遮断するように構成する必要があった。
【００３９】
図１２に本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータの第一実施例を示す。
図のように、本願発明の過電流保護機能付き自励式チョッパレギュレータは、図２の回路において直流リアクトルＬ１の出力側と出力電圧端子Ｖｏｕｔとの間に過電流検出抵抗Ｒｓを挿入し、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１のエミッタを過電流検出抵抗Ｒｓの前段に接続し、ベースに接続されているバイアス抵抗Ｒ３の他端を過電流検出抵抗Ｒｓの後段に接続したものである。
【００４０】
従って、出力電圧端子Ｖｏｕｔから負荷側に出力電流が流れているときに過電流検出抵抗Ｒｓの両端に発生する電圧は、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間に順方向にかかる。
尚、電圧検出回路のシャントレギュレータＵ１がＯＮのときは、前述のようにＴｒ１がＯＮ、Ｔｒ２がＯＮ、Ｔｒ３がＯＦＦ、Ｔｒ４がＯＦＦとなって出力電流は流れないので、ここではシャントレギュレータＵ１がＯＦＦである場合についての過電流保護動作についてのみ説明する。この場合、Ｔｒ１のバイアス抵抗Ｒ３の両端には電圧が発生しておらず、Ｔｒ１のベース・エミッタ間には過電流検出抵抗Ｒｓの両端の電圧のみがかかっている。
【００４１】
ここで、出力端子Ｖｏｕｔから負荷側に一定以上の過電流が流れると、過電流検出抵抗Ｒｓの両端の電圧がＴｒ１のベース・エミッタ間の順バイアス電圧を超え、Ｔｒ１がＯＮとなる。Ｔｒ１がＯＮになると、Ｔｒ２は抵抗Ｒ２を通じてベース電流が流れ込むのでＯＮとなり、これによりＴｒ３がＯＦＦ、Ｔｒ４がＯＦＦとなって出力は遮断され、過電流保護機能が働く。
【００４２】
このように、図２の検出タイミング調整回路は過電流検出回路と兼用させることができるので、過電流検出抵抗を一本設けるだけで簡便かつ安価に過電流保護機能を備えた発振周波数調整機能を有する自励式チョッパレギュレータが構成できる。
【００４３】
上記実施例では、図２の自励式チョッパレギュレータに過電流保護機能を付加した場合について述べたが、図３のように検出タイミング調整回路の周波数調整手段としてコンデンサの蓄積電荷の放電時間を調整する回路を備えた自励式チョッパレギュレータについても、過電流検出抵抗を一本設けるだけで過電流保護機能を付加することができ、同様の効果を奏する。
【００４４】
上記実施例では、過電流検出抵抗の両端を検出タイミング調整回路の入力トランジスタのエミッタとベース間に接続するものとして説明したが、本願発明はこれに限定されるものではなく、過電流検出抵抗の両端の電圧によって検出タイミング調整回路の入力トランジスタを作動させることができるものであればどのようなものでもよく、同様の効果を奏する。
【００４５】
図１３に本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータの第二実施例を示す。これは、図８に示した入力電圧端子Ｖｉｎから出力電圧端子Ｖｏｕｔまでの回路素子のうち、直流リアクトルＬ１と還流ダイオードＤ１を除くものを電圧制御モジュールとしてモジュール化した自励式チョッパレギュレータについて、過電流保護機能を付加したものである。
図のように、本電圧制御モジュールは入力電圧端子Ｖｉｎ、出力電圧端子Ｖｏｕｔ、スイッチ素子の出力が接続されたスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴ、ＧＮＤ端子の他に、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１のエミッタが接続された過電流検出端子Ｉｓｅｎｓｅを備える。
【００４６】
この場合は、図８のように出力電圧端子Ｖｏｕｔとスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴ間に直流リアクトルＬ１を、スイッチ出力端子ＳＷＯＵＴとＧＮＤ端子間に還流ダイオードＤ１を外付けする他、出力電圧端子Ｖｏｕｔと過電流入力端子Ｉｓｅｎｓｅ間に過電流検出抵抗Ｒｓを外付けすることで、発振周波数調整機能と過電流保護機能の両方を備えた自励式チョッパレギュレータが構成できる。
【００４７】
このように、過電流検出抵抗Ｒｓを外付けとしたので、過電流保護の電流制限値を外付け抵抗で変えることができる他、出力電圧端子Ｖｏｕｔと過電流検出入力端子Ｉｓｅｎｓｅ間に過電流検出抵抗を外付けするか直結するかによって、同一の電圧制御モジュールで過電流保護機能を有する自励式チョッパレギュレータと過電流保護機能を有しない自励式チョッパレギュレータのいずれをも構成できる。
【００４８】
上記実施例では、検出タイミング調整回路の調整素子である可変抵抗器ＶＲ１や可変容量コンデンサＶＣ１は電圧制御モジュールに含まれている場合について説明したが、図９で示したように電圧制御モジュールに検出タイミング調整回路の出力トランジスタＴｒ２のベースが接続された周波数調整端子Ｔｒｉｍを更に設け、可変抵抗器ＶＲ１や可変容量コンデンサＶＣ１を外付けするようにしてもよい。
【００４９】
図１４に本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータについての出力電流の垂下特性の例を示す。図のように、過電流検出抵抗Ｒｓを０．５６Ωとしたとき、出力電流が９００ｍＡ付近に達したところで出力電圧が急激に垂下し、必要な過電流保護機能が得られていることがわかる。
【００５０】
【発明の効果】
以上のように、本願発明の自励式チョッパレギュレータは、電圧検出回路とドライブ回路の間に検出タイミング調整回路を設け、発振周波数を調整できるようにしたので、素子のバラツキや配線の引き回しの影響等で当初設計通りの出力特性が得られなかった場合でも、組立後に特性が調整できるという効果がある。
【００５１】
また、本願発明の電圧制御モジュールは、少なくともスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路とを備えたものをモジュール化したので、直流リアクトルや還流ダイオード等を外付けするだけで容易に発振周波数の調整できる自励式チョッパレギュレータを構成でき、装置の小型化や製造コストの低減が図れるという効果がある。
【００５２】
また、本願発明の電子機器は、本願発明の自励式チョッパレギュレータを備えるので、レギュレータが素子のバラツキや配線の引回し実装の影響等で当初設計通りの特性が得られなかった場合でも、電子機器の組立後に容易に特性を調整でき、信頼性の高い電子機器を得ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明の一実施の形態にかかる自励式チョッパレギュレータのブロック構成図である。
【図２】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第一実施例についての回路図である。
【図３】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第二実施例についての回路図である。
【図４】第一実施例の自励式チョッパレギュレータについての可変抵抗器の抵抗値と発振周波数の関係を示すグラフである。
【図５】第二実施例の自励式チョッパレギュレータについての可変容量コンデンサの容量値と発振周波数の関係を示すグラフである。
【図６】第一実施例の自励式チョッパレギュレータについての可変抵抗器の抵抗値と変換効率の関係を示すグラフである。
【図７】第一実施例の自励式チョッパレギュレータについての可変抵抗器の抵抗値とリップル電圧の関係を示すグラフである。
【図８】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第三実施例についての回路図である。
【図９】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第四実施例についての回路図である。
【図１０】従来の自励式チョッパレギュレータにおける過電流保護回路の構成例である。
【図１１】従来の自励式チョッパレギュレータにおける過電流保護回路の他の構成例である。
【図１２】本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータの第一実施例についての回路図である。
【図１３】本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータの第二実施例についての回路図である。
【図１４】本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チョッパレギュレータについての出力電流の垂下特性の例を示す。
【図１５】従来の自励式チョッパレギュレータのブロック構成図である。
【符号の説明】
１０ 自励式チョッパレギュレータ
１２ スイッチ素子
１４ ドライブ回路
２０ 電圧検出回路
２２ 検出タイミング調整回路
３０ 電圧制御モジュール
ＶＲ１ 検出タイミング調整用可変抵抗器
ＶＣ１ 検出タイミング調整用可変容量コンデンサ
Ｖｉｎ 入力電圧端子
Ｖｏｕｔ 出力電圧端子
ＳＷＯＵＴ スイッチ素子出力端子
Ｔｒｉｍ 周波数調整端子
Ｉｓｅｎｓｅ 過電流検出入力端子
Ｒｓ 過電流検出抵抗
Claims (10)
- 入力電圧をスイッチングするスイッチ素子と、スイッチ素子を駆動するドライブ回路と、出力電圧を検出する電圧検出回路とを備え、前記電圧検出回路の出力に基づいて前記ドライブ回路を制御する自励式チョッパレギュレータにおいて、
前記電圧検出回路と前記ドライブ回路の間に検出タイミング調整回路を設け、発振周波数を調整できるようにしたことを特徴とする、自励式チョッパレギュレータ。 - 前記検出タイミング調整回路が、トランジスタの蓄積電荷の放電時間を調整する回路を備えた、請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータ。
- 前記検出タイミング調整回路が、コンデンサの蓄積電荷の放電時間を調整する回路を備えた、請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータ。
- 前記検出タイミング調整回路が、前記電圧検出回路の出力に基づいてスイッチングする入力トランジスタと、前記入力トランジスタのスイッチング動作に呼応して調整可能なタイミングで前記ドライブ回路を駆動する出力トランジスタとを備え、
前記入力トランジスタは、エミッタが前記スイッチ素子の出力側に接続されるとともに、ベースがバイアス抵抗を介して前記スイッチ素子の出力側に接続されている、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の自励式チョッパレギュレータ。 - 前記スイッチ素子の出力側に過電流検出抵抗を設け、
前記入力トランジスタのエミッタを、前記過電流検出抵抗の前段に接続し、
前記入力トランジスタのベースを、前記バイアス抵抗を介して前記過電流検出抵抗の後段に接続したことを特徴とする、請求項４に記載の自励式チョッパレギュレータ。 - 請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の自励式チョッパレギュレータに用いる電圧制御モジュールであって、
少なくとも前記スイッチ素子と、前記ドライブ回路と、前記電圧検出回路と、前記検出タイミング調整回路とを備え、
入力電圧端子と、出力電圧端子と、前記スイッチ素子の出力が接続されたスイッチ出力端子とを有することを特徴とする、電圧制御モジュール。 - 請求項５に記載の自励式チョッパレギュレータに用いる電圧制御モジュールであって、
少なくとも前記スイッチ素子と、前記ドライブ回路と、前記電圧検出回路と、前記検出タイミング調整回路とを備え、
入力電圧端子と、出力電圧端子と、前記スイッチ素子の出力が接続されたスイッチ出力端子と、前記検出タイミング調整回路の入力トランジスタのエミッタが接続された過電流検出入力端子とを有し、
前記過電流検出抵抗を外付けするようにしたことを特徴とする、電圧制御モジュール。 - 前記検出タイミング調整回路の調整素子を外付けとしたことを特徴とする、請求項６または請求項７に記載の電圧制御モジュール。
- 請求項６ないし請求項８のいずれかに記載の電圧制御モジュールを用いた、自励式チョッパレギュレータ。
- 請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５または請求項９のいずれかに記載の自励式チョッパレギュレータを用いた、電子機器。
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