KR20080100133A - 동기 정류형 스위칭 레귤레이터 - Google Patents

동기 정류형 스위칭 레귤레이터 Download PDF

Info

Publication number
KR20080100133A
KR20080100133A KR1020080042754A KR20080042754A KR20080100133A KR 20080100133 A KR20080100133 A KR 20080100133A KR 1020080042754 A KR1020080042754 A KR 1020080042754A KR 20080042754 A KR20080042754 A KR 20080042754A KR 20080100133 A KR20080100133 A KR 20080100133A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switch element
reverse current
output
voltage
synchronous rectification
Prior art date
Application number
KR1020080042754A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100994452B1 (ko
Inventor
시냐 시미즈
Original Assignee
가부시키가이샤 리코
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 가부시키가이샤 리코 filed Critical 가부시키가이샤 리코
Publication of KR20080100133A publication Critical patent/KR20080100133A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100994452B1 publication Critical patent/KR100994452B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
    • Y10S323/901—Starting circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 기동 시 오버 슈트가 발생하는 것을 방지할 수 있는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터를 제공한다.
소프트 스타트 회로(9)는 기동하고 나서 미리 정해진 시간(T1) 동안, 기준 전압 발생 회로(2)에 대하여 제어 신호(Sa)를 이용하여 기준 전압(Vref)의 전압을 미리 정해진 속도로 서서히 상승시키는 소프트 스타트 동작을 실행하게 하는 동시에, 상기 소프트 스타트 동작을 실행하고 있는 동안, 신호(Sb)를 저레벨로 한다. 이 때문에, NAND 회로(8)는 비교기(7)의 출력 신호에 관계없이 고레벨의 신호를 출력하여 역전류 방지용 트랜지스터(M3)를 온 시켜 도통 상태로 함으로써, 미리 정해진 시간(T1)내에 역전류가 발생하여 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 양의 전압이 되고 비교기(7)의 출력 신호가 고레벨로 되어도, 역전류 방지용 트랜지스터(M3)가 오프 되지 않도록 하였다.
Figure P1020080042754
스위칭 레귤레이터, 기준 전압 발생 회로, 오차 증폭 회로, 발진 회로, PWM 비교기 전압

Description

동기 정류형 스위칭 레귤레이터{SYNCHRONOUS RECTIFICATION SWITCHING REGULATOR}
본 발명은 동기 정류형 스위칭 레귤레이터에 관한 것이고, 특히 기동 시의 출력 전압 변동 및 오버 슈트를 억제할 수 있는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터에 관한 것이다.
종래, 스위칭 레귤레이터의 주요 문제점으로는 기동 시의 오버 드라이브로 인하여 돌입 전류 및 출력 전압의 오버 슈트가 발생하는 것이 있었다. 또, 종래의 동기 정류 방식의 스위칭 레귤레이터의 문제점으로는 경부하 시에 비연속 모드가 되면 출력 단자측으로부터 인덕터를 향하여 전류가 흐르는, 이른바 역전류의 발생이 있었다.
기동 시의 돌입 전류와 오버 슈트의 발생에 대해서는, 소프트 스타트 회로를 마련하여 출력 전압을 서서히 상승시키도록 하고 있었다(예컨대, 일본 특허 공개 공보 소 62－144569호 참조). 이 소프트 스타트 회로는 일반적으로 기동 시로부터 미리 정해진 시간 동안은 PWM 펄스의 온 듀티 사이클을 서서히 크게 함으로써, 입력 전원으로부터의 과대한 돌입 전류와 출력 전압의 오버 슈트를 방지하고 있었다.
또한, 상기 역전류에 관해서는 도 1과 같은 역전류 방지 수단을 추가하고 있었다(예컨대, 특허 공개 공보 2000－92824호 참조).
도 1에 있어서, NMOS 트랜지스터로 이루어지는 동기 정류용 트랜지스터(M102)가 온 하고 있는 동안에 인덕터(L101)에 축적된 에너지가 모두 방출되면, 출력 전압(Vout)과 접지 전압(Vss)의 사이에 접속되어 있는 출력 콘덴서(C102)의 전하가 인덕터(L101)와 동기 정류용 트랜지스터(M102)를 통하여 접지 전압(Vss)으로 흐르는 역전류가 발생한다. 상기 역전류가 발생하면 인덕터(L101)와 동기 정류용 트랜지스터(M102)의 접속부(A) 전압(VA)이 양의 전압(정전압, 正電厭)으로 된다.
비교기(101)에 있어서, 반전 입력단에는 접속부(A) 전압(VA)이 입력되고, 비반전 입력단은 접지 전압(Vss)에 접속되어 있으므로, 전압(VA)이 양의 전압으로 되면 출력단이 저레벨로 된다. 비교기(101)의 출력단은 AND 회로(102)의 한 쪽 입력단에 접속되고, AND 회로(102)의 다른 쪽 입력단에는 PWM 신호가 입력된다. 비교기(101)의 출력단이 고레벨일 때에는, PWM 신호의 신호 레벨에 따라 동기 정류용 트랜지스터(M102)가 온/오프 하고, 비교기(101)의 출력단이 저레벨일 때에는, PWM 신호의 신호 레벨에 관계없이 AND 회로(102)의 출력단은 저레벨이 된다. AND 회로(102)의 출력단이 저레벨이 되면, 동기 정류용 트랜지스터(M102)가 오프 하여 역전류를 방지할 수 있다.
그러나, 스위칭 트랜지스터(M101)를 구동하기 위한 PWM 신호의 최소 온 듀티 사이클은 회로의 지연 등으로 인하여 무제한으로 작게 할 수 없었다. 이 때문에, 기동 시에 스위칭 레귤레이터의 부하가 작은 경우에는, 소프트 스타트 회로를 이용하여 PWM 제어로 발생시킬 수 있는 최소 듀티 사이클의 펄스폭이어도, 출력 전압의 상승 속도가 너무 빨라 오버 슈트를 발생시키는 경우가 있었다. 특히, 동기 정류용 트랜지스터(M102) 대신에 정류 다이오드를 사용한 스위칭 레귤레이터나, 도 1의 스위칭 레귤레이터와 같이, 동기 정류 방식이어도 역전류 방지 수단을 구비한 것이면 출력 콘덴서(C102)의 전하를 방전하는 경로는 부하 전류 밖에 없다.
이 때문에, 상기 부하 전류가 작을 때와 같이 스위칭 트랜지스터(M101)의 온 시간을 충분히 짧게 할 수 없는 경우, 과대한 전하가 출력 콘덴서(C102)에 축적되어 출력 전압이 정격 출력 전압을 초과하는 오버 슈트가 발생하고 있었다. 또, 부하 전류가 작으므로, 출력 콘덴서(C102)의 방전에 시간이 걸려 오버 슈트가 해소되기 전에 PWM 신호의 온(ON) 펄스로 스위칭 트랜지스터(M101)가 재차 온 하여 오버 슈트가 좀처럼 해소되지 않는다는 문제가 있었다.
본 발명은 이와 같은 문제를 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 기동 시의 오버 슈트의 발생을 방지할 수 있고 또한 역전류 방지 수단을 구비한 동기 정류형 스위칭 레귤레이터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 동기 정류형 스위칭 레귤레이터는 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터에 있어서,
입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 제1 스위치 소자와,
상기 제1 스위치 소자의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하여 상기 인덕터의 방전을 실행하는 동기 정류용의 제2 스위치 소자와,
상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압이 되도록 상기 제1 스위치 소자에 대한 스위칭 제어를 실행하는 동시에, 상기 제2 스위치 소자에 대하여 상기 제1 스위치 소자와 상반되는 스위칭 동작을 실행하게 하는 제어 회로부와,
상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생을 방지하기 위하여, 상기 제2 스위치 소자에 흐르는 전류를 차단하는 역전류 방지 회로부와,
기동하고 나서 미리 정해진 시간 동안, 상기 제어 회로부에 대하여 상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압을 미리 정해진 속도로 서서히 상승시키는 소프트 스타트 동작을 실행하게 하는 소프트 스타트 회로부
를 구비하고,
상기 소프트 스타트 회로부는 상기 제어 회로부에 상기 소프트 스타트 동작 을 실행하게 하고 있는 동안은, 상기 역전류 방지 회로부에 대하여 상기 역전류가 발생할 징조 또는 상기 역전류의 발생을 검출하였을 때 상기 제2 스위치 소자에 흐르는 전류의 차단 동작을 정지시키는 것이다.
구체적으로는, 상기 역전류 방지 회로부는 상기 제1 스위치 소자와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터, 상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류가 발생할 징조 또는 상기 역전류의 발생을 검출하면, 상기 제2 스위치 소자의 접속을 차단하여 상기 제2 스위치 소자에 흐르는 전류를 차단하도록 한다.
이 경우, 상기　역전류 방지 회로부는,
상기 제2 스위치 소자와 직렬로 접속되고 제어 전극에 입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 제3 스위치 소자와,
상기 제1 스위치 소자와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터, 상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류가 발생할 징조 또는 상기 역전류의 발생을 검출하면, 상기 제3 스위치 소자를 오프 시켜 차단 상태로 하여 상기 제2 스위치 소자에 흐르는 전류를 차단하는 역전류 검출 회로를 구비하도록 한다.
또, 상기 역전류 방지 회로부는 상기 제1 스위치 소자와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터, 상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류가 발생할 징조 또는 상기 역전류의 발생을 검출하면, 상기 제어 회로부로부터의 제어 신호에 관계없이 상기 제2 스위치 소자를 오프 시켜 차단 상태로 하도록 하여도 된다.
본 발명의 동기 정류형 스위칭 레귤레이터에 의하면, 상기 소프트 스타트 동작을 수행하고 있는 동안은, 상기 역전류가 발생할 징조 또는 상기 역전류의 발생을 검출하였을 때 상기 제2 스위치 소자에 흐르는 전류의 차단 동작을 정지시키도록 함으로써, 기동 시에 출력 전압의 오버 슈트가 발생하는 경우에도, 제2 스위치 소자를 통하여 상기 출력 단자에 접속된 출력 콘덴서의 전하를 방전할 수 있기 때문에, 기동 시의 출력 전압의 오버 슈트를 순식간에 억제할 수 있어 오버 슈트의 발생을 방지할 수 있다.
또, 상기 역전류가 발생할 징조 또는 상기 역전류의 발생을 검출하면, 상기 제2 스위치 소자의 접속을 차단하여 상기 제2 스위치 소자에 흐르는 전류를 차단하도록 함으로써, IC화한 경우의 칩 사이즈의 축소를 도모할 수 있고 비용 절감을 도모할 수 있다.
또, 역전류 방지용의 제3 스위치 소자를 마련함으로써 간단한 회로 구성으로 할 수 있고, 신호 전달 시간을 저감시켜 역전류 검출 시에 곧바로 역전류의 발생을 방지할 수 있다.
다음에, 도면에 나타내는 실시예에 근거하여 본 발명을 상세하게 설명한다.
제1 실시예.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면이다.
도 2에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1)는 입력 전압으로서 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 출력하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터이다.
스위칭 레귤레이터(1)는 입력 전압(Vin)의 출력 제어를 수행하기 위한 스위칭 동작을 실행하는 PMOS 트랜지스터로 이루어지는 스위칭 트랜지스터(M1)와 NMOS 트랜지스터로 이루어지는 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 구비한다.
또한, 스위칭 레귤레이터(1)는 기준 전압 발생 회로(2)와, 출력 전압 검출용의 저항(R1, R2)과, 인덕터(L1)와, 평활용의 출력 콘덴서(Co)와, 오차 증폭 회로(3)와, 발진 회로(4)와, PWM 비교기(5)와, 인버터(6)와, NMOS 트랜지스터로 이루어지는 역전류 방지용 트랜지스터(M3)와, 비교기(7)와, NAND 회로(8)와, 소프트 스타트 회로(9)를 구비한다. 또한, 스위칭 트랜지스터(M1)는 제1 스위치 소자를 이루고, 동기 정류용 트랜지스터(M2)는 제2 스위치 소자를 이루며, 역전류 방지용 트랜지스터(M3)는 제3 스위치 소자를 이룬다. 또, 기준 전압 발생 회로(2), 저항(R1, R2), 오차 증폭 회로(3), 발진 회로(4), PWM 비교기(5) 및 인버터(6)는 제어 회로부를 이루고, 역전류 방지용 트랜지스터(M3), 비교기(7) 및 NAND 회로(8)는 역전류 방지 회로부를 이루며, 소프트 스타트 회로(9)는 소프트 스타트 회로부를 이룬다.
또, 스위칭 레귤레이터(1)에 있어서, 인덕터(L1) 및 출력 콘덴서(Co)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋고, 경우에 따라서는, 스위칭 트랜지스터(M1), 동기 정류용 트랜지스터(M2) 및 역전류 방지용 트랜지스터(M3) 중의 적어도 하나, 인덕터(L1) 및 출력 콘덴서(Co)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋다.
기준 전압 발생 회로(2)는 미리 정해진 값의 기준 전압(Vref)을 생성하여 출력하고, 출력 전압 검출용의 저항(R1, R2)은 출력 전압(Vout)을 분압하여 분압 전압(Vfb)을 생성하여 출력한다. 또, 오차 증폭 회로(3)는 입력된 분압 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)의 전압차를 증폭하여 출력 신호(EAo)를 생성하여 출력한다.
　또, 발진 회로(4)는 미리 정해진 삼각파 신호(TW)를 생성하여 출력하고, PWM 비교기(5)는 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(EAo)와 이 삼각파 신호(TW)로부터 출력 신호(EAo)를 PWM 변조한 펄스 신호(Spw)를 생성하여 출력한다. 펄스 신호(Spw)는 인버터(6)로 신호 레벨이 반전되어 스위칭 트랜지스터(M1) 및 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 각 게이트에 각각 입력된다.
비교기(7)는 동기 정류용 트랜지스터(M2)에 역전류가 발생할 징조가 있는지 여부의 검출을 실행하고, 상기 역전류 발생의 징조를 검출하면 역전류 방지용 트랜지스터(M3)를 오프 시켜 동기 정류용 트랜지스터(M2)와 접지 전압(Vss)의 접속을 차단하여 역전류의 발생을 방지한다. 소프트 스타트 회로(9)는 기동하고 나서 미리 정해진 시간 동안은 펄스 신호(Spw)의 온 듀티 사이클이 미리 정해진 속도로 서서히 커지도록 하기 위하여, 예컨대, 기준 전압 발생 회로(2)에 대하여 기준 전압(Vref)의 전압을 미리 정해진 속도로 서서히 상승시킴으로써 입력 단자(IN)로부터의 과대한 돌입 전류와 출력 전압(Vout)의 오버 슈트를 방지한다.
입력 단자(IN)와 접지 전압(Vss)의 사이에는 스위칭 트랜지스터(M1), 동기 정류용 트랜지스터(M2) 및 역전류 방지용 트랜지스터(M3)가 직렬로 접속되고 스위칭 트랜지스터(M1)와 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 접속부를 Lx로 한다. 접속부(Lx)와 출력 단자(OUT)의 사이에는 인덕터(L1)가 접속되고, 출력 단자(OUT)와 접지 전압(Vss)의 사이에는 저항(R1 및 R2)이 직렬로 접속되는 동시에 출력 콘덴서(Co)가 접속되며, 저항(R1)과 저항(R2)의 접속부로부터 분압 전압(Vfb)이 출력된다. 또, 오차 증폭 회로(3)에 있어서, 반전 입력단에는 분압 전압(Vfb)이 입력되고, 비반전 입력단에는 기준 전압(Vref)이 입력되며, 출력단은 PWM 비교기(5)의 비반전 입력단에 접속된다.
PWM 비교기(5)의 반전 입력단에는 삼각파 신호(TW)가 입력되고, PWM 비교기(5)로부터 출력된 펄스 신호(Spw)는 인버터(6)를 통하여 스위칭 트랜지스터(M1) 및 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 각 게이트에 각각 입력된다. 비교기(7)에 있어서, 비반전 입력단은 접속부(Lx)에 접속되고 반전 입력단은 접지 전압(Vss)에 접속되며 출력단은 NAND 회로(8)의 한 쪽 입력단에 접속된다. 소프트 스타트 회로(9)는 기준 전압 발생 회로(2)에 제어 신호(Sa)를 출력하고, 소프트 스타트 동작을 실행하고 있는지의 여부를 나타내는 신호(Sb)를 NAND 회로(8)의 다른 쪽 입력단에 출력한다. NAND 회로(8)의 출력단은 역전류 방지용 트랜지스터(M3)의 게이트에 접속된다.
이와 같은 구성에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1)가 기동하면, 소프트 스타트 회로(9)는 기동하고 나서 미리 정해진 시간(T1) 동안, 기준 전압 발생 회로(2)에 대하여 제어 신호(Sa)를 이용하여 기준 전압(Vref)의 전압을 미리 정해진 속도로 서서히 상승시키는 소프트 스타트 동작을 실행하는 동시에, 상기 소프트 스타트 동작을 실행하고 있는 동안, 신호(Sb)를 저레벨로 한다. 이 때문에, NAND 회로(8)는 비교기(7)의 출력 신호에 관계없이 고레벨의 신호를 출력하여 역전류 방지용 트랜지스터(M3)를 온 시켜 도통 상태로 한다.
이로부터, 미리 정해진 시간(T1)내에 역전류가 발생하여 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 양의 전압이 되어 비교기(7)의 출력 신호가 고레벨로 되어도, 역전류 방지용 트랜지스터(M3)를 오프 시킬 수 없다. 즉, 소프트 스타트 회로(9)가 소프트 스타트 동작을 실행하고 있는 동안은, 오버 드라이브에 의해 출력 콘덴서(Co)에 과잉 전하가 축적되어 출력 전압(Vout)이 정격 전압을 초과하는 경우에도, 역전류 방지 동작이 금지되어 있기 때문에, 출력 콘덴서(Co)의 전하는 인덕터(L1), 동기 정류용 트랜지스터(M2) 및 역전류 방지 트랜지스터(M3)를 통하여 접지 전압(Vss)으로 방전되어 출력 전압(Vout)의 오버 슈트가 발생되는 것을 방지할 수 있다.
다음에, 소프트 스타트 회로(9)는 소프트 스타트 동작을 실행하지 않을 때에는, 기준 전압 발생 회로(2)에 대하여 소프트 스타트 동작을 실행하지 않고 미리 정해진 기준 전압(Vref)을 출력하도록 제어 신호(Sa)를 출력하는 동시에, 신호(Sb)를 고레벨로 한다. 이 때문에, NAND 회로(8)는 비교기(7)의 출력 신호의 신호 레벨을 반전시켜 역전류 방지용 트랜지스터(M3)의 게이트에 출력한다.
이 경우, 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 접지 전압(Vss) 미만이고, 접속부(Lx)로부터 접지 전압(Vss)으로 전류가 흐르는 역전류가 발생할 징조가 없는 경우에는, 비교기(7)로부터 저레벨의 신호가 출력되고 이에 따라 역전류 방지용 트랜지스 터(M3)의 게이트에는 고레벨의 신호가 입력됨으로써 역전류 방지용 트랜지스터(M3)는 온 하여 도통 상태가 된다.
이와 같은 상태에서는 스위칭 레귤레이터(1)의 출력 전압(Vout)이 커지면, 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(EAo)의 전압이 저하하여 PWM 비교기(5)로부터의 펄스 신호(Spw)의 온 듀티 사이클이 작아진다. 이 결과, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하는 시간이 짧아지고, 이에 따라 동기 정류용 트랜지스터(M2)가 온 하는 시간이 길어져 스위칭 레귤레이터(1)의 출력 전압(Vout)이 저하하도록 제어된다. 또, 스위칭 레귤레이터(1)의 출력 전압(Vout)이 작아지면, 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(EAo)의 전압이 상승하여 PWM 비교기(5)로부터의 펄스 신호(Spw)의 온 듀티 사이클이 커진다. 이 결과, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하는 시간이 길어지고, 이에 따라 동기 정류용 트랜지스터(M2)가 온 하는 시간이 짧아짐으로써 스위칭 레귤레이터(1)의 출력 전압(Vout)이 상승하도록 제어된다. 이와 같은 동작을 반복하여 출력 전압(Vout)을 미리 정해진 전압으로 일정하게 되도록 제어한다.
한편, 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 접지 전압(Vss)으로 되어 역전류가 발생할 징조를 검출한 경우, 또는 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 접지 전압(Vss)을 초과하여 역전류의 발생을 검출한 경우에는, 비교기(7)로부터 고레벨의 신호가 출력되고 역전류 방지용 트랜지스터(M3)의 게이트에는 저레벨의 신호가 입력됨으로써 역전류 방지용 트랜지스터(M3)는 오프 하여 차단 상태가 된다. 이와 같이, 비교기(7)는 접속부(Lx)의 전압(VLx)으로부터 동기 정류용 트랜지스터(M2)에 역전류가 흐르는 징조가 있는지 여부의 검출을 실행하고, 그 징조를 검출하면 동기 정류용 트랜지스 터(M2)에 직렬로 접속된 역전류 방지용 트랜지스터(M3)를 오프 시켜 동기 정류용 트랜지스터(M2)와 접지 전압(Vss)의 접속을 차단하도록 하였다. 이 때문에, 동기 정류용 트랜지스터(M2)에 흐르는 역전류의 발생을 확실히 방지할 수 있다. 또, 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 제어 회로계와는 독립된 회로를 사용하여 동기 정류용 트랜지스터(M2)에 흐르는 역전류를 차단하도록 함으로써, 역전류의 발생을 검출하고 나서 상기 역전류를 차단할 때까지의 지연 시간의 단축을 도모할 수 있어 효율을 향상시킬 수 있는 동시에, 설계가 용이하여 설계의 효율화를 도모할 수 있다.
이와 같이, 본 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터는 소프트 스타트 회로(9)가 소프트 스타트 동작을 실행하고 있는 동안은, 비교기(7)의 출력 신호에 관계없이 역전류 방지용 트랜지스터(M3)를 온 시켜 도통 상태가 되도록 함으로써, 기동 시에 출력 전압(Vout)의 오버 슈트가 발생하는 경우가 있더라도, 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 통하여 출력 콘덴서(Co)의 전하를 방전할 수 있기 때문에, 기동 시에 출력 전압(Vout)의 오버 슈트가 발생되는 것을 방지할 수 있다.
제2 실시예.
상기 제1 실시예에서는 역전류 방지용 트랜지스터(M3)를 사용하여 역전류의 발생을 방지하는 경우를 나타냈지만, 역전류 방지용 트랜지스터(M3)를 사용하지 않고, 비교기(7)에 의해 역전류가 검출되면 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 오프 시켜 차단 상태가 되도록 하여도 좋은 바, 이와 같이 한 것을 본 발명의 제2 실시예로 한다.
도 3은 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면이다. 또한 도 3에서는 도 2와 동일한 부분은 동일한 부호로 나타내고, 여기에서는 그 설명을 생략하는 동시에 도 2와의 차이점만 설명한다.
도 3이 도 2와 상이한 점은 도 2의 역전류 방지용 트랜지스터(M3)를 제거하고, NAND 회로(11) 및 인버터(12)를 추가한 것이며, 이에 따라 도 2의 스위칭 레귤레이터(1)를 스위칭 레귤레이터(1a)로 하였다.
도 3에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1a)는 입력 전압으로서 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 출력하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터이다.
스위칭 레귤레이터(1a)는 스위칭 트랜지스터(M1)와, 동기 정류용 트랜지스터(M2)와, 기준 전압 발생 회로(2)와, 저항(R1, R2)과, 인덕터(L1)와 출력 콘덴서(Co)와, 오차 증폭 회로(3)와, 발진 회로(4)와, PWM 비교기(5)와, 인버터(6, 12)와, 비교기(7)와, NAND 회로(8, 11)와, 소프트 스타트 회로(9)를 구비한다.
또한, 기준 전압 발생 회로(2), 저항(R1, R2), 오차 증폭 회로(3), 발진 회로(4), PWM 비교기(5), 인버터(6, 12) 및 NAND 회로(11)는 제어 회로부를 이루고, 비교기(7) 및 NAND 회로(8)는 역전류 방지 회로부를 이룬다. 또, 스위칭 레귤레이터(1a)에 있어서, 인덕터(L1) 및 출력 콘덴서(Co)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋고, 경우에 따라서는, 스위칭 트랜지스터(M1) 및 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 적어도 하나, 인덕터(L1) 및 출력 콘덴서(Co)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋다.
입력 단자(IN)와 접지 전압(Vss)의 사이에는 스위칭 트랜지스터(M1) 및 동기 정류용 트랜지스터(M2)가 직렬로 접속된다. 또, PWM 비교기(5)로부터 출력된 펄스 신호(Spw)는 인버터(6)를 통하여 스위칭 트랜지스터(M1)의 게이트 및 NAND 회로(11)의 한 쪽 입력단에 각각 입력된다. NAND 회로(8)의 출력단은 NAND 회로(11)의 다른 쪽 입력단에 접속되고 NAND 회로(11)의 출력단은 인버터(12)를 통하여 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 게이트에 접속된다.
이와 같은 구성에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1a)가 기동하면, 소프트 스타트 회로(9)는 기동하고 나서 미리 정해진 시간(T1) 동안, 기준 전압 발생 회로(2)에 대하여 제어 신호(Sa)를 이용하여 기준 전압(Vref)의 전압을 미리 정해진 속도로 서서히 상승시키는 소프트 스타트 동작을 실행하는 동시에, 이 소프트 스타트 동작을 실행하고 있는 동안, 신호(Sb)를 저레벨로 한다. 이 때문에, NAND 회로(8)는 비교기(7)의 출력 신호에 관계없이 고레벨의 신호를 출력하고, 이 고레벨의 신호는 NAND 회로(11)의 대응하는 입력단에 입력된다. 이로부터, NAND 회로(11)는 인버터(6)의 출력 신호의 신호 레벨을 반전시킨 신호를 출력하고, 이 신호는 인버터(12)로 신호 레벨이 반전되어 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 게이트에 출력된다. 즉, 인버터(6)의 출력 신호의 신호 레벨이 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 게이트에 입력되게 된다.
이로부터, 미리 정해진 시간(T1)내에 역전류가 발생하여 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 양의 전압이 됨으로써 비교기(7)의 출력 신호가 고레벨로 되어도, 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 오프 시킨 상태로 할 수 없으며, 동기 정류용 트랜지스터(M2)는 인버터(6)의 출력 신호의 신호 레벨에 따라 온/오프 한다. 즉, 소프트 스 타트 회로(9)가 소프트 스타트 동작을 실행하고 있는 동안은, 오버 드라이브에 의해 출력 콘덴서(Co)에 과잉 전하가 축적되어 출력 전압(Vout)이 정격 전압을 초과하는 경우에도, 역전류 방지 동작이 금지되고 있기 때문에, 출력 콘덴서(Co)의 전하는 인덕터(L1) 및 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 통하여 접지 전압(Vss)으로 방전됨으로써 출력 전압(Vout)의 오버 슈트가 발생되는 것을 방지할 수 있다.
다음에, 소프트 스타트 회로(9)는 소프트 스타트 동작을 실행하지 않을 때에는, 기준 전압 발생 회로(2)에 대하여 소프트 스타트 동작을 실행하지 않고 미리 정해진 기준 전압(Vref)을 출력하도록 제어 신호(Sa)를 출력하는 동시에, 신호(Sb)를 고레벨로 한다. 이 때문에, NAND 회로(8)는 비교기(7)의 출력 신호의 신호 레벨을 반전시켜 NAND 회로(11)의 대응하는 입력단에 출력한다. 즉, NAND 회로(11)의 대응하는 입력단에는 비교기(7)의 출력 신호의 신호 레벨을 반전시킨 신호가 입력된다.
이 때, 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 접지 전압(Vss) 미만으로, 접속부(Lx)로부터 접지 전압(Vss)으로 전류가 흐르는 역전류가 발생할 징조가 없는 경우에는, 비교기(7)로부터 저레벨의 신호가 출력되고 NAND 회로(11)의 대응하는 입력단에는 고레벨의 신호가 입력된다. 이로부터, 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 게이트에는 인버터(6)의 출력 신호와 동일한 신호 레벨의 신호가 입력된다.
한편, 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 접지 전압(Vss)으로 되어 역전류가 발생할 징조를 검출한 경우, 또는 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 접지 전압(Vss)을 초과하여 역전류의 발생을 검출한 경우에는 비교기(7)로부터 고레벨의 신호가 출력되고 NAND 회로(11)의 대응하는 입력단에 저레벨의 신호가 입력된다. 이 때문에, NAND 회로(11)는 인버터(6)의 출력 신호에 관계없이 고레벨의 신호를 출력하고 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 게이트에는 저레벨의 신호가 입력됨으로써, 동기 정류용 트랜지스터(M2)는 오프 하여 차단 상태가 된다. 이와 같이, 비교기(7)는 접속부(Lx)의 전압(VLx)으로부터 동기 정류용 트랜지스터(M2)에 역전류가 흐르는 징조가 있는지 여부의 검출을 실행하고, 상기 징조를 검출하면 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 오프 시키도록 하였다. 이 때문에, 동기 정류용 트랜지스터(M2)에 흐르는 역전류의 발생을 확실하게 방지할 수 있다.
이와 같이, 본 제2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터는 소프트 스타트 회로(9)가 소프트 스타트 동작을 실행하고 있는 동안은, 비교기(7)의 출력 신호에 관계없이 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 인버터(6)의 출력 신호에 따라 온/오프 하도록 하므로, 상기 제1 실시예와 동일한 효과를 얻을 수 있는 동시에, 대전류를 취급하는 역전류 방지용 트랜지스터(M3)가 불필요하게 됨으로써 논리 회로는 증가하지만 IC화하였을 때의 칩 면적을 작게 할 수 있어 비용 절감을 도모할수 있다. 또한, 역전류 방지용 트랜지스터(M3)에 의한 전압 강하가 없어지기 때문에, 전력 변환 효율을 향상시킬 수 있다.
또한, 상기 제1 및 제2의 각 실시예에서는 강압형의 스위칭 레귤레이터의 경우를 예로 하여 설명하였지만, 본 발명은 이것에 한정되는 것은 아니고, 승압형의 스위칭 레귤레이터에도 적용할 수 있다.
도 1은 종래의 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
도 3은 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
　 1, 1a　 스위칭 레귤레이터
　 2　 기준 전압 발생 회로
　 3　 오차 증폭 회로
　 4　 발진 회로
　 5　 PWM 비교기
　 6, 12 인버터
　 7　 비교기
　 8, 11　 NAND 회로
　 9　 소프트 스타트 회로
　 M1　 스위칭 트랜지스터
　 M2　 동기 정류용 트랜지스터
　 M3　 역전류 방지용 트랜지스터
　 R1, R2　 저항
　 L1　 인덕터
　 Co　 출력 콘덴서

Claims (4)

  1. 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 제1 스위치 소자와,
    상기 제1 스위치 소자의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
    입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하여 상기 인덕터의 방전을 수행하는 동기 정류용의 제2 스위치 소자와,
    상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압이 되도록 상기 제1 스위치 소자에 대한 스위칭 제어를 실행하고, 상기 제2 스위치 소자에 대하여 상기 제1 스위치 소자와 상반되는 스위칭 동작을 실행하게 하는 제어 회로부와,
    상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생을 방지하기 위하여, 상기 제2 스위치 소자에 흐르는 전류를 차단하는 역전류 방지 회로부와,
    기동하고 나서 미리 정해진 시간 동안, 상기 제어 회로부에 대하여 상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압을 미리 정해진 속도로 서서히 상승시키는 소프트 스타트 동작을 실행하는 소프트 스타트 회로부
    를 구비하고,
    상기 소프트 스타트 회로부는 상기 제어 회로부에 상기 소프트 스타트 동작을 실행시키고 있는 동안은, 상기 역전류 방지 회로부에 대하여 상기 역전류가 발생할 징조 또는 상기 역전류의 발생을 검출하였을 때 상기 제2 스위치 소자에 흐르는 전류의 차단 동작을 정지시키는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 역전류 방지 회로부는 상기 제1 스위치 소자와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터, 상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류가 발생할 징조 또는 상기 역전류의 발생을 검출하면, 상기 제2 스위치 소자의 접속을 차단하여 상기 제2 스위치 소자에 흐르는 전류를 차단하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
  3. 제2항에 있어서,　상기 역전류 방지 회로부는
    상기 제2 스위치 소자와 직렬로 접속되고, 제어 전극에 입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 제3 스위치 소자와,
    상기 제1 스위치 소자와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터, 상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류가 발생할 징조 또는 상 기 역전류의 발생을 검출하면, 상기 제3 스위치 소자를 오프 시켜 차단 상태로 하여 상기 제2 스위치 소자에 흐르는 전류를 차단하는 역전류 검출 회로
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
  4. 제1항에 있어서,　상기 역전류 방지 회로부는
    상기 제1 스위치 소자와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터, 상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류가 발생할 징조 또는 상기 역전류의 발생을 검출하면, 상기 제어 회로부로부터의 제어 신호에 관계없이 상기 제2 스위치 소자를 오프 시켜 차단 상태로 하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
KR1020080042754A 2007-05-11 2008-05-08 동기 정류형 스위칭 레귤레이터 KR100994452B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2007-00126610 2007-05-11
JP2007126610A JP5145763B2 (ja) 2007-05-11 2007-05-11 同期整流型スイッチングレギュレータ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20080100133A true KR20080100133A (ko) 2008-11-14
KR100994452B1 KR100994452B1 (ko) 2010-11-16

Family

ID=39968921

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020080042754A KR100994452B1 (ko) 2007-05-11 2008-05-08 동기 정류형 스위칭 레귤레이터

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7839130B2 (ko)
JP (1) JP5145763B2 (ko)
KR (1) KR100994452B1 (ko)
CN (1) CN101304214B (ko)
TW (1) TWI425335B (ko)

Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5493296B2 (ja) 2008-06-10 2014-05-14 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
JP5211959B2 (ja) 2008-09-12 2013-06-12 株式会社リコー Ｄｃ−ｄｃコンバータ
TWI369058B (en) * 2009-02-19 2012-07-21 Inventec Corp Power converting device
JP5680059B2 (ja) * 2009-04-17 2015-03-04 ナショナル セミコンダクター コーポレーションＮａｔｉｏｎａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ 光起電力システムにおける過剰電圧保護システム及び方法
JP5305519B2 (ja) * 2009-04-21 2013-10-02 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電圧レギュレータ回路
US8410770B2 (en) * 2009-06-03 2013-04-02 Texas Instruments Incorporated Fast boost regulator
US8324874B2 (en) * 2009-06-11 2012-12-04 Intersil Americas Inc. System and method for controlling synchronous switch for a synchronous converter
JP2011250554A (ja) * 2010-05-26 2011-12-08 Sony Corp 電源回路、集積回路装置、固体撮像装置および電子機器
US8487598B2 (en) * 2010-08-30 2013-07-16 Texas Instruments Incorporated DC-DC converter with unity-gain feedback amplifier driving bias transistor
JP2012090387A (ja) * 2010-10-18 2012-05-10 Panasonic Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2012114987A (ja) * 2010-11-22 2012-06-14 Rohm Co Ltd 電流モード同期整流ｄｃ／ｄｃコンバータ
US8633680B2 (en) * 2011-03-28 2014-01-21 Fairchild Semiconductor Corporation Differential sensing for voltage control in a power supply circuit
US8779746B2 (en) * 2011-04-29 2014-07-15 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for constant power/current control for switch-mode power converters
JP5865028B2 (ja) * 2011-11-17 2016-02-17 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｄｃーｄｃコンバータ
JP6008496B2 (ja) * 2011-12-21 2016-10-19 エスアイアイ・セミコンダクタ株式会社 ボルテージレギュレータ
US20130176008A1 (en) * 2012-01-09 2013-07-11 Chih-Chen Li Soft Start Circuit and Power Supply Device Using the Same
JP5728415B2 (ja) * 2012-03-05 2015-06-03 株式会社東芝 動作制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータ
TW201340078A (zh) * 2012-03-22 2013-10-01 Richtek Technology Corp 提高驅動器效率的電壓轉換電路及方法
JP6007804B2 (ja) 2013-01-28 2016-10-12 株式会社ソシオネクスト 電源の制御回路、電源装置、電子機器及び電源の制御方法
US9778667B2 (en) * 2013-07-30 2017-10-03 Qualcomm Incorporated Slow start for LDO regulators
CN104349539B (zh) * 2013-08-07 2018-12-28 深圳市明微电子股份有限公司 一种恒流驱动电路
JP6166619B2 (ja) 2013-08-23 2017-07-19 リコー電子デバイス株式会社 スイッチングレギュレータの制御回路及びスイッチングレギュレータ
JP6382020B2 (ja) * 2014-08-18 2018-08-29 ローム株式会社 ソフトスタート回路
JP6265092B2 (ja) * 2014-09-22 2018-01-24 株式会社デンソー スイッチング電源装置
CN106059278B (zh) * 2016-05-31 2018-08-21 中国电子科技集团公司第三十八研究所 一种频率软启动控制电路
KR102391838B1 (ko) * 2016-06-20 2022-04-29 소니 세미컨덕터 솔루션즈 가부시키가이샤 드라이버 회로 및 전자 디바이스
CN106602699B (zh) * 2016-07-15 2020-06-26 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 电压切换电路及其控制方法、控制电路和usb pd器
CN106533142B (zh) * 2016-10-18 2023-05-26 成都前锋电子仪器有限责任公司 一种防倒灌电路
DE102016124611A1 (de) * 2016-12-16 2018-06-21 Infineon Technologies Ag Schaltervorrichtung und -verfahren
CN108258895B (zh) * 2018-02-05 2020-11-17 上海艾为电子技术股份有限公司 软启动电路以及电源系统
WO2019216180A1 (ja) 2018-05-10 2019-11-14 株式会社 東芝 直流変電システム
CN110391736A (zh) * 2019-07-22 2019-10-29 西安易朴通讯技术有限公司 Buck变换器的控制电路
US10855183B1 (en) * 2019-07-24 2020-12-01 Infineon Technologies Ag Method and device to operate a power switch in multiple modes
CN110336457B (zh) * 2019-07-26 2020-08-21 南京桐润新能源有限公司 一种数字式车载电源输出软起动方法
WO2022038990A1 (ja) * 2020-08-19 2022-02-24 株式会社オートネットワーク技術研究所 スイッチング電源装置
US11784566B2 (en) * 2020-11-24 2023-10-10 Stmicroelectronics S.R.L. Soft-start of a DC-DC converter based on capacitor switching
CN117134296B (zh) * 2022-05-20 2024-07-09 安世半导体科技(上海)有限公司 负载开关及电源系统

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62144569A (ja) 1985-12-19 1987-06-27 Fuji Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの制御回路
JPH0470654A (ja) 1990-07-06 1992-03-05 Konica Corp ハロゲン化銀カラー写真感光材料の処理方法
US5552695A (en) * 1994-03-22 1996-09-03 Linear Technology Corporation Synchronously rectified buck-flyback DC to DC power converter
JP2000102244A (ja) 1998-07-22 2000-04-07 Ricoh Co Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバ―タ
JP2000092824A (ja) 1998-09-10 2000-03-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチングレギュレータおよびｌｓｉシステム
US6137267A (en) * 1999-01-22 2000-10-24 Dell Computer Corporation Reverse current protection/current overshoot control for two quadrant battery chargers
JP4360833B2 (ja) * 2002-05-28 2009-11-11 パナソニック株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR20040008603A (ko) 2002-07-19 2004-01-31 주식회사 하이닉스반도체 산소결핍을 제거하기 위한 탄탈륨산화막의 후처리 방법 및그를 이용한 캐패시터 제조 방법
US6873191B2 (en) * 2002-12-31 2005-03-29 Intersil Americas Inc. Mechanism for providing over-voltage protection during power up of DC-DC converter
US6922041B2 (en) * 2003-02-28 2005-07-26 Sipex Corporation Apparatus for and method of adjusting a switching regulator output for a circuit having a pre-charge voltage
US6841977B2 (en) * 2003-03-03 2005-01-11 Astec International Limited Soft-start with back bias conditions for PWM buck converter with synchronous rectifier
KR100577325B1 (ko) * 2003-11-14 2006-05-10 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 Ｄｃ-ｄｃ 변환기
US6969977B1 (en) * 2004-06-10 2005-11-29 National Semiconductor Corporation Soft-start voltage regulator circuit
US6965223B1 (en) * 2004-07-06 2005-11-15 National Semiconductor Corporation Method and apparatus to allow rapid adjustment of the reference voltage in a switching regulator
JP4463635B2 (ja) * 2004-07-20 2010-05-19 株式会社リコー スイッチングレギュレータ、スイッチングレギュレータを使用した電源回路及びスイッチングレギュレータを使用した二次電池の充電回路
JP4628056B2 (ja) * 2004-09-30 2011-02-09 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびその制御方法
JP4671275B2 (ja) * 2005-01-26 2011-04-13 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電源制御装置、電源用電子部品及び電源装置
JP2006262646A (ja) * 2005-03-17 2006-09-28 Ricoh Co Ltd 降圧型スイッチングレギュレータ
US7327127B2 (en) * 2005-06-17 2008-02-05 Via Technologies, Inc. Pulse-frequency mode DC-DC converter circuit
JP4811850B2 (ja) * 2005-08-11 2011-11-09 ルネサスエレクトロニクス株式会社 スイッチング・レギュレータ
US7616464B2 (en) * 2005-08-16 2009-11-10 Astec International Limited Reverse current control system for a power converter
EP2020076A2 (en) * 2006-04-27 2009-02-04 Aivaka Startup for dc/dc converters
JP4976086B2 (ja) * 2006-09-14 2012-07-18 株式会社リコー 昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4890182B2 (ja) * 2006-09-28 2012-03-07 株式会社リコー 同期整流型スイッチングレギュレータ、同期整流型スイッチングレギュレータの制御回路及び同期整流型スイッチングレギュレータの動作制御方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR100994452B1 (ko) 2010-11-16
CN101304214B (zh) 2011-06-15
US7839130B2 (en) 2010-11-23
JP2008283807A (ja) 2008-11-20
JP5145763B2 (ja) 2013-02-20
US20080278129A1 (en) 2008-11-13
TWI425335B (zh) 2014-02-01
TW200912586A (en) 2009-03-16
CN101304214A (zh) 2008-11-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100994452B1 (ko) 동기 정류형 스위칭 레귤레이터
US7990121B2 (en) Synchronous rectification switching regulator, control circuit thereof, and method of controlling the operation thereof
US7221129B2 (en) Switching regulator and method for changing output voltages thereof
JP5493296B2 (ja) スイッチングレギュレータ
JP5458739B2 (ja) 静電保護回路、静電保護回路の動作制御方法、静電保護回路を使用したスイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータの静電保護方法
JP4347249B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
JP4481879B2 (ja) スイッチング電源装置
US6169675B1 (en) DC/DC converter with improved operation of plural parallel synchronous rectifiers
JP5309683B2 (ja) 降圧型スイッチングレギュレータ
JP2006325302A (ja) 放電防止回路及び該放電防止回路が設けられている電子機器
JP2008178263A (ja) 昇降圧型スイッチングレギュレータ及び昇降圧型スイッチングレギュレータの逆電流防止方法
KR20090029266A (ko) 스위칭 레귤레이터 및 그 동작 제어 방법
JP5636826B2 (ja) スイッチングレギュレータ
JP5091024B2 (ja) スイッチングレギュレータ及びその動作制御方法
JP2016116151A (ja) 半導体装置および電流制限方法
JP2005341789A (ja) スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータの出力電圧切換方法
JP2011125075A (ja) スイッチングレギュレータ
JP5423060B2 (ja) 昇圧型スイッチングレギュレータ
JP5588305B2 (ja) 電源装置
JP5015035B2 (ja) 降圧型スイッチングレギュレータ
JP2011062041A (ja) スイッチング制御回路およびスイッチング電源回路
JP2011019372A (ja) スイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置
JP2008187789A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2013046490A (ja) 過電流保護回路及びこれを用いた降圧型スイッチング電源装置
JP2011130606A (ja) 電源制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131031

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141030

Year of fee payment: 5

LAPS Lapse due to unpaid annual fee