TWI331840B - Switching control circuit and self-excited dc-dc converter - Google Patents

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TWI331840B
TWI331840B TW095122895A TW95122895A TWI331840B TW I331840 B TWI331840 B TW I331840B TW 095122895 A TW095122895 A TW 095122895A TW 95122895 A TW95122895 A TW 95122895A TW I331840 B TWI331840 B TW I331840B
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Tomoaki Nishi
Takashi Noma
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Sanyo Electric Co
Murata Manufacturing Co
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Description

1331840 換 轉 流 直 對 流 直 式 激 自 及 路 電 制 1控 域換 領交 術於 技關 明之係 1 說屬明 術 >明所發 技 ο發明本 前 、 發 。 先 九 ί 器 ί 直流對直流轉換器係內建於電子裝置之局部交換電 源，且係廣泛地分類成一外激式及自激式。直流對直流轉 換器具有截斷直流輸入電壓Vin且控制交換元件的接通及 斷開以截斷輸入電壓Vin之至少一交換元件。於此交換電 源中，所截斷的輸入電壓Vin係由LC平流電路等予以平 流化，以在不同於輸入電壓Vin的位準之某些目標位準獲 得輸出電壓Vo ut。以此配置，直流對直流轉換器可供應連 接至直流對直流轉換器的負載側電路所需之供電電壓。 圖6顯示習知外激式直流對直流轉換器3 00的架構。 外激式直流對直流轉換器300設有串聯地連接在輸入 電壓Vin的供電線及接地線間之NMOS電晶體Q1,Q2，且 NMOS電晶體Q1，Q2係以互補方式由驅動電路40所接通 及斷開。結果，指示Η位準或L位準之矩形波信號出現在 NMOS電晶體Q1，Q2的連接點，且被供應至由平流線圈l 及電容元件C1所構成之LC平流電路。以此方式，輸出 電壓Vout被產生，相較於輸入電壓Vin，輸出電壓Vout 已被降壓且平流化。 輸出電壓Vout係藉由用於調整目標位準的電阻元件 (2) (2)1331840
Rl、R2而劃分以產生電壓（=R2/(R1+R2))，該電壓被 送回誤差放大器100»誤差放大器100集成且輸出依照輸 出電壓Vout改變的分電壓Vf及參考電壓Vref間之誤 差。PWM比較器120比較三角形波振盪器11〇所輸出之 三角形波電壓及誤差放大器100的輸出以產生PWM (脈 衝寬度調變）信號P，PWM信號P經由驅動電路40來接 通及斷開NMOS電晶體Q1，Q2。於此例中，NMOS電晶體 Q1在當PWM信號P在Η位準時之周期接通（NMOS電晶 體Q2斷開），而NMOS電晶體Q1在當PWM信號Ρ在L 位準時之周期斷開（NMOS電晶體Q2接通）。 假設，外激式直流對直流轉換器3 00的輸出電壓Vout 因爲干繞或類似情況變成高於穩定位準。於此例中，因爲 分電壓Vf跟隨輸出電壓Vout且變得更高，自誤差放大器 100輸出之誤差電壓（Vref-Vf)逐漸地降低。結果，Η位 準脈衝寬度被縮短於自PWM比較器120輸出的PWM信號 Ρ。因爲NMOS電晶體Q1的接通周期被縮短，輸出電壓 Vout的位準降低，且輸出電壓Vout被控制於回到穩定狀 態的方向。另一方面，如果輸出電壓Vout變成低於參考 電壓 Vref的位準，雖然於與上述相反之操作，輸出電壓 Vout同樣地被控制於回到穩定狀態的方向。 順便說，眾所周知，這是難以加速外激式直流對直流 轉換器3 00的操作，因爲分電壓Vf必須在分電壓Vf被使 用於PWM比較器120之前通過誤差放大器1〇〇。特別 地，具有電阻元件R1及電容元件Cr之誤差放大器100構 -6- (3) (3)1331840 成積分電路。因此，如果輸出電壓Vout快速地改變，誤 差放大器100不能快速輸出相應於快速變化之輸出結果。 因此，誤差放大器100花費時間以實施相應於輸出電壓 Vout的快速改變之控制。 因此，已提議已自其本身移除誤差放大器100及三角 形波振盪器110之自激式直流對直流轉換器，誤差放大器 100係快速控制回應的抑制因子》因爲輸出電壓Vout的起 伏（亦即，紋波）隨著交換元件的接通及斷開周期之改變 而直接出現，自激式直流對直流轉換器具有更快速的控制 回應性，且適合於需要針對負載起伏的更快回應性之供電 應用。此類型的自激式直流對直流轉換器通稱爲”紋波轉 換器“（見例如，日本專利先行公開案第 2005-110369 號）。 圖7顯示習知紋波轉換器310 (以下稱爲”第一習知實 例的紋波轉換器310”）的代表性架構。與圖6所示的外激 式直流對直流轉換器300的不同點在於，紋波比較器1〇 及延遲電路30被配置以取代誤差放大器1〇〇、三角形波振 盪器1 1 〇、及PWM比較器1 20。相同參照號碼指示如圖6 的相同組件，將不再說明這些相同組件。 紋波比較器1 〇被實施作爲所謂的差動比較器，該差 動比較器具有用於施加藉由劃分紋波狀輸出電壓Vout所 獲得的分電壓Vf之反相輸入端子、用於施加將與分電壓 Vf比較且對應於輸出電壓Vout的目標位準的參考電壓 Vref之非反相輸入端子、及用於輸出交換控制信號d之輸 (4) (4)1331840 出端子，交換控制信號D依照分電壓Vf及參考電壓Vref 間的位準比較結果經由驅動電路40來接通及斷開NMOS 電晶體Q1,Q2。關於藉由延遲電路30延遲交換控制信號D 所產生之交換控制信號D’，NMOS電晶體Q1於Η位準周 期接通，而NMOS電晶體Q2於L位準周期接通。 在自紋波比較器10輸出之交換控制信號D供應至 NMOS電晶體Q1,Q2之前，延遲電路30使交換控制信號 D延遲一預設延遲時間_Td。因此，因爲NMOS電晶體 Q1，Q2的接通及斷開周期隨著延遲時間Td的變化而改 變，可說是，延遲電路30用來將NMOS電晶體Q1,Q2的 交換頻率設定至想要値。順便說，不同於延遲電路30的 延遲時間Td，紋波比較器10及驅動電路40具有延遲， 而NMOS電晶體Q1，Q2具有交換延遲。然而，基於這些延 遲非常短於延遲電路30的延遲時間Td之前提下，以下說 明省略這些延遲。 圖8顯示” 1 /2“的降壓比的例子中之第一習知例的紋波 轉換器310的主要信號的波形圖。” 1/2”的降壓比“係10V 的輸入電壓 Vin下降至例如，5V的輸出電壓之例子，且 於此例中，每一操作中的NMOS電晶體Q1,Q2係”1/2“。 當分電壓Vf不超過參考電壓Vref時，紋波比較器10 輸出Η位準交換控制信號D，且當分電壓Vf超過參考電 壓Vref時，紋波比較器10輸出L位準交換控制信號D (見圖8(a)及（b))。當交換控制信號D通過延遲電 路30時，產生延遲時間Td所顯示之交換控制信號D’ -8 * 1331840 b Γν 8 (5圖 見 \ly C Γν 至 應 供 被 ， D 信 制 控 換 交 NMOS 電晶體 Q1，Q2。 因此，當分電壓 Vf變成高於參考電壓 Vref時， NMOS電晶體Q1未斷開（NMOS電晶體Q2未接通）， 且，當延遲時間Td在分電壓Vf變成高於參考電壓Vref 之後已過去時，NMOS電晶體Q1斷開（NMOS電晶體Q2 接通）。相同地，當延遲時間Td已在分電壓Vf變成低於 參考電壓 Vref之後已過去時，NMOS電晶體 Q1接通 (NMOS電晶體Q2斷開），（見圖8(a) 、 ( d )、 (e))。結果，分電壓Vf的波形爲三角形波的形式，三 角形波具有以”1/2“的負載上升及落下的相同斜度，且分電 壓Vf的平均位準（直流分量）與參考電壓一致。 假設，第一習知實例的紋波轉換器310的輸出電壓 Vout因爲干擾或類似情況變成高於穩定狀態。於此例中， 因爲分電壓Vf隨著輸出電壓Vout變更高，Η位準脈衝寬 度短於自紋波比較器1〇輸出之交換控制信號D。結果’ 因爲NMOS電晶體Q1的接通周期縮短，輸出電壓Vout的 位準下降，且輸出電壓Vout係控制於回到穩定狀態的方 向。另一方面，如果輸出電壓Vout變成低於參考電壓 Vref之位準，雖然於與上述相反的操作’輸出電壓Vout 同樣地控制於回到穩定狀態的方向。 於第一習知實例的紋波轉換器310中，以下缺點被指 出。圖9顯示當降壓比小於” 1 /2“時之第一習知實例的紋波 轉換器310的主要信號的波形圖。如圖9(a)所示’如果 -9 - (6) (6)1331840 降壓比不同於”1/2“，分電壓Vf的三角形波具有不同的上 升及落下的斜度。延遲電路30的延遲時間Td被固定。因 此，差別被產生在施加至紋波比較器10的參考電壓Vref 及分電壓Vf的平均位準之間。 特別說明如圖7所示的第一習知實例的紋波轉換器 3 10之數値，假設以下條件：輸入電壓Vin的可變範圍係 7.5V至20V ;輸出電壓Vout的目標位準係5V ;電阻元件 R1係4kQ ;電阻元件R2係ΙΚω :及參考電壓Vref係 IV。 當輸入電壓Vin係10V時，因爲降壓比=1/2，分電壓 Vf顯示具有1/2的負載之波形（見圖8(a))，且分電 壓Vf的平均位準與參考電壓Vref的IV —致。因此，輸 出電壓Vout保持在5V。 另一方面，當輸入電壓Vin係15V時，因爲降壓比 =1/3，分電壓Vf具有較窄的負載（見圖9(a))，且分 電壓 Vf的平均位準些微高於參考電壓Vref的IV。例 如，如果分電壓Vf的平均位準係1.02V，輸出電壓Vout 係 5.1V(=l.〇2Vx(4kQ+lkQ)/lkQ)，且輸出電壓 Vout 改變 2% 。 當輸入電壓Vin係7.5V時，因爲降壓比= 2/ 3，分電 壓Vf具有較寬的負載（見圖9(a)的反相狀態），且分 電壓Vf的平均位準些微低於參考電壓Vref的IV。例 如’如果分電壓Vf的平均位準係0.98V，輸出電壓Vout 係 4.9V (=〇.98Vx (4kQ+lkQ ) /lkQ )，且輸出電壓 (7) 1331840
Vout 改變 2¾ 。
以此方式，第一習知實例的紋波轉換器310具有參考 電壓Vref及分電壓Vf的平均位準間之偏差，且此偏差造 成當輸入電壓Vin改變時輸出電壓Vout改變之問題，輸 出電壓Vout被假設爲恆定。爲解決由於偏差之問題，另 一紋波轉換器320 (以下稱爲第二習知實例的紋波轉換器 320)被提議，其中圖10所示之輸出校正電路60已被導 弓丨至圖7所示之第一習知實例的紋波轉換器310。相同參 考號碼指示如圖7之相同組件，這些組件將被說明。 例如，輸出校正電路60包含誤差放大器61，誤差放 大器61具有用於施加分電壓Vf之反相輸入端子、用於施 加參考電壓Vref之非反相輸入端子、及用於輸出誤差積 分電壓VE在分電壓Vf及參考電壓Vref間之輸出端子； 以及連接至誤差放大器61的輸出端子及紋波比較器10的 非反相輸入端子間的信號線之電容元件C2。 亦即，爲了使分電壓 Vf的平均位準符合參考電壓 Vref，亦即，去除上述偏差，輸出校正電路60放大分電 壓Vf相對於參考電壓Vref的相對誤差，且輸出使電容元 件C2充電及放電之電流，因此產生誤差積分電壓VE。紋 波比較器10使用產生於輸出校正電路60之誤差積分電壓 VE作爲比較電壓，該比較電壓係一分電壓Vf之比較目 標。結果，施加至輸出校正電路60之分電壓Vf及參考電 壓Vref係虛擬地短路及調整，使得分電壓Vf的平均位準 與參考電壓Vref —致》例如，於上述數値實例的例子 -11 - (8) (8)1331840 中，當輸入電壓Vin係15V時，施加至紋波比較器10的 非反相輸入端子之電壓係0.98V(=1/1.02V)，且當輸入 電壓Vin係7.5V時，施加至紋波比較器1〇的非反相輸入 端子之電壓係l.〇2V (=1/0.98V)。以此方式，可解決由 於上述偏差之問題。 順便說，不管直流對直流轉換器是否爲外激式或自激 式，諸如NMOS電晶體Q1，Q2之組件或負載側的電路可能 受損，因爲其輸出電流lout由於某些理由超過一預定 OCP (過電流保護）。爲防止此種事件，直流對直流轉換 器通常設有用於過電流保護之機構（見日本專利公開申請 案第 H07-245874 號）。 圖11係用於說明具有過電流保護功能之直流對直流 轉換器的架構之示意圖。 過電流狀態檢測電路5 0檢測直流對直流轉換器的輸 出電流lout且與使用作爲決定是否處於過電流狀態的準則 之預定臨界値比較，且產生指示比較結果之狀態信號S。 如果過電流狀態檢測電路5 0所產生之狀態信號S指 示處於過電流狀態，過電流保護電路51產生過電流保護 信號P經由驅動電路40來斷開NMOS電晶體Q1 (接通 NMOS電晶體Q2)，以降低輸出電流lout及輸出電壓 Vout的位準。當狀態信號S接著指示未處於過電流狀態 時，過電流保護電路51停止過電流保護操作（使過電流 保護信號P失效）且轉換至正常操作。 例如，如果圖11所示之過電流保護機構係簡單地設 -12- (9) (9)1331840 於圖7所示之第一習知實例的紋波轉換器310及圖10所 示的第二習知實例的紋波轉換器3 20,以下問題將發生。 如果過電流保護機構係設於第一習知實例的紋波轉換 器310中，NMOS電晶體Q1在依據輸出電流lout改變的 電壓（亦即，輸出電流檢測電壓 Vd )超過對應於過電流 狀態的參考電壓VOCP的OCP點來斷開（NMOS電晶體 Q2接通），且輸出電流檢測電壓Vd的位準減小。結果， 輸出電流檢測電壓 Vd變成低於參考電壓VOCP，且過電 流保護電路51停止過電流保護操作且轉換至正常操作。 因爲輸出電壓Vout的位準已減小，第一習知實例的紋波 轉換器310係控制於接通NMOS電晶體Q1 (斷開NMOS 電晶體Q2)的方向。因此，輸出電流檢測電壓Vd再次變 成高於參考電壓VOCP。 以此方式，如圖1 2所示，第一習知實例的紋波轉換 器3 1 0以高速重複使輸出電流檢測電壓Vd變成高於參考 電壓VOCP、斷開NMOS電晶體Q1、及使輸出電流檢測電 壓 Vd變成低於參考電壓 VOCP的一系列操作。因此， NMOS電晶體Q1，Q2的交換頻率變成非常高，此增加交換 損失，且第一習知實例的紋波轉換器310的組件可能受 損。 如果過電流保護配置係設於第一習知實例的紋波轉換 器3 10，如圖1 3所示，當輸出電流I〇ut自穩定狀態轉換 至過電流狀態時（在圖1 3的時間T 1 )，過電流保護機構 (見圖13(a) 、（b))降低輸出電壓Vout的位準。因 -13- (10) 1331840 爲輸出電壓Vout的位準減小，分電壓Vf的位準亦 且因此誤差放大器61的兩個輸入間的誤差加大。 誤差積分電壓VE的位準增加（見圖13(b) 、Ο 亦即，施加至紋波比較器10之參考電壓Vref的 加。
當輸出電流lout以此種條件（在圖13的時間 過電流狀態回到穩定狀態時，誤差積分電壓VE保 準高於穩定狀態直到分電壓 Vf變成約等於參 Vref。因爲在輸出校正電路60的高頻之回應性降 至在分電壓Vf變成約等於參考電壓Vref之後， (b) 、（c))需要花費時間使誤差積分電壓VE 減小。因此，在過電流保護解除之後，有發生輸 Vout的超越量之問題。 【發明內容】 爲了解決以上問題，依據本發明的主要形態， 種交換控制電路，該交換控制電路設於自激式直流 轉換器，該交換控制電路藉由接通及斷開交換元件 直流輸入電壓，且然後以平流電路來平流化所截 壓，以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的 壓。該交換控制電路包含：交換控制信號產生電路 測該輸出電壓的紋波中之變化，且產生該交換元件 及斷開控制之交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨 位準；過電流保護信號產生電路，其檢測該自激式 減小， 因此， Ο ) » 位準增 T2)自 持其位 考電壓 低，甚 (見圖 的位準 出電壓 提供一 對直流 來截斷 斷的電 輸出電 ，其檢 的接通 該目標 直流對 -14- (11) (11)1331840 直流轉換器的輸出電流，且當檢測到該輸出電流係處於等 於或大於預定電流之過電流狀態時，不管該交換控制信 號，該過電流保護信號產生電路產生用來斷開該交換元件 之過電流保護信號，以使該輸出電流小於該預定電流；及 延遲電路，其延遲該過電流保護信號。 爲了解決以上問題，依據本發明的另一主要形態，提 供一種交換控制電路，該交換控制電路設於自激式直流對 直流轉換器，該交換控制電路藉由接通及斷開交換元件來 截斷直流輸入電壓，且然後以平流電路來平流化所截斷的 電壓，以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸出 電壓。該交換控制電路包含：交換控制信號產生電路，其 檢測該輸出電壓的紋波中之變化，且藉由比較反饋該輸出 電壓所獲得之反饋電壓及作爲比較目標之比較電壓而產生 該交換元件的接通及斷開控制之交換控制信號，以使該輸 出電壓跟隨該目標位準；過電流保護信號產生電路，其檢 測該自激式直流對直流轉換器的輸出電流，且當檢測到該 輸出電流係處於等於或大於預定電流之過電流狀態時，不 管該交換控制信號，該過電流保護信號產生電路產生用來 斷開該交換元件之過電流保護信號，以使該輸出電流小於 該預定電流；及輸出校正電路，其依據該反饋電壓相對於 該參考電壓的相對誤差來調整該比較電壓，以使該反饋電 壓的平均位準與對應於該目標位準的參考電壓一致，以 及’當該過電流保護信號產生電路檢測到該輸出電流係處 於該過電流狀態時，該輸出校正電路降低該比較電壓的位 -15- (12) 1331840 準。 自此說明書的以下詳細說明並參照附圖，本發明的以 上及其它特徵將更爲顯而易知。 【實施方式】 '自說明的內容及附圖，至少以下詳細說明將是顯而易 知。 <第一實施例> ==使用交換控制電路之紋波轉換器的架構== 圖1顯示具有連接至交換控制電路400的外部組件之 紋波轉換器200，交換控制電路400係設有依據本發明的 ' 第一實施例的過電流保護機構之積分電路。 於此實施例中，交換控制電路400的外部組件係其爲 - NMOS電晶體Q1及Q2的串聯連接體之交換元件、由平流 φ 線圈L及電容元件C1所構成之LC平流電路、其爲電阻 元件R1、R2的串聯連接體之除法電路、及用於檢測對應 . 於輸出電壓Vout的輸出電流lout之電阻元件Rd。於一些 實施例中，外部組件可被裝入交換控制電路400，而不是 平流電路，平流電路通常難以積成。 NM0S電晶體Ql、Q2係依據本申請案的請求項之”交 換元件”的一個實施例。NMOS電晶體Q1，Q2係配置且串 聯地連接於直流輸入電壓 Vin的供電線及接地線之間。 NMOS電晶體Q1，Q2係以互補方式藉由驅動電路40予以 • 16 - (13) (13)1331840 接通及斷開，且截波輸入電壓（亦即，矩形波信號）出現 在NMOS電晶體Q1，Q2的連接點。本發明不僅可使用 NMOS電晶體Q1，Q2’而且可使用可實施相似交換操作之 其它元件。 由平流線圈L及電容元件C1所構成之LC平流電路 係依據此應用的申請範圍之平流電路的—個實施例。LC 平流電路接收上述的矩形波信號輸入，且產生輸出電壓 Vout，相較於輸入電壓Vin，輸出電壓Vout被降壓且平流 化。 除法電路（電阻元件Rl、R2的串聯連接體）藉由電 阻元件Rl、R2的電阻値所決定的除法比（=R2/ (R1+R2 ))將輸出電壓 Vout分成分電壓 vf ( =R2/ (R1+R2) xVout)。亦即’輸出電壓 Vout的想要直流電 壓位準（以下”目標位準“）係由改變電阻元件r 1、r2的 電阻値予以調整。 紋波比較器1〇係依據此申請案的請求項之交換信號 產生電路的一個實施例。紋波比較器10係一所謂的差動 比較器，其具有：反相輸入端子，用於施加分電壓 Vf (依據此申請案的請求項的反饋電壓），分電壓Vf係來 自LC平流電路之輸出電壓Vout的反饋電壓且反映輸出電 壓Vout的紋波之變化；非反相輸入端子，用於施加參考 電壓Vref (依據此申請案的請求項之參考電壓或比較電 壓）’參考電壓Vref對應於輸出電壓Vout的目標位準； 及輸出端子，輸出交換控制信號D，用於依照分電壓vf -17- (14) 1331840 及NMOS電晶體Q1，Q2間之位準比較結果經由驅動電 40控制NMOS電晶體QUQ2的接通/斷開，以使輸出電 的紋波追隨目標位準。當此分電壓▽[的位準低於參考 壓Vref時且當交換控制信號D係Η位準（一位準）時 NMOS電晶體Q1被接通（NMOS電晶體Q2被斷開）。 反地，當分電壓Vf的位準高於參考電壓Vref時且當交 控制信號D係L位準（另一位準）時，NMOS電晶體 被斷開（NMOS電晶體Q2被接通）。 過電流狀態檢測電路70及過電流狀態保護電路80 依據此申請案的請求項之過電流保護信號產生電路的一 實施例。
過電流狀態檢測電路7〇檢測對應至輸出電壓Vout 輸出電流lout，且產生指示所檢測的輸出電流lout是否 於過電流狀態之狀態信號S。例如，過電流狀態檢測電 70係由以下元件構成：電阻元件Rd、配置在NMOS電 體Q1，Q2的連接點及輸出電壓Vout的輸出端子之間； OCP比較器72，其比較放大當輸出電流lout流經電阻 件Rd時跨接電阻元件Rd發生之電位差的OCP放大器 所產生之輸出電流檢測電壓Vd、及對應至使用作爲過 流狀態的準則之電流，以輸出比較結果作爲狀態信號S OCP比較器72係差動比較器，其具有用於施加 OCP放大器71輸出的輸出檢測電壓Vd之反相輸入端子 用於施加參考電壓VOCP之非反相輸入端子、及輸出指 檢測電壓及過電流參考電壓的比較結果的狀態信號S之 路 壓 電 相 換 Q1 係 個 之 處 路 晶 及 元 7 1 電 〇 白 、 示 輸 -18- (15) (15)1331840 出端子。於此架構的例子中’當輸出電流檢測電壓vd小 於參考電壓VOCP時，狀態信號S係Η位準（一位準）， 而當輸出電流檢測電壓 Vd等於或大於參考電壓 VOCP 時，狀態信號S係L位準（另一位準）。因此，如果狀態 信號S係Η位準，其意指非過電流狀態被檢測到，而如果 狀態信號S係L位準，其意指過電流狀態被檢測到。 如果過電流狀態檢測電路70所產生之狀態信號S指 示處於過電流狀態（L位準），過電流狀態保護電路80 產生過電流保護信號Ρ，用於經由驅動電路40斷開NMOS 電晶體Q1 (接通NMOS電晶體Q2 )，以減小輸出電流 lout及輸出電壓Vout的位準。當狀態信號S接著指示未 處於過電流狀態（Η位準），過電流保護電路51停止過 電流保護操作（使過電流保護信號Ρ失效），且切換至正 常操作，該操作使用紋波比較器1 〇所產生之交換控制信 號D。 亦即’過電流狀態保護電路8 0已將自過電流狀態檢 測電路70輸出的狀態信號s及自紋波比較器10輸出的交 換控制信號D輸入至其上。當狀態信號S指示未處於過電 流狀態（Η位準）時，過電流狀態保護電路80輸出交換 控制信號D ’而當狀態信號S指示處於過電流狀態（l位 準）時’過電流狀態保護電路80輸出過電流保護信號 Ρ ° 在紋波比較器1 0及過電流狀態檢測電路70具有上述 架構的前題下’可由簡單AND元件81構成過電流狀態保 -19- (16) (16)1331840 護電路80。 亦即，如果輸出電流lout未處於過電流狀態，施加至 OCP比較器72的反相輸入端子之輸出電流檢測電壓Vd低 於施加至OCP比較器72的非反相輸入端子之參考電壓 VOCP。於此例中，OCP比較器72產生指示未處於過電流 狀態之Η位準狀態信號S。因此，因爲狀態信號一直在穩 定狀態之Η位準，簡單AND元件8 1輸出來自紋波比較器 1〇之交換控制信號D。 另一方面，如果輸出電流lout處於過電流狀態，過電 流保護被啓動，其經由過電流狀態保護電路80所產生的 過電流保護信號P使輸出電壓Vout降至一指定或更低電 壓。於此例中，施加至紋波比較器1〇的反相輸入端子之 分電壓 Vf低於施加至其非反相輸入端子之參考電壓 Vref。因此，於過電流狀態的例子中，因爲紋波比較器1 0 ~直輸出Η位準交換控制信號D，簡單AND元件8 1輸出 來自過電流狀態檢測電路70的狀態信號S。於過電流狀 態的例子中，狀態信號S —直在L位準，且可被使用作爲 斷開NMOS電晶體Q1 (接通NMOS電晶體Q2 )之過電流 保護信號P。 延遲電路90使交換控制信號D或自過電流狀態保護 電路80輸出之過電流保護信號P(L位準狀態信號S)延 遲一預設延遲時間Td。延遲電路90所延遲之延遲信號D’ 或P’係經由驅動電路40供應至NMOS電晶體Q1，Q2。
特別地，如果未處於過電流狀態，在交換控制信號D -20- (17) (17)
1331840 供應至NMOS電晶體Q1，Q2之前，延遲電路90使 制信號D延遲一預設延遲時間Td。因爲NMOS Q1，Q2的接通/斷開周期隨著延遲時間Td變化而 變，交換控制信號D的延遲由預設延遲時間Td NMOS電晶體Q1，Q2的交換頻率被設定在一想要値 電流狀態的例子中，爲了後述的理由’在過電流保 P供應至NMOS電晶體Q1，Q2之前，依據本發明之 路90使過電流保護信號P延遲。 ==紋波轉換器的操作== 現將說明當過電流保護控制未實施時之紋波 200的操作。 當分電壓Vf超過參考電壓Vref時，NMOS電 未被斷開且NMOS電晶體Q2未被接通，而，當翅 Td已在分電壓Vf超過參考電壓Vref之後過去時 電晶體Q1被.斷開且NMOS電晶體Q2被接通。种 當延遲時間Td已在分電壓Vf變成低於參考電壓 後過去時，NMOS電晶體Q1被接通且NMOS電晶i 斷開。
假設因爲干擾或類似情形，輸出電壓Vout g 穩定狀態之位準。於此例中，因爲分電壓Vf追隨 壓Vout且變更高，Η位準脈衝寬度被縮短於自怒 器10輸出之交換控制信號D。結果，因爲NMOS Q1的接通周期縮短，輸出電壓Vout的位準降低J 交換控 電晶體 因此改 意指， 。於過 護信號 延遲電 轉換器 晶體Q1 :遲時間 ，NMOS 丨似於， Vref 之 豊Q2被 :成高於 ί輸出電 :波比較 電晶體 .輸出電 -21 - (18) (18)1331840 壓Vout被控制於回到穩定狀態的方向。另一方面，如果 分電壓Vf變成低於參考電壓Vref的位準，雖然於與上述 相反的操作，輸出電壓Vout同樣地控制於回到穩定狀態 的方向。 現將說明當實施過電流保護控制時之紋波轉換器200 的操作。 過電流保護未被啓動，該過電流保護在OCP點斷開 NMOS電晶體Q1 (接通NMOS電晶體Q2)，在OCP點輸 出電流檢測電壓Vd超過使用作爲過電流狀態的準則之參 考電壓VOCP。當預設延遲時間Td在OCP點之後已過去 時，過電流保護信號P被供應至NMOS電晶體Q1，Q2，且 最後過電流保護被啓動。因而，在供應至NMOS電晶體 Q1，Q2之前，NMOS電晶體Q1，Q2的交換頻率係藉由延遲 過電流保護信號P達預設延遲時間Td而限制在低位準。 因此，可避免增加如發生於第一習知實例的交換損失之事 件。 於另一實施例中，不同的延遲電路可分別延遲自過電 流狀態檢測電路70輸出的過電流保護信號P (過電流狀 態檢測電路70亦作用如此例中爲過電流狀態保護電路 80)、及自紋波比較器10輸出之交換控制信號D。然 而，於此實施例中，交換控制電路400的架構係由使用延 遲電路30作爲延遲電路90而簡化，延遲電路30原始用 來延遲第一習知實例的紋波轉換器中之紋波比較器10的 輸出。 -22- (19) 1331840 <第二實施例> ==紋波轉換器的架構== 圖3顯示具有連接至交換控制電路410的外部組件之 紋波轉換器210，交換控制電路410係設有依據本發明的 第二實施例的過電流保護機構之積分電路。 於此實施例中，交換控制電路410的外部組件爲亦 φ 即，NMOS電晶體Q1，Q2的串聯連接體之交換元件、由平 流線圈L及電容元件C1所構成之LC平流電路、亦即， 電阻元件R1、R2的串聯連接體之除法電路、用於檢測對 應於輸出電壓Vout的輸出電流lout之電阻元件Rd、用於 輸出校正電路100之電阻元件R3至R5、電容元件C2、 _ C3、及參考電壓Vref的電源。於另一實施例中，這些外 部組件可被裝入交換控制電路410，而不是通常難以積成 ' 之平流電路及電容元件C2、C3。 • 依據本發明的第二實施例之紋波轉換器210不同於依 據本發明的第一實施例的紋波轉換器200，在於輸出校正 電路100被設置。 輸出校正電路100具有電流輸出型誤差放大器101， 電流輸出型誤差放大器101包括用於施加分電壓Vf之反 相輸入端子、用於施加參考電壓Vref之非反相輸入端 子、及用於輸出由放大分電壓Vf相對於參考電壓Vref的 相對誤差而獲得的電流之輸出端子。電容元件C2(依據 此申請案的請求項之第一電容元件）係連接至誤差放大器 -23- (20) (20)1331840 101的輸出端子及紋波比較器10的非反相輸入端子間之信 號線1〇5 (依據此申請案的請求項之第一信號線），且電 容元件C2係由自誤差放大器101輸出的誤差電流所充電 及排電，因此產生誤差積分電壓VE»誤差積分電壓VE自 參考電壓Vref偏離一電壓，分電壓Vf的平均位準依照負 載偏移該電壓。誤差積分電壓VE被使用作爲相較於分電 壓Vf之電壓（以下”比較電壓“），該電壓被施加至紋波 比較器10的非反相輸入端子。 結果，於紋波比較器10中，相較於分電壓Vf之比較 電壓係依據誤差積分電壓VE而調整，且控制被實施使得 分電壓Vf及比較電壓的位準被致使相等。施加至誤差放 大器101之分電壓Vf及參考電壓Vref想像上縮短；紋波 比較器10的比較電壓大致變成如參考電壓Vref的相同位 準；且分電壓Vf的平均位準係校正至參考電壓Vref。藉 由此種校正，輸出電壓與目標位準一致，且紋波轉換器 2 1 0的整個控制被穩定化。
輸出校正電路1〇〇亦設有用於降低比較電壓的位準之 機構，當自過電流狀態檢測電路70供應的狀態信號S指 示於過電流狀態（L位準）時，比較電壓施加至紋波比較 器10的非反相輸入端子。用於降低紋波比較器1〇的比較 電壓的位準之機構可被實現作爲一機構，當自過電流狀態 檢測電路70供應的狀態信號S指示於過電流狀態（L位 準）時，該機構降低連接在輸出校正電路1〇〇的輸出端子 及紋波比較器10的非反相輸入端子間之誤差積分電壓VE -24 - (21) (21)1331840 的信號線105的位準。 特別地’輸出校正電路100設有充電/放電電路，如 果狀態信號S指示未處於過電流狀態（Η位準），該充電 /放電電路依據來自誤差放大器101的誤差電流輸出而充 電電容元件C2，且如果狀態信號S指示處於過電流狀態 (L位準），該充電/放電電路充電及排電電容元件C2。 充電/放電電路可藉由串聯連接用於調整電容元件C2的放 電速度之電阻元件R3(依據此申請案的請求項之第一電 阻元件）及NPN雙極電晶體Q3(依據此申請案的請求項 之第一交換元件）所構成，NPN雙極電晶體Q3依據自過 電流狀態檢測電路70經由誤差積分電壓VE的信號線1 05 及接地線間的NOT元件1 04供應之狀態信號S而接通及 斷開。換言之，充電及放電電路係藉由使電阻元件R3及 NPN雙極電晶體Q3的串聯體與電容元件C2並聯連接而 構成。 於此例中，如果狀態信號S指示未處於過電流狀態 (H位準），因爲以L位準供應基極電極，NPN雙極電晶 體Q3斷開，且，結果，電容元件C2係依據自誤差放大器 1〇1輸出的誤差電流予以充電。藉由該充電保持誤差積分 電壓VE的信號線1〇5的位準。另一方面，如果狀態信號 S指示處於過電流狀態（L位準）’因爲以Η位準供應的 基極電極，ΝΡΝ雙極電晶體Q3接通：結果，電容元件C2 的電荷係經由電阻元件R3及ΝΡΝ雙極電晶體Q3予以放 電；且誤差積分電壓VE的信號線105的位準減小。 -25- (22) (22)1331840 輸出校正電路100未限於使用圖3所示之電流輸出型 誤差放大器101，且可使用圖4所示之電壓輸出型誤差放 大器1 02。於此例中，如圖4所示，由配置電容元件Cp 在誤差放大器102的負反框路徑以及串聯連接電阻元件 Rp至電容元件Cp，誤差放大器102形成一積分電路，該 積分電路產生且輸出指示分電壓Vf及參考電壓Vref間的 誤差積分之積分電壓。自誤差放大器102輸出之積分電壓 係由亦即，電阻元件Rx、Ry的串聯連接體的除法電路所 劃分，以產生將施加至紋波比較器1 0的非反相輸入端子 之誤差積分電壓VE。 上述的NPN雙極電晶體Q3的集極電極係連接至電阻 元件Rx、Ry的連接部。如果狀態信號S指示處於過電流 狀態（L位準），因爲以Η位準供應的基極電極，NPN雙 極電晶體Q3接通。雖然自誤差放大器102輸出之積分電 壓的位準變更高，因爲電阻元件Ry短路，由電阻元件 Rx、Ry所構成之分電路不會作用，且供應紋波比較器1 〇 的非反相輸入之誤差積分電壓VE的位準減小。 於輸出校正電路100中，用於降低紋波比較器10的 比較電壓的位準之另一機構可被實現作爲用於減小信號線 106(第二信號線）的位準之機構，當供應自過電流狀態 檢測電路70的狀態信號S指示處於過電流狀態（L位 準）時，參考電壓Vref係經由信號線106供應至誤差放 大器101的非反相輸入端子。亦即，藉由降低信號線106 的位準，誤差放大器101的誤差積分電壓VE，亦即，施 -26- (23) (23)1331840 加至紋波比較器10的非反相輸入端子之比較電壓在位準 上減小。 特別地，輸出校正電路100設有連接至參考電壓Vref 的信號線106之電容元件C3(依據此申請案的請求項之 第二電容元件）、及充電及放電電路，如果狀態信號S指 示未處於過電流狀態（H位準），該充電及放電電路使電 容元件C3充電一直到參考電壓Vref，且如果狀態信號S 指示處於過電流狀態（L位準），該充電及放電電路使電 容元件C3放電。充電及放電電路可由串聯連接用於調整 連接至參考電壓Vref的信號線106之電容元件C3的放電 速度之電阻元件R4(依據此申請案的請求項之第二電阻 元件）及NPN雙極電晶體Q4(依據此申請案的請求項之 第二交換元件）而構成的，NPN雙極電晶體Q4依據自過 電流狀態檢測電路70經由NOT元件104供應之狀態信號 S而接通及斷開。換言之，充電及放電電路係藉由使電阻 元件R4及NPN雙極電晶體Q4的串聯體與電容元件C3並 聯連接而構成。串聯連接至參考電壓 Vref的電源且與電 容元件C3並聯連接之電阻元件R5係用來調整電容元件 C3的充電速度。
於此例中，如果狀態信號S指示未處於過電流狀態 (H位準），因爲以L位準供應基極電極，NPN雙極電晶 體Q4斷開，且，結果，電容元件C3係依據參考電壓 Vref予以充電。參考電壓Vref的信號線106的位準被保 持。另一方面’如果狀態信號S指示處於過電流狀態（L -27- (24) (24)1331840 位準），因爲以Η位準供應的基極電極，NPN雙極電晶體 Q4接通；結果，電容元件C3的電荷係經由電阻元件R4 及NPN雙極電晶體Q4予以放電；且參考電壓Vref的信 號線106的位準降低。 再者，輸出校正電路1〇〇係較佳的，因爲紋波比較器 10的比較電壓的位準可藉由設置用於直接降低紋波比較器 10的比較電壓（此實施例的誤差積分電壓VE)的位準之 機構（電阻元件R3、NPN雙極電晶體Q3 )以及用於間接 地降低紋波比較器1 〇的比較電壓的位準之機構（電阻元 件R4、R5、NPN雙極電晶體Q4 )兩者更可靠地降低，如 圖3所示。然而，減小紋波比較器1 〇的比較電壓的位準 的目的可僅由設置上述兩機構的任一者而達成。 ==紋波轉換器的操作== 現將參靠圖5說明紋波轉換器210的操作。 當輸出電流lout自穩定狀態變成過電流狀態時（見圖 5A的時間T1 )，過電流狀態檢測電路70產生指示所檢測 的輸出電流lout處於過電流狀態之L位準狀態信號S。過 電流狀態保護電路80以L位準狀態信號S經由延遲電路 90及驅動電路40而供應NMOS電晶體Q1，Q2作爲用於斷 開NMOS電晶體Q1以及接通NMOS電晶體Q2之過電流 保護信號P。 於輸出校正電路1〇〇中，因爲L位準狀態信號s係供 應自過電流狀態檢測電路70，電容元件C2、C3中的電荷 -28- (25) 1331840 被放電。亦即，在而後解除之過電流保護之前，輸出校 電路100預先降低誤差積分電壓VE的信號線105的位 及參考電壓Vref的信號線106的位準。 結果，在延遲時間Td已過去之後，過電流保護信 P供應至NMOS電晶體Q1，Q2 ;輸出電壓Vout的位準降 (見圖5(b)):且分電壓Vf的位準倚降低》如上述 因爲過電流保護信號P係由延遲電路90而延遲且然後 應至NMOS電晶體Q1，Q2，沒有輸出電壓的穩定狀態及 電流狀態可在高速重複而使NMOS電晶體Q1，Q2的交換 率變高之可能性。 當輸出電流lout以此種條件自過電流狀態回到穩定 態時（見圖5 ( a )的時間T2 )，過電流狀態檢測電路 產生指示檢測的輸出電流lout未處於過電流狀態之Η 準狀態信號S。爲回應Η位準狀態信號S，過電流狀態 護電路80使過電流保護信號Ρ失效以解除過電流保護。 於輸出校正電路1〇〇中，因爲Η位準狀態信號S被 應自過電流狀態檢測電路7 0，電容元件C 2、C 3被充電 亦即，誤差積分電壓VE的信號線105及參考電壓Vref 信號線106之位準逐漸地開始增高（見圖5(c))。輸 電壓Vout的位準亦逐漸地增高（見圖5(b))。 因此，因爲紋波比較器1〇中剛解除過電流保護， 然已降低施加至反相輸入端子之分電壓Vf的位準，亦 預先降低施加至非反相輸入端子之誤差積分電壓VE的 準。結果，超越量未發生於自紋波比較器10輸出之交 正 準 號 低 > 供 過 頻 狀 70 位 保 供 〇 的 出 雖 已 位 換 -29- (26) (26)1331840 控制信號D ( =VE-Vf)。接在誤差積分電壓VE的位準的 增加之後，分電壓Vf的位準亦即，輸出電壓Vout逐漸地 增加。因爲交換控制信號D係配置以藉由延遲電路90而 延遲且然後供應至NMOS電晶體Q1，Q2,在解除過電流保 護之後，可更可靠地限制超越量。 且，輸出電壓Vout的位準已在過電流保護的時間而 降低。因此，有以下的可能性，亦即，立即在解除過電流 保護之後，依照紋波比較器1 〇的比較電壓的位準，紋波 比較器1〇可產生接通NMOS電晶體Q1 (斷開NMOS電晶 體Q2 )之Η位準交換控制信號D以增加輸出電壓Vout的 位準。亦即，雖然紋波比較器1 0的比較電壓的位準已在 過電流保護的時間而降低如上述，超越量可能仍舊發生於 輸出電壓Vout。 因此，當檢測到輸出電流lout於過電流狀態時，輸出 校正電路100具有紋波比較器10的比較電壓的位準，該 位準降低至低於穩定狀態的例子中之比較電壓的預定位準 (NMOS電晶體Q1，Q2在該穩定狀態係正常地接通及斷 開），該狀態不是過電流狀態。結果，雖然NMOS電晶體 Q1，Q2立即在解除過電流保護之後開始正常地接通及斷 開，比較電壓的位準低於其正常位準，該比較電壓與分電 壓Vf比較且使用作爲紋波比較器10的目標。因此，確實 地限制輸出電壓Vout的超越量。此種控制可由調整電阻 元件R3、R4的電阻値而實現，以依照例如，過電流保護 的預定周期來改變在過電流保護的時間之電容元件C2、 -30- (27) (27)1331840 C3的放電速度。 雖然本發明的實施例已如以上所述，前述實施例的目 的係用於促進本發明的瞭解1而不是用於以限制方式來推 斷本發明的目的。本發明可被改變/變更而不離開其的精 神，且包含其等效物。 【圖式簡單說明】 爲了更完全地瞭解本發明及其利益，以下說明應與附 圖一起參照。 圖1顯示依據本發明的第一實施例之紋波轉換器的架 構。 圖2顯示依據本發明的第一實施例在過電流保護之前 及之後之紋波轉換器的輸出電壓Vout的槪念波形。 圖3顯示依據本發明的第二實施例之紋波轉換器的架 構。 圖4顯示依據第二實施例之輸出校正電路的架構，該 實施例係藉由電壓輸出型誤差放大器而實現。 圖5顯示依據本發明的第二實施例在過電表護之前及 之後的紋波轉換器的主要信號的槪念波形。 圖6顯示習知外自激式直流對直流轉換器的架構。 圖7顯示第一習知實例的紋波轉換器的架構。 圖8顯示1/2的降壓比的例子中之第一習知實例的紋 波轉換器的主要信號的波形。 圖9顯示當降壓比小於1/2時，第一習知實例的紋波 -31 - (28) 1331840 轉換器的主要信號的波形。 圖10顯示第二習知實例的紋波轉換器的架構。 圖11顯示用於實現習知過電流保護功能之機構。 圖12係用於說明當第一習知實例的紋波轉換器設有 過電流保護功能時之問題的曲線圖。 '圖13係用於說明當第二習知實例的紋波轉換器設有 過電流保護功能時之問題的曲線圖。 【主要元件符號說明】 C 1 :電容元件 C2、C3 :電容元件 Cp :電容元件 • Cr :電容元件 ' D :交換控制信號 D ’ ：交換控制信號 φ D’或P’ ：延遲信號 I 〇 U t :輸出電流 L ·平流線圈 OCP :過電流保護 P:過電流保護信號 PWM :脈衝寬度調變 Q1及Q2 : NMOS電晶體 Q3 : NPN雙極電晶體 Q4 : NPN雙極電晶體 -32- (29)1331840 R1、R2 :電阻元件 R3至R5 :電阻元件
Rd :電阻元件
Rp :電阻元件
Rx :電阻元件
Ry :電阻元件 S :狀態信號
T1 :時間 T2 :時間 T d :延遲時間
Vd :輸出電流檢測電壓 VE :誤差積分電壓
Vf :分電壓
Vin :直流輸入電壓 VOCP :參考電壓
Vout :輸出電壓
Vref :參考電壓 1 〇 :紋波比較器 3 0 :延遲電路 40 :驅動電路 50 :過電流狀態檢測電路 5 1 =過電流保護電路 60:誤差放大器/輸出校正電路 6 1 :誤差放大器 -33- (30) (30)1331840 70 :過電流狀態檢測電路 71 : OCP放大器 72: OCP比較器 8 0 :過電流狀態保護電路 8 1 : AND元件 9 0 :延遲電路 100 :輸出校正電路 101 :電流輸出型誤差放大器 102:電壓輸出型誤差放大器 1 04 : NOT 元件 1 〇 5 :信號線 1 〇 5 :信號線 1 06 :信號線 110:三角波振還器 120 : PWM比較器 200 :紋波轉換器 210 :紋波轉換器 300:外激式直流對直流轉換器 3 1 0 :紋波轉換器 320:紋波轉換器 400 :交換控制電路 4 1 0 :交換控制電路 -34-

Claims (1)

1331840
十、申請專利範圍 第95 1 22895號專利申請案 中文申請專利範圍修正本 民國98年7月13曰修正 1. 一種交換控制電路，該交換控制電路設於自激式直 流對直流轉換器，該交換控制電路藉由接通及斷開交換元 件來截斷直流輸入電壓，然後以平流電路來平流化所截斷 的電壓，以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸 出電壓，該交換控制電路包含： 交換控制信號產生電路，其檢測該輸出電壓的紋波中 之變化，且藉由比較反饋該輸出電壓所獲得之反饋電壓及 作爲比較目標之比較電壓而產生該交換元件的接通及斷開 控制之交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨該目標位準； 過電流保護信號產生電路，其檢測該自激式直流對直 流轉換器的輸出電流，且當檢測到該輸出電流係處於等於 或大於預定電流之過電流狀態時，不管該交換控制信號， 該過電流保護信號產生電路產生用來斷開該交換元件之過 電流保護信號，以使該輸出電流小於該預定電流；及 輸出校正電路，其依據該反饋電壓相對於該參考電壓 的相對誤差來調整該比較電壓，以使該反饋電壓的平均位 準與對應於該目標位準的參考電壓一致，以及，當該過電 流保護信號產生電路檢測到該輸出電流係處於該過電流狀 態時，該輸出校正電路降低該比較電壓的位準， 其中該輸出校正電路被施以該反饋電壓及該參考電 1331840 a 々m—一 一 壓，該輸出校正電路產生且輸出誤差積分電壓，以指示該 反饋電壓相對於該參考電壓的相對誤差的積分且調整該比 較電壓，以及，如果檢測到係處於該過電流狀態，該輸出 校正電路降低該誤差積分電壓的位準， 其中該過電流保護信號產生電路產生且供應指示該輸出電 流是否處於該過電流狀態之狀態信號至該輸出校正電路， 其中該輸出校正電路包括： 誤差放大器，該誤差放大器被施以該反饋電壓及該參 考電壓，該誤差放大器產生該反饋電壓相對於該參考電壓 的相對誤差電流；及 第一電容元件，其係連接至該誤差放大器及該交換控 制信號產生電路間之第一信號線，該第一電容元件係由該 誤差電流予以充電以產生該誤差積分電壓，及 其中當供應自該過電流保護信號產生電路之該狀態信 號指示未處於該過電流狀態時，該第一電容元件被充電， 以及，當該狀態信號指示處於該過電流狀態時，該第一電 容元件被放電。 2 .如申請專利範圍第1項之交換控制電路， 其中當檢測到該輸出電流係處於該過電流狀態時，該 輸出校正電路將使用於該交換控制信號產生電路之該比較 電壓的位準降低至低於穩定狀態的例子之該比較電壓的預 定位準，該穩定狀態不是該過電流狀態。 3 .如申請專利範圍第1項之交換控制電路， 其中該第一電容元件係與該第一電阻元件及該第一交 -2- 年月日修(更)正替換頁 38. 7. 1 ^ I331840 •r 換元件的串聯體並聯地連接，第一電阻元件用來調整該第 一電容元件的放電速度，而該第一交換元件依據該狀態信 號而接通及斷開。 4. 一種交換控制電路，該交換控制電路設於自激式直 ' 流對直流轉換器，該交換控制電路藉由接通及斷開交換元 件來截斷直流輸入電壓，然後以平流電路來平流化所截斷 的電壓，以產生不同於該輸入電壓的位準之目標位準的輸 % 出電壓，該交換控制電路包含： 交換控制信號產生電路，其檢測該輸出電壓的紋波中 之變化，且藉由比較反饋該輸出電壓所獲得之反饋電壓及 作爲比較目標之比較電壓而產生該交換元件的接通及斷開 控制之交換控制信號，以使該輸出電壓跟隨該目標位準； 過電流保護信號產生電路，其檢測該自激式直流對直 流轉換器的輸出電流，且當檢測到該輸出電流係處於等於 ' 或大於預定電流之過電流狀態時，不管該交換控制信號， ϋ 該過電流保護信號產生電路產生用來斷開該交換元件之過 電流保護信號，以使該輸出電流小於該預定電流；及 輸出校正電路，其依據該反饋電壓相對於該參考電壓 的相對誤差來調整該比較電壓，以使該反饋電壓的平均位 準與對應於該目標位準的參考電壓一致，以及，當該過電 流保護信號產生電路檢測到該輸出電流係處於該過電流狀 時》該輸出校正電路降低該比較電壓的位準， 其中該輸出校正電路被施以該反饋電壓及該參考電 壓’該輸出校正電路產生且輸出誤差積分電壓，以指示該 -3-
反饋電壓相對於該參考電壓的相對誤差的積分且調整該比 較電壓，以及，如果檢測到係處於該過電流狀態，該輸出 校正電路降低該參考電壓的位準， 其中該輸出校正電路包括： 誤差放大器，該誤差放大器被施以該反饋電壓及該參 考電壓，該誤差放大器產生該反饋電壓相對於該參考電壓 的相對誤差電流；及 其中當供應自該過電流保護信號產生電路之狀態信號 指示未處於過電流狀態時，連接至用於施加該參考電壓至 該誤差放大器的第二信號線之第二電容元件被充電，且當 該狀態信號指示處於該過電流狀態時，該第二電容元件被 放電。 5 .如申請專利範圍第4項之交換控制電路， 其中該第二電容元件係與該第二電阻元件及該第二交 換元件的串聯體並聯地連接，第二電阻元件用來調整該第 二電容元件的放電速度’而該第二交換元件依據該狀態信 號而接通及斷開。 -4 -
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