CN101133565A - 用于时分双工通信系统的信道校准 - Google Patents

Abstract

记载了校准下行链路和上行链路信道以解决在接入点和用户终端处的发送和接收链的频率响应中的差异。在一种方法中，在下行链路和上行链路信道上传送导频，并使用其来分别推导下行链路和上行链路信道响应的估计。基于下行链路和上行链路信道响应估计(例如，通过对其执行矩阵比计算或最小均方误差(MMSE)计算)来确定针对接入点的校正因子和针对用户终端的校正因子。使用针对接入点的校正因子和针对用户终端的校正因子来获得互为转置的经校准的下行链路信道和经校准的上行链路信道。此校准可基于无线电传输来实时执行。

Description

用于时分双工通信系统的信道校准

背景

I.领域

本发明一般涉及通信，尤其涉及用于在时分双工(TDD)通信系统中校准下行链路和上行链路信道响应的技术。

II.背景

在无线通信系统中，接入点与用户终端之间的数据传输在无线信道上进行。取决于系统设计，下行链路和上行链路可能使用相同或不同的频带。下行链路(或前向链路)是指从接入点到用户终端的通信链路，而上行链路(或反向链路)是指从用户终端到接入点的通信链路。如果有两个频带可用，则可使用频分双工(FDD)技术向下行链路和上行链路分配单独的频带。如果仅有一个频带可用，则下行链路和上行链路可使用时分双工(TDD)来共用同一频带。

为实现高性能，常常需要知道无线信道的频率响应。例如，接入点可能需要下行链路的响应来为到用户终端的下行链路数据传输执行空间处理(在以下说明)。下行链路信道响应可由用户终端基于接入点所发送的导频来估计。用户终端随后可将下行链路信道响应估计发回接入点供其使用。对于这种信道估计方案，需要在下行链路上发送导频，并且将信道估计发回接入点招致了额外的延迟和资源。

对于具有共用频带的TDD系统，下行链路和上行链路信道响应可被假定为是彼此互易的。亦即，如果H表示从天线阵A到天线阵B的信道响应矩阵，则互易信道意味着从阵B到阵A的耦合由H ^T给出，其中H ^T表示矩阵H的转置。由此，对于TDD系统，一条链路的信道响应可基于在另一条链路上发送的导频来估计。例如，上行链路信道响应可基于经由上行链路接收的导频来估计，并且上行链路信道响应估计的转置可被用作下行链路信道响应的估计。

但是，接入点处的发送和接收链的频率响应通常与用户终端处的发送和接收链的频率响应不同。具体而言，用于上行链路传输的发送和接收链的频率响应可能与用于下行链路传输的发送和接收链的频率响应不同。“有效的”下行链路信道响应(包括适用的发送和接收链的响应)从而将因为这些发送和接收链中的差异(即，有效信道响应不是互易的)而异于有效的上行链路信道响应的互易。如果所获得的一条链路的信道响应的互易被用于另一条链路上的空间处理，则发送和接收链的频率响应中的任何差异将代表误差，此误差若不被确定或解决则可能会使性能降级。

因此，本领域中需要在TDD通信系统中校准下行链路和上行链路的技术。

概要

本文中提供校准下行链路和上行链路信道以解决接入点和用户终端处发送和接收链的频率响应中的差异的技术。在校准之后，所获得的一条链路的信道响应的估计可被用来获得另一条链路的信道响应的估计。这可简化信道估计和空间处理。

在一具体实施例中，提供了一种在无线TDD多输入多输出(MIMO)通信系统中校准下行链路和上行链路的方法。根据此方法，在上行链路信道上发送一导频，并使用其来推导上行链路信道响应的估计。还在下行链路信道上发送一导频，并使用其来推导下行链路信道响应的估计。然后基于下行链路和上行链路信道响应估计来确定针对接入点的校正因子和针对用户终端的校正因子。接入点可对其发送侧，或对其接收侧，或对发送和接收两侧应用其校正因子。用户终端也可对其发送侧，或对其接收侧，或对发送和接收两侧应用其校正因子。在接入点应用了其校正因子并且用户终端也应用了其校正因子的情况下，经校准的下行链路和上行链路信道的响应是近似互易的。这些校正因子可如以下所说明地对下行链路和上行链路信道响应估计使用矩阵比计算或最小均方误差(MMSE)计算来确定。

此校准可基于通过无线电传输来实时地执行。系统中的每个用户终端可用由一个或多个接入点来推导其校正因子的方式来执行校准。类似地，每个接入点可用由一个或多个用户终端来推导其校正因子的方式来执行校准。对于正交频分复用(OFDM)系统，可对一组频率子带执行此校准以获得针对该组中每个频率子带的校正因子。针对其它“未经校准的”频率子带的校准因子可基于所获得的针对“经校准的”频率子带的校准因子来内插。

本发明的各个方面和实施例在以下进一步具体地说明。

附图简要说明

结合附图理解以下阐述的具体说明，本发明的特征、本质和优点变得更加显而易见，附图中相同的附图标记始终作相应地标示。

图1示出MIMO系统中接入点和用户终端处的发送和接收链。

图2A示出在接入点和用户终端处的发送和接收两侧应用校正因子。

图2B示出对接入点和用户终端两者处的发送侧应用校正因子。

图2C示出对接入点和用户终端两者处的接收侧应用校正因子。

图3示出在TDD MIMO-OFDM系统中校准下行链路和上行链路信道响应的过程。

图4示出从下行链路和上行链路信道响应估计推导校正矢量的估计的过程。

图5是接入点和用户终端的框图。

图6是发送(TX)空间处理器的框图。

具体说明

本文中所记载的这些校准技术可用于各种无线通信系统。此外，这些技术可用于单输入单输出(SISO)系统、多输入单输出(MISO)系统、单输入多输出(SIMO)系统、以及多输入多输出(MIMO)系统。

MIMO系统采用多个(N_T个)发射天线和多个(N_R个)接收天线来进行数据传输。由这N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可被分解成N_S个独立信道，其中N_R≤min{N_T，N_R}。这N_S个独立信道中的每一个也被称为该MIMO信道的一个空间信道，并对应于一个维度。如果由这多个发射和接收天线创建的额外维度得以被利用，则MIMO系统可提供改善的性能(例如，增大的传输容量)。这通常要求对发射机和接收机之间的信道响应有准确估计。

图1示出MIMO系统中在接入点102和用户终端104处的发送和接收链的框图。对于此系统，下行链路和上行链路以时分双工方式共用同一频带。

对于下行链路，在接入点102处，码元(由“发送”矢量x _dn表示)由发送链114处理，并从N_ap个天线116通过无线信道发送。在用户终端104处，下行链路信号由N_ut个天线152接收，并由接收链154处理以获得接收码元(由“接收”矢量r _dn表示)。由发送链114进行的处理通常包括数模转换、放大、滤波、上变频、等等。由接收链154进行的处理通常包括下变频、放大、滤波、模数转换等。

对于上行链路，在用户终端104处，码元(由发送矢量x _up表示)由发送链164处理，并从N_ut个天线152通过无线信道发送。在接入点102处，上行链路信号由N_ap个天线116接收，并由接收链124处理以获得接收码元(由接收矢量r _up表示)。

对于下行链路，用户终端处的接收矢量可表达为：

r _dn＝R _ut HT _ap x _dn，式(1)

其中x _dn是具有对应于从接入点处的N_ap个天线发送的码元的N_ap个条目的发送矢量；

r _dn是具有对应于在用户终端处的N_ut个天线上接收的码元的N_ut个条目的接收矢量；

T _ap是具有与接入点处的N_ap个天线的发送链相关联的复增益对应的条目的N_ap×N_ap对角矩阵；

R _ut是具有与用户终端处的N_ut个天线的接收链相关联的复增益对应的条目的N_ut×N_ut对角矩阵；

H是对应于下行链路的N_ut×N_ap信道响应矩阵。

发送和接收链的响应以及无线信道的响应通常是频率的函数。为简单起见，这些响应被假定为是平坦衰落的(即，平坦频率响应)。

对于上行链路，接入点处的接收矢量可表达为：

r _up＝R _ap H ^T T _ut x _up，    式(2)

其中x _up是对应于从用户终端处的N_ut个天线发送的码元的发送矢量；

r _up是对应于在接入点处的N_ap个天线上接收的码元的接收矢量；

T _ut是具有与用户终端处的N_ut个天线的发送链相关联的复增益对应的条目的N_ut×N_ut对角矩阵；

R _ap是具有与接入点处的N_ap个天线的接收链相关联的复增益对应的条目的N_ap×N_ap对角矩阵；

H ^T是对应于上行链路的N_ap×N_ut信道响应矩阵。

对于TDD系统，由于下行链路和上行链路信道共用同一频带，因此在下行链路与上行链路信道响应之间通常存在高度相关。由此，下行链路和上行链路信道响应矩阵可被假定为彼此互易(或互为转置)，并分别表示为H和H ^T，如式(1)和(2)中所示。但是，接入点处的发送和接收链的响应通常不等于用户终端处的发送和接收链的响应。这些差异从而导致以下不等式R _ap H ^T T _ut≠(R _ut HT _ap)^T。

从式(1)和(2)看出，包括适用的发送和接收链的响应的“有效”下行链路和上行链路信道响应H _dn和H _up可表达为：

H _dn＝R _ut HT _ap以及H _up＝R _ap H ^T T _ut。    式(3)

将方程组(3)中的这两式组合，这可得到以下关系：

${\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}^{-1}={\left({\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ap}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ut}}^{-1}\right)}^T={\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}^T{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ap}}^{-1}.$ 式(4)

重排式(4)，则得到下式：

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}^T={\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ut}}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}^{-1}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ap}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}}$

或

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}={\left({\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}}\right)}^T,$ 式(5)

其中 ${\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ut}}={\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ut}}$ 且 ${\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}}={\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}^{-1}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ap}}.$ 式(5)还可表达为：

H _up K _ut＝(H _dn K _ap)^T。式(6)

式(6)左手边代表了经校准上行链路信道响应的一种形式，而右手边代表了经校准下行链路信道响应的一种形式的转置。如式(6)中所示地将对角矩阵K _ut和K _ap应用于有效下行链路和上行链路响应使得下行链路和上行链路的经校准信道响应能被表达成互为转置。对应于接入点的N_ap×N_ap对角矩阵K _ap是接收链响应R _ap与发送链响应T _ap之比(或者说 ${\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}}=\frac{{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ap}}}{{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}}$ )，其中该比是逐元地取得的。类似地，对应于用户终端的N_ut×N_ut对角矩阵K _ut是接收链响应R _ut与发送链响应T _ut之比。

图2A示出对接入点和用户终端处的发送和接收两侧应用校正矩阵以解决接入点和用户终端处发送和接收链中的差异。在下行链路上，首先由单元112将发送矢量x _dn与矩阵K _tap相乘。由发送链114和接收链154对下行链路进行的处理与图1中所示的相同。由单元156将接收链154的输出与矩阵K _rut相乘，从而提供下行链路的接收矢量r _dn。在上行链路上，首先由单元162将发送矢量x _up与矩阵K _ttut相乘。由发送链164和接收链124对上行链路进行的处理与图1中所示的相同。由单元126将接收链124的输出与矩阵K _rap相乘，从而提供上行链路的接收矢量r _up。

在如图2A中所示地在接入点和用户终端处应用校正矩阵的情况下，经校准的下行链路和上行链路信道响应可表达为：

H _cdn＝K _rut R _ut HT _ap K _tap和H _cup＝K _rap R _ap H ^T T _ut K _tut。    式(7)

如果 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}^T,$ 则方程组(7)中的两式可被组合如下：

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rut}}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ut}}{\underset{\‾}{H}\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{tap}}={\left({\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rap}}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ap}}{\underset{\‾}{H}}^T{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ut}}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{tut}}\right)}^T={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}^T$ 式(8)

重排式(8)中的各项得到下式：

${\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ut}}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{tut}}^{-1}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rut}}\underset{\‾}{H}=\underset{\‾}{H}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ap}}{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}^{-1}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rap}}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{tap}}^{-1}.$ 式(9)

在式(9)中已利用了对角矩阵A和B的特性AB＝BA来改组上述对角矩阵。

式(9)指示，经校准的下行链路和上行链路信道响应可通过满足以下条件来得到：

$a\·{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ut}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{tut}}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rut}}^{-1}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ut}},$ 以及                                   式(10a)

$a\·{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}^{-1}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ap}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{tap}}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rap}}^{-1}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}},$ 式(10b)

其中a是一任意复比例常数。

一般而言，针对接入点的校正因子可被应用于接入点处的发送侧和/或接收侧。类似地，针对用户终端的校正因子可被应用于用户终端处的发送侧和/或接收侧。对于一可能是接入点或用户终端的给定站，针对该站的校正矩阵可被分成针对发送侧的校正矩阵和针对接收侧的校正矩阵。针对一侧(可以是发送侧或接收侧)的校正矩阵可以是单位矩阵I或任选矩阵。另一侧的校正矩阵从而将唯一地指定。这些校正矩阵无需直接解决通常不能被测量到的发送和/或接收链误差。

表1列出在接入点和用户终端处应用校正因子的9种可能配置。对于配置1，校正因子被应用于接入点处的发送和接收两侧，并且还被应用于用户终端处的发送和接收两侧。对于配置2，校正因子被应用于接入点和用户终端两者处的仅发送侧，其中K _tap＝K _ap，K _rap＝I，K _tut＝K _ut，且K _rut＝I。对于配置3，校正因子被应用于接入点和用户终端两者处的仅接收侧，其中 ${\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rap}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}}^{-1},$ K _tap＝I， ${\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rut}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ut}}^{-1},$ 且K _tut＝I。其它配置在表1中示出。

表1

配置	接入点		用户终端
					发送	接收	发送	接收
	1	K tap	K rap	K tut					K rut
2					K ap	I	K ut	I
	3	I	K ap -1	I					K ut -1
4					K ap	I	I	K ut -1
	5	I	K ap -1	K ut					I
6					K tap	K rap	K ut	I
	7	K tap	K rap	I					K ut -1
8					K ap	I	K tut	K rut
	9	I	K ap -1	K tut					K rut

图2B示出配置2的对发送侧应用校正矩阵K _ap和K _ut以解决接入点和用户终端处发送和接收链中的差异。在下行链路上，首先由单元112将发送矢量x _dn与校正矩阵K _ap相乘。由发送链114和接收链154对下行链路进行的后续处理与图1中所示的相同。在上行链路上，首先由单元162将发送矢量x _up与校正矩阵K _ut相乘。由发送链164和接收链124对上行链路进行的后续处理与图1中所示的相同。分别由用户终端和接入点观察到的经校准的下行链路和上行链路信道响应由此可被表达为：

H _cdn＝H _dn K _ap和H _cup＝H _up K _ut。    式(11)

图2C示出配置3的对接收侧应用校正矩阵K _ap ^-1和K _ut ^-1以解决接入点和用户终端处发送和接收链中的差异。在下行链路上，发送矢量x _dn由接入点处的发送链114处理。下行链路信号由接收链154处理，并进一步由用户终端处的单元156将其与校正矩阵K _ut ^-1相乘以获得接收矢量r _dn。在上行链路上，发送矢量x _up由用户终端处的发送链164处理。上行链路信号由接收链124处理，并进一步由接入点处的单元126将其与校正矩阵K _ap ^-1相乘以获得接收矢量r _up。分别由用户终端和接入点观察到的经校准的下行链路和上行链路信道响应由此可被表达为：

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}$ 和 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}.$ 式(12)

如表1中所示，校正矩阵包括可解决接入点和用户终端处发送和接收链中的差异的值。这由此将允许一条链路的信道响应由另一条链路的信道响应来表达。取决于校正因子在接入点和用户终端处是否被应用，经校准的下行链路和上行链路信道响应可具有各种形式。例如，经校准的下行链路和上行链路信道响应可被表达为如式(7)、(11)和(12)中所示。

可执行校准以确定矩阵K _ap和K _ut。通常，真实的信道响应H以及发送和接收链响应是未知的，它们也不能被精确和容易地确定。取而代之，有效的下行链路和上行链路信道响应H _dn和H _up可如下所述地分别基于在下行链路和上行链路上发送的导频来估计。作为“真实”矩阵K _ap和K _ut的估计的校正矩阵

和

由此可如以下所述地基于下行链路和上行链路信道响应估计

和

来推导。矩阵

和

包括可解决接入点和用户终端处发送和接收链中的差异的校正因子。一旦发送和接收链已被校准，就可使用所获得的一条链路的经校准信道响应估计(例如，

)来确定另一条链路的经校准信道响应的估计(例如，

)。

本文中所记载的校准技术还可用于采用OFDM的无线通信系统。OFDM有效地将总系统带宽分成数个(N_F个)正交子带，它们也被称为音调、副载波、频率槽或子信道。采用OFDM，每个子带与可用数据调制的一个相应副载波相关联。对于采用OFDM的MIMO系统(即，MIMO-OFDM系统)，每个空间信道的每个子带可被视为是一独立的传输信道。

此校准可用各种方式来执行。为清楚起见，以下针对TDD MIMO-OFDM系统来对一具体校准方案进行说明。

图3示出在TDD MIMO-OFDM系统中校准下行链路和上行链路信道响应的过程300的一个实施例的流程图。首先，用户终端使用对该系统定义的获取过程来获取接入点的时基和频率(框310)。然后用户终端可发送一消息来发起与接入点的校准，校准或可由接入点发起。校准可由接入点与用户终端的注册/认证并行地(例如，在呼叫建立期间)执行，并且也可在保用的任何时候执行。

校准可对用于数据传输的所有子带(它们可被称为“数据”子带)执行。不用于数据传输的子带(例如，保护子带)通常不需要被校准。但是，由于接入点和用户终端处的发送和接收链的频率响应在所关注的子带中的大多数上是平坦的，并且由于相邻子带很可能是相关的，因此可仅对这些数据子带的一个子集执行校准。如果不是所有数据子带都被校准，则待校准的子带(它们被称为“指定”子带)可被信令通知接入点(例如，在所发送的发起校准的消息中)。

为进行校准，用户终端在这些指定子带上向接入点发送一MIMO导频(框312)。该MIMO导频的生成在以下具体说明。上行链路MIMO导频传送的持续时间可取决于指定子带的数目。例如，如果对4个子带执行校准，则8个OFDM码元可能是足够的，而更多的子带将需要更多的(例如，20个)OFDM码元。总发射功率通常是固定的。如果该MIMO导频在少量的子带上被发送，则这些子带中的每一个可使用较大量的发射功率，并且每个子带的SNR较高。反之，如果该MIMO导频在大量的子带上被发送，则每个子带可使用较小量的发射功率，并且每个子带的SNR较差。如果每个子带的SNR不够高，则可为该MIMO导频发送更多的OFDM码元，并在接收机处将它们结合为一整体以为此子带获得更高的总SNR。

接入点接收上行链路MIMO导频，并为每个指定子带推导上行链路信道响应的估计

其中k代表子带索引。基于MIMO导频的信道估计在以下说明。上行链路响应估计被量化并发送到用户终端(框314)。每个矩阵

中的条目是子带k的上行链路的在N_ut个发射天线与N_ap个接收天线之间的复信道增益。所有矩阵的信道增益由在所有指定子带上共同的一特定比例因子定标以获得所需的动态范围。例如，每个矩阵

中的信道增益可由所有的指定子带矩阵的最大信道增益逆定标，以使得最大信道增益的幅值为1。由于校准的目的在于使下行链路和上行链路信道之间的增益/相位差异归一化，因此绝对信道增益并不重要。如果信道增益使用12比特复数值(即，具有12比特同相(I)和12比特正交(Q)分量)，则下行链路信道响应估计可在3·N_ut·N_ap·N_sb字节中被发送给用户终端，其中“3”是对应于用来表示I和Q分量的总共24比特，而N_sb是指定子带的数目。

用户终端也接收由接入点发送的下行链路MIMO导频(框316)，并基于接收的导频来为每个指定子带推导下行链路信道响应的估计

(框318)。用户终端然后基于上行链路和下行链路响应估计

和

来为每个指定子带确定校正因子

和

(框320)。

为了推导校正因子，每个子带的下行链路和上行链路信道响应被假定为是互易的，并具有用于解决接入点和用户终端处发送和接收链中的差异的增益/相位校正如下：

H _up(k)K _ut(k)＝(H _dn(k)K _ap(k))^T，k∈K，    式(13)

其中K代表一组所有数据子带。由于在校准期间指定子带只有有效下行链路和上行链路信道响应的估计可用，因此式(13)可被重写为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)={\left({\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\right)}^T,k\∈K^{\′},$ 式(14)

其中K′代表一组所有指定子带。可定义一校正矢量

包括

的N_ut个对角元。由此，

和

是等价的。类似地，可定义一校正矢量

包括

的N_ap个对角元。

和

也是等价的。

校准因子

和

可用各种方式从信道估计

和来推导，包括通过矩阵比计算和MMSE计算。这两个计算方法均在以下进一步具体说明。也可使用其它计算方法，并且这也落在本发明的范围内。

A.矩阵比计算

图4示出使用矩阵比计算从上行链路和下行链路信道响应估计

和

推导校正矢量

和的过程320a的一个实施例的流程图。过程320a可用于图3中的框320。

首先，为每一指定子带计算一N_ut×N_ap矩阵C(k)(框412)如下：

$\underset{\‾}{C}\left(k\right)=\frac{{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{up}}^T\left(k\right)}{{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)},$ 对于k∈K′，                                      式(15)

其中此比是逐元地来取得的。C(k)的每个元由此可计算为：

$c_{i,j}\left(k\right)=\frac{{\hat{h}}_{\mathrm{upi},j}\left(k\right)}{{\hat{h}}_{\mathrm{dni},j}\left(k\right)},$ 对于i＝1、……、N_ut以及j＝1、……、N_ap，       式(16)

其中

和分别是

和

的第(i，j)(行，列)个元，并且c_i，j(k)是C(k)的第(i，j)个元。

在一个实施例中，针对接入点的校正矩阵

被定义为等于C(k)的各归一化行的平均，并由框420推导。C(k)的每一行首先通过以该行中的第一个元来定标该行中的N_ap个元中的每一个来归一化(框422)。由此，如果 ${\underset{\‾}{c}}_i\left(k\right)=[c_{i,1}\left(k\right)\·\·\·c_{i,N_{\mathrm{ap}}\left(k\right)}]$ 是C(k)的第i行，则归一化的行

可表达为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{c}}}_i\left(k\right)=[c_{i,1}\left(k\right)/c_{i,1}\left(k\right)\·\·\·c_{i,j}\left(k\right)/c_{i,j}\left(k\right)\·\·\·c_{i,N_{\mathrm{ap}}}\left(k\right)/c_{i,1}\left(k\right)].$ 式(17)

然后确定这些归一化行的平均为这N_ut个归一化行之和除以N_ut(框424)。校正矢量被设为等于此平均(框426)，即可表达为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{ut}}}\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{\overset{~}{c}}}_i\left(k\right),$ 对于k∈K′。               式(18)

因为此归一化，的第一个元是单位元。

在一个实施例中，针对用户终端的校正矢量

被定义为等于C(k)的各归一化列的逆的平均，并由框430推导。C(k)的第j列首先通过以矢量

的表示成K_ap，j，j(k)的第j个元来定标该列中的每一个元来归一化(框432)。由此，如果 ${\underset{\‾}{c}}_j\left(k\right)={[c_{1,j}\left(k\right)\·\·\·c_{N_{\mathrm{ur}},j}\left(k\right)]}^T$ 是C(k)的第j列元，则归一化的列

可表达为：

式(19)

然后确定这些归一化列的逆的平均为这N_ap个归一化列的逆之和除以N_ap(框434)。校正矢量

被设为等于此平均(框436)，即可表达为：

式(20)

其中归一化列

的求逆是逐元地执行的。

B.MMSE计算

对于MMSE计算，校正因子

和是从下行链路和上行链路信道响应估计和

推导以使经校准的下行链路信道响应与经校准的上行链路信道响应之间的均方误差(MSE)最小化。此条件可表达为：

$\min {|{\left({\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\right)}^T-{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)|}^2,$ 对于k∈K，             式(21)

其也可被写为：

$\min {|{\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{dn}}^T\left(k\right)-{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)|}^2,$ 对于k∈K，

其中 ${\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right),$ 因为

是对角矩阵。

式(21)受到

的首元被设为等于单位元或者说K_ap，0，0(k)＝1这一约束。若无此约束，则将在矩阵

和

的所有元皆被设为等于0的情况下得到平凡解。在式(21)中，首先获得矩阵Y(k)为 $\underset{\‾}{Y}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{dn}}^T\left(k\right)-{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right).$ 接下来得到矩阵Y(k)的N_ap·N_ut个条目中的每一个的绝对值的平方。由此均方误差(或平方误差，因为除以N_ap·N_ut被省略)等于全部N_ap·N_ut个平方值之和。

对每个指定子带执行MMSE计算以获得针对该子带的校正因子

和

以下就针对一个子带的MMSE计算进行说明。为简单起见，在以下说明中省略了子带索引k。为简单起见，还将下行链路信道响应估计的元记为{a_ij}，将上行链路信道响应估计

的元记为{b_ij}，矩阵

的对角元记为{u_i}并且矩阵

的对角元记为{v_j}，其中i＝1、……、N_ap并且j＝1、……、N_ut。

从式(21)可重写均方误差如下：

$\mathrm{MSE}=\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}{|a_{\mathrm{ij}}{u}_i-b_{\mathrm{ij}}{v}_j|}^2$ 式(22)

同样受到u₁＝1的约束。最小均方误差可通过取式(22)对u和v的偏导，并将这两个偏导设为0来得到。这些运算的结果是以下方程组：

$\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}(a_{\mathrm{ij}}{u}_i-b_{\mathrm{ij}}{v}_j)\·a_{\mathrm{ij}}^{*}=0,$ 对于i＝2、……、N_ap，以及式(23a)

$\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}(a_{\mathrm{ij}}{u}_i-b_{\mathrm{ij}}{v}_j)\·b_{\mathrm{ij}}^{*}=0,$ 对于j＝2、……、N_ut，以及                      式(23b)

在式(23a)中，u₁＝1因此对此情形没有偏导，并且索引i从2走到N_ap。

方程组(23a)和(23b)中的这组(N_ap+N_ut-1)个方程可更为方便地表达为矩阵形式如下：

A _y＝z，                                            式(24)

其中

$\underset{\‾}{A}=\left[\begin{array}{cccccccc}\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|a_{2j}\right|}^2& 0& ...& 0& {-b}_{21}{a}_{21}^{*}& ...& & {-b}_{{2N}_{\mathrm{ap}}}{a}_{{2N}_{\mathrm{ut}}}^{*}\\ 0& \underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|a_{3j}\right|}^2& 0& ...& ...& ...& & ...\\ ...& 0& ...& 0& & & & \\ 0& ...& 0& \underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{ut}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|a_{N_{\mathrm{ap}}j}\right|}^2& {-b}_{N_{\mathrm{ap}}1}{a}_{N_{\mathrm{ap}}1}^{*}& & & {-b}_{N_{\mathrm{ap}}{N}_{\mathrm{ut}}}{a}_{N_{\mathrm{ap}}{N}_{\mathrm{ut}}}^{*}\\ {-a}_{21}{b}_{21}^{*}& ...& & {-a}_{N_{\mathrm{ap}}1}{b}_{N_{\mathrm{ap}}1}^{*}& \underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|b_{i1}\right|}^2& 0& ...& 0\\ ...& ...& & & 0& \underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|b_{i2}\right|}^2& 0& ...\\ & & & & ...& 0& ...& 0\\ {-a}_{{2N}_{\mathrm{ut}}}{b}_{{2N}_{\mathrm{ut}}}^{*}& ...& & {-a}_{N_{\mathrm{ap}}{N}_{\mathrm{ut}}}{b}_{N_{\mathrm{ap}}{N}_{\mathrm{ut}}}^{*}& 0& ...& 0& \underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ap}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|b_{{\mathrm{iN}}_{\mathrm{ut}}}\right|}^2\end{array}\right]$

$\underset{\‾}{y}=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{u}_2\\ u_3\\ ...\\ u_{N_{\mathrm{ap}}}\\ v_1\\ v_2\\ ...\\ v_{N_{\mathrm{ut}}}\end{array}\right]\end{array}$ 并且 $\underset{\‾}{z}=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ ...\\ 0\\ a_{11}{b}_{11}^{*}\\ a_{12}{b}_{12}^{*}\\ a_{{1N}_{\mathrm{ut}}}{b}_{{1N}_{\mathrm{ut}}}^{*}\end{array}\right].$

矩阵A包括(N_ap+N_ut-1)个行，其中前N_ap-1行对应于来自方程组(23a)的N_ap-1个方程，而最后N_ut行对应于来自方程组(23b)的N_ut个方程。具体而言，矩阵A的第一行是从方程组(23a)以i＝2生成的，第二行是以i＝3生成的，依此类推。矩阵A的第N_ap行是从方程组(23b)以j＝1生成的，依此类推，并且最后一行是以j＝N_ut生成的。如上所示，矩阵A的条目和矢量z的条目可基于矩阵

和

中的条目来得到。

校正因子被包括在矢量y中，矢量y可如下得到：

y＝A ^-1 z。式(25)

MMSE计算的结果是如式(21)中所示地使经校准的下行链路和上行链路信道响应中的均方误差最小化的校正矩阵

和

由于矩阵

和

是基于下行链路和上行链路信道响应估计

和得到的，因此校正矩阵

和

的质量依赖于信道估计

和

的质量。可在接收机处求MIMO导频的平均以获得对

和

的更加准确估计。

基于MMSE计算得到的校正矩阵和一般好于基于矩阵比计算得到的校正矩阵，尤其是在其中一些信道增益很小并且测量噪声会使信道增益大大降级的时候。

C.后计算

无论选择使用哪种具体计算方法，在校正矩阵的计算完成之后，用户终端向接入点发送针对所有指定子带的接入点校正矢量

如果

中每一校正因子使用12比特复数值，则所有指定子带的校正矢量

可在3·(N_ap-1)·N_sb字节中被发送给接入点，其中“3”是对应用于I和Q分量的总共24比特，(N_ap-1)是因每个矢量

中的首元等于单位元因而不需要发送而导致的，而N_sb是指定子带的数目。如果首元被设为2⁹-1＝+511，则有12dB的净空可用(因为最大正12比特有符号值是2¹¹-1＝+2047)，这将允许12比特值能容纳下行链路与上行链路之间最高达12dB的增益失配。如果下行链路和上行链路匹配到12dB内且首元被归一化到值511，则其它元的绝对值应不大于511·4＝2044，并且能用12比特来表示。

每一指定子带获得一对校正矢量

和

此校正可以不对所有数据子带执行。例如，可对每n个子带执行校正，其中n可以根据发送和接收链的预期响应来决定(例如，n可以是2、4、8、16等等)。还可对非均匀分布的子带执行校正。例如，由于在通带的边缘处可能有更多的滤波器滚降，而这将在发送和接收链中产生更大的失配，因此可校准较多的靠近频带边缘的子带。一般而言，可校准任意数目的子带以及任意分布的子带，并且这落在本发明的范围之内。

如果不是对所有数据子带执行校准，则可通过内插对指定子带获得的校正因子来获得针对“未经校准的”子带的校正因子。接入点可对k∈K′的

执行内插以获得k∈K的校正矢量类似地，用户终端可对k∈K′的

执行内插以获得k∈K的校正矢量

此后，接入点和用户终端使用它们各自的校正矢量

和

或是相应的校正矩阵

和

其中k∈K。接入点可基于其校正矩阵

并在式(10a)中所示的约束下推导针对其发送侧的校正矩阵

和针对其接收侧的校正矩阵

类似地，用户终端可基于其校正矩阵

并在式(10b)中所示的约束下推导针对其发送侧的校正矩阵

和针对其接收侧的校正矩阵

校正矩阵

和校正矩阵

各自可被分成两个矩阵以改善动态范围，减小量化误差，解决发送和接收链的限制等等。如果在发送侧有已知的失衡，则发送侧校正矩阵可尝试消除此失衡。例如，如果一个天线有较小的功率放大器，则可通过对发送侧应用合适的校正矩阵来减小具有较强功率放大器的天线的发射功率。但是，在较低功率电平下操作发送侧导致性能损失。由此可在接收侧上进行调节以补偿该已知的发送失衡。如果由于例如较小的天线增益而导致发送和接收链两者对于给定天线皆有较小增益，则此校准不对此天线进行调节，因为发送和接收侧是匹配的。

上述的为接入点和用户终端各自获得一校正因子矢量的校正方案允许在由不同用户终端执行校准时能为接入点推导出“兼容”的校正矢量。如果接入点已被校准(例如，由一个或多个其它用户终端)，则当前校正矢量可用新推导出的校正矢量更新。

例如，如果两个用户终端同时执行此校准过程，则来自这两个用户终端的校准结果可被平均以提高性能。但是，通常一次为一个用户终端执行校准。第二用户终端因而将观察到已应用了针对第一用户终端的校正矢量的下行链路。在此情形中，可使用第二校正矢量与原校正矢量之积作为新校正矢量，或者也可使用“加权平均”(在以下说明)。接入点通常对所有用户终端使用单个校正矢量，而不是对不同用户终端使用不同的校正矢量(尽管这也是可实现的)。来自多个用户终端的更新或是来自一个用户终端的顺序更新可用相同方式来对待。更新后的矢量可被直接应用(通过乘法运算)。或者，如果希望进行某种平均来降低测量噪声，则可如下所述地使用加权平均。

如果接入点使用校正矢量

来发送可供用户终端据此确定新校正矢量的MIMO导频，则通过将当前和新校正矢量相乘来推导更新后的校正矢量

校正矢量

和

可由相同或不同用户终端推导。在一个实施例中，更新后的校正矢量被定义为 ${\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}3}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}2}\left(k\right),$ 其中此乘法是逐元的。在另一个实施例中，更新后的校正矢量被定义为 ${\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}3}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}2}^{\mathrm{\α}}\left(k\right),$ 其中α是用于提供加权平均的因子(例如，0＜α＜1)。如果校准更新不频繁，则接近于1的α值可能性能最好。如果校准更新频繁但有噪，则较小的α值较好。更新后的校正矢量

随后可被接入点使用，直至它们再次被更新。

如式(10a)和(10b)中所示，针对给定站(可能是接入点或用户终端)的校正因子解决该站处发送和接收链的响应。接入点可与第一用户终端执行校准以推导其校准因子，然后使用这些校准因子来与第二用户终端通信，而无须与第二用户终端执行校准。类似地，用户终端可与第一接入点执行校准以推导其校正因子，然后使用这些校正因子来与第二接入点通信，而无须与第二接入点执行校准。这可为与多个用户终端通信的接入点和与多个接入点通信的用户终端减少用于校准的额外开销，因为不是每一对通信站都需要校准。

在以上说明中，由用户终端推导k∈K′的校正矢量

和以及矢量

被发回给接入点。此方案有利地将校准处理分布在多址系统的各用户终端间。但是，校准矢量

和也可由接入点来推导，随后其将矢量

发回给用户终端，并且这落在本发明的范围之内。

上述校准方案使得每个用户终端都能经由无线电传输来实时地校准其发送和接收链。这使得具有不同频率响应的用户终端无须严格的频率响应规范或是在厂执行校准就能实现高性能。接入点可由多个用户终端校准以提供改善的准确性。

D.增益考虑

校准可基于下行链路和上行链路信道的“归一化”增益来执行，这些“归一化”增益是相对于接收机处的噪声本底给出的增益。归一化增益的使用使得在下行链路和上行链路已被校准之后，一条链路的特性(例如，每空间信道的信道增益和SNR)能基于另一条链路的增益测量来获得。

接入点和用户终端可初始地平衡它们的接收机输入电平以使接入点和用户终端的接收路径上的噪声电平近似相同。此平衡可通过估计噪声本底，例如通过找到在特定持续时间(例如，一个或两个码元周期)上接收TDD帧(它是下行链路/上行链路传输的单位)里具有最小平均功率的部分来实现。一般而言，就在每个TDD帧开始之前的时间是没有传输的，因为任何上行链路数据必须被接入点接收，然后在接入点在下行链路上进行传输之前需要一接收/发送周转时间。取决于干扰环境，噪声本底可基于多个TDD帧来确定。然后相对于此噪声本底来测量下行链路和上行链路信道响应。更具体地，首先可得到给定发射和接收天线对的给定子带的信道增益为例如该发射和接收天线对的该子带的接收导频码元与发送导频码元之比。然后，归一化增益等于实测增益除以噪声本底。

接入点的归一化增益和用户终端的归一化增益中的很大差异会导致针对用户终端的校正因子大大异于单位元。针对接入点的校正因子接近于单位元，因为矩阵

的首元被设为1。

如果针对用户终端的校正因子大大异于单位元，则用户终端也许不能应用计算出的校正因子。这是因为用户终端对其最大发射功率具有约束，并且也许不能针对大校正因子来提高其发射功率。此外，针对小校正因子降低发射功率一般是不合乎需要的，因为这会降低可实现的数据率。

由此，用户终端可使用计算出的校正因子的定标版本来进行发送。定标校准因子可通过由一特定的定标值定标计算出的校正因子来得到，该特定的定标值可被设为等于下行链路和上行链路信道响应之间的增益增量(差或比)。此增益增量可被计算为下行链路和上行链路的归一化增益之差(或增量)的平均。校正因子所用的定标值(或增益增量)可与计算出的针对接入点的校正因子一起被发送给接入点。

有了校正因子以及定标值或增益增量，就可从实测的上行链路信道响应确定下行链路信道特性，反之亦然。如果接入点或用户终端处的噪声本底改变，则增益增量可被更新，并且更新后的增益增量可在一消息中被发送给另一方。

在以上说明中，校准得到对应于每个子带的两组(或矢量或矩阵)校正因子，其中一组

由接入点使用，而另一组

由用户终端使用。接入点可如上所述地对发送侧和/或接收侧应用其校正因子

用户终端也可对发送侧和/或接收侧应用其校正因子

一般而言，校准的执行使得无论校正因子被应用于何处，经校准的下行链路和上行链路信道响应均互易。

2.MIMO导频

为了进行校准，由用户终端在上行链路上发送一MIMO导频以使得接入点能估计上行链路信道响应，并由接入点在下行链路上发送一MIMO导频以使得用户终端能估计下行链路信道响应。MIMO导频是由从N_T个发射天线发送的N_T个导频传输构成的导频，其中来自每个发射天线的导频传输可由接收站标识。MIMO导频可用各种方式来生成和发送。上行链路和下行链路可使用相同或不同的MIMO导频。在任意情形中，下行链路和上行链路所使用的MIMO导频在接入点和用户终端两者处皆是已知的。

在一个实施例中，MIMO导频由从这N_T个发射天线中的每一个发送的一特定OFDM码元(记为“P”)构成，其中对于下行链路有N_T＝N_ap，而对于上行链路有N_T＝N_ut。对于每个发射天线，相同的P OFDM码元在指定用于MIMO导频传输的每个码元周期里被发送。但是，每个天线的P OFDM码元被覆盖以指派给该天线的一不同的N码片Walsh序列，其中对于下行链路有N≥N_ap，而对于上行链路有N≥N_ut。Walsh覆盖维持这N_T个发射天线之间的正交性，并使得接收机能区分各个发射天线。

P OFDM码元包括针对这N_sb个指定子带中的每一个的一个调制码元。POFDM码元由此包括可能为便于接收机进行信道估计而选择的N_sb个调制码元的特定“字”。此字还可被定义为使所发送的MIMO导频中的峰均变差最小化。这进而可减少由发送和接收链产生的畸变和非线性的量，而这又进而导致信道估计的准确性提高。

为清楚起见，以下就一具体的MIMO OFDM系统来对一具体的MIMO导频进行说明。对于此系统，接入点和用户终端各自具有4个发射/接收天线。系统带宽被分成64个正交子带，或者说N_F＝64，它们被赋予+31到-32的索引。在这64个子带当中，48个子带(例如，其索引为±{1，…，6，8，…，20，22，…，26})被用于数据，4个子带(例如，其索引为±{7，21})被用于导频以及可能还用于信令，DC子带(其索引为0)不被使用，并且其余子带也不被使用以起到保护子带的作用。此OFDM子带结构在公开可获得的1999年9月IEEE标准802.11a的题为“Part 11：WirelessLAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)specifications：High-speed Physical Layer in the 5GHz Band(第11部分：无线LAN媒体访问控制(MAC)和物理层(PHY)规范：5GHz频带中的高速物理层)”的文档中进一步具体说明。

P OFDM码元包括对应于这48个数据子带和4个导频子带的一组52个QPSK调制码元。此P OFDM码元可给出如下：

P(实)＝g·{0，0，0，0，0，0，-1，-1，-1，-1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，1，-1，0，1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，1，-，0，0，0，0，0}，

P(虚)＝g·{0，0，0，0，0，0，-1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，1，1，-1，1，0，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，0，0，0，0，0}，

其中g是该导频的增益。{}括号内的值是对子带索引-32到-1(对应于第一行)以及0到+31(对应于第二行)给出的。由此，P(实)和P(虚)的第一行指示码元(-1-j)在子带-26中被发送，码元(-1+j)在子带-25中被发送，依此类推。P(实)和P(虚)的第二行指示码元(1-j)在子带1中被发送，码元(-1-j)在子带2中被发送，依此类推。MIMO导频也可使用其它OFDM码元。

在一个实施例中，4个发射天线被指派以用于MIMO导频的Walsh序列W₁＝1111，W₂＝1010，W₃＝1100，和W₄＝1001。对于给定Walsh序列，值“1”指示P OFDM码元被发送，而值“0”指示-P OFDM码元被发送(即，P中的52个调制码元中的每一个被反转)。

表2列出为跨度为4个码元周期或者说N_ps＝4的MIMO导频传输从这4个发射天线中的每一个发射的OFDM码元。

表2

OFDM码元	天线1	天线2	天线3	天线4
					1	+P	+P	+P	+P
2	+P	-P	+P	-P
					3	+P	+P	-P	-P
4	+P	-P	-P	+P

对于更长的MIMO导频传输，对应于每一发射天线的Walsh序列被简单重复。对于这组Walsh序列，MIMO导频传输在4个码元周期的整数倍上发生以确保这4个发射天线间的正交性。

接收机可通过执行互补处理来基于所接收的MIMO导频推导信道响应的估计。具体而言，为了恢复从发射天线i发送并由接收天线j接收的导频，首先以与在发射机处执行的Walsh覆盖互补的方式用指派给发射天线i的Walsh序列对由接收天线j接收的导频进行处理。然后积累该MIMO导频的所有N_ps个码元周期的经解覆盖的OFDM码元，在此积累是对用于携带该MIMO导频的52个子带中的每一个单独地执行的。此积累的结果是

k＝±1，…，26，它是对应于52个数据和导频子带的从发射天线i到接收天线j的有效信道响应的估计，其中包括发射和接收链的响应。

可执行相同的处理以在每个接收天线处恢复来自每个发射天线的该导频。此导频处理提供N_ap·N_ut个值，这些值是对应于52个信道中的每一个的有效信道响应估计H _up(k)或H _dn(k)的元。

在另一个实施例中，MIMO导频使用傅立叶矩阵F。该傅立叶矩阵可具有任意方形维度，例如3×3，4×4，5×5，诸如此类。N×N傅立叶矩阵的元可被表达为：

$f_{n,m}=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{(n-1)(m-1)}{N}},n=1,...,N,$ 并且m＝1，…，N。

每个发射天线被指派以F的一列。所指派列中的元被用于以与Walsh序列的元相似的方式在不同的时间间隔上乘以这些导频码元。一般而言，其元具有单位幅值的任何正交矩阵可被用来乘以MIMO导频的导频码元。

在适用于MIMO-OFDM系统的又一个实施例中，可用于传输的子带被分成N_T个不重叠的或者说不相交的子集。对于每个发射天线，导频码元在每个时间间隔里在一个子带子集上被发送。每个发射天线可在对应于MIMO导频的持续时间的N_T个时间间隔里循环遍历这N_T个子集。MIMO导频也可用其它方式来发送。

无论MIMO导频是如何被发送的，都可由接入点和用户终端在校准期间执行信道估计以分别获得有效上行链路信道响应估计和有效下行链路信道响应估计随后使用这些估计来如上所述地推导校正因子。

3.空间处理

可利用下行链路与上行链路信道响应之间的相关性来为TDD MIMO系统和TDD MIMO-OFDM系统简化接入点和用户终端处的信道估计和空间处理。此简化在执行校准以解决发送和接收链中的差异之后将是可行的。如上文中提及的，经校准的信道响应是：

对于下行链路为 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{rut}}\left(k\right){\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tap}}\left(k\right),$ 以及                                式(26a)

对于上行链路为 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{rap}}\left(k\right){\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tut}}\left(k\right)\≅{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}^T\left(k\right).$                                     式(26b)

式(26b)中最后等式的近似是由于使用了实际校正因子的估计。

每个子带的信道响应矩阵H(k)可被“对角化”以获得对应于该子带的N_s个本征模。这些本征模可被视为正交空间信道。此对角化可通过执行信道响应矩阵H(k)的奇异值分解，或执行H(k)的相关矩阵即R(k)＝H ^H(k)H(k)的本征值分解来实现。

经校准的上行链路信道响应矩阵H _cup(k)的奇异值分解可表达为：

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Σ}}\left(k\right){\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{ut}}^H\left(k\right),k\∈K,$ 式(27)

其中U _ap(k)是H _cup(k)的左本征矢量的N_ut×N_ut酉阵；

∑(k)是H _cup(k)的奇异值的N_ut×N_ap对角矩阵；以及

V _ut(k)是H _cup(k)的右本征矢量的N_ap×N_ap酉阵。

酉阵M由特性M ^H M＝I表征。相应地，经校准的下行链路信道响应矩阵H _cdn(k)的奇异值分解可表达为：

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Σ}}\left(k\right){\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right),k\∈K,$ 式(28)

矩阵V _ut ^*(k)和U _ap ^*(k)由此也分别是H _cdn(k)的左和右本征矢量的矩阵，其中“*”表示复共轭。矩阵V _ut(k)、V _ut ^*(k)、V _ut ^T(k)、和V _ut ^H(k)是矩阵V _ut(k)的不同形式，并且U _ap(k)、U _ap ^*(k)、U _ap ^T(k)、和U _ap ^H(k)也是矩阵U _ap(k)的不同形式。为简单起见，在以下说明中对矩阵U _ap(k)和V _ut(k)的引述也可以指它们的其它各种形式。矩阵U _ap(k)和V _ut(k)分别由接入点和用户终端用于空间处理，并由其下标作此标示。

奇异值分解由Gilbert Strang在Academic出版社1980年的题为“Linear Algebraand Its Applications(线性代数及其应用)”第二版的书中进一步详细说明，其内容被援引包含于此。

用户终端可基于由接入点发送的MIMO导频来估计经校准的下行链路信道响应。用户终端然后可执行k∈K的经校准的下行链路信道响应估计

的奇异值分解以得到k∈K的对角矩阵和

的左本征矢量矩阵V _ut ^*(k)。此奇异值分解可给出为 ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right),$ 其中每个矩阵上面的头标(“”)指示其为实际矩阵的估计。

类似地，接入点可基于由用户终端发送的MIMO导频来估计经校准的上行链路信道响应。接入点然后可执行k∈K的经校准的上行链路信道响应估计

的奇异值分解以得到k∈K的对角矩阵

和

的左本征矢量矩阵

此奇异值分解可给出为 ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^H\left(k\right).$

因为互易信道和校准，只需由用户终端或者接入点执行此奇异值分解就能获得矩阵

和

两者。如果由用户终端执行，则矩阵

被用于用户终端处的空间处理，而矩阵

可被发回到接入点。

接入点也可基于由用户终端发送的受导引基准来得到矩阵

和

类似地，用户终端也可基于由接入点发送的受导引基准来得到矩阵和

此受导引基准在共同转让的于2003年10月23日提交的题为“MIMO WLAN System(MIMO WLAN系统)”的序列号为10/693,419的美国专利申请中详细说明。

矩阵

和

可用于在MIMO信道的N_S个本征模上发送独立数据流，其中N_S≤min{N_ap，N_ut}。在下行链路和上行链路上发送多个数据流的空间处理在以下说明。

A.上行链路空间处理

由用户终端对上行链路传输进行的空间处理可表达为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right),k\∈K,$ 式(29)

其中x _up(k)是子带k的上行链路的发送矢量；并且

s _up(k)是具有最多达N_S个对应于要在子带k的N_S个本征模上发送的调制码元的非零条目的数据矢量。

在发送之前也可对调制码元执行其它处理。例如，可跨这些数据子带(例如，对每个本征模)应用信道求逆，以使所有数据子带的接收SNR近似相等。此空间处理由此可表达为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{W}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right),k\∈K,$ 式(30)

其中W _up(k)是具有对应于(可任选的)上行链路信道求逆的权重的矩阵。

信道求逆还可通过在调制发生之前向每个子带指派发射功率来执行，在此情形中矢量s _up(k)包括信道求逆系数，并且矩阵W _up(k)可从式(30)中被省略。在以下说明中，在方程中使用矩阵W _up(k)指示信道求逆系数未被纳入矢量s _up(k)中。在方程中没有矩阵W _up(k)可指示(1)没有执行信道求逆或者(2)执行了信道求逆并将其纳入矢量s _up(k)中。

信道求逆可如在前述序列号为10/693,419的美国专利申请中以及在共同转让的于2002年8月27日提交的题为“Coded MIMO System with Selective ChannelInversion Applied Per Eigenmode(每本征模地应用了选择性信道求逆的编码MIMO系统)”的序列号为10/229,209的美国专利申请中说明地来执行。

接入点处的所接收的上行链路传输可表达为：

${\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{rap}}\left(k\right){\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)\underset{\‾}{n}\left(k\right),k\∈K,$ 式(31)

其中r _up(k)是子带k的上行链路的接收矢量；

n(k)是子带k的加性高斯白噪声(AWGN)；以及

x _up(k)如式(29)中所示。

在接入点处对接收的上行链路传输的接收机空间处理(或空间匹配滤波)可表达为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{s}}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{up}}\left(k\right),$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^H\left(k\right)({\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{rap}}\left(k\right){\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+\underset{\‾}{n}\left(k\right)),$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Σ}}\left(k\right){\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{ut}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+\underset{\‾}{\overset{~}{n}}\left(k\right),$

$={\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)+\underset{\‾}{\overset{~}{n}}\left(k\right),k\∈K,$ 式(32)

其中

是由用户终端在上行链路上发送的数据矢量s _up(k)的估计，并且

是后处理的噪声。式(32)假定在用户终端处没有执行信道求逆，发送矢量x _up(k)如式(29)中所示，并且接收矢量r _up(k)如式(31)中所示。

B.下行链路空间处理

由接入点对下行链路传输进行的空间处理可表达为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right),k\∈K,$ 式(33)

其中x _dn(k)是发送矢量，并且s _dn(k)是下行链路的数据矢量。

在发送之前也可对调制码元执行其它处理(例如，信道求逆)。此空间处理由此可表达为：

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\left(k\right){\underset{\‾}{W}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right),k\∈K,$ 式(34)

其中W _dn(k)是具有对应于(可任选的)下行链路信道求逆的权重的矩阵。

用户终端处的所接收的下行链路传输可表达为：

${\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{rut}}\left(k\right){\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)\underset{\‾}{n}\left(k\right),k\∈K,$ 式(35)

在用户终端处对接收的下行链路传输的接收机空间处理器(或空间匹配滤波)可表达为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{s}}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^T\left(k\right){\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right),$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^T\left(k\right)({\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{rut}}\left(k\right){\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+\underset{\‾}{n}\left(k\right)),$

$={\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}}^{-1}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^T\left(k\right){\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Σ}}\left(k\right){\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\left(k\right){\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+\underset{\‾}{n}\left(k\right),$

$={\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)+\underset{\‾}{\overset{~}{n}}\left(k\right),k\∈K,$ 式(36)

式(36)假定在接入点处没有执行信道求逆，发送矢量x _dn(k)如式(33)中所示，并且接收矢量r _dn(k)如式(35)中所示。

表3总结了接入点和用户终端处对数据发送和接收执行的空间处理。表3假定在发射机处由W(k)执行其它处理。但是，如果没有执行其它处理，则W(k)简单地等于单位矩阵。

表3

在以上说明中，并如表3中所示，在接入点处发送侧和接收侧分别使用校正矩阵

和

这两个校正矩阵之一可被设为等于单位矩阵。在用户终端处发送侧和接收侧分别使用校正矩阵

和

这两个矩阵之一也可被设为等于单位矩阵。校正矩阵

和

可与权重矩阵W _dn(k)和W _up(k)组合以得到增益矩阵G _dn(k)和G _up(k)，其中 ${\underset{\‾}{G}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tap}}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{W}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)$ 并且 ${\underset{\‾}{G}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tut}}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{W}}_{\mathrm{up}}\left(k\right).$

C.一条链路上的数据传输

给定链路上的数据传输也可通过在发送站处应用校正矩阵并在接收站处使用MMSE接收机来实现。例如，下行链路上的数据传输可通过在接入点的仅发送侧应用校正因子并在用户终端处使用MMSE接收机来实现。为简单起见，此说明针对单个子带，并且在各式中省略子带索引k。经校准的下行链路和上行链路信道响应可被给出为：

H _cup(k)＝R _ap H ^T T _ut＝H _up，以及             式(37)

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ut}}\underset{\‾}{H}{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ut}}^{-1}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ap}}={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}^T.$ 式(38)

用户终端在上行链路上发送一导频，接入点利用此导频来推导上行链路信道响应的估计。接入点如式(27)中所示地执行上行链路信道响应估计

的奇异值分解，并推导矩阵

接入点然后使用进行空间处理以如式(33)中所示地在MIMO信道的本征模上发送数据。

用户终端处所接收的下行链路传输可表达为：

r _dn＝H _dn x _dn+n。                      式(39)

式(39)指示在用户终端处没有应用校正因子。用户终端推导MMSE空间滤波器矩阵如下：

式(40)

其中 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{edn}}={\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{ut}}\underset{\‾}{H}{\underset{\‾}{T}}_{\mathrm{ap}}{\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}{\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}{\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}{\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*};$ 并且

_nn是噪声的自协方差矩阵。

如果噪声是AWGN，则

其中σ_n ²是噪声的方差。用户终端可基于由接入点随该数据一起发送的导频来推导H _edn。

用户终端然后执行MMSE空间处理如下：

${\underset{\‾}{\overset{^}{s}}}_{\mathrm{mmse}}={\underset{\‾}{M}\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{dn}},$

$=\underset{\‾}{M}({\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}{\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}{{\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}+\underset{\‾}{n}),$

$=\underset{\‾}{M}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{edn}}{\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}+\underset{\‾}{M}\underset{\‾}{n},$

$={\underset{\‾}{s}}_{\mathrm{dn}}+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{mmse}},$ 式(41)

其中n _mmse包括经MMSE滤波的噪声和残余串扰，并且

是数据矢量s _dn的估计。来自MMSE空间滤波器矩阵M的码元估计是这些数据码元的非归一化估计。用户终端可将

乘以定标矩阵D，D＝[diag[MH _edn]]^-1，以获得这些数据码元的归一化估计。

如果用户终端在其接收侧上应用校正矩阵 ${\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rut}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{ut}}^{-1},$ 则总下行链路信道响应将为H _odn＝K _rut H _edn。在用户终端处的接收侧上应用了校正矩阵K _rut的MMSE空间滤波器矩阵

可表达为：

式(42)

式(42)中的逆量可被重排如下：

式(43)

将式(43)代入式(42)，得到下式：

$\underset{\‾}{\overset{~}{M}}={\underset{\‾}{M}\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rut}}^{-1}.$ 式(44)

在用户终端处的接收侧上应用了校正矩阵K _rut的情况下，用户终端处的所接收的下行链路传输可被表达为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{r}}}_{\mathrm{dn}}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rut}}{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}{\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn}}+\underset{\‾}{n}={\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rut}}{\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{dn}}.$ 式(45)

用户终端然后执行MMSE空间处理如下：

${\underset{\‾}{\overset{~}{s}}}_{\mathrm{mmse}}=\underset{\‾}{\overset{~}{M}}{\underset{\‾}{\overset{~}{r}}}_{\mathrm{dn}}=\underset{\‾}{M}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rut}}^{-1}{\underset{\‾}{K}}_{\mathrm{rut}}{\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{dn}}=\underset{\‾}{M}{\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{dn}}={\underset{\‾}{\overset{~}{s}}}_{\mathrm{mmse}}.$ 式(46)

式(45)和(46)指示，无论在用户终端处是否应用了校正因子，用户终端皆可获得与MMSE接收机相同的性能。MMSE处理隐式地解决用户终端处的发送和接收链之间的任何失配。如果在用户终端处的接收侧上没有应用校正因子，则用H _edn推导MMSE空间匹配滤波器，如果应用了校正因子，则用H _odn推导。

类似地，上行链路上的数据传输可通过在用户终端处的发送侧和/或接收侧上应用校正矩阵、并在接入点处使用MMSE接收机来实现。

4.MIMO-OFDM系统

图5示出TDD MIMO-OFDM系统内的接入点502和用户终端504的一个实施例的框图。为简单起见，以下说明假定该接入点和该用户终端各自配备有可用于数据发射和接收的4根天线。

在下行链路上，在接入点502处，发送(TX)数据处理器510从数据源508接收话务数据(即，信息比特)，并从控制器530接收信令及其它信息。TX数据处理器510格式化、编码、交织、并调制(即，码元映射)所接收的数据，并为用于数据传输的每个空间信道生成一调制码元流。TX空间处理器520从TX数据处理器510接收这些调制码元流，并执行空间处理以提供4个发送码元流，每个天线一个流。TX空间处理器520还在适当情况下(例如，用于校准)复用进导频码元。

每个调制器(MOD)522接收并处理相应的一个发送码元流以生成相应的一个OFDM码元流。每个OFDM码元流由调制器522内的发送链进一步处理以生成相应的下行链路已调制信号。来自调制器522a到522d的这4个下行链路已调制信号然后分别从4个天线524a到524d发射。

在用户终端504，天线552接收所发送的下行链路已调制信号，并且每一天线将一所接收的信号提供给相应的一个解调器(DEMOD)554。每个解调器554(其包括接收链)执行与在调制器522处所执行的互补的处理，并提供接收码元。接收(RX)空间处理器560对来自所有解调器554的接收码元执行空间处理，并提供已恢复的码元，它们是对由接入点发送的调制码元的估计。RX数据处理器570处理(例如，码元解映射、解交织、以及解码)这些恢复的码元，并提供已解码的数据。已解码数据可包括恢复的话务数据、信令等等，它们被提供给数据宿572以供存储和/或提供给控制器580以供进一步处理。

控制器530和580分别控制接入点和用户终端处各个处理单元的操作。存储器单元532和582分别存储由控制器530和580使用的数据和程序代码。

在校准期间，RX空间处理器560提供基于由接入点发送的MIMO导频推导的下行链路信道响应估计

RX数据处理器570提供由接入点推导的并在下行链路上发送的上行链路信道响应估计

控制器580接收信道响应估计

和

推导校正矩阵

和

并将矩阵

提供给TX数据处理器590以便传送回接入点。控制器580进一步基于校正矩阵

推导校正矩阵

和

其中

和

中的任何一个可以是单位矩阵，将校正矩阵

提供给TX空间处理器592，并将校正矩阵

提供给RX空间处理器560。

针对上行链路的处理可与针对下行链路的处理相同或不同。数据和信令由TX数据处理器590处理(例如，编码、交织以及调制)，并由TX空间处理器592进一步空间处理，TX空间处理器592还复用进导频码元。这些导频和调制码元进一步由调制器554处理以生成上行链路已调制信号，这些信号随后经由天线552向接入点发送。

在接入点10处，这些上行链路已调制信号被天线524接收到，由解调器522解调，并由RX空间处理器540和RX数据处理器542以与由用户终端执行的处理互补的方式进行处理。在校准期间，RX空间处理器560提供基于由用户终端发送的MIMO导频推导的上行链路信道估计

矩阵

由控制器530接收，并被提供给TX数据处理器510以便向用户终端传送。

图6示出可用于图5中的TX空间处理器520和592的TX空间处理器520a的框图。为简单起见，以下说明假定所有4个本征模均被选择使用。

在处理器520a内，分用器632接收要在4个本征模上发送的4个调制码元流(记为s₁(n)到s₄(n))，将每个流分用到对应于N_D个数据子带的N_D个子流中，并将每个数据子带的4个调制码元子流提供给相应的一个TX子带空间处理器640。每个处理器640对一个子带执行例如式(29)、(30)、(33)或(34)中所示的处理。

在每个TX子带空间处理器640中，这4个调制码元子流(记为s₁(k)到s₄(k))被提供给对应于该相关联子带的4个本征模的4个波束成形器650a到650d。每个波束成形器650执行波束成形以在一个子带的一个本征模上发送一个码元流。每个波束成形器650接收一个码元子流s_m(k)，并使用相关联本征模的本征矢量v _m(k)来执行波束成形。在每个波束成形器650内，调制码元被提供给4个乘法器652a到652d，这4个乘法器还接收相关联本征模的本征矢量v _m(k)的4个元v_m，1(k)、v_m，2(k)、v_m，3(k)、和v_m，4(k)。本征矢量v _m(k)是对应于下行链路的矩阵

的第m列，并且是对应于上行链路的矩阵

的第m列。每个乘法器652将经定标的调制码元乘以其本征矢量值v_m，j(k)，并提供“波束成形的”码元。乘法器652a到652d将4个波束成形的码元子流(要从4个天线发射)分别提供给加法器660a到660d。

每个加法器660接收每个码元周期上对应于4个本征模的4个波束成形码元且将它们求和，并为一相关联发射天线提供一经预处理的码元。加法器660a到660d将对应于4个发射天线的4个经预处理码元子流分别提供至缓冲器/复用器670a到670d。每个缓冲器/复用器670接收导频码元和来自对应于N_D个数据子带的TX子带空间处理器640的经预处理码元。每个缓冲器/复用器670随后分别为导频子带、数据子带以及未使用子带复用导频码元、经预处理码元以及零码元，以形成该码元周期上的有N_F个码元的序列。在校准期间，导频码元在指定子带上发送。乘法器668a到668d如以上所说明并在表2中示出地分别用指派给这4个天线的Walsh序列W₁到W₄覆盖对应于这4个天线的导频码元。每个缓冲器/复用器670将一码元流提供至相应的一个乘法器672。

乘法器672a到672d还分别接收校正因子K₁(k)、K₂(k)、K₃(k)、和K₄(k)。针对每个数据子带k的校正因子是对应于下行链路的

的对角元，以及对应于上行链路的

的对角元。每个乘法器672用其校正因子K_m(k)来定标其输入码元，并提供发送码元。乘法器672a到672d为4个发射天线提供4个发送码元流。

空间处理和OFDM调制在前述的序列号为10/693,419的美国专利申请中进一步具体说明。

本文中所记载的校准技术可由各种手段来实现。例如，这些技术可用硬件、软件或其组合实现。对于硬件实现，这些校准技术在接入点和用户终端处可在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计成执行本文中所记载功能的其它电子单元、或其组合内实现。

对于软件实现，这些校准技术可用执行本文中所记载功能的模块(例如，过程、功能等)来执行。软件代码可被存储在存储器单元(例如，图5中的存储器单元532和582)中，并由处理器(例如，适当地由控制器530和580)执行。存储器单元可在处理器内或外实现，在后一种情形中，它可经由本领域中已知的各种手段被通信地耦合到该处理器。

本文中包含小标题以便于参考并协助定位某些章节。这些小标题并不旨在限定其下所记载的概念的范围，并且这些概念将在贯穿整个说明书的其它章节中具适用性。

提供对所公开实施例的以上说明是为了使本领域任何技术人员皆能制作或使用本发明。这些实施例的各种变体对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文中所定义的一般性原理可被应用于其它实施例而不会偏离本发明的精神或范围。由此，本发明并不旨在限定于本文中所示出的实施例，而是应与符合本文中所公开的原理和新颖特征的最广义范围一致。

Claims (40)

1.一种在无线时分双工(TDD)通信系统中校准通信链路的方法，包括：

获得对从接入点至用户终端的下行链路信道的信道响应估计；

获得对从所述用户终端到所述接入点的上行链路信道的信道响应估计；

基于所述对下行链路和上行链路信道的信道响应估计，确定针对所述接入点的校正因子和针对所述用户终端的校正因子，所述针对接入点的校正因子和所述针对用户终端的校正因子被用来获得经校准的下行链路信道响应和经校准的上行链路信道响应。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：

在所述接入点的发送侧、或接收侧、或所述发送和接收两侧应用所述针对接入点的校正因子。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：

在所述用户终端的发送侧、或接收侧、或所述发送和接收两侧应用所述针对用户终端的校正因子。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，确定所述针对接入点的校正因子和所述针对用户终端的校正因子包括

基于下式来确定所述针对接入点的校正因子和所述针对用户终端的校正因子：

  ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{up}}{\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}={\left({\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{dn}}{\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\right)}^T,$

其中是所述对下行链路信道的信道响应估计的矩阵，

是所述对上行链路信道的信道响应估计的矩阵，

是所述针对接入点的校正因子的矩阵，

是所述针对用户终端的校正因子的矩阵，并且

“T”表示转置。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，进一步包括：

基于下式来推导针对所述接入点的发送侧的校正因子和针对所述接入点的接收侧的校正因子：

${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{ap}}={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tap}}{\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{rap}}^{-1},$

其中

是所述针对接入点的发送侧的校正因子的矩阵，以及

是所述针对接入点的接收侧的校正因子的矩阵。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，进一步包括：

将矩阵

或矩阵

设为单位矩阵。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于，进一步包括：将矩阵或矩阵

设为任意矩阵。

8.如权利要求4所述的方法，其特征在于，进一步包括：

基于下式来推导针对所述用户终端的发送侧的校正因子和针对所述用户终端的接收侧的校正因子：

${\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{tut}}{\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{rut}}^{-1},$

其中

是所述针对用户终端的发送侧的校正因子的矩阵，以及

是所述针对用户终端的接收侧的校正因子的矩阵。

9.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述确定针对接入点的校正因子和针对用户终端的校正因子包括

计算矩阵C为矩阵

与矩阵

的逐元比，以及

基于所述矩阵C来推导矩阵

和

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述推导矩阵包括归一化所述矩阵C的多行中的每一行，确定所述矩阵C的所述多个归一化行的平均，以及基于所述多个归一化行的平均来构成所述矩阵

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述推导矩阵

包括归一化所述矩阵C的多个列中的每一列，确定所述矩阵C的所述多个归一化列的逆的平均，以及基于所述多个归一化列的逆的平均来构成所述矩阵

12.如权利要求4所述的方法，其特征在于，进一步包括：基于最小均方误差(MMSE)计算来推导矩阵

和

13.如权利要求4所述的方法，其特征在于，进一步包括：基于最小均方误差(MMSE)计算来推导矩阵

和

以使由下式给出的均方误差(MSE)最小化

|H _up K _ut-(H _dn K _ap)^T|²。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定针对接入点的校正因子和针对用户终端的校正因子包括

推导对应于第一组频率子带的第一组针对所述接入点的校正因子的矩阵，以及

内插所述第一组矩阵以得到对应于第二组频率子带的第二组针对所述接入点的校正因子的矩阵。

15.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定针对接入点的校正因子和针对所述用户终端的校正因子包括

推导对应于第一组频率子带的第一组针对所述用户终端的校正因子的矩阵，以及

内插所述第一组矩阵以得到对应于第二组频率子带的第二组针对所述用户终端的校正因子的矩阵。

16.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：

在所述上行链路信道上发送一导频，其中所述上行链路信道响应估计是基于所述在上行链路信道上发送的导频来推导的；以及

在所述下行链路信道上接收一导频，其中所述下行链路信道响应估计是基于所述在下行链路信道上接收的导频来推导的。

17.一种无线时分双工(TDD)通信系统中的装置，包括：

用于获得对从接入点至用户终端的下行链路信道的信道响应估计的装置；

用于获得对从所述用户终端至所述接入点的上行链路信道的信道响应估计的装置；以及

用于基于所述对下行链路和上行链路信道的信道响应估计来确定针对所述接入点的校正因子和针对所述用户终端的校正因子的装置，所述针对接入点的校正因子和所述针对用户终端的校正因子被用来获得经校准的下行链路信道响应和经校准的上行链路信道响应。

18.如权利要求17所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于在所述接入点的发送侧、或接收侧、或所述发送和接收两侧应用所述针对接入点的校正因子的装置。

19.如权利要求17所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于基于所述针对接入点的校正因子来推导针对所述接入点的发送侧的校正因子和针对所述接入点的接收侧的校正因子的装置。

20.如权利要求17所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于在所述用户终端的发送侧、或接收侧、或所述发送和接收两侧应用所述针对用户终端的校正因子的装置。

21.如权利要求17所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于基于所述针对用户终端的校正因子来推导针对所述用户终端的发送侧的校正因子和针对所述用户终端的接收侧的校正因子的装置。

22.如权利要求17所述的装置，其特征在于，所述用于确定针对接入点的校正因子和针对用户终端的校正因子的装置包括

用于对所述下行链路和上行链路信道的信道响应估计执行最小均方误差(MMSE)计算以确定所述针对接入点的校正因子和所述针对用户终端的校正因子的装置。

23.如权利要求17所述的装置，其特征在于，所述用于确定针对接入点的校正因子和针对用户终端的校正因子的装置包括

用于对所述下行链路和上行链路信道的信道响应估计执行矩阵比计算以确定所述针对接入点的校正因子和所述针对用户终端的校正因子的装置。

24.一种在无线时分双工(TDD)多输入多输出(MIMO)通信系统中校准通信链路的方法，包括：

在从第一站至第二站的第一通信链路上发送一导频；

获得基于所述在第一通信链路上发送的导频推导的所述第一通信链路的信道响应估计；

在第二通信链路上接收来自所述第二站的一导频；

基于所述在第二通信链路上接收的导频来推导所述第二通信链路的信道响应估计；以及

基于所述第一和第二通信链路的信道响应估计来确定针对所述第一站的校正因子和针对所述第二站的校正因子，所述针对第一站的校正因子和所述针对第二站的校正因子被用来获得所述第一通信链路的经校准的信道响应和所述第二通信链路的经校准的信道响应。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，进一步包括：

在所述第一站的发送侧、或接收侧、或所述发送和接收两侧应用所述针对第一站的校正因子。

26.如权利要求24所述的方法，其特征在于，进一步包括：

将所述针对第二站的校正因子发送给所述第二站。

27.如权利要求24所述的方法，其特征在于，进一步包括：

基于与多个第二站的校准来更新针对所述第一站的校正因子。

28.一种无线时分双工(TDD)通信系统中的装置，包括：

发送空间处理器，用于在从第一站至第二站的第一通信链路上发送第一导频；

接收空间处理器，用于在来自所述第二站的第二通信链路上接收第二导频，基于所接收的第二导频来推导所述第二通信链路的信道响应估计，并接收基于所发送的第一导频推导的所述第一通信链路的信道响应估计；以及

控制器，用于基于所述第一和第二通信链路的信道响应估计来确定针对所述第一站的校正因子和针对所述第二站的校正因子，所述针对第一站的校正因子和所述针对第二站的校正因子被用来获得所述第一通信链路的经校准的信道响应和所述第二通信链路的经校准的信道响应。

29.如权利要求28所述的装置，其特征在于，所述控制器对所述第一和第二通信链路的信道响应估计执行最小均方误差(MMSE)计算以确定所述针对所述第一站的校正因子和所述针对第二站的校正因子。

30.如权利要求28所述的装置，其特征在于，所述控制器对所述第一和第二通信链路的信道响应估计执行矩阵比计算以确定所述针对所述第一站的校正因子和所述针对第二站的校正因子。

31.如权利要求28所述的装置，其特征在于，所述控制器基于所述针对第一站的校正因子来推导针对所述发送空间处理器的校正因子和针对所述接收空间处理器的校正因子。

32.如权利要求28所述的装置，其特征在于，所述控制器基于与多个第二站的校准来更新所述针对第一站的校正因子。

33.一种在无线时分双工(TDD)多输入多输出(MIMO)通信系统中传送数据的方法，包括：

在第一站的发送侧、或接收侧、或所述发送和接收两侧应用针对所述第一站的校正因子；

在从所述第一站至第二站的第一通信链路上发送一导频；以及

接收在从所述第二站至所述第一站的第二通信链路上发送的数据传输，其中所述数据传输是基于从所述在第一通信链路上发送的导频推导的所述第一通信链路的信道响应估计被空间处理的。

34.如权利要求33所述的方法，其特征在于，进一步包括：

以一匹配滤波器来空间处理所接收的数据传输。

35.如权利要求33所述的方法，其特征在于，所述接收在第二通信链路上发送的数据传输包括

接收在所述第二通信链路的多个本征模上发送的所述数据传输。

36.如权利要求33所述的方法，其特征在于，所述第二站对所述第二站处的发送侧、或接收侧、或所述发送和接收两侧应用校正因子。

37.一种无线时分双工(TDD)多输入多输出(MIMO)通信系统中的装置，包括：

用于对所述第一站处的发送侧、或接收侧、或所述发送和接收两侧应用校正因子的装置；

用于在从所述第一站至第二站的第一通信链路上发送一导频的装置；以及

用于接收在从所述第二站至所述第一站的第二通信链路上发送的数据传输的装置，其中所述数据传输是基于从所述在第一通信链路上发送的导频推导的所述第一通信链路的信道响应估计被空间处理的。

38.一种无线时分双工(TDD)多输入多输出(MIMO)通信系统中的装置，包括：

发送处理器，用于在从第一站至第二站的第一通信链路上发送一导频；以及

接收处理器，用于接收在从所述第二站至所述第一站的第二通信链路上发送的数据传输，其中所述数据传输是基于从所述在第一通信链路上发送的导频推导的所述第一通信链路的信道响应估计被空间处理的，并且所述发送处理器对所发送的导频应用校正因子，或所述接收处理器对所接收的数据传输应用校正因子，或所述发送处理器对所发送的导频应用校正因子并且所述接收处理器对所接收的数据传输应用校正因子。

39.一种在无线时分双工(TDD)多输入多输出(MIMO)通信系统中传送数据的方法，包括：

在从第一站至第二站的第一通信链路上发送一导频；

接收在从所述第二站至所述第一站的第二通信链路上发送的数据传输，其中所述第二站对所述第二站处的发送侧、或接收侧、或所述发送和接收两侧应用校正因子，并且所述数据传输是基于从所述在第一通信链路上发送的导频推导的所述第一通信链路的信道响应被空间处理的；以及

用所述第一站处的最小均方误差(MMSE)接收机来处理所接收的数据传输。

40.如权利要求39所述的方法，其特征在于，所述接收在第二通信链路上发送的数据传输包括

接收在所述第二通信链路的多个本征模上发送的所述数据传输。

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