JP4651428B2

JP4651428B2 - スイッチングレギュレータ及びこれを備えた電子機器

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Publication number: JP4651428B2
Application number: JP2005090479A
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Inventors: 裕貴中林
Original assignee: Rohm Co Ltd
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Priority date: 2005-03-28
Filing date: 2005-03-28
Publication date: 2011-03-16
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Description

本発明は、短絡電流保護回路を備えたスイッチングレギュレータ、及び、これを備えた電子機器に関するものであり、特に、その消費電力低減技術に関するものである。

従来より、熱損失が少なく、かつ、入出力較差が大きい場合に比較的効率が良い安定化電源手段の一つとして、出力トランジスタのオン／オフ制御（デューティ制御）を行うことで、入力電圧から一定の出力電圧を生成するスイッチングレギュレータ（チョッパ型レギュレータ）が広く用いられている。

なお、上記のスイッチングレギュレータには、一般に、過負荷や出力短絡が生じたときに、その出力電流を制限する短絡電流保護回路が具備されている（例えば、特許文献１を参照）。

また、本願発明に関するその他の従来技術としては、出力トランジスタがその安全動作領域で動作しているか否かを検出し、前記出力トランジスタが許容損失範囲を逸脱して熱破壊するおそれを防止し得る過電流抑制回路を有する電力用半導体装置が開示・提案されている（特許文献２を参照）。
特開２００２−３００７７３号公報特開２００３−０７８３６２号公報

確かに、短絡電流保護回路を備えた従来のスイッチングレギュレータであれば、過負荷や出力短絡が生じたときでも、適切にレギュレータの動作を停止させ、その出力電流を制限することができるので、出力トランジスタの破壊等を未然に回避することができる。

しかしながら、従来のスイッチングレギュレータにおいて、短絡電流保護回路は、常に出力電流をモニタし、短絡電流保護動作の発動準備を行う構成とされていたため、軽負荷時等には、不要な電力を浪費する、という課題を有していた。

特に、短絡電流保護回路で過電流（出力短絡）を検出するためには、出力電流の増減をモニタするコンパレータが必要となるところ、該コンパレータには、出力トランジスタのスイッチング制御によって高速に変動する出力電流を正確に捉え得るよう、十分な高速応答性が要求されていた。そのため、従来の短絡電流保護回路では、上記コンパレータの駆動電流として、常時、１００［μＡ］以上の大電流を供給せざるを得ず、スイッチングレギュレータの電力効率を大きく低下させる要因となっていた。また、バッテリの出力変換手段として用いられた場合には、上記バッテリの充電電力を浪費してしまい、電子機器の使用可能時間を縮めてしまう、という課題があった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、短絡電流保護動作の信頼性を損なうことなく、その電力の浪費を低減することが可能なスイッチングレギュレータ及びこれを備えた電子機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチングレギュレータは、入力電圧が印加される入力端子と負荷への出力電圧が引き出される出力端子との間に接続された出力スイッチ素子と；前記出力電圧の実際値と目標設定値との誤差に応じてその電圧レベルが変動する誤差電圧を生成する出力帰還回路と；前記誤差電圧に基づいて前記出力電圧の誤差が小さくなるように前記出力スイッチ素子のオン／オフ制御を行うスイッチング制御回路と；前記負荷への出力電流の大きさに応じてその電圧レベルが変動する出力電流参照電圧と所定の第１閾値電圧とを比較する第１コンパレータを備え、その比較出力信号に基づいて、前記スイッチング制御回路の駆動可否を指示する短絡電流保護信号を生成する短絡電流保護回路と；第１コンパレータより小さな駆動電流で動作して前記誤差電圧と所定の第２閾値電圧とを比較する第２コンパレータを備え、その比較出力信号に基づいて、第１コンパレータに対する駆動電流の供給可否を決定する駆動電流生成回路と；を有して成る構成（第１の構成）にするとよい。

なお、第１の構成から成るスイッチングレギュレータについてより具体的に述べると、前記駆動電流生成回路は、前記出力電流が第２閾値電圧で定められる第２閾値電流に達するまで、第１コンパレータに対する駆動電流の供給を禁止する一方、前記出力電流が第２閾値電流に達したときに、第１コンパレータに対する駆動電流の供給を許可するものであり、また、前記短絡電流保護回路は、その駆動電流の供給が許可されて以後、前記出力電流が第１閾値電圧で定められる閾値電流であって第２閾値電流より高い第１閾値電流に達するまで、前記スイッチング制御回路の駆動を許可する一方、前記出力電流が第１閾値電流に達したときに、前記スイッチング制御回路の駆動を禁止するものである構成（第２の構成）にするとよい。

このような構成とすることにより、軽負荷時など、出力電流が定常レベルである場合には、第１コンパレータに対する駆動電流の供給を停止して、短絡電流保護回路における電力の浪費を低減する一方、出力電流に異常上昇の前兆がある場合には、第１コンパレータに対する駆動電流の供給を許可することで、高速な短絡電流保護動作をいつでも実行可能な状態に準備することができる。従って、短絡電流保護動作の信頼性を損なうことなく、その電力の浪費を低減することが可能となる。

また、第１または第２の構成から成るスイッチングレギュレータにおいて、前記駆動電流生成回路は、第１コンパレータに対する駆動電流より小さい定電流を生成する定電流源と；前記定電流をミラー増幅することで第１コンパレータに対する駆動電流を生成するミラー増幅回路と；前記定電流源の出力端と接地端との間に接続され、第２コンパレータの比較出力信号に基づいて、前記出力電流が第２閾値電流に達するまでオンされる一方、前記出力電流が第２閾値電流に達したときにオフされるスイッチ素子と；を有して成る構成（第３の構成）にするとよい。このような構成とすることにより、駆動電流生成回路の消費電力についても、極力低減することが可能となる。

また、本発明に係る電子機器は、装置電源であるバッテリと、前記バッテリの出力変換手段と、を有して成る電子機器であって、前記出力変換手段として、上記第１〜第３いずれかの構成から成るスイッチングレギュレータを備えて成る構成としている。このような構成とすることにより、短絡電流保護回路でバッテリの充電電力を浪費することが少なくなるので、電子機器の使用可能時間を伸ばすことが可能となる。

上記したように、本発明に係るスイッチングレギュレータ及びこれを備えた電子機器であれば、短絡電流保護動作の信頼性を損なうことなく、その電力の浪費を低減することが可能となる。

以下では、携帯電話端末に搭載され、バッテリの出力電圧を変換して端末各部（例えばＴＦＴ［Thin Film Transistor］液晶パネル）の駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行う。

図１は、本発明に係る携帯電話端末の一実施形態を示すブロック図（特に、ＴＦＴ液晶パネルへの電源系部分）である。本図に示すように、本実施形態の携帯電話端末は、装置電源であるバッテリ１０と、バッテリ１０の出力変換手段であるＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、携帯電話端末の表示手段であるＴＦＴ液晶パネル３０と、を有して成る。なお、本図には明示されていないが、本実施形態の携帯電話端末は、上記構成要素のほか、その本質機能（通信機能など）を実現する手段として、送受信回路部、スピーカ部、マイク部、表示部、操作部、メモリ部など、を当然に有して成る。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、バッテリ１０から印加される入力電圧Ｖｉｎから一定の出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、該出力電圧ＶｏｕｔをＴＦＴ液晶パネル３０に供給する。

図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の一構成例を示す回路図（一部にブロックを含む）である。本図に示す通り、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、出力スイッチ素子１と、平滑回路２と、出力帰還回路３と、スイッチング制御回路４と、短絡電流保護回路５（以下、ＳＣＰ［Short Current Protection］回路５と呼ぶ）と、駆動電流生成回路６と、を有して成るスイッチングレギュレータ（チョッパ型レギュレータ）である。

なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０には、上記の回路構成要素のほか、その他の保護回路（低入力誤動作防止回路や熱保護回路など）を適宜組み込んでも構わない。

出力スイッチ素子１は、入力電圧Ｖｉｎが印加される入力端子Ｔ１と負荷（不図示）への出力電圧Ｖｏｕｔが引き出される出力端子Ｔ２との間に接続されている。なお、本図では、出力スイッチ素子１としてＰチャネル電界効果トランジスタを用いた構成を例に挙げて説明を行うが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、Ｎチャネル電界効果トランジスタやバイポーラトランジスタなど、その他のスイッチ素子を用いても構わない。

平滑回路２は、スイッチ素子１のオン／オフ制御によって得られるパルス状電圧を平滑化して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する手段である。なお、平滑回路２の内部構成としては、インダクタ、コンデンサ、抵抗、或いは、ダイオードなどを適宜有して成る公知の構成を採用すればよい。

出力帰還回路３は、誤差増幅器ＡＭＰ１と、直流電圧源Ｅ１と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、容量と、を有して成る。

抵抗Ｒ１の一端は、出力端子Ｔ２（或いは出力スイッチ素子１の出力端）に接続されている。抵抗Ｒ１の他端は、抵抗Ｒ２を介して接地される一方、誤差増幅器ＡＭＰ１の反転入力端（−）にも接続されている。誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端（＋）は、直流電圧源Ｅ１の正極端に接続されている。直流電圧源Ｅ１の負極端は接地されている。誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端は、スイッチング制御回路４の誤差電圧入力端に接続される一方、抵抗Ｒ３及び容量Ｃ１を介して接地されている。

すなわち、出力帰還回路３は、誤差増幅器ＡＭＰ１を用い、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードから引き出される出力帰還電圧Ｖｆｂ（出力電圧Ｖｏｕｔの実際値に相当）と、直流電圧源Ｅ１で生成される参照電圧Ｖｒｅｆ（出力電圧Ｖｏｕｔの目標設定値に相当）との誤差に応じてその電圧レベルが変動する誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する手段である。

なお、抵抗Ｒ３及び容量Ｃ１は、出力帰還回路３の利得周波数特性を適正に保ち、その発振を回避するための位相補償手段である。

スイッチング制御回路４は、誤差電圧Ｖｅｒｒに基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔの誤差が小さくなるように出力スイッチ素子１のオン／オフ制御（デューティ制御）を行う手段である。より具体的に述べると、スイッチング制御回路４は、誤差電圧Ｖｅｒｒが大きいほどデューティを下げるように、逆に、誤差電圧Ｖｅｒｒが小さいほどデューティを上げるように、出力スイッチ素子１のオン／オフ制御を行う手段である。また、スイッチング制御回路４は、後述の短絡電流保護信号Ｓｓｃｐに基づいて、その駆動可否が制御されるものである。

ＳＣＰ回路５は、センス抵抗Ｒｓと、差動増幅器ＡＭＰ２と、第１コンパレータＣＭＰ１と、直流電圧源Ｅ２と、ラッチ回路ＬＴＣ１と、を有して成る。

センス抵抗Ｒｓの一端は入力端子Ｔ１に接続されており、他端は出力スイッチ素子１の入力端に接続されている。差動増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端（＋）はセンス抵抗Ｒｓの一端に接続されており、反転入力端（−）はセンス抵抗Ｒｓの他端に接続されている。差動増幅器ＡＭＰ２の出力端は、第１コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端（＋）に接続されている。第１コンパレータＣＭＰ１の反転入力端（−）は、直流電圧源Ｅ２の正極端に接続されている。直流電圧源Ｅ２の負極端は接地されている。第１コンパレータＣＭＰ１の出力端は、ラッチ回路ＬＴＣ１を介して、スイッチング制御回路４の短絡電流保護信号入力端に接続されている。

センス抵抗Ｒｓは、負荷への出力電流ｉｏｕｔを電圧変換する手段である。差動増幅器ＡＭＰ２は、センス抵抗Ｒｓの両端電圧を増幅し、出力電流ｉｏｕｔの大きさに応じてその電圧レベルが変動する出力電流参照電圧Ｖｓを生成する手段である。

第１コンパレータＣＭＰ１は、出力電流参照電圧Ｖｓと直流電圧源Ｅ２で生成される所定の第１閾値電圧Ｖｔｈ１（出力電流ｉｏｕｔとの関係で見れば、短絡電流保護動作の発動スレッショルドレベルとなる第１閾値電流ｉｔｈ１に相当、図３を参照）とを比較し、その比較出力信号を生成する手段である。より具体的に述べると、第１コンパレータＣＭＰ１は、出力電流参照電圧Ｖｓが第１閾値電圧Ｖｔｈ１より高ければ、ハイレベルの比較出力信号を生成し、逆に、出力電流参照電圧Ｖｓが第１閾値電圧Ｖｔｈ１より低ければ、ローレベルの比較出力信号を生成する。なお、出力電流ｉｏｕｔの増減を直接的にモニタする第１コンパレータＣＭＰ１には、出力スイッチ素子１のスイッチング制御によって高速に変動する出力電流ｉｏｕｔを正確に捉え得るよう、十分な高速応答性が要求される。そこで、第１コンパレータＣＭＰ１の駆動電流ｉ１としては、１００［μＡ］以上の大電流が準備されている。

ラッチ回路ＬＴＣ１は、第１コンパレータＣＭＰ１の比較出力信号が一旦ハイレベルに変化するとその論理状態をラッチする手段であり、かつ、そのラッチ出力を短絡電流保護信号Ｓｓｃｐとして、スイッチング制御回路４に送出する手段である。なお、ラッチ回路ＬＴＣ１としては、ＲＳフリップフロップなどを用いればよい。

上記から分かる通り、ＳＣＰ回路５は、出力電流参照電圧Ｖｓと第１閾値電圧Ｖｔｈ１とを比較する第１コンパレータＣＭＰ１を備え、その比較出力信号に基づいて、スイッチング制御回路４の駆動可否を指示する短絡電流保護信号Ｓｓｃｐを生成する手段であると言うことができる。

すなわち、ＳＣＰ回路５は、ローレベルの短絡電流保護信号Ｓｓｃｐを送出することで出力電流ｉｏｕｔが正常である旨を報知し、逆に、ハイレベルの短絡電流保護信号Ｓｓｃｐを送出することで出力電流ｉｏｕｔが異常である旨を報知する。当該短絡電流保護信号Ｓｓｃｐの入力を受けたスイッチング制御回路４は、その論理がローレベルであった場合には、出力短絡が生じていないと認識して、通常動作を行う一方、その論理がハイレベルであった場合には、出力短絡が生じたことを認識して、その動作を停止する。

駆動電流生成回路６は、第２コンパレータＣＭＰ２と、直流電圧源Ｅ３と、Ｎチャネル電界効果トランジスタＮ１〜Ｎ５と、Ｐチャネル電界効果トランジスタＰ１〜Ｐ２と、定電流源Ｉ１〜Ｉ２と、を有して成る。

第２コンパレータＣＭＰ２の反転入力端（−）は、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端に接続されている。第２コンパレータＣＭＰ２の非反転入力端（＋）は、直流電圧源Ｅ３の正極端に接続されている。直流電圧源Ｅ３の負極端は接地されている。第２コンパレータＣＭＰ２の出力端は、トランジスタＮ５のゲートに接続されている。トランジスタＮ５のドレインは、定電流源Ｉ２を介して電源電圧印加端に接続される一方、トランジスタＮ４のドレインにも接続されている。トランジスタＮ５のソースは接地されている。トランジスタＮ３、Ｎ４のゲートは互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＮ４のドレインに接続されている。トランジスタＮ３、Ｎ４のソースはいずれも接地されている。トランジスタＮ３のドレインは、トランジスタＰ２のドレインに接続されている。トランジスタＰ１、Ｐ２のゲートは互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＰ２のドレインに接続されている。トランジスタＰ１、Ｐ２のソースは、いずれも電源電圧印加端に接続されている。トランジスタＰ１のドレインは、定電流源Ｉ１を介して電源電圧印加端に接続される一方、トランジスタＮ２のドレインにも接続されている。トランジスタＮ１、Ｎ２のゲートは互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＮ２のドレインに接続されている。トランジスタＮ１、Ｎ２のソースはいずれも接地されている。トランジスタＮ１のドレインは、第１コンパレータＣＭＰ１に対する駆動電流供給端に相当する。

第２コンパレータＣＭＰ２は、誤差電圧Ｖｅｒｒと直流電圧源Ｅ３で生成される所定の第２閾値電圧Ｖｔｈ２（出力電流ｉｏｕｔとの関係で見れば、駆動電流ｉ１の供給開始スレッショルドレベルとなる第２閾値電流ｉｔｈ２に相当、図３を参照）とを比較し、その比較出力信号を生成する手段である。より具体的に述べると、第２コンパレータＣＭＰ２は、誤差電圧Ｖｅｒｒが第２閾値電圧Ｖｔｈ２より高ければ、ローレベルの比較出力信号を生成し、逆に、誤差電圧Ｖｅｒｒが第２閾値電圧Ｖｔｈ２より低ければ、ハイレベルの比較出力信号を生成する。なお、誤差電圧Ｖｅｒｒをモニタする第２コンパレータＣＭＰ２には、出力電流ｉｏｕｔの増減を直接的にモニタする第１コンパレータＣＭＰ１ほどの高速応答性は要求されない。そのため、第２コンパレータＣＭＰ２の駆動電流ｉ２としては、第１コンパレータＣＭＰ１の駆動電流ｉ１より小電流が準備されている。

第２コンパレータＣＭＰ２の後段について見ると、駆動電流生成回路６は、第１コンパレータＣＭＰ１に対する駆動電流ｉ１より小さい定電流ｉ３を生成する定電流源Ｉ２と、定電流ｉ３をミラー増幅することで第１コンパレータＣＭＰ１に対する駆動電流ｉ１を生成するミラー増幅回路（トランジスタＮ１〜Ｎ４、及び、トランジスタＰ１〜Ｐ２）と、定電流源Ｉ２の出力端と接地端との間に接続され、第２コンパレータＣＭＰ２の比較出力信号に基づいて開閉制御されるトランジスタＮ５と、を有して成る構成であると言える。

トランジスタＮ５は、誤差電圧Ｖｅｒｒが第２閾値電圧Ｖｔｈ２に達するまで、言い換えれば、出力電流ｉｏｕｔが第２閾値電流ｉｔｈ２に達するまで、オン状態とされる。その間、定電流ｉ３は接地端に引き抜かれ、上記のミラー増幅回路で第１コンパレータＣＭＰ１に対する駆動電流ｉ１が生成されることはない。

一方、誤差電圧Ｖｅｒｒが第２閾値電圧Ｖｔｈ２に達したとき、言い換えれば、出力電流ｉｏｕｔが第２閾値電流ｉｔｈ２に達したとき、トランジスタＮ５はオフ状態に遷移される。従って、定電流ｉ３は上記のミラー増幅回路に供給され、第１コンパレータＣＭＰ１に対する駆動電流ｉ１の生成が行われる。

なお、第２コンパレータＣＭＰ２の駆動電流ｉ２や定電流源Ｉ２で生成される定電流ｉ３は、それらを合算しても、第１コンパレータＣＭＰ１の駆動電流ｉ１に比べて、十分小さい電流値とされている。従って、駆動電流生成回路６の消費電力が低負荷時の効率に及ぼす影響は極めて小さいと考えられる。

上記から分かる通り、駆動電流生成回路６は、誤差電圧Ｖｅｒｒをモニタすることで出力電流ｉｏｕｔを間接的にモニタし得ることに着目し、第１コンパレータＣＭＰ１より小さな駆動電流ｉ２で動作して誤差電圧Ｖｅｒｒと第２閾値電圧Ｖｔｈ２とを比較する第２コンパレータＣＭＰ２を備え、その比較出力信号に基づいて、第１コンパレータＣＭＰ１に対する駆動電流ｉ１の供給可否を決定する手段であると言うことができる。

すなわち、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２０において、駆動電流生成回路６は、図３に示すように、出力電流ｉｏｕｔが第２閾値電流ｉｔｈ２（例えば２［Ａ］）に達するまで、第１コンパレータＣＭＰ１に対する駆動電流ｉ１の供給を禁止する一方、出力電流ｉｏｕｔが第２閾値電流ｉｔｈ２に達したときに、第１コンパレータＣＭＰ１に対する駆動電流ｉ１の供給を許可するものであり、また、ＳＣＰ回路５は、その駆動電流ｉ１の供給が許可されて以後、出力電流ｉｏｕｔが第２閾値電流ｉｔｈ２より高い第１閾値電流ｉｔｈ１（例えば３［Ａ］）に達するまで、スイッチング制御回路４の駆動を許可する一方、出力電流ｉｏｕｔが第１閾値電流ｉｔｈ１に達したときに、スイッチング制御回路４の駆動を禁止するものとされている。

このような構成とすることにより、軽負荷時など、出力電流ｉｏｕｔが定常レベルである場合には、第１コンパレータＣＭＰ１に対する駆動電流ｉ１の供給を停止して、ＳＣＰ回路５における電力の浪費を低減する一方、出力電流ｉｏｕｔに異常上昇の前兆がある場合（言い換えれば、効率に影響のない程度の電流量が流れた場合）には、第１コンパレータＣＭＰ１に対する駆動電流ｉ１の供給を許可することで、高速な短絡電流保護動作をいつでも発動可能な状態に準備することができる。従って、短絡電流保護動作の信頼性を損なうことなく、その電力の浪費（すなわち、バッテリ１０の充電電力の浪費）を低減することができ、延いては、携帯電話端末の使用可能時間を伸ばすことが可能となる。

なお、上記の実施形態では、携帯電話端末に搭載され、バッテリ１０の出力変換手段として用いられるＤＣ／ＤＣコンバータ２０に本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、本発明は、短絡電流保護回路を備えたスイッチングレギュレータ全般に広く適用することが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

本発明は、短絡電流保護回路を備えたスイッチングレギュレータの消費電力低減を図る上で有用な技術であり、特に、バッテリ仕様の電子機器に好適な技術である。

は、本発明に係る携帯電話端末の一実施形態を示すブロック図である。は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の一構成例を示す回路図である。は、ＳＣＰ回路５及び駆動電流生成回路６の動作を説明するための図である。

符号の説明

１０バッテリ
２０ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）
３０ＴＦＴ液晶パネル
１出力スイッチ素子（出力トランジスタ）
２平滑回路
３出力帰還回路
４スイッチング制御回路
５短絡電流保護回路（ＳＣＰ回路）
６駆動電流生成回路
Ｔ１入力端子
Ｔ２出力端子
ＡＭＰ１誤差増幅器
Ｅ１直流電圧源
Ｒ１〜Ｒ３抵抗
Ｃ１容量
Ｒｓセンス抵抗
ＡＭＰ２差動増幅器
ＣＭＰ１第１コンパレータ（高速）
Ｅ２直流電圧源
ＬＴＣ１ラッチ回路
Ｎ１〜Ｎ５Ｎチャネル電界効果トランジスタ
Ｐ１〜Ｐ２Ｐチャネル電界効果トランジスタ
Ｉ１〜Ｉ２定電流源
Ｅ３直流電圧源
ＣＭＰ２第２コンパレータ（低速）

Claims

入力電圧が印加される入力端子と負荷への出力電圧が引き出される出力端子との間に接続された出力スイッチ素子と；前記出力電圧の実際値と目標設定値との誤差に応じてその電圧レベルが変動する誤差電圧を生成する出力帰還回路と；前記誤差電圧に基づいて前記出力電圧の誤差が小さくなるように前記出力スイッチ素子のオン／オフ制御を行うスイッチング制御回路と；前記負荷への出力電流の大きさに応じてその電圧レベルが変動する出力電流参照電圧と所定の第１閾値電圧とを比較する第１コンパレータを備え、その比較出力信号に基づいて、前記スイッチング制御回路の駆動可否を指示する短絡電流保護信号を生成する短絡電流保護回路と；第１コンパレータより小さな駆動電流で動作して前記誤差電圧と所定の第２閾値電圧とを比較する第２コンパレータを備え、その比較出力信号に基づいて、第１コンパレータに対する駆動電流の供給可否を決定する駆動電流生成回路と；を有して成り、
前記駆動電流生成回路は、前記出力電流が第２閾値電圧で定められる第２閾値電流に達するまで、第１コンパレータに対する駆動電流の供給を禁止する一方、前記出力電流が第２閾値電流に達したときに、第１コンパレータに対する駆動電流の供給を許可するものであり、また、前記短絡電流保護回路は、その駆動電流の供給が許可されて以後、前記出力電流が第１閾値電圧で定められる閾値電流であって第２閾値電流より高い第１閾値電流に達するまで、前記スイッチング制御回路の駆動を許可する一方、前記出力電流が第１閾値電流に達したときに、前記スイッチング制御回路の駆動を禁止するものであることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
入力電圧が印加される入力端子と負荷への出力電圧が引き出される出力端子との間に接続された出力スイッチ素子と；前記出力電圧の実際値と目標設定値との誤差に応じてその電圧レベルが変動する誤差電圧を生成する出力帰還回路と；前記誤差電圧に基づいて前記出力電圧の誤差が小さくなるように前記出力スイッチ素子のオン／オフ制御を行うスイッチング制御回路と；前記負荷への出力電流の大きさに応じてその電圧レベルが変動する出力電流参照電圧と所定の第１閾値電圧とを比較する第１コンパレータを備え、その比較出力信号に基づいて、前記スイッチング制御回路の駆動可否を指示する短絡電流保護信号を生成する短絡電流保護回路と；第１コンパレータより小さな駆動電流で動作して前記誤差電圧と所定の第２閾値電圧とを比較する第２コンパレータを備え、その比較出力信号に基づいて、第１コンパレータに対する駆動電流の供給可否を決定する駆動電流生成回路と；を有して成り、
前記駆動電流生成回路は、第１コンパレータに対する駆動電流より小さい定電流を生成する定電流源と；前記定電流をミラー増幅することで第１コンパレータに対する駆動電流を生成するミラー増幅回路と；前記定電流源の出力端と接地端との間に接続され、第２コンパレータの比較出力信号に基づいて、前記出力電流が第２閾値電流に達するまでオンされる一方、前記出力電流が第２閾値電流に達したときにオフされるスイッチ素子と；を有して成ることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
前記駆動電流生成回路は、第１コンパレータに対する駆動電流より小さい定電流を生成する定電流源と；前記定電流をミラー増幅することで第１コンパレータに対する駆動電流を生成するミラー増幅回路と；前記定電流源の出力端と接地端との間に接続され、第２コンパレータの比較出力信号に基づいて、前記出力電流が第２閾値電流に達するまでオンされる一方、前記出力電流が第２閾値電流に達したときにオフされるスイッチ素子と；を有して成ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
装置電源であるバッテリと、前記バッテリの出力変換手段と、を有して成る電子機器であって、前記出力変換手段として、請求項１〜請求項３のいずれかに記載のスイッチングレギュレータを備えて成ることを特徴とする電子機器。