RU2407151C2 - Калибровка каналов для системы дуплексной связи с временным разделением каналов - Google Patents

Калибровка каналов для системы дуплексной связи с временным разделением каналов Download PDF

Info

Publication number
RU2407151C2
RU2407151C2 RU2007132195/09A RU2007132195A RU2407151C2 RU 2407151 C2 RU2407151 C2 RU 2407151C2 RU 2007132195/09 A RU2007132195/09 A RU 2007132195/09A RU 2007132195 A RU2007132195 A RU 2007132195A RU 2407151 C2 RU2407151 C2 RU 2407151C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
access point
user terminal
matrix
correction factors
correction
Prior art date
Application number
RU2007132195/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2007132195A (ru
Inventor
Марк С. УОЛЛЭЙС (US)
Марк С. УОЛЛЭЙС
Джон В. КЕТЧУМ (US)
Джон В. Кетчум
Дж. Родни УОЛТОН (US)
Дж. Родни УОЛТОН
Стивен Дж. ГОВАРД (US)
Стивен Дж. ГОВАРД
Original Assignee
Квэлкомм Инкорпорейтед
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Квэлкомм Инкорпорейтед filed Critical Квэлкомм Инкорпорейтед
Publication of RU2007132195A publication Critical patent/RU2007132195A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2407151C2 publication Critical patent/RU2407151C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/38—TPC being performed in particular situations
    • H04W52/50—TPC being performed in particular situations at the moment of starting communication in a multiple access environment
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
    • H04B17/21—Monitoring; Testing of receivers for calibration; for correcting measurements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0417—Feedback systems
    • H04B7/0421—Feedback systems utilizing implicit feedback, e.g. steered pilot signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
    • H04B7/0669—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different channel coding between antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0697—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using spatial multiplexing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J3/00—Time-division multiplex systems
    • H04J3/02—Details
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0002—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
    • H04L1/0003—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate by switching between different modulation schemes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0009—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the channel coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0015—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the adaptation strategy
    • H04L1/0017—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the adaptation strategy where the mode-switching is based on Quality of Service requirement
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0059—Convolutional codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0061—Error detection codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0067—Rate matching
    • H04L1/0068—Rate matching by puncturing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/08—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by repeating transmission, e.g. Verdan system
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • H04L25/0244—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods with inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0256—Channel estimation using minimum mean square error criteria
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
    • H04L5/1469—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex using time-sharing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/22—Arrangements affording multiple use of the transmission path using time-division multiplexing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/38—TPC being performed in particular situations
    • H04W52/42—TPC being performed in particular situations in systems with time, space, frequency or polarisation diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L2001/0092—Error control systems characterised by the topology of the transmission link
    • H04L2001/0093—Point-to-multipoint
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03426—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission transmission using multiple-input and multiple-output channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W16/00—Network planning, e.g. coverage or traffic planning tools; Network deployment, e.g. resource partitioning or cells structures
    • H04W16/24—Cell structures
    • H04W16/28—Cell structures using beam steering

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Time-Division Multiplex Systems (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

Изобретение относится к области связи и может быть использовано для калибровки характеристик каналов нисходящей и восходящей линий связи в системе с временным разделением каналов. В способе калибровки пилот-сигналы передают по каналам нисходящей линии связи и восходящей линии связи и используют их для вывода оценок характеристик каналов нисходящей и восходящей линий связи соответственно. Коэффициенты коррекции для точки доступа и коэффициенты коррекции для пользовательского терминала определяют на основании (например, путем осуществления вычисления отношения матриц или вычисления минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE)) оценок характеристик каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи. Коэффициенты коррекции для точки доступа и коэффициенты коррекции для пользовательского терминала используются для получения калиброванного канала нисходящей линии связи и калиброванного канала восходящей линии связи, которые транспонированы относительно друг друга. Калибровка может быть осуществлена в реальном времени на основании радиопередачи. Технический результат - повышение производительности путем учета различий в частотных характеристиках нисходящей и восходящей линий связи. 4 н. и 28 з.п. ф-лы, 8 ил., 3 табл.

Description

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится в целом к области связи, и, в частности, к методам калибровки характеристик каналов нисходящей и восходящей линий связи в системе дуплексной связи с временным разделением каналов (TDD).
Уровень техники
В системе беспроводной связи передача данных между точкой доступа и пользовательским терминалом осуществляется по беспроводному каналу. В зависимости от конструкции системы один и тот же или разные частотные диапазоны можно использовать для нисходящей и восходящей линий связи. Нисходящая линия связи (или прямая линия связи) - это линия связи от точки доступа к пользовательскому терминалу и восходящая линия связи (или обратная линия связи) - это линия связи от пользовательского терминала к точке доступа. При наличии двух частотных диапазонов для нисходящей и восходящей линий связи могут быть выделены отдельные частотные диапазоны с использованием дуплексной связи с частотным разделением каналов (FDD). При наличии только одного частотного диапазона нисходящая и восходящая линии связи могут совместно использовать один и тот же частотный диапазон с использованием дуплексной связи с временным разделением каналов (TDD).
Для достижения высокой производительности часто бывает необходимо знать частотную характеристику беспроводного канала. Например, характеристика канала нисходящей линии связи может быть нужна точке доступа для осуществления пространственной обработки (описана ниже) для передачи данных по нисходящей линии связи на пользовательский терминал. Пользовательский терминал может оценивать характеристику канала нисходящей линии связи на основании пилот-сигнала, передаваемого точкой доступа. Затем пользовательский терминал может передавать оценку характеристики канала нисходящей линии связи обратно на точку доступа для ее использования. В этой схеме оценки канала пилот-сигнал нужно передавать по нисходящей линии связи, и дополнительные задержки и ресурсы привлекаются для отправки канальной оценки обратно на точку доступа.
Для системы TDD с совместно используемым частотным диапазоном можно предполагать, что характеристики каналов нисходящей и восходящей линий связи являются взаимно обратными величинами. Таким образом, если H представляет матрицу характеристики канала от антенной решетки A на антенную решетку B, то для обратного канала предполагается, что связь от решетки В к решетке A задается посредством H T, где H T обозначает матрицу, полученную транспонированием матрицы H . Таким образом, для системы TDD канальную характеристику для одной линии связи можно оценить на основании пилот-сигнала, переданного по другой линии связи. Например, характеристику канала восходящей линии связи можно оценивать на основании пилот-сигнала, принимаемого по восходящей линии связи, и транспонированную оценку характеристики канала восходящей линии связи можно использовать в качестве оценки характеристики канала нисходящей линии связи.
Однако частотные характеристики передающей и приемной цепей в точке доступа обычно отличаются от частотных характеристик передающей и приемной цепей на пользовательском терминале. В частности, частотные характеристики передающей и приемной цепей, используемых для передачи по восходящей линии связи, могут отличаться от частотных характеристик передающей и приемной цепей, используемых для передачи по нисходящей линии связи. Поэтому "эффективная" характеристика канала нисходящей линии связи (который включает в себя характеристики применимых передающей и приемной цепей) будет отличаться от обратной величины эффективной характеристики канала восходящей линии связи вследствие различий в передающей и приемной цепях (т.е. эффективные канальные характеристики не являются обратными величинами). Если обратная величина оценки канальной характеристики, полученной для одной линии связи, используется пространственной обработки на другой линии связи, то любое различие в частотных характеристиках передающей и приемной цепей приведет к ошибке, которая, не будучи определена и учтена, может привести к снижению производительности.
Поэтому в современной технике существует необходимость в методах калибровки каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи в системе связи TDD.
Сущность изобретения
Здесь предусмотрены методы калибровки каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи для учета различий в частотных характеристиках передающей и приемной цепей в точке доступа и на пользовательском терминале. После калибровки оценку канальной характеристики, полученную для одной линии связи, можно использовать для получения оценки канальной характеристики для другой линии связи. Это может упрощать оценку каналов и пространственную обработку.
В конкретном варианте осуществления предусмотрен способ калибровки каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи в системе беспроводной связи TDD с множественными входами и множественными выходами (MIMO). Согласно способу пилот-сигнал передают по каналу восходящей линии связи и используют его для вывода оценки характеристики канала восходящей линии связи. Пилот-сигнал также передают по каналу нисходящей линии связи и используют его для вывода оценки характеристики канала нисходящей линии связи. Затем определяют коэффициенты коррекции для точки доступа и коэффициенты коррекции для пользовательского терминала на основании оценок характеристик каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи. Точка доступа может применять свои коэффициенты коррекции на своей передающей стороне или на своей приемной стороне или на обеих, передающей и приемной, сторонах. Пользовательский терминал также может применять свои коэффициенты коррекции на своей передающей стороне или на своей приемной стороне или на обеих, передающей и приемной, сторонах. Характеристики калиброванных каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи являются приблизительно обратными величинами, когда в точке доступа применяют ее коэффициенты коррекции и в пользовательском терминале также применяют его коэффициенты коррекции. Коэффициенты коррекции можно определять с использованием вычисления отношения матриц или вычисления минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE) на оценках характеристик каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи, что описано ниже.
Калибровка может осуществляться в реальном времени на основании радиопередачи. Каждый пользовательский терминал в системе может осуществлять калибровку с одной или несколькими точками доступа для вывода своих коэффициентов коррекции. Аналогично, каждая точка доступа может осуществлять калибровку с одним или несколькими пользовательскими терминалами для вывода своих коэффициентов коррекции. Для системы мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM) калибровка может осуществляться для множество частотных поддиапазонов для получения коэффициентов коррекции для каждого частотного поддиапазона в множестве. Коэффициенты коррекции для других "некалиброванных" частотных поддиапазонов могут интерполироваться на основании коэффициентов коррекции, полученных для "калиброванных" частотных поддиапазонов.
Ниже более подробно описаны различные аспекты и варианты осуществления изобретения.
Краткое описание чертежей
Признаки, сущность и преимущества настоящего изобретения станут более понятны из подробного описания, приведенного ниже совместно с чертежами, снабженными сквозной системой обозначений.
Фиг.1 - схемы передающей и приемной цепей в точке доступа и на пользовательском терминале в системе MIMO.
Фиг.2A - схема применения коэффициентов коррекции на обеих, передающей и приемной, сторонах в точке доступа и на пользовательском терминале.
Фиг.2B - схема применения коэффициентов коррекции на передающей стороне как в точке доступа, так и на пользовательском терминале.
Фиг.2C - схема применения коэффициентов коррекции на приемной стороне как в точке доступа, так и на пользовательском терминале.
Фиг.3 - схема процесса калибровки характеристик каналов нисходящей и восходящей линий связи в системе MIMO-OFDM с TDD.
Фиг.4 - схема процесса вывода оценок векторов коррекции из оценок характеристик каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи.
Фиг.5 - блок-схема точки доступа и пользовательского терминала.
Фиг.6 - блок-схема пространственного процессора передачи (TX).
Подробное описание
Описанные здесь методы калибровки можно использовать для различных систем беспроводной связи. Кроме того, эти методы можно использовать для систем с одним входом и одним выходом (SISO), систем с множественными входами и одним выходом (MISO), систем с одним входом и множественными выходами (SIMO) и систем с множественными входами и с множественными выходами (MIMO).
В системе MIMO применяются множественные (NT) передающие антенны и множественные (NR) приемные антенны для передачи данных. Канал MIMO, образованный NT передающими и NR приемными антеннами, можно разложить на NS независимых каналов, причем NS≤min{NT, NR}. Каждый из NS независимых каналов также именуется пространственным каналом канала MIMO и соответствует пространственному измерению. Система MIMO может обеспечивать повышенную производительность (например, повышенную пропускную способность передачи) в случае использования дополнительных пространственных измерений, созданных множественными передающими и приемными антеннами. Для этого обычно требуется точная оценка характеристики канала между передатчиком и приемником.
На фиг.1 показана блок-схема передающей и приемной цепей в точке доступа 102 и на пользовательском терминале 104 в системе MIMO. Для этой системы нисходящая и восходящая линии связи совместно используют один и тот же частотный диапазон в режиме дуплексной связи с временным разделением каналов.
Для нисходящей линии связи, в точке доступа 102, символы (обозначенные как вектор x dn "передачи") обрабатываются передающей цепью 114 и передаются с Nap антенн 116 по беспроводному каналу. На пользовательском терминале 104 сигналы нисходящей линии связи принимаются Nut антеннами 152 и обрабатываются приемной цепью 154 для получения принятых символов (обозначенных как вектор r dn "приема"). Обработка в передающей цепи 114 обычно включает в себя цифроаналоговое преобразование, усиление, фильтрацию, преобразование с повышением частоты и т.д. Обработка в приемной цепи 154 обычно включает в себя преобразование с понижением частоты, усиление, фильтрацию, аналого-цифровое преобразование и т.д.
Для восходящей линии связи, на пользовательском терминале 104, символы (обозначенные как вектор передачи x up) обрабатываются передающей цепью 164 и передаются с Nut антенн 152 по беспроводному каналу. В точке доступа 102 сигналы восходящей линии связи принимаются Nap антеннами 116 и обрабатываются приемной цепью 124 для получения принятых символов (обозначенных как вектор приема r up).
Для нисходящей линии связи вектор приема на пользовательском терминале можно выразить в виде
Figure 00000001
Figure 00000002
Ур. (1)
где x dn - вектор передачи с Nap элементами для символов, передаваемых с Nap антенн в точке доступа;
r dn - вектор приема с Nut элементами для символов, принимаемых на Nut антеннах на пользовательском терминале;
T ap - диагональная матрица Nap×Nap с элементами для комплексных коэффициентов усиления, связанных с передающей цепью для Nap антенн в точке доступа;
R ut - диагональная матрица Nut×Nut с элементами для комплексных коэффициентов усиления, связанных с приемной цепью для Nut антенн на пользовательском терминале; и
H - матрица канальной характеристики Nut×Nap для нисходящей линии связи.
Характеристики передающей и приемной цепей и характеристика беспроводного канала обычно являются функцией частоты. Для простоты предполагаем, что характеристики являются плавно замирающими (т.е. плоскими частотными характеристиками).
Для восходящей линии связи вектор приема в точке доступа можно выразить в виде
Figure 00000003
Figure 00000004
Ур. (2)
где x up - вектор передачи для символов, передаваемых с Nut антенн на пользовательском терминале;
r up - вектор приема для символов, принимаемых на Nap антеннах в точке доступа;
T ut - диагональная матрица Nut×Nut с элементами для комплексных коэффициентов усиления, связанных с передающей цепью для Nut антенн на пользовательском терминале;
R ap - диагональная матрица Nap×Nap с элементами для комплексных коэффициентов усиления, связанных с приемной цепью для Nap антенн в точке доступа; и
H T - матрица канальной характеристики Nap×Nut для восходящей линии связи.
Для системы TDD, поскольку нисходящая и восходящая линии связи совместно используют один и тот же частотный диапазон, обычно существует высокая степень корреляции между характеристиками каналов нисходящей и восходящей линий связи. Таким образом, можно предположить, что матрицы характеристик каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи являются обратными (или транспонированными) по отношению друг к другу и обозначаются как H и H T соответственно, как показано в уравнениях (1) и (2). Однако характеристики передающей и приемной цепей в точке доступа обычно не равны характеристикам передающей и приемной цепей на пользовательском терминале. Различия приводят к следующему неравенству R ap H T T ut ≠ ( R ut HT ap)T.
Из уравнений (1) и (2) "эффективные" характеристики каналов нисходящей и восходящей линий связи, H dn и H up, которые включают в себя характеристики применимых передающей и приемной цепей, можно выразить в виде
Figure 00000005
и
Figure 00000006
Figure 00000007
Ур. (3)
Объединяя два уравнения в системе уравнений (3), можно получить следующее соотношение:
Figure 00000008
Figure 00000007
Ур. (4)
Преобразуя уравнение (4), получаем
Figure 00000009
или
Figure 00000010
Figure 00000004
Ур. (5)
где
Figure 00000011
и
Figure 00000012
. Уравнение (5) также можно выразить в виде
Figure 00000013
Figure 00000004
Ур. (6)
Левая сторона уравнения (6) представляет одну форму характеристики калиброванного канала восходящей линии связи, а правая сторона представляет транспонированный вид одной формы характеристики калиброванного канала нисходящей линии связи. Применение диагональных матриц, K ut и K ap, к эффективным характеристикам каналов нисходящей и восходящей линий связи, как показано в уравнении (6), позволяет выразить характеристики калиброванных каналов для нисходящей и восходящей линий связи в виде матриц, транспонированных относительно друг друга. Диагональная матрица K ap Nap×Nap для точки доступа - это отношение характеристики приемной цепи R ap к характеристике передающей цепи T ap (или
Figure 00000014
), где отношение вычисляется поэлементно. Аналогично, диагональная матрица K ut Nut×Nut для пользовательского терминала - это отношение характеристики приемной цепи R ut к характеристике передающей цепи T ut.
На фиг.2A показано применение матриц коррекции на обеих, передающей и приемной, сторонах в точке доступа и на пользовательском терминале для учета различий в передающей и приемной цепях в точке доступа и на пользовательском терминале. На нисходящей линии связи вектор передачи x dn сначала перемножается с матрицей K tap модулем 112. Обработка в передающей цепи 114 и приемной цепи 154 для нисходящей линии связи такая же, как показана на фиг.1. Выходной сигнал приемной цепи 154 перемножается с матрицей K rut модулем 156, который выдает вектор приема r dn для нисходящей линии связи. На восходящей линии связи вектор передачи x up сначала перемножается с матрицей K tut модулем 162. Обработка на передающей цепи 164 и приемной цепи 124 для восходящей линии связи такая же, как показана на фиг.1. Выходной сигнал приемной цепи 124 перемножается с матрицей K rap модулем 126, который выдает принятый вектор r up, для восходящей линии связи.
Характеристики калиброванных каналов нисходящей и восходящей линии связи с применением матриц коррекции в точке доступа и на пользовательском терминале согласно фиг.2A можно выразить в виде
Figure 00000015
и
Figure 00000016
Figure 00000017
Ур. (7)
Если
Figure 00000018
, то два уравнения в системе уравнений (7) можно объединить следующим образом:
Figure 00000019
Figure 00000017
Ур. (8)
Переставляя члены в уравнении (8), получаем:
Figure 00000020
Figure 00000007
Figure 00000021
Figure 00000022
Ур. (9)
Диагональные матрицы были поменяны местами в уравнении (9) с использованием свойства AB = BA для диагональных матриц A и В .
Уравнение (9) указывает, что характеристики калиброванных каналов нисходящей и восходящей линии связи можно получить, если выполняются следующие условия:
Figure 00000023
и
Figure 00000024
Figure 00000022
Ур. (10a)
Figure 00000025
Figure 00000022
Figure 00000024
Ур. (10b)
где a - произвольный комплексный коэффициент пропорциональности.
В целом, коэффициенты коррекции для точки доступа можно применять на передающей стороне и/или приемной стороне в точке доступа. Аналогично, коэффициенты коррекции для пользовательского терминала можно применять на передающей стороне и/или приемной стороне на пользовательском терминале. Для данной станции, которая может быть точкой доступа или пользовательским терминалом, матрицу коррекции для этой станции можно разложить на матрицу коррекции для передающей стороны и матрицу коррекции для приемной стороны. Матрица коррекции для одной стороны (которая может быть либо передающей, либо приемной стороной) может представлять собой единичную матрицу I либо произвольно выбранную матрицу. Тогда матрицу коррекции для другой стороны можно задать однозначно. Матрицы коррекции не обязаны непосредственно исправлять ошибки передающей и/или приемной цепи, которые обычно невозможно измерить.
В Таблице 1 приведены девять возможных конфигураций для применения коэффициентов коррекции в точке доступа и на пользовательском терминале. В конфигурации 1 коэффициенты коррекции применяются на обеих, передающей и приемной, сторонах в точке доступа, а также на обеих, передающей и приемной, сторонах на пользовательском терминале. В конфигурации 2 коэффициенты коррекции применяются только на передающей стороне как в точке доступа, так и на пользовательском терминале, где K tap= K ap, K rap= I , K tut= K ut и K rut= I . В конфигурации 3 коэффициенты коррекции применяются только на приемной стороне как в точке доступа, так и на пользовательском терминале, где
Figure 00000026
, K tap= I ,
Figure 00000027
и K tut= I . В Таблице 1 показаны и другие конфигурации.
Таблица 1
Конфигурация Точка доступа Пользовательский терминал
Передача Прием Передача Прием
1
Figure 00000028
Figure 00000029
Figure 00000030
Figure 00000031
2
Figure 00000032
Figure 00000033
Figure 00000034
Figure 00000035
3
Figure 00000036
Figure 00000037
Figure 00000038
Figure 00000039
4
Figure 00000040
Figure 00000041
Figure 00000042
Figure 00000043
5
Figure 00000044
Figure 00000045
Figure 00000046
Figure 00000047
6
Figure 00000048
Figure 00000049
Figure 00000050
Figure 00000051
7
Figure 00000052
Figure 00000053
Figure 00000054
Figure 00000055
8
Figure 00000056
Figure 00000057
Figure 00000058
Figure 00000059
9
Figure 00000060
Figure 00000061
Figure 00000062
Figure 00000063
На фиг.2B показано применение матриц коррекции K ap и K ut на передающих сторонах в конфигурации 2 для учета различий в передающей и приемной цепи в точке доступа и на пользовательском терминале. На нисходящей линии связи вектор передачи x dn сначала перемножается с матрицей коррекции K ap модулем 112. Последующая обработка в передающей цепи 114 и приемной цепи 154 для нисходящей линии связи такая же, как показана на фиг.1. На восходящей линии связи вектор передачи x up сначала перемножается с матрицей коррекции K ut модулем 162. Последующая обработка в передающей цепи 164 и приемной цепи 124 для восходящей линии связи такая же, как показана на фиг.1. Тогда характеристики калиброванных каналов нисходящей и восходящей линии связи, наблюдаемых на пользовательском терминале и в точке доступа соответственно, можно выразить в виде
Figure 00000064
и
Figure 00000065
Figure 00000024
Ур. (11)
На фиг.2C показано применение матриц коррекции
Figure 00000066
и
Figure 00000067
на приемных сторонах в конфигурации 3 для учета различий в передающей и приемной цепях в точке доступа и на пользовательском терминале. На нисходящей линии связи вектор передачи x dn обрабатывается передающей цепью 114 в точке доступа. Сигналы нисходящей линии связи обрабатываются приемной цепью 154 и дополнительно перемножаются с матрицей коррекции
Figure 00000068
модулем 156 на пользовательском терминале для получения вектора приема r dn. На восходящей линии связи вектор передачи x up обрабатывается передающей цепью 164 на пользовательском терминале. Сигналы восходящей линии связи обрабатываются приемной цепью 124 и дополнительно перемножаются с матрицей коррекции
Figure 00000066
модулем 126 в точке доступа для получения вектора приема r up. Тогда характеристики калиброванных каналов нисходящей и восходящей линии связи, наблюдаемых на пользовательском терминале и в точке доступа соответственно, можно выразить в виде
Figure 00000069
и
Figure 00000070
Figure 00000002
Ур. (12)
Согласно Таблице 1 матрицы коррекции включают в себя значения, позволяющие учитывать различия в передающих и приемных цепях в точке доступа и на пользовательском терминале. Это позволяет выразить канальную характеристику для одной линии связи через канальную характеристику для другой линии связи. Характеристики калиброванных каналов нисходящей и восходящей линии связи могут иметь различные формы в зависимости от того, применяются ли коэффициенты коррекции в точке доступа и на пользовательском терминале. Например, характеристики калиброванных каналов нисходящей и восходящей линии связи можно выразить, как показано в уравнениях (7), (11) и (12).
Калибровка может осуществляться для определения матриц K ap и K ut. Обычно истинная канальная характеристика H и характеристики передающей и приемной цепей неизвестны и не поддаются точному и простому определению. Зато можно оценить эффективные характеристики каналов нисходящей и восходящей линий связи, H dn и Н uр, на основании пилот-сигналов, передаваемых по нисходящей и восходящей линиям связи соответственно, что описано ниже. В этом случае матрицы коррекции
Figure 00000071
и
Figure 00000072
, являющиеся оценками "истинных" матриц K ap и K ut, можно получить на основании оценок характеристик каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи,
Figure 00000073
и
Figure 00000074
, что описано ниже. Матрицы
Figure 00000071
и
Figure 00000072
включают в себя коэффициенты коррекции, позволяющие учитывать различия в передающих и приемных цепях в точке доступа и на пользовательском терминале. Если передающая и приемная цепи калиброваны, оценку характеристики калиброванного канала, полученную для одной линии связи (например,
Figure 00000075
), можно использовать для определения оценки характеристики калиброванного канала для другой линии связи (например,
Figure 00000076
).
Описанные здесь методы калибровки также можно использовать для систем беспроводной связи, в которых используется OFDM. OFDM эффективно разделяет полный диапазон системы на некоторое количество (NF) ортогональных поддиапазонов, которые также называются тонами, поднесущими, элементами разрешения по частоте или подканалами. В OFDM каждый поддиапазон связан с соответствующей поднесущей, которую можно модулировать данными. Для системы MIMO, где используется OFDM (т.е. системы MIMO-OFDM), каждый поддиапазон каждого пространственного канала можно рассматривать как независимый канал связи.
Калибровка может осуществляться разными способами. Для ясности, конкретная схема калибровки описана ниже для системы MIMO-OFDM с TDD.
На фиг.3 показана логическая блок-схема варианта осуществления процесса 300 для калибровки характеристик каналов нисходящей и восходящей линий связи в системе MIMO-OFDM с TDD. Сначала пользовательский терминал получает хронирование и частоту точки доступа с использованием процедур захвата, определенных для системы (блок 310). Затем пользовательский терминал может послать сообщение для инициирования калибровки с помощью точки доступа, или же калибровку может инициировать точка доступа. Калибровка может осуществляться параллельно с регистрацией/аутентификации пользовательского терминала точкой доступа (например, при установлении вызова), а также может осуществляться всякий раз, когда это оправдано.
Калибровка может осуществляться для всех поддиапазонов, которые можно использовать для передачи данных (которые называются поддиапазонами "данных"). Поддиапазоны, не используемые для передачи данных (например, защитные поддиапазоны), обычно не нуждаются в калибровке. Однако, поскольку частотные характеристики передающей и приемной цепей в точке доступа и на пользовательском терминале обычно являются плоскими в большинстве поддиапазонов, представляющих интерес, и поскольку соседние поддиапазоны, скорее всего, коррелируют, калибровка может осуществляться только для подмножества поддиапазона данных. Если калибруются не все поддиапазоны данных, то поддиапазоны, подлежащие калибровке (которые называются "назначенные" поддиапазоны), можно сообщать на точку доступа (например, в сообщении, передаваемом для инициирования калибровки).
Для калибровки пользовательский терминал передает пилот-сигнал MIMO в назначенных поддиапазонах на точку доступа (блок 312). Генерация пилот-сигнала MIMO подробно описана ниже. Длительность передачи пилот-сигнала MIMO на восходящей линии связи может зависеть от количества назначенных поддиапазонов. Например, может быть достаточно 8 символов OFDM, если калибровка осуществляется для четырех поддиапазонов, и больше (например, 20) символов OFDM может потребоваться для большего количества поддиапазонов. Полная передаваемая мощность обычно фиксирована. Если пилот-сигнал MIMO передается в малом количестве поддиапазонов, то можно использовать более высокие значения передаваемой мощности для каждого из этих поддиапазонов, и SNR для каждого поддиапазона повышается. Напротив, если пилот-сигнал MIMO передается в большом количестве поддиапазонов, то можно использовать меньшие значения передаваемой мощности для каждого поддиапазона, и SNR для каждого поддиапазона снижается. Если SNR каждого поддиапазона недостаточно велик, то можно передавать больше символов OFDM для пилот-сигнала MIMO и суммировать их на приемнике для получения более высокого общего SNR для поддиапазона.
Точка доступа принимает пилот-сигнал MIMO восходящей линии связи и выводит оценку характеристики канала восходящей линии связи,
Figure 00000077
, для каждого из назначенных поддиапазонов, где k представляет индекс поддиапазона. Оценка канала на основании пилот-сигнала MIMO описана ниже. Оценки характеристик каналов восходящей линии связи квантуются и передаются на пользовательский терминал (блок 314). Элементы каждой матрицы
Figure 00000078
являются комплексными коэффициентами усиления каналов между Nut передающими и Nap приемными антеннами для восходящей линии связи в поддиапазоне k. Для получения нужного динамического диапазона коэффициенты усиления каналов для всех матриц можно масштабировать с конкретным масштабным коэффициентом, общим для всех назначенных поддиапазонов. Например, коэффициенты усиления каналов в каждой матрице
Figure 00000079
можно масштабировать обратно пропорционально самому большому коэффициенту усиления канала для всех матриц
Figure 00000080
в назначенных поддиапазонах, чтобы наибольший коэффициент усиления канала имел модуль, равный единице. Поскольку целью калибровки является нормирование коэффициента усиления/разности фаз между каналами нисходящей линии связи и восходящей линии связи, абсолютные коэффициенты усиления каналов не важны. Если в качестве коэффициентов усиления каналов используются 12-битовые комплексные значения (т.е. имеющие 12-битовые синфазные (I) и 12-битовые квадратурные (Q) составляющие), то оценки характеристик каналов нисходящей линии связи можно передавать на пользовательский терминал в 3·Nut·Nap·Nsb байтах, где "3" используется для 24 битов в целом, используемых для представления составляющих I и Q, и Nsb - это количество назначенных поддиапазонов.
Пользовательский терминал также принимает пилот-сигнал MIMO нисходящей линии связи, передаваемый точкой доступа (блок 316), и выводит оценку характеристики канала нисходящей линии связи,
Figure 00000081
, для каждого из назначенных поддиапазонов на основании принятого пилот-сигнала (блок 318). Затем пользовательский терминал определяет коэффициенты коррекции,
Figure 00000082
и
Figure 00000083
для каждого из назначенных поддиапазонов на основании оценок характеристик каналов восходящей линии связи и нисходящей линии связи,
Figure 00000084
и
Figure 00000085
(блок 320).
Для вывода коэффициентов коррекции характеристики каналов нисходящей и восходящей линий связи для каждого поддиапазона предполагаются обратными друг другу величинам, с коррекциями коэффициента усиления/фазы для учета различий в передающих и приемных цепях в точке доступа и на пользовательском терминале, следующим образом:
Figure 00000086
для k∈K,
Figure 00000087
Figure 00000017
Ур. (13)
где K представляет множество всех поддиапазонов данных. Поскольку в ходе калибровки для назначенных поддиапазонов доступны только оценки эффективных характеристик каналов нисходящей и восходящей линий связи, уравнение (13) можно переписать следующим образом:
для k∈K',
Figure 00000087
Figure 00000087
Ур. (14)
где K' представляет множество всех назначенных поддиапазонов. Вектор коррекции
Figure 00000089
можно задать так, чтобы он включал в себя Nut диагональных элементов
Figure 00000090
. Таким образом,
Figure 00000091
и
Figure 00000092
эквивалентны. Аналогично, вектор коррекции
Figure 00000093
можно задать так, чтобы он включал в себя Nap диагональных элементов
Figure 00000094
.
Figure 00000095
и
Figure 00000096
также эквивалентны.
Коэффициенты коррекции
Figure 00000097
и
Figure 00000098
можно выводить из канальных оценок
Figure 00000099
и
Figure 00000100
разными способами, в том числе путем вычисления отношения матриц и вычисления MMSE. Оба эти методы вычисления описаны более подробно ниже. Можно использовать и другие методы вычисления, что отвечает объему изобретения.
A. Вычисление отношения матриц
На фиг.4 показана логическая блок-схема варианта осуществления процесса 320a вывода векторов коррекции
Figure 00000101
и
Figure 00000102
из оценок характеристик каналов восходящей линии связи и нисходящей линии связи
Figure 00000103
и
Figure 00000104
с использованием вычисления отношения матриц. Процесс 320a можно использовать в блоке 320 на фиг.3.
Первоначальн, матрица C (k) Nut×Nap вычисляется для каждого назначенного поддиапазона (блок 412) следующим образом:
Figure 00000105
для k∈K',
Figure 00000024
Ур. (15)
где отношение берется поэлементно. Таким образом, каждый элемент C (k) можно вычислять следующим образом:
Figure 00000106
для i=1,…, Nut и j=1,…, Nap, Ур. (16)
где
Figure 00000107
и
Figure 00000108
- это (i, j)-й элемент (строка, столбец) матрицы
Figure 00000109
и
Figure 00000110
, соответственно и c i,j(k) - это (i, j)-й элемент матрицы C (k).
Согласно варианту осуществления вектор коррекции для точки доступа,
Figure 00000111
, задан равным среднему нормированных строк C (k) и выводится блоком 420. Каждая строка C (k) сначала нормируется путем масштабирования каждого из Nap элементов строки с первым элементом строки (блок 422). Таким образом, если
Figure 00000112
- это i-я строка матрицы C (k), то нормированную строку
Figure 00000113
можно выразить в виде
Figure 00000114
Figure 00000087
Ур. (17)
Среднее нормированных строк затем определяется как сумма Nut нормированных строк, деленная на Nut (блок 424). Вектор коррекции
Figure 00000115
задается равным этому среднему (блок 426), что можно выразить в виде
Figure 00000116
для k∈K'.
Figure 00000022
Figure 00000007
Ур. (18)
Вследствие нормирования первый элемент
Figure 00000117
равен единице.
Согласно варианту осуществления вектор коррекции для пользовательского терминала,
Figure 00000118
, задан равным среднему обратных величин нормированных столбцов матрицы C (k) и выводится блоком 430. Сначала j-й столбец матрицы C (k) нормируется путем масштабирования каждого элемента столбца с j-м элементом вектора
Figure 00000119
, который обозначается как K up,j,,j(k) (блок 432). Таким образом, если
Figure 00000120
- это j-й столбец матрицы C (k), то нормированный столбец
Figure 00000121
можно выразить в виде
Figure 00000122
Ур. (19)
Тогда среднее обратных величин нормированных столбцов определяется как сумма обратных величин Nap нормированных столбцов, деленная на Nap (блок 434). Вектор коррекции
Figure 00000123
задается равным этому среднему (блок 436), что можно выразить в виде
Figure 00000124
для k∈K',
Figure 00000125
Ур. (20)
где обращение нормированных столбцов,
Figure 00000121
осуществляется поэлементно.
B. Вычисление MMSE
Для вычисления MMSE коэффициенты коррекции
Figure 00000126
и
Figure 00000127
выводятся из оценок характеристик каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи
Figure 00000128
и
Figure 00000129
, для которых среднеквадратическая ошибка (MSE) между характеристикой калиброванного канала нисходящей линии связи и характеристикой калиброванного канала восходящей линии связи минимальна. Это условие можно выразить в виде
Figure 00000130
для k∈K,
Figure 00000017
Ур. (21)
что также можно записать в виде
Figure 00000131
для k∈K,
где
Figure 00000132
, поскольку
Figure 00000133
- это диагональная матрица.
На уравнение (21) накладывается ограничение, согласно которому первый элемент матрицы
Figure 00000134
задан равным единице, или K ap,0,0(k)=1. Без этого ограничения имело бы место тривиальное решение, в котором все элементы матриц
Figure 00000135
и
Figure 00000136
равны нулю. В уравнении (21) сначала получается матрица Y (k) как
Figure 00000137
. Затем получается квадрат абсолютного значения для каждого из Nap·Nut элементов матрицы Y (k). Тогда среднеквадратическая ошибка (или квадратическая ошибка, поскольку деление Nap·Nut опущено) равна сумме всех Nap·Nut значений квадратов.
Вычисление MMSE осуществляется для каждого назначенного поддиапазона для получения коэффициентов коррекции
Figure 00000138
и
Figure 00000139
для этого поддиапазона. Вычисление MMSE для одного поддиапазона описано ниже. Для простоты индекс k поддиапазона опущен в нижеследующем описании. Также для простоты элементы оценки характеристики канала нисходящей линии связи
Figure 00000140
обозначены как {a ij}, элементы оценки характеристики канала восходящей линии связи
Figure 00000141
обозначены как {b ij}, диагональные элементы матрицы
Figure 00000142
обозначены как {u i} и диагональные элементы матрицы
Figure 00000143
обозначены как {v j}, где i=1,…,Nap и j=1,…, Nut.
Среднеквадратическую ошибку можно выразить из уравнения (21) следующим образом:
Figure 00000144
Figure 00000002
Ур. (22)
опять же с ограничением u 1=1. Минимальную среднеквадратическую ошибку можно получить, взяв частные производные уравнения (22) по u и v и задав частные производные равными нулю. Результатом этих операций являются следующие системы уравнений:
Figure 00000145
для i=2,…,Nap и
Figure 00000017
Ур. (23a)
Figure 00000146
для j=1,…, Nut.
Figure 00000017
Ур. (23b)
В уравнении (23a), u 1=1, поэтому в данном случае частные производные отсутствуют, и индекс i принимает значения от 2 до Nap.
Систему (Nap+Nut-1) уравнений в системах уравнений (23a) и (23b) удобнее выразить в матричном виде следующим образом:
Figure 00000147
Figure 00000148
Ур. (24)
где
Figure 00000149
Figure 00000150
Матрица A включает в себя (Nap+Nut-1) строк, причем первые Nap-1 строк соответствуют Nap-1 уравнениям из системы уравнений (23a) и последние Nut строк соответствуют Nut уравнениям из системы уравнений (23b). В частности, первая строка матрицы A получается из системы уравнений (23a) с i=2, вторая строка получается с i=3 и т.д. Nap-я строка матрицы A получается из системы уравнений (23b) с j=1 и т.д. и последняя строка получается с j=Nut. Как показано выше, элементы матрицы A и элементы вектора z можно получить на основании элементов матриц
Figure 00000151
и
Figure 00000152
.
Матрица A включает в себя (Nap+Nut-1) строк, причем первые Nap-1 строк соответствуют Nap-1 уравнениям из системы уравнений (23a) и последние Nut строк соответствуют Nut уравнениям из системы уравнения (23b). В частности, первая строка матрицы A получается из системы уравнений (23a) с i=2, вторая строка получается с i=3 и т.д. Nap-я строка матрицы A получается из системы уравнений (23b) с j=1 и т.д. и последняя строка получается с j=Nut. Как показано выше, элементы матрицы A и элементы вектора z можно получить на основании элементов матриц
Figure 00000151
и
Figure 00000152
.
Коэффициенты коррекции входят в вектор у , который можно получить как
Figure 00000153
Figure 00000148
Ур. (25)
Результатами вычисления MMSE являются матрицы коррекции
Figure 00000154
и
Figure 00000155
, которые минимизируют среднеквадратическую ошибку в характеристиках калиброванных каналов нисходящей и восходящей линии связи, как показано в уравнении (21). Поскольку матрицы
Figure 00000156
и
Figure 00000157
получаются на основании оценок характеристик каналов нисходящей линии связи и восходящей линии связи,
Figure 00000158
и
Figure 00000159
, качество матриц коррекции
Figure 00000160
и
Figure 00000161
зависит от качества канальных оценок
Figure 00000162
и
Figure 00000163
. Пилот-сигнал MIMO можно усреднять на приемнике для получения более точных оценок для
Figure 00000164
и
Figure 00000165
.
Матрицы коррекции,
Figure 00000166
и
Figure 00000167
, полученные на основании вычисления MMSE, в целом лучше, чем матрицы коррекции, полученные на основании вычисления отношения матриц, особенно когда некоторые коэффициенты усиления каналов малы и шум измерения может сильно снижать коэффициенты усиления каналов.
C. Последующее вычисление
Независимо от конкретного метода вычисления, выбранного для использования, по завершении вычисления матриц коррекции пользовательский терминал передает на точку доступа векторы коррекции для точки доступа,
Figure 00000168
, для всех назначенных поддиапазонов. Если 12-битовые комплексные значения используются для каждого коэффициента коррекции в
Figure 00000169
, то векторы коррекции
Figure 00000170
для всех назначенных поддиапазонов можно передавать на точку доступа в 3·(Nap-1)·Nsb - байтах, где "3" используется для 24 битов в целом, используемых для представления составляющих I и Q, (Nap-1) получается потому, что первый элемент каждого вектора
Figure 00000171
равен единице и потому не подлежит передаче, и Nsb - это количество назначенных поддиапазонов. Если первый элемент задан равным 29-1=+511, то имеется запас в 12 дБ (поскольку максимальное положительное знаковое 12-битовое значение равно 211-1=+2047), который позволяет компенсировать рассогласование по коэффициенту усиления до 12 дБ между нисходящей и восходящей линиями связи с помощью 12-битовых значений. Если нисходящая и восходящая линии связи согласованы в пределах 12 дБ и первый элемент нормирован к значению 511, то другие элементы не должны превышать 511·4=2044 по абсолютной величине и могут быть представлены 12 битами.
Для каждого назначенного поддиапазона получается пара векторов коррекции
Figure 00000172
и
Figure 00000173
. Калибровка может осуществляться не для всех поддиапазонов данных. Например, калибровка может осуществляться для каждого n-го поддиапазона, где n можно определить по ожидаемым характеристикам передающей и приемной цепей (например, n может быть равно 2, 4, 8, 16, и т.д.). Калибровка также может осуществляться для неоднородно распределенных поддиапазонов. Например, поскольку на границах полосы пропускания фильтра может наблюдаться спад, который может приводить к дополнительному рассогласованию между передающей и приемной цепями, можно калибровать больше поддиапазонов вблизи границ полосы. В целом, можно калибровать любое количество поддиапазонов с любым распределением, что отвечает объему изобретения.
Если калибровка осуществляется не для всех поддиапазонов данных, то коэффициенты коррекции для "некалиброванных" поддиапазонов можно получить путем интерполяции коэффициентов коррекции, полученных для назначенных поддиапазонов. Точка доступа может осуществлять интерполяцию на
Figure 00000174
, для k∈K', для получения векторов коррекции
Figure 00000175
, для k∈K. Аналогично, пользовательский терминал может осуществлять интерполяцию на
Figure 00000176
, для k∈K', для получения векторов коррекции
Figure 00000177
, для k∈K.
После этого точка доступа и пользовательский терминал используют свои соответствующие векторы коррекции
Figure 00000178
и
Figure 00000179
или соответствующие матрицы коррекции
Figure 00000180
и
Figure 00000181
, для k∈K. Точка доступа может выводить матрицу коррекции
Figure 00000182
для своей передающей стороны и матрицу коррекции
Figure 00000183
для своей приемной стороны на основании своей матрицы коррекции
Figure 00000184
и с ограничением, показанным в уравнении (10a). Аналогично, пользовательский терминал может выводить матрицу коррекции
Figure 00000185
для своей передающей стороны и матрицу коррекции
Figure 00000186
для своей приемной стороны на основании своей матрицы коррекции
Figure 00000187
и с ограничением, показанным в уравнении (10b).
Матрицу коррекции
Figure 00000188
и матрицу коррекции
Figure 00000189
можно разложить на две матрицы для увеличения динамического диапазона, уменьшения ошибки квантования, учета ограничений передающей и приемной цепей и т.д. При наличии известного дисбаланса на передающей стороне, можно попытаться устранить этот дисбаланс с помощью матрицы коррекции на передающей стороне. Например, если одна антенна имеет более слабый усилитель мощности, то передаваемую мощность антенны с более сильным усилителем мощности можно снизить, применяя соответствующую матрицу коррекции на передающей стороне. Однако работа передающей стороны на пониженном уровне мощности приводит к потере производительности. Поэтому регулировку можно производить на приемной стороне, чтобы компенсировать известный дисбаланс передачи. Если передающая и приемная цепи имеют меньшие коэффициенты усиления для данной антенны, например, вследствие меньшего коэффициента усиления антенны, то калибровка не дает никакой регулировки для этой антенны, поскольку приемная и передающая стороны согласованы.
Вышеописанная схема калибровки, позволяющая получить вектор коэффициентов коррекции как для точки доступа, так и для пользовательского терминала, дает возможность вывести "совместимые" векторы коррекции для точки доступа при осуществлении калибровки разными пользовательскими терминалами. Если точка доступа уже откалибрована (например, одним или несколькими другими пользовательскими терминалами), то текущие векторы коррекции можно обновить вновь выведенными векторами коррекции.
Например, если два пользовательских терминала одновременно осуществляют процедуру калибровки, то результаты калибровки от этих пользовательских терминалов можно усреднить для повышения производительности. Однако калибровка обычно осуществляется каждый раз для одного пользовательского терминала. При этом второй пользовательский терминал наблюдает нисходящую линию связи с уже примененным вектором коррекции для первого пользовательского терминала. В этом случае произведение второго вектора коррекции и старого вектора коррекции можно использовать в качестве нового вектора коррекции или можно также использовать "взвешенное усреднение" (описанное ниже). Точка доступа обычно использует один вектор коррекции для всех пользовательских терминалов, а не разные для разных пользовательских терминалов (хотя это тоже можно реализовать). Обновления от множественных пользовательских терминалов или последовательные обновления от одного пользовательского терминала можно обрабатывать одинаково. Обновленные векторы можно непосредственно применять (посредством операции умножения). Альтернативно, если некоторое усреднение желательно для снижения шума измерения, то можно использовать взвешенное усреднение, что описано ниже.
Если точка доступа использует векторы коррекции
Figure 00000190
для передачи пилот-сигнал MIMO, из которого пользовательский терминал определяет новые векторы коррекции
Figure 00000191
, то обновленные векторы коррекции
Figure 00000192
получаются перемножением текущего и нового векторов коррекции. Векторы коррекции
Figure 00000193
и
Figure 00000194
могут выводиться одним и тем же или разными пользовательскими терминалами. Согласно одному варианту осуществления обновленные векторы коррекции задаются как
Figure 00000195
, где умножение осуществляется поэлементно. В другом варианте осуществления обновленные векторы коррекции задаются как
Figure 00000196
, где α - это коэффициент, используемый для осуществления взвешенного усреднения (например, 0<α<1). Если калибровка обновляется не часто, то наилучшим будет значение α, близкое к единице. Если калибровка обновляется часто, но с шумом, то лучше применять меньшее значение α. Точка доступа может использовать обновленные векторы коррекции
Figure 00000197
, пока они вновь не обновятся.
Как показано в уравнениях (10a) и (10b), коэффициенты коррекции для данной станции (которая может быть точкой доступа или пользовательским терминалом) учитывают характеристики передающей и приемной цепи на этой станции. Точка доступа может осуществлять калибровку с помощью первого пользовательского терминала для вывода своих коэффициентов коррекции и затем использовать эти коэффициенты коррекции для связи со вторым пользовательским терминалом без необходимости осуществлять калибровку с помощью второго пользовательского терминала. Аналогично, пользовательский терминал может осуществлять калибровку с помощью первой точки доступа для вывода своих коэффициентов коррекции и затем использовать эти коэффициенты коррекции для связи со второй точкой доступа без необходимости осуществлять калибровку с помощью второй точки доступа. Это позволяет снизить служебную нагрузку калибровки для точки доступа, которая осуществляет связь с множественными пользовательскими терминалами, и для пользовательского терминала, который осуществляет связь с множественными точками доступа, поскольку калибровка не требуется для каждой пары станций, осуществляющих связь друг с другом.
В вышеприведенном описании векторы коррекции
Figure 00000198
и
Figure 00000199
, для k∈K', выводятся пользовательским терминалом, и векторы
Figure 00000200
передаются обратно на точку доступа. Преимущество этой схемы состоит в распределении обработки калибровки между пользовательскими терминалами системы множественного доступа. Однако векторы коррекции
Figure 00000201
и
Figure 00000202
также может выводить точка доступа, которая будет передавать векторы
Figure 00000203
обратно на пользовательский терминал, что отвечает объему изобретения.
Вышеописанная схема калибровки позволяет каждому пользовательскому терминалу калибровать свои передающую и приемную цепи в реальном времени посредством радиопередачи. Это позволяет пользовательским терминалам с разными частотными характеристиками достигать высокой производительности без необходимости в жестких технических условиях на частотную характеристику или в осуществлении калибровки в заводских условиях. Точку доступа можно калибровать посредством множественных пользовательских терминалов для обеспечения повышенной точности.
D. Соображения относительно коэффициента усиления
Калибровка может осуществляться на основании "нормализованных" коэффициентов усиления для каналов нисходящей и восходящей линий связи, т.е. коэффициентов усиления, заданных относительно уровня шума на приемнике. Использование нормированных коэффициентов усиления позволяет получать параметры линии связи (например, коэффициенты усиления канала и SNR для каждого пространственного канала) на основании измерений коэффициента усиления для другой линии связи, после калибровки нисходящей и восходящей линий связи.
Точка доступа и пользовательский терминал могут первоначально сбалансировать входные уровни своих приемников таким образом, чтобы уровни шума на приемных трактах точки доступа и пользовательского терминала были примерно одинаковыми. Балансировку можно производить путем оценивания уровня шума, например путем отыскания участка принятого кадра TDD (который является единицей передачи по нисходящей линии связи/восходящей линии связи), который имеет минимальную среднюю мощность в течение определенного промежутка времени (например, одного или двух периодов символа). В общем случае, время непосредственно перед началом каждого кадра TDD свободно от передач, поскольку любые данные восходящей линии связи должны приниматься точкой доступа, и затем необходимо время реверсирования направления приема/передачи до того, как точка доступа начнет передавать по нисходящей линии связи. В зависимости от условий помех уровень шума можно определить на основании количества кадров TDD. Затем характеристики каналов нисходящей и восходящей линий связи измеряются относительно этого уровня шума. В частности, можно сначала получить коэффициент усиления канала для данного поддиапазона данной пары передающей и приемной антенн, например, как отношение принятого символа пилот-сигнала к переданному символу пилот-сигнала для этого поддиапазона этой пары передающей и приемной антенн. Тогда нормированный коэффициент усиления равен измеренному коэффициенту усиления, деленному на уровень шума.
Большое различие в нормированных коэффициентах усиления для точки доступа и нормированных коэффициентах усиления для пользовательского терминала могут привести к тому, что коэффициенты коррекции для пользовательского терминала будут сильно отличаться от единицы. Коэффициенты коррекции для точки доступа близки к единице, поскольку первый элемент матрицы
Figure 00000204
задан равным 1.
Если коэффициенты коррекции для пользовательского терминала сильно отличаются от единицы, то пользовательский терминал может оказаться неспособен применить вычисленные коэффициенты коррекции. Дело в том, что пользовательский терминал имеет ограничение на свою максимальную передаваемую мощность и может оказаться неспособен увеличить свою передаваемую мощность в соответствии с большими коэффициентами коррекции. Кроме того, снижение передаваемой мощности в соответствии с малыми коэффициентами коррекции обычно нежелательно, поскольку это может привести к снижению достижимой скорости передачи данных.
Таким образом, пользовательский терминал может передавать с использованием масштабированной версии вычисленных коэффициентов коррекции. Масштабные коэффициенты калибровки можно получить путем масштабирования вычисленных коэффициентов коррекции с конкретным значением масштабирования, которое можно задать равным дельте коэффициента усиления (разности или отношению) между характеристиками каналов нисходящей и восходящей линий связи. Эту дельту коэффициента усиления можно вычислить как среднее различий (или дельт) между нормированными коэффициентами усиления для нисходящей и восходящей линий связи. Значение масштабирования (или дельта коэффициента усиления), используемое для коэффициентов коррекции для пользовательского терминала, можно передавать на точку доступа совместно с вычисленными коэффициентами коррекции для точки доступа.
С помощью коэффициентов коррекции и значения масштабирования или дельты коэффициента усиления параметры канала нисходящей линии связи можно определить из измеренной характеристики канала восходящей линии связи и наоборот. Если уровень шума на точке доступа или на пользовательском терминале меняется, то дельту коэффициента усиления можно обновить и обновленную дельту коэффициента усиления можно передать в сообщении на другую сущность.
Согласно вышеприведенному описанию калибровка приводит к созданию двух множеств (векторов или матриц) коэффициентов коррекции для каждого поддиапазона, причем одно множество,
Figure 00000205
, используется точкой доступа, а другое множество,
Figure 00000206
, используется пользовательским терминалом. Точка доступа может применять свои коэффициенты коррекции
Figure 00000207
на передающей стороне и/или приемной стороне, как описано выше. Пользовательский терминал также может применять свои коэффициенты коррекции
Figure 00000208
на передающей стороне и/или приемной стороне. В целом, калибровка осуществляется так, чтобы характеристики калиброванных каналов нисходящей и восходящей линии связи были взаимно обратными величинами, независимо от того, где применяются коэффициенты коррекции.
2. Пилот-сигнал MIMO
Для калибровки пилот-сигнал MIMO передается по восходящей линии связи пользовательским терминалом, чтобы точка доступа могла оценить характеристику канала восходящей линии связи, и пилот-сигнал MIMO передается по нисходящей линии связи точкой доступа, чтобы пользовательский терминал мог оценить характеристику канала нисходящей линии связи. Пилот-сигнал MIMO - это пилот-сигнал, состоящий из NT передач пилот-сигнала, передаваемых с NT передающих антенн, причем передача пилот-сигнала с каждой передающей антенны может быть идентифицирована принимающей станцией. Пилот-сигнал MIMO можно генерировать и передавать разными способами. Для нисходящей и восходящей линий связи можно использовать один и тот же или разные пилот-сигналы MIMO. В любом случае, пилот-сигналы MIMO, используемые для нисходящей и восходящей линий связи, известны как на точке доступа, так и на пользовательском терминале.
Согласно варианту осуществления пилот-сигнал MIMO содержит конкретный символ OFDM (обозначаемый "P"), который передается для каждой из NT передающих антенн, где NT=Nap для нисходящей линии связи и NT=Nut для восходящей линии связи. Для каждой передающей антенны один и тот же символ OFDM P передается в течение каждого периода символа, назначенного для передачи пилот-сигнала MIMO. Однако символы OFDM P для каждой антенны покрываются разными N-чиповыми последовательностями Уолша, назначенными для этой антенны, где N≥Nap для нисходящей линии связи и N≥Nut для восходящей линии связи. Покрытие Уолша поддерживает ортогональность между NT передающими антеннами и позволяет приемнику отличать передающие антенны друг от друга.
Символ OFDM P включает в себя дин символ модуляции для каждого из Nsb назначенных поддиапазонов. Таким образом, символ OFDM P содержит конкретное "слово" из Nsb символов модуляции, которое может быть выбрано для облегчения оценки канала приемником. Это слово также может быть задано для минимизации отношение пикового значения к среднему в переданном пилот-сигнале MIMO. Это позволяет уменьшать величину искажения и нелинейности, возникающих в передающей и приемной цепях, что, в свою очередь, может приводить к повышению точности оценки канала.
Для ясности, ниже описан конкретный пилот-сигнал MIMO для конкретной системы MIMO-OFDM. Для этой системы точка доступа и пользовательский терминал имеют по четыре передающих/приемных антенны. Диапазон системы делится на 64 ортогональных поддиапазона, т.е. NF=64, которым присвоены индексы от +31 до -32. Из этих 64 поддиапазонов 48 поддиапазонов (например, с индексами ±{1,…, 6, 8,…, 20, 22,…, 26}) используются для данных, 4 поддиапазона (например, с индексами ±{7, 21}) используются для пилот-сигнала и, возможно, сигнализации, остальные поддиапазоны также не используются и служат защитными поддиапазонами. Эта структура поддиапазонов OFDM более подробно описана в документе по стандарту 802.11a IEEE, озаглавленном "Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications: High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band," сентябрь 1999 г., доступном широкой публике.
Символ OFDM P включает в себя множество из 52 символов модуляции QPSK для 48 поддиапазонов данных и 4 поддиапазонов канала пилот-сигнала. Этот символ OFDM P можно задать следующим образом:
Figure 00000209
где g - коэффициент усиления пилот-сигнала. Значения в скобках {} заданы для индексов поддиапазона от -32 до -1 (для первой строки) и от 0 до +31 (для второй строки). Таким образом, первая строка для P(real) и P(imag) указывает, что символ (-1-j) передается в поддиапазоне -26, символ (-1+j) передается в поддиапазоне -25 и т.д. Вторая строка P(real) и P(imag) указывает, что символ (1-j) передается в поддиапазоне 1, символ (-1-j) передается в поддиапазоне 2 и т.д. Для пилот-сигнала MIMO можно использовать и другие символы OFDM.
Согласно варианту осуществления четырем передающим антеннам присвоены последовательности Уолша W1=1111, W2=1010, W3=1100 и W4=1001 для пилот-сигнала MIMO. Для данной последовательности Уолша значение "1" указывает, что передается символ OFDM P, и значение "0" указывает, что передается символ OFDM -P (т.е. каждый из 52 символов модуляции в P инвертирован).
В Таблице 2 приведены символы OFDM, передаваемые с каждой из четырех передающих антенн, для передачи пилот-сигнала MIMO, которая занимает четыре периода символа, т.е. Nps=4.
Таблица 2
Символ OFDM Антенна 1 Антенна 2 Антенна 3 Антенна 4
1 +P +P +P +P
2 +P -P +P -P
3 +P +P -P -P
4 +P -P -P +P
Для более продолжительной передачи пилот-сигнала MIMO последовательность Уолша для каждой передающей антенны просто повторяется. Для этого множества последовательностей Уолша передача пилот-сигнала MIMO осуществляется в течение интервала времени, составляющего целое кратное четырех периодов символа, для обеспечения ортогональности между четырьмя передающими антеннами.
Приемник может выводить оценку канальной характеристики на основании принятого пилот-сигнала MIMO, осуществляя комплементарную обработку. В частности, для покрытия пилот-сигнала, передаваемого с передающей антенны i и принимаемого в приемной антенне j, пилот-сигнал, принимаемый в приемной антенне j, сначала обрабатывается с помощью последовательности Уолша, назначенной передающей антенне i, комплементарно покрытию Уолша, осуществляемому в передатчике. Затем символы OFDM со снятым покрытием для всех Nps периодов символа для пилот-сигнала MIMO, причем накопление осуществляется индивидуально для каждого из 52 поддиапазонов, используемых для передачи пилот-сигнала MIMO. Результат накопления обозначается
Figure 00000210
, для k=±1,…, 26, что является оценкой эффективной характеристики канала от передающей антенны i к приемной антенне j, включающей в себя характеристики передающей и приемной цепей, для 52 поддиапазонов данных и канала пилот-сигнала.
Такая же обработка может осуществляться для восстановления пилот-сигнала с каждой передающей антенны на каждой приемной антенне. Обработка пилот-сигнала обеспечивает Nap·Nut значений, которые являются элементами оценки эффективной канальной характеристики,
Figure 00000211
или
Figure 00000212
, для каждого из 52 поддиапазонов.
Согласно другому варианту осуществления для пилот-сигнала MIMO используется матрица Фурье F. Матрица Фурье может быть квадратной матрицей любого размера, например 3×3, 4×4, 5×5 и т.д. Элементы матриц Фурье N×N можно выразить в виде
Figure 00000213
для n=1,…, N и m=1,…, N.
Каждой передающей антенне присвоен один столбец матрицы F . Элементы присвоенного столбца используются для умножения символов пилот-сигнала в разных интервалах времени, по аналогии с элементами последовательности Уолша. В общем случае, для умножения символов пилот-сигнала для пилот-сигнала MIMO можно использовать любую ортонормированную матрицу, элементы которой имеют единичный модуль.
Согласно еще одному варианту осуществления, применимому к системе MIMO-OFDM, поддиапазоны, доступные для передачи, делятся на NT непрерывающихся или непересекающихся подмножеств. Для каждой передающей антенны символы пилот-сигнала передаются в одном подмножестве поддиапазонов в каждом интервале времени. Каждая передающая антенна имеет цикл по NT подмножествам в NT интервалах времени, который соответствует длительности пилот-сигнала MIMO. Пилот-сигнал MIMO также может передаваться по-другому.
Независимо от режима передачи пилот-сигнала MIMO оценка канала может осуществляться как на точке доступа, так и на пользовательском терминале в ходе калибровки для получения эффективной оценки характеристики канала восходящей линии связи
Figure 00000214
и эффективной оценки характеристики канала нисходящей линии связи
Figure 00000215
соответственно, которые затем используются для вывода коэффициентов коррекции, как описано выше.
3. Пространственная обработка
Корреляцию между характеристиками каналов нисходящей и восходящей линий связи можно использовать для упрощения оценки канала и пространственной обработки в точке доступа и на пользовательском терминале для системы MIMO с TDD и системы MIMO-OFDM с TDD. Это упрощение возможно после осуществления калибровки с учетом различий в передающих и приемных цепях. Как отмечено выше, характеристики калиброванных каналов таковы:
Figure 00000216
для нисходящей линии связи и
Ур. (26a)
Figure 00000217
для восходящей линии связи.
Ур. (26b)
Аппроксимация последнего равенства в уравнении (26b) обусловлена использованием оценок фактических коэффициентов коррекции.
Матрицу канальной характеристики H (k) для каждого поддиапазона можно "диагонализировать" для получения NS собственных мод для этого поддиапазона. Собственные моды можно рассматривать как ортогональные пространственные каналы. Этой диагонализации можно добиться, осуществляя либо разложение по особым значениям матрицы канальной характеристики H (k), либо разложение по собственным значениям корреляционной матрицы для H (k), т.е. R (k)= Н H(k) Н (k).
Разложение по особым значениям матрицы характеристик калиброванных каналов восходящей линии связи, H cup(k), можно выразить в виде
Figure 00000218
для k∈K,
Figure 00000007
Ур. (27)
где U ap(k) - унитарная матрица Nut×Nut левых собственных векторов матрицы H cup(k);
Σ (k) - диагональная матрица Nut×Nap собственных значений матрицы H cup(k) и
V ut(k) - унитарная матрица Nap×Nap правых собственных векторов матрицы H cup(k).
Унитарная матрица M характеризуется свойством М H М = I . Соответственно разложение по особым значениям матрицы характеристик калиброванных каналов нисходящей линии связи, H cdn(k), можно выразить в виде
Figure 00000219
для k∈K.
Figure 00000220
Ур. (28)
Таким образом, матрицы
Figure 00000221
и
Figure 00000222
также являются матрицами левых и правых собственных векторов соответственно матрицы H cdn(k), где "*" обозначает комплексное сопряжение. Матрицы V ut(k),
Figure 00000223
,
Figure 00000224
и
Figure 00000225
представляют собой разные формы матрицы V ut(k), и матрицы U ap(k),
Figure 00000226
,
Figure 00000227
и
Figure 00000228
также представляют собой разные формы матрицы U ap(k). Для простоты, говоря о матрицах U ap(k) и V ut(k) в нижеследующем описании, мы также будем подразумевать их различные формы. Матрицы U ap(k) и V ut(k) используются точкой доступа и пользовательским терминалом соответственно для пространственной обработки и обозначены как таковые своими нижними индексами.
Разложение по особым значениям более подробно описано в книге Гилберта Стрэнга (Gilbert Strang) под названием "Linear Algebra and Its Applications", Second Edition, Academic Press, 1980, которая включена сюда посредством ссылки.
Пользовательский терминал может оценить характеристику калиброванного канала нисходящей линии связи на основании пилот-сигнала MIMO, переданного точкой доступа. Затем пользовательский терминал может произвести разложение по особым значениям оценки характеристики калиброванного канала нисходящей линии связи
Figure 00000229
, для k∈K, для получения диагональных матриц
Figure 00000230
и матриц
Figure 00000231
левых собственных векторов матрицы
Figure 00000232
, для k∈K. Это разложение по особым значениям можно задать как
Figure 00000233
, где крышечка ("^") над каждой матрицей указывает, что это оценка фактической матрицы.
Аналогично, точка доступа может оценить характеристику калиброванного канала восходящей линии связи на основании пилот-сигнала MIMO, переданного пользовательским терминалом. Затем точка доступа может произвести разложение по особым значениям оценки характеристики калиброванного канала восходящей линии связи
Figure 00000234
для k∈K, для получения диагональных матриц
Figure 00000235
и матриц
Figure 00000236
левых собственных векторов матрицы
Figure 00000237
, для k∈K. Это разложение по особым значениям можно задать как
Figure 00000238
.
Благодаря обратному каналу и калибровке разложение по особым значениям должно осуществляться либо на пользовательском терминале, либо на точке доступа, для получения обеих матриц
Figure 00000239
и
Figure 00000240
. Если оно осуществляется пользовательским терминалом, то матрицы
Figure 00000241
используются для пространственной обработки на пользовательском терминале и матрицы
Figure 00000242
могут поступать обратно на точку доступа.
Точка доступа также может получать матрицы
Figure 00000243
и
Figure 00000244
на основании обратной ссылки, передаваемой пользовательским терминалом. Аналогично, пользовательский терминал также может получать матрицы
Figure 00000245
и
Figure 00000246
на основании обратной ссылки, передаваемой точкой доступа. Обратная ссылка подробно описана в совместно присвоенной патентной заявке США № 10/693419 под названием "MIMO WLAN System", поданной 23 октября 2003 г.
Матрицы
Figure 00000247
и
Figure 00000248
можно использовать для передачи независимых потоков данных на Ns собственных модах канала MIMO, где NS≤min{Nap,Nut}. Пространственная обработка для передачи множественных потоков данных по нисходящей и восходящей линиям связи описана ниже.
A. Пространственная обработка на восходящей линии связи
Пространственную обработку, осуществляемую пользовательским терминалом для передачи по восходящей линии связи, можно выразить в виде
Figure 00000249
для k∈K,
Figure 00000250
Ур. (29)
где x up(k) - вектор передачи для восходящей линии связи для поддиапазона k; и
s up(k) - вектор данных, имеющий до NS ненулевых элементов для символов модуляции, подлежащих передаче на NS собственных модах поддиапазона k.
Символы модуляции также можно подвергать дополнительной обработке до передачи. Например, можно применять инверсию канала по поддиапазонам данных (например, для каждой собственной моды), чтобы SNR приема было примерно одинаковым для всех поддиапазонов данных. Тогда пространственную обработку можно выразить в виде
Figure 00000251
для k∈K,
Figure 00000022
Figure 00000087
Ур. (30)
где W up(k) - матрица весовых коэффициентов для (необязательной) инверсии канала восходящей линии связи.
Инверсия канала также может осуществляться путем назначения передаваемой мощности каждому поддиапазону до осуществления модуляции, и в этом случае вектор s up(k) включает в себя коэффициенты инверсии канала, и матрицу W up(k) можно исключить из уравнения (30). В нижеследующем описании использование матрицы W up(k) в уравнении указывает, что коэффициенты инверсии канала не включены в вектор s up(k). Отсутствие матрицы W up(k) в уравнении может говорить о том, что либо (1) инверсия канала не осуществляется, либо (2) инверсия канала осуществляется и включена в вектор s up(k).
Инверсия канала может осуществляться в соответствии с описанием, приведенным в вышеупомянутой патентной заявке США № 10/693419 и в совместно присвоенной патентной заявке США № 10/229209 под названием "Coded MIMO Systems with Selective Channel Inversion Applied Per Eigenmode", поданной 27 августа 2002 г.
Принятую передачу по восходящей линии связи в точке доступа можно выразить в виде
Figure 00000252
для k∈K,
Figure 00000017
Ур. (31)
где r up(k) - вектор приема для восходящей линии связи для поддиапазона k;
n (k) - аддитивный белый гауссов шум (AWGN) для поддиапазона k и
x up(k) - то же самое, что в уравнении (29).
Пространственную обработку на приемнике (или согласованную пространственную фильтрацию) в точке доступа для принятой передачи по восходящей линии связи можно выразить в виде
Figure 00000253
для k∈K,
Figure 00000254
Ур. (32)
где
Figure 00000255
- это оценка вектора данных s up(k), переданного пользовательским терминалом по восходящей линии связи, и
Figure 00000256
- это шум после обработки. Уравнение (32) предполагает, что инверсия канала не осуществлялась на пользовательском терминале, вектор передачи x up(k) - то же самое, что в уравнении (29), и вектор приема r up(k) - то же самое, что в уравнении (31).
B. Пространственная обработка на нисходящей линии связи
Пространственную обработку в точке доступа для передачи на нисходящей линии связи можно выразить в виде
Figure 00000257
для k∈K,
Figure 00000220
Ур. (33)
где x dn(k) - вектор передачи и s dn(k) - вектор данных для нисходящей линии связи.
Опять же, дополнительная обработка (например, инверсия канала) также может осуществляться на символах модуляции до передачи. Тогда пространственную обработку можно выразить в виде
Figure 00000258
для k∈K,
Figure 00000017
Ур. (34)
где W dn(k) - матрица весовых коэффициентов для (необязательной) инверсии канала нисходящей линии связи. Передачу по нисходящей линии связи, принятую на пользовательском терминале, можно выразить в виде
Figure 00000259
для k∈K.
Figure 00000017
Ур. (35)
Пространственную обработку на приемнике (или согласованную пространственную фильтрацию) на пользовательском терминале для принятой передаче на нисходящей линии связи можно выразить в виде
Figure 00000260
для k∈K
Figure 00000254
Ур. (36)
Уравнение (36) предполагает, что инверсия канала не осуществлялась в точке доступа, вектор передачи x dn(k) - то же самое, что в уравнении (33), и вектор приема r dn(k) - то же самое, что в уравнении (35).
В Таблице 3 приведены сведенья по пространственной обработке в точке доступа и на пользовательском терминале для передачи и приема данных. Таблица 3 составлена исходя из того, что на передатчике осуществляется дополнительная обработка посредством W (k). Однако если эта дополнительная обработка не осуществляется, то W (k) просто равна единичной матрице.
Таблица 3
  Восходящая линия связи Нисходящая линия связи
Пользовательский терминал Передача:
Figure 00000261
 Прием:
Figure 00000262
Точка доступа Прием:
Figure 00000263
 Передача:
Figure 00000264
Согласно вышеприведенному описанию и Таблице 3, матрицы коррекции
Figure 00000265
и
Figure 00000266
используются для передающей стороны и приемной стороны соответственно в точке доступа. Одну из этих двух матриц коррекции можно положить равной единичной матрице. Матрицы коррекции
Figure 00000267
и
Figure 00000268
используются для передающей стороны и приемной стороны соответственно на пользовательском терминале. Одну из этих двух матриц коррекции можно положить равной единичной матрице. Матрицы коррекции
Figure 00000269
и
Figure 00000270
можно объединять с весовыми матрицами W dn(k) и W up(k) для получения матриц коэффициентов усиления G dn(k) и G up(k), где
Figure 00000271
и
Figure 00000272
.
C. Передача данных по одной линии связи
Передачу данных по данной линии связи также можно обеспечить, применяя матрицы коррекции на передающей станции и используя приемник MMSE на приемной станции. Например, передачу данных по нисходящей линии связи можно обеспечить, применяя коэффициенты коррекции только на передающей стороне в точке доступа и используя приемник MMSE на пользовательском терминале. Для простоты опишем один поддиапазон и исключим индекс k поддиапазона из уравнений. Характеристики калиброванных каналов нисходящей и восходящей линии связи можно выразить как
Figure 00000273
, и
Figure 00000274
Ур. (37)
Figure 00000275
Figure 00000022
Figure 00000250
Ур. (38)
Пользовательский терминал передает пилот-сигнал по восходящей линии связи, который используется точкой доступа для вывода оценки характеристики канала восходящей линии связи. Точка доступа осуществляет разложение по особым значениям оценки характеристики канала восходящей линии связи
Figure 00000276
, как показано в уравнении (27), и выводит матрицу
Figure 00000277
. Затем точка доступа использует
Figure 00000278
для пространственной обработки передаваемых данных на собственных модах канала MIMO, как показано в уравнении (33).
Передачу по нисходящей линии связи, принятую на пользовательском терминале, можно выразить в виде
Figure 00000279
Figure 00000004
Ур. (39)
Уравнение (39) указывает, что коэффициенты коррекции на пользовательском терминале не применяются. Пользовательский терминал выводит матрицу пространственного фильтра MMSE M , следующим образом:
Figure 00000280
Figure 00000017
Figure 00000281
Ур. (40)
где
Figure 00000282
и
φ nn - матрица автокорреляции для шума.
Если шум является AWGN, то
Figure 00000283
, где
Figure 00000284
- дисперсия шума. Пользовательский терминал может выводить H edn на основании пилот-сигнала, передаваемого совместно с данными точкой доступа.
Затем пользовательский терминал осуществляет пространственную обработку MMSE следующим образом:
Figure 00000285
Figure 00000007
Ур. (41)
где n mmse включает в себя фильтрованный шум MMSE и остаточные перекрестные помехи и
Figure 00000286
- это оценка вектора данных s dn. Символьные оценки из матрицы пространственного фильтра MMSE M являются ненормированными оценками символов данных. Пользовательский терминал может перемножать
Figure 00000287
с матрицей масштабирования D , которая выражается как D =[diag[ MH edn]]-1, для получения нормированных оценок символов данных.
Если пользовательский терминал применяет матрицу коррекции
Figure 00000288
на своей приемной стороне, то общая характеристика канала нисходящей линии связи будет H odn= K rut H edn. Матрицу пространственного фильтра MMSE
Figure 00000289
, в случае применения матрицы коррекции K rut на приемной стороне на пользовательском терминале, можно выразить в виде
Figure 00000290
Figure 00000220
Ур. (42)
Обратную величину в уравнении (42) можно преобразовать следующим образом:
Figure 00000291
Ур. (43)
Подставляя уравнение (43) в уравнение (42), получаем
Figure 00000292
Figure 00000148
Ур. (44)
Передачу по нисходящей линии связи, принятую на пользовательском терминале, в случае применения матрицы коррекции K rut на приемной стороне на пользовательском терминале можно выразить в виде
Figure 00000293
Figure 00000281
Figure 00000022
Ур. (45)
Затем пользовательский терминал осуществляет пространственную обработку MMSE следующим образом:
Figure 00000294
Figure 00000017
Ур. (46)
Уравнения (45) и (46) указывают, что с помощью приемника MMSE пользовательский терминал может обеспечивать одну и ту же производительность независимо от того, применяются ли на пользовательском терминале коэффициенты коррекции. Обработка MMSE опосредованной учитывает любое рассогласование между передающей и приемной цепями на пользовательском терминале. Согласованный пространственный фильтр MMSE выводится с помощью H edn, если коэффициенты коррекции не применяются на приемной стороне на пользовательском терминале, и с помощью H odn, если коэффициенты коррекции применяются.
Аналогично, передачу данных по восходящей линии связи можно обеспечить, применяя матрицы коррекции на передающей стороне и/или приемной стороне на пользовательском терминале и с использованием приемника MMSE в точке доступа.
4. Система MIMO-OFDM
На фиг.5 показана блок-схема варианта осуществления точки доступа 502 и пользовательского терминала 504 в системе MIMO-OFDM с TDD. Для простоты, в нижеследующем описании предполагается, что точка доступа и пользовательский терминал снабжены четырьмя антеннами, которые можно использовать для передачи и приема данных.
На нисходящей линии связи, в точке доступа 502, процессор 510 передачи данных (TX) принимает данные трафика (т.е. биты информации) от источника данных 508 и сигнализацию и другую информацию от контроллера 530. Процессор 510 передачи данных форматирует, кодирует, перемежает и модулирует (т.е. осуществляет отображение символов) принятые данные и генерирует поток символов модуляции для каждого пространственного канала, используемого для передачи данных. Пространственный процессор TX 520 принимает потоки символов модуляции от процессора передачи данных 510 и осуществляет пространственную обработку для обеспечения четырех потоков передаваемых символов, по одному потоку для каждой антенны. Пространственный процессор TX 520 также, при необходимости, мультиплексирует символы пилот-сигнала (например, для калибровки).
Каждый модулятор (МОД) 522 принимает и обрабатывает соответствующий передаваемый поток символов для генерации соответствующего потока символов OFDM. Каждый поток символов OFDM дополнительно обрабатывается передающей цепью в модуляторе 522 для генерации соответствующего модулированного сигнала нисходящей линии связи. Затем четыре модулированных сигнала нисходящей линии связи от модуляторов 522a-522d передаются с четырех антенн 524a-524d соответственно.
На пользовательском терминале 504 антенны 552 принимают переданные модулированные сигналы нисходящей линии связи, и каждая антенна выдает принятый сигнал на соответствующий демодулятор (ДЕМОД) 554. Каждый демодулятор 554 (который включает в себя приемную цепь) осуществляет обработку, комплементарную той, которая осуществляется на модуляторе 522, и выдает принятые символы. Пространственный процессор 560 приема (RX) осуществляет пространственную обработку принятых символов от всех демодуляторов 554 и выдает восстановленные символы, которые являются оценками символов модуляции, переданных точкой доступа. Процессор 570 приема данных обрабатывает (например, снимает отображение символов, снимает перемежение и декодирует) восстановленные символы и выдает декодированные данные. Декодированные данные может включать в себя восстановленные данные трафика, сигнализацию и т.д., которые поступают на приемник 572 данных для хранения и/или на контроллер 580 для дальнейшей обработки.
Контроллеры 530 и 580 управляют работой различных модулей обработки в точке доступа и на пользовательском терминале соответственно. Запоминающие устройства 532 и 582 хранят данные и программные коды, используемые контроллерами 530 и 580 соответственно.
В ходе калибровки пространственный процессор RX 560 обеспечивает оценку характеристики канала нисходящей линии связи,
Figure 00000295
, которая выводится на основании пилот-сигнала MIMO, передаваемого точкой доступа. Процессор 570 приема данных обеспечивает оценку характеристики канала восходящей линии связи,
Figure 00000296
, которая выводится точкой доступа и передается по нисходящей линии связи. Контроллер 580 принимает оценки канальных характеристик
Figure 00000297
и
Figure 00000298
, выводит матрицы коррекции
Figure 00000299
и
Figure 00000300
и выдает матрицы
Figure 00000301
на процессор 590 передачи данных для передачи обратно на точку доступа. Контроллер 580 дополнительно выводит матрицы коррекции
Figure 00000302
и
Figure 00000303
на основании матриц коррекции
Figure 00000304
, где
Figure 00000305
или
Figure 00000306
может быть единичной матрицей, выдает матрицы коррекции
Figure 00000307
на пространственный процессор TX 592 и выдает матрицы коррекции
Figure 00000308
на пространственный процессор RX 560.
Обработка для восходящей линии связи может быть идентичной или отличной от обработки для нисходящей линии связи. Данные и сигнализация обрабатываются (например, кодируются, перемежаются и модулируются) процессором 590 передачи данных и подвергаются дополнительной пространственной обработке пространственным процессором TX 592, который также мультиплексирует символы пилот-сигнала. Символы пилот-сигнала и символы модуляции дополнительно обрабатываются модуляторами 554 для генерации модулированных сигналов восходящей линии связи, которые затем передаются через антенны 552 в точку доступа.
В точке доступа 110 модулированные сигналы восходящей линии связи принимаются антеннами 524, демодулируются демодуляторами 522 и обрабатываются пространственным процессором RX 540 и процессором 542 приема данных в режиме, комплементарном обработке, осуществляемой на пользовательском терминале. В ходе калибровки пространственный процессор RX 560 обеспечивает оценку канала восходящей линии связи,
Figure 00000309
, которая выводится на основании пилот-сигнала MIMO, передаваемого пользовательским терминалом. Матрицы
Figure 00000310
принимаются контроллером 530 и поступают на процессор 510 передачи данных для передачи на пользовательский терминал.
На фиг.6 показана блок-схема пространственного процессора TX 520a, который можно использовать в качестве пространственных процессоров TX 520 и 592 на фиг.5. Для простоты, в нижеследующем описании предполагается, что все четыре собственные моды выбраны для использования.
В процессоре 520a демультиплексор 632 принимает четыре потока символов модуляции (которые обозначены как s 1(n)-s 4(n)), подлежащие передаче на четырех собственных модах, демультиплексирует каждый поток на ND подпотока для ND поддиапазонов данных и выдает четыре подпотока символов модуляции для каждого поддиапазона данных на пространственный процессор 640 TX соответствующего поддиапазона. Каждый процессор 640 осуществляет обработку, например, показанную в уравнении (29), (30), (33) или (34) для одного поддиапазона.
В каждом пространственном процессоре 640 TX поддиапазона четыре подпотока символов модуляции (которые обозначены как s 1(k)-s 4(k)) поступают на четыре формирователя 650a-650d пучка для четырех собственных мод соответствующего поддиапазона. Каждый формирователь 650 пучка осуществляет формирование пучка для передачи одного подпотока символов на одной собственной моде одного поддиапазона. Каждый формирователь 650 пучка принимает один подпоток символов s m(k) и осуществляет формирование пучка с использованием собственного вектора v m(k) для соответствующей собственной моды. В каждом формирователе 650 пучка символы модуляции поступают на четыре умножителя 652a-652d, которые также принимают четыре элемента, v m,1(k), v m,2(k), vm,3(k) и vm,4(k), собственного вектора v m(k) для соответствующей собственной моды. Собственный вектор v m(k) является m-м столбцом матрицы
Figure 00000311
для нисходящей линии связи и является m-м столбцом матрицы
Figure 00000312
для восходящей линии связи. Каждый умножитель 652 перемножает масштабированные символы модуляции со значением их собственного вектора v m,j(k) и обеспечивает символы, "прошедшие формирование пучка". Умножители 652a-652d выдают четыре подпотока символов, прошедших формирование пучка (подлежащие передаче с четырех антенн), на сумматоры 660a-660d соответственно.
Каждый сумматор 660 принимает и суммирует четыре символа, прошедших формирование пучка, для четырех собственных мод для каждого периода символа и обеспечивает предварительно обработанный символ соответствующей передающей антенны. Сумматоры 660a-660d выдает четыре подпотока предварительно обработанных символов для четырех передающих антенн на буферы/мультиплексоры 670a-670d соответственно. Каждый буфер/мультиплексор 670 принимает символы пилот-сигнала и предварительно обработанные символы от пространственных процессоров 640 поддиапазона TX для ND поддиапазонов данных. Затем каждый буфер/мультиплексор 670 мультиплексирует символы пилот-сигнала, предварительно обработанные символы и нулевые символы для поддиапазонов канала пилот-сигнала, поддиапазонов данных и неиспользуемых поддиапазонов соответственно для формирования последовательности из NF символов для этого периода символа. В ходе калибровки символы пилот-сигнала передаются в назначенных поддиапазонах. Умножители 668a-668d покрывают символы пилот-сигнала для четырех антенн последовательностями Уолша W1-W4 соответственно, назначенными четырем антеннам, как описано выше и показано в Таблице 2. Каждый буфер/мультиплексор 670 выдает поток символов на соответствующий умножитель 672.
Умножители 672a-672d также принимают коэффициенты коррекции K 1(k), K 2(k), K 3(k) и K 4(k) соответственно. Коэффициенты коррекции для каждого поддиапазона данных k являются диагональными элементами матрицы
Figure 00000313
для нисходящей линии связи и диагональными элементами матрицы
Figure 00000314
для восходящей линии связи. Каждый умножитель 672 масштабирует свои входные символы своими коэффициентами коррекции K m(k) и обеспечивает передаваемые символы. Умножители 672a-672d обеспечивают четыре передаваемых потоков символов для четырех передающих антенн.
Пространственная обработка и модуляция OFDM более подробно описаны в вышеупомянутой патентной заявке США № 10/693419.
Описанные здесь методы калибровки можно реализовать по-разному. Например, эти методы можно реализовать аппаратными средствами, программными средствами или в виде их комбинации. Для аппаратной реализации методы калибровки могут быть реализованы в точке доступа и на пользовательском терминале в виде одной или нескольких специализированных интегральных схем (СИС), цифровых сигнальных процессоров (ЦСП), устройства обработки цифровых сигналов (DSPD), программируемых логических устройств (ПЛУ), вентильных матриц, программируемых пользователем (FPGA), процессоров, контроллеров, микроконтроллеров, микропроцессоров, других электронных модулей, предназначенных для осуществления описанных здесь функций, или их комбинации.
Для программной реализации методы калибровки могут быть реализованы в виде модулей (например, процедур, функций и пр.), которые осуществляют описанные здесь функции. Программные коды могут храниться запоминающем устройстве (например, запоминающих устройствах 532 и 582, показанных на фиг.5) и выполняться процессором (например, контроллерами 530 и 580, по мере необходимости). Запоминающее устройство можно реализовать внутри процессора или вне процессора, в этом случае он может быть подключен к процессору с возможностью передачи данных различными средствами, известными в данной области техники.
Подзаголовки включены сюда для ссылки и для облегчения навигации по разделам. Эти подзаголовки не призваны ограничивать объем изложенных в них принципов, и эти принципы можно применять в других разделах на протяжении описания изобретения.
Вышеприведенное описание вариантов осуществления призвано дать возможность любому специалисту в данной области техники делать или использовать настоящее изобретение. Специалисты в данной области техники могут предложить различные модификации этих вариантов осуществления, и сформулированные здесь общие принципы можно применять к другим вариантам осуществления, не выходя за рамки сущности или объема изобретения. Таким образом, настоящее изобретение не подлежит ограничению представленными здесь вариантами осуществления, но отвечает широчайшему объему, согласующемуся с раскрытыми здесь принципами и новыми признаками.

Claims (32)

1. Способ калибровки линий связи в системе беспроводной дуплексной связи с временным разделением каналов (TDD), содержащий этапы, на которых
получают оценку канальной характеристики для канала нисходящей линии связи от точки доступа к пользовательскому терминалу,
получают оценку канальной характеристики для канала восходящей линии связи от пользовательского терминала к точке доступа и
определяют коэффициенты коррекции для точки доступа и коэффициенты коррекции для пользовательского терминала на основании оценок канальных характеристик для каналов нисходящей и восходящей линий связи, причем коэффициенты коррекции для точки доступа и коэффициенты коррекции для пользовательского терминала используют для получения характеристики калиброванного канала нисходящей линии связи и характеристики калиброванного канала восходящей линии связи, и
применяют по меньшей мере один из коэффициентов коррекции для точки доступа на по меньшей мере приемной стороне в точке доступа или коэффициентов коррекции для пользовательского термина на по меньшей мере приемной стороне в пользовательском терминале.
2. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап, на котором
применяют коэффициенты для точки доступа на передающей стороне или на обеих, передающей и приемной сторонах в точке доступа.
3. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап, на котором применяют коэффициенты коррекции для пользовательского терминала на передающей стороне или на обеих, передающей и приемной сторонах в пользовательском терминале.
4. Способ по п.1, в котором на этапе определения коэффициентов коррекции для точки доступа и коэффициентов коррекции для пользовательского терминала
определяют коэффициенты коррекции для точки доступа и коэффициенты коррекции для пользовательского терминала на основании следующего уравнения:
Figure 00000315

где
Figure 00000316
- матрица оценки канальной характеристики для канала нисходящей линии связи,
Figure 00000317
- матрица оценки канальной характеристики для канала восходящей линии связи,
Figure 00000318
- матрица коэффициентов коррекции для точки доступа,
Figure 00000319
- матрица коэффициентов коррекции для пользовательского терминала и
"T" обозначает транспонирование.
5. Способ по п.4, дополнительно содержащий этап, на котором
выводят коэффициенты коррекции для передающей стороны точки доступа и коэффициенты коррекции для приемной стороны точки доступа на основании следующего уравнения:
Figure 00000320

где
Figure 00000321
- матрица коэффициентов коррекции для передающей стороны точки доступа и
Figure 00000322
- матрица коэффициентов коррекции для приемной стороны точки доступа.
6. Способ по п.5, дополнительно содержащий этап, на котором задают матрицу
Figure 00000323
или матрицу
Figure 00000324
равной единичной матрице.
7. Способ по п.5, дополнительно содержащий этап, на котором задают матрицу
Figure 00000323
или матрицу
Figure 00000324
равной произвольной матрице.
8. Способ по п.4, дополнительно содержащий этап, на котором
выводят коэффициенты коррекции для передающей стороны пользовательского терминала и коэффициенты коррекции для приемной стороны пользовательского терминала на основании следующего уравнения:
Figure 00000325

где
Figure 00000326
- матрица коэффициентов коррекции для передающей стороны пользовательского терминала и
Figure 00000327
- матрица коэффициентов коррекции для приемной стороны пользовательского терминала.
9. Способ по п.4, в котором на этапе определения коэффициентов коррекции для точки доступа и коэффициентов коррекции для пользовательского терминала
вычисляют матрицу
Figure 00000328
как поэлементное отношение матрицы
Figure 00000329
к матрице
Figure 00000330
и
выводят матрицы
Figure 00000331
и
Figure 00000332
на основании матрицы
Figure 00000328
.
10. Способ по п.9, в котором на этапе вывода матрицы
Figure 00000332

нормируют каждую из совокупности строк матрицы
Figure 00000328
,
определяют среднее совокупности нормированных строк матрицы
Figure 00000328
и
формируют матрицу
Figure 00000332
на основании среднего совокупности нормированных строк.
11. Способ по п.9, в котором на этапе вывода матрицы
Figure 00000331

нормируют каждый из совокупности столбцов матрицы
Figure 00000328
,
определяют среднее обратных величин совокупности нормированных столбцов матрицы
Figure 00000328
и
формируют матрицу
Figure 00000331
на основании среднего обратных величин совокупности нормированных столбцов.
12. Способ по п.4, дополнительно содержащий этап, на котором
выводят матрицы
Figure 00000331
и
Figure 00000332
на основании вычисления минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE).
13. Способ по п.4, дополнительно содержащий этап, на котором
выводят матрицы
Figure 00000331
и
Figure 00000332
на основании вычисления минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE) для минимизации среднеквадратической ошибки (MSE), заданной следующим уравнением:
Figure 00000333
14. Способ по п.1, в котором на этапе определения коэффициентов коррекции для точки доступа и коэффициентов коррекции для пользовательского терминала
выводят первое множество матриц коэффициентов коррекции для точки доступа для первого множества частотных поддиапазонов и
интерполируют первое множество матриц для получения второго множества матриц коэффициентов коррекции для точки доступа для второго множества частотных поддиапазонов.
15. Способ по п.1, в котором на этапе определения коэффициентов коррекции для точки доступа и коэффициентов коррекции для пользовательского терминала
выводят первое множество матриц коэффициентов коррекции для пользовательского терминала для первого множества частотных поддиапазонов и
интерполируют первое множество матриц для получения второго множества матриц коэффициентов коррекции для пользовательского терминала для второго множества частотных поддиапазонов.
16. Способ по п.1, дополнительно содержащий этапы, на которых
передают пилот-сигнал по каналу восходящей линии связи, причем оценку характеристики канала восходящей линии связи выводят на основании пилот-сигнала, передаваемого по каналу восходящей линии связи, и
принимают пилот-сигнал по каналу нисходящей линии связи, причем оценку характеристики канала нисходящей линии связи выводят на основании пилот-сигнала, принимаемого по каналу нисходящей линии связи.
17. Устройство в системе беспроводной дуплексной связи с временным разделением каналов (TDD), содержащее
средство получения оценки канальной характеристики для канала нисходящей линии связи от точки доступа к пользовательскому терминалу,
средство получения оценки канальной характеристики для канала восходящей линии связи от пользовательского терминала к точке доступа и
средство определения коэффициентов коррекции для точки доступа и коэффициентов коррекции для пользовательского терминала на основании оценок канальных характеристик для каналов нисходящей и восходящей линий связи, причем коэффициенты коррекции для точки доступа и коэффициенты коррекции для пользовательского терминала используются для получения характеристики калиброванного канала нисходящей линии связи и характеристики калиброванного канала восходящей линии связи; и
средство применения по меньшей мере одного из коэффициентов коррекции для точки доступа на по меньшей мере приемной стороне в точке доступа или коэффициентов коррекции для пользовательского термина на по меньшей мере приемной стороне в пользовательском терминале.
18. Устройство по п.17, дополнительно содержащее
средство применения коэффициентов коррекции для точки доступа на передающей стороне или на обеих, передающей и приемной сторонах в точке доступа.
19. Устройство по п.17, дополнительно содержащее
средство вывода коэффициентов коррекции для передающей стороны точки доступа и коэффициентов коррекции для приемной стороны точки доступа на основании коэффициентов коррекции для точки доступа.
20. Устройство по п.17, дополнительно содержащее
средство применения коэффициентов коррекции для пользовательского терминала на передающей стороне или на обеих, передающей и приемной сторонах в пользовательском терминале.
21. Устройство по п.17, дополнительно содержащее
средство вывода коэффициентов коррекции для передающей стороны пользовательского терминала и коэффициентов коррекции для приемной стороны пользовательского терминала на основании коэффициентов коррекции для пользовательского терминала.
22. Устройство по п.17, в котором средство определения коэффициентов коррекции для точки доступа и коэффициентов коррекции для пользовательского терминала содержит
средство осуществления вычисления минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE) для оценок канальных характеристик для каналов нисходящей и восходящей линий связи для определения коэффициентов коррекции для точки доступа и коэффициентов коррекции для пользовательского терминала.
23. Устройство по п.17, в котором средство определения коэффициентов коррекции для точки доступа и коэффициентов коррекции для пользовательского терминала содержит
средство осуществления вычисления отношения матриц для оценок канальных характеристик для каналов нисходящей и восходящей линий связи для определения коэффициентов коррекции для точки доступа и коэффициентов коррекции для пользовательского терминала.
24. Способ калибровки линий связи в системе беспроводной дуплексной связи с временным разделением каналов (TDD) с множественными входами и множественными выходами (MIMO), содержащий этапы, на которых
передают пилот-сигнал по первой линии связи с первой станции на вторую станцию,
получают оценку канальной характеристики для первой линии связи, выведенную на основании пилота-сигнала, передаваемого по первой линии связи,
принимают пилот-сигнал по второй линии связи от второй станции, выводят оценку канальной характеристики для второй линии связи на основании пилота-сигнала, принимаемого по второй линии связи, и
определяют коэффициенты коррекции для первой станции и коэффициенты коррекции для второй станции на основании оценок канальных характеристик для первой и второй линий связи, причем коэффициенты коррекции для первой станции и коэффициенты коррекции для второй станции используют для получения характеристики калиброванного канала для первой линии связи и характеристики калиброванного канала для второй линии связи, и
применяют по меньшей мере один из коэффициентов коррекции для первой станции на по меньшей мере приемной стороне на первой станции или коэффициентов коррекции для второй станции на по меньшей мере приемной стороне на второй станции.
25. Способ по п.24, дополнительно содержащий этап, на котором применяют коэффициенты коррекции для первой станции на передающей стороне или на обеих, передающей и приемной сторонах на первой станции.
26. Способ по п.24, дополнительно содержащий этап, на котором отправляют коэффициенты коррекции для второй станции на вторую станцию.
27. Способ по п.24, дополнительно содержащий этап, на котором обновляют коэффициенты коррекции для первой станции на основании калибровки с помощью совокупности вторых станций.
28. Устройство в системе беспроводной дуплексной связи с временным разделением каналов (TDD), содержащее
пространственный процессор передачи для передачи первого пилот-сигнала по первой линии связи с первой станции на вторую станцию,
пространственный процессор приема для приема второго пилот-сигнала по второй линии связи со второй станции для вывода оценки канальной характеристики для второй линии связи на основании принятого второго пилот-сигнала и для приема оценки канальной характеристики для первой линии связи, выведенной на основании переданного первого пилот-сигнала, и
контроллер для определения коэффициентов коррекции для первой станции и коэффициентов коррекции для второй станции на основании оценок канальных характеристик для первой и второй линий связи, причем коэффициенты коррекции для первой станции и коэффициенты коррекции для второй станции используются для получения характеристики калиброванного канала для первой линии связи и характеристики калиброванного канала для второй линии связи, и
причем контроллер выполнен с возможностью применения по меньшей мере одного из коэффициентов коррекции для первой станции на по меньшей мере приемной стороне на первой станции или коэффициентов коррекции для второй станции на по меньшей мере приемной стороне на второй станции.
29. Устройство по п.28, в котором контроллер осуществляет вычисление минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE) для оценок канальных характеристик для первой и второй линий связи для определения коэффициентов коррекции для первой станции и коэффициентов коррекции для второй станции.
30. Устройство по п.28, в котором контроллер осуществляет вычисление отношения матриц для оценок канальных характеристик для первой и второй линий связи для определения коэффициентов коррекции для первой станции и коэффициентов коррекции для второй станции.
31. Устройство по п.28, в котором контроллер выводит коэффициенты коррекции для пространственного процессора передачи и коэффициенты коррекции для пространственного процессора приема на основании коэффициентов коррекции для первой станции.
32. Устройство по п.28, в котором контроллер обновляет коэффициенты коррекции для первой станции на основании калибровки с помощью совокупности вторых станций.
RU2007132195/09A 2005-01-27 2006-01-27 Калибровка каналов для системы дуплексной связи с временным разделением каналов RU2407151C2 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/045,781 US8570988B2 (en) 2002-10-25 2005-01-27 Channel calibration for a time division duplexed communication system
US11/045,781 2005-01-27

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2010136742/07A Division RU2010136742A (ru) 2008-01-27 2010-09-01 Калибровка каналов для системы дуплексной связи с временным разделением каналов

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2007132195A RU2007132195A (ru) 2009-03-10
RU2407151C2 true RU2407151C2 (ru) 2010-12-20

Family

ID=36215812

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2007132195/09A RU2407151C2 (ru) 2005-01-27 2006-01-27 Калибровка каналов для системы дуплексной связи с временным разделением каналов

Country Status (11)

Country Link
US (1) US8570988B2 (ru)
EP (1) EP1847036A2 (ru)
JP (2) JP4773461B2 (ru)
KR (2) KR20100025593A (ru)
CN (2) CN102158293B (ru)
BR (1) BRPI0607131A2 (ru)
CA (2) CA2596092C (ru)
RU (1) RU2407151C2 (ru)
SG (2) SG143245A1 (ru)
TW (1) TWI371188B (ru)
WO (1) WO2006081550A2 (ru)

Families Citing this family (63)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8194770B2 (en) 2002-08-27 2012-06-05 Qualcomm Incorporated Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode
US8170513B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Data detection and demodulation for wireless communication systems
US8320301B2 (en) 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
US8570988B2 (en) * 2002-10-25 2013-10-29 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US7986742B2 (en) 2002-10-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Pilots for MIMO communication system
US8134976B2 (en) 2002-10-25 2012-03-13 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US8218609B2 (en) 2002-10-25 2012-07-10 Qualcomm Incorporated Closed-loop rate control for a multi-channel communication system
US8208364B2 (en) 2002-10-25 2012-06-26 Qualcomm Incorporated MIMO system with multiple spatial multiplexing modes
US7002900B2 (en) 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US7324429B2 (en) 2002-10-25 2008-01-29 Qualcomm, Incorporated Multi-mode terminal in a wireless MIMO system
US8169944B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Random access for wireless multiple-access communication systems
US20040081131A1 (en) 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US7333788B2 (en) * 2002-12-20 2008-02-19 Texas Instruments Incorporated Method for calibrating automatic gain control in wireless devices
US9473269B2 (en) 2003-12-01 2016-10-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system
US7206550B2 (en) * 2003-12-29 2007-04-17 Intel Corporation Antenna subsystem calibration apparatus and methods in spatial-division multiple-access systems
US8369790B2 (en) * 2003-12-30 2013-02-05 Intel Corporation Communication overhead reduction apparatus, systems, and methods
US8077691B2 (en) * 2004-03-05 2011-12-13 Qualcomm Incorporated Pilot transmission and channel estimation for MISO and MIMO receivers in a multi-antenna system
JP2006033083A (ja) * 2004-07-12 2006-02-02 Oki Electric Ind Co Ltd Ｏｆｄｍ伝送システム。
KR100939131B1 (ko) * 2004-12-22 2010-01-28 콸콤 인코포레이티드 다중 액세스 통신 네트워크에서 플렉서블 호핑을 위한 방법및 장치
US7466749B2 (en) 2005-05-12 2008-12-16 Qualcomm Incorporated Rate selection with margin sharing
US8358714B2 (en) 2005-06-16 2013-01-22 Qualcomm Incorporated Coding and modulation for multiple data streams in a communication system
US8340597B1 (en) * 2006-05-02 2012-12-25 Marvell International Ltd. Calibration correction for implicit beamforming in a wireless MIMO communication system
JP5429602B2 (ja) * 2006-11-17 2014-02-26 日本電気株式会社 決定論的通信路を有するｍｉｍｏ通信システム及び方法
CN101682432B (zh) * 2007-05-29 2013-03-06 三菱电机株式会社 校准方法、通信系统、频率控制方法以及通信装置
US8798183B2 (en) * 2007-08-13 2014-08-05 Qualcomm Incorporated Feedback and rate adaptation for MIMO transmission in a time division duplexed (TDD) communication system
US7929918B2 (en) 2007-08-13 2011-04-19 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for training the same type of directional antennas that adapts the training sequence length to the number of antennas
CN101400117B (zh) * 2007-09-27 2011-12-28 联想（上海）有限公司 下行信道状态信息确定方法与装置及预编码方法与装置
US20090121935A1 (en) * 2007-11-12 2009-05-14 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of weighted averaging in the estimation of antenna beamforming coefficients
WO2009087629A2 (en) * 2008-01-08 2009-07-16 Designart Networks Ltd Mmse method
US8478204B2 (en) 2008-07-14 2013-07-02 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for antenna training of beamforming vectors having reuse of directional information
US7733975B1 (en) * 2008-12-31 2010-06-08 Mediatek Inc. Method for estimating phase error in MIMO OFDM communications system
US20100329236A1 (en) * 2009-06-26 2010-12-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for multiple user uplink requiring minimal station timing and frequency synchronization
US8665767B2 (en) * 2009-08-25 2014-03-04 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for multiple-user communication in a client initiated communication transmission scheme
EP2413553A4 (en) * 2009-11-09 2012-12-26 Huawei Tech Co Ltd METHOD, DEVICE AND SYSTEM FOR CORRECTING MICROWAVE SIGNAL
BR112012020140A2 (pt) 2010-02-12 2019-09-24 Alcatel Lucent dispositivo método para calibrar erros de reciprocidade.
CN102082745B (zh) * 2010-04-19 2013-10-16 电信科学技术研究院 天线校准信息的上报、天线校准因子的确定方法及设备
US8971210B1 (en) * 2011-05-23 2015-03-03 Redpine Signals, Inc. Reconfigurable multi-stream processor for multiple-input multiple-output (MIMO) wireless networks
US8891464B2 (en) 2011-09-19 2014-11-18 Redline Innovations Group, Inc. Architecture, devices and methods for supporting multiple channels in a wireless system
US8625713B2 (en) * 2011-09-19 2014-01-07 Alcatel Lucent Method for beamforming transmissions from a network element having a plurality of antennas, and the network element
US9154969B1 (en) 2011-09-29 2015-10-06 Marvell International Ltd. Wireless device calibration for implicit transmit
CN103037519A (zh) * 2011-10-10 2013-04-10 中兴通讯股份有限公司 多接入点校准方法及装置
US9780928B2 (en) 2011-10-17 2017-10-03 Golba Llc Method and system for providing diversity in a network that utilizes distributed transceivers and array processing
EP2769517B1 (en) * 2011-11-03 2020-03-18 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Channel estimation using reference signals
US10020861B2 (en) 2012-08-08 2018-07-10 Golba Llc Method and system for distributed transceivers and mobile device connectivity
CN103595514B (zh) * 2012-08-13 2018-02-16 中兴通讯股份有限公司 一种对协作ap点发送的数据进行校准的方法和基站
CN103236886B (zh) * 2013-03-27 2015-05-06 大唐移动通信设备有限公司 一种基站通道故障检测方法和系统
EP2988443B1 (en) * 2013-05-24 2023-09-13 Nippon Telegraph and Telephone Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
US20170093506A1 (en) * 2014-06-12 2017-03-30 Nokia Solutions and Technologies Oy Method, apparatus and computer program
CN105634696B (zh) * 2014-10-31 2019-02-22 富士通株式会社 多载波调制信号的比特分配方法、装置和系统
CN106160820B (zh) * 2015-03-30 2019-04-05 北京信威通信技术股份有限公司 一种基于信道互易性获取下行信道信息的方法
WO2018126473A1 (en) 2017-01-09 2018-07-12 Qualcomm Incorporated Over-the-air calibration for reciprocity based ul mimo transmission
US10523345B2 (en) * 2017-03-06 2019-12-31 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus for calibration and array operation in advanced MIMO system
CN107104742B (zh) * 2017-04-02 2020-11-10 上海无线通信研究中心 一种面向并行多通道无线信道测量的校准方法及其系统
US10321332B2 (en) 2017-05-30 2019-06-11 Movandi Corporation Non-line-of-sight (NLOS) coverage for millimeter wave communication
US10484078B2 (en) 2017-07-11 2019-11-19 Movandi Corporation Reconfigurable and modular active repeater device
US10348371B2 (en) 2017-12-07 2019-07-09 Movandi Corporation Optimized multi-beam antenna array network with an extended radio frequency range
US10862559B2 (en) 2017-12-08 2020-12-08 Movandi Corporation Signal cancellation in radio frequency (RF) device network
US10090887B1 (en) 2017-12-08 2018-10-02 Movandi Corporation Controlled power transmission in radio frequency (RF) device network
US11088457B2 (en) 2018-02-26 2021-08-10 Silicon Valley Bank Waveguide antenna element based beam forming phased array antenna system for millimeter wave communication
US10637159B2 (en) 2018-02-26 2020-04-28 Movandi Corporation Waveguide antenna element-based beam forming phased array antenna system for millimeter wave communication
CN110266620B (zh) * 2019-07-08 2020-06-30 电子科技大学 基于卷积神经网络的3d mimo-ofdm系统信道估计方法
EP4162617A4 (en) * 2020-06-08 2024-03-20 Nokia Technologies Oy USE OF UPLINK CHANNEL INFORMATION TO DETERMINE A DATA PROCESSING MODEL USED FOR DOWNLINK USE
CN115412406B (zh) * 2021-05-27 2023-08-01 大唐移动通信设备有限公司 通道校准方法、装置及处理器可读存储介质

Family Cites Families (458)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4736371A (en) 1985-12-30 1988-04-05 Nec Corporation Satellite communications system with random multiple access and time slot reservation
US4750198A (en) 1986-12-12 1988-06-07 Astronet Corporation/Plessey U.K. Cellular radiotelephone system providing diverse separately-accessible groups of channels
US4797879A (en) 1987-06-05 1989-01-10 American Telephone And Telegraph Company At&T Bell Laboratories Packet switched interconnection protocols for a star configured optical lan
IL100213A (en) 1990-12-07 1995-03-30 Qualcomm Inc Mikrata Kedma phone system and its antenna distribution system
US5239677A (en) 1991-07-01 1993-08-24 Motorola, Inc. Method and apparatus for initiating communication on an assigned frequency
IT1250515B (it) 1991-10-07 1995-04-08 Sixtel Spa Rete per area locale senza fili.
US5241544A (en) 1991-11-01 1993-08-31 Motorola, Inc. Multi-channel tdm communication system slot phase correction
US5592490A (en) 1991-12-12 1997-01-07 Arraycomm, Inc. Spectrally efficient high capacity wireless communication systems
US6850252B1 (en) 1999-10-05 2005-02-01 Steven M. Hoffberg Intelligent electronic appliance system and method
US5295159A (en) 1992-04-17 1994-03-15 Bell Communications Research, Inc. Coordinated coding for digital transmission
RU2015281C1 (ru) 1992-09-22 1994-06-30 Борис Михайлович Кондрашов Запорное устройство
US5404355A (en) 1992-10-05 1995-04-04 Ericsson Ge Mobile Communications, Inc. Method for transmitting broadcast information in a digital control channel
GB2300337B (en) 1992-10-05 1997-03-26 Ericsson Ge Mobile Communicat Digital control channel
US5471647A (en) 1993-04-14 1995-11-28 The Leland Stanford Junior University Method for minimizing cross-talk in adaptive transmission antennas
US5479447A (en) 1993-05-03 1995-12-26 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University Method and apparatus for adaptive, variable bandwidth, high-speed data transmission of a multicarrier signal over digital subscriber lines
US5483667A (en) 1993-07-08 1996-01-09 Northern Telecom Limited Frequency plan for a cellular network
DE69423546T2 (de) 1993-07-09 2000-09-21 Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven Telekommunikationsnetzwerk, Hauptstation und Nebenstation zum Gebrauch in solchem Netzwerk
US5506861A (en) 1993-11-22 1996-04-09 Ericsson Ge Mobile Comminications Inc. System and method for joint demodulation of CDMA signals
US5490087A (en) 1993-12-06 1996-02-06 Motorola, Inc. Radio channel access control
US5422733A (en) 1994-02-04 1995-06-06 Motorola, Inc. Method and apparatus for facsimile communication of first and second type information with selective call communication systems
US5491837A (en) 1994-03-07 1996-02-13 Ericsson Inc. Method and system for channel allocation using power control and mobile-assisted handover measurements
US5493712A (en) 1994-03-23 1996-02-20 At&T Corp. Fast AGC for TDMA radio systems
KR970703088A (ko) 1994-05-02 1997-06-10 존 에이취. 무어 다중 서브채널 플렉서블 프로토콜 방법 및 장치(Multiple Subchannel Flexible Protocol Method and Apparatus)
US5677909A (en) 1994-05-11 1997-10-14 Spectrix Corporation Apparatus for exchanging data between a central station and a plurality of wireless remote stations on a time divided commnication channel
US6157343A (en) * 1996-09-09 2000-12-05 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Antenna array calibration
DE4425713C1 (de) 1994-07-20 1995-04-20 Inst Rundfunktechnik Gmbh Verfahren zur Vielträger Modulation und Demodulation von digital codierten Daten
FR2724084B1 (fr) 1994-08-31 1997-01-03 Alcatel Mobile Comm France Systeme de transmission d'informations par un canal de transmission variant dans le temps, et equipements d'emission et de reception correspondants
ZA957858B (en) 1994-09-30 1996-04-22 Qualcomm Inc Multipath search processor for a spread spectrum multiple access communication system
US5710768A (en) 1994-09-30 1998-01-20 Qualcomm Incorporated Method of searching for a bursty signal
ES2103190B1 (es) * 1994-11-30 1998-04-01 Alcatel Standard Electrica Procedimiento de alineamiento de rafagas.
JP3231575B2 (ja) 1995-04-18 2001-11-26 三菱電機株式会社 無線データ伝送装置
KR0155818B1 (ko) 1995-04-29 1998-11-16 김광호 다중 반송파 전송시스템에서 적응형 전력 분배 방법 및 장치
US5606729A (en) 1995-06-21 1997-02-25 Motorola, Inc. Method and apparatus for implementing a received signal quality measurement in a radio communication system
US5729542A (en) 1995-06-28 1998-03-17 Motorola, Inc. Method and apparatus for communication system access
US7929498B2 (en) 1995-06-30 2011-04-19 Interdigital Technology Corporation Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US5638369A (en) 1995-07-05 1997-06-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for inbound channel selection in a communication system
DE69535033T2 (de) 1995-07-11 2007-03-08 Alcatel Zuweisung von Kapazität bei OFDM
GB9514659D0 (en) 1995-07-18 1995-09-13 Northern Telecom Ltd An antenna downlink beamsteering arrangement
US5867539A (en) 1995-07-21 1999-02-02 Hitachi America, Ltd. Methods and apparatus for reducing the effect of impulse noise on receivers
JP2802255B2 (ja) 1995-09-06 1998-09-24 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 直交周波数分割多重伝送方式及びそれを用いる送信装置と受信装置
GB9521739D0 (en) 1995-10-24 1996-01-03 Nat Transcommunications Ltd Decoding carriers encoded using orthogonal frequency division multiplexing
US6005876A (en) 1996-03-08 1999-12-21 At&T Corp Method and apparatus for mobile data communication
US5699365A (en) 1996-03-27 1997-12-16 Motorola, Inc. Apparatus and method for adaptive forward error correction in data communications
US5924015A (en) 1996-04-30 1999-07-13 Trw Inc Power control method and apparatus for satellite based telecommunications system
JPH09307526A (ja) 1996-05-17 1997-11-28 Mitsubishi Electric Corp デジタル放送受信機
DE69705356T2 (de) 1996-05-17 2002-05-02 Motorola Ltd., Basingstoke Verfahren und Vorrichtung zur Gewichtung eines Uebertragungsweges
US5822374A (en) 1996-06-07 1998-10-13 Motorola, Inc. Method for fine gains adjustment in an ADSL communications system
FI101920B (fi) 1996-06-07 1998-09-15 Nokia Telecommunications Oy Kanavanvarausmenetelmä pakettiverkkoa varten
US6072779A (en) 1997-06-12 2000-06-06 Aware, Inc. Adaptive allocation for variable bandwidth multicarrier communication
US6798735B1 (en) 1996-06-12 2004-09-28 Aware, Inc. Adaptive allocation for variable bandwidth multicarrier communication
US6097771A (en) 1996-07-01 2000-08-01 Lucent Technologies Inc. Wireless communications system having a layered space-time architecture employing multi-element antennas
JPH1051402A (ja) 1996-08-01 1998-02-20 Nec Corp 受信電界検出回路
AU4238697A (en) * 1996-08-29 1998-03-19 Cisco Technology, Inc. Spatio-temporal processing for communication
JP2001359152A (ja) 2000-06-14 2001-12-26 Sony Corp 無線通信システム、無線基地局装置、無線移動局装置、無線ゾーン割当て方法及び無線通信方法
JP2846860B2 (ja) 1996-10-01 1999-01-13 ユニデン株式会社 スペクトル拡散通信方式を用いた送信機、受信機、通信システム及び通信方法
US6275543B1 (en) 1996-10-11 2001-08-14 Arraycomm, Inc. Method for reference signal generation in the presence of frequency offsets in a communications station with spatial processing
US5886988A (en) 1996-10-23 1999-03-23 Arraycomm, Inc. Channel assignment and call admission control for spatial division multiple access communication systems
US6049548A (en) 1996-11-22 2000-04-11 Stanford Telecommunications, Inc. Multi-access CS-P/CD-E system and protocols on satellite channels applicable to a group of mobile users in close proximity
WO1998024192A1 (en) 1996-11-26 1998-06-04 Trw Inc. Cochannel signal processing system
US6232918B1 (en) * 1997-01-08 2001-05-15 Us Wireless Corporation Antenna array calibration in wireless communication systems
US6084915A (en) 1997-03-03 2000-07-04 3Com Corporation Signaling method having mixed-base shell map indices
US6175550B1 (en) 1997-04-01 2001-01-16 Lucent Technologies, Inc. Orthogonal frequency division multiplexing system with dynamically scalable operating parameters and method thereof
KR100267856B1 (ko) 1997-04-16 2000-10-16 윤종용 이동통신시스템에서오버헤드채널관리방법및장치
US6308080B1 (en) 1997-05-16 2001-10-23 Texas Instruments Incorporated Power control in point-to-multipoint systems
FR2764143A1 (fr) 1997-05-27 1998-12-04 Philips Electronics Nv Procede de determination d'un format d'emission de symboles dans un systeme de transmission et systeme
JP2856198B2 (ja) * 1997-06-11 1999-02-10 日本電気株式会社 スペクトラム拡散受信機
US5867478A (en) 1997-06-20 1999-02-02 Motorola, Inc. Synchronous coherent orthogonal frequency division multiplexing system, method, software and device
US6067458A (en) 1997-07-01 2000-05-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for pre-transmission power control using lower rate for high rate communication
US6108369A (en) 1997-07-11 2000-08-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Channelization code allocation for radio communication systems
US6333953B1 (en) 1997-07-21 2001-12-25 Ericsson Inc. System and methods for selecting an appropriate detection technique in a radiocommunication system
EP0895387A1 (de) 1997-07-28 1999-02-03 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Erkennung des Übertragungsmodus eines DVB-Signales
US6141542A (en) 1997-07-31 2000-10-31 Motorola, Inc. Method and apparatus for controlling transmit diversity in a communication system
CN1086061C (zh) 1997-08-12 2002-06-05 鸿海精密工业股份有限公司 电连接器的固持装置
JP2991167B2 (ja) 1997-08-27 1999-12-20 三菱電機株式会社 Ｔｄｍａ可変スロット割当方法
US6131016A (en) 1997-08-27 2000-10-10 At&T Corp Method and apparatus for enhancing communication reception at a wireless communication terminal
EP0899896A1 (de) 1997-08-27 1999-03-03 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Einrichtung zur Schätzung räumlicher Parameter von Überstragungskanälen
US6167031A (en) 1997-08-29 2000-12-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method for selecting a combination of modulation and channel coding schemes in a digital communication system
US6590928B1 (en) 1997-09-17 2003-07-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Frequency hopping piconets in an uncoordinated wireless multi-user system
AUPO932297A0 (en) 1997-09-19 1997-10-09 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Medium access control protocol for data communications
KR100234329B1 (ko) 1997-09-30 1999-12-15 윤종용 Ofdm 시스템 수신기의 fft 윈도우 위치 복원장치 및 그 방법_
US6178196B1 (en) 1997-10-06 2001-01-23 At&T Corp. Combined interference cancellation and maximum likelihood decoding of space-time block codes
US6574211B2 (en) 1997-11-03 2003-06-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for high rate packet data transmission
US6377812B1 (en) 1997-11-20 2002-04-23 University Of Maryland Combined power control and space-time diversity in mobile cellular communications
US6122247A (en) 1997-11-24 2000-09-19 Motorola Inc. Method for reallocating data in a discrete multi-tone communication system
US5936569A (en) 1997-12-02 1999-08-10 Nokia Telecommunications Oy Method and arrangement for adjusting antenna pattern
US6084917A (en) 1997-12-16 2000-07-04 Integrated Telecom Express Circuit for configuring and dynamically adapting data and energy parameters in a multi-channel communications system
US6088387A (en) 1997-12-31 2000-07-11 At&T Corp. Multi-channel parallel/serial concatenated convolutional codes and trellis coded modulation encoder/decoder
EP2154853B1 (en) 1998-01-06 2011-11-16 Mosaid Technologies Incorporated Multicarrier modulation system, with variable symbol rate
US5982327A (en) 1998-01-12 1999-11-09 Motorola, Inc. Adaptive array method, device, base station and subscriber unit
US6608874B1 (en) 1998-01-12 2003-08-19 Hughes Electronics Corporation Method and apparatus for quadrature multi-pulse modulation of data for spectrally efficient communication
US5973638A (en) 1998-01-30 1999-10-26 Micronetics Wireless, Inc. Smart antenna channel simulator and test system
EP0938208A1 (en) 1998-02-22 1999-08-25 Sony International (Europe) GmbH Multicarrier transmission, compatible with the existing GSM system
JP3082756B2 (ja) 1998-02-27 2000-08-28 日本電気株式会社 マルチキャリア伝送システム及びその方法
WO1999044379A1 (en) 1998-02-27 1999-09-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Multiple access categorization for mobile station
US6141388A (en) 1998-03-11 2000-10-31 Ericsson Inc. Received signal quality determination method and systems for convolutionally encoded communication channels
US6058107A (en) 1998-04-08 2000-05-02 Motorola, Inc. Method for updating forward power control in a communication system
US6317466B1 (en) 1998-04-15 2001-11-13 Lucent Technologies Inc. Wireless communications system having a space-time architecture employing multi-element antennas at both the transmitter and receiver
US6615024B1 (en) * 1998-05-01 2003-09-02 Arraycomm, Inc. Method and apparatus for determining signatures for calibrating a communication station having an antenna array
US7123628B1 (en) 1998-05-06 2006-10-17 Lg Electronics Inc. Communication system with improved medium access control sub-layer
US6205410B1 (en) 1998-06-01 2001-03-20 Globespan Semiconductor, Inc. System and method for bit loading with optimal margin assignment
ATE382216T1 (de) 1998-06-19 2008-01-15 Ericsson Telefon Ab L M Rahmensynchronisierungsverfahren und - einrichtungen
US6795424B1 (en) 1998-06-30 2004-09-21 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for interference suppression in orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) wireless communication systems
JP2000092009A (ja) 1998-07-13 2000-03-31 Sony Corp 通信方法、送信機及び受信機
JP3449985B2 (ja) 1998-07-16 2003-09-22 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド 移動通信システムのパケットデータ処理システム及び方法
US6154443A (en) 1998-08-11 2000-11-28 Industrial Technology Research Institute FFT-based CDMA RAKE receiver system and method
KR20010106445A (ko) 1998-08-18 2001-11-29 추후제출 스택 캐리어 이산 다중 톤 통신기술
KR100429540B1 (ko) 1998-08-26 2004-08-09 삼성전자주식회사 이동통신시스템의패킷데이터통신장치및방법
US6515617B1 (en) 1998-09-01 2003-02-04 Hughes Electronics Corporation Method and system for position determination using geostationary earth orbit satellite
DE19842712C1 (de) 1998-09-17 2000-05-04 Siemens Ag Verfahren und Anordnung zur Minimierung des Autokorrelationsfehlers bei der Demodulation eines Spreizspektrum-Signals unter Mehrwegeausbreitung
US6292917B1 (en) 1998-09-30 2001-09-18 Agere Systems Guardian Corp. Unequal error protection for digital broadcasting using channel classification
EP0993211B1 (en) 1998-10-05 2005-01-12 Sony International (Europe) GmbH Random access channel partitioning scheme for CDMA system
EP0993212B1 (en) 1998-10-05 2006-05-24 Sony Deutschland GmbH Random access channel partitioning scheme for CDMA system
US6711121B1 (en) 1998-10-09 2004-03-23 At&T Corp. Orthogonal code division multiplexing for twisted pair channels
DE59902484D1 (de) 1998-10-27 2002-10-02 Siemens Ag Kanalzuweisungsverfahren und vorrichtung für kodierte und kombinierte informationssätze
JP4287536B2 (ja) 1998-11-06 2009-07-01 パナソニック株式会社 Ｏｆｄｍ送受信装置及びｏｆｄｍ送受信方法
PL192020B1 (pl) 1998-12-03 2006-08-31 Fraunhofer Ges Forschung Sposób i urządzenie do nadawania informacji oraz sposób i urządzenie do odbierania informacji
GB9827182D0 (en) 1998-12-10 1999-02-03 Philips Electronics Nv Radio communication system
FI108588B (fi) 1998-12-15 2002-02-15 Nokia Corp Menetelmä ja radiojärjestelmä digitaalisen signaalin siirtoon
JP2000244441A (ja) 1998-12-22 2000-09-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｏｆｄｍ送受信装置
US6266528B1 (en) 1998-12-23 2001-07-24 Arraycomm, Inc. Performance monitor for antenna arrays
US6310909B1 (en) 1998-12-23 2001-10-30 Broadcom Corporation DSL rate adaptation
US6463290B1 (en) 1999-01-08 2002-10-08 Trueposition, Inc. Mobile-assisted network based techniques for improving accuracy of wireless location system
RU2152132C1 (ru) 1999-01-26 2000-06-27 Государственное унитарное предприятие Воронежский научно-исследовательский институт связи Линия радиосвязи с пространственной модуляцией
JP3619729B2 (ja) 2000-01-19 2005-02-16 松下電器産業株式会社 無線受信装置および無線受信方法
KR100651457B1 (ko) 1999-02-13 2006-11-28 삼성전자주식회사 부호분할다중접속 이동통신시스템의 불연속 전송모드에서 연속적인 외부순환 전력제어장치 및 방법
US6574267B1 (en) 1999-03-22 2003-06-03 Golden Bridge Technology, Inc. Rach ramp-up acknowledgement
US6363267B1 (en) 1999-04-07 2002-03-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Mobile terminal decode failure procedure in a wireless local area network
US6346910B1 (en) * 1999-04-07 2002-02-12 Tei Ito Automatic array calibration scheme for wireless point-to-multipoint communication networks
EP1075093A1 (en) 1999-08-02 2001-02-07 Interuniversitair Micro-Elektronica Centrum Vzw A method and apparatus for multi-user transmission
US6594798B1 (en) 1999-05-21 2003-07-15 Microsoft Corporation Receiver-driven layered error correction multicast over heterogeneous packet networks
US6532562B1 (en) 1999-05-21 2003-03-11 Microsoft Corp Receiver-driven layered error correction multicast over heterogeneous packet networks
US6594473B1 (en) 1999-05-28 2003-07-15 Texas Instruments Incorporated Wireless system with transmitter having multiple transmit antennas and combining open loop and closed loop transmit diversities
KR100605978B1 (ko) 1999-05-29 2006-07-28 삼성전자주식회사 부호분할다중접속 이동통신시스템의 불연속 전송모드에서 연속적인 외부순환 전력제어를 위한 송수신 장치 및 방법
US7072410B1 (en) 1999-06-01 2006-07-04 Peter Monsen Multiple access system and method for multibeam digital radio systems
US6141567A (en) 1999-06-07 2000-10-31 Arraycomm, Inc. Apparatus and method for beamforming in a changing-interference environment
US6385264B1 (en) 1999-06-08 2002-05-07 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for mitigating interference between base stations in a wideband CDMA system
US6976262B1 (en) 1999-06-14 2005-12-13 Sun Microsystems, Inc. Web-based enterprise management with multiple repository capability
IL141636A0 (en) 1999-07-08 2002-03-10 Samsung Electronics Co Ltd Data rate detection device and method for a mobile communication system
US6163296A (en) * 1999-07-12 2000-12-19 Lockheed Martin Corp. Calibration and integrated beam control/conditioning system for phased-array antennas
RU2168278C2 (ru) 1999-07-16 2001-05-27 Корпорация "Самсунг Электроникс" Способ произвольного доступа абонентов мобильной станции
GB9917512D0 (en) * 1999-07-26 1999-09-29 Univ Southampton Data and/or video communications
US6532225B1 (en) 1999-07-27 2003-03-11 At&T Corp Medium access control layer for packetized wireless systems
US6067290A (en) 1999-07-30 2000-05-23 Gigabit Wireless, Inc. Spatial multiplexing in a cellular network
JP2001044930A (ja) 1999-07-30 2001-02-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線通信装置および無線通信方法
US6735188B1 (en) 1999-08-27 2004-05-11 Tachyon, Inc. Channel encoding and decoding method and apparatus
US6115406A (en) 1999-09-10 2000-09-05 Interdigital Technology Corporation Transmission using an antenna array in a CDMA communication system
US6278726B1 (en) 1999-09-10 2001-08-21 Interdigital Technology Corporation Interference cancellation in a spread spectrum communication system
US6426971B1 (en) 1999-09-13 2002-07-30 Qualcomm Incorporated System and method for accurately predicting signal to interference and noise ratio to improve communications system performance
SG80071A1 (en) 1999-09-24 2001-04-17 Univ Singapore Downlink beamforming method
JP3421671B2 (ja) 1999-09-30 2003-06-30 独立行政法人通信総合研究所 通信システム、選択装置、送信装置、受信装置、選択方法、送信方法、受信方法、および、情報記録媒体
BR0014344A (pt) 1999-10-02 2002-11-05 Samsung Electronics Co Ltd Aparelho e método para transmitir dados de controle por um canal num sistema de comunicação cdma
DE19950005A1 (de) 1999-10-18 2001-04-19 Bernhard Walke Verfahren zum Betrieb drahtloser Basisstationen für paketvermittelnde Funksysteme mit garantierter Dienstgüte
DE19951525C2 (de) 1999-10-26 2002-01-24 Siemens Ag Verfahren zum Kalibrieren einer elektronisch phasengesteuerten Gruppenantenne in Funk-Kommunikationssystemen
US6492942B1 (en) 1999-11-09 2002-12-10 Com Dev International, Inc. Content-based adaptive parasitic array antenna system
JP3416597B2 (ja) 1999-11-19 2003-06-16 三洋電機株式会社 無線基地局
US7088671B1 (en) 1999-11-24 2006-08-08 Peter Monsen Multiple access technique for downlink multibeam digital radio systems
US7110785B1 (en) 1999-12-03 2006-09-19 Nortel Networks Limited Performing power control in a mobile communications system
US6298092B1 (en) 1999-12-15 2001-10-02 Iospan Wireless, Inc. Methods of controlling communication parameters of wireless systems
US6351499B1 (en) 1999-12-15 2002-02-26 Iospan Wireless, Inc. Method and wireless systems using multiple antennas and adaptive control for maximizing a communication parameter
EP1109326A1 (en) 1999-12-15 2001-06-20 Lucent Technologies Inc. Peamble detector for a CDMA receiver
JP3975629B2 (ja) 1999-12-16 2007-09-12 ソニー株式会社 画像復号装置及び画像復号方法
US6298035B1 (en) 1999-12-21 2001-10-02 Nokia Networks Oy Estimation of two propagation channels in OFDM
JP2001186051A (ja) 1999-12-24 2001-07-06 Toshiba Corp データ信号判定回路及び方法
WO2001048959A1 (fr) 1999-12-28 2001-07-05 Ntt Docomo, Inc. Procede de recherche de trajet, procede d'estimation de canal et dispositif de communication
US6718160B2 (en) 1999-12-29 2004-04-06 Airnet Communications Corp. Automatic configuration of backhaul and groundlink frequencies in a wireless repeater
US6888809B1 (en) 2000-01-13 2005-05-03 Lucent Technologies Inc. Space-time processing for multiple-input, multiple-output, wireless systems
US7254171B2 (en) 2000-01-20 2007-08-07 Nortel Networks Limited Equaliser for digital communications systems and method of equalisation
KR100325367B1 (ko) 2000-01-28 2002-03-04 박태진 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서의 비트 오율 측정장치및 방법
JP2001217896A (ja) 2000-01-31 2001-08-10 Matsushita Electric Works Ltd 無線データ通信システム
US7003044B2 (en) 2000-02-01 2006-02-21 Sasken Communication Technologies Ltd. Method for allocating bits and power in multi-carrier communication system
FI117465B (fi) 2000-02-03 2006-10-31 Danisco Sweeteners Oy Menetelmä pureskeltavien ytimien kovapinnoittamiseksi
US6868120B2 (en) 2000-02-08 2005-03-15 Clearwire Corporation Real-time system for measuring the Ricean K-factor
US6704374B1 (en) 2000-02-16 2004-03-09 Thomson Licensing S.A. Local oscillator frequency correction in an orthogonal frequency division multiplexing system
DE10008653A1 (de) 2000-02-24 2001-09-06 Siemens Ag Verbesserungen an einem Funkkommunikationssystem
US6956814B1 (en) 2000-02-29 2005-10-18 Worldspace Corporation Method and apparatus for mobile platform reception and synchronization in direct digital satellite broadcast system
JP2001244879A (ja) 2000-03-02 2001-09-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信電力制御装置及びその方法
US6963546B2 (en) 2000-03-15 2005-11-08 Interdigital Technology Corp. Multi-user detection using an adaptive combination of joint detection and successive interface cancellation
EP1137217A1 (en) 2000-03-20 2001-09-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson ARQ parameter negociation in a data packet transmission system using link adaptation
US6952454B1 (en) 2000-03-22 2005-10-04 Qualcomm, Incorporated Multiplexing of real time services and non-real time services for OFDM systems
US20020154705A1 (en) 2000-03-22 2002-10-24 Walton Jay R. High efficiency high performance communications system employing multi-carrier modulation
US6473467B1 (en) 2000-03-22 2002-10-29 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for measuring reporting channel state information in a high efficiency, high performance communications system
DE10014676C2 (de) 2000-03-24 2002-02-07 Polytrax Inf Technology Ag Datenübertragung über ein Stromversorgungsnetz
US7113499B2 (en) 2000-03-29 2006-09-26 Texas Instruments Incorporated Wireless communication
EP1143754B1 (en) 2000-04-04 2007-06-27 Sony Deutschland GmbH Event triggered change of access service class in a random access channel
AU2000238190A1 (en) 2000-04-07 2001-10-23 Nokia Corporation Multi-antenna transmission method and system
US7289570B2 (en) 2000-04-10 2007-10-30 Texas Instruments Incorporated Wireless communications
US6757263B1 (en) 2000-04-13 2004-06-29 Motorola, Inc. Wireless repeating subscriber units
DE60127395T2 (de) 2000-04-18 2007-12-06 Aware, Inc., Bedford Datenzuweisung mit änderbaren signal-rauschabstand
US6751199B1 (en) 2000-04-24 2004-06-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for a rate control in a high data rate communication system
ATE269616T1 (de) 2000-04-25 2004-07-15 Nortel Networks Sa Drahtloses telekommunikationssystem mit einer reduzierten verzögerung für die datenübermittlung
JP3414357B2 (ja) 2000-04-25 2003-06-09 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ移動通信システムにおける送信電力制御方式
US7068628B2 (en) 2000-05-22 2006-06-27 At&T Corp. MIMO OFDM system
US7139324B1 (en) 2000-06-02 2006-11-21 Nokia Networks Oy Closed loop feedback system for improved down link performance
US6744811B1 (en) 2000-06-12 2004-06-01 Actelis Networks Inc. Bandwidth management for DSL modem pool
US7512086B2 (en) 2000-06-12 2009-03-31 Samsung Electronics Co., Ltd Method of assigning an uplink random access channel in a CDMA mobile communication system
US7248841B2 (en) * 2000-06-13 2007-07-24 Agee Brian G Method and apparatus for optimization of wireless multipoint electromagnetic communication networks
US6760313B1 (en) 2000-06-19 2004-07-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for adaptive rate selection in a communication system
SE519303C2 (sv) 2000-06-20 2003-02-11 Ericsson Telefon Ab L M Anordning för smalbandig kommunikation i ett multicarrier- system
US6891858B1 (en) 2000-06-30 2005-05-10 Cisco Technology Inc. Dynamic modulation of modulation profiles for communication channels in an access network
WO2002003557A1 (en) 2000-06-30 2002-01-10 Iospan Wireless, Inc. Method and system for mode adaptation in wireless communication
CN1140147C (zh) 2000-07-01 2004-02-25 信息产业部电信传输研究所 一种外环功率控制的方法和系统
DE60117263T2 (de) 2000-07-03 2006-07-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Basisstationseinheit und verfahren zur funkkommunikation
EP2262157A3 (en) 2000-07-05 2011-03-23 Sony Deutschland Gmbh Pilot pattern design for a STTD scheme in an OFDM system
FI109393B (fi) 2000-07-14 2002-07-15 Nokia Corp Menetelmä mediavirran enkoodaamiseksi skaalautuvasti, skaalautuva enkooderi ja päätelaite
ATE536002T1 (de) 2000-07-17 2011-12-15 Koninkl Philips Electronics Nv Ungleichgewichtiger fehlerschutz für packete mit variabler länge
KR100493152B1 (ko) 2000-07-21 2005-06-02 삼성전자주식회사 이동 통신 시스템에서의 전송 안테나 다이버시티 방법 및이를 위한 기지국 장치 및 이동국 장치
EP1176750A1 (en) 2000-07-25 2002-01-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Link quality determination of a transmission link in an OFDM transmission system
EP1178641B1 (en) 2000-08-01 2007-07-25 Sony Deutschland GmbH Frequency reuse scheme for OFDM systems
EP1316193B1 (en) 2000-08-03 2009-11-25 Infineon Technologies AG Dynamically reconfigurable universal transmitter system
US6920192B1 (en) 2000-08-03 2005-07-19 Lucent Technologies Inc. Adaptive antenna array methods and apparatus for use in a multi-access wireless communication system
US6582088B2 (en) 2000-08-10 2003-06-24 Benq Corporation Optical path folding apparatus
DE60031893T2 (de) 2000-08-10 2007-06-21 Fujitsu Ltd., Kawasaki Kommunikationseinrichtung mit übertragungs-diversity
EP1182799A3 (en) 2000-08-22 2002-06-26 Lucent Technologies Inc. Method for enhancing mobile cdma communications using space-time transmit diversity
KR100526499B1 (ko) 2000-08-22 2005-11-08 삼성전자주식회사 두 개 이상 안테나를 사용하는 안테나 전송 다이버시티방법 및 장치
IT1318790B1 (it) 2000-08-29 2003-09-10 Cit Alcatel Metodo per gestire il cambio di allocazione dei time-slot in reti adanello ms-spring di tipo transoceanico.
US6937592B1 (en) 2000-09-01 2005-08-30 Intel Corporation Wireless communications system that supports multiple modes of operation
US7009931B2 (en) 2000-09-01 2006-03-07 Nortel Networks Limited Synchronization in a multiple-input/multiple-output (MIMO) orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system for wireless applications
US6985434B2 (en) 2000-09-01 2006-01-10 Nortel Networks Limited Adaptive time diversity and spatial diversity for OFDM
US7233625B2 (en) 2000-09-01 2007-06-19 Nortel Networks Limited Preamble design for multiple input—multiple output (MIMO), orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system
US6850481B2 (en) 2000-09-01 2005-02-01 Nortel Networks Limited Channels estimation for multiple input—multiple output, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system
FR2814014B1 (fr) 2000-09-14 2002-10-11 Mitsubishi Electric Inf Tech Methode de detection multi-utilisateur
US6760882B1 (en) 2000-09-19 2004-07-06 Intel Corporation Mode selection for data transmission in wireless communication channels based on statistical parameters
US6802035B2 (en) 2000-09-19 2004-10-05 Intel Corporation System and method of dynamically optimizing a transmission mode of wirelessly transmitted information
US7062294B1 (en) 2000-09-29 2006-06-13 Arraycomm, Llc. Downlink transmission in a wireless data communication system having a base station with a smart antenna system
US7110378B2 (en) 2000-10-03 2006-09-19 Wisconsin Alumni Research Foundation Channel aware optimal space-time signaling for wireless communication over wideband multipath channels
US7016296B2 (en) 2000-10-16 2006-03-21 Broadcom Corporation Adaptive modulation for fixed wireless link in cable transmission system
US6907270B1 (en) 2000-10-23 2005-06-14 Qualcomm Inc. Method and apparatus for reduced rank channel estimation in a communications system
US6369758B1 (en) 2000-11-01 2002-04-09 Unique Broadband Systems, Inc. Adaptive antenna array for mobile communication
JP3553038B2 (ja) 2000-11-06 2004-08-11 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 信号送信方法、信号受信方法、送信装置、受信装置および記録媒体
US6768727B1 (en) 2000-11-09 2004-07-27 Ericsson Inc. Fast forward link power control for CDMA system
US8634481B1 (en) 2000-11-16 2014-01-21 Alcatel Lucent Feedback technique for wireless systems with multiple transmit and receive antennas
US6980601B2 (en) 2000-11-17 2005-12-27 Broadcom Corporation Rate adaptation and parameter optimization for multi-band single carrier transmission
US7006464B1 (en) 2000-11-17 2006-02-28 Lucent Technologies Inc. Downlink and uplink channel structures for downlink shared channel system
JP3695316B2 (ja) 2000-11-24 2005-09-14 株式会社日本自動車部品総合研究所 スペクトラム拡散受信機の相関検出器
US6751480B2 (en) 2000-12-01 2004-06-15 Lucent Technologies Inc. Method for simultaneously conveying information to multiple mobiles with multiple antennas
JP4505677B2 (ja) 2000-12-06 2010-07-21 ソフトバンクテレコム株式会社 送信ダイバーシチ装置および送信電力調整方法
US6952426B2 (en) 2000-12-07 2005-10-04 Nortel Networks Limited Method and apparatus for the transmission of short data bursts in CDMA/HDR networks
KR100353641B1 (ko) 2000-12-21 2002-09-28 삼성전자 주식회사 부호분할다중접속 이동통신시스템의 기지국 전송 안테나다이버시티 장치 및 방법
US6850498B2 (en) 2000-12-22 2005-02-01 Intel Corporation Method and system for evaluating a wireless link
US7050510B2 (en) 2000-12-29 2006-05-23 Lucent Technologies Inc. Open-loop diversity technique for systems employing four transmitter antennas
US6987819B2 (en) 2000-12-29 2006-01-17 Motorola, Inc. Method and device for multiple input/multiple output transmit and receive weights for equal-rate data streams
US20020085641A1 (en) 2000-12-29 2002-07-04 Motorola, Inc Method and system for interference averaging in a wireless communication system
US6731668B2 (en) 2001-01-05 2004-05-04 Qualcomm Incorporated Method and system for increased bandwidth efficiency in multiple input—multiple output channels
EP1223776A1 (en) 2001-01-12 2002-07-17 Siemens Information and Communication Networks S.p.A. A collision free access scheduling in cellular TDMA-CDMA networks
US6693992B2 (en) 2001-01-16 2004-02-17 Mindspeed Technologies Line probe signal and method of use
US6801790B2 (en) 2001-01-17 2004-10-05 Lucent Technologies Inc. Structure for multiple antenna configurations
US7164669B2 (en) 2001-01-19 2007-01-16 Adaptix, Inc. Multi-carrier communication with time division multiplexing and carrier-selective loading
US7054662B2 (en) 2001-01-24 2006-05-30 Qualcomm, Inc. Method and system for forward link beam forming in wireless communications
JP2002232943A (ja) 2001-01-29 2002-08-16 Sony Corp データ送信処理方法、データ受信処理方法、送信機、受信機、およびセルラー無線通信システム
GB0102316D0 (en) 2001-01-30 2001-03-14 Koninkl Philips Electronics Nv Radio communication system
US6961388B2 (en) 2001-02-01 2005-11-01 Qualcomm, Incorporated Coding scheme for a wireless communication system
US6885654B2 (en) 2001-02-06 2005-04-26 Interdigital Technology Corporation Low complexity data detection using fast fourier transform of channel correlation matrix
US7120134B2 (en) 2001-02-15 2006-10-10 Qualcomm, Incorporated Reverse link channel architecture for a wireless communication system
US6975868B2 (en) 2001-02-21 2005-12-13 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for IS-95B reverse link supplemental code channel frame validation and fundamental code channel rate decision improvement
US7006483B2 (en) 2001-02-23 2006-02-28 Ipr Licensing, Inc. Qualifying available reverse link coding rates from access channel power setting
WO2002069523A1 (en) 2001-02-26 2002-09-06 Magnolia Broadband, Inc Smart antenna based spectrum multiplexing using a pilot signal
GB0105019D0 (en) 2001-03-01 2001-04-18 Koninkl Philips Electronics Nv Antenna diversity in a wireless local area network
US7039125B2 (en) 2001-03-12 2006-05-02 Analog Devices, Inc. Equalized SNR power back-off
EP1241824A1 (en) 2001-03-14 2002-09-18 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Multiplexing method in a multicarrier transmit diversity system
US6478422B1 (en) 2001-03-19 2002-11-12 Richard A. Hansen Single bifocal custom shooters glasses
US6771706B2 (en) 2001-03-23 2004-08-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system
US7248638B1 (en) 2001-03-23 2007-07-24 Lsi Logic Transmit antenna multi-mode tracking
US7386076B2 (en) 2001-03-29 2008-06-10 Texas Instruments Incorporated Space time encoded wireless communication system with multipath resolution receivers
GB2373973B (en) 2001-03-30 2003-06-11 Toshiba Res Europ Ltd Adaptive antenna
US8290098B2 (en) 2001-03-30 2012-10-16 Texas Instruments Incorporated Closed loop multiple transmit, multiple receive antenna wireless communication system
US20020176485A1 (en) 2001-04-03 2002-11-28 Hudson John E. Multi-cast communication system and method of estimating channel impulse responses therein
US6785513B1 (en) 2001-04-05 2004-08-31 Cowave Networks, Inc. Method and system for clustered wireless networks
US6859503B2 (en) 2001-04-07 2005-02-22 Motorola, Inc. Method and system in a transceiver for controlling a multiple-input, multiple-output communications channel
KR100510434B1 (ko) 2001-04-09 2005-08-26 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 Ｏｆｄｍ신호전달 시스템, ｏｆｄｍ신호 송신장치 및ｏｆｄｍ신호 수신장치
FR2823620B1 (fr) 2001-04-12 2003-08-15 France Telecom Procede de codage/decodage d'un flux de donnees numeriques codees avec entrelacement sur bits en emission et en reception multiple en presence d'interference intersymboles et systeme correspondant
US7310304B2 (en) * 2001-04-24 2007-12-18 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Estimating channel parameters in multi-input, multi-output (MIMO) systems
US6611231B2 (en) 2001-04-27 2003-08-26 Vivato, Inc. Wireless packet switched communication systems and networks using adaptively steered antenna arrays
US7133459B2 (en) 2001-05-01 2006-11-07 Texas Instruments Incorporated Space-time transmit diversity
EP1255369A1 (en) 2001-05-04 2002-11-06 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Link adaptation for wireless MIMO transmission schemes
US7480278B2 (en) 2001-05-04 2009-01-20 Nokia Corporation Admission control with directional antenna
DE10122788A1 (de) 2001-05-10 2002-06-06 Basf Ag Verfahren der kristallisativen Reinigung einer Roh-Schmelze wenigstens eines Monomeren
US6785341B2 (en) 2001-05-11 2004-08-31 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data in a multiple-input multiple-output (MIMO) communication system utilizing channel state information
US7688899B2 (en) 2001-05-17 2010-03-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel inversion
US6718493B1 (en) 2001-05-17 2004-04-06 3Com Corporation Method and apparatus for selection of ARQ parameters and estimation of improved communications
US6751187B2 (en) 2001-05-17 2004-06-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel transmission
US7072413B2 (en) 2001-05-17 2006-07-04 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel inversion
US7492737B1 (en) 2001-05-23 2009-02-17 Nortel Networks Limited Service-driven air interface protocol architecture for wireless systems
ES2188373B1 (es) 2001-05-25 2004-10-16 Diseño De Sistemas En Silencio, S.A. Procedimiento de optimizacion de la comunicacion para sistema de transmision digital ofdm multiusuario sobre red electrica.
US6920194B2 (en) 2001-05-29 2005-07-19 Tioga Technologies, Ltd. Method and system for detecting, timing, and correcting impulse noise
US7158563B2 (en) 2001-06-01 2007-01-02 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Dynamic digital communication system control
GB2376315B (en) 2001-06-05 2003-08-06 3Com Corp Data bus system including posted reads and writes
US20020183010A1 (en) 2001-06-05 2002-12-05 Catreux Severine E. Wireless communication systems with adaptive channelization and link adaptation
US20020193146A1 (en) 2001-06-06 2002-12-19 Mark Wallace Method and apparatus for antenna diversity in a wireless communication system
US7190749B2 (en) 2001-06-06 2007-03-13 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for canceling pilot interference in a wireless communication system
DE60127944T2 (de) 2001-06-08 2007-09-06 Sony Deutschland Gmbh Mehrträgersystem mit adaptiver bitweiser verschachtelung
US20030012308A1 (en) 2001-06-13 2003-01-16 Sampath Hemanth T. Adaptive channel estimation for wireless systems
US7027523B2 (en) 2001-06-22 2006-04-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for transmitting data in a time division duplexed (TDD) communication system
CN1547861A (zh) 2001-06-27 2004-11-17 ���˹���Ѷ��� 无线通信系统中控制信息的传递
US6842460B1 (en) 2001-06-27 2005-01-11 Nokia Corporation Ad hoc network discovery menu
US6751444B1 (en) 2001-07-02 2004-06-15 Broadstorm Telecommunications, Inc. Method and apparatus for adaptive carrier allocation and power control in multi-carrier communication systems
FR2827731B1 (fr) 2001-07-23 2004-01-23 Nexo Haut-parleur a radiation directe et rayonnement optimise
US6996380B2 (en) 2001-07-26 2006-02-07 Ericsson Inc. Communication system employing transmit macro-diversity
US6738020B1 (en) 2001-07-31 2004-05-18 Arraycomm, Inc. Estimation of downlink transmission parameters in a radio communications system with an adaptive antenna array
DE60134641D1 (de) 2001-08-13 2008-08-14 Motorola Inc Drahtlose Kommunikation mit Sendediversität
KR100703295B1 (ko) 2001-08-18 2007-04-03 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 안테나 어레이를 이용한 데이터 송/수신 장치 및 방법
US20030039317A1 (en) 2001-08-21 2003-02-27 Taylor Douglas Hamilton Method and apparatus for constructing a sub-carrier map
FR2828981B1 (fr) 2001-08-23 2004-05-21 Commissariat Energie Atomique Creuset a chauffage par induction et refroidissement par caloducs
EP1289328A1 (en) 2001-08-28 2003-03-05 Lucent Technologies Inc. A method of sending control information in a wireless telecommunications network, and corresponding apparatus
US6990059B1 (en) 2001-09-05 2006-01-24 Cisco Technology, Inc. Interference mitigation in a wireless communication system
US7149254B2 (en) 2001-09-06 2006-12-12 Intel Corporation Transmit signal preprocessing based on transmit antennae correlations for multiple antennae systems
FR2829326A1 (fr) 2001-09-06 2003-03-07 France Telecom Procede et systeme de reception iterative sous optimale pour systeme de transmission haut debit cdma
US7133070B2 (en) 2001-09-20 2006-11-07 Eastman Kodak Company System and method for deciding when to correct image-specific defects based on camera, scene, display and demographic data
US7024163B1 (en) 2001-09-28 2006-04-04 Arraycomm Llc Method and apparatus for adjusting feedback of a remote unit
US6788948B2 (en) 2001-09-28 2004-09-07 Arraycomm, Inc. Frequency dependent calibration of a wideband radio system using narrowband channels
US7035359B2 (en) 2001-10-11 2006-04-25 Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson Methods and apparatus for demodulation of a signal in a signal slot subject to a discontinuous interference signal
US7773699B2 (en) 2001-10-17 2010-08-10 Nortel Networks Limited Method and apparatus for channel quality measurements
US7548506B2 (en) 2001-10-17 2009-06-16 Nortel Networks Limited System access and synchronization methods for MIMO OFDM communications systems and physical layer packet and preamble design
US7248559B2 (en) 2001-10-17 2007-07-24 Nortel Networks Limited Scattered pilot pattern and channel estimation method for MIMO-OFDM systems
US7116652B2 (en) 2001-10-18 2006-10-03 Lucent Technologies Inc. Rate control technique for layered architectures with multiple transmit and receive antennas
US7349667B2 (en) 2001-10-19 2008-03-25 Texas Instruments Incorporated Simplified noise estimation and/or beamforming for wireless communications
US20030119452A1 (en) 2001-10-19 2003-06-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for controlling transmission power of downlink data channel in a mobile communication system supporting MBMS
WO2003039031A1 (fr) 2001-10-31 2003-05-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Dispositif d'emission radio et procede de communication radio
US7218684B2 (en) 2001-11-02 2007-05-15 Interdigital Technology Corporation Method and system for code reuse and capacity enhancement using null steering
US20030125040A1 (en) 2001-11-06 2003-07-03 Walton Jay R. Multiple-access multiple-input multiple-output (MIMO) communication system
US8018903B2 (en) 2001-11-21 2011-09-13 Texas Instruments Incorporated Closed-loop transmit diversity scheme in frequency selective multipath channels
US7346126B2 (en) 2001-11-28 2008-03-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for channel estimation using plural channels
CN101188594B (zh) 2001-11-28 2016-07-06 富士通株式会社 一种发射设备
US7263119B1 (en) 2001-11-29 2007-08-28 Marvell International Ltd. Decoding method and apparatus
US7154936B2 (en) 2001-12-03 2006-12-26 Qualcomm, Incorporated Iterative detection and decoding for a MIMO-OFDM system
US6760388B2 (en) 2001-12-07 2004-07-06 Qualcomm Incorporated Time-domain transmit and receive processing with channel eigen-mode decomposition for MIMO systems
US7155171B2 (en) 2001-12-12 2006-12-26 Saraband Wireless Vector network analyzer applique for adaptive communications in wireless networks
US20030112745A1 (en) 2001-12-17 2003-06-19 Xiangyang Zhuang Method and system of operating a coded OFDM communication system
US6788236B2 (en) 2001-12-18 2004-09-07 Globespanvirata, Inc. Method and system for implementing a sigma delta analog-to-digital converter
US7099398B1 (en) 2001-12-18 2006-08-29 Vixs, Inc. Method and apparatus for establishing non-standard data rates in a wireless communication system
JP4052835B2 (ja) 2001-12-28 2008-02-27 株式会社日立製作所 多地点中継を行う無線伝送システム及びそれに使用する無線装置
US7573805B2 (en) 2001-12-28 2009-08-11 Motorola, Inc. Data transmission and reception method and apparatus
CA2366397A1 (en) 2001-12-31 2003-06-30 Tropic Networks Inc. An interface for data transfer between integrated circuits
US7209433B2 (en) 2002-01-07 2007-04-24 Hitachi, Ltd. Channel estimation and compensation techniques for use in frequency division multiplexed systems
US7020110B2 (en) 2002-01-08 2006-03-28 Qualcomm Incorporated Resource allocation for MIMO-OFDM communication systems
US7020482B2 (en) 2002-01-23 2006-03-28 Qualcomm Incorporated Reallocation of excess power for full channel-state information (CSI) multiple-input, multiple-output (MIMO) systems
US7058116B2 (en) 2002-01-25 2006-06-06 Intel Corporation Receiver architecture for CDMA receiver downlink
KR100547845B1 (ko) 2002-02-07 2006-01-31 삼성전자주식회사 고속 순방향 패킷 접속 방식을 사용하는 통신 시스템에서서빙 고속 공통 제어 채널 셋 정보를 송수신하는 장치 및방법
US7046978B2 (en) 2002-02-08 2006-05-16 Qualcomm, Inc. Method and apparatus for transmit pre-correction in wireless communications
US6980800B2 (en) 2002-02-12 2005-12-27 Hughes Network Systems System and method for providing contention channel organization for broadband satellite access in a communications network
US7292854B2 (en) 2002-02-15 2007-11-06 Lucent Technologies Inc. Express signaling in a wireless communication system
US7076263B2 (en) 2002-02-19 2006-07-11 Qualcomm, Incorporated Power control for partial channel-state information (CSI) multiple-input, multiple-output (MIMO) systems
US20030162519A1 (en) 2002-02-26 2003-08-28 Martin Smith Radio communications device
US6862271B2 (en) 2002-02-26 2005-03-01 Qualcomm Incorporated Multiple-input, multiple-output (MIMO) systems with multiple transmission modes
US6959171B2 (en) 2002-02-28 2005-10-25 Intel Corporation Data transmission rate control
US6636568B2 (en) 2002-03-01 2003-10-21 Qualcomm Data transmission with non-uniform distribution of data rates for a multiple-input multiple-output (MIMO) system
US6687492B1 (en) 2002-03-01 2004-02-03 Cognio, Inc. System and method for antenna diversity using joint maximal ratio combining
US6873651B2 (en) 2002-03-01 2005-03-29 Cognio, Inc. System and method for joint maximal ratio combining using time-domain signal processing
US7042858B1 (en) 2002-03-22 2006-05-09 Jianglei Ma Soft handoff for OFDM
JP3561510B2 (ja) 2002-03-22 2004-09-02 松下電器産業株式会社 基地局装置及びパケット伝送方法
US7012978B2 (en) 2002-03-26 2006-03-14 Intel Corporation Robust multiple chain receiver
US20040198276A1 (en) 2002-03-26 2004-10-07 Jose Tellado Multiple channel wireless receiver
US7197084B2 (en) 2002-03-27 2007-03-27 Qualcomm Incorporated Precoding for a multipath channel in a MIMO system
KR100456693B1 (ko) 2002-03-28 2004-11-10 삼성전자주식회사 다중채널 통신 시스템의 비트 할당을 최적화하여 셋업시간을 최소화하는 방법
US7224704B2 (en) 2002-04-01 2007-05-29 Texas Instruments Incorporated Wireless network scheduling data frames including physical layer configuration
US7099377B2 (en) 2002-04-03 2006-08-29 Stmicroelectronics N.V. Method and device for interference cancellation in a CDMA wireless communication system
US7103325B1 (en) 2002-04-05 2006-09-05 Nortel Networks Limited Adaptive modulation and coding
WO2003088540A1 (en) 2002-04-05 2003-10-23 Flarion Technologies, Inc. Phase sequences for timing and access signals
US7623871B2 (en) 2002-04-24 2009-11-24 Qualcomm Incorporated Position determination for a wireless terminal in a hybrid position determination system
US7876726B2 (en) 2002-04-29 2011-01-25 Texas Instruments Incorporated Adaptive allocation of communications link channels to I- or Q-subchannel
US6690660B2 (en) 2002-05-22 2004-02-10 Interdigital Technology Corporation Adaptive algorithm for a Cholesky approximation
US7327800B2 (en) 2002-05-24 2008-02-05 Vecima Networks Inc. System and method for data detection in wireless communication systems
US6862440B2 (en) 2002-05-29 2005-03-01 Intel Corporation Method and system for multiple channel wireless transmitter and receiver phase and amplitude calibration
US7421039B2 (en) * 2002-06-04 2008-09-02 Lucent Technologies Inc. Method and system employing antenna arrays
KR100498326B1 (ko) 2002-06-18 2005-07-01 엘지전자 주식회사 이동통신 단말기의 적응 변조 코딩 장치 및 방법
US7184713B2 (en) 2002-06-20 2007-02-27 Qualcomm, Incorporated Rate control for multi-channel communication systems
US7613248B2 (en) 2002-06-24 2009-11-03 Qualcomm Incorporated Signal processing with channel eigenmode decomposition and channel inversion for MIMO systems
US7359313B2 (en) 2002-06-24 2008-04-15 Agere Systems Inc. Space-time bit-interleaved coded modulation for wideband transmission
US7095709B2 (en) 2002-06-24 2006-08-22 Qualcomm, Incorporated Diversity transmission modes for MIMO OFDM communication systems
DE60311464T2 (de) 2002-06-27 2007-08-30 Koninklijke Philips Electronics N.V. Messung von kanaleigenschaften in einem kommunikationssystem
US7551546B2 (en) 2002-06-27 2009-06-23 Nortel Networks Limited Dual-mode shared OFDM methods/transmitters, receivers and systems
US7342912B1 (en) 2002-06-28 2008-03-11 Arraycomm, Llc. Selection of user-specific transmission parameters for optimization of transmit performance in wireless communications using a common pilot channel
EP1379020A1 (en) 2002-07-03 2004-01-07 National University Of Singapore A wireless communication apparatus and method
US7702035B2 (en) 2002-07-03 2010-04-20 Freescale Semiconductor, Inc. Searching method and apparatus for processing digital communication signals
US20040017785A1 (en) 2002-07-16 2004-01-29 Zelst Allert Van System for transporting multiple radio frequency signals of a multiple input, multiple output wireless communication system to/from a central processing base station
US6683916B1 (en) 2002-07-17 2004-01-27 Philippe Jean-Marc Sartori Adaptive modulation/coding and power allocation system
US6885708B2 (en) 2002-07-18 2005-04-26 Motorola, Inc. Training prefix modulation method and receiver
KR20040011653A (ko) 2002-07-29 2004-02-11 삼성전자주식회사 채널 특성에 적응적인 직교 주파수 분할 다중 통신 방법및 장치
CN102655430A (zh) 2002-07-30 2012-09-05 美商智慧财产权授权股份有限公司 通过信道传送信号的方法和无线电通信装置
US7653415B2 (en) 2002-08-21 2010-01-26 Broadcom Corporation Method and system for increasing data rate in a mobile terminal using spatial multiplexing for DVB-H communication
EP1392004B1 (en) 2002-08-22 2009-01-21 Interuniversitair Microelektronica Centrum Vzw Method for multi-user MIMO transmission and apparatuses suited therefore
US20040037257A1 (en) 2002-08-23 2004-02-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and apparatus for assuring quality of service in wireless local area networks
US8194770B2 (en) 2002-08-27 2012-06-05 Qualcomm Incorporated Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode
US6940917B2 (en) 2002-08-27 2005-09-06 Qualcomm, Incorporated Beam-steering and beam-forming for wideband MIMO/MISO systems
AU2002330691A1 (en) 2002-09-06 2004-03-29 Nokia Corporation Antenna selection method
US7260153B2 (en) 2002-09-09 2007-08-21 Mimopro Ltd. Multi input multi output wireless communication method and apparatus providing extended range and extended rate across imperfectly estimated channels
US20040052228A1 (en) 2002-09-16 2004-03-18 Jose Tellado Method and system of frequency and time synchronization of a transceiver to signals received by the transceiver
US7426176B2 (en) 2002-09-30 2008-09-16 Lucent Technologies Inc. Method of power allocation and rate control in OFDMA systems
US6850511B2 (en) 2002-10-15 2005-02-01 Intech 21, Inc. Timely organized ad hoc network and protocol for timely organized ad hoc network
US7961774B2 (en) 2002-10-15 2011-06-14 Texas Instruments Incorporated Multipath interference-resistant receivers for closed-loop transmit diversity (CLTD) in code-division multiple access (CDMA) systems
US7518997B2 (en) 2002-10-22 2009-04-14 Texas Instruments Incorporated Wireless mobile communication stations for operation in non-exclusive spectrum
US7453844B1 (en) 2002-10-22 2008-11-18 Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute, Co., Ltd. Dynamic allocation of channels in a wireless network
US8218609B2 (en) 2002-10-25 2012-07-10 Qualcomm Incorporated Closed-loop rate control for a multi-channel communication system
US20040081131A1 (en) 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US8169944B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Random access for wireless multiple-access communication systems
US8208364B2 (en) 2002-10-25 2012-06-26 Qualcomm Incorporated MIMO system with multiple spatial multiplexing modes
US7324429B2 (en) 2002-10-25 2008-01-29 Qualcomm, Incorporated Multi-mode terminal in a wireless MIMO system
US7002900B2 (en) 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US8570988B2 (en) * 2002-10-25 2013-10-29 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US8134976B2 (en) 2002-10-25 2012-03-13 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US8320301B2 (en) 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
BR0315664A (pt) 2002-10-25 2005-08-30 Qualcomm Inc Detecção e demodulação de dados para sistemas de comunicação sem fio
US8170513B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Data detection and demodulation for wireless communication systems
US7151809B2 (en) 2002-10-25 2006-12-19 Qualcomm, Incorporated Channel estimation and spatial processing for TDD MIMO systems
US7986742B2 (en) 2002-10-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Pilots for MIMO communication system
EP1554831B1 (en) 2002-10-26 2013-05-22 Electronics and Telecommunications Research Institute Frequency hopping ofdma method using symbols of comb pattern
US7317750B2 (en) 2002-10-31 2008-01-08 Lot 41 Acquisition Foundation, Llc Orthogonal superposition coding for direct-sequence communications
EP1416688A1 (en) 2002-10-31 2004-05-06 Motorola Inc. Iterative channel estimation in multicarrier receivers
US7280625B2 (en) 2002-12-11 2007-10-09 Qualcomm Incorporated Derivation of eigenvectors for spatial processing in MIMO communication systems
US7280467B2 (en) 2003-01-07 2007-10-09 Qualcomm Incorporated Pilot transmission schemes for wireless multi-carrier communication systems
US7058367B1 (en) 2003-01-31 2006-06-06 At&T Corp. Rate-adaptive methods for communicating over multiple input/multiple output wireless systems
US7583637B2 (en) 2003-01-31 2009-09-01 Alcatel-Lucent Usa Inc. Methods of controlling data rate in wireless communications systems
US20040176097A1 (en) 2003-02-06 2004-09-09 Fiona Wilson Allocation of sub channels of MIMO channels of a wireless network
EP1447934A1 (en) 2003-02-12 2004-08-18 Institut Eurecom G.I.E. Transmission and reception diversity process for wireless communications
JP2004266586A (ja) 2003-03-03 2004-09-24 Hitachi Ltd 移動通信システムのデータ送受信方法
JP4250002B2 (ja) 2003-03-05 2009-04-08 富士通株式会社 適応型変調伝送システム及び適応型変調制御方法
US6927728B2 (en) 2003-03-13 2005-08-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for multi-antenna transmission
US7822140B2 (en) 2003-03-17 2010-10-26 Broadcom Corporation Multi-antenna communication systems utilizing RF-based and baseband signal weighting and combining
US7885228B2 (en) 2003-03-20 2011-02-08 Qualcomm Incorporated Transmission mode selection for data transmission in a multi-channel communication system
JP4259897B2 (ja) 2003-03-25 2009-04-30 シャープ株式会社 無線データ伝送システム及び無線データ送受信装置
US7242727B2 (en) 2003-03-31 2007-07-10 Lucent Technologies Inc. Method of determining transmit power for transmit eigenbeams in a multiple-input multiple-output communications system
US7403503B2 (en) 2003-07-09 2008-07-22 Interdigital Technology Corporation Resource allocation in wireless communication systems
JP2007532022A (ja) 2003-07-11 2007-11-08 クゥアルコム・インコーポレイテッド 無線通信システムのための動的な共用順方向リンク・チャンネル
WO2005014820A1 (fr) 2003-08-08 2005-02-17 Si Chuan Heben Biotic Engineering Co. Ltd. 5-enolpyruvyl-3-phosphoshikimate synthase a bioresistance eleve au glyphosate et sequence de codage
ATE487291T1 (de) * 2003-08-27 2010-11-15 Wavion Ltd Wlan-kapazitäts-erweiterung durch verwendung von sdm
US7065144B2 (en) 2003-08-27 2006-06-20 Qualcomm Incorporated Frequency-independent spatial processing for wideband MISO and MIMO systems
US7356089B2 (en) 2003-09-05 2008-04-08 Nortel Networks Limited Phase offset spatial multiplexing
KR100995031B1 (ko) 2003-10-01 2010-11-19 엘지전자 주식회사 다중입력 다중출력 시스템에 적용되는 신호 전송 제어 방법
US8842657B2 (en) 2003-10-15 2014-09-23 Qualcomm Incorporated High speed media access control with legacy system interoperability
US8483105B2 (en) 2003-10-15 2013-07-09 Qualcomm Incorporated High speed media access control
US8233462B2 (en) 2003-10-15 2012-07-31 Qualcomm Incorporated High speed media access control and direct link protocol
JP2007509586A (ja) 2003-10-24 2007-04-12 クゥアルコム・インコーポレイテッド マルチ−キャリア通信システムにおける複数データストリームの周波数分割多重方式
US7508748B2 (en) 2003-10-24 2009-03-24 Qualcomm Incorporated Rate selection for a multi-carrier MIMO system
US7616698B2 (en) 2003-11-04 2009-11-10 Atheros Communications, Inc. Multiple-input multiple output system and method
US7298805B2 (en) 2003-11-21 2007-11-20 Qualcomm Incorporated Multi-antenna transmission for spatial division multiple access
US9473269B2 (en) 2003-12-01 2016-10-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system
US7231184B2 (en) * 2003-12-05 2007-06-12 Texas Instruments Incorporated Low overhead transmit channel estimation
JP4425925B2 (ja) 2003-12-27 2010-03-03 韓國電子通信研究院 固有ビーム形成技術を使用するｍｉｍｏ−ｏｆｄｍシステム
US7333556B2 (en) 2004-01-12 2008-02-19 Intel Corporation System and method for selecting data rates to provide uniform bit loading of subcarriers of a multicarrier communication channel
JP2005223829A (ja) 2004-02-09 2005-08-18 Nec Electronics Corp 分数分周回路及びこれを用いたデータ伝送装置
US7746886B2 (en) 2004-02-19 2010-06-29 Broadcom Corporation Asymmetrical MIMO wireless communications
US7206354B2 (en) 2004-02-19 2007-04-17 Qualcomm Incorporated Calibration of downlink and uplink channel responses in a wireless MIMO communication system
US7274734B2 (en) 2004-02-20 2007-09-25 Aktino, Inc. Iterative waterfiling with explicit bandwidth constraints
US7486740B2 (en) 2004-04-02 2009-02-03 Qualcomm Incorporated Calibration of transmit and receive chains in a MIMO communication system
US7848442B2 (en) 2004-04-02 2010-12-07 Lg Electronics Inc. Signal processing apparatus and method in multi-input/multi-output communications systems
US7110463B2 (en) 2004-06-30 2006-09-19 Qualcomm, Incorporated Efficient computation of spatial filter matrices for steering transmit diversity in a MIMO communication system
US7606319B2 (en) 2004-07-15 2009-10-20 Nokia Corporation Method and detector for a novel channel quality indicator for space-time encoded MIMO spread spectrum systems in frequency selective channels
US20060018247A1 (en) 2004-07-22 2006-01-26 Bas Driesen Method and apparatus for space interleaved communication in a multiple antenna communication system
US7599443B2 (en) 2004-09-13 2009-10-06 Nokia Corporation Method and apparatus to balance maximum information rate with quality of service in a MIMO system
KR100905605B1 (ko) 2004-09-24 2009-07-02 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중화 다중입출력 통신 시스템의 전송 방법
TWI296753B (en) 2004-10-26 2008-05-11 Via Tech Inc Usb control circuit for saving power and the method thereof
US8498215B2 (en) 2004-11-16 2013-07-30 Qualcomm Incorporated Open-loop rate control for a TDD communication system
PL1829262T3 (pl) 2004-11-16 2018-08-31 Qualcomm Incorporated Kontrola szybkości w zamkniętej pętli dla systemu komunikacji MIMO
US7525988B2 (en) 2005-01-17 2009-04-28 Broadcom Corporation Method and system for rate selection algorithm to maximize throughput in closed loop multiple input multiple output (MIMO) wireless local area network (WLAN) system
US7466749B2 (en) 2005-05-12 2008-12-16 Qualcomm Incorporated Rate selection with margin sharing
US7603141B2 (en) 2005-06-02 2009-10-13 Qualcomm, Inc. Multi-antenna station with distributed antennas
US8358714B2 (en) 2005-06-16 2013-01-22 Qualcomm Incorporated Coding and modulation for multiple data streams in a communication system
US8619620B2 (en) 2008-09-16 2013-12-31 Qualcomm Incorporated Methods and systems for transmission mode selection in a multi channel communication system
US20100260060A1 (en) 2009-04-08 2010-10-14 Qualcomm Incorporated Integrated calibration protocol for wireless lans

Also Published As

Publication number Publication date
CA2596092C (en) 2013-07-30
CN101133565A (zh) 2008-02-27
WO2006081550A2 (en) 2006-08-03
WO2006081550A3 (en) 2007-01-11
JP4773461B2 (ja) 2011-09-14
US20050128953A1 (en) 2005-06-16
TW200637230A (en) 2006-10-16
CA2732214A1 (en) 2006-08-03
CN101133565B (zh) 2014-12-24
SG143245A1 (en) 2008-06-27
TWI371188B (en) 2012-08-21
EP1847036A2 (en) 2007-10-24
US8570988B2 (en) 2013-10-29
BRPI0607131A2 (pt) 2009-08-04
SG161317A1 (en) 2010-05-27
JP2011234361A (ja) 2011-11-17
RU2007132195A (ru) 2009-03-10
KR20070107073A (ko) 2007-11-06
CN102158293A (zh) 2011-08-17
CN102158293B (zh) 2013-08-14
CA2596092A1 (en) 2006-08-03
KR100958957B1 (ko) 2010-05-20
JP2008530834A (ja) 2008-08-07
KR20100025593A (ko) 2010-03-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2407151C2 (ru) Калибровка каналов для системы дуплексной связи с временным разделением каналов
US8134976B2 (en) Channel calibration for a time division duplexed communication system
US7991067B2 (en) Calibration of transmit and receive chains in a MIMO communication system
KR100918882B1 (ko) 시분할 듀플렉스 시스템에서 데이터를 전송하기 위한 방법 및 장치
KR100972319B1 (ko) 무선 통신 시스템을 위한 송신 모드 및 레이트 선택
RU2406228C2 (ru) Выбор скорости передачи для собственного управления в mimo-системе связи
RU2337493C2 (ru) Получение собственных векторов для пространственной обработки в системах связи mimo
RU2437220C2 (ru) Калибровка канала для коммуникационной системы с дуплексной связью и временным разделением канала
JP2010193477A6 (ja) 時分割複信通信システムのためのチャネル校正
KR20050060105A (ko) Ｔｄｄ ｍｉｍｏ 시스템들을 위한 채널 추정 및 공간프로세싱 방법