KR20000011902A - 병렬 ｈｖ ｍｏｓｆｅｔ을 이용하여 고전력에서 안정한 증폭기 - Google Patents

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스트라타코스 존 지.
이엔아이 테크날러지즈, 인코퍼레이티드
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Abstract

접지 드레인과 공통 소스를 가지는 고전력 RF 증폭기 회로는 고압 MOSFET을 사용한다. 입력 RF 신호는 접지에 대해 분리 변압기를 통해 가해지고, 제 2 변압기는 게이트와 소스 사이의 신호를 발생시킨다. 출력 신호는 접지된 드레인에 대해 소스로부터 얻을 수 있다. 각 MOSFET 다이에 대한 분리된 RF 입력 여진을 가지는 13.56 MHz 3KW 전력 증폭기 위상은 한쌍의 킬로와트 전력 트랜지스터 또는 KPT를 사용하고, 상기 한쌍의 증폭기에는 다중 대영역 MOSFET 다이가 있으며, 다이의 드레인 영역은 다이 하부면의 대부분에 걸쳐 형성된다. 드레인 영역은 전도체인 구리 플랜지와 전기적/열적으로 직접 접촉한다. 소스와 게이트 영역은 평탄한 하부면으로부터 반대쪽 다이 상에 형성된다. 여러 쌍의 다중 칩 KPT는 13.56 MHz에서 안정된 2.5, 5, 10 KW RF 플라즈마 발생기를 디자인할 수 있도록 구성된다. 상기 발생기는 출력시 저역 통과/고역 통과 필터 집합체(다이플렉서)를 사용하고, 이는 고조파 왜곡을 줄이고 조파 종단을 흩어지게 한다.

Description

병렬 ＨＶ ＭＯＳＦＥＴ을 이용하여 고전력에서 안정한 증폭기{PARALLEL HV MOSFET HIGH POWER STABLE AMPLIFIER}
본 발명은 고전력 RF 증폭기, 예를 들자면 반도체 플라즈마 공정 응용품에 사용되는 고전력 RF 증폭기에 관련된 것이다. 본 발명은 특히 고압 다중 다이 킬로와트 전력 트랜지스터를 사용하는 고전력 증폭기에 관한 것이다. 발명은 라디오 통신이나 유도 가열과 같은 RF 응용물에 적용할 수도 있다.
종래의 RF 플라즈마 발생기에서, 고전력 RF 소스는 기준 주파수(즉, 13.56MHz)에서 RF파를 발생시키고, 상기 RF파는 전력 관로를 따라 플라즈마 챔버에 공급된다. RF 전력은 일정하게 공지된 임피던스(즉 50 오옴)에서 일반적으로 제공된다. RF 여진 신호는 발생 후 전력 증폭기에 전해지며, 이는 RF파를 바람직한 전력 수준(즉, 1.25, 2.5, 5, 10 KW 등)에 미치게 한다. 기기에 따라, 상기 RF파는 다른 주파수(즉, 2.0, 4.0, 27.12, 40.68 MHz와 같은 주파수)에서 제공될 수 있다.
종래의 플라즈마 발생기의 RF 전력 증폭기는 RF 바이폴라 트랜지스터나 RF MOSFET 트랜지스터를 사용하고, 상기 트랜지스터는 40 볼트와 50 볼트 사이의 작동 전압(즉 VCE또는 VDS) 사이에서 작동한다. 이 반도체 장치는 100 - 200 볼트 사이의 항복전압(VCEO또는 VDSS)을 가진다. 이 RF 증폭기에 대한 바이폴라 트랜지스터는 Motorola MRF 448, CSF Thomson TH430, GH2Technology S200, 또는 Philips BLW 96 제품을 사용할 수 있고, 그 가격은 약 50$이다. 2.5 KW 증폭기는 일반적으로 병렬인 여덟 개의 푸쉬-풀 쌍을 사용하며, 각 푸쉬-풀 쌍의 정방향/역방향 섹션의 각각에 대해 하나의 트랜지스터를 가진다. 즉, 총 16개의 트랜지스터를 가진다. 저전압 RF 바이폴라 트랜지스터나 RF MOSFET 트랜지스터를 사용하는 RF 발생기는 플라즈마 조작에서 높은 신뢰도와 훌륭한 성능을 보여준다. 약 45 볼트의 전압에서 작용하는 이 구조의 전형적인 증폭기는 사용자 친화적인 특정 시스템 셋업에 신경쓰지 않으며, 상기 사용자 친화적인 시스템 셋업은 주목할만한 장비 인터페이스 변경없이도 원하는 결과를 위해 플라즈마를 가열하고 유지하는 능력을 보여줄 수 있다.
최근에 들어서는 RF 전력 증폭기 설계자 사이에 새로운 관심사항이 생겨났는 데, 새로운 관심 사항이란 저전압 바이폴라 트랜지스터나 MOSFET 트랜지스터 대신에 고전압 MOSFET 트랜지스터의 사용방안을 연구하는 것이다. 고전압 MOSFET 트랜지스터의 사용법은 1998년 3월 10일 허여된 미국 특허 제 5,726,603 호에 기술되어 있다. 고전압 MOSFET 트랜지스터는 원래 스위치 모드 전력 공급 장치에서 사용하기 위해 개발되었으며, 상기 트랜지스터는 드레인-소스 항복 전압 VDSS, 낮은 정션-케이스 열저항(low junction-to-case thermal resistance) RJC, 그리고 낮은 드레인-소스 저항 RDS-ON을 가진다. 상기 트랜지스터는 다중 다이(즉 100,000 제곱 mils)로 형성되고, 높은 이득-대역폭 값(FT)을 가진다. 이 다중 다이는, 저전압 RF 바이폴라 다이나 MOSFET 다이와는 달리, 최소한의 소스 게이트 본드 와이어를 가지는 큰 단일 칩 트랜지스터로 설계되고, 상기 저전압 다이들은 다수의 에미터(소스)와 베이스(게이트) 본드 와이어를 가지는 다중 소형 셀로 설계된다. 상기 고전압, 다중 다이 설계를 설계함으로서, 고전압 MOSFET 트랜지스터가 높은 볼륨의 물질을 만들어 내는 데 더욱 적합할 수 있고, 이는 스위치-모드 마켓(switch-mode market)을 위해 사용된다. 그 결과, 표준 TO-247 제품에서 1KV의 항복 전압을 가지는 17$ 이하의 저렴한 패키지 트랜지스터를 사용할 수 있다. 이 장치에 기초한 증폭기는 DC 160 볼트에서 350 와트 출력을 가질 때 13.56 MHz에서 15-16 dB의 전력 이득을 얻을 수 있다. 여러 VSWR 로드로 실제 안정한 이득은 사용되는 회로 위상에 따라 결정되며, 상기 이득은 장치 제작사에 따라 12-13 dB의 범위 내에 있다. 반도체 플라즈마 공정 장비 업계에서는 요즘 저렴하면서도 소형의 플라즈마 발생기를 요구하고 있다. 혁신적인 회로 위상을 가지는 고압 MOSFET은 표면 장착 기술과 개선된 냉각법을 사용하며, 이 MOSFET은 상기 요구의 해답을 줄 수 있다고 생각되어진다.
어떤 RF 전력 증폭기가 현 장비(즉 저전압 RF 바이폴라 트랜지스터를 기초로 하는 증폭기 설계)의 작동 신뢰성을 유지하거나 더 높일 수 있도록 요구된다. 스위치 모드 회로 위상에서 고전압 스위칭 MOSFET 트랜지스터를 사용하는 것과는 달리, 가장 중요한 가능성은 RF 회로 위상과 함께 고전압 스위칭 MOSFET 트랜지스터의 사용을 포함한다.
지난 몇 년간, 개선된 고전압 MOSFET 트랜지스터가 스위치 모드 전력 공급 장치를 위해 개발, 발전되었다. 이 장치의 성능은 드레인-소스 항복 전압 VDSS, 드레인-소스 저항 RDS-ON, 정션-케이스 열저항 RJC, 총 게이트 전하 Qq, 그리고 드레인-소스 전압 변화율 dV/dt에 대해 꾸준하게 개선되었다.
본 발명의 목적은 고전력 RF 증폭기를 제공하는 것으로, 상기 증폭기는 종래 기술의 단점을 극복하고 소형이면서도 효율적인 패키지로부터 RF 전력을 전달하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은, 뛰어난 열잠식 및 에너지 전달 특성을 가지는 RF 전력 발생기를 제공하는 것으로, 이때 상기 전력 발생기는 증폭기 구성부품이 열 응력에 견딜 수 있도록 제조되어야 하고, 상기 열 응력은 플라즈마 기기에 고유한 전력 사이클링으로부터 유도된다.
발명의 또다른 목적은 주어진 다중 다이 트랜지스터 장치 상의 각 다이에 대해 개선된 정션 온도를 얻는 것이다.
발명의 다른 하나의 목적은 아래 특성의 고전력 트랜지스터 증폭기를 제공하는 것이다. 상기 증폭기는 균형잡힌 푸쉬-풀 작용을 이루고 다중 트랜지스터 다이 사이에서 뛰어난 열 균형을 보여주어야 한다.
발명의 또다른 목적은 주어진 다중 다이 트랜지스터 장치 상의 다이 사이에서 개선된 정션 온도 트랙킹을 이루는 것이다.
발명의 다른 하나의 목적은 넓은 출력 범위에 걸쳐 그리고 넓은 범위의 로우드 전압 정상파 비율(VSWR) 내로 트랜지스터 다이 사이의 전력 균형과 열 균형을 증가시키는 것이다.
본 발명의 한 측면에 따라, 고전압 푸쉬-풀 RF 증폭기가 제공되어, 주어진 주파수 대역에 RF 전력을 증폭시킨다. 여진 신호는 RF 입력 터미널에 가해지고, 증폭된 RF파는 RF 출력 터미널로 전달된다. 전력 공급 장치는 다중 다이 전력 트랜지스터(즉, 제 1, 2 킬로와트 전력 트랜지스터 장치 또는 KPT)를 위해 DC 소스 전압(-VS)을 제공한다. 각각의 이러한 KPT 장치는 열적/전기적으로 전도체인 플랜지(즉, 열을 잠식하고 접지되는 구리 판)와 (네개의 반도체 다이로 형성된) 다중 칩 어레이를 가진다. 각각의 반도체 다이는 드레인 영역과 소스와 게이트 영역이 있는 평탄한 하부면을 가진다. 이때 상기 드레인 영역은 상기 하부면의 대부분에 걸쳐 형성되며, 상기 소스와 게이트 영역은 상기 평탄한 하부면의 반대편 다이 부분에 각각 형성된다. 다이의 드레인은 플랜지 상에 자리잡아, 플랜지와 전기적/열적으로 직접 접촉한다. 그러므로, 플랜지는 드레인 터미널의 역할이나 주위 다이의 히트 싱크의 역할을 한다.
RF 입력 터미널에 연결된 제 1 스플리터(발룬) 장치는 정방향과 역방향으로 RF 입력 여진 신호를 분리하고, 상기 정방향 신호는 제 1 KPT에 주어지고, 상기 역방향 신호는 제 2 KPT에 주어진다. 제 2 스플리터 장치는 네 개의 분리된 신호로 여진 신호의 정방향 신호를 분할하여, 상기 제 1 KPT 장치의 게이트에 공급한다. 제 3 스플리터 장치는 역방향 신호를 네 개의 분리된 신호로 분할하여, 제 2 KPT의 각각의 게이트에 공급한다. 상기 제 1 KPT의 네 반도체 다이 각각은 각각의 게이트-소스 입력 회로를 가지도록 구성되고, 상기 입력 회로는 상기 제 2 스플리터 장치의 출력부에 RF 연결된다. 이 게이트-소스 입력 회로는 스플리터 장치와 접지부로부터 DC로 분리되어 있어, 상기 입력 회로는 제 1 KPT의 플랜지(그리고 드레인)에 대해 부동된다. 제 2 KPT의 반도체 다이 각각은 마찬가지로 각각의 게이트-소스 입력 회로를 가지고, 상기 입력 회로는 제 3 스플리터 장치의 연관된 출력부에 RF 연결되고 DC로 분리된지만 제 2 KPT의 플랜지에 대해 부동된다. 컴바이너는 상기 제 1, 2 KPT의 소스에 연결되는 입력을 가짐으로서, 합성되어 증폭된 RF 출력을 가진다. 컴바이너는 이때 RF 출력 터미널에 합성된 출력 신호를 공급한다. RF 증폭기는 DC 소스 전압 공급 장치에 KPT 장치의 소스를 연결하는 필터 장치를 또한 포함한다. 이 필터 장치는 초크 장치(choke means)를 포함하여, DC 전압원으로부터 증폭된 RF 신호를 저지한다. 또한 이 필터 장치는 Rf 션트 장치(shunt means)를 포함하여, 대역 내/대역 외의 RF 에너지를 바이패스시킨다.
발명의 또다른 양태에 따라, 고전압 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기 회로는 입력 터미널, DC 전압원, 출력 회로, 그리고 고전력 고전압 다중 칩 트랜지스터(즉, KPT 트랜지스터 다이 요소)로 이루어진다. 이 경우에 있어서, 트랜지스터 장치나 KPT는 열적/전기적으로 전도체인 플랜지와 반도체 틀랜지스터 다이를 포함하며, 상기 플랜지는 상부면을 가지고, 상기 트랜지스터 다이는 하부면을 가진다. 다이의 드레인은 상기 하부면의 대부분에 걸쳐 형성되고, 상기 드레인은 플랜지와 전기적/열적으로 직접 접촉한다. 소스와 게이트는 상기 평탄한 하부면으로부터 반대편 다이에 형성된다. 증폭기 출력 회로는 소스에 연결된다. DC로 분리된 입력 스테이지는 입력 터미널과 게이트 사이에서(즉, 게이트와 소오소 사이에서) RF 연결되고, 플랜지와 드레인에 대해 부동된다. 입력 스테이지는 분리 변압기와 분리된 제 2 권선을 포함한다. 상기 분리 변압기는 입력 터미널에 연결되는 제 1 권선을 가지고, 상기 제 2 권선은 게이트와 소스에 각각 연결되는 제 1,2 단부를 가진다. 출력 회로는 미리 정해진 RF 주파수 대역에 RF 신호를 통과시키기 위해 DC 저지 출력 스테이지를 포함하는 것이 바람직하다. 또한, DC 소스 전압(-VS) 공급 장치에 트랜지스터 소스를 연결하는 RF 저지 DC 피이드(feed) 스테이지가 있는 것이 바람직하다. 상기 피이드 스테이지는 RF 션트 장치를 포함함으로서, 상기 소스에 나타나는 대역내/대역외 신호 모두를 바이패스시킨다. 또한, 입력 스테이지는 트랜지스터의 이득을 제한하기 위해, 게이트와 제 2 권선의 제 1 단부 사이에 낮은 값의 저항기(1-2 오옴)를 포함한다. 대역내 이득을 조절하기 위해 상기 저항기와 병렬인 바이패스 커페시터가 부가적으로 있을 수 있다. 이 반도체 다이는 소스와 게이트 사이에서 입력 임피던스(즉, 5.56 오옴)를 가지고, 직렬 저항기는 입력 임피던스의 10-20%에 이르는 매우 작은 오옴값을 갖는다. 드레인-게이트 피이드백 회로는 변압기 제 2 권선의 제 1 단부에 연결되고 드레인에 접지된다. 드레인-게이트 피이드백 회로는 직렬로 연결되는 커패시터와 저항기를 포함하는 것이 바람직하다. 드레인-소스 귀로 저항기는, 소스와 게이트 사이에 위치하고, 입력 임피던스보다 매우 큰 값(35-40 KΩ)을 가진다. 입력 스테이지는 게이트-소스 종료 회로를 또한 포함하고, 상기 종료 회로는 게이트와 소스 사이에서 직렬로 연결되는 저항기와 커패시터로 형성된다.
트랜지스터 장치, 즉 킬로와트 전력 트랜지스터 또는 KPT는 고압 MOSFET 하이브리드 장치이다. 이 발명의 RF 증폭기에 사용되는 것이 바람직한 상기 장치는, 1997년 10월 24일 출원되어 양도된 미국 특허 출원 제 08/957,100 호(계류중)에 상세히 기술되어 있다. 위 특허 출원의 공개 내용은 본 출원에서 참조로 인용된다.
10 KW RF 전력 발생기는 전력 스테이지에서 네 개의 푸쉬-풀 쌍을 가지는 KPT(즉, 총 8개의 KPT)를 사용하도록 만들어진다. 각 KPT는 네 개의 고전압 MOSFET 다이를 가지고, 그 드레인은 열 확산기로 작용하는 구리 판 아래에 직접 연결된다. 각각의 다이와 구리 판 사이에는 전력 사이클링 동안(즉, 상기 발생기가 RF 전력 온-오프 사이클을 지날 때 구리와 규소 사이의 열팽창계수 차이로부터) 다이를 보호하는 몰리브덴 탭이 있다. 모두 8개의 KPT는 물로 냉각되는 구리 히트 싱크(주로 언급되기는 냉각판) 상에 장착된다. 상기 장치가 접지 드레인/공통 소스 구조 내의 과여진 클래스 "C" 모드에서 작동할 때, 두 개의 KPT의 각각의 푸쉬-풀 쌍은 약 3 KW의 RF 출력을 전달한다. 이 구조는, 드레인 영역과 구리 확산기 판 사이에서 종래의 절연면(일반적으로 BeO)을 제거함으로서, 열적 설계를 개선시킨다. 이는 모두 네 개의 드레인(각 다이의 드레인)이 또한 직접 접지된다는 것을 의미한다.
푸쉬-풀 쌍의 각각의 반(각각의 KPT)에 대한 네 개의 소스는 병렬로 연결된다. 푸쉬-풀 쌍의 각각의 반에 대한 모두 네 개의 게이트는, 같은 임피던스를 가지고, 분리 변압기를 통해 병렬로 연결된다. 이는, 플라즈마 공정에서 일어날 수 있는, 전체 출력 범위를 넘어 여러 로우드 VSWR 내로, 주어진 KPT 상의 네 다이 사이에서 훨씬 개선된 정션 온도 트랙킹을 가능하게 한다. 바이패스되지 않거나 부분적으로 바이패스된 고전압 직렬 게이트 저항기는, 각각의 MOSFET 다이가 모든 로우드 VSWR 조건에서 전체 범위에 걸쳐 일관된 안정성을 이룰 때, 사용하는 것이 바람직하다.
흩어지는 조파 종단은 합성 출력 후에 고역 통과 필터 네트워크를 통해 저역 통과 필터의 입력에서 제공된다. 이는 게이트-소스 전압차를 줄이고, 게이트-소스 전압을 각 MOSFET 다이에 대해 특정 한계(±30V) 내로 유지시킨다.
본 발명의 상기 목적, 특징, 장점은 바람직한 실시예를 통해 더욱 자세히 기술될 것이고, 상기 실시예는 첨부된 도면과 연관하여 고려해야할 것이다.
도 1은 본 발명의 한 실시예에 따라 접지 드레인/공통 소스 구조에서 RF 전력 증폭기의 클래스 C 작용을 하는 단일 단부 회로의 다이어그램.
도 2는 도 1의 실시예에 비교할 목적으로 접지 소스/공통 소스 구조를 가지는 유사 회로의 다이어그램.
도 3은 클래스 A 또는 AB 작용에 대해 부동 DC 게이트 바이어스를 가지는 것으로 도시되는 다른 실시예의 다이어그램.
도 4와 5는 본 발명에 연관되어 사용되는 네 개의 칩 킬로와트 전력 트랜지스터의 다이어그램과 평면도.
도 6은 도 6A와 도 6B로 이루어지고, 본 발명의 또다른 실시예에 따라, 푸쉬-풀 작용가능한 고전력 RF 증폭기의 회로 다이어그램.
도 7은 본 발명의 원칙에 입각한 10 KW RF 발생기 시스템의 전체 회로 다이어그램.
도 8은 본 발명과 연관되어 사용되는 대역외 고조파 에너지를 분산시키기 위한 저역/고역 통과 필터 장치의 회로 다이어그램.
(참조 번호 설명)
10 ... 킬로와트 전력 트랜지스터
12,112 ... 플랜지
14a,14b,14c,14d ... 다이
16,18 ... 구멍
22a-22d ... 리본 소스 리드
24a-24d ... 게이트 리드
26a-26d ... 소스-리턴 리드
28 ... 리본 리드
30 ... 구동기 증폭기 보드
31 ... 감쇠기
32 ... 구동기 증폭기
33 ... 푸쉬-풀 쌍
34 ... 푸쉬-풀 증폭기
40a,40b ... 전력 증폭기 보드
42a,42b,48 ... 컴바이너
44a,44b ... 변압기
46 ... 필터 보드
50 ... 고역 통과 필터
52 ... 저역 통과 필터
100 ... 증폭기
106a-106h ... 게이트-소스 입력 회로
도 1에 따른 도면에서 하나의 단부를 가진 RF 증폭기 회로가 접지 드레인(drain)/공통(common) 소스(source) 트랜지스터 증폭기로 동작하는 등급 "C"로 분류되어 있다. 이 증폭기는 하나의 칩(chip)이나 하나의 다이(die) MOSFET 전력 트랜지스터 Q1을 채용한다. 그러나, 이 트랜지스터 Q1은 다중 칩 KPT의 각 다이를 나타낼 수도 있고 관련된 회로의 이점과 동작을 설명하는데 제공될 수 있다. 트랜지스터 Q1은 플랜지(flange)와의 접촉에 의해 접지된 드레인 단자(terminal) D를 가지고 있고 게이트 G와 소스 S에 분리 단자를 가지고 있다.
여기 증폭기로 미리 결정된 주파수 즉, 13.56MHz와 전력 레벨 350watt, 그리고 주어진 출력 임피던스(impedance)-예로 50Ω-에서 RF 전력을 공급하고자 한다. 이 회로는 약 13dB RF 전력 이득(gain)을 가진 -160volt DC 소스 전압에서 작동한다. 로드 라인(load line)은 32Ω에서 5.56Ω의 게이트-소스 미분 임피던스를 가진 드레인 소스로 맞추어져 있다. 13.56㎒의 구동 신호가 하나의 단부를 가진 입력 단자 RFIN에 가해지는데, 여기서 전력은 22watt이고 입력 임피던스는 50Ω이다. 입력 정전 용량(capacitance) C1은 입력 유도 리액턴스(inductive reactance)를 보상한다. 단향 변압기 T1은 먼저 입력 단자와 접지 사이에 연결되어 있고 두 번째로 한쪽 끝은 트랜지스터 Q1의 게이트 G에, 다른 한 끝은 소스 S에 연결되어 있다. 변압기 T1은 3:1의 권선비를 가지고 50Ω의 입력 임피던스와 5.56Ω의 게이트-소스 미분 임피던스를 조화시킨다. 직렬 게이트 저항 R1은 변압기의 한쪽 끝과 전압 정재파비(VSWR)의 넓은 범위에 걸쳐 작동 안전성의 개선을 위한 게이트 G 사이에 삽입된다. 이것은 높은 전력 저항으로 저항치가 약 1-2Ω이다. 드레인-게이트 피드백(feedback) 회로가 저항 R2와, 드레인 D와 변압기 T1의 두 번째 감김의 한 끝 사이에 연결된 콘덴서 C2로 형성된다. 이 피드백 회로는 입력-출력 전압 정재파비를 위해 최적화 되고 높은 전압 정재파비에 안정된 동작을 제공한다. 콘덴서 C2는 DC 블로킹(blocking) 기능을 하고, R2의 저항치는 게이트-소스 임피던스(여기서는 5.56Ω)와 드레인-소스 임피던스(여기서는 32Ω), 전력 이득, 여러 부하 전압 정재파비의 안전성 요구에 의존한다.
저항 R3와 콘덴서 C3의 직렬 결합은 높은 전압 정재파비에서 게이트-소스 RF의 안정된 동작을 제공한다. 콘덴서 C3는 만약 DC 바이어싱(biasing)이 사용된다면(다음 실시예에서 다룬다.) DC 블로킹 콘덴서로 작용한다. 저항 R3의 값은 예상되는 전압 정재파비와 RF 이득을 위해 최적화 된다. 저항 R4는 변압기 T1이 없는 동안에 DC 안정성을 위해 게이트-소스 리턴(return)을 제공한다. 이 저항은 게이트-소스 임피던스(35-40㎾)에 대해 매우 큰 값을 가진다.
선택적인 바이패스(bypass) 콘덴서 C4는 저항 R1과 병렬로 놓여진다. 콘덴서의 값은 원하는 주파수(예를 들어 13.56㎒)를 우회시키기 위해 선택되고 이득은 대역외(out-of-band) 에너지로 감소한다. 그러나, 많은 플라스마(plasma) 응용에서 만약 원하는 주파수에서 충분한 이득이 있다면 콘덴서 C4는 생략된다.
RF 출력망 NOUT은 인덕터(inductor) L1과 콘덴서 C5를 가지는데, 그들의 접합은 소스 S에 연결된다. 인덕터와 콘덴서의 결합 L1-C6는 트랜지스터 Q1의 출력 정전 용량을 조정하기 위한 공명기(reasonator)를 형성한다. 콘덴서 C5는 13.56㎒의 출력파를 출력 단자 RFOUT으로 보낸다. 출력 변압기 T5는 드레인-소스 임피던스(50Ω)를 출력 임피던스(50Ω)에 맞추기 위해 콘덴서 C5와 출력 단자 사이에 위치한다. 여기서, 변압기 T5의 권선비는 4:5이다.
도 2는 도 1과 유사한 회로를 보여주는데, 종래의 비접지 드레인을 채용한 것이 다르다. 이 회로는 비교 목적으로 제공된다. 도 1의 그것과 유사한 요소들은 같은 인용 문자로 표시하였다. 도 2에 제시된 회로는 하나의 단부를 가진 등급 "C"의 접지된 소스 증폭기 회로이다. 접지된 소스 MOSFET 회로는 전형적이고 RF 플라스마 발생에 자주 사용되었다. 이 회로는 전 동적 범위에 걸쳐 여러 부하 전압 정재파비에 대한 안정된 동작을 위해 구성된다. 여기서, 트랜지스터 Q1은 다이와 전도성 플랜지 사이에 즉, 드레인과 히트 싱크 사이에 위치한 BeO 애자(insulator)가 있는 통상적으로 낮은 레벨 MOSFET이다. 그러나, 본 발명의 회로와 비교를 위하여 트랜지스터 Q1은 드레인과 히트 싱크 사이에 BeO 애자를 가진 높은 전압 MOSFET으로 간주될 수 있다. 이 회로는 가해진 DC 드레인 공급 전압(이 예에서는 +160V)에서 동작하고, 이 예에서는 15dB의 전력 이득과 약 70%의 드레인 효율을 가지고 13.56㎒에서 350watt의 RF 출력을 보낸다. 회로의 입력과 출력 임피던스는 모두 50Ω이다. 32Ω의 로드 라인(드레인-소스)이 있다. 게이트와 소스 사이의 임피던스는 5.56Ω이다. 도 1의 실시예처럼 저항 R4는 변압기 T1이 없는 동안 게이트-소스 리턴을 제공하고 DC 안정성에 도움을 준다. 저항-콘덴서 결합 R3-C3는 높은 전압 정재파비에서 안정된 작동을 위해 게이트-소스 RF 종단(termination)을 제공한다. 콘덴서 C3는 DC 바이어싱이 사용된다면 DC 블로킹 콘덴서이다. R3의 값은 높은 전압 정재파비와 원하는 RF 이득에서 안정된 동작을 위해 최적화 된다.
저항-콘덴서 결합 R1-C4는 대역내 이득을 조절하기 위해, 대역외의 낮은 주파수 이득을 감소시키기 위해, 그리고 다른 전력 레벨의 여러 부하에서 안정된 작동을 하기 위해서 직렬 게이트 입력 저항을 제공한다. 콘덴서 C4의 값은 요구하는 RF 이득을 위해 원하는 주파수를 우회시키기 위하여 선택되는데, 이 예에서는 13.56㎒이다.
저항-콘덴서 결합 R2-C2는 콘덴서 C2가 DC 블로킹 콘덴서의 기능을 하면서 드레인-게이트 피드백을 제공한다. 피드백 저항 R2의 값은 게이트-소스 임피던스(예로, 5.56Ω), 드레인-소스 임피던스(예로, 로드 라인=32Ω), 전력 이득에 의존한다. 추가로, 저항 R2의 값은 입력-출력 전압 정재파비와 높은 전압 정재파비에서 안정된 작동을 위해 최적화 된다.
DC 피드 넷(feed net)은 DC 전압 공급과 드레인 단자 D 사이에 연결된다. DC 피드 넷에서 인덕터-콘덴서 결합 L1-C6는 MOSFET Q1의 출력 정전 용량을 조절하기 위해 공명기를 형성한다. 인덕터 L1은 약 0.5??H의 인덕턴스를 가진다. 0.1에서 0.47㎌를 가지는 콘덴서 C6는 RF 에너지를 지면으로 되돌리고 드레인-소스 출력 정전 용량을 통하여 순환 전류 루프(loop)를 형성한다. 인덕터 L1은 원하는 전력(350watt)에서 드레인 효율과 주어진 드레인-소스 전압 VD(예를 들어, 여기서는 +160V)에서 작동하기 위해 최적화 된다. DC 피드 넷에서 인덕터 L2는 RF 초크(choke)이고, 콘덴서 C7은 RF 바이패스 콘덴서이며(예를 들어, 0.22㎌ 세라믹) C8은 저주파 바이패스 콘덴서(예를 들어, 22㎌ 전해질)이다. 세스(sense) 저항 R5는 입력 DC 전류의 측정을 위해 사용되었고, 낮은 고정 저항치(예로, 0.01Ω)를 갖는다. 저항 R6는 MOSFET 보호와 개인적인 안전을 위해 드레인 단자의 축적된 전하를 빼내는 블리드(bleed) 저항이다. 여기서, RF 출력망은 트랜지스터 Q1의 드레인 단자에 연결된다. 출력망에서, 콘덴서 C5는 DC 블로킹 콘덴서이다. 변압기 T2는 RF 변압기이고, 32Ω의 드레인-소스 임피던스와 50Ω의 출력 임피던스를 맞추기 위한 권선비를 가진다.
트랜지스터 드레인이 히트 싱크와 플랜지로부터 격리되어 있기 때문에 트랜지스터당 전력은 도 1의 증폭기에 비해 다소 감소한다. 추가로, 다중 병렬 증폭기 배열에서 각각의 증폭기 MOSFET에 대한 다이는 다른 열 부하를 가지는데, 이는 BeO 애자 때문이다. 상기와 같이, 도 2는 단지 비교할만한 접지된 소스 회로를 나타내지만, 실제로는 원하는 출력 전력 레벨과 플라스마 응용에 관련된 온도 순환을 위해 회로에 사용하기 적당한 높은 전압 MOSFET과 큰 면적은 없다.
도 3은 하나의 단부를 가진 접지된 드레인/공통 소스 자동을 위한 회로를 나타낸다. 이 회로는 대부분 측면에서 도 1에 기술된 회로와 유사하고, 유사한 요소는 비슷한 인용 문자로 표기되었다. 이 회로는 등급 "A" 작동이나 등급 "AB" 작동으로 형성될 수 있고, 1.25㎾, 2.5㎾, 5㎾, 10㎾ RF 발생기 시스템을 위한 등급 AB 푸시-풀 드라이버 단계의 기초로 제공될 수 있다. 여기서, 트랜지스터 Q1은 도 1처럼 고전압 MOSFET이고, 도 1의 MOSFET 트랜지스터에 기술된 그것과 유사한 전기적 특징을 가지고 있다. 정확한 트랜지스터 선택은 RF 전력 출력과 이득 요구에 의존한다. 도 1의 실시예와 주요 차이점은 DC 바이어스를 적용하기 위한 추가 요소의 사용과 관계가 있다. 여기서, 작은 값을 갖는 저항 R7(0.5-1Ω)이 DC와 RF 안전성을 위해 소스 단자와 직렬로 되어 있다. 출력은 소스 저항 R7후에 얻어진다. MOSFET 트랜지스터 Q1의 바이어싱은 여러 방법으로 얻어질 수 있고, 그 중의 하나가 여기 소개된다. 이 실시예에 설명된 접근 방법은 18V의 부동(floating) 전력 공급 장치를 사용하는 것이다(여기에 보여지지는 않는다). 이 응용에서 전력 공급 장치는 요구되는 회로 요소를 가지고 게이트 입력과 소스 리턴 사이에 연결된다. 접지된 드레인 RF MOSFET의 바이어싱을 위해 요구되는 회로는 평범하거나 자명하지 않고, 접지된 소스 MOSFET 회로에 사용되는 좀 더 간단한 바이어싱 구성이 제공되어야 한다는 사실을 알아야 한다. 설명하였듯이 바이어싱망(biasing network)은 다소 구성 요소가 광범위한데, 그 이유는 소스 리턴과 게이트 입력에 나타나는 큰 RF 전압 진동 때문이다.
상기 증폭기에 대한 입력 임피던스 및 출력 임피던스는 모두 50Ω으로 세트된다. 상기 부하선 또한 전원-접지 사이에서 50Ω으로 세트된다. 게이트와 소스사이의 임피던스 차는 12.5Ω이다. 소스 리턴 및 게이트 단자 모두는 변압기 T1 이차권선과 저항기 R4를 경유한 DC 전위는 160볼트이다. 임피던스가 소스와 게이트 전극사이의 전압차를 수용하기 위한 필요로 인해 바이어스 회로의 복잡성이 일어나며, 소스 전압 크기가 일정하게 파동치게된다.
앞선 실시예에서, 저항기 R4는 DC 안정 및 보호를 위해 게이트-소스 DC 리턴 또는 풀-업(pull-up)으로 제공된다. 상기 저항기 R4는 변압기 T1에서의 이차권선을 통한 DC 경로가 차단되면 과도한 게이트-소스 DC 전압차로부터 MOSFET Q1을 보호한다.
저항기-콘덴서 조합 R3-C3는 전체의 동적인 동작 범위에서 높은 VSWR하에서 안정된 동작을 위해 한 게이트-소스 단자를 제공한다. 콘덴서 C3는 DC 차단 콘덴서이고, 저항기 R3는 안정 및 RF 이득을 위해 가장 적합하도록 만들어지다. 저항기 R1은 약 2Ω의 값을 갖는 직렬 게이트 입력 저항기이며 상기 전체 동적범위에서 동작의 안정을 위해 높은 VSWR내에서 요구된다. 이같은 실시예에서 저항기 R1은 콘덴서 C4는 약 0.5-1ℓ일 수 있는 소스 저항기 R7의 정해진 값에서 RF이득 및 안정을 위한 가장 적당한 값으로 정해진다.
상기 저항기-콘덴서 조합 R2-C2는 콘덴서 C2가 DC 차단을 이해 사용되어 드레인-게이트 피이드백을 제공한다. 저항기 R2의 오옴값은 초기에 전형적인 입력과 출력 임피던스 그리고 RF 전력 이득을 위해 선택된다. 저항기 R2는 또한 상기 전체 동적 범위에서 높은 VSWR내로 안정을 위해 가장 적당한 값으로 정해진다. 소스 전력 공급 네트워크에서, 인덕터-콘덴서 조합 L1-C6는 MOSFET Q1의 소스-드레인 출력 용량을 조정하도록 공진기로서 작용한다. 콘덴서 C6는 DC 차단용으로 사용되고 RF 신호를 분로시키기 위해 RF접지 리턴 경로를 제공하기도 한다.
200V에서 약 1㎌인 DC 차단 콘덴서 C9이 또한 도시된다. 안정저항기 R7은 소스 S와 변압기 T1의 이차권선 두 번째 선단으로의 리턴사이에서 직렬로 연결된다. 상기 저항기는 플랜지가 장착되며 0.5-1Ω, 25와트 저항기인 것이 바람직하다.
상기 출력 신호는 DC 차단 콘덴서 C5를 통하여 상기 직렬 소스 저항기 R7이후에 상기 소스 S로부터 택하여진다. 앞선 실시예에서처럼, 50Ω의 부하선이 있게된다. 상기 입력측에서 상기 변압기 T1은 상기 보상 콘덴서 C1과 조합하여 상기 게이트-소스 임피던스차를 50Ω에 정합시킨다. 상기 변압기 T1은 입력 RFIN에서 12.5Ω 게이트-소스 임피던스차를 50Ω에 정합시키도록 1:2의 회선수 비를 갖게된다.
이같은 실시예에서는 상기 게이트 바이어스 네트워크를 통해 드레인-게이트 피이드백을 피하기 위해 RF 필터 네트워크, 즉 상기 게이트 G, 코일 L4, 저항기 R9에 연결된 한 레그(leg)에서 코일 L3, 저항기 R8 및 콘덴서 C10 그리고 상기 소스 S에 연결된 콘덴서 C11이 필요하며, 이들은 상기 바람직한 R2-C2 게이트-드레인 피이드백 경로와 병렬연결된다. 한 가변 저항기 R10 이 상기 게이트 입력 스트링과 직렬연결된 바이어스 조정을 제공하며, 한 보상 저항기 R11이 상기 소스 리터 스트링내에서 대칭으로 놓인다. 콘덴서 C12 및 C13은 RF 바이패스 콘덴서로서 어떠한 RF 신호도 플로오팅 전원으로 되돌아가지 않으며 외부소스로부터 스트레이(stray) 신호로서 상기 게이트-소스 단자에 입력되지 않도록 한다. 저항기 R12 및 R13 은 가장 높은 전압 MOSFET 트랜지스터의 경우 약 2-4볼트(v)사이에서 상기 바람직한 게이트-소스 임계 윈도우를 위해 선택된다.
유도기 C2, 콘덴서 C7, C8 및 저항기 R5, R6 는 앞선 설명된 실시예에서와 같이 작용한다.
도 4 및 5와 관련하여, 킬로와트 전력 트랜지스터(10)는 증폭기의 샤시(chassis)일부로서 형성될 수 있는 적절한 히트 싱크(도시되지 않음)상에 장착되는 플랫 금속 플랜지(12) 또는 베이스를 가진다. 여기서 상기 변압기는 4개의 칩 배열 디자인을 가지며, 네 개의 트랜지스터 칩 또는 다이(14a, 14b, 14c, 14d)가 상기 플랜지(12)상에 장착되고, 이들 각각의 드레인 영역 D는 상기 플랜지(12)에 접지된다. 각 트랜지스터 다이는 각각의 게이트 G1-G4와 각각의 소스 S1-S4를 가진다. 상기 소스들은 또한 도시된 바와 같이 리턴 리드 SR1-SR4에 연결된다. 상기 플랜지(12)에는 관련된 히트 싱크에 부착시키기 위해 구멍(18)을 통해 단부로 슬롯 또는 구멍(16)과 마운팅(mounting)이 제공된다. 플라스틱, 세라믹 또는 금속 케이스가 상기 네 개의 다이(14a-14d)를 커버하며 상기 플랜지(12)의 두 단부를 노출되게 한다. 플랜지(12)자체를 외부의 RF 회로 접지에 연결되어지도록 된 추가의 리본 리드(28)로 보충된 네 개의 트랜지스터 요소 각각에 대하여 접지된 드레인 리드 또는 전극으로서 사용된다. 상기 리본 소스 리드(22a-22d), 게이트 리드(24a-24d) 및 소스-리턴 리드(26a-26d)(이들은 각각의 소스 리드로 연결된다)는 RF 전극 단자들을 완선시킨다. 이들 리드(22, 24, 26, 28)들은 상기 각 리드에 스트레인 릴리이프를 제공하기 위해 상기 케이스 측면에 이들의 출구가까이에서 크림프(crimp)되어진다. 상기 장치 및 여러개의 균등 장치에 대하여서는 1997년 10월 24일자로 제출된 동시계류중인 미국특허출원 제 08/957,100 호에서 상세하게 설명된다.
이제 도 6(도 6A와 도6B)에 관련하여서는, 전력 증폭기(100)가 C 클레스 모드 동작으로 바이어스된 KPTs Q1, Q2의 푸시-풀 쌍을 사용한다. 상측 절반(트랜지스터 Q1)이 도 6A에 도시되며, 하측 절반(트랜지스터 Q2)는 도 6B에 도시된다. 여기서 상기 푸시-풀 쌍 Q1, Q2 에는 개선된 다이 온도 트래킹(tracking)을 위해 MOSFET 다이 각각에 스플릿(split) 및 고립된 게이트 입력들이 제공된다. 상기 완전한 푸시-풀 쌍은 72% 효율과 11dB RF 전력 이득으로 3000와트를 전달할 수 있도록 만들어진다.
KPT Q1, Q2 각각은 상기 푸시-풀 쌍의 절반을 형성하며 네 개의 고전압 MOSFET 다이 Q1A, Q1B, Q1C, Q1D 및 Q2A, Q2B, Q2C, Q2D 각각을 가지며, 이들 각각의 드레인은 관련된 동판 플랜지(112)를 통하여 접지에 직접 연결된다. KPT 각각에 대한 다이의 소스 단자들은 푸시-풀 절반 각각에 9Ω의 임피던스 인터페이스를 형성하도록 병렬로 연결된다. 상기 게이트 단자에 대하여서는, 다이 Q1A-Q2D 각각이 분리된 한 소스-게이트 회로를 가져서 DC 안정, Rf 안정, 및 임피던스 정합을 독립적으로 달성하도록 한다. 다음에 상기 게이트들이 한쌍의 스플리터/고립 변압기를 통하여 병렬로 연결된다. 한 게이트-소스 입력 회로가 도 1 에 대하여 상기에서 도시되고 설명된 것과 유사한 다이 각각에 제공된다. 여기서, 상기 저항기, 콘덴서, 및 인덕터 소자들은 공동된 특성을 가지며 관련된 KTP(Q1 또는 Q2)에 상응하도록 번호 접미사를 갖거나 관련된 다이에 상응하도록 같은 분자(A-H)를 사용한다.
MOSFEt 다이 Q1A-Q2D 각각에대한 게이트 단자는 각각의 게이트-소스 입력 회로(106A-106H)를 갖는다. 또한 DC 안정을 위해 각각은 게이트-소스 저항기 R5A-R5H를 가진다. 전체 동적범위에서 50Ω부하내 양호한 RF 안정이 각각의 드레인-게이트 피이드백 직렬 저항기-콘덴서 조합 R3A, C3A-R3H, C3H를 통해 달성된다. 상기 전체 동적 범위에서 높은 부하 VSWR내 RF 안정은 게이트-소스 직렬 저항기 콘덴서 조합 R4A, C4A-R4H, C4H를 통해 달성된다.
개방/단락 상태를 포함하여 모든 위상에서 높은 부하 VSWR내 RF 안정은 바이패스 되지 않은 직렬 게이트 저항기 R2A, R2B,...R2H를 사용하여 달성된다.
차동모드로부터 공통모드로의 임피던스 변환은 변압기 T3A, T3B, ... T3H를 통해 달성된다. 이들 게이트 변압기 각각의 이차권선은 상기 이차권선과 접지사이의 RF 전압차로인해 플럭스로부터 기인될 수 있는 어떠한 코어 가열로부터도 보호하기 위해 차폐된다. 이들 변아기 T3A-T3H의 회선수비는 3:1 이며, 이들 상기 변압기들의 일차권선 입력에서 100ℓ의 입력 임피던스를 발생시킨다. 상기 일차 권선에서의 콘덴서 C2A, C2B,...C2H는 관련된 프린트 회로기판에서의 긴 게이트와 소스 트레이스들로 인해 유도성 리액턴스를 보상하게 된다.
상기 입력 구동 신호는 한 입력 단자 RFIN에서 벌룬(balun) 변압기 T1에 적용되며, 상기 변압기가 정방향 및 역방향 위상들로 상기 구동신호를 스플리트시킨다. 상기 변압기 T1 은 상측 절반(즉, KPT Q1)을 공급하는 한 권선 그리고 하측 절반(즉, KPT Q2)을 공급하는 다른 한 권선을 가진다. 상기 입력 구동신호는 175와트에서 13.56MHz로 공급되며 상기 입력 임피던스는 50Ω이다. 각 푸시-풀 절반에 대하여서는 두 개의 스플리터/고립 변압기, 즉 상측 절반에는 변압기 T2A, T2B, 그리고 하측 절반에는 변압기 T2C, T2D가 있다. 각 스플리터/고립 변압기에 대한 입력 임피던스는 50Ω이며, 이는 25Ω인 벌룬 출력과의 25Ω인터페이스를 만들도록 연결된다. 상기 변압기 T2A-T2D는 상응하는 변압기 T3A-T3H의 일차 권선 임피던스와 정합하도록 100Ω의 임피던스 출력을 제공하기 위해 상기 RF 입력 구동 신호를 스플리트 한다. 상기의 회로 구성은 상기 다이들이 완전히 정합되지 않을 경우에도 상기 다이 Q1A-Q1D 및 Q2A-Q2D로 밸런스된 구동 전류를 제공한다. 고립 저항기 R1A, R1B, R1C 및 R1D는 각 스플리터/고립 변압기 T2A, T2B, T2C, T2D에 연결되어 정합된 단자 임피던스를 제공하도록 한다.
KPT 각각은 상기 병렬 연결된 소스에서 9Ω의 출력 임피던스를 가지며, 18Ω의 조합 인터페이스 임피던스를 위해 한 출력 벌룬 변압기 T4에서 결합된다. 한 출력 변압기 T5 는 18Ω 임피던스를 50Ω의 부하임피던스에 정합시킨다. 이같은 이유 때문에 상기 변압기 T5는 3:5의 회선수 비를 가진다. RF 출력 콘덴서 C5A 및 C5B는 관심이 되는 주파수, 즉 본 발명 실시예에서 약 13.56MHz의 대역을 통과시키도록 선택된다.
푸시-풀 절반 각각은 상기 KPT의 병렬연결 소스들을 전원 전압(-Vs)에 연결시키는 DC 공급 네트워크를 가진다. DC 공급 네트워크 각각에서, 공진기 인덕터 L1A, L1B는 드레인-소스 출력 용량 조합을 조정하므로써 바람직한 주파수(가령, 13.56MHz)로 치대 효율을 갖도록 그 값이 정해진다. 콘덴서 C6A, C6B는 접지로의 RF 리턴 경로를 제공하며 또한 상기 DC 전원을 차단시킨다. 상기 RF 쵸크 L2A, L2B, 콘덴서 C7A, C7B, 콘덴서 C8A, C8B, 저항기 R6A, R6B 그리고 저항기 R7A, R7B는 도 1과 관련하여 설명된 바와 같은 유사한 소자들 L2, C7, C8, R6 및 R7의 기능을 수행한다.
이제까지 설명된 바의 상기 푸시-풀 쌍은 전체 동적 범위에서 모든 VSWR내로 안정된 동작을 가져오게 한다. 이같은 푸시-풀 쌍 구성은 상기 MOSFET 다이들이 균등하게 매치되지 않고, 각기다른 다이와 관련된 인쇄 기판 배치가 정확히 동일하거나 대칭이 되지 않은 경우에도 KPT 각각의 네 다이가운데 개선된 효율과 우수한 다이온도 트랙킹을 달성시키도록 한다. 본원 명세서에서 도시되고 설명된 바와 같이 상기 스플릿 및 고립된 게이트에서는 증폭기의 직접적인 병렬 게이트 구성을 온도 트랙킹에 있어서 주목할 만한 개선이 있게된다. 즉, 상기 게이트 구동신호가 고립으로 스플릿되는때 각 다이간의 온도차 ΔT 는 ΔT =80°로부터 ΔT =10℃로 개선되었다. 본원 명세서에서 제공된 발명의 사상으로 출력 변압기 어셈블리 수가 줄어드는 이익과 함께 통상의 집합 결합 이익을 달성시킨다. 또한 MOSFET 각각에 대한 DC 및 RF 안정회로는 전체의 동적 범위에서 모든 위상조건에서 개방/단락을 위해 다양한 부합 VSWR 내에 안정된 동작, 즉 1.0:1, 1.5:1, 2:1, 3:1...을 허용하도록 한다.
3KW에서 10KW까지 전력 출력을 증가시키기 위해, 다수의 KPT 쌍들이 도 7A 및 7B로 형성된 도 7에서 도시된 바와 같이 푸시-풀로 배열될 수 있다. 구동기 증폭기 보드(30)는 RF 입력 RF(IN)에 결합되고 다음에 낮은-크기 구동기 증폭기(32), "A"클레스 푸시-풀 쌍(33), 및 "AB" 클레스 푸시-풀 증폭기(34)가 뒤이어 연결된 감쇠기 (31)를 갖는다. 상기 푸시-풀 증폭기(34)는 두 개씩 전력 증폭기 보드(40A)(40B) 각각으로 적용되는 네 개의 175와트 구동신호로 스플리터 단계(35)에서 나뉘어지는 700와트 구동신호를 발생시킨다. 전력 증폭기 보드(40A)(40B) 각각은 각각 18Ω의 인터페이스 임피던스를 갖는 두세트의 킬로와트 전력 트랜지스터 3KW 푸시-풀 쌍(Q1, Q2 및 Q3, Q4)을 가진다. 여기서 상기 두 쌍(Q1, Q2 및 Q3, Q4)의 출력은 양방향 동위상 컴바이너(42A, 42B)를 통하여 9Ω출력 임피던스에서 6KW 출력에 각각 결합된다. 각 보드에서의 상기 출력은 본원 명세서에서 직렬연결의 이중 변압기를 나타내는 변압기(44A, 44B)를 통하여 1.1:1의 VSWR내에서 50Ω에 매치된다. 본원 명세서에서, 변압기는 2:3의 회선수비를 가지며, 두 번째 변압기 또한 2:3의 회선수비를 갖는다. 상기 50Ω의 두 출력은 한 양방향 동위상 컴바이너(48)에서 컴바이너/저역통과 필터 보드(46)에서 결합된다. 이같은 양방향 동위상 컴바이너는 1.1:1 VSWR내에서 25Ω의 한 결합된 단자 임피던스를 가진다. 상기의 컴바이너는 그 임피던스를 50Ω으로 변환시키는 3:4의 회선수비를 갖는 변압기를 포함한다.
전체 동적 범위에서 -55dBc 또는 그 이하의 고조파 내용을 유지시키기 위해 결합된 출력이 통과하게 되는 필터 네트워크(50)(52)는 7차의 0.01dB 대역폭 리플 Chebyshev 응답 저역 통과필터(52)를 포함한다. 상기 필터는 18.64MHz에서 3dB 포인트를 갖는 16.27MHz의 차단 주파수를 갖는다. 이같은 필터로부터 두 번째 고조파 리젝션은 통상 42dB이다. 세 번째 고조파 리젝션은 통상 65dB이다. 그러나 플라즈마 응용시 RF 발생기의 경우, 저역통과 필터(52)에 의한 고조파의 리젝션은 충분하지 않으며, 상기 고조파 에너지를 분산시키기 위한 단계가 택해져야 한다. 고조파의 분산 종료는 상기 저역통과 필터의 입력에서 추가되는 고역 통과 필터(50)를 통해 달성된다. 상기의 저역 통과/고역 통과 조합이 디플렉서(diplexer)를 형성시킨다. 이같은 장치에서 상기 고조파들은 상기 고역 통과 필터의 저항 종료시에 메인 13.56MHz 신호에 영향을 미치지 않고 흡수된다. 본 발명의 전력 증폭기 회로에서 상기 종료된 고역 통과 필터는 과도한 게이트-소스 전압차로부터 MOSFET 다이를 보호한다. 그렇지 않으면, 이들 고조파들과 관련된 접지전류는 과도한 즉각적인 게이트-소스 전압차를 발생시키어 상기 MOSFETdp 손상을 입히게 된다. 즉 상기 고조파들이 적절히 분산되지 않으면 게이트 소스 전압은 최대 ±30 볼트의 게이트-소스 전압 델타 스텍을 초과할 수 있다.
본 발명에서 상기 고역 통과 필터(50)는 5차, 0.1dB 대역통과 리플 Chebyshev 응답을 가진다. 상기 고역 통과 필터의 차단 주파수는 21.71MHz에서 3dB 포인트를 갖는 25.76MHz이다.
상기 고역 통과 필터(50)와 저역 통과 필터(52)는 도 8에서 더욱 상세히 도시되며, 저역 통과 필터(52)는 콘덴서 C21, C22, C23 및 C24 그리고 인덕터 L11, L12 및 L13으로 구성되고 13.56MHz에서 증폭된 선명한 RF파를 공급한다. 상기 고역 통과 필터(50)는 직렬콘덴서 C25, C26 및 C27 그리고 분로 인덕터 L14 및 L15로 구성된다. 상기 2차, 3차, 4차, 5차등의 고조파를 포함하는 바이패스된 더욱더 높은 주파수 컴포넌트들은 50Ω 분산 저항 RL로 보내진다. 이같은 고역/저역 통과 필터 배열은 디플렉서이며, 고조파 왜곡을 최소화하고 분산 고조파 종료를 발생시킨다. 상기 고역 통과 필터를 통한 분산 고조파 종료는 과도한 게이트-소스 전압차 (±30 볼트가 최대 스펙한계이다)를 최소로 한다.
분기기(54)는 46dB의 정방향 커플링과 40dB 이상의 디렉티비티(directivity)를 갖는 10KW의 RF 전력을 다루도록 만들어진다. 상기 분기기(54)는 각각이 ±10% 대역폭, ±0.02dB 리플 및 25dB 이상의 고조파 리젝션을 갖는 내장된 대역 통과 필터 네트워크를 가지는 정방향 및 역방향 포트 모두를 갖는다. 상기 분기기(54)는 높은 Q 와 적당한 mu(40perm) 페라이트재를 사용하는 변압기 베이스 디자인을 가질 수 있거나, 단편의 전송선 디자인일 수 있다.
상기 중간 구동기 단계(33)는 17dB 전력 이득을 갖는 1dB 압축에서 30와트를 밖으로 내며, 폭시-풀에서 한쌍의 높은 전압 MOSFET로 구성된다. MOSFET 각각은 0.5 암페어에서 "A"클레스 모드로 바이어스된다. 상기 바이어싱은 도 3에서 도시된 바와 같이 플로오팅 18볼트 DC 전원에 의해 달성된다. 상기 출력 구동기 단계는 폭시-풀에서 한쌍의 이중 높은 전압 MOSFET로 구성된다. MOSFET 각각은 0.25 암페어에서 "AB" 클레스로 바이어스된다. 상기 푸시-풀 쌍은 13dB 전력이득을 가지는 2dB 압축에서 700와트를 출력시킨다. 상기 출력은 다음에 상기 동위상 스플리터(35)를 통하여 4선식으로 스플릿된다.
다음에 상기 저역 통과 필터의 출력이 한 이중 분기기(54)를 통하여 RF 출력 단자 RFout로 공급된다.
상기 RF 발생기 시스템에는 전원, 제어기 및 센서등과 같은 다른 보조의 주변 요소들이 있기도 하나 이들은 본원 발명의 범위에 속하지 않는다. 그러나, 이들 추가의 요소들은 회로의 완성목적으로 도 7 내에 포함된다.
본 발명의 바람직한 실시예에서 사용된 바와 같은 고 전력 MOSFET KPT는 다음의 특성을 갖는다. 트레인-소스 차단 전압 VDSS= 1000볼트, 최대; 연속 드레인 전류 ID= 11 암페어, 최대; 게이트-소스전압 VGS= ±30 볼트; 게이트 임계전압 VG-TH= 2-4 볼트; 정방향 트랜스컨덕턴스 GTS= 7 - 11 Siemens; 드레인-소스 온-상태 저항 RDS-ON= 1 오옴, 최대; 접합-케이스 열 저항 RQJC= 0.4 도 C/와트, 최대; 입력 용량 CISS= 2460 pf(보통); 출력 저항 COSS= 360 pf(보통); 역방향 전달 용량 CRSS= 105 pf(보통); 총 게이트 전하 Qq = 90 nC(보통); 게이트-소스 전하 Qgs = 10 nC(보통); 그리고 게이트-드레인 전하 Qgd = 50nC(보통).
상기 KPT 의 네 다이사이의 게이트-소스 임계전압 밸런스는 디이가 균일한때 약 0.2 볼트내 이어야 한다. 이는 결국 모든 네 다이가 같은 시간에 온(on)되어짐을 의미한다. 상기 KPT의 네 다이 가운데에서와 같은 드레이-소스 온-저항 밸런스는 드레이 효율 트랙킹의 경우 약 8%이내 이어야 한다. 상기 KPT의 네 다이 가운데 정방향 트랜스컨덕턴스는 1 Siemans 이내어야 한다. 바람직한 RF 전력 이득시 효율적인 성능을 위해서는 각 KPT 네 다이들의 DC 특성이 상기 다이 레벨에서 배치되어야 한다. 상기 RF 성능은 상기 KPT 레벨에서 조사되고 측정된다. 한 정해진 KPT의 네 다이들 가운데 상기 RF 이득 밸런스는 0.5dB이내 이어야 한다. 한 정해진 KPT의 네 다이들 사이의 상기 드레인 효율 밸런스는 1% 이내어야 한다. 상기 게이트-소스 한계값은 한 정해진 KPT에서 MOSFET 다이 각각을 동시에 온(on)으로 하기 위해 0.2볼트 이내로 배치되어야 한다. 상기 게이트-소스 저항은 MOSFET 다이 각각에 대해 균등한 부하적용을 위해 8% 이내 이어야 한다. 상기 정향방 트랜스컨덕턴스는 한 정해진 KPT에서 다이 각각에 대하여 균등한 전류가 흐르도록 하기 위해 1 Siemans 이내이어야 한다. 상기의 세 DC 파라미터 배치(정합)은 상기 KPT 제조 공정중에 다이 맵핑을 사용하여 가장 적절하게 달성된다. 상기 KPT 에 대한 네 개의 다이는 같은 웨이퍼 및 동 웨이퍼 인접한 위치로부터 선택되어야 한다. RF 이득 및 드레인 효율과 함께 게이트-소스 한계 전압 및 드레인-소스 저항과 같은 상기 DC 특성들은 상기 KPT 레벨에서 다이 각각에 대하여 측정되어야 한다. 상기에서 설명된 바와 같은 한 정해진 발생기 응용의 경우 상기 푸시-풀 쌍에서 KPT 쌍들은 매치되어야 한다. 다시 말해서, 한 KPT로부터의 네 다이들은 이웃하는 칩 위치로부터 다른 KPT를 위한 다이들이 선택되었던 위치로 선택되어 RF 이득, 효율, KPT 들간의 전류 트랙킹, KPT 들간의 온도 트랙킹에 있어서 최고의 성능을 달성할 수 있도록 하여야 한다. 상기 KPT 네 다이들 사이의 델타 RF 이득은 0.5dB이내이어야 하며, 상기 KPT의 네 다이들 사이 상기 델타 RF 효율은 1% 이내이어야 한다. 높은 평균 게이트-한계 내에 있는 상기 KPT는 상기 입력 벌룬 또는 스플리터에 직접 결합된 정방향 파부분을 위해 사용되어야 하며, 비교적 낮은 평균 게이트-한계를 갖는 상기 KPT는 유도적으로 결합되어 있는 역방향 파부분을 위해 사용되어야 한다. 여기서 상기 정방향과 역방향파 KPT사이의 차는 약 0.1dB-0.2dB 이게된다. 상기 입력 벌룬은 적절한 투과도(μ=40)와 높은 양호도 Q(손실이 적은)를 갖는 페라이트 코어에서 50Ω의 특성 임피던스를 가지며 트위스트된 바이필러 권선을 사용한 전송선 디자인을 갖는 것이 바람직하다. 상기 입력 벌룬은 상기 입력 신호(50Ω 임피던스에서)를 각각 25Ω 임피던스에서 정방향 및 역방향 위상파들로 스플릿한다. 상기 정방향 위상파는 상기 입력에서 직접 병렬연결된 한 쌍의 스플리터를 경유하여 25dB 보다 큰 내장 고립을 갖는 진폭과 동일한 네 개의 신호들로 스플릿된다. 이들 스플리터 각각은 100Ω의 특성 임피던스를 가지며, 트위스트된 바이필러 권선들을 사용하여 페라이트(125 투과도, 높은 Q, 낮은 손실) 전송선 디자인을 바탕으로 한다. 각 스플리터의 상기 입력 임피던스는 50Ω이고, 상기 두 출력 임피던스는 100Ω이다. 상기 입력에서 두 정방향 위상 스플리터들의 병렬연결된 임피던스는 25Ω이며, 이는 상기 정방향 위상부분에 대한 입력 벌룬 출력 임피던스와 배치된다.
상기 역방향 위상부분은 상응하는 특성과 어트리뷰트들을 갖는다.
상기 정방향 위상파와 역방향 위상파 각각은 네 개의 파로 나위어져서 상기 KPT 각각의 MOSFET 다이 각각을 드라이브 하도록 한다. 상기 다이 각각에 대한 입력 드라이브 회로들은 동일하며 다음의 기능들, 즉 입력 변압기, 직렬 입력 게이트 저항(바이패스되지 않거나 부분적으로 바이패스될 수 있는), DC 종료 또는 풀-업, 그리고 소스-드레인 RF 피이드백 등으로 구성된다. 상기 변압기 일차권선에서의 입력파는 접지에 대한 것이며, 이차권선에서의 출력파는 소스(또는 신호 출력 레벨)에 대한 것이다. 소스에 대한 상기 변압기의 출력 임피던스는 약 11Ω이다. 상기 변압기는 페라이트(μ=125, 높은 Q, 낮은 손실) 변압기-결합 디자인으로서, 입력대 출력의 회선수비는 3:1 이다. MOSFET 다이 각각은 25와트 플랜지상에 장착된 1-2오옴 범위의 값을 갖는 자신의 직렬 입력 게이트 저항을 갖는다. 이와 같이 하므로써 VSWR의 전 범위내, 즉 개방-단락의 모든 위상내 완전한 동적 출력 전력 범위에서 안정을 제공하게 된다. 이같은 저항기는 RF 이득 및 RF 안정 요구에 따라 바이패스되지 않거나 부분적으로 바이패스된다.
MOSFET 다이 각각은 게이트와 소스사이에 자신의 입력 RF 종료를 갖게된다. 이같은 종료는 콘덴서가 DC 블록으로 작용하는 직렬연결의 저항기-콘덴서 조합으로 달성된다. 상기 저항기 값은 약 50Ω으로서, 이는 11Ω인터페이스 임피던스의 약 4.5배이다. 이같은 저항기는 상기 전체 동적범위에서 높은 VSWR 내로의 동작을 안정시키는데 도움이 된다. 상기 저항기의 값은 RF 전력 이득과 RF 안정 사이의 타협된 값으로 선택된다. MOSFET 각각은 또한 게이트와 소스사이에 배치된 자신의 DC 종료 저항기를 가진다. 이같은 저항기는 30-40KΩ의 값을 가지며, 상기 입력 변압기 이차 권선을 통한 DC 연결이 차단되는 경우에 DC 안정과 풀-업을 제공한다. 또한 MOSFET 다이 각각은 자신의 소스-드레인 RF 피이드백 네트워크를 가지며, 이는 DC 차단으로 작용하는 콘덴서와의 저항기-콘덴서 직렬 조합으로 구성된다. 이같은 경우에, 상기 저항기는 상기 RF 전력 이득과 안정 요구에 따라 400-560Ω범위의 값을 갖는 150W의 플랜지 장착 저항기일 수 있다. 이같은 네트워크는 다양한 부하에 RF 입력/출력 매칭과 RF 출력 안정을 제공한다. 상기 저항기의 실제값은 개방, 단락, 및 부하의 모든 상태를 포함하는 모든 상태 조건내로 필요한 RF 전력 이득과 RF 출력 안정사이의 타협된 값이다. 상기 KPT는 이들의 네 다이, 즉 회로 보드를 통하여 직접 병렬연결된 소스들의 출력을 갖는다. 상기의 연결들은 가능하면 대칭으로 만들어진다. 상기 정방향 KPT의 출력은 9Ω인터페이스 임피던스에서 한 정방향 위상파 값을 형성하고, 상기 역방향 위상 KPT의 출력 이에 상응하여서 역시 9Ω인터페이스 임피던스에서 역방향 위상파를 형성시킨다.
KPT 각각에 대한 결합된 출력 용량(즉, 소스-드레인 용량)은 DC 차단으로서 한 콘덴서와의 공진기회로 조합에 의해 동적으로 보상되며, 순환되는 RF 전류가 접지로 분로될 수 있도록 한다. 상기 인턱터의 값은 0.3-0.5μH 범위의 값이고, 높은 주파수, 낮은 손실, 낮은 투과도의 전력이 공급되는 철 코어 금속을 사용하여 달성된다. 상기 인덕터 값은 RF 효율에 가장적합하도록 정해지며 5-8%의 효율 개선을 제공한다.
정방향 및 역방향 위상파 모두는 9Ω의 입력 임피던스와 18Ω의 출력 임피던스를 갖는 출력 벌룬 변압기를 통하여 결합된다. 이같은 출력 벌룬 변압기는 또한 18Ω특성 임피던스를 갖는 트윈 스트립을 사용하는 전송선 타입 페라이트 장치(μ=40, 높은 Q, 낮은 손실)이다. 적절한 DC 차단 기능들은 높은 전압, 높은 전류, 자기 콘덴서를 사용하여 상기 변압기 주변에서 달성된다. 상기 벌룬의 18Ω출력 임피던스는 3:5 회선수 비의 스텝-업 변압기를 통해 50Ω으로 변환된다. 상기 출력 변압기는 높은 Q, 낮은 손실, 적당한 투과도(μ=40)페라이트 코어재를 갖는 멀티필러 동판 스트립을 사용한 변압기-결합 오토변압기로 만들어진다.
상기 네가티브 DC 공급전압은 분리된 동일한 DC 공급 회로를 통하여 각 KPT로 공급된다. 상기 공급 네트 각각은 상기 전력 증폭기로부터의 어떠한 RF에너지도 상기 전원으로 들어가지 않으며, 상기 전원 또는 다른 소스로부터의 어떠한 RF 에너지도 상기 전력 증폭기로 들어가지 않도록 인덕터-콘덴서 조합으로 구성된다. 이는 대용량의 직렬 인덕터, 즉 쵸크, 및 병렬연결 콘덴서 쌍, 하나는 RF 바이패스 콘덴서 그리고 다른 하나는 낮은 주파수 바이패스 콘덴서로 달성된다. 상기 DC 전원 공급은 보호와 전류 모니터를 위해 적절한 블리더(bleeder)와 감지 저항기들을 포함한다.

Claims (33)

  1. RF 입력 단자, RF 출력 단자, DC 전원, 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자로 구성되며,
    상기 킬로와트 전력 트랜지스터 소자가 열적으로 그리고 전자적으로 전도성인 플랜지를 포함하고,
    멀티-칩 배열이 다수의 반도체 다이로 형성되고, 상기 다이 각각이 다수의 하측 표면상에 형성된 드레인, 소스, 그리고 상기 플랫 하측 표면으로부터 떨어져 있는 다이 부분상에 각각 형성된 게이트를 갖는 플랫 하측 표면 그리고
    상기 플랜지와 직접적인 열적 전기적 접촉을 하고 있는 상기 다이의 드레인을 안착시키어 상기 플랜지가 드레인 단자로서 그리고 상기 다이들을 위한 히트 싱크로서 작용하도록 하기 위한 수단을 가지며,
    첫 번째 스플리터 수단이 상기 RF 입력 단자에 결합되어 한 RF 입력 드라이브 신호를 한 정방향 위상부분과 역방향 위상부분으로 나뉘어지도록 하고,
    두 번째 스플리터 수단이 상기 구동 신호의 상기 정방향 위상부분을 다수의 고립된 신호들로 나누어 상기 첫 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 게이트들로 공급되도록 하고,
    세 번째 스플리터 수단이 상기 역방향 위상부분을 다수의 고립된 신호들로 나누어 상기 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 게이트들로 공급하도록 하며,
    상기 첫 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 상기 반도체 다이 각각에서 각각의 게이트-소스 입력 회로가 상기 두 번째 스플리터 수단의 한 관련된 수단에 RF 결합되며 상기 첫 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 플랜지에 대하여 플로오팅되고,
    상기 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터의 상기 반도체 다이 각각에서 게이트-소스 입력 회로 각각이 상기 세 번째 스플리터 수단의 관련된 출력에 RF 결합되어지나 상기 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 플랜지에 대하여 플로오팅되며,
    컴바이너 수단이 상기 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 소스들에 결합된 입력을 가져서 이들로부터 증폭된 RF 출력들을 결합시키어 상기 RF 출력 단자로 한 증폭된 RF 신호를 공급하도록 하고,
    한 DC 소스 전압의 전원, 그리고
    상기 킬로와트 전력 트랜지스터 소자들의 소스들을 상기 DC 전압의 전원으로 연결시키기 위한 필터 수단으로서, 상기 DC 전압 전원으로부터 상기 증폭된 RF 신호를 차단하기 위한 수단 그리고 상기 DC 전원 또는 다른 회로로부터 픽업될 수 있는 RF 에너지를 바이패스하기 위한 수단을 포함하는 필터 수단을 포함하는 정해진 한 주파수 대역에서 RF 전력을 증폭하기 위한 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 필터 수단의 쵸크수단이 DC 전압 전원과 상기 킬로와트 전력 트랜지스터 소자사이의 직렬연결된 한 RF 쵸 코일을 포함함을 특징으로 하는 고 전력 RF 전폭기.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 바이패스 수단이 상기 RF 쵸크 코일과 상기 소스들사이의 한 인덕터, 그리고 한 RF 접지와 인턱터 및 RF 쵸크 코일사이의 접합사이의 RF 분로 콘덴서를 포함함을 특징으로 하는 고 전력 RF 증폭기.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 필터 수단이 인덕터, RF 쵸크 코일, 그리고 저항기로 형성된 한 직렬회로를 포함함을 특징으로 하는 고 전력 RF 증폭기.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 저항기가 약 0.01 오옴의 값을 가짐을 특징으로 하는 고 전력 RF 증폭기.
  6. 제 3 항에 있어서, 상기 인덕터가 0.3-0.5μH의 인덕턴스를 가지며, 상기 분로 콘덴서가 약 0.1-1 ㎌의 값을 가짐을 특징으로 하는 고 전력 RF 증폭기.
  7. 한 입력 단자, DC 전압 전원, 출력 회로, 그리고 한 상측 표면을 갖는 열적 전기적 전도성 플랜지 그리고 한 낮은 표면을 갖는 반도체 트랜지스터 다이를 포함하는 높은 전력, 높은 전압 대용량-칩 트랜지스터를 포함하며,
    상기 다이의 드레인이 상기 낮은 표면의 주요부분에서 형성되고, 상기 드레인이 상기 플랜지와 직접 전기적 및 열적 접촉을 하게되며, 한 소스와 게이트가 상기 플래하측 표면으로부터 멀리 떨어져 상기 다이상에 각각 형성되고, 상기 출력회로가 상기 소스에 결합되며,
    그리고 한 DC-고립 입력 단계가 상기 입력 단자와 상기 게이트 사이에 있게되며 상기 드레인에 대하여 플로오팅되어 있고,
    상기 입력 단계가 상기 입력단자에 연결된 일차 권선과 상기 게이트와상기 소스에 각각 결합된 첫 번째와 두 번째 단부를 갖는 고립된 한 이차 권선을 갖는 고 전력 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기회로.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 출력회로가 사전에 결정된 RF 주파수 대역으로 RF 신호들 통과시키기 위해 한 DC 차단 출력 단계를 포함함을 특징으로 하는 고 전력 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기회로.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 소스를 상기 DC 전압 전원으로 결합시키는 RF 차단기 DC 공급단계를 포함함을 특징으로 하는 고 전력 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기회로.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 공급 단계가 RF 분로 수단을 포함하여 그렇지 않았다면 상기 소스에서 출현할 RF 신호를 바이패스 하도록 함을 특징으로 하는 고 전력 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기회로.
  11. 제 7 항에 있어서, 상기 입력 단계가 상기 이차 권선의 첫 번째 단부와 상기 게이트 사이의 낮은 값 저항기를 포함하여 무조건적인 안정을 위해 상기 트랜지스터의 이득을 제한하도록 함을 특징으로 하는 고 전력 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기회로.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 반도체 다이가 상기 소스와 상기 게이트 사이의 한 입력 임피던스를 가지며, 상기 저항기가 바람직한 이득을 위해 상기 입력 임피던스 이하의 오옴 값을 가짐을 특징으로 하는 고 전력 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기회로.
  13. 제 7 항에 있어서, 상기 이차 권선의 첫 번째 단부에 결합되며 상기 드레인으로 접지되는 드레인-게이트 피이드백 회로를 포함함을 특징으로 하는 고 전력 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기회로.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 드레인-게이트 피이드백 회로가 직렬 연결된 한 저항기와 한 콘덴서를 포함함을 특징으로 하는 고 전력 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기회로.
  15. 제 7 항에 있어서, 상기 반도체 다이가 상기 소스와 상기 게이트 사이의 한 입력 임피던스를 가지며, 상기 소스와 상기 게이트 사이에 연결된 한 게이트-소스 리턴 저항기를 포함하고, 상기 입력 임피던스와 비교하여 매우 큰 오옴 값을 가짐을 특징으로 하는 고 전력 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기회로.
  16. 제 7 항에 있어서, 상기 입력단자가 상기 게이트와 상기 소스사이에서 직렬 연결된 한 콘덴서와 한 저항기로 형성된 게이트-소스 종료 회로를 포함함을 특징으로 하는 고 전력 접지-드레인 공통-소스 RF 증폭기회로.
  17. RF 입력 단자, RF 출력 단자, DC 전원, 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자로 구성되며,
    상기 킬로와트 전력 트랜지스터 소자가 열적으로 그리고 전자적으로 전도성인 플랜지를 포함하고,
    멀티-칩 배열이 네 개의 반도체 다이로 형성되고, 상기 다이 각각이 다수의 하측 표면상에 형성된 드레인, 소스, 그리고 상기 플랫 하측 표면으로부터 떨어져 있는 다이 부분상에 각각 형성된 게이트를 갖는 플랫 하측 표면 그리고
    상기 플랜지와 직접적인 열적 전기적 접촉을 하고 있는 상기 다이의 드레인을 안착시키어 상기 플랜지가 드레인 단자로서 그리고 상기 다이들을 위한 히트 싱크로서 작용하도록 하기 위한 수단을 가지며,
    첫 번째 스플리터 수단이 상기 RF 입력 단자에 결합되어 한 RF 입력 드라이브 신호를 한 정방향 위상부분과 역방향 위상부분으로 나뉘어지도록 하고,
    두 번째 스플리터 수단이 상기 구동 신호의 상기 정방향 위상부분을 다수의 고립된 신호들로 나누어 상기 첫 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 게이트들로 공급되도록 하고,
    세 번째 스플리터 수단이 상기 역방향 위상부분을 다수의 고립된 신호들로 나누어 상기 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 게이트들로 공급하도록 하며,
    상기 첫 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 상기 반도체 다이 각각에서 각각의 게이트-소스 입력 회로가 상기 두 번째 스플리터 수단의 한 관련된 수단에 RF 결합되며 상기 첫 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 플랜지에 대하여 플로오팅되고,
    상기 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터의 상기 반도체 다이 각각에서 게이트-소스 입력 회로 각각이 상기 세 번째 스플리터 수단의 관련된 출력에 RF 결합되어지나 상기 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 플랜지에 대하여 플로오팅되며,
    컴바이너 수단이 상기 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 소스들에 결합된 입력을 가져서 이들로부터 증폭된 RF 출력들을 결합시키어 상기 RF 출력 단자로 한 증폭된 RF 신호를 공급하도록 하고,
    한 DC 소스 전압의 전원, 그리고
    상기 킬로와트 전력 트랜지스터 소자들의 소스들을 상기 DC 전압의 전원으로 연결시키기 위한 필터 수단으로서, 상기 DC 전압 전원으로부터 상기 증폭된 RF 신호를 차단하기 위한 수단 그리고 상기 DC 전원 또는 다른 회로로부터 픽업될 수 있는 RF 에너지를 바이패스하기 위한 수단을 포함하는 필터 수단을 포함하며 상기 킬로와트 전력 트랜지스터 소자 각각의 네 다이들이 병렬로 외부에 연결되고, DC 매치되어 이들 게이트-소스 한계값이 0.2 볼트내에서 매치되며, 이들의 드레인-소스 저항이 8% 이내로 매치되고, 그리고 이들의 정방향 트랜스컨덕턴스가 1 Siemans 이내인 정해진 한 주파수 대역에서 RF 전력을 증폭하기 위한 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  18. 제 17 항에 있어서, 상기 킬로와트 전력 트랜지스터 소자가 상기 반도체 웨이퍼상의 인접 웨이퍼 위치로부터 선택되어 상기 네 다이들 사이의 양호한 온도 및 전류 트랙킹이 보장되도록 함을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  19. 제 17 항에 있어서, 상기 첫 번째 와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자가 단일의 반도체 웨이퍼 인접한 칩 위치로부터 선택된 네 개의 다이로 구성된 그룹을 가져서 상기 킬로와트 전력 트랜지스터 소자중 한 소자로부터 다른 한 소자로 양호한 온도 및 전류 트랙킹이 보장되도록 함을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  20. 제 19 항에 있어서, 상기 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자들사이의 평균 RF 이득 차이가 약 0.5dB 이내 임을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  21. 제 19 항에 있어서, 상기 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자 사이의 RF 효율이 약 1% 이내 임을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  22. 제 17 항에 있어서, 상기 첫 번째 스플리터 수단이 상기 두 번째 스플리터 수단과 상기 첫 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자에 직접 결합되며, 상기 세 번째 스플리터 수단과 상기 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자내 유도적으로 결합되고, 상기 첫 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자가 상기 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 평균 게이트 한계값보다 높은 한계값을 가짐을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  23. 제 22 항에 있어서, 상기 첫 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 평균 게이트 한계값이 상기 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자의 한계값보다 큰 약 0.2-0.4 볼트 임을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  24. 제 17 항에 있어서, 상기 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자 각각의 다이가 약 1-2 오옴의 직렬 게이트 입력 저항기 각각을 가짐을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  25. 제 17 항에 있어서, 상기 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자 각각의 다이가 그 게이트와 소스사이에 각각의 입력 RF 종료를 가지며, 상기 입력 RF 종료 각각이 직렬연결의 저항기-콘덴서 조합으로 형성됨을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  26. 제 17 항에 있어서, 상기 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자 각각의 다이가 그 소스와 게이트 사이에 각각의 DC 종료 저항기를 가지며, 상기 DC 종료 저항기가 약 30-40 킬로오옴의 값을 가짐을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  27. 제 17 항에 있어서, 상기 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 소자 각각의 다이가 각각의 다이가 각각의 소스-드레인 RF 피이드백 회로를 가지며, 상기 RF 피이드백 회로 각각이 저항값이 약 400-560 오옴인 저항값을 갖는 저항기-콘덴서 직렬연결 조합으로 형성됨을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  28. 제 17 항에 있어서, 상기 킬로와트 전력 트랜지스터 소자 각각의 소스가 상기 컴바이너 수단에 병렬로 직접 결합됨을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  29. 제 28 항에 있어서, 상기 컴바이너 수단이 18 오옴의 인터페이스 임피던스를 가지는 한 출력 벌룬 변압기를 포함함을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  30. 제 17 항에 있어서, 상기 첫 번째와 두 번째 킬로와트 전력 트랜지스터 각각에 대하여 상기 킬로와트 전력 트랜지스터 소자 각각의 다이의 결합된 소스-드레인 출력 용량을 동적으로 보상하기 위한 한 공진기 회로를 더욱더 포함하며,
    상기 공진기 회로가 소스와 접지사이의 직렬연결된 인덕터-콘덴서 조합을 포함하여 공진하는 순환 RF 전류가 흐를 수 있도록 허용함을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  31. 제 17 항에 있어서, 상기 DC 공급 수단이 상기 첫 번째와 두 번째 킬로와트 트랜지스터 소자 각각에 대하여 각각의 인덕터-콘덴서 조합을 포함하며, 상기 전원과 상기 각 킬로와트 전력 트랜지스터 소자 소스사이의 한 직렬연결 인덕터, 그리고 한 RF 콘덴서와 한 낮은 주파수 바이패스 콘덴서의 병렬연결 조합을 포함함을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  32. 제 29 항에 있어서, 상기 출력 벌룬 변압기의 임피던스가 18오옴-50오옴 사이로 매치되고, 1.25:1 이하의 VSWR내에서 단일의 3:5 회선수비 변압기 또는 한쌍의 2:3 회선수비 변압기중 어느 한 선택을 가짐을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
  33. 제 17 항에 있어서, 상기 컴바이너 수단과 상기 RF 출력 단자 사이에 위치한 한 저역 통과/고역 통과 디플렉서 필터 배열을 더욱더 포함하여 고조파 왜곡을 줄이며 분산 고조파 종료를 제공하도록 함을 특징으로 하는 고 전력 푸시-풀 RF 증폭기.
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