TWI251399B - Signal transmitting system, and signal transmitting line - Google Patents

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1251399 九、發明說明： 【發明背景】 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於一種用於經由一信號傳輸線於各電路塊之 間傳輸數位信號之信號傳輸系統，且係關於該信號傳輸線。 本申請案主張優先於2003年7月28日提出申請之日本專 利申請案第2003-28 1 1 88號，該申請案之全部内容以引用方 式併入本文中。 【先前技術】 為經由一信號線將數位信號自一 CM〇s差動驅動器高速 傳輸至一接收器，本發明之發明者在本發明之前即已提 出.藉由使形成於一佈線電路板上的一電源導線及接地導 線形成-由長度彼此相等之平行導線構成且耗合係數較大 之導線對結構，並藉由提供一電路來強行果送及抽移電晶 體狀態瞬變所需之電荷來達成電晶體之高速切換（參見未 經審查之日本公開專利申請案第2〇〇2_ 124635號（以下稱作 專利文件2))，而使得一雷、嗎 '辑地料對可㈣—傳輸線， “傳輸，線之電磁場近乎封閉，㈣互補信 該驅動器（參見1999年度+ 至 ^ 一 t日本公開專利申請崇 弟284126號（以下稱作專利文件丨））。 ” 此，應注意，為傳輪電能’基本上應使料條電源線， 例如豕用電源線。電肩$呈f 、,. 、 ,. 線具有電導，—於水管（正比;^ 水管之粗細尺寸）。嗲带道七/ 吕I止比於 其、…私π 數稱為「特性阻抗z〇」。 官迢粗細之物理Μ暂极十 」 貝對應於儲存於每單位長度電源線上 92964.doc 1251399 的電感Lo及電容Co中儲存的能量。 J月匕里。由於能量之頻率俞 能量輸入及輸出之頻率即愈高， 、〜。 θ L 肉將出現~交流（AC)電 :，亦即阻抗Z。阻抗Z之放電具有時滞且不損乾能量，此 有別於諸如直流電阻器或導線對之間的漏電導等可將電能 =換成熱能之元件。因此，將阻_為—虛 =

Z由下列方程式（1)及（2)表示： i/L Z = jcoLo Z=(l/jcoCo) () 1 ...... (2) 如以上方程式（1)及（2)所示，由 ,^ ^ 田於母早位長度之線路上皆 :存有兩個變元，因而該線路之特性阻抗ZG為該等兩個變 兀之均方，此由以下方程式（3)表示：

Zo= Vj^Lo/joCo = VLoTCo 如以上方程式（3)所示，在特性阻抗z〇中消去了包括虛數 J、角頻率①及單位長度在内的三項，因而特性阻抗Zo為— :以長度來界定且不取決於任何頻率的實數。由此，出現 —特殊的物理概念：一條短線路與一條無限長的線路之特 性阻抗Z❶彼此相等。簡言之，特性阻抗Z。僅限定線路之前 端直徑〇 料集總元件電路領域中普遍存在的-種誤解，此前人 J直w為，由於傳輸線為電感-電容（LC)網路，因而無法 $貫質避免RC(電阻-電容）延遲問題，除非以分散元件電路之 觀來看待Lc網路。然而，傳輸線屬於電磁現象物理學領 ^ ”以及^^延遲之領域迥異。下文將論述傳輸線之RC延 遲問題可得以解決。 92964.doc 1251399 分散元件電路（其遠距離佈線係以長度來界定）不同於集 總元件電路（其導線長度處於可忽略之範圍内），此由以下方 程式（4)表示（參見「silicon Technology」-Feature of the Problems and Outlook of the Ultra High-Speed Multilayer Wiring Techniques-Journal of Applied Physics, Japan

Society of Applied Physics，Japan，No. 15，2000年 2 月 18 日 (Yamagami Clubhouse，Higashiyama)(以下稱作非專利文件 1)) · LCriticai= λ/40= co^rsr/40fclock ...... (4) 其中co係真空中的光速，μΓ係比滲透率，εΓ係比介電常數， fcloek係流經導線之時鐘脈衝之最高頻率。 以上方程式（4)界定了正弦波波長λ與導線長度^出^丨之 間的關係。 下文將參照圖1來解釋說明方程式（4)中因子（1/4〇)之含 義。 如圖1所示，數位（脈衝）信號係一含有基波6及其諧波f2， …·的複波feQmbine。加入諧波6(其頻率係基波fl的三倍） 及諧波f5(其頻率係基波匕的五倍）可形成一近似脈衝，進一 y 波心，4及t1 (其頻率分別係基波f!的七倍、九倍及 十七）即可侍到一近乎完整之脈衝。換言之，可認為該脈 衝係此σ波，其包含最高較其脈衝頻率高一個數量級的 弓白波因此，對於1 GHz之脈衝，需要考慮最高1〇 GHz 的諧波。士口同調諧叉一般，諧振會引起一最小諳振頻率， 該最小諧振頻率等於波長的四分之一（即（1/4)λ)。 92964.doc 1251399 因此，為傳輸頻率為丨GHz之脈衝，集總元件電路之長度 通《可δ又汁為不超過丨0 〇11：2脈衝之波長的四分之一，即設 计為小於波長的1/40加一安全長度。該電路長度使分散元 件電路與集總元件電路相互區別，其定義為_導線長度

Lcritleal。亦即，長度大於（1/4〇)λ的電路應屬於分散元件電 路’即傳輸電路。 作為一具有一其長度不可忽略的全域線的傳統驅動器_ 接收器電路之實例，一單端數位信號傳輸電路300展示於圖 2中。 儘管為簡便起見僅在圖2中展示出一條信號線，然而根據 物理學原理，數位信號傳輸電路3〇〇實際上需要使用兩條此 種線路來傳輸電能。一並非意欲形成作為參考點的接地導 線或一電源線用作第二信號線。 在單端數位信號傳輸電路300中，一自驅動器31〇引出之 信號線3 11與一接地線3 12配對構成一信號傳輸線3丨5，一互 補信號將經由該信號傳輸線315自驅動器31〇傳輸至接收器 320(參見 〇tsuka等人之「Measurement Evidence of Mirror

Potential Traveling on Transmission Lines」，Technical

Digest of 5th VLSI Packing Workshop of japan5 pp 27-28, 2000年12月（以下稱作非專利文件2)及Kanji 〇tsuka&

Tadakazu Suga之「Stacked Pair Wire」，Journal 〇f Japan

Society of Electronics Packaging，Vol. 4, No. 7, PP 556-561， 2001年11月（以下稱作非專利文件3))。 此外’作為傳統差動數位信號傳輸電路之實例，一 92964.doc -10- 1251399 CML(電流模式邏輯）差動值 斗）是動傳輸電路4 〇 〇之構造實例展示於

圖3中，一 LVDS(低電厣罢叙户咕、V 是動k唬）差動傳輸電路5〇0之構造 實例展示於圖4中。 在具有圖3⑷所示構造之差動數位信號傳輸電路 400(500)中，-互補信號經由—與—接地導線配對之信號傳 輸線415(515)自驅動器41〇(川)傳輸至接收器420(520)。 -般認為’差動數位信號傳輸電路適用於高速資料傳 輸’而且近來，差動數位信號傳輸電路經常用於差動信號 之向速傳輸。 此處應注意，當信號傳輸電路使用—其頻率處於他頻 帶範圍内的脈衝時鐘時，信號傳輸電路之導線長度會受到 限制’此乃因導線不能過長，卩防出現狀延遲和損耗以及 介電損耗。另一方面，對於一信號傳輸電路中各功能塊之 間的通信而言’使用較長的導線變得愈來愈重要。舉例而 言’為確保以一高達1〇GbPd_Gbps之速度進行信號傳 輸，需要使用由金屬導體製成之LAN電纜。以高於i〇G¥ 之速度在短於100米之距離内傳輪信號無法由金屬LAN電 矣見來達成，但可由2003年度可獲得的光纜來達成。 【發明内容】 本發明之一目的係提供一種信號傳輸系統，該種信號傳 輸系統包括處於一組中的一其長度大於前述方程式（句所界 定導線長度Lcntlcal之導線及由該導線構成之驅動器/接收器 電路，且該信號傳輸系統使用一處於GHz頻帶且最高至數 十GHz的時鐘頻率。 92964.doc -11 - 1251399 本發明之另一目的係提供一種主要改良傳輸速度為1 〇及 100 Gbps之中等長度導線之措施，及一種經改良之信號傳 輸系統電路構造。 同時，本發明之又一目的係構建一種傳輸線/電晶體系 統，在該傳輸線/電晶體系統中係使用一晶片中具有長導線 或線路之整個電路作為傳輸線來確保達成無故障能量傳 輸，此可藉由類比水廠部門中含有一自江河中進水之通道 的管道/閥門系統來方便地加以解釋。「長導線或線路」界 定於表1中，該表1根據由v二co 所表示之電磁波速度v 來界定「長導線或線路」，其中co係真空中的光速，μΗ系環 繞一線路之空間的絕緣材料之比滲透率，sr係環繞該線路 之空間的絕緣材料之比介電常數。 表1傳輸線之頻率與晶片内導線之最小適當長度之間的 關係 脈衝頻率[MHz] 正弦波諳 波[GHz] 當 V=lxl08[米 /秒]時的導線 長度(1/4)λ[米] 當V二 1·5χ108[米 /秒] 時的導線長度 (1/4)λ[米] 當 ν = 2χ108[米 /秒]時的導線 長度(1/4)λ[米] 5 0.05 0.5 0.75 1 10 0.1 0.25 0.375 0.5 50 0.5 0.05 0.075 0.1 80 0.8 0.03125 0.0375 0.0625 100 1 0.025 0.0375 0.05 300 3 0.008325 0.012485 0.01665 500 5 0.005 0.0075 0.01 1000(1 GHz) 10 0.0025 0.00375 0.005 10000(10 GHz) 100 0.00025 0.000375 0.0005 100 GHz 1000 25微米 37.5微米 50微米 92964.doc -12- 1251399 匕處應注意，對於”之串㈣輸而言，係藉 輪來達成電路塊之間的傳輸，而對於錢之平行= 二則係藉由匯流排傳輸來達成電路塊之間的傳輸：：： 貫質^皆基於高頻脈衝信號能量傳輸概念。因&，本 係以高速信號傳輸概冬為其柱 又 號傳輸為基礎。本;==以任何基於協定之信 之構件。本種適用於所有信號傳輪方法 在驅動器中，通常包含一 CM0S反相器作為基本電路 據本發明，信號傳輸系統係由一最簡單的反相器及緩衝器 構成’無需使用任何新颖電路及製造製程。因&，甚至在 作出任何技術革新時’亦無需作出任何修改即可使用 號傳輸系統。 Λ σ 根據本發明，係使用如—分散元件電路般應用之傳輸線 進行各電路塊之間的佈線。因此，可設計出一種如下信號 傳輸系統：其中延遲時間僅取決於傳輸線長度且一具有: 定:元寬度（例如64位元）之信號之時鐘幾乎不出現偏斜，並 可藉由形成Η-樹傳輸線形式之時鐘導線來共享一偏斜小於 數ps之時鐘導線。 ' 理想傳輸線為：由於電磁能量侷限於該傳輸線中，因而 於積體電路中出現的表現為此延遲的減速現象將為零。由 於信號能量會因傳輸線之DC電阻及介電損耗而損失，因而 根據區人姆疋律，最大幅值將減小。然而，由於因電阻而 引起之信號能量損失不會破壞信號波形，因而RC延遲很 小，可忽略不計。當一位元寬度中各線路之結構及尺寸皆 92964.doc -13 - 1251399 彼此相同時，偏斜將基本為零。 然而，由於介電聽會對頻率響應產生影響， 將觉到擾動。但是’若在位元寬度中各線路之結構彼此完 全相同且波形擾動量惶定，則可適當控制信號波形。 在許多情形中’電源會成為-問題。^各反相器之供電 月匕力及接地吸引力互不相同，則其僅能根據供電能力受到 相應切換，因而信號浊形脸^ τ 1 將會出現偏

獨頟“波將$加於信號上，從而造成-種為諧振所 現象。與—器件結構位置在GHz頻帶中所致之特性 變化相比，此係一更為重要之問題。 根據本舍明’各電路塊之間的傳輸線可用作傳輸導線， 且傳輸線係由-對電源導線及接地導線構成，其特性阻抗 對應於一可導通驅動器電晶體的增大之電阻。

人們已提出各種各樣的可將電磁能量侷限於其中的傳輸 、、、構/、、、:而尚不具備如此多的有效構件來防止傳輸線 與1比鄰該傳輸線鋪設的導線（若有）之間出現可能的串擾。 本發明之另-目的係提供—種佈線結構、連接器結構及 一種用於達成與傳統電路之連接的構件，其中一線路與一 毗鄰該線路鋪設的結構之間的串擾。 b處應左忍，可將傳輸線喻為一具有固定粗細之水管， 口而在w亥線路之間斷處將出現能量反射。在間斷處所反射 之能量將可能在該反射能量返回側的一間斷處再次受到反 射，犯里的各反射分量將進一步重複反射（多次反射），並由 此相互諧振，此將造成一非吾人所期望之波形。 92964.doc -14- 1251399 為此，本發明係基於傳輸線自首端至尾端粗細均一（即整 1 条線路中㈣性阻抗均—）m設賴於防止出現能 里反射’同時截斷DC電流。 上述反射可藉由四種衆所習知之方法來防止。其中一種 T法係在-㈣器之端部處插人—應用於許多印刷電路板 尼電阻器。第二種方法係將驅動器導通電阻設計成 之特性阻抗相同。第三種方法係將-雙向匯流排 、、“籌(亦為-在其兩側皆附帶插入一阻尼電阻器 ㈣驅動n導通電阻設計成與傳輸線相同。第四種方法係 種理想方法，該種方法係於傳輸線之接收尾端處設置一 匹配的終端電阻器。第四 裡万沄亚不優越，乃因在該方法 廣泛接受^電流始終會流經傳輸線，因此該方法並未得到 本發明提出第五種方法，該方 -終端電阻器，且在該電阻_】之=尾=設置 合器或電容器。 …間-有-方向性耗 進一步，根據本發明，提供—種 線層結構’其中-自一反相器或緩衝_::構 該傳輸線之任—端=二為一完整的傳輪線’並可在 亦包括-常用的咖能量(若施加)。應注意，該結構 吊用的是動信號接地結構。 通常，差動信號係於一導線對上流動。傳统上 :以傳輸電路係一傳輸線，該傳輸 文 地’以便在各器件之間達到參考電壓位準的=到= 92964.doc -15- 1251399 % 布線口此，為獲得一耦合係數，須為傳輪 線提供一終端命阳哭妹 % , 、 包 ，Λ、'、而，在許多情況中，此並未得到 仔細考慮。 料同蛉，由於電路運作會使電源/接地變化極大，因而此將 頻/包路產生不利影響。為防止此-影響，在處理GHZ 之佗號呀，絕對有必要為每一電路塊單獨提供一電 "、妾地。本發明亦旨在達成此一方案之解決方式。 曰驶動傳輸私路之另一缺點在於，差動信號自身會因各電 二：間的效能差異而發生偏斜，且該偏斜將在差動信號 、， 穴波电、々,L ’從而導致EMI問題。同時， 差動傳輸電路亦因需要使用雙倍數量之電晶體而較不佳。 本發明扁平器件結構及佈線層結構之設計導關以—能 :以：磁波速度傳輸的傳輸電路為起點。因此，電晶體位 亚非本設計導則之主要目的，而僅為一次要目的。 4矣：之’金屬係以電磁波速度傳輪信號。而半導體則以 子速度而非電磁波速度傳輪信號。因此，所有引自 电晶體接點之線路皆由全屬制 人私⑴ 白由孟屬衣成，而非由複晶矽或金屬化 使傳於歹了石夕化物）製成。電晶體之間極亦由金屬製成，藉以 路可為一自起始端延伸至尾端之完整傳輸線。

，、有如上構造之上述巾彳I 線可構建一能夠在5〇米距離 内傳輸數GHz頻率且可令人谍音 ,^ + ^ v人滿忍地容衲反相器及緩衝器之 未來切換能力之電路塊間傳輸系統。 同時，在用於經由信號傳輸線於夂带 信號之信號傳輸系統中，通常° = Α之間傳輸數位 r通吊於母一輪入端及輸出端處提 92964.doc -16- 1251399 護二極體或電晶體，藉以確保防止靜電放電(ESD)。 该保護二極體或電晶體之寄生電容將有礙對信號瞬變作出 快速響應’致使該種信號傳輸系統無法用於高頻信號。 因此，本發明提出_種變容二極體電路來降低咖(靜電 放電）保護電路之視在電容。 下文將簡要闡述本申請案十所揭示的本發明之典型實施 例： 、 /艮據本發明之一態樣，提供一種經由一信號傳輸線於各 电路塊之間傳輸數位信號之信號傳輸系統，其中每一 塊皆基本包括一功能電路、一獨立於該功能電路而形:之 收！X L电路、及一形成於該接收/發送電路之接收端鄉 运端之間的阻抗匹配傳輸線，該系統包括一以接地件= /考2之i動線，該絲、線自—差動輸出驅動器引出並由 2對於電路塊中的接地件對稱佈置的差動信號線構成，僅 傳=也:為參考點之差動線對直接延伸自相對於信號 傳輸線中的接地件對稱佈置的差動信號線。 根據本發明之另一熊檨， 絲〆丄 .^ ^ ^ 〜 棱么'一種經由一信號傳輪線於 各电路塊之間傳輸數位信號之信號傳輸㈣， 路塊皆基本包括一功能電路、一獨立於…：：母一辑 接收淨逆^ β 社於違功能電路形成之 送立山…及—形成於該接收/發送電路之接收端與發 而之間的阻抗匹配傳輸線，每一該等接收⑱送電路 括一驅動哭；^ /斗、分丨l 口口 白匕 口口 或接收斋，該驅動器及/或接收器在A 電區域中形士 士 π，、叫一導 用於每1 保護電路，該咖保護電路具有分別 動化唬線之一上拉保護電路及下拉保護電路， 92964.doc -17- 1251399 並以—互補方式驅動一ESD保護電晶體。 提供—種經由—信號傳輸線於 二傳輸數位信號之信號傳輸系統，其中每-電 —功能電路、一獨立於該功能電路形成之 ==路、及—形成於該接收/發送電路之接收端與發 間：::匹配傳輪線’該信號傳輪線具有-多芯電 、見、、、。構，在该多芯電纜結構中， 對之鋪嗖方切甘太 〖田比#差動線對或單端線 …方式使其產生之電場向量並排或直列分佈。 提：據t發明之再-態樣’提供-種用於在各電路塊之間 ^一連接之信號傳輸線，其中每-電路塊皆包括-功能 :路、-獨立於-功能電路形叙純/發送電路、及一鋪 =於雜收/發送電路之接《與發送端之在電路 右=傳輸數位信號的阻抗匹配傳輸線，該信號傳輸線具 育 夕芯電纜結構，在該多#帝辨处姐& 對或單端導線對之鋪設方：：：：，各此鄰差動線 列分佈。方式使其產生之電場向量並排或直 +在本發明之上述信號傳輸系統中，包含於每一接收/發送 电路中的驅動器及/或接收器皆在其同一導電區域中形成 ESD保護電路，該ESD保護電路具有分別用於每一差動 ϋ線之一上拉保護電路及下拉保護電路，並以-互補方 式·動一 ESD保護電晶體。 一’在本發明之信號傳輸系統中，信號傳輸線亦具有 、夕〜屯_見結構’在該多芯電繞結構中’各田比鄰差動線對 或單端線對之鋪設方式使其產生之電場向量並排或直列分 92964.doc -18· 1251399 佈。 傳：::對=發…號傳輸系統中，包含有1源/接地 至小.妾收/發达電路具有一接收電路及發送電路中 ^之—埋置於—連接器中以便自—基板提供電源，該接 电路及發^:電路二者皆包含於該接收/發送電路中。 :時’在本發明之信號傳輸系統中，該接收/發送電路亦 =一驅動器，該驅動器具有—用於輸出數位信號之差動 2器結=該接收/發送電路延伸至—主電源電路或鄰近 :路电谷态’並具有-Dc絕緣結構，其中該驅動器係娘 二：具有低特性阻抗之電源/接地線對供電，並能夠驅㈣ 4吕號傳輸線盥嗜酽鉍哭、七 … 、/、亥驅動益之一導通電阻器的特性阻抗之和， 少在緊接π亥驅動益之後或在該接收端處插入—方向性 麵合器或電容器。偶若由—傳輸線（若有）來進一步延伸該接 ，/毛达電路’則一經由該信號傳輸線（沿該方向性輕合器或 電容器之傳播方向端接）傳輸的數位信號會被-臨限電壓 為Vth之差動接收器接收到，其中該臨限電壓V化等於一恰

好處於該方向㈣合器或電容器之後或之前的到達信號I 位準。 同了在本毛明之化號傳輸系統中，一欲與該差動驅動 器或接收器配對之電晶體設置於同一井中，該電晶體具有 未連接至基板接地件之浮動結構。所有前述傳輸線皆由 一金屬製成。 5 丁在本毛明之化號傳輸系統中，雙向設置有一組如 下構件私源/接地線對、驅動器、信號傳輸線及一接收 92964.doc -19- 1251399

同日守’在本發明之信號傳輸系統中，線對之兩端係浮動 開=端，甚至恰位於驅動器晶片之後及恰位於接收器晶片 之w或之後的方向性輕合器或電容器之接地導線並未直接 接地。 同時’在本發明之信號傳輸系統中，方向性轉合器或電 ^的—能量通過側線具有—插人於其發送尾端處的防多 次反射的終端電阻器。 同時，在本發明之信號僂铨& 現得輸糸統中，一電極插入位於一 :器：部處的差動線對之間，該接收器經由該信號傳輸 線接《位信號，且該電極處的電位被視為一參考電麼。 同時’在本發明之信號僂給备 -中用於經由該信號傳:=中’編等電路塊之 傳輸線對之特===並排鋪設，且_^ 線之並聯阻抗。或小於複數個欲驅動之信號傳輸 在上述經由一信號傳輸線於各電路#夕„漁^ 之信號傳輪夺统中，备千 塊之間傳輪數位信號 糸射母—電路塊皆基本包括-功能電路、 -獨立於該功能電路形成之接收/發送電路、及 接收/發> _LA 心成於T7亥 線，”二 端與發送端之間的阻抗匹配傳輸 線，该糸統包括—以接地件 孕輸 線自-差動輸出驅動器引出並由相：二：㈣線，該差動 對稱佈置之差動芦?卢線 、1路塊中的接地件 之差動線對直接=偉有未以接地件為參考點 申自相對於信號傳輪線_的接地件對稱 92964.doc -20- 1251399 佈置之差動信號線，藉以使以接地件作為參考點之差動線 可連接至未以接地件作為參考點之差動線，以便能夠經由 差動線傳輸數十GHz之高速數位信號。 同日守在上述氣由-仏波傳輸線於各電路塊之間傳輪數 位信號之信號傳輸系統中，每一電路塊皆基本包括一功能 電路、-獨立於該功能電路形成之接收/發送電路、及—形 成於該接收/發送電路之接收端與發送端之間的阻抗匹配 傳輸線，每-料純/發送電路皆包括—㈣器及/或接收 器’該驅動器及/或接收器在其同一導電區域中形成有一 ESD保護電路，該ESD保護電路具有分別用於每—差動作號 線之-上拉保護電路及下拉保護電路，並以_互補方 動-保護電晶體，從而可藉由降低咖保護電路之視在 電容來改良對信號瞬變之響應，以便可經由差動線來傳輸 數十GHz之高速數位信號。 同時’在上述經由-信號傳輸線於各電路塊之間傳輪數 位信號之信號傳輸系統中，每一電路塊皆基本包括一功能 電路、一獨立於該功能電路形成之接收/發送電路、及—开， 成於該接收/發送電路之接收端與發送端之間的阻抗匹配 傳輸線，該信號傳輸線具有一多芯電纜結構，在該 繞結構中，各㈣差動㈣或單端線對之鋪設方式使 =電場向古量並排或直列分佈，從而可經由差動線來傳輸 GHz之同速數位信镜並使田比鄰其他結構的各線路之間 的串擾最小化。 曰 同時’在包括—功能電路、—獨立於-功能電路形成之 92964.doc 21 1251399 接收/發送電路、及-鋪設於該純/發送電路之接收端與發 运端之間的阻抗匹配傳輸線的上述信號傳輸線令，該信號 傳輪線具有-多芯電規結構，在該多芯電麗結财，各贼 鄰差動線對或單端線對之鋪設方式使其產生之電場向量並 排或^列分佈，從而可獲得一種能夠傳輪數十咖之高速 數位4號亚使田比鄰其他結構的各線路之間的串擾最小化 信號傳輸線。 結=附圖閱讀下文對本發明較佳實施例之詳細說明，將 更易仵知本發明之該等及其他目的、特徵及優點。 【實施方式】 下文將參照附圖就本發明之實施例來詳細闡述本發明。 狀，下文所將闡述之本發明實施例中，係藉由使用—構造 間早的差動信號傳輸線相互連接兩個電路塊來構成一如圖 所不之电路塊間傳輸系統丨〇〇，其中係以差動方式在該^ 動^號傳輸線上傳輸傳統的單端信號。 “包路塊間傳輸系統1〇〇包括兩個電路塊1〇及2〇，該等兩個 電路塊1G及2G藉助-差動信號傳輸線％及電源/接地傳= 線對4〇相互連接。每—電路塊1G及2G皆包括：_功能電: 塊2,其由一電源電路塊1供電；一輸入/輸出電路塊3，复 獨立於功能塊2;及-連接器7’其設置於輸入/輸出電路塊 3的—輸入/輸出端處。獨立於功能電路塊2之輸入/輪出帝政 塊3包括複數個驅動器4和接收器5、及一電源/接地對6。 入/輪出電路塊3可設置於連接器7之外殼内部。 雨 是動信號傳輸線30及電源/接地傳輸線對4〇係自* 电路塊 92964.doc <22- 1251399 10之連接器7引出 電路塊10相同。 並連接至電路塊20。電路塊20之構造與 應注意，各電路塊通常獨立形成於—基板上，此當然亦 可：：於一位於同_基板上的電路塊間傳輸系統。 同時：倘若各電路塊相互間的距離將會使信號能量通過 傳輸線衣減，則可开/占 . 、 』了形成一包含一驅動器及接收器之電路塊

乍為如圖6所不之中繼電路5()。由於電源/接地傳輸電路 對40在電路塊間傳輸系統丨⑻中沿信號傳輸㈣延伸，因此 可如上所述形成中繼電路5 〇。 接下來，將詳細闡述包含於電路塊間傳輸系統100之輸入 /輸出電路塊3中的驅動器及接收器。 正口有方向性♦馬合器及電容性耗合器之單端差動信號 傳輸電路之構造實例展示於圖7、8、9、丨…艸。應注咅: 單端差動信號傳輸電路實際上包含有-靜電放電卿 護電路’但為簡化闡釋及說明起見，該等圖中未展示後者。 邊ESD保護電路將在後文中予以詳細闡釋及說明。 9及10來說明單端差動信號傳

首先，下文將參照圖7、 輸電路。 -引自-傳統結構形式反相器第—級的驅動器之信號線 與一接地導線配對構成一傳輸線，如所引用非專利文 及2所揭不，s進仃信號傳輸時，一互補信號將沿一信號線 及接地件傳播。傳輸線之阻抗通常為別至⑽歐姆。在:相 器中，LSI基板之接㈣提供—參考接地點。在傳輸期間， 延伸自參考接地點之接地導線耦合至信號線，以產生—不 92964.doc -23 - 1251399 同於芩考接地點處信號之互補信號。該新互補信號將獨立 私動’此物理現象係一任何集總元件電路皆不能產生之概 . 念。在接收尾端處提供有一差動信號，該差動信號可由一 差動接收器接收。 簡言之，一與差動接收器配對之MOS電晶體包含於同一 井、、"構中，且未連接至基板接地件。該結構已由本發明之 毛明者提出作為日本專利申請案第2〇〇2_227〇8號。 田傳輸電路就電磁方面而言封閉時，可防止在傳輸過程 :出現任何雜訊。即使當前正在傳輸之信號上存在共模雜鲁 汛（右有）且該信號偏離參考電位，亦可在同一井結構中偵測 j正崔的包位差。因此，可獨立於接地件而正確接收到該 Λ、、:而田萬要防止因較大振動所致之任何鎖定時， 女圖7、8、9及10中之點劃線所示，在接收器5Α中構成一差 動對的每一MOS電晶體⑽及加皆在纟後間極處連接至 一電流控制MOS電晶體Τη23之汲極。然而，在一無鎖定之 結構（例如SOI或類似結構）中，則並非必定如此。 圖11展不一單端差動電路，其不具有一傳統⑺⑽差動電籲 路中所包含的參考接地件且終止於_方向性搞合器8或電 容性耦合器9。如圖n所示，亦設置有一接收器5B，當然， 該接收器5B可係-具有單端結構之接收器。本文亦將闡釋 及說明-無ECL接地件之單端差動電路，但藉由類推將易 - 知’此一電路亦可同樣得到改良。 ^ 圖7展不—在發运端處設置有單—輕合器之信號傳輸系 、A之構造貝例。如圖所不’方向性耦合器8插入於電路 92964.doc -24- 1251399 塊10之驅動器4A與信號傳輸線3〇之間，且電路塊2〇之接收 器5A直接連接至信號傳輸線3〇。 信號傳輸線30由一對導線構成，並可將數位信號自其發 送端傳輸至其接收端，其中該對導線之長度會引起一不可 忽略之RC延遲。 驅動器4A包含NMOS電晶體Tnll、Tnl2和Tnl3、以及電 阻态R11和r12。用於構成一差動對iNM〇s電晶體Τηΐι& Τη12在其汲極處分別經由電阻器R11及Ri2連接至電源

Vdd。同時，電流控制NM〇s電晶體Tnl3亦在其汲極處分別 連接至NMOS電晶體Tnll及Τηΐ2之源極，且NMOS電晶體 Τη13在其源極處連接至LSI晶片之基板接地件（參考接地 點）。 NMOS私晶體Τηΐι及Tnl2在其閘極處被供以數位信號， 该數位信號會驅動信號傳輸線3〇。驅動器4八之輸出端（亦即 NMOS電晶體Τη1^Τη12之汲極）藉由方向性耦合器8連接 至L就傳輸線3 〇之發送端。 私源/接地傳輸線對4〇設置為自驅動器4A延伸至一電源 Vdd或一附近的旁路電容器，從而將電源vdd提供至驅動器 4A。電源/接地線對4〇在其電源側導線之一末端處經由電阻 口口 Rl 1及R12連接至驅動器4A中nm〇s電晶體Tnl 1及Tnl2 之/及極’並在其另一導線末端處連接至旁路電容器或電源 Vdd之電源側終端。同時，電源/接地線對4〇亦在其兩個接地 側$線末端處分別在LSI晶片上設置有驅動器4A及主電源 電路或旁路電容器之位置處連接至基板接地件（參考接地 92964.doc 1251399 接收器5A包含NMOS電晶體Τη21、Τη22和Τη23、以及電 阻器R21和R22。用於相互構成一差動對之NMOS電晶體 Tn21及Tn22在其汲極處經由電阻器R21及R22連接至電源 Vdd。NMOS電晶體Τη23係設置用於控制電流，並在其汲極 處分別連接至NMOS電晶體Τη21及Τη22之源極。此夕卜， NMOS電晶體Τη23在其源極處連接至LSI晶片之基板接地 件（參考接地點）。因此，接收器5A在其NMOS電晶體Tn21 及Τη22之閘極處被供以直接來自信號傳輸線30之數位信 號。 方向性耦合器8具有一較小且簡單之結構，該結構具有一 能量輸入導線對8 1及能量通過導線對82，該能量輸入導線 對8 1及能量通過導線對82各具有一預定長度、相互鄰近鋪 設且其材料之介電常數互不相同。方向性耦合器8會截斷一 輸入數位信號之DC分量，同時容許該數位信號之寬頻AC 分量通過。方向性耦合器8之能量輸入導線對8 1在其首端處 連接至驅動器4A之輸出端，即NMOS電晶體Tnll及Tnl2之 汲極，能量輸入導線對8 1之尾端係一浮動之開路端。方向 性耦合器8之能量通過導線對82在其尾端處連接至信號傳 輸線30之發送端，能量通過導線對82之首端亦係一浮動之 開路端。 圖7所示的在其發送端處設置有單一耦合器之信號傳輸 系統100Α具有最為簡單之電路構造。一欲充入之電流流經 傳輸線30。然而，對於該傳輸線30，耦合器之輸入端及輸 92964.doc -26- 1251399 30&開路。因此’欲阻止之DC電流不會流經傳輪線 :此:::器輸出端之電能無路可走，因而電能將充;: 此種電路較為理想。然而，若方向性轉合器 射乂，將在搞合器8中能量到達的一側處受到反 、I射回傳輪線30。為此，應將方 限制為小於油具夕彳《口扣S之長度 你 W長因此，如下文中之詳細闡述，為 ”冓建仏就傳輸系統100A在其發送端處設置有單一麵合 '’較佳應使方向性耦合器8形成於一半導體晶片中。 統1 圖：不—在接收端處具有一電容性耦合之信號傳輸系 : 之構造實例。如圖8所示，在信號傳輸系統議中， =夕。串:有一福合電容器9(91及92)來代替前述方向性搞合 二曰偶右轉合電容器9(91及92)較長，則較佳應使其形成於 曰曰片中。由於圖8所示耦合電容器過長，因此，為於一基 曰反中構建電容性搞合’轉合電容器9(91及92)應係一較短之 晶片電容器。 在信號傳輸系統麵中，麵合電容器9(9卜92)係插入於 電路塊10之驅動器4B與信號傳輸線30之間，且另一電路塊 2〇之接收器5A直接連接至信號傳輪線3〇。 兩前述驅動器4B係-CMOS反相器，其元件包括一設置於 电源側的PMOS電晶體Tp j及一設置於接地側的nm〇s電晶 體p。PM〇s電晶體Tpl&NM〇s電晶體加係在其間極處 =ί、以數位&號，該數位信號會驅動信號傳輸線川。驅動 器仙之輸出端（即PM〇s電晶體如及聰仍電晶體μ之汲 92964.doc -27- 1251399 極）經由耦合電容器9(91及92)連接至信號傳輸線3〇之發送 端。同時，NMOS電晶體Tnl在其源極處連接至LSI晶片之 基板接地件（參考接地點）。

電源/接地線對40設置為自驅動器4B延伸至電源Vdd或— 附近的旁路電容器，從而將電源Vdd提供至驅動器4b。電源 /接地線對40在其各電源側導線末端處分別連接至驅動哭 4B電源側PMOS電晶體Tpl之源極及電源或附近的旁^ 電容器之電源側終端。同時，電源/接地線對4〇亦在其兩個 接地側導線末端處分別在LSI晶片上設置有驅動器及電 源vdd或旁路電容器之位置處連接至基板接地件（參考接2 圖9展示一具有一終端電阻雙耦合器之信號傳輸系丨 l〇〇C之構造實例。信號傳輸系統職包括分別設置於化 線30之對置兩端處的方向性耦合器8及1丨。每一方向性耦/ 為8及11皆可為一耗合電容器。 接收端處的方向性耦合器丨丨呈有一

八啕 孕乂小且間早之結構 該結構具有-能量輸人導線對lu及能量通過導線對⑴ 該能量輪入導線對m及能量通過導線對ιΐ2各具有一予“ 長度、相互鄰近鋪設且其材料 、 私㊆數互不相同。方沒 性耦a裔1 1會截斷一輸入數位 ^現之DC分置，同時容許袭 位信號之寬頻AC分量通過。方 J丨王褐合裔1 1之能吾輪 道 線對111在其首端處連接至 輸^ 入導㈣u… 唬傳輸線30之接收端，能量赖 入¥、、泉對1 1 1之尾端係一浮動 铲旦、4路知。方向性耦合器11之 月b里通過導線對丨丨2在其首 而處汗動且開路，並1_ 92964.doc -28- 1251399 至尾端之終端電阻器12。 方向性輕合器8或_合電容器僅藉由傳輸線30沿-個方 向^區動！§4B傳送—瞬變電磁能，因而不會對傳輸線戰 乂甩何。當偵測到-瞬時瞬變能量時，接收器5A即投入運 作i然而，由於瞬變能量會通過接收器5A、移動至方向性 ^ °為U或_合電容器9並被終端電阻器12吸收，因而須在 ，收杰5 Α之下游附設_鎖存電路。此旨在僅以瞬變信號能 里啓動接收器5 A並使接收器以—反射信號進行反作用。 即接收端側方向性_合器11在其輸出端處插人有終端電阻 一 由此在瞬間釋放電荷，從而使能量不會反射回來。 ^右使用一輕合電$器來替代方向性輕纟器工丄，職將終 端電阻器12之電阻調節至5〇至1ΜΩ範圍内，以便在接收器 之各差動端之間達成電阻耦合（主要用於放電），從而在下一 時鐘到達之前釋放掉電荷。 圖ίο展示一作為圖9所示信號傳輸系統i〇〇c之形式的信 化專輸系、、4 1GGD，其中傳輸線3〇為一高速、優質傳輸線。 在信號傳輸系中，未在接收端處設置方向性搞合器 11，而疋將終端電阻器12直接連接至傳輸線3〇之接收端。 僅有瞬變能量分量經由傳輸線3G傳播，接收器對該能量作 出響應，由終端電阻器12吸收該能量。在此種情況下， 終端電阻器12與傳輸線3〇之特性阻抗相匹配。 比下文將詳細闡述前述運作之理論。方向性耦合器8及" 白為平/月回通濾波益，其容許100 MHz至數十GHz之高頻 通過ώ方向性|禺合器8及】}中任何一個取代之轉合電容器 92964.doc -29- 1251399 之電容可為10至1000 pF。 圖11展*以信號傳輸系、统100E，其係傳統1彻差動電路 的-改良形式’其巾電路塊1(3巾—驅動㈣在其輸出端處 經由方向性搞合器8或搞合電容器連接至傳輸線3〇,從而以 未參考接地之方式經由傳輪線3G傳輸數位信號至電路塊⑼ 並使接收H5B接收該數位信號。為僅傳輸瞬變能量，須在 接收器5B之下游設置一鎖存電路。當然，信號傳輸系統购 可為如上文參照圖7至1G所述之任何其他傳輸線結構，且接

收器5B亦可被取代。 圖7至圖11展示電源/接地線對4〇，其中用於提供電源 之線路係與接地件配對使用。假定—作為驅動器之反相^ 的電晶體導通電阻為5〇’_ω，且信號傳輸線％之特性 阻抗ZGs為50 Ω，則信號將具有如下之幅值v : v=Vdd(50/550)至 Vdd(50/1050)

因此，遠接收器係一用於偵測幅值位準之感測放大器，較 佳應具有一如圖7至U所示構造之差動電路。若一脈衝^ 10GHz，則電壓上升時間^及衰減時間tf最長為35ps，且其 料短於35 PS。偽若脈衝變化很快，則可使料輸線耗^ 器1方向性耦合器8)並藉助一 D c截止濾波器之功能來傳輸 一含有寬頻諸波之數位信號。甚至對於—含有較大賦能或 確認〇<：：分量之控制信號（例如CAS、RAS、CS等），_定數 量之電荷在通過方向性麵合器8或輕合電容器後將足以對 用作接收器的感測放大器之間極充電，因而可接收該數位 4號亚將其保持於一設置於感測放大器後的鎖存電路中。 92964.doc -30- 1251399 應注意，若終端電阻器12係争聯連接，則 量之控制信號將總是消耗功率，因而此種 二 領域中基本上堅持集總元件電路的晶片裝置 接受。由於在諧波波長短於表丨 所市思 防止發生反射，必須具有終之= 任何過量DC分量轉換成熱能。此即插入方 二：： 合電容器9之原因所在。 η杰或輕 由於需要以電磁波速度來傳輸數位信號，因 性耦合器11及終端電阻器12皆 ° 白田孟屬裂成。不得佶用〆 由複晶半導體製成之電阻哭 σ 私,W及線路，乃因此一半 施以一飽和場時的電荷轉移 在被 儉^ 、又、1馮5x10未/秒，該速度較 包磁波速度低三位數。對於一 弘阻負載RL(相對於電源）而 言’電源/接地線㈣wZgp不可能降低如此之多）， 此乃因在驅動器及尾端處的值之和處於550至咖Ω範圍 内。亦即’為經由一條雷、、塔/ # ”原/接地線對向η個信號驅動器提 供一電能，電阻負載Rl應滿足如下不等式： ° RL/n>Z〇p (5) 該不等郎）已界定於前述引用的專利文件⑷中τ 在下文中’將參照圖12並採用上文已參照圖_述之作 號傳輸系統_來闡述信號傳輪線30之能量充電概念^ 圖12中，將驅動器4Β所包含元件PMOS電晶體TplANM〇s 電晶體W展示為一由互補開關sWp和SI以及導通電阻 構成之等效串聯電路。在與驅動器電源〜相 連之p刪電晶料1導通之瞬間，將形成-負載，該負載 92964.doc 1251399 為PMOS電晶體Tpl之電阻器 特性阻抗Z〇s之和。 號傳輸線3〇之 1 = vdd/R〇nP + z〇s 其中i為電流。 （6) 門ΓΓ1:斤示之電流L將流經該傳輪線-電晶體導通時 間U-傳輪延料間tpd。電流k 中的較短者。 T間將為‘或〜 一當信號能量在時間tpd消逝後到達終端電阻器12時，如同 一已充滿水的水管一般，負載4將從信號傳輪線30消失， 而終端電阻器12之電阻RL將取而代之。在此種情況下，由 = 因而電流將料不變，藉以提供—定數量之電 何Q’電荷Q最終取決於一個導通脈衝時間。其表示如下： Q = ixton 此處’考慮到基於電磁波向量之電流經由信號傳輸線二 朝終端電阻器12流動，假定連接至接地件之電晶體關斷， 亦即輸入信號變換至高狀態同時電源斷開。由於信號位準 變換至接地位準’因而i=0。充注於管道中的水具有朝向管 運末端之動能’同樣，信號傳輸線30中的電荷將以全然相 同之方式傳送並在終端電阻器12處轉換成熱能。然後，連 接至接地件之NMOS電晶體Tnl將導通，同時無電荷移動， 此顯然不會引發任何作業。 如上所述，在圖丨2所不電路中，無脈衝信號不需要能量， 因而與圖4所不之傳統LVDS差動電路500相比，圖12所示電 路容許儲存能量。然而，就能量方面而言，圖u所示電^ 92964.doc -32· 1251399 較圖3所示傳統電路差··在圖3所示傳統電路4叫，僅 有負載能量匕為—所需電荷量（能量）Q=CLVdd。 根據該實施例，藉由插入方向性轉合器 可解決上述問題。 谷為9 具有上述構造之電源/接地線對4〇係如下文所述來運作。 圖3所示傳統差動電路400具有一電流開關。條若一電流 始..冬机經该差動電路並因而可在電源與接地點之間切換傳 輸線而無需對該切換加以改良，則可將該差動電路稱作一 適:傳輸欲快速傳輸之信號的理想差動電路。然而，在切 換％· *位變化將使電晶體之沒極與源極之間的電容和沒 >基板接地件之間的電容全部反相，從而引起放電及充 电’此將導致產生一極其陡山肖之尖波電流。具有一電感之 旁路電容器將不能防止此一尖波電流之出現。 對於-2GGHz之脈衝’須滿足上升時.=衰減時間γ m ps此-要求。舉例而言，當電源電壓Vdd==i v且u

Rl==95〇+50 Ω時，i=1 mA(幅值為〇.1 V)。此時，即使旁 路電容器之電感+ 5 τ _ ] ττ ^ " Lc— 100 ΡΗ，電源電壓Vdd2電壓降

Vdr〇P亦將為5·7 mV，此由下式表示：

Vdr〇P= Lcdl/dt= 100 PHxl mA/17.5ps= 5.7 mV ······ (8) “此表明·一條電源線無法為丨〇個驅動器饋電，乃因此時 私源之電壓降¥—達5.7 mv。與此現象相結合，電流開關 偏斜及LVDS差動電路中NM〇s與PM〇S電晶體之間的差 異（若有）將使情況變得更為糟糕，從而將無法消除電源與接 地點之間的任何不穩定切換。 92964.doc -33· 1251399 該電路使用一其中將一平行信號轉換成一低電壓差動串 列信號以供傳輸之信號傳輸系統，以便降低雜訊及不必要 之輻射、減少傳輸線之數量、並用作液晶顯示器、可堆疊 集線器專的數位介面。 相反，本實施例之信號傳輸系統1〇〇使用一無明顯浮動電 容及電感之傳輸線來提供具有圖12所示特性 : 几乙〇 P之^笔 源/接地線對40。 由具有特性阻抗ζ〇ρ之電源/接地線對40所提供的最大溶 °午違Imax表不如下：

Imax = V dd/Z〇p .····· (9) 因此，在假定電源vdd=l V且特性阻抗ζ〇ρ=25 Ω時，可 無任何頻率響應地立即提供一電流Imax=40mA。 與充滿於管道中的水不能立即以一速度運動此一現象不 同’電磁波係以光速（1·5至3X10^/秒）傳播。當經過放電 後，電晶體將以一較光速低3位數的載流子速度米 秒）充電。H1此，上述「立即提供電流」成為可能。 然而，立即提供電流會產生一慣性。為使慣性減小至可 忽略不計之程度，應採取一措施，該措施可藉由對水管/閥 門系統進行類推而方便地加以解釋。亦即，水系統由一 管道及若干家用進水管道組成，#中主管道具有較大之内 徑以便遠距離供水，而家用進水管道内徑很小，從而不會 明顯擾動主管道中的水壓。

假定在圖12所示信號傳輸i統中’用作驅動器的反相器 之電晶體導通電阻為RQn，信號傳輸線之特性阻抗為U 92964.doc -34- 1251399 對於笔源之電阻負載Rd可表示如下：

Rd^R-+r- ……(10) 因此，當電源電壓Vdd=1 X^_R〇n+RL= 950+ 50 Ω時， I流將為1=1 mA(幅值為〇.! V)。因此，驅動1〇個驅動器會 ^致消耗25%的最大容許電流^，此為—不可忽略之擾動 量。然而’在此種情況下，由於較光速慢3位數的電晶體載 流子速度會吸收該擾動量’因此不會出現任何問題。此可 ㈣如下。倘若經由單-電源/接地線對為[個信號驅動器

提供電能，則該電源/接地線對之特性阻抗滿足上述不等式 (5)就足夠了。 具有上述構造之方向性耦合器8係如下文參照圖丨3所述 之方式運作。 圖UA係一㈣方向性耦合器仏之透視圖，圖ΐ3β係一 2 型方向性耦合器8B之透視圖，圖13c係對丨型及2型加以組 合的3型方向性耦合器8〇之透視圖。

士圖1 3所tf 於#號能量方向深處的差動信號傳輸 線由-對導線構成，該對導線沿信號能量傳輸方向上下鋪 設(在下文中將其稱為「堆疊線對」）。所鋪設的一由堆疊導 線對81A及81B構成的能量輸入線對81及一由堆疊導線對 82A及82B構成的能量通過線對以之間具有—極窄的間隙 83,從而使能量可較容易地自能量輸入線對8ι傳送至能量 通過線對8 2。 另一特徵在於 線81A及82A及一 ，由於一起構成能量輸入線對8 1的上部導 起構成能量通過線對8 2的下部導線8丨B及 92964.doc -35- 1251399 _周圍的絕緣體84A及84B互不相同，因而圖i3A所示^ 方向性耦合器8A中的上部導線81A及82A環繞有一空隙，而 :部導線81BA82B環繞有氧化石夕桃。同樣，在圖ΐ3β所 不的2型方向性輕合器8B中’上部導線81A及82A環繞有氧 鋁而下部導線81B及82B環繞有氧化矽§丨〇2 ^

由圖13C所不平面圖可見，一埠「埠i」係設置作為一延 申:驅動為的輸入端，即能量輸入線對8工之輸入端，另一 艮 車」係σ又置作為一接收端，已傳送至埠2附近的能量 車取出，亦即该埠為能量通過線對82之輸出端。其 他端則開路。 電磁空間可同位減小，由此將三維實例展示於表2中 表2

--__^ 80奈米 在表2中，l」表不圖13所示方向性耦合器8八及叩亏

堆《導線對81Α和81Β及堆疊導線對82Α和82Β沿信受 輸方向之長度’「W」表示每—堆疊導線對81 a和㈣及# 導線對82A和82B之寬度，「⑽（間隙）」表示該等導^ 的距離。同時’「t」表示每_上部導線ΜΑ及似之厚度，「 表不上部導線81A和82A與下部導線81B和82B之間絕海 92964.doc -36- 1251399

」表示上部導線81A及82A 之厚度。同時’在圖13中 ， ^ ----“久 上方絕緣體之高度（例如hl=0.4毫米），「h2」表示下部導線 81B及82B下方絕緣體之高度（例如h2=〇 68毫米）。 此外’下文將闡述方向性麵合器8&u之物理現象。 在空間中垂直於傳播方向分佈之電力線或磁力線稱作 「簡(橫電磁）波」’其係傳輸線中的—種波導模式。在暴 露於空氣中的-部分電磁波中，電磁波係以一如下文所給 出之電磁波速度co傳播。然而，在絕緣材料或絕緣體中， 電磁波係在-比滲透率岭比介電常數^之條件下傳播。 c〇= 3xl〇8米 /秒 ......(11) 其中μ。為真空中的比渗透率，ε。為真空中的比介電常數。 假^電磁波速度為ν，該速度將為v==c〇/V^。同時，假 定^4且叫=1，則ν=1·5χ1〇8^秒。在空氣中，一在開 始傳輸時為簡波的電磁波以_雙倍於絕緣體中速度的電 磁波速度傳播，因而將失去ΤΕΜ模式。相應地，此時搞合 變得弱於-簡波，而ΤΕΜ波之電磁狀態原處於一範圍 内’在該範圍内，堆疊線對中的強叙合會在各導線間造成 可忽略不計的争擾，因而使有效電磁空間更大地擴展，從 而使電磁能量可傳遞至—相鄰之堆疊線對。 藉由三維電磁分析軟體對i型及2型方向性轉合器从及 8B之芩數S實施模擬之結果展示於圖14及15中。 圖HA展示模擬一參數⑵之頻率響應之結果，參數⑶ 代表1型方向性耗合器8入之滲透係數。如圖所示，當間隙 (GAP)k為〇.〇〇2、〇 〇〇6，然後變為⑽時，自璋1傳遞至埠 92964.doc -37- 1251399 2之能置之頻率響應為〇至7〇 GHz之正弦波。圖14B展示模 擬一參數S11之頻率響應之結果，參數S11代表1型方向性耦 合器8A之反射係數。亦即，圖14B所示曲線展示反射回埠1 之能量之值。由該等模擬結果可見，應相對於頻率盡可能 平π地傳遞此置且反射應較少，而且，當間隙（gap)等於 0.002時，可達成能量的最佳傳送。 圖15A展示模擬一參數S21之頻率響應之結果，參數s2i 代表2型方向性耦合器8B之滲透係數。如圖所示，當間隙 (GAP)變為〇·〇〇2、0.006，然後變為〇 〇1時，自埠“專遞至埠 2之此里之頻率響應為〇至7〇 GHz之正弦波。圖15Β展示模 擬一參數sn之頻率響應之結果，參數su代表2型方向性耦 合I§8B之反射係數。亦即，圖15B所示曲線展示反射回埠工 之月b里之值。由该等模擬結果可見，應相對於頻率盡可能 平滑地傳遞能量且反射應較少，而且，當間隙（GAp)等於 0.002時，可達成能量的最佳傳送。 應注意，在圖14A和14B、15A和15B中，係以一虛線來繪 示當間隙（GAP)為0.006時的頻率響應，以一實線來繪示當 間隙（GAP)為0.002時的頻率響應，並以一間斷線來繪示當 間隙（GAP)為0.01時的頻率響應。 因此，可認為2型方向性耦合器⑽優於丨型方向性耦合器 8B，此乃因其可容許較低之頻率通過且不存在擺動。由於 難以依據參數S來描繪信號波之實際傳輸圖像，因而進行了 一貫驗來量測信號波傳輸，實驗中分別使用2 pF及丄之 元件，其等效於並聯連接至2型方向性耦合器犯之埠2的接 92964.doc -38- Ϊ251399 收為電晶體之負載。藉由提供脈衝波所實施量測之結果展 示於圖16中。 ，圖16A展示輸入脈衝之波形，圖16B展示當提供該輸入脈 衝時埠2處的-輸出電壓波形，圖16C展示#提供該輸入脈 衝時埠2處的一輸出電流波形。 由圖16可見，當提供輸入脈衝時，2型方向性耦合器犯 Z提供-輪廓分明的輸出波形。輸入脈衝之上升時間及衰 減時間為2 5 p s，且有效脈衝頻率具有一丄4 g h z或等效之波 形，而輸出波形之上升時間小於5〇ps。由此可知，方向性 2合器8B可容許7GHz之頻率通過。如圖所示，在保持時 二内^由於未提供Dc能量，因而輸出波形表現為略微傾 斜。遠略微傾斜對應於1ΜΩ元件之電流泄漏。 輸線之尾端為方向性耦合器之開路端，因而不消 耗DC电 ，而ac分量之全邱处旦比收7一 逸至毗郫妗々 。此里白將、、坐由方向性耦合器散 、㈣路，並將在•線財料起來，且所傳# 全部能量皆將經_泄漏^哭m 所傳遞之 向性耦合器將不合導致出：’ €因此’適當調節方 量傳輸。同時/可有利=雜的能量反射並容許終止能 耗。此外，可使用1有:]地抑制因_流而弓丨起之功率消 值在-較長週期内通斷的控制信號。 專輪—其幅 圖！ 7展示—當假定信號傳輸線 波形模型。 3衣出的傳輸信號 在圖1 7 Ψ 声-* —細實線表示輸入信號 表不-作為輪出信號V。趣收” …粗實線 5虎之交化，該輪出信號 92964.doc -39- 1251399 vou^i應於輸入信號Vln，其提供於圖9及圖ι〇分別展示的信 號傳輸系統100C及100D(其中設置有終端電阻器12)中。同 時，以-間斷線表示於圖7、8及⑽別展示的信號傳輸系 統100A、100B及100E(其中未設置終端電阻器12)中提供的 接收信號之變化。 當施加電源電壓从化時，信號幅值具有一較小的值，此取 決於電晶體導通電阻器。諸如時鐘信號等信號將保持其原 有波形，但一其波形之保持時間較長的信號將不會通過方 :性耦合器，i已通過方向性耦合器之諧波之能量將經一 電阻器而被消耗。由於該等兩個方面之原目，因而在一跟 Ik方向性耦合器之RC積分衰減曲線的衰減曲線中，接收信 旒波幵y將為令。由於接收信號波形逐漸衰減，因而其將不 ^中彳足而不會使接收益之差動放大器反相。當信號關 斷時’其將在負方向上出現折轉。在此種情況下，接收器 之差動感測放大态將會反相，此乃因其不需要參考電位。 無論信號之保持時間如何，一設置於差動感測放大器下游 之鎖存電路（若有）皆可偵測到一正確的信號。 =傳輸線較長，則DC電流之流動時間將為前述之傳輸延 遲日守間tpd。在圖9及圖1〇所示的信號傳輸系統i〇〇c及 中％何將按原有形式被終端電阻器12吸收。在圖7、8及 11所不的信號傳輪系統1〇〇A、1〇肫及1〇〇£中，在信號傳輸 、、 充弘後電荷量將根據負載之DC電導而相應減少。偶 ^向险耗合杰Π恰好設置於接收器之前，則在驅動器可 反相之前，带#人/ ^ 兒何έ邊在傳輸線3 0中而不會釋放，因而在|區 92964.doc -40- 1251399 動器端處設置方向性耦合器8可有利地防止能量消耗。 在圖8至10所示之信號傳輸系統1〇卯至1〇〇〇中，當驅動 器4B中的N刪電晶體Tnl導通並接地時，電荷將回流並對 地釋放。與在圖2所示傳統電路3〇〇中放電至負載容量不 同’在傳輪延遲時間tpd内，所出現之電荷回流及釋放將如 一脈衝流一般。若傳輸延遲時間W長於時鐘週期的一半， 則將在放電結束之前開始充電，從而使信號受到擾動，此 仿佛係由多次反射導致一般。因此’圖7所示信號傳輸系統 100A係於以下不等式（12)所表示的條件下適用。倘若傳輸 線30較長，則應在驅動器端設置方向性耦合器8，此甚為重 要0 1/2時鐘週期〉“ (12) 作為圖8所示信號傳輸系統100B中電容性福合器9之一實 例，圖18展示由一長度為50毫米且特性阻抗為5〇 Ω的導線 對構成之電容性耦合線之一模型，其形成於一由比介電常 數ει*為4.8的玻璃環氧樹脂製成之介電基板（FR-4)上。 圖1 8 A係該電容性_合線之一模型之俯視平面圖，圖1 8B 係该電容性搞合線之埠1側結構的比例放大透視圖，圖1 8 C 係3亥電谷性輛合線之淳2侧結構的比例放大透視圖。 在該電容性耦合線模型中，晶片電容器91及92設置於一 距導線對90之端部（埠1)3毫米的位置處，其中該導線對90 之特性阻抗為5 0 Ω。在埠1處提供一差動信號，並曾對傳 輸至内層導線94之一端部（埠2)之信號進行模擬，其中該等 内層導線94分別鋪設於通孔93及95之内壁上。 92964.doc -41 - 1251399 使用電容為〇·1 μΙ7之晶片電容器91及92對參數S及信號波 形貫施模擬之結果分別展示於圖1 9A及1 9B中。 使用電容分別為100 PF及1〇 PF之晶片電容器對一信號波 貫施模擬之結果分別展示於圖20A及20B中。 輸入信號波之上升時間及衰變時間為25 ps，且有效頻率 為14 GHz。電谷裔之寄生電感為〇。圖i9A展示一條介電損 耗角tan δ=〇之線路，由於受到通孔之影響，與圖14及15 所不的通過特性相比，其參數8不甚佳。然而，其脈衝波形 係在50 間内上升及衰減，在電容大於⑽奸時表現出 =之轉移特性。1()奸之電容則太小m獲得足夠之 能量。因此，需要使用一電容稍微增大之晶片電容器。 圖21A及21B展示當傳輸線之介電損耗角tan卜0·015時 的茶數S及脈衝波傳輸。出於下述原因，該等脈衝波表現出 近乎相同之通過特性。亦即，如 如以下方程式（13)所示，頻率 £愈咼，能量損失將會愈多。在上

.^ ^ ^ 升日可，僅有介電損耗角taM 會影響鬲頻分量。而當上升變得 又行不明顯時，分量之頻 變低，因而介電損耗角tan δ對高 、、 丁 ν頻分量之影響將變小，各 wl ,, V:d ωε —^ d 2 信號幅值將近乎相同 Ρ

TfsVd2dtmS = 2 7fCVd2dtmd wl d …… (13) 其中P表示功率損耗，w表示導繞# # ^ 、、、、見又，d表示導線間距，j 表不¥線長度，Vdd表不電源電壓， 一 ^ ^ _ ^表示整條導線之電容。 當介電損耗角tan δ等於零時， β I 平為15 GHz之正弦浊砉 現出一-2 dB之衰減量。當tan δ==〇 _U15¥’衰減量將為-3dB。 92964.doc -42- 1251399 衰減為2 dB/100 mm，此為一較大之衰減。 在各介電損耗角tan δ條件下對圖22所示雙絞線130的傳 輸特性實施模擬之結果展示於圖23A、23Β及23C中，該等 圖所展不結果逐漸變差。 對於遠距離線路而言，最重要的是減小介電損耗角tan δ。 當tan δ = 0.0001時，在可容許衰減為dB的情況下，數GHz 之#號（15 GHz之正弦波）可傳輸過1米之距離。 當tan δ = 0.0001時，數GHz之脈衝波信號（15 GHz之正弦 波）在傳輸過10米之距離時的衰減為_2〇 dB，且剩餘能量為 初始此畺的1 /1 〇。為減小介電損耗角tan g，有人建議（舉例 而。）利用美國專利第6,476,330號所揭示技術及類似技 術。然而，無串擾及電磁輻射之優質傳輸線使接收器能夠 以較低信號波形畸變來偵測信號之位準。供傳輸之信號位 準將取決於通過變容二極體及電容性耦合器9之載流子數 量與接收器之負載容量之間的關係。倘為2 GHz之脈衝，在 假定僅容許瞬變區域中的能量通過變容二極體或電容性耦 合器9的情況下，須滿足以下要求：上升時間^衰減時間 小於175 PS。在前述計算條件下，亦即當電源電壓Vdd = lV^Ron+RL=95〇+50QBf，t^i=lmA(t^^〇.1V) 且電荷量Q=i75 PSX1 mA=0.175 pC。因而認為，衰減量 為-2〇犯，且僅有17.5fC傳輸至接收器端。甚至在假定接 收器之閘極電容估計值為15 fF(略大於其準確值）且寄生電 容為HH) fF(可藉由-條剛好延伸至閘極之前的傳輸^ 得)時’Q叫™.1V=11.5fc，接收器電壓升高至正常 92964.doc -43- 1251399 月匕夠使傳輸線在電源 電壓，從而可有足夠之載流子作為一 與接地之間切換的能量而到達接收器 重要的是，傳輸線中的反射能量與串擾雜心和應· 反射能量之位準（17.5 cfC)_2〇 dB。該和值不會引起任何問 題。為使反射能量降低至接近為零’自驅動器延伸至接收 器的互聯導線之特性阻抗應藉由連接器以及基板通孔完全 匹酉己。 首先’除如圖22所示之雙絞線130外，亦可使用一對具有 如圖24A所示構造之共面線130A、一如圖24B所示的其對置 端用作一共用端的保護共面線i3〇B、一具有如圖24所示構 造之堆疊線對130C、及一如圖24D所示的其頂部及底部用 作一共用端的保護堆疊線對130D。在圖24所示實例中，線 路130A、130B、130C或130D分別成兩對鋪設於一與該等線 路具有相同介電常數之均質絕緣體135中。每一此等線路結 構白可形成於一晶片及基板上。 對於一傳輸線結構而言，最為重要的是，該結構應務必 界定為一線對；第二重要的是，該線路應鋪設於一與該線 路具有相同介電常數之絕緣體中，以便在傳送信號時不會 破壞TEM結構。 此處假定：如圖24所示，採用一滿足以下不等式（14)給 定要求之線路結構作為一具有上述確切界定結構之線對： 3.3 wd<ts ...... (14) 其中d為線對對置面之間距，γν為對置面導體之寬度，t為田比 鄰對置面導體之厚度，s為®比鄰線路之間距。 92964.doc -44- 1251399 線對之耦合強度為（i/w

^ ⑽綠路之耦合強唐A (l/ts)2。不等式（14)說明··線對 … 耦口奴毗鄰線路之耦合強 10倍。信號能量之10%為串擾， 缺 巧甲授此看起來不可忽略不計。 '?而’與圓柱體之串擾不同，該串擾不具有各向同性，而 疋具有_者的由對置面#合所決定的各向異性，因此 擾小於能量的5%。 接下來，將解釋說明電晶體之連接。 動 圖2 5以平面圖形式展示圖7所示信號傳輸系統 器4A之扁平結構。 100A中驅

百先，-電源導線40A及接地導線_相互共自，並共同 構成-電源/接地傳輸線對4G。該電源/接地傳輸線對姆鋪 設為剛好延伸至驅動器4八之NM〇s電晶體丨及上 =閘極導線gwll^wl2共同構成一堆疊線對作為一輸入 信號線，其延伸至剛好短接閘極gU&gi2。

驅動器4A具有一由源極導線swU*swl 及-接地導線，該輸出線為一差動堆疊線對二直= 方向〖生_ a為8之旎量輸入線對8 1。方向性|禺合器8之能 ϊ通過線對82延伸至堆疊的信號傳輸線對3〇，該堆疊的信 號傳輸線對3 0連接至接收器5。 此處應注意.電源導線40 A、接地導線40B、汲極接點如11 及dcl2、源極接點scn&scl2、汲極導線dwu&dwi2、源 極導線^丨丨及請丨2、閘極導線gwll及gwl2、電源接點pcll 及pcl2、接地接點gcU&gcl2、方向性耦合器8及信號傳輸 線30全部係由一金屬製成。 92964.doc -45- 1251399 重要的是’如上所述’除電晶體Τ η 11及Τ η 12之電極以外 的所有導線皆構成信號傳輸線。因此，信號傳輸線可傳輸 數十GHz之脈衝信號。更佳情況為，閘極gll及gl2亦應由 一金屬製成。 圖2 6展示驅動器4 A之剖面結構之一實例。 驅動器4A中所包含器件NMOS電晶體Tnl 1及TN12亦用 作一變容二極體。其形成於一形成於一半導體基板之冰型 層或一 N-型半導體基板中的P井pi中，用以抽移或泵送電 荷。然而，對於亦具備變容二極體功能之NMOS電晶體Tnl 1 及TN12 ’當在圖25中看時係沿縱向鋪設，而在圖％中看時 卻係沿橫向鋪設。 上述亦用作一變容二極體之NMOS電晶體Τη 11及Τη 12在 其同一 Ρ井pi中形成有η-型汲極擴散區dll和dl2及η-型源 極擴散區si 1和sl2，該等η-型汲極擴散區dll和dl2及η-型源 極擴散區si 1和si2構成具備變容二極體功能之nm〇S電晶 體Tnll及Tnl2，並且，上述亦用作一變容二極體iNM〇s 電晶體Tnll及Tnl2之汲極接點dell及dcl2連接至n-型汲極 擴散區d 11和d 12，其源極接點sc 11和sc丨2以及閘極g丨丨和gi 2 連接至η-型源極擴散區8丨1和sl2。汲極接點dcl丨及dcl2經由 没極導線dwll及dwl2連接至電阻器R11&R12和方向性搞 合器8。電阻器R11及Ri2在其一端處連接至汲極導線，在其 另一端處則經由電源接點pC丨丨及pc丨2連接至電源導線 40 A。此外，母一電阻器R1丨及R12皆係由一鉬電阻器製成。 源極接點sell和SC12連接至源極導線swll&swl2，並經由 92964.doc -46- 1251399

接地接點gcll及gcl2連接至接地導線40B。此外，閘極gU 及gl2連接至閘極導線gw;n& gwl2，亦即連接至信號輸入 傳輸線。 儘管在本實施例中，上部電源/接地傳輸線對4〇具有一共 面結構，然而其亦可具有除共面結構以外的任何其他結 構。同樣，閘極gU&gl2亦可由一多晶矽製成，此乃因其 距傳輸線並不遠，當然，其較佳應由一金屬電極製成，此 乃因載流子能夠在金屬電極中快速移動。在毗鄰閘極gu及 gl2之剖面幾何結構中，絕緣層厚度、導線寬度及厚度之設 定應滿足上文所要求的關係式3.3wd<ts。如上文之闡述， 電源/接地傳輸線對40之特性阻抗應小於1/(數倍的輸出信 號傳輸線3 0之特性阻抗）。 基板中通孔113之結構亦甚為重要。如上文參照圖“所展 不及闡述，與共面傳輸線之導線具有相同寬度之通孔連續 延伸，並有助於提高傳輸線之效能，從而即使在傳輸線包 含-53毫米之導線時’亦能以圖19所示特性達成數GHz脈 衝信號之傳輸。 圖3 6 A及3 6 B分別以透視圖形式展示一形成於一扁平接 地導線11〇中並貫穿扁平接地導線11〇的通孔ιΐ3之結構實 例。圖36A展示其中形成有該通孔的整條爲平接地導線，圖 36B則以放大的比例來展示該通孔部分。如圖36a及遍所 不，已藉由模擬參數S21之頻率響應確定出扁平接地導線 no中所形成通孔113(當佈線長度為5〇毫米時，其長〇2毫 米）之半徑L與爲平接地導線110中—反通孔114之半徑 92964.doc 1251399 、關系，、巾*數S2 1代表在將反通孔半徑R分別設定為 一及〇·35^米時通孔113應具有之傳輸係數。模擬結 果展丁於圖37中。由圖37可見，當半徑比率為至2·5 時通孔113與反通孔114之間的半徑關係最佳。在此一關係 下，可容許數GHz之脈衝通過通孔。 此外傳輸線中反射能量與串擾雜訊之和將成為一問 題。下文將進一步對串擾予以闡述。 在實驗中，將若干長度㈣毫米、截面積S1G微米之導 體15W10微米之間隔鋪設於一由比介電常數以為4·8之破 璃環氧樹脂製成之介電基板（fr_4)15()Ji，並將此鄰之導體 成對組合在一起，以便提供如圖27A及27B所示的兩種不同 的佈線圖案。然後，將一其上升時間L及衰減時間q皆為5 PS y員率為1〇 GHz且波形如圖28所示之高頻脈衝提供至該 等體，並ΐ測該等毗鄰的成對導體之間的串擾。量測結 果展不於圖29Α及29Β中。在該實驗中，高頻脈衝之提供方 向係垂直於圖紙正面，並在圖紙背面於輸出端丨及2處量測 串擾。此處應考慮到，輸出端i及2距圖紙正面5〇毫米。由 貫驗結果可見，來自如圖29A所示按頂部-底部關係配對之 導體的串擾大於來自如圖29B所示按正交關係配對之導體 之串擾。 本發明之資訊傳輸系統之特徵在於：毗鄰之成對導線應 具有3.3wd<ts之關係，對於此一資訊傳輸系統，當然可使 用上述貫驗用佈線結構來解決串擾問題。 下文將參照圖30來闡述上述現象之原因。 92964.doc -48- 1251399 圖30A及30B展示一圓形截面電場之分佈。 ^ 一 /、τ从一前頭 的場平行佈局（如圖30Α所示）中 對導線。亦即，場能量將藉由一 表示電場Ε之方向，以一間斷線表示一介電材料之邊界面 BS。與電場及毗鄰的成對導線同向定向（如圖3〇β所示）之情 形相比，在一其中電場方向正交於毗鄰的成對導線之方向 ，電場更易泄漏至毗鄰的成 路徑（若有）泄漏。而磁場將

不會表現出此一現象，此乃因相對於電流線而言，磁場^ 斷點’在圖29所示之串擾量測結果中亦會看到此種現象' 、只要滿足3.3wd<ts此一要求，即不會出現嚴重問題。兔 進-步降低串擾，較佳應採用如圖31八至311?所示之任一毛 結構。 ^

、，圖31A展* —基本的場平行結構。厚度為ί、寬度為W的 導體151Α及151Β構成一線對152。線對152中所包含的導體 151Α與151Β之間的鋪設間距為4，而各線對152自身之間的 般間距為y線對152正交於電場方向鋪設，以便達成一 琢平U冓在此情形中，可不必嚴格滿足你此一 要求，但所要求關係式中的係數較佳應大於2。 圖31B展示一場正夺《士接 ^ . 又、、、口構，其中一線對1 52之鋪設方式使 各場之方向相互正交。 圖3 1 C展示另一場平 ^ 野十订、構，其中在由導線製成線對1 52 日^考慮了傳輸線製造之方便性，且各導線之鋪設滿足 、、特丨生阻抗可藉由改變尺寸红加以調節。此種構造 可提供-具有-層或多層之線對。 圖3 1D展示一場正交結構 其中線對152係由可以高自由 92964.doc -49- 1251399 度鋪設之導線構成，且該等導線沿45度之方向相互正交鋪 設。此種線路結構可用於構成_扁平電纜。 圖3 1E展示一多段式場正交結構，其中圖3ΐβ所示之場正 交結構相互堆疊。 圖31F展示一多段式正交結構，其中圖31£所示的皆具有 一方形截面的導體151八及15以相互堆疊，從而構成線對 152。當然，圖31B所示場正交結構亦可由包含方形導體 151A及151B之線對152構成。

由所有圖31AS31F可見，線對152覆蓋有一均質絕緣層 150，絕緣層150之厚度大於距導體151A&151B之最外表面 的距離4。該覆蓋絕緣層對於保持電磁TEM傳播模式而言至 關重要。 接下來’將參照圖32來闡述連接器7之結構。

圖32展示連接器7之構造，連接器7可藉由盡可能使用線 對結構來防止特性阻抗之擾動。在本實施例中，雙絞線13〇 用作信號傳輸線30，並在通孔163處藉由連接器7連接至一 幵> 成於二層式介電基板丨6〇中的堆疊線對丨，該三層式介 基板160具有没置於其頂部及底部上的上部及下部絕緣 層161，如圖33所示。在本實施例中，特性阻抗僅在一箝夾 彈菁處略低。由於該箝夾彈簧長約3毫米左右且λ/4〇=3毫 米，因此1.25 GHz或以上之脈衝可毫無問題地通過該部分 線路。由於特性阻抗之減少量為10%，因此12 5GHz之脈衝 可宅無問題地通過。圖32所示連接器7欲安裝於一通孔中， 但其亦可安裝於表面上。 92964.doc -50- 1251399 此外，下文將展示及闡述輸入/輸出塊3及功能塊2中的扁 平接地件與一差動電路之連接。 在傳統的差動傳輸電路中，有意地如圖4所示形成接地 件。在圖34A所示之差動傳輸線1〇5中，差動信號線1〇1與1〇2 之間的特性阻抗為100 Ω，而差動信號線1〇1及1〇2與接地件 之間的知· ί!阻抗為5〇 Q。如圖34Β所示，在作為本發明 之一貫施例的信號傳輸系統1〇〇中，在差動信號線ui與Η2 之間插入有一接地件11〇，並使用一差動傳輸線ιΐ5，在該 差動傳輸線115中，差動信號線lu及112與接地線"〇之間 的特性阻抗為50 Ω，@差動信號線i i i與i 12之間的特性阻 抗為100 Ω，以便與傳統信號線相一致。 差動傳輸線115具有鋪設為γ形佈局之差動信號線iu及 112,其中如圖35所示，下部導線即線路ιΐ2穿過一通孔η] 向上延伸至最上層，藉以最終構成傳統的傳輸線1()5。在傳 統傳輸線1G5中，接地線11G連接至—接地點1()7，但在差動 傳輸線115巾’既可如在傳統傳n Q5中—般連接接地件 110，亦可不連接接地件i丨〇。 更具體而言，在如上構造之差動傳輸線i 15中，如圖 所示，在由差動信號線lu及112構叙堆疊線對之連接點 處的接地件m可隨意切割，並經由（舉例而言）連接器自由 連接至-LAN中的雙絞線13(^若差動信I線⑴及⑴之 特性阻抗彼此相等’則可不設置終端電阻器（防止接地在 具有上述結構之差動傳輸線115中’由於電磁場對稱分佈且 接地件之電位始終為0 v，因而可採用上述佈局。 92964.doc 51 1251399 儘官如圖38所示，驅動器4係藉由未參考接地件之堆疊傳 ]線對來傳輸一輸出信號，然而，採用一如上構造之差動 2輸線115卻能夠使接收器5之電源系統完全獨立，同時亦 合斗截斷DC分量。為防止傳輸線中出現能量反射，所用驅 =器之電晶體導通電阻器皆為1〇〇Ω，以便在尾端處傳輪。 田然，亦可藉助一在許多情況下使用的阻尼電阻器進行調 即仏官接收器之接收端處的差動信號之幅值減半，然而 閘極電容很小，以致於幾乎其全部將受到反射。由於信號 將由此具有雙倍幅值，因而此時電壓將與未參考〇位準的差 動信號之電壓相同。 應庄思，如圖39所示，在單端驅動器4與接收器5之間可 才木用上述佈局，且可使用具有上述結構之傳輸線11 $作為信 ^傳輸線30，該信號傳輸線3〇可在參考接地件之單端驅動 器4與參考〇位準之接收器5之間提供一連接。 此外，下文將參照圖40及41來闡述靜電放電（ESD)保護電 路之構造。 在本貝施例之^號傳輸系統1〇〇中，在驅動器4與接收器$ 之間設置有一具有如圖40及41所示構造之保護電路 180 〇 如圖40所示，ESD保護電路18〇係一標準的esd保護電 路。如圖所7F ’差動線之保護電路相互赴鄰地成對鋪設於 如圖41中剖面圖所示的相同導電性結構中，以便以一互補 方式並以不超過耗胤層谷！之量利用儲存於汲極擴散層與 基板之間的p-n結耗盡層中的電載流子。 、 92964.doc >52- 1251399 換言之，在ESD保護電路180中，差動電路之上拉保護電 路中所包含元件pMOS電晶體181及182相互鄰近地成對田比 鄰鋪設於一 η井185中，下拉保護電路中所包含元件111^〇§ 電晶體183及1 84則相互鄰近地成對此鄰鋪設於一 型基板 186 中。 包含於差動電路之上拉保護電路中的pMOS電晶體181及 182係鋪設於同一 n井185中，其汲極及源極連接至與一n+ 擴散區187—道形成於!!井185中的p-型汲極擴散區18]^和 182d以及p-型源極擴散區181s&i82s，且其閘極181§及18^ 藉由一氧化膜與汲極和源極隔離。汲極與源極共同連接至 Vdd，且每一源極皆連接至差動信號傳輸線。在具有如上構 造之上拉保護電路中，當自差動信號傳輸線提供至每一源 極之差動信號導通及關斷時，形成於？_型源極擴散區Μ。 及182s周圍的耗盡層iside及182de之厚度會以一互補之方 式變化。 同樣，包含於差動電路之下拉保護電路中的nM〇s電晶體 183及184亦鋪設於同一 p_型基板186中，其汲極及源極連接 至與一P +擴散區188—道形成於p_型基板186中的n_型汲極 擴散區183d和184d以及n-型源極擴散區183s&184s，且其間 極183g及184g藉由一氧化膜與汲極和源極隔離。汲極與源 極共同連接至Vdd，且每一源極皆連接至差動信號傳輪線。 ，具有^上構造之下拉保護電路中，#自差動信號傳輸線 提供至母一源極之差動信號導通及關斷時，形成於^型源 極擴政區183d及184d周圍的n-型耗盡層183心及184如之厚 92964.doc -53- 1251399 度會以一互補之方式變化。 ，、有如上構造之ESD保護電路⑽可藉助 =一護電路18。之電容，藉以防止信號二= —動U導通並隨後關斷時，耗盡層之厚度皆會與電場 冋電容減小，電荷被釋放），然後厚度減小（電容增 大，電何在0.6 V擴散電位處被吸收）。其較佳包含於差動傳 輸線中。 ’ 在上文中’已參照附圖以本發明之較佳實施例作為實例 闡述了本發明。然而’ _習此項技術者應瞭解，本發明並 ^僅限於料實施例’而是亦可以各種方式加以修改、以 替代方式加以構造或以各種其他方式來體現，此並不背離 由隨附中請專利範圍所述及所界定的本發明之範脅及精 神。 舉例而吕，儘管圖40係展示接收器5，然而亦可使用驅動 态4來取代接收器5，此並無不便之處。

由於前述傳輸線結構可使傳遞至毗鄰線路之能量（串擾） 最小化，並容許高頻分量通過方向性耦合器8及耦合電容器 9，因而可使能量反射最小化，從而使熱能衰減僅限於因中 等距離導線周圍之絕緣材料中的介電損耗角tan §及因DC 包阻而引起之熱能衰減。因此，可構建一種不存在任何電 磁輻射之理想傳輸系統。 作為本發明實施例的前述信號傳輸系統1〇〇係由各種元 件組合構成。然而，為傳輸數十Ghz之信號，需要對各種 部件元件進行積體設計，且為該種積體設計選取此等部件 92964.doc -54- 1251399 几仟甚為重要。 應注意’料料本發明實施例 界定其使用複數停 〜傳輪糸統100,係 取代複數條傳輸線，且可以一匯流:=輪線來 多條線路’例如64條線、128條線料。此外==鋪設 如發泡材料等含有裔、、由 亦可採用諸 氣泡之絕緣材料將介電指紅& 至0.0001之位準。 ^貝耗角tan S限制 【圖式簡單說明】 圖1闡釋-脈衝波形之分解（傅立葉級數），· 圖2展示-傳統的單端數位信號傳輸電路之構造實例； 圖3展不一傳統的CML型差動電路之構造實例； 圖4展示一傳統的LVDS型差動電路之構造實例； 圖5係-本發明之電路塊間傳輸系統之構造之方塊圖； 圖，-電路塊之方塊圖，其中該電路塊用作一交換電 路"亥父換電路包含一驅動器及接收器； 二圖7以電路圖形式展示一在發送端處具有單一耦合器之 信號傳輪系統之構造實例； 圖^以電路圖形式展示-在發送端處具有—電容性輕合 之信號傳輪系統之構造實例； 丄圖9以電路圖形式展示一具有一終端電阻型雙柄合器之 k ^傳輸系統之構造實例； 圖10以電路圖形式展示一使用一優質、高速傳輸線的圖9 所示信號傳輸系統之實例； 圖11以電路圖形式展示一 LVDS型差動電路之構造實例； 92964.doc -55- 1251399 圖12闡釋信號傳輸線之能量傳遞機理； 圖13展示方向性輕合器之結構，其中圖i3A係一 i型方向 性耗合器之透視圖，圖13B係_2型方向性麵合器之透視 圖’圖13C係一整合有1型及2¾古人 1及2型方向性耦合器之特點的方向 性輕合為’之平面圖； 圖14展示若干表示使用1型方向性柄合器實施模擬所得 結果的特性曲線，其中圖14A展示模擬—參數⑶之頻率響 應之結果，圖14B展示模擬一參數su之頻率響應之 其中參數S21表示一傳輸係數，參數su表示一反射係數； 器實施模擬所得 圖15展示若干表示使用2型方向性麵合 結果的特性曲線，其中圖15A展示模擬一參數s2i之頻率響 應之結果，圖15B展示模擬—參數su之頻率響應之結果， 其中麥數S21表示一傳輸係數，參數su表示一反射係數； 圖16係展示將一脈衝波輸入至2型方向性耦合器所產生 結果之波形圖，該2型方向性耦合器設置有一 2 pF之元件及 一 1 ΜΩ之元件，該等元件等效於並聯連接至埠2的接收器 電晶體之負載’其中圖16A展示-輸人脈衝之波形，圖⑽ 展示對應於該輸入脈衝的來自埠2之輸出電壓之波形，圖 16C展不對應於該輸入脈衝的來自埠2之輸出電流之波形； 圖17展示一當假定在一本發明實施例中信號傳輸線加載 時繪製出的傳輪信號波形之模型； 圖18展示一作為圖8所示信號傳輸系統中所用電容性耦 合為之貫例的電容性耗合線之模型，其中圖18 A展示一輸入 脈衝之波形，圖18B係該電容性耦合器中埠丨側結構的比例 92964.doc >56- 1251399 放大透視圖，圖1 8C係該電容性耦合器中埠2側結構的比例 放大透視圖； 圖19所示特性曲線展示使用圖18中之電容性耦合線模型 實施信號波形模擬之結果，在該模型中使用一電容為〇ι旰 之晶片電容器，其中圖19A展示一參數s，圖19B展示一脈 衝波之傳輸； 圖20所示特性曲線展示使用圖丨8中之電容性耦合線模型 κ靶k唬波形模擬之結果，該模型中所用晶片電容器之電 谷不同於圖19模型中所用晶片電容器之電容，其中圖2〇a 展示當晶片電容器之電容為1〇 pF時的信號波形模擬結 果，圖20B展示當晶片電容器之電容為1〇〇pF時的信號波形 核擬結果； 圖21所不特性曲線展示使用Un §等於〇 〇15的傳輸線之 模擬結果，其中圖21Α展示一參數s，圖2ΐβ展示一脈衝波 之傳輸； 圖22係一雙絞線之透視圖； 圖23所不特性曲線展示使用圖22所示雙絞線的模擬結 果其中圖23八展示在不同介電損耗角以11§下的參數821， 圖23Β展不在不同介電損耗角tan §下的參數，圖2儿展 示在不同介電損耗角tan δ下的參數S61 ; 圖24展示傳輸線之構造實例之透視圖，其中圖24Α展示一 -面線對，圖24Β展示一保護共面線，圖24c展示一堆疊線 對，圖24D展示一堆疊的保護線對； 圖乃展示一用於圖7所示信號傳輸系統中的驅動器之平 92964.doc -57- 1251399 面圖； 圖26展示圖25所示驅動器之剖面結構之實例； 圖27示意性展示其中將各導線以網 觀測毗鄰導線對之間的串擾 j ^ ，以便 甲伩]稱以果例，其中圖27Λ展示一 &丑直佈線之實例，圖27B展示_下段 ^ 波Γ: 觀測她鄰導線對之間的串擾的高頻脈衝之 圖29所示特性曲線展示t輸人—具有圖顯示波形 頻脈衝時晰鄰導線對之間串擾的量測結果,其中圖29A展； 由圖27A所示豎直佈線得到的特性曲線，圖携展示由圖 B所不正交佈線得到的特性曲線； 圖30展不圓形截面電場之分佈，以解釋毗鄰導線對之間 產生一串擾之原因，其中圖嫩展示—正交於她鄰導線對陣列 (在--用於產生平行場㈣料線對陣财）之電場，圖繼 展不一沿毗鄰導線對陣列之方向分佈的電場； 圖31展示用於減小串擾之導線對陣列之構造實例，其中 圖31A展不一基本的導線對陣列，圖3ΐβ展示一用於產生正 交場的導線對陣列，圖31C展示—用於產生平行場的導線對 陣列，圖31D展示—用於產生正交場的導線對陣列，圖31e 展示用於產生多段正交場的導線對陣列，圖3 1 f展示一用 於產生方形正交場的導線對陣列； 圖32係一連接器之示意性分解圖； 圖33係圖32所示連接器中一介電基板之透視圖，其中該 介電基板具有一連接有雙絞線之堆疊線對； 92964.doc -58- 1251399 圖34展示—差動傳輸線與堆疊線對之間的連接，兑中圖 34A展示以接地導線為參考點之差動傳輸線，圖地展示一 在其自身與一差動信號線之間插入一 ^ 按地導線之線路； 圖35展示-無接地導狀堆疊㈣與—以接地導線為參 考點之差動傳輸線之間的連接； 圖36以透視圖形式展示-貫穿-扁平接地導線而形成的 通孔之構造實例，其中圖36A展示整個扁平接地導線，圖 36B以放大的比例來展示該通孔及其附近的部分；

圖37展示對參數S21之頻率響應的模擬結果，其中參數 S21表示通孔之傳輸係數； 圖38展示驅動器與接收器之間的連接，其間設置有—未 以接地導線為參考點的堆疊傳輸線對； 圖39展示驅動器與接收器之間的連接，其間設置有〜單 端傳輸線； $ 圖40以電路圖形式展示一 ESD保護電路之構造實例；及

圖41展示一構成圖4〇所示ESD保護電路之半導體積體電 路之剖面。 【主要元件符號說明】 fl 基波 ^combine 複波 g皆波 h 諧波 1 電源電路塊 2 功能電路塊 92964.doc -59- 1251399 3 輸入/輸出電路塊 4 驅動器 4A 驅動器 4B 驅動器 4C 驅動器 5 接收器 5A 接收器 5B 接收器 6 電源/接地對 7 連接器 8 方向性耦合器 8A 方向性耦合器 8B 方向性躺合器 9 電容性耦合器 10 電路塊 11 方向性搞合器 12 終端電阻器 20 電路塊 30 傳輸線 40 電源/接地線對 40A 電源導線 40B 接地導線 50 中繼電路 81 能量輸入導線對 92964.doc -60- 1251399 81A 上部導線 81B 上部導線 82 能量通過導線對 82A 下部導線 82B 下部導線 83 間隙 84A 絕緣體 84B 絕緣體 90 導線對 91 晶片電容器 92 晶片電容器 93 通孔 94 内層導線 95 通孔 100 信號傳輸系統 100A 信號傳輸系統 100B 信號傳輸系統 100C 信號傳輸系統 100D 信號傳輸系統 100E 信號傳輸系統 101 差動信號線 102 差動信號線 105 差動傳輸線 107 接地點 92964.doc -61 - 1251399 110 接地件 111 差動信號線 112 差動信號線 113 通孑L 114 反通孔 115 差動傳輸線 130 雙絞線 130A 共面線 130B 保護共面線 130C 堆疊線對 130D 保護堆疊線對 135 絕緣體 150 介電基板（FR-4) 151 導體 152 線對 160 三層式介電基板 161 上部及下部絕緣層 163 通孑L 165 堆疊線對 180 ESD保護電路 181 pMOS電晶體 181d p -型没極擴散區 181g 閘極 181s P-型源極擴散區 92964.doc -62- 1251399 181de 耗盡層 182 pMOS電晶體 182d p -型沒極擴散區 182g 閘極 182s p-型源極擴散區 182de 耗盡層 183 nMOS電晶體 183d η-型汲極擴散區 183g 閘極 183s η-型源極擴散區 183de η-型耗盡層 184 nMOS電晶體 184d n -型沒極擴散區 lS4g 閘極 184s η -型源極擴散區 184de η-型耗盡層 185 井 186 P -型基板 187 n +擴散區 188 P+擴散區 300 單端數位信號傳輸電路 310 驅動器 311 信號線 312 接地線 92964.doc -63- 1251399 315 信號傳輸線 320 接收器 400 CML(電流模式邏輯）差動傳輸電路 410 驅動器 415 信號傳輸線 420 接收器 500 LVDS(低電壓差動信號）差動傳輸電路 510 驅動器 515 信號傳輸線 520 接收器 Rll 電阻器 R12 電阻器 Tnll NMOS電晶體 Tnl2 NMOS電晶體 Tnl3 NMOS電晶體 R21 電阻器 R22 電阻器 Tn21 NMOS電晶體 Tn22 NMOS電晶體 Tn23 NMOS電晶體 Vdd 電源 Tpl PMOS電晶體 Tnl NMOS電晶體 R〇nP 導通電阻為’ 92964.doc -64- 1251399 SWp 開關 SWN 開關 R〇 nN 導通電阻器 Sll 參數 S21 參數 S41 參數 S61 參數 swl 1 源極導線 gcll 接地接點 sell 源極接點 gw 11 閘極導線 gw 12 閘極導線 sc 12 源極接點 sw 12 源極導線 gcl2 接地接點 pell 電源接點 sll η-型源極擴散 gn 閘極 dll η-型沒極擴散 Tnll NMOS電晶體 dell 汲極接點 dw 11 >及極導線 dw 1 2 >及極導線 dcl2 汲極接點 92964.doc -65 - 1251399 pc 12 電源接點 sl2 η - 源極擴散區 gl2 閘極 dl2 η-型汲極擴散區 92964.doc - 66 -

Claims (1)

1251399 、申請專利範圍： 1. 一種經由一信號傳輪線於 號傳輸系統， A巧傳輸數位信號之信 其中該等電路塊之I ^ 尤之母—電路塊皆基本 路、-獨立於該功能電路 R括功此电 成於該接收/料電路& 收/料電路、及一形 傳輸線;$路之接㈣與料叙_阻抗匹配 一差動線以接地件作為參 ^ -Λ ih , .，、忒差動線自一差動輪 出駆動W出’亚由相對於該電路塊中的接地 之差動信號線構成， 1 僅有未以該接地件為參考點之差動線對直接延伸自相 t於該信號傳輸線中的接地件對稱佈置之該等差動信號 線0 2.如a月求項1之系統，其中包含於該等接收/發送電路的每一 =收/發送電路中之該驅動器及/或接收器皆在其同一導 電區域中形成有一ESD保護電路，該咖保護電路具有分 另!用於母-i動#號線之_上拉保護電路及下拉保護電 並以互補方式驅動一 E S D保護電晶體。 3·如睛求項1或2之系統，其中該信號傳輸線具有一多芯電纜 、。構在忒多芯電纜結構中，毗鄰差動線對或單端線對之 鋪叹方式使其產生之電場向量並排或直列分佈。 士明求項1或2之系統，其中該含有一電源/接地傳輪線對 的接收/發送電路具有接收電路及發送電路中至少之一埋 置入連接裔中，以便自一基板提供電源，該接收電路及 92964.doc 0 1251399 5. 6. 發送電路：者皆包含於該接收/發送電路中 如請求項1之系統，其中·· 该接收/發送電路包括一 用於 16動為，該驅動界亘. 輸出數位f f卢之e I σσ 乜現之差動反相器結構； •」妾收、:卷达电路延伸至-主電源電路或鄰近的旁路 具有一緣結構，在該DC絕緣結構中，該 驅勤為經由一具有低特 心 -f Γ生阻抗之电源/接地線對供電，並 月匕夠驅動該信號傳輸線盥 Θ驅勤态之一導通電阻器的特 性阻抗之和，且$ ,丨 在緊接該驅動器之後或在該接收端處 入一方向性耦合器或電容器；及 倘右猎由一傳輸線（若有）來進一步延伸該接收/發送電 ㈣-經由沿該方向性麵合器或電容器之傳播方向端接 之^虎傳輸線傳輸的數位信號會被—具有_^之差動接 收：=收到’ *中該Vth等於-恰好處於該方向性耦合器 或包谷為之後或之前的到達信號之位準。 如请：項1之系統，其中一欲與該差動驅動器或接收器配 對之包晶體設置於同一井中，且該電晶體具有一未連接至 名基板接地件之浮動結構，所有前述傳輸線皆由一金屬製 7 · 士叫求項1之系統，其中雙向設置有一組如下構件：一電 源/接地線對、驅動器、信號傳輸線及一接收器。 8 ·如叫求項1或2之系統，其中該線對之兩端皆係一浮動開路 端，且甚至緊位於驅動器晶片之後及緊位於接收器晶片之 刖或之後的該方向性耦合器或電容器的一接地導線亦未 p2964.doc 1251399 直接接地。 9·如請求項5之系統，发 量通過側線路具有_插/ ' MM電容器的—能 的終端電阻哭。 ；八發迗尾端處的防多次反射 10.如請求们之系統，其中 線接收數#A 包極在一用於經由該信號傳輪 牧叹歎位“號的接收哭 之間，並將”“處於該等差動線對 將该琶極處的電位視為一參考電壓。 n.如凊求項1之系統，其中·· 偶若該等電路妙> _ + 位信?卢之㈣…中用於經由該信號傳輸線傳輸數 I之V7亥接收/發送電路益帝 並排鋪設；及 …电源，則琶源/接地傳輸線對 该電源/接地傳輸線對 柯注阻抗寻於或小於複數條 人•[動之信號傳輸線的並聯阻抗。 12·::經由一信號傳輸線於電路塊之間傳輸數位信號之信 號傳輸糸統， 5亥寺電路塊中之每一電路塊皆基本包括-功能電路、 :獨立於該功能電路形成之接收/發送電路、及—形成於 /接收乂 $电路之接收端與發送端之間的阻抗匹配傳輸 線；及 該等接收/發送電路中之每一接收/發送電路皆包括一 驅動為及/或接收益，該驅動器及/或接收器在其同一導電 區财形成有一 ESD保護電路，該ESD保護電路具有分別 用於每一I ίΜ言號、線之一 ±拉彳呆護電路及下拉保護電 路，並以一互補方式驅動一 ESD保護電晶體。 92964.doc 1251399 13 14 15. 16. .如請求項12之系統，其中該信號傳輸線具有_多^ ρ =，在該多芯電縣構中，Btt鄰差動線對或單端:^覽結 a又方式使其產生之電場向量並排或直列分佈。、之舖 .如請求項12之系統，其中該含有—電源/接地傳 接收/發送電路具有接收電路及發送電路中至少之—十的 入-連接器中’以便自-基板提供電源，其中；接 及毛送電路二者皆包含於該接收/發送電路中。 如請求項12之系統，其中： 竣搔收/發送電 —-/7 ^ ^ ^ 别出數位j吕號之差動反相器結構； = 接收⑻送電路延伸至-主電源電路或鄰近的旁路 電谷為’亚具有一 Dc絕緣結構，在該Dc絕緣結構中，該 驅動讀由-具有低特性阻抗之電源/接地線對供電，並 能夠驅動該信號傳輸線與該驅動器之一導通電阻：的： 性阻抗之和，且至少在緊接該驅動器之後或寸 插入有-方向性搞合器或電容器；及 而處 倘若藉由一傳輸線（若有）來進一步延伸該接收/發送電 路，則-經由沿該方向性耦合器或電容器之傳播方向端： 之乜旒傳輸線傳輸的數位信號會被一具有一 V比之差動接 收器接收到，#中該vth等於一恰好處於該方向性輕合器 或電容器之後或之前的到達信號之位準。 如巧求項12之系統，其中_欲與該差動驅動器或接收器配 對之電晶體設置於同一井中，且該電晶體具有一未連接至 該基板接地件之浮動結構，所有前述傳輸線皆係由一金屬 92964.doc 1251399 製成。 17^請求項12之系統’其中雙向設置有-組如下構件：-電 "、接地線對、驅動器、信號傳輸線及— 18.如請求瑁μ — 乂 牧叹 且其員12之系統，其中該線對之兩端係-浮動開路端， 至緊位於驅動器晶片之後及緊位於接收器晶片之前 2後的該方向㈣合器或電容器的—接地導線亦未直 接接地。 19·:凊求項15之系統’其中該方向性耦合器或電容器的一能 里通過侧線路具有_插人於其發送尾端處的防多次反射 的終端電阻器。 2〇·如請求項12之系統，其中： :X等弘路塊之一中用於經由該信號傳輸線傳輸數 位U之違接收/發送電路無電源，則電源/接地傳輸線對 並排鋪設；及 、該電源/接地傳輸線對之特性阻抗等於或小於複數個 欲驅動之信號傳輸線的並聯阻抗。 21 -種經由-信號傳輸線於電路塊之間傳輸數位信號之信 號傳輸系統， 該等電路塊中之每一個電路塊皆基本包括一功能電 路、一獨立於該功能電路形成之接收/發送電路、及一形 成於該接收/發送電路之接收端與發送端之間的阻抗匹配 傳輸線；及 該信號傳輸線具有-多芯電境結構，在該多芯電鐵結 構中，毗鄰差動線對或單端線對之鋪設方式使其產生之電 92964.doc 1251399 場向量並排或直列分佈。 22·如請求項21之系統，其中該含有_ 包，原/接地傳輸線對的 妾收/發送電路具有接收電路及發送電路中至少卜 入一連接器中，以便自一基板提供雨 私源，其中該接收電路 务运電路二者皆包含於該接收/發送電路中。 23·如請求項21之系統，其中： :接收/二送電路包括—驅動器’該驅動器具有—用於 輸出數位k唬之差動反相器結構； + =接收⑼送電路延伸至—主電源電路或鄰近的旁路 屯谷益’並具有_DC絕緣結構，在該dc絕緣結構中，該 ::動器經由一具有低特性阻抗之電源/接地線對供電，： 邊夠驅動該信號傳輸線與該驅動器之—導通電阻器的特 f阻抗之和’且至少在緊接該驅動器之後或在該接收端處 f入有一方向性耦合器或電容器；及 倘右藉由一傳輸線（若有）來進一步延伸該接收/發送電 路，則-經由沿該方向性輕合器或電容器之傳播方向端接 之㈣傳輸線傳輸的數位信號會被一具有-Vth之差動接 收益接收到’其中該Vth等於一恰好處於該方向性搞合器 或電谷益之後或之前的到達信號之位準。 24.如明求項21之系統，其中一欲與該差動驅動器或接收器配 對之電晶體設置於同一井中，且該電晶體具有-未連接至 〆土板接地件之浮動結構’所有前述傳輸線皆係、由—全屬 製成。 至屬 25.如請求項21之系統， 其中雙向設置有一組如下構件

92964.d〇( 1251399 :/接地線對'驅動器、信號傳輪線及 %,如請求項2〗之系統，其中該 接收盗。 且甚至緊位於驅㈣W M開路^， 或之後的該方向性輕合器 …曰片之則 接接地。 的-接地導線亦未直 旦，长頁23之系統’其中該方向性耦合器或電容器的 :通過側線路具有—插人於其發送尾端處的防 的終端電阻器。 人反射 28·如請求項21之系統，其中·· 倘若該等電路饱夕_ rb m 位俨铲之卞Μ/、 肖於經由該㈣傳輸線傳輸數 仅15就之该接收/發送雷路盔 並排鋪設；a ^路热电源，則電源/接地傳輸線對 亥電源/接地傳輸線對之特性阻抗等於或小於複數個 奴驅動之h號傳輸線的並聯阻抗。 種用於在電路塊之間提供一連接之信號傳輪線，其中該 等弘路塊中之每一電路塊皆包括一功能電路、一獨立於該 =處電路形成之接收/發送電路、及一鋪設於該接收/發送 屯路之接收端與發相之間用於在該等電路塊之間傳輸 數位信號的阻抗匹配傳輸線， 該信號傳輸線具有—多芯電鐵結構，在該多芯電境結 構中，各毗鄰差動線對或單端線對之鋪設方式使其產生之 電場向量並排或直列分佈。 92964.doc