JP2000059152A - 高出力無線周波増幅器及び無線周波増幅回路 - Google Patents
高出力無線周波増幅器及び無線周波増幅回路Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
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- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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-
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- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
- H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
-
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- H03F2203/5042—Indexing scheme relating to amplifiers in which input being applied to, or output being derived from, an impedance common to input and output circuits of the amplifying element, e.g. cathode follower the source circuit of the follower has one or more coils between source and supply
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 小型で効率的なパッケージから無線周波電力
を供給する高出力無線周波増幅器の実現。 【解決手段】 高電力接地ドレイン共通ソースの無線周
波増幅回路は高電圧ＭＯＳＦＥＴを利用する。入力の無
線周波信号は接地に対して、２次巻線がゲートとソース
との間に信号を供給する絶縁変圧器を介して印加され
る。出力は、接地されたドレインに対してソースから得
られる。各ＭＯＳＦＥＴダイの絶縁無線周波入力ドライ
ブを伴う１３．５６ＭＨｚ ３ＫＷ電力増幅器の配置は
１組のキロワット電力トランジスタすなわちＫＰＴを使
用するが、そこでは多数の大面積ＭＯＳＦＥＴダイが存
在し、ダイのドレイン領域はダイ下面の主要部分の上に
形成される。ドレイン領域は導電性銅フランジと直接電
気的及び熱的に接触している。ソース及びゲート領域は
平坦な下面から離れたダイの上に形成される。
を供給する高出力無線周波増幅器の実現。 【解決手段】 高電力接地ドレイン共通ソースの無線周
波増幅回路は高電圧ＭＯＳＦＥＴを利用する。入力の無
線周波信号は接地に対して、２次巻線がゲートとソース
との間に信号を供給する絶縁変圧器を介して印加され
る。出力は、接地されたドレインに対してソースから得
られる。各ＭＯＳＦＥＴダイの絶縁無線周波入力ドライ
ブを伴う１３．５６ＭＨｚ ３ＫＷ電力増幅器の配置は
１組のキロワット電力トランジスタすなわちＫＰＴを使
用するが、そこでは多数の大面積ＭＯＳＦＥＴダイが存
在し、ダイのドレイン領域はダイ下面の主要部分の上に
形成される。ドレイン領域は導電性銅フランジと直接電
気的及び熱的に接触している。ソース及びゲート領域は
平坦な下面から離れたダイの上に形成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は並列ＨＶ ＭＯＳＦ
ＥＴ電力安定増幅器、特に半導体プラズマ処理アプリケ
ーションで利用されるような高出力無線周波増幅器に関
する。本発明はより詳しく言うと、高電圧大型ダイ・キ
ロワット電力トランジスタを利用する高出力増幅器に関
する。本発明はまた、無線通信及び誘導加熱といった他
の無線周波アプリケーションにも応用できる。
ＥＴ電力安定増幅器、特に半導体プラズマ処理アプリケ
ーションで利用されるような高出力無線周波増幅器に関
する。本発明はより詳しく言うと、高電圧大型ダイ・キ
ロワット電力トランジスタを利用する高出力増幅器に関
する。本発明はまた、無線通信及び誘導加熱といった他
の無線周波アプリケーションにも応用できる。
【０００２】
【従来の技術】通常の無線周波プラズマ発生装置では、
高出力無線周波発生源がプリセット周波数、すなわち１
３．５６ＭＨｚの無線周波波動を発生し、これは出力導
管に沿ってプラズマ・チャンバに供給される。無線周波
出力はまた、通常固定された、周知のインピーダンス、
例えば５０オームで提供される。無線周波ドライブ信号
が発生し電力増幅器に供給されて、それが望ましい出力
レベル、例えば１．２５ＫＷ、２．５ＫＷ、５ＫＷ、１
０ＫＷ等の無線周波波動を提供する。アプリケーション
によって、波動は２．０ＭＨｚ、４．０ＭＨｚ、２７．
１２ＭＨｚまたは４０．６８ＭＨｚといった別の周波数
でも提供される。
高出力無線周波発生源がプリセット周波数、すなわち１
３．５６ＭＨｚの無線周波波動を発生し、これは出力導
管に沿ってプラズマ・チャンバに供給される。無線周波
出力はまた、通常固定された、周知のインピーダンス、
例えば５０オームで提供される。無線周波ドライブ信号
が発生し電力増幅器に供給されて、それが望ましい出力
レベル、例えば１．２５ＫＷ、２．５ＫＷ、５ＫＷ、１
０ＫＷ等の無線周波波動を提供する。アプリケーション
によって、波動は２．０ＭＨｚ、４．０ＭＨｚ、２７．
１２ＭＨｚまたは４０．６８ＭＨｚといった別の周波数
でも提供される。
【０００３】従来のプラズマ発生器無線周波電力増幅器
は、４０〜５０ボルトの動作電圧（すなわち、ＶCEまた
はＶDS）で、無線周波バイポーラまたは無線周波ＭＯＳ
ＦＥＴトランジスタを利用していた。こうした半導体素
子は１００〜１５０ボルトの降伏電圧（ＶCEO またはＶ
DSS ）を有する。こうした無線周波増幅器用のバイポー
ラ・トランジスタは、通常１個当たり約＄５０の費用で
Ｍｏｔｏｒｏｌａ ＭＲＦ４４８、ＣＦＳ Ｔｈｏｍｓ
ｏｎ ＴＨ４３０、ＧＨｚ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｓ
２００またはＰｈｉｌｉｐｓ ＢＬＷ９６として市販さ
れている。２．５ＫＷ増幅器は通常、各プッシュプル・
ペアの順方向相及び逆方向相の各々について１つのトラ
ンジスタを有する、一体的並列の８つのプッシュプル・
ペア（合計１６トランジスタ）を利用する。低電圧無線
周波バイポーラまたは無線周波ＭＯＳＦＥＴは、プラズ
マに適用した場合、非常に良好な信頼性及び性能を達成
した。約４５ボルト・レールで動作する、この構成の通
常の増幅器は、特定のシステム設定の影響をかなり受け
にくくなっており、所望のアプリケーションのためのプ
ラズマを点火及び保持する能力といった大きな機器イン
タフェースの問題がなく、非常に使いやすいものになっ
ている。
は、４０〜５０ボルトの動作電圧（すなわち、ＶCEまた
はＶDS）で、無線周波バイポーラまたは無線周波ＭＯＳ
ＦＥＴトランジスタを利用していた。こうした半導体素
子は１００〜１５０ボルトの降伏電圧（ＶCEO またはＶ
DSS ）を有する。こうした無線周波増幅器用のバイポー
ラ・トランジスタは、通常１個当たり約＄５０の費用で
Ｍｏｔｏｒｏｌａ ＭＲＦ４４８、ＣＦＳ Ｔｈｏｍｓ
ｏｎ ＴＨ４３０、ＧＨｚ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｓ
２００またはＰｈｉｌｉｐｓ ＢＬＷ９６として市販さ
れている。２．５ＫＷ増幅器は通常、各プッシュプル・
ペアの順方向相及び逆方向相の各々について１つのトラ
ンジスタを有する、一体的並列の８つのプッシュプル・
ペア（合計１６トランジスタ）を利用する。低電圧無線
周波バイポーラまたは無線周波ＭＯＳＦＥＴは、プラズ
マに適用した場合、非常に良好な信頼性及び性能を達成
した。約４５ボルト・レールで動作する、この構成の通
常の増幅器は、特定のシステム設定の影響をかなり受け
にくくなっており、所望のアプリケーションのためのプ
ラズマを点火及び保持する能力といった大きな機器イン
タフェースの問題がなく、非常に使いやすいものになっ
ている。
【０００４】最近、無線周波電力増幅器設計者の間で、
低電圧無線周波バイポーラまたは無線周波ＭＯＳＦＥＴ
トランジスタの代わりに高電圧ＭＯＳＦＥＴを使用する
ことが研究された。これは、例えば１９９８年３月１０
日付与された米国特許第５，７２６，６０３号で説明さ
れている。もともとスイッチ・モード電源での使用を目
的とする高電圧ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、高いドレ
イン−ソース降伏電圧ＶDSS 、接合部−ケース間の低い
熱抵抗ＲθJC、及びドレイン−ソース間の低いオン抵抗
ＲDS-ON を有する。こうしたトランジスタは、高い利得
帯域幅積ＦT で、例えば１００，０００平方ミルといっ
たかなり大型のダイとして形成される。こうした大型ダ
イは、ソース及びゲートのボンド・ワイヤを最小にし
た、大型単一チップ・トランジスタとして設計される
が、これは多数のエミッタ（ソース）およびベース（ゲ
ート）のボンド・ワイヤを伴う多数の小型セルとして設
計される低電圧無線周波バイポーラ及びＭＯＳＦＥＴダ
イと異なっている。高電圧、大型ダイ設計によって高電
圧ＭＯＳＦＥＴトランジスタは大量生産にいっそう適し
たものになるが、これはスイッチ・モード市場で必要と
されている。このためパッケージされたトランジスタの
費用は低下し、標準ＴＯ−２４７パッケージの１ＫＶ降
伏電圧（ＶDSS ）素子の場合、通常約＄１７以下とな
る。こうした素子に基づく増幅器は、直流１６０ボルト
動作の場合、１３．５６ＭＨｚ、出力３５０ワットで、
約１５〜１６ｄＢの電力利得を達成できる。様々なＶＳ
ＷＲ負荷での実際の安定利得は使用される回路トポロジ
ーに依存し、素子製造業者によるが１２〜１３ｄＢの範
囲である。半導体プラズマプロセス機器産業は現在低コ
ストでより小型のプラズマ発生器を要求しているが、こ
れは工場で利用可能な設置占有場所が小さく、現在は製
造スペースが貴重なためである。表面実装技術及び改良
形冷却方法を使用する、革新的な回路トポロジーによる
高電圧ＭＯＳＦＥＴが、この課題を満たす可能な解決法
を提示すると考えられた。
低電圧無線周波バイポーラまたは無線周波ＭＯＳＦＥＴ
トランジスタの代わりに高電圧ＭＯＳＦＥＴを使用する
ことが研究された。これは、例えば１９９８年３月１０
日付与された米国特許第５，７２６，６０３号で説明さ
れている。もともとスイッチ・モード電源での使用を目
的とする高電圧ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、高いドレ
イン−ソース降伏電圧ＶDSS 、接合部−ケース間の低い
熱抵抗ＲθJC、及びドレイン−ソース間の低いオン抵抗
ＲDS-ON を有する。こうしたトランジスタは、高い利得
帯域幅積ＦT で、例えば１００，０００平方ミルといっ
たかなり大型のダイとして形成される。こうした大型ダ
イは、ソース及びゲートのボンド・ワイヤを最小にし
た、大型単一チップ・トランジスタとして設計される
が、これは多数のエミッタ（ソース）およびベース（ゲ
ート）のボンド・ワイヤを伴う多数の小型セルとして設
計される低電圧無線周波バイポーラ及びＭＯＳＦＥＴダ
イと異なっている。高電圧、大型ダイ設計によって高電
圧ＭＯＳＦＥＴトランジスタは大量生産にいっそう適し
たものになるが、これはスイッチ・モード市場で必要と
されている。このためパッケージされたトランジスタの
費用は低下し、標準ＴＯ−２４７パッケージの１ＫＶ降
伏電圧（ＶDSS ）素子の場合、通常約＄１７以下とな
る。こうした素子に基づく増幅器は、直流１６０ボルト
動作の場合、１３．５６ＭＨｚ、出力３５０ワットで、
約１５〜１６ｄＢの電力利得を達成できる。様々なＶＳ
ＷＲ負荷での実際の安定利得は使用される回路トポロジ
ーに依存し、素子製造業者によるが１２〜１３ｄＢの範
囲である。半導体プラズマプロセス機器産業は現在低コ
ストでより小型のプラズマ発生器を要求しているが、こ
れは工場で利用可能な設置占有場所が小さく、現在は製
造スペースが貴重なためである。表面実装技術及び改良
形冷却方法を使用する、革新的な回路トポロジーによる
高電圧ＭＯＳＦＥＴが、この課題を満たす可能な解決法
を提示すると考えられた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】既存の機器、すなわち
低電圧無線周波バイポーラ・トランジスタによる増幅器
の設計の動作信頼性を維持するかあるいは越える、何ら
かの無線周波電力増幅器が必要である。スイッチ・モー
ド回路トポロジーでの高電圧スイッチングＭＯＳＦＥＴ
トランジスタの使用の他に、主要な可能性には無線周波
回路トポロジーと共に高電圧スイッチングＭＯＳＦＥＴ
トランジスタを使用することが含まれる。
低電圧無線周波バイポーラ・トランジスタによる増幅器
の設計の動作信頼性を維持するかあるいは越える、何ら
かの無線周波電力増幅器が必要である。スイッチ・モー
ド回路トポロジーでの高電圧スイッチングＭＯＳＦＥＴ
トランジスタの使用の他に、主要な可能性には無線周波
回路トポロジーと共に高電圧スイッチングＭＯＳＦＥＴ
トランジスタを使用することが含まれる。
【０００６】最近数年間、スイッチ・モード電源アプリ
ケーション用の改良型高電圧ＭＯＳＦＥＴトランジスタ
が開発された。こうした素子の性能は、ドレイン−ソー
ス降伏電圧ＶDSS 、ドレイン−ソース間オン状態抵抗Ｒ
DS-ON 、接合部−ケース間熱抵抗ＲθJC、合計ゲート電
荷Ｑq 、及び変化ｄＶ／ｄｔのドレイン−ソース間電圧
比に関して徐々に改善された。現在の到達水準は、米国
特許第５，７２６，６０３号の背景及び開示によって表
されている。
ケーション用の改良型高電圧ＭＯＳＦＥＴトランジスタ
が開発された。こうした素子の性能は、ドレイン−ソー
ス降伏電圧ＶDSS 、ドレイン−ソース間オン状態抵抗Ｒ
DS-ON 、接合部−ケース間熱抵抗ＲθJC、合計ゲート電
荷Ｑq 、及び変化ｄＶ／ｄｔのドレイン−ソース間電圧
比に関して徐々に改善された。現在の到達水準は、米国
特許第５，７２６，６０３号の背景及び開示によって表
されている。
【０００７】本発明の目的は、従来技術の欠点を回避
し、小型で効率的なパッケージから無線周波電力を供給
する高出力無線周波増幅器を提供することである。より
詳細な目的は、プラズマアプリケーションに固有の出力
サイクリングから誘発される熱応力に増幅器構成部品が
耐えられるように、優れた放熱及びエネルギー供給特性
を無線周波電力発生器に提供することである。
し、小型で効率的なパッケージから無線周波電力を供給
する高出力無線周波増幅器を提供することである。より
詳細な目的は、プラズマアプリケーションに固有の出力
サイクリングから誘発される熱応力に増幅器構成部品が
耐えられるように、優れた放熱及びエネルギー供給特性
を無線周波電力発生器に提供することである。
【０００８】本発明の詳細な目的は、所定の多数ダイ・
トランジスタ素子の各ダイについて改善された接合部温
度を達成することである。本発明の別の目的は、平衡プ
ッシュプル動作を達成し、増幅器で利用される多数のト
ランジスタ・ダイ間の優れた熱平衡を経験する高出力ト
ランジスタ増幅器を提供することである。
トランジスタ素子の各ダイについて改善された接合部温
度を達成することである。本発明の別の目的は、平衡プ
ッシュプル動作を達成し、増幅器で利用される多数のト
ランジスタ・ダイ間の優れた熱平衡を経験する高出力ト
ランジスタ増幅器を提供することである。
【０００９】本発明のより詳細な目的は、所定の多数ダ
イ・トランジスタ素子のダイ間の改善された接合部温度
トラッキングを達成することである。本発明の別の目的
は、広い出力ダイナミックレンジにわたって広範囲の負
荷電圧定在波比（ＶＳＷＲ）でのトランジスタ・ダイ間
の出力平衡及び熱平衡を改善することである。
イ・トランジスタ素子のダイ間の改善された接合部温度
トラッキングを達成することである。本発明の別の目的
は、広い出力ダイナミックレンジにわたって広範囲の負
荷電圧定在波比（ＶＳＷＲ）でのトランジスタ・ダイ間
の出力平衡及び熱平衡を改善することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の態様によれば、
所定の周波数帯で無線周波電力を増幅する高出力プッシ
ュプル無線周波増幅器が提供される。ドライブ信号は無
線周波入力端子に印加され、増幅無線周波電力波動が無
線周波出力端子に供給される。電源は、多数ダイ電力ト
ランジスタ、すなわち第１及び第２のキロワット電力ト
ランジスタ素子（すなわちＫＰＴ）のための直流電源電
圧（−ＶS ）を提供する。こうしたＫＰＴ素子は、例え
ば放熱及び接地された銅板といった熱及び電気伝導性フ
ランジと、例えば４つの半導体ダイから形成される多数
チップ・アレーとを有する。各半導体ダイは平坦な下面
を有し、ドレイン領域はその下面の大部分の上に形成さ
れ、ソース及びゲート領域はそれぞれこの平坦な下面か
ら離れたダイの一部の上に形成される。ダイのドレイン
は、フランジと直接熱的及び電気的に接触するようにフ
ランジの上に設置される。すなわち、フランジは関連す
るダイに対してドレイン端子及びヒートシンクの役目を
果たす。
所定の周波数帯で無線周波電力を増幅する高出力プッシ
ュプル無線周波増幅器が提供される。ドライブ信号は無
線周波入力端子に印加され、増幅無線周波電力波動が無
線周波出力端子に供給される。電源は、多数ダイ電力ト
ランジスタ、すなわち第１及び第２のキロワット電力ト
ランジスタ素子（すなわちＫＰＴ）のための直流電源電
圧（−ＶS ）を提供する。こうしたＫＰＴ素子は、例え
ば放熱及び接地された銅板といった熱及び電気伝導性フ
ランジと、例えば４つの半導体ダイから形成される多数
チップ・アレーとを有する。各半導体ダイは平坦な下面
を有し、ドレイン領域はその下面の大部分の上に形成さ
れ、ソース及びゲート領域はそれぞれこの平坦な下面か
ら離れたダイの一部の上に形成される。ダイのドレイン
は、フランジと直接熱的及び電気的に接触するようにフ
ランジの上に設置される。すなわち、フランジは関連す
るダイに対してドレイン端子及びヒートシンクの役目を
果たす。
【００１１】無線周波入力端子に結合された第１のスプ
リッタ（平衡不平衡変成器）手段は、無線周波入力ドラ
イブ信号を第１のＫＰＴに供給される順方向相部分と、
第２のＫＰＴに供給される逆方向相部分とに分割する。
第２のスプリッタ手段は、ドライブ信号の順方向相部分
を、前記第１のキロワット電力トランジスタ素子のゲー
トに供給される４つの絶縁信号に分割する。第３のスプ
リッタ手段は、逆方向相部分を４つの絶縁信号に分割
し、第２のＫＰＴの対応するゲートに供給する。この第
１のＫＰＴの４つの半導体ダイの各々は、この第２のス
プリッタ手段の関連する出力に無線周波結合される対応
するゲート−ソース入力回路と共に構成される。このゲ
ート−ソース入力回路はスプリッタ手段及び接地から直
流絶縁されるので、第１のＫＰＴのフランジ（及びドレ
イン）に対して浮いている。第２のＫＰＴの各半導体ダ
イも同様に、第３のスプリッタ手段の関連する出力に無
線周波結合されかつ直流絶縁されているが第２のＫＰＴ
のフランジに対して浮いている対応するゲート−ソース
入力回路を有する。結合器手段は第１及び第２のＫＰＴ
のソースに結合された入力を有し、それらからの増幅無
線周波出力を結合する。次に結合器手段は結合出力を無
線周波出力端子に供給する。無線周波増幅器にはまた、
キロワット電力トランジスタ素子のソースを直流ソース
電圧の電源に接続するフィルタ手段が含まれる。このフ
ィルタ手段には、増幅無線周波信号を直流電圧電源から
阻止するチョーク手段と、帯域内及び帯域外両方の無線
周波エネルギーをバイパスする無線周波シャント手段と
が含まれる。
リッタ（平衡不平衡変成器）手段は、無線周波入力ドラ
イブ信号を第１のＫＰＴに供給される順方向相部分と、
第２のＫＰＴに供給される逆方向相部分とに分割する。
第２のスプリッタ手段は、ドライブ信号の順方向相部分
を、前記第１のキロワット電力トランジスタ素子のゲー
トに供給される４つの絶縁信号に分割する。第３のスプ
リッタ手段は、逆方向相部分を４つの絶縁信号に分割
し、第２のＫＰＴの対応するゲートに供給する。この第
１のＫＰＴの４つの半導体ダイの各々は、この第２のス
プリッタ手段の関連する出力に無線周波結合される対応
するゲート−ソース入力回路と共に構成される。このゲ
ート−ソース入力回路はスプリッタ手段及び接地から直
流絶縁されるので、第１のＫＰＴのフランジ（及びドレ
イン）に対して浮いている。第２のＫＰＴの各半導体ダ
イも同様に、第３のスプリッタ手段の関連する出力に無
線周波結合されかつ直流絶縁されているが第２のＫＰＴ
のフランジに対して浮いている対応するゲート−ソース
入力回路を有する。結合器手段は第１及び第２のＫＰＴ
のソースに結合された入力を有し、それらからの増幅無
線周波出力を結合する。次に結合器手段は結合出力を無
線周波出力端子に供給する。無線周波増幅器にはまた、
キロワット電力トランジスタ素子のソースを直流ソース
電圧の電源に接続するフィルタ手段が含まれる。このフ
ィルタ手段には、増幅無線周波信号を直流電圧電源から
阻止するチョーク手段と、帯域内及び帯域外両方の無線
周波エネルギーをバイパスする無線周波シャント手段と
が含まれる。
【００１２】本発明の別の態様によれば、高出力接地ド
レイン共通ソース無線周波増幅回路は、入力端子、直流
電圧電源、出力回路及び、高出力高電圧大型チップ・ト
ランジスタ、すなわちＫＰＴのトランジスタ・ダイ要素
を備える。この場合トランジスタ素子すなわちＫＰＴに
は、上面を有する熱及び電気伝導性フランジと、下面を
有する半導体トランジスタ・ダイとが含まれる。ダイの
ドレインは前記下面の主要部分の上に形成され、ドレイ
ンは直接フランジと電気的かつ熱的に接触する。ソース
及びゲートは平坦な下面から離れたダイの上に形成され
る。増幅器出力回路はソースに結合される。直流絶縁入
力段が入力端子とゲートとの間、すなわちゲートとソー
スとの間に無線周波結合され、フランジ及びドレインに
対して浮いている。入力段には、入力端子に接続された
１次巻線と、それぞれゲートとソースに結合された第１
及び第２の端部を有する絶縁２次巻線とを有する絶縁変
圧器が含まれる。好適には、出力回路には、所定の無線
周波周波数帯の無線周波信号を通過させる直流阻止出力
段が含まれる。また好適には、トランジスタ・ソースを
直流ソース電圧の電源（−ＶS ）に結合する無線周波阻
止直流給電段が存在する。この給電段にはソースに現れ
る帯域内及び帯域外両方の無線周波信号をバイパスする
無線周波シャント手段が含まれる。また、入力段には好
適には２次巻線の第１の端部とゲートとの間の低い値の
抵抗（１〜２オーム）が含まれ、トランジスタの利得を
制限する。必要に応じて、この抵抗と並列のバイパス・
コンデンサが存在し、帯域内利得を調整することがあ
る。半導体ダイは、ソースとゲートの間に、例えば５．
５６オームといった入力インピーダンスを有し、直列抵
抗は入力インピーダンスよりかなり低い、例えばその１
０〜２０％の抵抗値を有する。ドレイン−ゲート帰還回
路は変圧器２次巻線の第１の端部に結合され、ドレイン
に接地される。ドレイン−ゲート帰還回路には好適に
は、直列に接続された抵抗とコンデンサが含まれる。ゲ
ート−ソース帰路抵抗がソースとゲートとの間に配置さ
れ、入力インピーダンスと比較して非常に大きな抵抗値
を有する（３５〜４０ＫΩ）。入力段にはまた、ゲート
とソースとの間の直列のコンデンサ及び抵抗から形成さ
れたゲート−ソース終端回路が含まれる。
レイン共通ソース無線周波増幅回路は、入力端子、直流
電圧電源、出力回路及び、高出力高電圧大型チップ・ト
ランジスタ、すなわちＫＰＴのトランジスタ・ダイ要素
を備える。この場合トランジスタ素子すなわちＫＰＴに
は、上面を有する熱及び電気伝導性フランジと、下面を
有する半導体トランジスタ・ダイとが含まれる。ダイの
ドレインは前記下面の主要部分の上に形成され、ドレイ
ンは直接フランジと電気的かつ熱的に接触する。ソース
及びゲートは平坦な下面から離れたダイの上に形成され
る。増幅器出力回路はソースに結合される。直流絶縁入
力段が入力端子とゲートとの間、すなわちゲートとソー
スとの間に無線周波結合され、フランジ及びドレインに
対して浮いている。入力段には、入力端子に接続された
１次巻線と、それぞれゲートとソースに結合された第１
及び第２の端部を有する絶縁２次巻線とを有する絶縁変
圧器が含まれる。好適には、出力回路には、所定の無線
周波周波数帯の無線周波信号を通過させる直流阻止出力
段が含まれる。また好適には、トランジスタ・ソースを
直流ソース電圧の電源（−ＶS ）に結合する無線周波阻
止直流給電段が存在する。この給電段にはソースに現れ
る帯域内及び帯域外両方の無線周波信号をバイパスする
無線周波シャント手段が含まれる。また、入力段には好
適には２次巻線の第１の端部とゲートとの間の低い値の
抵抗（１〜２オーム）が含まれ、トランジスタの利得を
制限する。必要に応じて、この抵抗と並列のバイパス・
コンデンサが存在し、帯域内利得を調整することがあ
る。半導体ダイは、ソースとゲートの間に、例えば５．
５６オームといった入力インピーダンスを有し、直列抵
抗は入力インピーダンスよりかなり低い、例えばその１
０〜２０％の抵抗値を有する。ドレイン−ゲート帰還回
路は変圧器２次巻線の第１の端部に結合され、ドレイン
に接地される。ドレイン−ゲート帰還回路には好適に
は、直列に接続された抵抗とコンデンサが含まれる。ゲ
ート−ソース帰路抵抗がソースとゲートとの間に配置さ
れ、入力インピーダンスと比較して非常に大きな抵抗値
を有する（３５〜４０ＫΩ）。入力段にはまた、ゲート
とソースとの間の直列のコンデンサ及び抵抗から形成さ
れたゲート−ソース終端回路が含まれる。
【００１３】トランジスタ素子、すなわちキロワット電
力トランジスタ（ＫＰＴ）は、高電圧ＭＯＳＦＥＴハイ
ブリッド素子である。好適には本発明の無線周波増幅器
で利用されるこの素子は、１９９７年１０月２４日出願
され、共通の譲受人を有する、同時係属米国特許出願第
０８／９５７，１００号で詳細に説明されている。この
特許出願の開示は引用によって本明細書の記載に組み込
む。
力トランジスタ（ＫＰＴ）は、高電圧ＭＯＳＦＥＴハイ
ブリッド素子である。好適には本発明の無線周波増幅器
で利用されるこの素子は、１９９７年１０月２４日出願
され、共通の譲受人を有する、同時係属米国特許出願第
０８／９５７，１００号で詳細に説明されている。この
特許出願の開示は引用によって本明細書の記載に組み込
む。
【００１４】電力増幅段でこうしたＫＰＴの４つのプッ
シュプル・ペア、すなわち合計８つのＫＰＴを利用する
１０ＫＷ無線周波電力発生器が構成される。各ＫＰＴは
４つの高電圧ＭＯＳＦＥＴダイを有し、それらのドレイ
ンは熱スプレッダの役目を果たす下の銅板に直接接続さ
れる。各ダイと銅板との間にモリブデンのタブが存在
し、出力サイクリング中、すなわち、発生器が無線周波
出力オンオフ・サイクルを行う時、銅とシリコンとの熱
膨張係数の差からダイを保護する。８つのＫＰＴはすべ
て、通常、コールドプレートと呼ばれる水冷銅ヒートシ
ンクに設置される。接地ドレイン／共通ソース構成で素
子が過励振「Ｃ」級モードで動作する時、２つのＫＰＴ
の各プッシュプル・ペアは約３ＫＷの無線周波出力電力
を供給する。この構成は、ドレイン領域と銅スプレッダ
・プレートとの間の従来の絶縁体境界面（通常ＢｅＯ）
を除去することで熱設計を改善する。これはまた、４つ
のドレインすべて、すなわちそれぞれのダイのドレイン
も直接グランドに接続されるということを意味する。
シュプル・ペア、すなわち合計８つのＫＰＴを利用する
１０ＫＷ無線周波電力発生器が構成される。各ＫＰＴは
４つの高電圧ＭＯＳＦＥＴダイを有し、それらのドレイ
ンは熱スプレッダの役目を果たす下の銅板に直接接続さ
れる。各ダイと銅板との間にモリブデンのタブが存在
し、出力サイクリング中、すなわち、発生器が無線周波
出力オンオフ・サイクルを行う時、銅とシリコンとの熱
膨張係数の差からダイを保護する。８つのＫＰＴはすべ
て、通常、コールドプレートと呼ばれる水冷銅ヒートシ
ンクに設置される。接地ドレイン／共通ソース構成で素
子が過励振「Ｃ」級モードで動作する時、２つのＫＰＴ
の各プッシュプル・ペアは約３ＫＷの無線周波出力電力
を供給する。この構成は、ドレイン領域と銅スプレッダ
・プレートとの間の従来の絶縁体境界面（通常ＢｅＯ）
を除去することで熱設計を改善する。これはまた、４つ
のドレインすべて、すなわちそれぞれのダイのドレイン
も直接グランドに接続されるということを意味する。
【００１５】プッシュプル・ペアの各半分（各ＫＰＴ）
の４つのソースは直接並列接続される。プッシュプル・
ペアの各半分の４つのゲートすべては絶縁変圧器によっ
てインピーダンス整合（昇圧）され、並列接続される。
これは、出力電力ダイナミックレンジ全体にわたりプラ
ズマプロセスで遭遇しうる様々な負荷ＶＳＷＲで所定の
ＫＰＴの４つのダイ間の接合部温度トラッキングを大き
く改善する。すべての負荷ＶＳＷＲ条件で、ダイナミッ
クレンジ全体にわたって無条件の安定性を達成するた
め、各ＭＯＳＦＥＴダイについてバイパスされないかま
たは部分的にバイパスされた高電力直列ゲート抵抗を使
用することが推奨される。
の４つのソースは直接並列接続される。プッシュプル・
ペアの各半分の４つのゲートすべては絶縁変圧器によっ
てインピーダンス整合（昇圧）され、並列接続される。
これは、出力電力ダイナミックレンジ全体にわたりプラ
ズマプロセスで遭遇しうる様々な負荷ＶＳＷＲで所定の
ＫＰＴの４つのダイ間の接合部温度トラッキングを大き
く改善する。すべての負荷ＶＳＷＲ条件で、ダイナミッ
クレンジ全体にわたって無条件の安定性を達成するた
め、各ＭＯＳＦＥＴダイについてバイパスされないかま
たは部分的にバイパスされた高電力直列ゲート抵抗を使
用することが推奨される。
【００１６】結合出力の後低域通過フィルタの入力の高
域通過フィルタ回路網によって、散逸高調波終端が提供
される。これはゲート−ソース間の差動電圧を下げ、各
ＭＯＳＦＥＴダイについてゲート−ソース電圧を指定さ
れた限度（±３０Ｖ）以内に保持する。本発明の上記及
び他の多くの目的、特徴及び利点は、添付の図面と共に
検討される以下の好適な実施例の詳細な説明からより完
全に認識されるだろう。
域通過フィルタ回路網によって、散逸高調波終端が提供
される。これはゲート−ソース間の差動電圧を下げ、各
ＭＯＳＦＥＴダイについてゲート−ソース電圧を指定さ
れた限度（±３０Ｖ）以内に保持する。本発明の上記及
び他の多くの目的、特徴及び利点は、添付の図面と共に
検討される以下の好適な実施例の詳細な説明からより完
全に認識されるだろう。
【００１７】
【発明の実施の形態】図面、特にはじめに図１を参照す
ると、シングルエンド無線周波増幅回路が、接地ドレイ
ン／共通ソース・トランジスタ増幅器として、「Ｃ」級
動作用に構成される。この増幅器は単一チップまたは単
一ダイＭＯＳＦＥＴ電力トランジスタＱ１を利用する。
しかし、このトランジスタＱ１は多数チップＫＰＴの各
ダイを表すこともでき、関連回路の利点及び動作を説明
するために提供される。トランジスタＱ１は、フランジ
と接触することで接地に接続されたドレイン端子Ｄと、
ゲートＧ及びソースＳのための独立した端子とを有す
る。
ると、シングルエンド無線周波増幅回路が、接地ドレイ
ン／共通ソース・トランジスタ増幅器として、「Ｃ」級
動作用に構成される。この増幅器は単一チップまたは単
一ダイＭＯＳＦＥＴ電力トランジスタＱ１を利用する。
しかし、このトランジスタＱ１は多数チップＫＰＴの各
ダイを表すこともでき、関連回路の利点及び動作を説明
するために提供される。トランジスタＱ１は、フランジ
と接触することで接地に接続されたドレイン端子Ｄと、
ゲートＧ及びソースＳのための独立した端子とを有す
る。
【００１８】ここで増幅器は、所定の周波数すなわち１
３．５６ＭＨｚ、３５０ワットの出力レベル、及び例え
ば５０Ωという所定の出力インピーダンスで、無線周波
電力を提供することを目的とする。この回路は−１６０
ボルト直流ソース電圧で動作し、無線周波電力利得は約
１３ｄＢである。負荷線は３２Ω（ドレイン−ソース）
に設定され、ゲート−ソース差動インピーダンスは５．
５６Ωである。１３．５６ＭＨｚドライブ信号は、ここ
では２２ワットの電力と５０Ωの入力インピーダンスと
でシングルエンド入力端子ＲＦINに印加される。入力コ
ンデンサＣ１は入力誘導性リアクタンスを補償する。絶
縁変圧器Ｔ１は、入力端子と接地の間に接続された１次
巻線と、１つの端部がトランジスタＱ１のゲートＧに結
合されもう１つの端部がソースＳに接続された２次巻線
とを有する。変圧器Ｔ１は３：１の巻線比を有し、５０
Ωの入力インピーダンスを５．５６Ωのゲート−ソース
差動インピーダンスに整合する。直列ゲート抵抗Ｒ１が
変圧器２次巻線の１つの端部とゲートＧの間に含まれ、
広範囲のＶＳＷＲにわたって動作安定性を改善する。こ
れは高電力抵抗で、抵抗値が約１〜２Ωである。ドレイ
ン−ゲート帰還回路は、ドレインＤ（すなわち接地）と
変圧器Ｔ１の２次巻線の１つの端部との間に直列に接続
された抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２から形成される。こ
の帰還回路は入力−出力ＶＳＷＲについて最適化され、
高ＶＳＷＲでの安定な動作を提供する。コンデンサＣ２
は直流阻止機能を果たし、抵抗Ｒ２の値は、ゲート−ソ
ース・インピーダンス（ここでは例えば５．５６Ω）と
ドレイン−ソース・インピーダンス（ここでは例えば３
２Ω）、電力利得、及び様々な負荷ＶＳＷＲでの安定性
の要求に依存する。
３．５６ＭＨｚ、３５０ワットの出力レベル、及び例え
ば５０Ωという所定の出力インピーダンスで、無線周波
電力を提供することを目的とする。この回路は−１６０
ボルト直流ソース電圧で動作し、無線周波電力利得は約
１３ｄＢである。負荷線は３２Ω（ドレイン−ソース）
に設定され、ゲート−ソース差動インピーダンスは５．
５６Ωである。１３．５６ＭＨｚドライブ信号は、ここ
では２２ワットの電力と５０Ωの入力インピーダンスと
でシングルエンド入力端子ＲＦINに印加される。入力コ
ンデンサＣ１は入力誘導性リアクタンスを補償する。絶
縁変圧器Ｔ１は、入力端子と接地の間に接続された１次
巻線と、１つの端部がトランジスタＱ１のゲートＧに結
合されもう１つの端部がソースＳに接続された２次巻線
とを有する。変圧器Ｔ１は３：１の巻線比を有し、５０
Ωの入力インピーダンスを５．５６Ωのゲート−ソース
差動インピーダンスに整合する。直列ゲート抵抗Ｒ１が
変圧器２次巻線の１つの端部とゲートＧの間に含まれ、
広範囲のＶＳＷＲにわたって動作安定性を改善する。こ
れは高電力抵抗で、抵抗値が約１〜２Ωである。ドレイ
ン−ゲート帰還回路は、ドレインＤ（すなわち接地）と
変圧器Ｔ１の２次巻線の１つの端部との間に直列に接続
された抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２から形成される。こ
の帰還回路は入力−出力ＶＳＷＲについて最適化され、
高ＶＳＷＲでの安定な動作を提供する。コンデンサＣ２
は直流阻止機能を果たし、抵抗Ｒ２の値は、ゲート−ソ
ース・インピーダンス（ここでは例えば５．５６Ω）と
ドレイン−ソース・インピーダンス（ここでは例えば３
２Ω）、電力利得、及び様々な負荷ＶＳＷＲでの安定性
の要求に依存する。
【００１９】抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３の直列の組合
せは、高ＶＳＷＲでの安定な動作のためのゲート−ソー
ス無線周波終端を提供する。コンデンサＣ３は、直流バ
イアスが使用されている場合（これは後の実施例で論じ
られる）直流阻止コンデンサの役目を果たす。抵抗Ｒ３
の値は予想ＶＳＷＲと無線周波利得について最適化され
ている。抵抗Ｒ４は、変圧器Ｔ１がない場合直流安定性
のためゲート−ソース帰路を提供する。この抵抗は、ゲ
ート−ソース・インピーダンスに対して非常に大きな値
を有する（３５〜４０ＫＷ）。
せは、高ＶＳＷＲでの安定な動作のためのゲート−ソー
ス無線周波終端を提供する。コンデンサＣ３は、直流バ
イアスが使用されている場合（これは後の実施例で論じ
られる）直流阻止コンデンサの役目を果たす。抵抗Ｒ３
の値は予想ＶＳＷＲと無線周波利得について最適化され
ている。抵抗Ｒ４は、変圧器Ｔ１がない場合直流安定性
のためゲート−ソース帰路を提供する。この抵抗は、ゲ
ート−ソース・インピーダンスに対して非常に大きな値
を有する（３５〜４０ＫＷ）。
【００２０】必要に応じてバイパス・コンデンサＣ４が
抵抗Ｒ１と並列に配置される。コンデンサの数値は所望
の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）をバイパスするよ
うに選択されるので、帯域外エネルギーについてだけ利
得が減少する。しかし、多くのプラズマアプリケーショ
ンの場合、コンデンサＣ４は、所望の周波数で十分な利
得が得られる場合好適には省略される。
抵抗Ｒ１と並列に配置される。コンデンサの数値は所望
の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）をバイパスするよ
うに選択されるので、帯域外エネルギーについてだけ利
得が減少する。しかし、多くのプラズマアプリケーショ
ンの場合、コンデンサＣ４は、所望の周波数で十分な利
得が得られる場合好適には省略される。
【００２１】無線周波出力回路網ＮOUT はインダクタＬ
１及びコンデンサＣ５を有し、その接合部がソースＳに
結合される。インダクタ−コンデンサの組合せＬ１−Ｃ
６は、トランジスタＱ１の出力容量を調整して外す共振
器を形成する。コンデンサＣ５は１３．５６ＭＨｚ出力
波を出力端子ＲＦOUT に伝える。出力変圧器Ｔ５がコン
デンサＣ５と出力端子との間に挿入され、ドレイン−ソ
ース・インピーダンス（３２Ω）を出力インピーダンス
（５０Ω）に整合する。ここでは変圧器Ｔ５は４：５の
巻線比を有する。
１及びコンデンサＣ５を有し、その接合部がソースＳに
結合される。インダクタ−コンデンサの組合せＬ１−Ｃ
６は、トランジスタＱ１の出力容量を調整して外す共振
器を形成する。コンデンサＣ５は１３．５６ＭＨｚ出力
波を出力端子ＲＦOUT に伝える。出力変圧器Ｔ５がコン
デンサＣ５と出力端子との間に挿入され、ドレイン−ソ
ース・インピーダンス（３２Ω）を出力インピーダンス
（５０Ω）に整合する。ここでは変圧器Ｔ５は４：５の
巻線比を有する。
【００２２】図２は、従来の非接地ドレインを利用する
以外は、図１のものと同様の回路を示す。この回路は比
較の目的で提案される。図１と同様の構成要素は同じ参
照符号で識別される。図２で表される回路は「Ｃ」級接
地ソース増幅器用シングルエンド回路である。接地ソー
スＭＯＳＦＥＴ回路は通常のものであり無線周波プラズ
マ発生で使用されることが多い。この回路はダイナミッ
クレンジ全体にわたる様々な負荷ＶＳＷＲでの安定動作
のために構成される。ここでは、トランジスタＱ１は普
通、低レベルＭＯＳＦＥＴであり、ダイと伝導性フラン
ジとの間、すなわちドレインとヒートシンクとの間に配
置されたＢｅＯ絶縁体を伴う。しかし、本発明と比較す
る目的で、トランジスタＱ１はドレインとヒートシンク
との間のＢｅＯ絶縁体を伴う高電圧ＭＯＳＦＥＴである
と考えられる。この回路は、この例では＋１６０Ｖが印
加された直流ドレイン電源電圧（＋ＶＤ）で動作し、こ
の例では、１５ｄＢの電力利得と約７０％のドレイン効
率で、１３．５６ＭＨｚの３５０ワット無線周波出力を
供給する。回路の入力及び出力インピーダンスはどちら
も５０オームに設定されている。３２Ωの負荷線（ドレ
イン−ソース間）が存在する。ゲートとソースとの間の
インピーダンスは５．５６Ωである。図１の実施例のよ
うに、抵抗Ｒ４は変圧器Ｔ１がない場合ゲート−ソース
帰路を提供し、直流安定性の確立を助ける。抵抗−コン
デンサの組合せＲ３−Ｃ３は、高ＶＳＷＲでの安定動作
のためのゲート−ソース無線周波終端を提供する。コン
デンサＣ３は、直流バイアスが使用される場合の直流阻
止コンデンサである。Ｒ３の値は高ＶＳＷＲと望ましい
無線周波利得での安定動作のために最適化されている。
以外は、図１のものと同様の回路を示す。この回路は比
較の目的で提案される。図１と同様の構成要素は同じ参
照符号で識別される。図２で表される回路は「Ｃ」級接
地ソース増幅器用シングルエンド回路である。接地ソー
スＭＯＳＦＥＴ回路は通常のものであり無線周波プラズ
マ発生で使用されることが多い。この回路はダイナミッ
クレンジ全体にわたる様々な負荷ＶＳＷＲでの安定動作
のために構成される。ここでは、トランジスタＱ１は普
通、低レベルＭＯＳＦＥＴであり、ダイと伝導性フラン
ジとの間、すなわちドレインとヒートシンクとの間に配
置されたＢｅＯ絶縁体を伴う。しかし、本発明と比較す
る目的で、トランジスタＱ１はドレインとヒートシンク
との間のＢｅＯ絶縁体を伴う高電圧ＭＯＳＦＥＴである
と考えられる。この回路は、この例では＋１６０Ｖが印
加された直流ドレイン電源電圧（＋ＶＤ）で動作し、こ
の例では、１５ｄＢの電力利得と約７０％のドレイン効
率で、１３．５６ＭＨｚの３５０ワット無線周波出力を
供給する。回路の入力及び出力インピーダンスはどちら
も５０オームに設定されている。３２Ωの負荷線（ドレ
イン−ソース間）が存在する。ゲートとソースとの間の
インピーダンスは５．５６Ωである。図１の実施例のよ
うに、抵抗Ｒ４は変圧器Ｔ１がない場合ゲート−ソース
帰路を提供し、直流安定性の確立を助ける。抵抗−コン
デンサの組合せＲ３−Ｃ３は、高ＶＳＷＲでの安定動作
のためのゲート−ソース無線周波終端を提供する。コン
デンサＣ３は、直流バイアスが使用される場合の直流阻
止コンデンサである。Ｒ３の値は高ＶＳＷＲと望ましい
無線周波利得での安定動作のために最適化されている。
【００２３】抵抗−コンデンサの組合せＲ１−Ｃ４は、
帯域内利得を調整し帯域外の低周波数利得を低減する直
列ゲート入力抵抗を提供し、異なった出力レベルにわた
る様々な負荷での安定な動作を達成する。コンデンサＣ
４の値は普通、必要な無線周波利得について、この例で
は１３．５６ＭＨｚである所望の周波数をバイパスする
よう選択される。
帯域内利得を調整し帯域外の低周波数利得を低減する直
列ゲート入力抵抗を提供し、異なった出力レベルにわた
る様々な負荷での安定な動作を達成する。コンデンサＣ
４の値は普通、必要な無線周波利得について、この例で
は１３．５６ＭＨｚである所望の周波数をバイパスする
よう選択される。
【００２４】抵抗−コンデンサの組合せＲ２−Ｃ２はド
レイン−ゲート帰還を提供し、コンデンサＣ２は直流阻
止コンデンサの役目を果たす。帰還抵抗Ｒ２の値はゲー
ト−ソース・インピーダンス（例えば５．５６Ω）、ド
レイン−ソース・インピーダンス（例えば負荷線＝３２
Ω）及び電力利得に依存する。さらに、抵抗Ｒ２の値は
入力−出力ＶＳＷＲと高ＶＳＷＲでの安定動作のために
最適化されている。直流給電ネットが直流電圧電源とド
レイン端子Ｄとの間に接続される。直流給電ネットで
は、インダクタ−コンデンサの組合せＬ１−Ｃ６が、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ１の出力容量を調整して外す共振器を形成
する。インダクタＬ１は約０．５μＨのインダクタンス
を有する。コンデンサＣ６は、０．１〜０．４７μＦで
あり、無線周波エネルギーをグランドに戻し、ドレイン
−ソース出力静電容量を介して循環電流ループを形成す
る。インダクタＬ１は、所定のドレイン電源電圧Ｖ
D（ここでは例えば＋１６０Ｖ）で動作するため、所望
の出力（３５０ワット）でのドレイン効率について最適
化されている。直流給電ネットでは、インダクタＬ２は
無線周波チョークであり、コンデンサＣ７は無線周波バ
イパス・コンデンサ（例えば０．２２μＦセラミック・
コンデンサ）であり、Ｃ８は低周波数バイパス・コンデ
ンサ（例えば２２μＦ電解コンデンサ）である。感知抵
抗Ｒ５が入力直流電流の測定のために使用され、低い固
定された抵抗値（例えば０．０１Ω）を有する。Ｒ６は
ブリード抵抗で、ＭＯＳＦＥＴの保護と作業員の安全と
いう２つの目的のため、ドレイン端子に蓄積された電荷
を放電する。
レイン−ゲート帰還を提供し、コンデンサＣ２は直流阻
止コンデンサの役目を果たす。帰還抵抗Ｒ２の値はゲー
ト−ソース・インピーダンス（例えば５．５６Ω）、ド
レイン−ソース・インピーダンス（例えば負荷線＝３２
Ω）及び電力利得に依存する。さらに、抵抗Ｒ２の値は
入力−出力ＶＳＷＲと高ＶＳＷＲでの安定動作のために
最適化されている。直流給電ネットが直流電圧電源とド
レイン端子Ｄとの間に接続される。直流給電ネットで
は、インダクタ−コンデンサの組合せＬ１−Ｃ６が、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ１の出力容量を調整して外す共振器を形成
する。インダクタＬ１は約０．５μＨのインダクタンス
を有する。コンデンサＣ６は、０．１〜０．４７μＦで
あり、無線周波エネルギーをグランドに戻し、ドレイン
−ソース出力静電容量を介して循環電流ループを形成す
る。インダクタＬ１は、所定のドレイン電源電圧Ｖ
D（ここでは例えば＋１６０Ｖ）で動作するため、所望
の出力（３５０ワット）でのドレイン効率について最適
化されている。直流給電ネットでは、インダクタＬ２は
無線周波チョークであり、コンデンサＣ７は無線周波バ
イパス・コンデンサ（例えば０．２２μＦセラミック・
コンデンサ）であり、Ｃ８は低周波数バイパス・コンデ
ンサ（例えば２２μＦ電解コンデンサ）である。感知抵
抗Ｒ５が入力直流電流の測定のために使用され、低い固
定された抵抗値（例えば０．０１Ω）を有する。Ｒ６は
ブリード抵抗で、ＭＯＳＦＥＴの保護と作業員の安全と
いう２つの目的のため、ドレイン端子に蓄積された電荷
を放電する。
【００２５】ここで、無線周波出力回路網がトランジス
タＱ１のドレイン端子に接続される。出力回路網では、
コンデンサＣ５は直流阻止コンデンサである。変圧器Ｔ
２は出力無線周波変圧器であり、３２Ωのドレイン−ソ
ース・インピーダンスを５０Ωの出力インピーダンスに
整合する巻線比を有する。トランジスタ・ドレインはヒ
ートシンク及びフランジから絶縁されているので、トラ
ンジスタ毎の出力は図１の増幅器と比較していくらか削
減される。さらに、多重並列増幅器配置では、それぞれ
の増幅器ＭＯＳＦＥＴのダイは、ＢｅＯ絶縁体が存在す
るため異なった熱負荷を有する。前に言及したように、
図２の図面は比較用の接地ソース回路を示すためにだけ
提案されたが、実際には、プラズマアプリケーションに
関連する望ましい出力電力レベルと温度サイクリングを
得るためにこの回路で使用するのに適した大面積、高電
圧ＭＯＳＦＥＴは存在しない。
タＱ１のドレイン端子に接続される。出力回路網では、
コンデンサＣ５は直流阻止コンデンサである。変圧器Ｔ
２は出力無線周波変圧器であり、３２Ωのドレイン−ソ
ース・インピーダンスを５０Ωの出力インピーダンスに
整合する巻線比を有する。トランジスタ・ドレインはヒ
ートシンク及びフランジから絶縁されているので、トラ
ンジスタ毎の出力は図１の増幅器と比較していくらか削
減される。さらに、多重並列増幅器配置では、それぞれ
の増幅器ＭＯＳＦＥＴのダイは、ＢｅＯ絶縁体が存在す
るため異なった熱負荷を有する。前に言及したように、
図２の図面は比較用の接地ソース回路を示すためにだけ
提案されたが、実際には、プラズマアプリケーションに
関連する望ましい出力電力レベルと温度サイクリングを
得るためにこの回路で使用するのに適した大面積、高電
圧ＭＯＳＦＥＴは存在しない。
【００２６】図３は、接地ドレイン／共通ソース動作の
ためのシングルエンド回路を示す。この回路は大部分の
態様において上記で図１に関連して説明されたものと同
様であり、同じ構成要素は同様の参照符号によって識別
される。この回路は「Ａ」級動作または「ＡＢ」級動作
のために構成され、１．２５ＫＷ、２．５ＫＷ、５ＫＷ
及び１０ＫＷ無線周波発生器システムのＡＢ級プッシュ
プル・ドライバ段の基礎の役目を果たす。ここでは、ト
ランジスタＱ１は図１のような高電圧ＭＯＳＦＥＴであ
り、電気的特性は図１の対応するＭＯＳＦＥＴについて
説明されたのと同様である。厳密なトランジスタの選択
は無線周波出力と利得の要求とに依存する。図１の実施
例との主な差は、直流バイアスを印加する追加構成要素
の使用に関係がある。ここでは、直流及び無線周波両方
の安定性のため、ソース端子と直列の、小さい値の抵抗
Ｒ７（０．５〜１Ω）が存在する。出力はソース抵抗Ｒ
７の後得られる。ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１のバイ
アスはいくつかの方法の何れかで達成されるが、ここで
はその１つが示される。この実施例で例示されるアプロ
ーチは、１８ボルト浮動直流電源（図示せず）の使用に
よるものである。電源はこのアプリケーションのために
必要な回路構成要素によってゲート入力とソース帰路と
の間に接続される。接地ソースＭＯＳＦＥＴ回路で使用
されるかなり簡単なバイアス構成を考えると、接地ドレ
イン無線周波ＭＯＳＦＥＴをバイアスする回路は、取る
に足らないものでも、いかなる意味でも自明のものでな
いことがここで観察されるだろう。例示されるように、
バイアス回路網は、ソース帰路及びゲート入力の両方に
存在する大きな無線周波電圧変動のため、ある程度大規
模な構成部品である。
ためのシングルエンド回路を示す。この回路は大部分の
態様において上記で図１に関連して説明されたものと同
様であり、同じ構成要素は同様の参照符号によって識別
される。この回路は「Ａ」級動作または「ＡＢ」級動作
のために構成され、１．２５ＫＷ、２．５ＫＷ、５ＫＷ
及び１０ＫＷ無線周波発生器システムのＡＢ級プッシュ
プル・ドライバ段の基礎の役目を果たす。ここでは、ト
ランジスタＱ１は図１のような高電圧ＭＯＳＦＥＴであ
り、電気的特性は図１の対応するＭＯＳＦＥＴについて
説明されたのと同様である。厳密なトランジスタの選択
は無線周波出力と利得の要求とに依存する。図１の実施
例との主な差は、直流バイアスを印加する追加構成要素
の使用に関係がある。ここでは、直流及び無線周波両方
の安定性のため、ソース端子と直列の、小さい値の抵抗
Ｒ７（０．５〜１Ω）が存在する。出力はソース抵抗Ｒ
７の後得られる。ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１のバイ
アスはいくつかの方法の何れかで達成されるが、ここで
はその１つが示される。この実施例で例示されるアプロ
ーチは、１８ボルト浮動直流電源（図示せず）の使用に
よるものである。電源はこのアプリケーションのために
必要な回路構成要素によってゲート入力とソース帰路と
の間に接続される。接地ソースＭＯＳＦＥＴ回路で使用
されるかなり簡単なバイアス構成を考えると、接地ドレ
イン無線周波ＭＯＳＦＥＴをバイアスする回路は、取る
に足らないものでも、いかなる意味でも自明のものでな
いことがここで観察されるだろう。例示されるように、
バイアス回路網は、ソース帰路及びゲート入力の両方に
存在する大きな無線周波電圧変動のため、ある程度大規
模な構成部品である。
【００２７】ここでは、増幅器の入力インピーダンス及
び出力インピーダンスはどちらも５０Ωに設定される。
負荷線も５０Ω、ソース−接地間に設定される。ゲート
とソースとの間の差動インピーダンスは１２．５Ωであ
る。ソース帰路とゲート端子との両方は、変圧器Ｔ１の
２次巻線と抵抗Ｒ４とを介して−１６０ボルトの直流電
位である点に注目すべきである。バイアス回路の複雑さ
は、絶えず変動するソース電圧レベルが存在する場合、
ソース及びゲート端子間の差動電圧に対応するインピー
ダンスの必要から生じる。
び出力インピーダンスはどちらも５０Ωに設定される。
負荷線も５０Ω、ソース−接地間に設定される。ゲート
とソースとの間の差動インピーダンスは１２．５Ωであ
る。ソース帰路とゲート端子との両方は、変圧器Ｔ１の
２次巻線と抵抗Ｒ４とを介して−１６０ボルトの直流電
位である点に注目すべきである。バイアス回路の複雑さ
は、絶えず変動するソース電圧レベルが存在する場合、
ソース及びゲート端子間の差動電圧に対応するインピー
ダンスの必要から生じる。
【００２８】前の実施例と同様、抵抗Ｒ４は直流安定性
及び保護のためのゲート−ソース直流帰路またはプルア
ップとして提供される。この抵抗Ｒ４は、変圧器Ｔ１の
２次巻線を経由する直流経路が破損した場合、過度のゲ
ート−ソース差動直流電圧からＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を保
護する。抵抗−コンデンサの組合せＲ３−Ｃ３は動作の
ダイナミックレンジ全体にわたる高いＶＳＷＲのもとで
の安定な動作のためゲート−ソース終端を提供する。コ
ンデンサＣ３は直流阻止コンデンサであり、抵抗Ｒ３は
安定性及び無線周波利得について最適化される。抵抗Ｒ
１は約２Ωの値を有する直列ゲート入力抵抗で、ダイナ
ミックレンジ全体にわたる高ＶＳＷＲでの動作安定性の
ために必要である。この実施例では抵抗Ｒ１はコンデン
サＣ４によってバイパスされ、このコンデンサＣ４の値
は、約０．５〜１Ωである所定の値のソース抵抗Ｒ７に
関する無線周波利得と安定性について最適化される。
及び保護のためのゲート−ソース直流帰路またはプルア
ップとして提供される。この抵抗Ｒ４は、変圧器Ｔ１の
２次巻線を経由する直流経路が破損した場合、過度のゲ
ート−ソース差動直流電圧からＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を保
護する。抵抗−コンデンサの組合せＲ３−Ｃ３は動作の
ダイナミックレンジ全体にわたる高いＶＳＷＲのもとで
の安定な動作のためゲート−ソース終端を提供する。コ
ンデンサＣ３は直流阻止コンデンサであり、抵抗Ｒ３は
安定性及び無線周波利得について最適化される。抵抗Ｒ
１は約２Ωの値を有する直列ゲート入力抵抗で、ダイナ
ミックレンジ全体にわたる高ＶＳＷＲでの動作安定性の
ために必要である。この実施例では抵抗Ｒ１はコンデン
サＣ４によってバイパスされ、このコンデンサＣ４の値
は、約０．５〜１Ωである所定の値のソース抵抗Ｒ７に
関する無線周波利得と安定性について最適化される。
【００２９】抵抗−コンデンサの組合せＲ２−Ｃ２はド
レイン−ゲート帰還を提供し、直流阻止のために利用さ
れるコンデンサＣ２を伴う。抵抗Ｒ２の抵抗値は、はじ
めに通常の入力及び出力インピーダンスと無線周波電力
利得について選択される。抵抗Ｒ２はやはりダイナミッ
クレンジ全体にわたる高ＶＳＷＲでの安定性について最
適化される。ソース電源回路網では、インダクタ−コン
デンサの組合せＬ１−Ｃ６は共振器の役目を果たし、Ｍ
ＯＳＦＥＴ Ｑ１のソース−ドレイン出力容量を調整し
て外す。コンデンサＣ６は直流阻止の役目を果たし、ま
た無線周波信号をシャントする無線周波接地帰路を提供
する。
レイン−ゲート帰還を提供し、直流阻止のために利用さ
れるコンデンサＣ２を伴う。抵抗Ｒ２の抵抗値は、はじ
めに通常の入力及び出力インピーダンスと無線周波電力
利得について選択される。抵抗Ｒ２はやはりダイナミッ
クレンジ全体にわたる高ＶＳＷＲでの安定性について最
適化される。ソース電源回路網では、インダクタ−コン
デンサの組合せＬ１−Ｃ６は共振器の役目を果たし、Ｍ
ＯＳＦＥＴ Ｑ１のソース−ドレイン出力容量を調整し
て外す。コンデンサＣ６は直流阻止の役目を果たし、ま
た無線周波信号をシャントする無線周波接地帰路を提供
する。
【００３０】ここではまた、例えば２００Ｖで約１μＦ
の直流阻止コンデンサＣ９も示される。安定化抵抗Ｒ７
が、ソースＳと変圧器Ｔ１の２次巻線の第２の端部への
帰路の間に直列に配置される。この抵抗は好適には０．
５〜１Ω、２５ワットの抵抗でフランジに設置される。
出力信号は直列ソース抵抗Ｒ７の後、直流阻止コンデン
サＣ５を介してソースＳから得られる。前の実施例と同
様、５０Ωの負荷線が存在する。入力側では、補償コン
デンサＣ１と組み合わされた変圧器Ｔ１がゲート−ソー
ス差動インピーダンスを５０Ωに整合する。変圧器Ｔ１
は１：２の巻線比を有し、１２．５Ωのゲート−ソース
差動インピーダンスを入力ＲＦINの５０Ωに整合する。
の直流阻止コンデンサＣ９も示される。安定化抵抗Ｒ７
が、ソースＳと変圧器Ｔ１の２次巻線の第２の端部への
帰路の間に直列に配置される。この抵抗は好適には０．
５〜１Ω、２５ワットの抵抗でフランジに設置される。
出力信号は直列ソース抵抗Ｒ７の後、直流阻止コンデン
サＣ５を介してソースＳから得られる。前の実施例と同
様、５０Ωの負荷線が存在する。入力側では、補償コン
デンサＣ１と組み合わされた変圧器Ｔ１がゲート−ソー
ス差動インピーダンスを５０Ωに整合する。変圧器Ｔ１
は１：２の巻線比を有し、１２．５Ωのゲート−ソース
差動インピーダンスを入力ＲＦINの５０Ωに整合する。
【００３１】この実施例では、無線周波フィルタリング
回路網、すなわち、ゲートＧに接続された１つの枝回路
のコイルＬ３、抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ１０と、ソー
スＳに接続されたコイルＬ４、抵抗Ｒ９及びコンデンサ
Ｃ１１が必要であり、ゲート・バイアス回路網を経由す
るドレイン−ゲート帰還を避けるが、ゲート・バイアス
回路網は事実上Ｒ２−Ｃ２ゲート−ドレイン帰還経路と
並列になっている。ゲート入力枝回路に直列の可変抵抗
Ｒ１０はバイアス調整を提供し、相補的な抵抗Ｒ１１は
ソース帰路枝回路に対称的に位置する。コンデンサＣ１
２及びＣ１３は無線周波バイパス・コンデンサであり、
何らかの外部発生源からの無線周波信号が浮動電源に戻
ったり、迷走信号としてゲート−ソース端子に入ったり
しないようにする。抵抗Ｒ１２及びＲ１３は必要なゲー
ト−ソースしきい値ウインドウが得られるように選択さ
れるが、これは最も高電圧のＭＯＳＦＥＴトランジスタ
の場合約２〜４ボルトの間で変化する。
回路網、すなわち、ゲートＧに接続された１つの枝回路
のコイルＬ３、抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ１０と、ソー
スＳに接続されたコイルＬ４、抵抗Ｒ９及びコンデンサ
Ｃ１１が必要であり、ゲート・バイアス回路網を経由す
るドレイン−ゲート帰還を避けるが、ゲート・バイアス
回路網は事実上Ｒ２−Ｃ２ゲート−ドレイン帰還経路と
並列になっている。ゲート入力枝回路に直列の可変抵抗
Ｒ１０はバイアス調整を提供し、相補的な抵抗Ｒ１１は
ソース帰路枝回路に対称的に位置する。コンデンサＣ１
２及びＣ１３は無線周波バイパス・コンデンサであり、
何らかの外部発生源からの無線周波信号が浮動電源に戻
ったり、迷走信号としてゲート−ソース端子に入ったり
しないようにする。抵抗Ｒ１２及びＲ１３は必要なゲー
ト−ソースしきい値ウインドウが得られるように選択さ
れるが、これは最も高電圧のＭＯＳＦＥＴトランジスタ
の場合約２〜４ボルトの間で変化する。
【００３２】インダクタＬ２、コンデンサＣ７、Ｃ８及
び抵抗Ｒ５、Ｒ６は前に説明した実施例の場合と同様に
機能する。図４及び図５を参照すると、キロワット電力
トランジスタ１０は平坦な金属フランジ１２またはベー
スを有し、これが、増幅器のシャーシの一部として形成
される適切なヒートシンク（図示せず）の上に設置され
る。ここではトランジスタはカッドすなわち４チップ・
アレー設計であり、４つのトランジスタ・チップまたは
ダイ１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄがフランジ１２に
設置され、それぞれのドレイン領域Ｄがフランジ１２に
接地される。各トランジスタ・ダイはそれぞれのゲート
Ｇ１〜Ｇ４とそれぞれのソースＳ１〜Ｓ４とを有する。
ソースは図示されるように、ソース帰路リード線ＳＲ１
〜ＳＲ４にも接続される。フランジ１２はエンドスロッ
トまたは穴１６を備えており、穴１８を通じて設置され
関連するヒートシンクに取り付けられる。プラスチッ
ク、セラミックまたは金属のケースが４つのダイ１４ａ
〜１４ｄを覆い、フランジ１２の２つの端部を露出す
る。フランジ１２自体は４つのトランジスタ構成要素の
各々について接地ドレイン・リード線または電極の役目
を果たし、外部無線周波回路接地への接続を目的とする
付加的リボン・リード線２８によって補われる。リボン
・ソース・リード線２２ａ〜２２ｄ、ゲート・リード線
２４ａ〜２４ｄ及びソース帰路リード線２６ａ〜２６ｄ
（これらはそれぞれのソース・リード線に接続される）
が無線周波電極端子を完成する。これらのリード線２
２、２４、２６、２８はケース側面からの出口近くで圧
着され、それぞれのリード線の張力逃がしを提供する。
この機構とそのいくつかの変形は、１９９７年１０月２
４日出願の同時係属特許出願第０８／９５７，１００号
でより詳細に説明されている。
び抵抗Ｒ５、Ｒ６は前に説明した実施例の場合と同様に
機能する。図４及び図５を参照すると、キロワット電力
トランジスタ１０は平坦な金属フランジ１２またはベー
スを有し、これが、増幅器のシャーシの一部として形成
される適切なヒートシンク（図示せず）の上に設置され
る。ここではトランジスタはカッドすなわち４チップ・
アレー設計であり、４つのトランジスタ・チップまたは
ダイ１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄがフランジ１２に
設置され、それぞれのドレイン領域Ｄがフランジ１２に
接地される。各トランジスタ・ダイはそれぞれのゲート
Ｇ１〜Ｇ４とそれぞれのソースＳ１〜Ｓ４とを有する。
ソースは図示されるように、ソース帰路リード線ＳＲ１
〜ＳＲ４にも接続される。フランジ１２はエンドスロッ
トまたは穴１６を備えており、穴１８を通じて設置され
関連するヒートシンクに取り付けられる。プラスチッ
ク、セラミックまたは金属のケースが４つのダイ１４ａ
〜１４ｄを覆い、フランジ１２の２つの端部を露出す
る。フランジ１２自体は４つのトランジスタ構成要素の
各々について接地ドレイン・リード線または電極の役目
を果たし、外部無線周波回路接地への接続を目的とする
付加的リボン・リード線２８によって補われる。リボン
・ソース・リード線２２ａ〜２２ｄ、ゲート・リード線
２４ａ〜２４ｄ及びソース帰路リード線２６ａ〜２６ｄ
（これらはそれぞれのソース・リード線に接続される）
が無線周波電極端子を完成する。これらのリード線２
２、２４、２６、２８はケース側面からの出口近くで圧
着され、それぞれのリード線の張力逃がしを提供する。
この機構とそのいくつかの変形は、１９９７年１０月２
４日出願の同時係属特許出願第０８／９５７，１００号
でより詳細に説明されている。
【００３３】ここで図６、図７を参照すると、電力増幅
器１００は、Ｃ級動作モードにバイアスをかけられたＫ
ＰＴ Ｑ１、Ｑ２のプッシュプル・ペアを利用する。上
半分（トランジスタＱ１）が図６に示され、下半分（ト
ランジスタＱ２）が図７に示される。ここでは、プッシ
ュプル・ペアＱ１、Ｑ２は各ＭＯＳＦＥＴダイについて
分割及び絶縁され、ダイ温度トラッキングを改善する。
プッシュプル・ペア全体は、７２％の効率と１１ｄＢの
無線周波電力利得で３０００ワットを提供するよう設計
されている。
器１００は、Ｃ級動作モードにバイアスをかけられたＫ
ＰＴ Ｑ１、Ｑ２のプッシュプル・ペアを利用する。上
半分（トランジスタＱ１）が図６に示され、下半分（ト
ランジスタＱ２）が図７に示される。ここでは、プッシ
ュプル・ペアＱ１、Ｑ２は各ＭＯＳＦＥＴダイについて
分割及び絶縁され、ダイ温度トラッキングを改善する。
プッシュプル・ペア全体は、７２％の効率と１１ｄＢの
無線周波電力利得で３０００ワットを提供するよう設計
されている。
【００３４】各ＫＰＴ Ｑ１、Ｑ２はプッシュプル・ペ
アの２分の１を形成し、それぞれ４つの高電圧ＭＯＳＦ
ＥＴダイＱ１Ａ、Ｑ１Ｂ、Ｑ１Ｃ、Ｑ１Ｄ及びＱ２Ａ、
Ｑ２Ｂ、Ｑ２Ｃ、Ｑ２Ｄを有し、それらのドレインは関
連する銅フランジ１１２を介して直接接地に接続され
る。各対応するＫＰＴのダイのソース端子は直接並列
化、すなわち並列に接続され、各プッシュプル・ハーフ
について９Ωインピーダンスのインタフェースを形成す
る。ゲート端子に関しては、各ダイＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄは独
立したソース−ゲート回路を有し、個別に直流安定性、
無線周波安定性及びインピーダンス整合を達成する。次
にゲートは１組のスプリッタ／絶縁変圧器を介して並列
化される。図１を参照して上記で示され説明されたもの
と同様のゲート−ソース入力回路が各ダイについて提供
される。ここでは、抵抗、コンデンサ及びインダクタ要
素は共通の参照符号を与えられており、関連するＫＰＴ
に対応する番号接尾辞（Ｑ１またはＱ２）または関連す
るダイに対応する文字（Ａ〜Ｈ）を伴う。
アの２分の１を形成し、それぞれ４つの高電圧ＭＯＳＦ
ＥＴダイＱ１Ａ、Ｑ１Ｂ、Ｑ１Ｃ、Ｑ１Ｄ及びＱ２Ａ、
Ｑ２Ｂ、Ｑ２Ｃ、Ｑ２Ｄを有し、それらのドレインは関
連する銅フランジ１１２を介して直接接地に接続され
る。各対応するＫＰＴのダイのソース端子は直接並列
化、すなわち並列に接続され、各プッシュプル・ハーフ
について９Ωインピーダンスのインタフェースを形成す
る。ゲート端子に関しては、各ダイＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄは独
立したソース−ゲート回路を有し、個別に直流安定性、
無線周波安定性及びインピーダンス整合を達成する。次
にゲートは１組のスプリッタ／絶縁変圧器を介して並列
化される。図１を参照して上記で示され説明されたもの
と同様のゲート−ソース入力回路が各ダイについて提供
される。ここでは、抵抗、コンデンサ及びインダクタ要
素は共通の参照符号を与えられており、関連するＫＰＴ
に対応する番号接尾辞（Ｑ１またはＱ２）または関連す
るダイに対応する文字（Ａ〜Ｈ）を伴う。
【００３５】ＭＯＳＦＥＴダイＱ１Ａ〜Ｑ２Ｄのゲート
端子は各々それぞれのゲート−ソース入力回路１０６Ａ
〜１０６Ｈを有する。各々は直流安定性のためゲート−
ソース抵抗Ｒ５Ａ〜Ｒ５Ｈを有する。ダイナミックレン
ジ全体にわたる５０Ω負荷での良好な無線周波安定性
が、それぞれのドレイン−ゲート帰還用の直列の抵抗−
コンデンサの組合せＲ３Ａ、Ｃ３Ａ〜Ｒ３Ｈ、Ｃ３Ｈに
よって達成される。ダイナミックレンジ全体にわたる高
負荷ＶＳＷＲでの無線周波安定性が、ゲート−ソース間
の直列の抵抗−コンデンサの組合せＲ４Ａ、Ｃ４Ａ〜Ｒ
４Ｈ、Ｃ４Ｈによって達成される。開／閉状態を含む、
すべての位相での高負荷ＶＳＷＲでの無線周波安定性
が、バイパスされない直列ゲート抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂ、
…、Ｒ２Ｈを使用して達成される。
端子は各々それぞれのゲート−ソース入力回路１０６Ａ
〜１０６Ｈを有する。各々は直流安定性のためゲート−
ソース抵抗Ｒ５Ａ〜Ｒ５Ｈを有する。ダイナミックレン
ジ全体にわたる５０Ω負荷での良好な無線周波安定性
が、それぞれのドレイン−ゲート帰還用の直列の抵抗−
コンデンサの組合せＲ３Ａ、Ｃ３Ａ〜Ｒ３Ｈ、Ｃ３Ｈに
よって達成される。ダイナミックレンジ全体にわたる高
負荷ＶＳＷＲでの無線周波安定性が、ゲート−ソース間
の直列の抵抗−コンデンサの組合せＲ４Ａ、Ｃ４Ａ〜Ｒ
４Ｈ、Ｃ４Ｈによって達成される。開／閉状態を含む、
すべての位相での高負荷ＶＳＷＲでの無線周波安定性
が、バイパスされない直列ゲート抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂ、
…、Ｒ２Ｈを使用して達成される。
【００３６】差動モードから共通モードへのインピーダ
ンス変換が変圧器Ｔ３Ａ、Ｔ３Ｂ、…、Ｔ３Ｈによって
達成される。これらのゲート変成器の各々の２次巻線は
遮蔽され、２次巻線と接地との間の無線周波電圧差によ
るフラックスに起因するコアの加熱から保護される。こ
れらの変圧器Ｔ３Ａ〜Ｔ３Ｈの巻線比は３：１であり、
これは変圧器の１次巻線の入力に１００Ωの入力インピ
ーダンスを発生する。１次巻線と並列に配置されたコン
デンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂ、…、Ｃ２Ｈは、関連するプリン
ト回路基板のゲート及びソースの長い線による誘導性リ
アクタンスを補償する。
ンス変換が変圧器Ｔ３Ａ、Ｔ３Ｂ、…、Ｔ３Ｈによって
達成される。これらのゲート変成器の各々の２次巻線は
遮蔽され、２次巻線と接地との間の無線周波電圧差によ
るフラックスに起因するコアの加熱から保護される。こ
れらの変圧器Ｔ３Ａ〜Ｔ３Ｈの巻線比は３：１であり、
これは変圧器の１次巻線の入力に１００Ωの入力インピ
ーダンスを発生する。１次巻線と並列に配置されたコン
デンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂ、…、Ｃ２Ｈは、関連するプリン
ト回路基板のゲート及びソースの長い線による誘導性リ
アクタンスを補償する。
【００３７】入力ドライブ信号は入力端子ＲＦINで平衡
不平衡変成器Ｔ１に印加され、そこでドライブ信号は順
方向相と逆方向相に分割される。平衡不平衡変圧器Ｔ１
は上半分（すなわちＫＰＴ Ｑ１）に給電する１つの巻
線と、下半分（すなわちＫＰＴ Ｑ２）に給電するもう
１つの巻線とを有する。入力ドライブ信号は１３．５６
ＭＨｚ、１７５ワットで供給され、入力インピーダンス
は５０Ωである。相互に結合された、２つの平衡不平衡
巻線は各々２５Ωの出力インピーダンスを有する。各プ
ッシュプル・ハーフについて、２つのスプリッタ／絶縁
変圧器、すなわち上半分について変圧器Ｔ２Ａ、Ｔ２
Ｂ、下半分について変圧器Ｔ２Ｃ、Ｔ２Ｄが存在する。
各スプリッタ／絶縁変圧器の入力インピーダンスは５０
Ωであり、これは互いに結合されて、やはり２５Ωであ
る平衡不平衡出力との２５Ωインタフェースに帰結す
る。変圧器Ｔ２Ａ〜Ｔ２Ｄは無線周波入力ドライブ信号
を分割して対応する変圧器Ｔ３Ａ〜Ｔ３Ｈの１次巻線イ
ンピーダンスに整合する。この回路構成は、ダイが完全
に整合していない場合でも平衡ドライブ電流をダイＱ１
Ａ〜Ｑ１ＤとＱ２Ａ〜Ｑ２Ｄに送る。絶縁抵抗Ｒ１Ａ、
Ｒ１Ｂ、Ｒ１Ｃ及びＲ１Ｄは各スプリッタ／絶縁変圧器
Ｔ２Ａ、Ｔ２Ｂ、Ｔ２Ｃ、Ｔ２Ｄの両端に接続され、端
子インピーダンスの整合を達成する。
不平衡変成器Ｔ１に印加され、そこでドライブ信号は順
方向相と逆方向相に分割される。平衡不平衡変圧器Ｔ１
は上半分（すなわちＫＰＴ Ｑ１）に給電する１つの巻
線と、下半分（すなわちＫＰＴ Ｑ２）に給電するもう
１つの巻線とを有する。入力ドライブ信号は１３．５６
ＭＨｚ、１７５ワットで供給され、入力インピーダンス
は５０Ωである。相互に結合された、２つの平衡不平衡
巻線は各々２５Ωの出力インピーダンスを有する。各プ
ッシュプル・ハーフについて、２つのスプリッタ／絶縁
変圧器、すなわち上半分について変圧器Ｔ２Ａ、Ｔ２
Ｂ、下半分について変圧器Ｔ２Ｃ、Ｔ２Ｄが存在する。
各スプリッタ／絶縁変圧器の入力インピーダンスは５０
Ωであり、これは互いに結合されて、やはり２５Ωであ
る平衡不平衡出力との２５Ωインタフェースに帰結す
る。変圧器Ｔ２Ａ〜Ｔ２Ｄは無線周波入力ドライブ信号
を分割して対応する変圧器Ｔ３Ａ〜Ｔ３Ｈの１次巻線イ
ンピーダンスに整合する。この回路構成は、ダイが完全
に整合していない場合でも平衡ドライブ電流をダイＱ１
Ａ〜Ｑ１ＤとＱ２Ａ〜Ｑ２Ｄに送る。絶縁抵抗Ｒ１Ａ、
Ｒ１Ｂ、Ｒ１Ｃ及びＲ１Ｄは各スプリッタ／絶縁変圧器
Ｔ２Ａ、Ｔ２Ｂ、Ｔ２Ｃ、Ｔ２Ｄの両端に接続され、端
子インピーダンスの整合を達成する。
【００３８】各ＫＰＴは並列化ソースで９Ωの出力イン
ピーダンスを有し、それらは出力平衡不平衡変成器Ｔ４
で結合され、１８オームの結合インタフェース・インピ
ーダンスを得ている。出力変圧器Ｔ５は１８オームのイ
ンピーダンスを５０Ωの負荷インピーダンスに整合す
る。このため、出力変圧器Ｔ５は３：５の巻線比を有す
る。無線周波出力コンデンサＣ５Ａ及びＣ５Ｂは対象と
なる周波数、すなわち、この例では１３．５６ＭＨｚ付
近の帯域を通過させる。
ピーダンスを有し、それらは出力平衡不平衡変成器Ｔ４
で結合され、１８オームの結合インタフェース・インピ
ーダンスを得ている。出力変圧器Ｔ５は１８オームのイ
ンピーダンスを５０Ωの負荷インピーダンスに整合す
る。このため、出力変圧器Ｔ５は３：５の巻線比を有す
る。無線周波出力コンデンサＣ５Ａ及びＣ５Ｂは対象と
なる周波数、すなわち、この例では１３．５６ＭＨｚ付
近の帯域を通過させる。
【００３９】各プッシュプル・ハーフは、ＫＰＴの並列
化ソースをソース電圧（−ＶS ）の電源に接続する直流
給電回路網を有する。それぞれの直流給電回路網では、
共振器インダクタＬ１Ａ、Ｌ１Ｂは、結合ドレイン−ソ
ース出力静電容量を調整して外すことで、所望の周波数
（例えば１３．５６ＭＨｚ）での最大効率について最適
化される。コンデンサＣ６Ａ、Ｃ６Ｂは接地への無線周
波復帰経路を提供し、かつ直流電源を阻止する。無線周
波チョークＬ２Ａ、Ｌ２Ｂ、コンデンサＣ７Ａ、Ｃ７
Ｂ、コンデンサＣ８Ａ、Ｃ８Ｂ、抵抗Ｒ６Ａ、Ｒ６Ｂ及
び抵抗Ｒ７Ａ、Ｒ７Ｂは、図１と共に説明された同様の
構成部品Ｌ２、Ｃ７、Ｃ８、Ｒ６及びＲ７の機能を果た
す。
化ソースをソース電圧（−ＶS ）の電源に接続する直流
給電回路網を有する。それぞれの直流給電回路網では、
共振器インダクタＬ１Ａ、Ｌ１Ｂは、結合ドレイン−ソ
ース出力静電容量を調整して外すことで、所望の周波数
（例えば１３．５６ＭＨｚ）での最大効率について最適
化される。コンデンサＣ６Ａ、Ｃ６Ｂは接地への無線周
波復帰経路を提供し、かつ直流電源を阻止する。無線周
波チョークＬ２Ａ、Ｌ２Ｂ、コンデンサＣ７Ａ、Ｃ７
Ｂ、コンデンサＣ８Ａ、Ｃ８Ｂ、抵抗Ｒ６Ａ、Ｒ６Ｂ及
び抵抗Ｒ７Ａ、Ｒ７Ｂは、図１と共に説明された同様の
構成部品Ｌ２、Ｃ７、Ｃ８、Ｒ６及びＲ７の機能を果た
す。
【００４０】上記で説明されたプッシュプル・ペアはダ
イナミックレンジ全体にわたるすべてのＶＳＷＲでの安
定な動作に帰結する。このプッシュプル・ペア構成は、
ＭＯＳＦＥＴダイが均一に整合されていない場合や、様
々なダイに関連するプリント回路基板のレイアウトが正
確に同一または対称的でない場合（これは空間の制約の
ために発生することがある）でも、効率の改善と、各Ｋ
ＰＴの４つのダイすべてにわたる優秀なダイ温度トラッ
キングを提供する。ここに示され説明されたような分割
及び絶縁されたゲーティングによって、直接並列ゲーテ
ィング構成の増幅器に対して、温度トラッキングにおい
て顕著な改善があった。すなわち、ダイ対ダイへの温度
差ΔＴは、ゲーティングドライブ信号が絶縁と共に分割
されている場合、ΔＴ＝８０°からΔＴ＝１０℃に改善
された。ここで提示された概念は、従来の共通結合の利
益を、出力変圧器アセンブリの数が減少するという利益
と共に達成する。また、各ＭＯＳＦＥＴの直流及び無線
周波安定化回路によって、ダイナミックレンジ全体にわ
たり、すべての位相条件で、様々な負荷ＶＳＷＲでの、
すなわち１．０：１、１．５：１、２：１、３：１、…
から開／短絡までの安定な動作が可能である。
イナミックレンジ全体にわたるすべてのＶＳＷＲでの安
定な動作に帰結する。このプッシュプル・ペア構成は、
ＭＯＳＦＥＴダイが均一に整合されていない場合や、様
々なダイに関連するプリント回路基板のレイアウトが正
確に同一または対称的でない場合（これは空間の制約の
ために発生することがある）でも、効率の改善と、各Ｋ
ＰＴの４つのダイすべてにわたる優秀なダイ温度トラッ
キングを提供する。ここに示され説明されたような分割
及び絶縁されたゲーティングによって、直接並列ゲーテ
ィング構成の増幅器に対して、温度トラッキングにおい
て顕著な改善があった。すなわち、ダイ対ダイへの温度
差ΔＴは、ゲーティングドライブ信号が絶縁と共に分割
されている場合、ΔＴ＝８０°からΔＴ＝１０℃に改善
された。ここで提示された概念は、従来の共通結合の利
益を、出力変圧器アセンブリの数が減少するという利益
と共に達成する。また、各ＭＯＳＦＥＴの直流及び無線
周波安定化回路によって、ダイナミックレンジ全体にわ
たり、すべての位相条件で、様々な負荷ＶＳＷＲでの、
すなわち１．０：１、１．５：１、２：１、３：１、…
から開／短絡までの安定な動作が可能である。
【００４１】電力出力を３ＫＷから１０ＫＷに増大する
ため、ＫＰＴの多数のペアが、例えば図８、図９に示さ
れるようにプッシュプルに配置される。ドライバ増幅器
基板３０は無線周波入力ＲＦINに結合される減衰器３１
を有し、それに低レベル・ドライバ増幅器３２、「Ａ」
級プッシュプル・ペア３３、さらに「ＡＢ」級プッシュ
プル増幅段３４が続く。後者は７００ワットドライブ信
号を発生するが、これはスプリッタ段３５で４つの１７
５ワットドライブ信号に分割され、２つずつ対応する電
力増幅器基板４０Ａ及び４０Ｂに印加される。各電力増
幅器基板４０Ａ、４０Ｂは、各々１８Ωのインタフェー
ス・インピーダンスを有するキロワット電力トランジス
タの２組の３ＫＷプッシュプル・ペア（Ｑ１、Ｑ２及び
Ｑ３、Ｑ４）を有する。ここでは、２つの組Ｑ１、Ｑ２
及びＱ３、Ｑ４の出力は、それぞれ双方向同相結合器４
２Ａ、４２Ｂを介して結合され、９Ω出力インピーダン
スの出力６ＫＷとなる。各基板の出力は、ここでは縦続
された二重変圧器である変圧器４４Ａ、４４Ｂを介して
ＶＳＷＲ１．１：１以内で５０Ωに整合される。ここで
は、第１の変圧器は２：３の巻線比を有し、第２の変圧
器も２：３の巻線比を有する。２つの５０Ω出力は、双
方向同相結合器４８の結合器／低域通過フィルタ基板４
６で結合される。この双方向同相結合器は、ＶＳＷＲ
１．１：１以内で２５Ωの結合端子インピーダンスを有
する。この結合器には、巻線比３：４でインピーダンス
を５０Ωに変換する変圧器が含まれる。
ため、ＫＰＴの多数のペアが、例えば図８、図９に示さ
れるようにプッシュプルに配置される。ドライバ増幅器
基板３０は無線周波入力ＲＦINに結合される減衰器３１
を有し、それに低レベル・ドライバ増幅器３２、「Ａ」
級プッシュプル・ペア３３、さらに「ＡＢ」級プッシュ
プル増幅段３４が続く。後者は７００ワットドライブ信
号を発生するが、これはスプリッタ段３５で４つの１７
５ワットドライブ信号に分割され、２つずつ対応する電
力増幅器基板４０Ａ及び４０Ｂに印加される。各電力増
幅器基板４０Ａ、４０Ｂは、各々１８Ωのインタフェー
ス・インピーダンスを有するキロワット電力トランジス
タの２組の３ＫＷプッシュプル・ペア（Ｑ１、Ｑ２及び
Ｑ３、Ｑ４）を有する。ここでは、２つの組Ｑ１、Ｑ２
及びＱ３、Ｑ４の出力は、それぞれ双方向同相結合器４
２Ａ、４２Ｂを介して結合され、９Ω出力インピーダン
スの出力６ＫＷとなる。各基板の出力は、ここでは縦続
された二重変圧器である変圧器４４Ａ、４４Ｂを介して
ＶＳＷＲ１．１：１以内で５０Ωに整合される。ここで
は、第１の変圧器は２：３の巻線比を有し、第２の変圧
器も２：３の巻線比を有する。２つの５０Ω出力は、双
方向同相結合器４８の結合器／低域通過フィルタ基板４
６で結合される。この双方向同相結合器は、ＶＳＷＲ
１．１：１以内で２５Ωの結合端子インピーダンスを有
する。この結合器には、巻線比３：４でインピーダンス
を５０Ωに変換する変圧器が含まれる。
【００４２】ダイナミックレンジ全体にわたり−５５ｄ
Ｂ以下の高調波成分を維持するために、結合出力が通過
するフィルタ回路網５０及び５２には、第７次０．０１
ｄＢ帯域通過リプル・チェビシェフ応答低域通過フィル
タ５２が含まれる。これは１６．２７ＭＨｚのカットオ
フ周波数を有し、１８．６４ＭＨｚの３ｄＢポイントを
伴う。このフィルタによる２次高調波阻止は通常４２ｄ
Ｂである。３次高調波除去は通常６５ｄＢである。しか
し、プラズマアプリケーションにおける無線周波発生器
の場合、低域通過フィルタ５２による高調波除去は十分
ではなく、高調波エネルギーを散逸するステップを取ら
なければならない。高調波の散逸形終端は、低域通過フ
ィルタの入力に追加される高域追加フィルタ５０を通じ
て達成される。この低域通過／高域通過フィルタの組合
せはダイプレクサを形成する。この配置では、高調波は
高域通過フィルタの抵抗性終端に吸収され、主要な１
３．５６ＭＨｚ信号に感知できるほどの影響を与えるこ
とはない。本発明の電力増幅器回路では、終端高域通過
フィルタは過度のゲート−ソース電圧差からＭＯＳＦＥ
Ｔダイを保護する。そうでない場合、こうした高調波に
関連する接地電流が過度の瞬間ゲート−ソース電圧差を
発生し、ＭＯＳＦＥＴを損傷する。すなわち、高調波が
適切に散逸されない場合、ゲート−ソース電圧は±３０
ボルトの最大ゲート−ソース電圧デルタ仕様を越えるこ
とがある。
Ｂ以下の高調波成分を維持するために、結合出力が通過
するフィルタ回路網５０及び５２には、第７次０．０１
ｄＢ帯域通過リプル・チェビシェフ応答低域通過フィル
タ５２が含まれる。これは１６．２７ＭＨｚのカットオ
フ周波数を有し、１８．６４ＭＨｚの３ｄＢポイントを
伴う。このフィルタによる２次高調波阻止は通常４２ｄ
Ｂである。３次高調波除去は通常６５ｄＢである。しか
し、プラズマアプリケーションにおける無線周波発生器
の場合、低域通過フィルタ５２による高調波除去は十分
ではなく、高調波エネルギーを散逸するステップを取ら
なければならない。高調波の散逸形終端は、低域通過フ
ィルタの入力に追加される高域追加フィルタ５０を通じ
て達成される。この低域通過／高域通過フィルタの組合
せはダイプレクサを形成する。この配置では、高調波は
高域通過フィルタの抵抗性終端に吸収され、主要な１
３．５６ＭＨｚ信号に感知できるほどの影響を与えるこ
とはない。本発明の電力増幅器回路では、終端高域通過
フィルタは過度のゲート−ソース電圧差からＭＯＳＦＥ
Ｔダイを保護する。そうでない場合、こうした高調波に
関連する接地電流が過度の瞬間ゲート−ソース電圧差を
発生し、ＭＯＳＦＥＴを損傷する。すなわち、高調波が
適切に散逸されない場合、ゲート−ソース電圧は±３０
ボルトの最大ゲート−ソース電圧デルタ仕様を越えるこ
とがある。
【００４３】本発明の高域通過フィルタ５０は、第５次
０．１ｄＢ帯域通過リプル・チェビシェフ応答を有す
る。この高域通過フィルタのカットオフ周波数は２１．
７１ＭＨｚの３ｄＢポイントを伴う２５．７６ＭＨｚで
ある。高域通過フィルタ５０及び低域通過フィルタ５２
は図９でより詳細に示されるが、ここでは低域通過フィ
ルタ５２はコンデンサＣ２１、Ｃ２２、Ｃ２３及びＣ２
４とインダクタＬ１１、Ｌ１２及びＬ１３から構成さ
れ、１３．５６ＭＨｚの増幅されたクリーンな無線周波
波動を供給する。高域通過フィルタ５０は直列コンデン
サＣ２５、Ｃ２６及びＣ２７とシャント・インダクタン
スＬ１４及びＬ１５から構成されている。２次、３次、
４次、５次等の高調波を含むバイパスされた高い周波数
の成分は５０Ω散逸抵抗に送られる。この高域通過／低
域通過フィルタの配置はダイプレクサであり、高調波歪
みを最小にし散逸形高調波終端を形成する。高域通過フ
ィルタによる散逸形高調波終端は、過度のゲート−ソー
ス電圧差（±３０ボルトが最大仕様限度である）から高
電圧ＭＯＳＦＥＴを保護する。
０．１ｄＢ帯域通過リプル・チェビシェフ応答を有す
る。この高域通過フィルタのカットオフ周波数は２１．
７１ＭＨｚの３ｄＢポイントを伴う２５．７６ＭＨｚで
ある。高域通過フィルタ５０及び低域通過フィルタ５２
は図９でより詳細に示されるが、ここでは低域通過フィ
ルタ５２はコンデンサＣ２１、Ｃ２２、Ｃ２３及びＣ２
４とインダクタＬ１１、Ｌ１２及びＬ１３から構成さ
れ、１３．５６ＭＨｚの増幅されたクリーンな無線周波
波動を供給する。高域通過フィルタ５０は直列コンデン
サＣ２５、Ｃ２６及びＣ２７とシャント・インダクタン
スＬ１４及びＬ１５から構成されている。２次、３次、
４次、５次等の高調波を含むバイパスされた高い周波数
の成分は５０Ω散逸抵抗に送られる。この高域通過／低
域通過フィルタの配置はダイプレクサであり、高調波歪
みを最小にし散逸形高調波終端を形成する。高域通過フ
ィルタによる散逸形高調波終端は、過度のゲート−ソー
ス電圧差（±３０ボルトが最大仕様限度である）から高
電圧ＭＯＳＦＥＴを保護する。
【００４４】双方向カプラ５４は、４６ｄＢの順方向カ
ップリングと４０ｄＢを越える方向性で１０ＫＷの無線
周波電力を処理するよう設計されている。カプラ５４は
順方向及び逆方向両方のポートを有し、その各々が、帯
域幅±１０％、リプル±０．０２ｄＢ、高調波除去が２
５ｄＢを越える内蔵帯域通過フィルタ回路網を有する。
方向性カプラ５４は高いＱと中程度の透磁率（μ＝４
０）のフェライト材料を使用する変圧器による設計であ
るか、または部分伝送線路設計である。
ップリングと４０ｄＢを越える方向性で１０ＫＷの無線
周波電力を処理するよう設計されている。カプラ５４は
順方向及び逆方向両方のポートを有し、その各々が、帯
域幅±１０％、リプル±０．０２ｄＢ、高調波除去が２
５ｄＢを越える内蔵帯域通過フィルタ回路網を有する。
方向性カプラ５４は高いＱと中程度の透磁率（μ＝４
０）のフェライト材料を使用する変圧器による設計であ
るか、または部分伝送線路設計である。
【００４５】中間ドライバ段３３は１ｄＢ圧縮、電力利
得１７ｄＢで３０ワットを出力し、プッシュプル接続の
１組の高電圧ＭＯＳＦＥＴから構成されている。各ＭＯ
ＳＦＥＴは０．５アンペアで「Ａ」級モードにバイアス
をかけられている。バイアスは、図３に示されるように
浮動１８ボルト直流電源によって達成される。出力ドラ
イバ段は、プッシュプル接続された１組の二重高電圧Ｍ
ＯＳＦＥＴから構成されている。各ＭＯＳＦＥＴは０．
２５アンペアで「ＡＢ」級モードにバイアスをかけられ
ている。このプッシュプル・ペアは２ｄＢ圧縮、電力利
得１３ｄＢで７００ワットを出力する。この出力はその
後同相スプリッタ３５により４つに分割される。
得１７ｄＢで３０ワットを出力し、プッシュプル接続の
１組の高電圧ＭＯＳＦＥＴから構成されている。各ＭＯ
ＳＦＥＴは０．５アンペアで「Ａ」級モードにバイアス
をかけられている。バイアスは、図３に示されるように
浮動１８ボルト直流電源によって達成される。出力ドラ
イバ段は、プッシュプル接続された１組の二重高電圧Ｍ
ＯＳＦＥＴから構成されている。各ＭＯＳＦＥＴは０．
２５アンペアで「ＡＢ」級モードにバイアスをかけられ
ている。このプッシュプル・ペアは２ｄＢ圧縮、電力利
得１３ｄＢで７００ワットを出力する。この出力はその
後同相スプリッタ３５により４つに分割される。
【００４６】次に低域通過フィルタの出力が双方向カプ
ラ５４を通じて無線周波出力端子ＲＦOUT に供給され
る。電源、制御装置及びセンサといった補助周辺要素が
存在し、この無線周波発生器システムに含まれるが、本
発明の範囲外である。しかし、これらの付加的要素は、
完全さの目的で図８、図９に含まれる。
ラ５４を通じて無線周波出力端子ＲＦOUT に供給され
る。電源、制御装置及びセンサといった補助周辺要素が
存在し、この無線周波発生器システムに含まれるが、本
発明の範囲外である。しかし、これらの付加的要素は、
完全さの目的で図８、図９に含まれる。
【００４７】本発明の好適な実施例で利用されるような
高電圧、高出力ＭＯＳＦＥＴ ＫＰＴが有する特性は、
ドレイン−ソース降伏電圧ＶDSS ＝１０００ボルト（最
大）、連続ドレイン電流ＩD ＝１１アンペア（最大）、
ゲート−ソース電圧ＶGS＝±３０ボルト、ゲートしきい
値電圧ＶG-TH＝２〜４ボルト、順方向相互コンダクタン
スＧFS＝７〜１１ジーメンス、ドレイン−ソース・オン
状態抵抗ＲDS-ON ＝１オーム（最大）、接合部−ケース
熱抵抗ＲθJC＝０．４℃／ワット（最大）、入力静電容
量ＣISS ＝２４６０ｐＦ（通常）、出力静電容量ＣOSS
＝３６０ｐＦ（通常）、逆変換静電容量ＣRSS ＝１０５
ｐＦ（通常）、合計ゲート電荷Ｑq ＝９０ｎＣ（通
常）、ゲート−ソース電荷Ｑｇｓ＝１０ｎＣ（通常）及
びゲート−ドレイン電荷Ｑgd＝５０ｎＣ（通常）であ
る。
高電圧、高出力ＭＯＳＦＥＴ ＫＰＴが有する特性は、
ドレイン−ソース降伏電圧ＶDSS ＝１０００ボルト（最
大）、連続ドレイン電流ＩD ＝１１アンペア（最大）、
ゲート−ソース電圧ＶGS＝±３０ボルト、ゲートしきい
値電圧ＶG-TH＝２〜４ボルト、順方向相互コンダクタン
スＧFS＝７〜１１ジーメンス、ドレイン−ソース・オン
状態抵抗ＲDS-ON ＝１オーム（最大）、接合部−ケース
熱抵抗ＲθJC＝０．４℃／ワット（最大）、入力静電容
量ＣISS ＝２４６０ｐＦ（通常）、出力静電容量ＣOSS
＝３６０ｐＦ（通常）、逆変換静電容量ＣRSS ＝１０５
ｐＦ（通常）、合計ゲート電荷Ｑq ＝９０ｎＣ（通
常）、ゲート−ソース電荷Ｑｇｓ＝１０ｎＣ（通常）及
びゲート−ドレイン電荷Ｑgd＝５０ｎＣ（通常）であ
る。
【００４８】ＫＰＴの４つのダイの間のゲート−ソース
しきい値電圧平衡は、ダイ対ダイの不均一性について約
０．２ボルト以内であるべきである。この結果４つのダ
イすべては同時にオンに切り替わる。ＫＰＴの４つのダ
イの間のドレイン−ソース・オン抵抗平衡は、ドレイン
効率トラッキングについて約８％以内であるべきであ
る。ＫＰＴの４つのダイの間の順方向相互コンダクタン
ス平衡は、１ジーメンス以内であるべきである。好まし
い無線周波電力利得での効率的な動作のために、各ＫＰ
Ｔの４つのダイの直流特性は、ダイ・レベルで整合され
ているべきである。無線周波性能はＫＰＴレベルで検査
及び測定されるべきである。所与のＫＰＴの４つのダイ
の間の無線周波利得平衡は０．５ｄＢ以内であるべきで
ある。所与のＫＰＴの４つのダイの間のドレイン効率平
衡は１％以内であるべきである。任意のＫＰＴの各ＭＯ
ＳＦＥＴダイが同時にオンに切り替わるため、ゲート−
ソースしきい値は０．２ボルト以内に整合されるべきで
ある。各ＭＯＳＦＥＴダイの負荷が均一になるため、ゲ
ート−ソースオン抵抗は８％以内であるべきである。所
与のＫＰＴの各ダイに流れる電流が均一になるために、
順方向相互コンダクタンスは１ジーメンス以内であるべ
きである。これら３つの直流パラメータの整合は、ＫＰ
Ｔ製造処理中のダイ・マッピングを使用して最良に達成
される。ＫＰＴの４つのダイは同じウェハから、かつウ
ェハの隣接する位置から選択されるべきである。ゲート
−ソースしきい値電圧とドレイン−ソース・オン抵抗と
いった直流特性は、無線周波利得やドレイン効率と共
に、ＫＰＴレベルで各ダイについて測定されるべきであ
る。
しきい値電圧平衡は、ダイ対ダイの不均一性について約
０．２ボルト以内であるべきである。この結果４つのダ
イすべては同時にオンに切り替わる。ＫＰＴの４つのダ
イの間のドレイン−ソース・オン抵抗平衡は、ドレイン
効率トラッキングについて約８％以内であるべきであ
る。ＫＰＴの４つのダイの間の順方向相互コンダクタン
ス平衡は、１ジーメンス以内であるべきである。好まし
い無線周波電力利得での効率的な動作のために、各ＫＰ
Ｔの４つのダイの直流特性は、ダイ・レベルで整合され
ているべきである。無線周波性能はＫＰＴレベルで検査
及び測定されるべきである。所与のＫＰＴの４つのダイ
の間の無線周波利得平衡は０．５ｄＢ以内であるべきで
ある。所与のＫＰＴの４つのダイの間のドレイン効率平
衡は１％以内であるべきである。任意のＫＰＴの各ＭＯ
ＳＦＥＴダイが同時にオンに切り替わるため、ゲート−
ソースしきい値は０．２ボルト以内に整合されるべきで
ある。各ＭＯＳＦＥＴダイの負荷が均一になるため、ゲ
ート−ソースオン抵抗は８％以内であるべきである。所
与のＫＰＴの各ダイに流れる電流が均一になるために、
順方向相互コンダクタンスは１ジーメンス以内であるべ
きである。これら３つの直流パラメータの整合は、ＫＰ
Ｔ製造処理中のダイ・マッピングを使用して最良に達成
される。ＫＰＴの４つのダイは同じウェハから、かつウ
ェハの隣接する位置から選択されるべきである。ゲート
−ソースしきい値電圧とドレイン−ソース・オン抵抗と
いった直流特性は、無線周波利得やドレイン効率と共
に、ＫＰＴレベルで各ダイについて測定されるべきであ
る。
【００４９】上記で説明されたような所与の発生器に適
用したプッシュプル・ペアについて、ＫＰＴのペアが整
合されるべきである。換言すれば、無線周波利得、効
率、ＫＰＴ間の電流トラッキング、ＫＰＴ間の温度トラ
ッキングに関する特性を最適化するために、１つのＫＰ
Ｔの４つのダイは、もう１つのＫＰＴが選択されたダイ
の隣接するチップ位置から選択されるべきである。ＫＰ
Ｔの４つのダイの間のデルタ無線周波利得は０．５ｄＢ
以内であるべきである。ＫＰＴの４つのダイの間のデル
タ無線周波効率は１％以内であるべきである。入力平衡
不平衡変成器またはスプリッタに直接結合される順方向
波動部分にはより高い平均ゲートしきい値を有するＫＰ
Ｔを使用するべきであり、誘導結合される逆方向波動部
分にはより低い平均ゲートしきい値を有するＫＰＴが使
用されるべきである。ここでは、順方向及び逆方向の波
動のＫＰＴの間の差は約０．１ｄＢ〜０．２ｄＢである
べきである。
用したプッシュプル・ペアについて、ＫＰＴのペアが整
合されるべきである。換言すれば、無線周波利得、効
率、ＫＰＴ間の電流トラッキング、ＫＰＴ間の温度トラ
ッキングに関する特性を最適化するために、１つのＫＰ
Ｔの４つのダイは、もう１つのＫＰＴが選択されたダイ
の隣接するチップ位置から選択されるべきである。ＫＰ
Ｔの４つのダイの間のデルタ無線周波利得は０．５ｄＢ
以内であるべきである。ＫＰＴの４つのダイの間のデル
タ無線周波効率は１％以内であるべきである。入力平衡
不平衡変成器またはスプリッタに直接結合される順方向
波動部分にはより高い平均ゲートしきい値を有するＫＰ
Ｔを使用するべきであり、誘導結合される逆方向波動部
分にはより低い平均ゲートしきい値を有するＫＰＴが使
用されるべきである。ここでは、順方向及び逆方向の波
動のＫＰＴの間の差は約０．１ｄＢ〜０．２ｄＢである
べきである。
【００５０】入力平衡不平衡変成器は好適には伝送線路
設計であり、撚り合わせのバイファイラー巻を使用し、
中程度の透磁率（μ＝４０）と高いＱ（低損失）のフェ
ライト・コアで５０Ωの特性インピーダンスを有する。
入力平衡不平衡変成器は入力信号（５０Ωインピーダン
ス）を各々２５Ωインピーダンスの順方向及び逆方向の
位相の波動に分割する。順方向相波動は、２５ｄＢを越
える組込絶縁で、入力で直接並列化された１組のスプリ
ッタを介して、振幅と位相が等しい４つの信号に分割さ
れる。これらのスプリッタの各々はフェライト装荷（透
磁率１２５、高Ｑ、低損失）伝送線路設計に基づいてお
り、撚り合わせのバイファイラー巻を使用し、特性イン
ピーダンスは１００Ωである。各スプリッタの入力イン
ピーダンスは５０Ωであり、２つの出力は１００Ωであ
る。入力の２つの順方向相スプリッタの並列インピーダ
ンスは２５Ωであり、これは順方向相部分の入力平衡不
平衡変成器の出力インピーダンスに一致する。
設計であり、撚り合わせのバイファイラー巻を使用し、
中程度の透磁率（μ＝４０）と高いＱ（低損失）のフェ
ライト・コアで５０Ωの特性インピーダンスを有する。
入力平衡不平衡変成器は入力信号（５０Ωインピーダン
ス）を各々２５Ωインピーダンスの順方向及び逆方向の
位相の波動に分割する。順方向相波動は、２５ｄＢを越
える組込絶縁で、入力で直接並列化された１組のスプリ
ッタを介して、振幅と位相が等しい４つの信号に分割さ
れる。これらのスプリッタの各々はフェライト装荷（透
磁率１２５、高Ｑ、低損失）伝送線路設計に基づいてお
り、撚り合わせのバイファイラー巻を使用し、特性イン
ピーダンスは１００Ωである。各スプリッタの入力イン
ピーダンスは５０Ωであり、２つの出力は１００Ωであ
る。入力の２つの順方向相スプリッタの並列インピーダ
ンスは２５Ωであり、これは順方向相部分の入力平衡不
平衡変成器の出力インピーダンスに一致する。
【００５１】逆方向相部分は対応する特徴及び属性を有
する。順方向相波動と逆方向相波動の各々は４つの波動
に分割され、対応するＫＰＴの各ＭＯＳＦＥＴダイを駆
動する。各ダイの入力ドライブ回路は同一であり、次の
機能、すなわち、入力変圧器、直列入力ゲート抵抗（バ
イパスされないか部分的にバイパスされる）、直流終端
またはプルアップ及び、ソース−ドレイン無線周波帰還
からなる。各ＭＯＳＦＥＴは、入力インピーダンスが１
００Ωの別個の入力変圧器を有する。変圧器の１次巻線
の入力波動は接地を基準とし、２次巻線の出力波動はソ
ース（または信号出力レベル）を基準とする。ソースを
基準とするこの変圧器の出力インピーダンスは約１１Ω
である。この変圧器はフェライト装荷（μ＝１２５、高
Ｑ、低損失）変圧器結合設計であり、入力対出力巻線比
は３：１である。各ＭＯＳＦＥＴダイは固有の直列入力
ゲート抵抗を有するが、その値は１〜２Ωの範囲であり
２５ワット・フランジに設置される。これはダイナミッ
ク出力電力範囲全体にわたってＶＳＷＲの全範囲、すな
わち開−短絡−全位相での安定性を提供する。この抵抗
は、無線周波利得と無線周波安定性の要求により、バイ
パスされないか、または部分的にバイパスされる。
する。順方向相波動と逆方向相波動の各々は４つの波動
に分割され、対応するＫＰＴの各ＭＯＳＦＥＴダイを駆
動する。各ダイの入力ドライブ回路は同一であり、次の
機能、すなわち、入力変圧器、直列入力ゲート抵抗（バ
イパスされないか部分的にバイパスされる）、直流終端
またはプルアップ及び、ソース−ドレイン無線周波帰還
からなる。各ＭＯＳＦＥＴは、入力インピーダンスが１
００Ωの別個の入力変圧器を有する。変圧器の１次巻線
の入力波動は接地を基準とし、２次巻線の出力波動はソ
ース（または信号出力レベル）を基準とする。ソースを
基準とするこの変圧器の出力インピーダンスは約１１Ω
である。この変圧器はフェライト装荷（μ＝１２５、高
Ｑ、低損失）変圧器結合設計であり、入力対出力巻線比
は３：１である。各ＭＯＳＦＥＴダイは固有の直列入力
ゲート抵抗を有するが、その値は１〜２Ωの範囲であり
２５ワット・フランジに設置される。これはダイナミッ
ク出力電力範囲全体にわたってＶＳＷＲの全範囲、すな
わち開−短絡−全位相での安定性を提供する。この抵抗
は、無線周波利得と無線周波安定性の要求により、バイ
パスされないか、または部分的にバイパスされる。
【００５２】各ＭＯＳＦＥＴダイはゲートとソースとの
間に固有の入力無線周波終端を有する。この終端は、直
列抵抗−コンデンサの組合せとして構成され、コンデン
サは直流阻止の役目を果たす。抵抗値は約５０オームで
あり、これは１１Ωのインタフェース・インピーダンス
の約４．５倍である。この抵抗はダイナミックレンジ全
体にわたる高ＶＳＷＲでの動作を安定化させる役に立
つ。その値は無線周波電力利得と無線周波安定性との妥
協として選択される。各ＭＯＳＦＥＴダイはまた、ゲー
トとソースとの間に配置された固有の直流終端抵抗を有
する。この抵抗は３０〜４０ＫΩの数値を有し、入力変
圧器２次巻線による直流接続が切断された場合、直流安
定性及びプルアップを提供する。さらに、各ＭＯＳＦＥ
Ｔダイは固有のソース−ドレイン無線周波帰還回路網を
有するが、これは抵抗−コンデンサの直列の組合せから
なり、コンデンサは直流阻止の役目を果たす。この場
合、抵抗は１５０Ｗフランジ設置抵抗であり、無線周波
利得及び安定性の要求により４００〜５６０オームの範
囲の値を有する。この回路網は無線周波入力／出力整合
と様々な負荷での無線周波出力安定性を提供する。抵抗
の実際の値は、開と短絡と負荷の全位相とを含むすべて
の位相状態での必要な無線周波電力利得と無線周波出力
安定性との妥協である。
間に固有の入力無線周波終端を有する。この終端は、直
列抵抗−コンデンサの組合せとして構成され、コンデン
サは直流阻止の役目を果たす。抵抗値は約５０オームで
あり、これは１１Ωのインタフェース・インピーダンス
の約４．５倍である。この抵抗はダイナミックレンジ全
体にわたる高ＶＳＷＲでの動作を安定化させる役に立
つ。その値は無線周波電力利得と無線周波安定性との妥
協として選択される。各ＭＯＳＦＥＴダイはまた、ゲー
トとソースとの間に配置された固有の直流終端抵抗を有
する。この抵抗は３０〜４０ＫΩの数値を有し、入力変
圧器２次巻線による直流接続が切断された場合、直流安
定性及びプルアップを提供する。さらに、各ＭＯＳＦＥ
Ｔダイは固有のソース−ドレイン無線周波帰還回路網を
有するが、これは抵抗−コンデンサの直列の組合せから
なり、コンデンサは直流阻止の役目を果たす。この場
合、抵抗は１５０Ｗフランジ設置抵抗であり、無線周波
利得及び安定性の要求により４００〜５６０オームの範
囲の値を有する。この回路網は無線周波入力／出力整合
と様々な負荷での無線周波出力安定性を提供する。抵抗
の実際の値は、開と短絡と負荷の全位相とを含むすべて
の位相状態での必要な無線周波電力利得と無線周波出力
安定性との妥協である。
【００５３】ＫＰＴは、４つのダイの出力、すなわち、
プリント回路基板を介して直接並列に接続されたソース
を有する。こうした接続はできる限り対称的になされ
る。順方向相ＫＰＴの出力は９Ωインタフェース・イン
ピーダンスの順方向相波動値を形成し、逆方向相ＫＰＴ
の出力は対応してやはり９Ωインタフェース・インピー
ダンスの逆方向相波動を形成する。
プリント回路基板を介して直接並列に接続されたソース
を有する。こうした接続はできる限り対称的になされ
る。順方向相ＫＰＴの出力は９Ωインタフェース・イン
ピーダンスの順方向相波動値を形成し、逆方向相ＫＰＴ
の出力は対応してやはり９Ωインタフェース・インピー
ダンスの逆方向相波動を形成する。
【００５４】各ＫＰＴの結合出力静電容量（すなわちソ
ース−ドレイン間の静電容量）は直流阻止用コンデンサ
と組み合わされた共振器回路によって補償され、循環無
線周波電流を接地にシャントする。インダクタの値は
０．３〜０．５μＨの範囲であり、高周波数、低損失、
抵透磁率の鉄粉コア材料を使用して達成される。インダ
クタの値は無線周波効率について最適化され、５〜８％
の効率改善を提供する。
ース−ドレイン間の静電容量）は直流阻止用コンデンサ
と組み合わされた共振器回路によって補償され、循環無
線周波電流を接地にシャントする。インダクタの値は
０．３〜０．５μＨの範囲であり、高周波数、低損失、
抵透磁率の鉄粉コア材料を使用して達成される。インダ
クタの値は無線周波効率について最適化され、５〜８％
の効率改善を提供する。
【００５５】順方向及び逆方向の位相の波動は出力平衡
不平衡変成器を介して結合され、入力インピーダンスは
９Ω、出力インピーダンスは１８Ωである。この出力平
衡不平衡変成器もやはり伝送線路形フェライト装荷素子
（μ＝４０、高Ｑ、低損失）であり、ツインストリップ
を使用し、１８Ωの特性インピーダンスを有する。適切
な直流阻止機能が、高電圧、高電流磁器コンデンサの使
用によってこの変成器の付近で達成される。平衡不平衡
変成器の１８Ωの出力インピーダンスは３：５巻線比の
昇圧変圧器によって５０Ωに変換される。出力変圧器は
変圧器結合単巻変圧器からなり、高Ｑ、低損失、中程度
の透磁率（μ＝４０）のフェライト・コア材料と共にマ
ルチファイラ銅ストリップを使用する。
不平衡変成器を介して結合され、入力インピーダンスは
９Ω、出力インピーダンスは１８Ωである。この出力平
衡不平衡変成器もやはり伝送線路形フェライト装荷素子
（μ＝４０、高Ｑ、低損失）であり、ツインストリップ
を使用し、１８Ωの特性インピーダンスを有する。適切
な直流阻止機能が、高電圧、高電流磁器コンデンサの使
用によってこの変成器の付近で達成される。平衡不平衡
変成器の１８Ωの出力インピーダンスは３：５巻線比の
昇圧変圧器によって５０Ωに変換される。出力変圧器は
変圧器結合単巻変圧器からなり、高Ｑ、低損失、中程度
の透磁率（μ＝４０）のフェライト・コア材料と共にマ
ルチファイラ銅ストリップを使用する。
【００５６】負直流電源電圧は、別個かつ同一の直流給
電回路によって各ＫＰＴに供給される。各給電ネット
は、電力増幅器からの無線周波エネルギーが電源に入ら
ず、電源または他の発生源からの無線周波エネルギーが
電力増幅器に入らないように、インダクタ−コンデンサ
の組合せからなる。これは、大きな直列インダクタ、す
なわちチョークと、１つが無線周波バイパス・コンデン
サでありもう１つが低周波数バイパス・コンデンサであ
る並列ペアのコンデンサとによって達成される。直流電
源には、保護及び電流監視のための適切なブリーダ及び
感知抵抗が含まれる。
電回路によって各ＫＰＴに供給される。各給電ネット
は、電力増幅器からの無線周波エネルギーが電源に入ら
ず、電源または他の発生源からの無線周波エネルギーが
電力増幅器に入らないように、インダクタ−コンデンサ
の組合せからなる。これは、大きな直列インダクタ、す
なわちチョークと、１つが無線周波バイパス・コンデン
サでありもう１つが低周波数バイパス・コンデンサであ
る並列ペアのコンデンサとによって達成される。直流電
源には、保護及び電流監視のための適切なブリーダ及び
感知抵抗が含まれる。
【００５７】本発明は選択された好適な実施例を参照し
て説明されたが、本発明はこれらの実施例に制限される
ものではないことが理解されるだろう。むしろ、当業者
には、添付の請求項で定義されるように、本発明の範囲
及び精神から離れることなく、多くの修正や変形が明ら
かになるだろう。
て説明されたが、本発明はこれらの実施例に制限される
ものではないことが理解されるだろう。むしろ、当業者
には、添付の請求項で定義されるように、本発明の範囲
及び精神から離れることなく、多くの修正や変形が明ら
かになるだろう。
【図１】本発明の１つの実施例による、接地ドレイン／
共通ソース構成の無線周波電力増幅器の、例えばＣ級動
作でのシングルエンド回路の概略図である。
共通ソース構成の無線周波電力増幅器の、例えばＣ級動
作でのシングルエンド回路の概略図である。
【図２】図１の実施例と比較する目的の、接地ソース／
共通ソース構成における同様の回路の概略図である。
共通ソース構成における同様の回路の概略図である。
【図３】ここではＡまたはＡＢ級動作のための浮遊直流
ゲート・バイアスと共に示される、別の実施例の概略図
である。
ゲート・バイアスと共に示される、別の実施例の概略図
である。
【図４】本発明と共に利用されるような４チップ・キロ
ワット電力トランジスタの概略図である。
ワット電力トランジスタの概略図である。
【図５】本発明と共に利用されるような４チップ・キロ
ワット電力トランジスタの平面図である。
ワット電力トランジスタの平面図である。
【図６】本発明の別の実施例による、プッシュプルに配
置された、高出力無線周波増幅器の回路図（その１）で
ある。
置された、高出力無線周波増幅器の回路図（その１）で
ある。
【図７】本発明の別の実施例による、プッシュプルに配
置された、高出力無線周波増幅器の回路図（その２）で
ある。
置された、高出力無線周波増幅器の回路図（その２）で
ある。
【図８】本発明の原理を利用する１０ＫＷ無線周波発生
器システムの包括的な回路図（その１）である。
器システムの包括的な回路図（その１）である。
【図９】本発明の原理を利用する１０ＫＷ無線周波発生
器システムの包括的な回路図（その２）である。
器システムの包括的な回路図（その２）である。
【図１０】本発明と共に利用されるような、帯域外高調
波エネルギーを散逸させる低域通過／高域通過フィルタ
装置の回路図である。
波エネルギーを散逸させる低域通過／高域通過フィルタ
装置の回路図である。
１０…キロワット電力トランジスタ １２、１１２…フランジ １４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄ…ダイ ５０、５２…フィルタ Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、４４Ａ、４４Ｂ…変圧
器 Ｑ１、Ｑ２…トランジスタ
器 Ｑ１、Ｑ２…トランジスタ
Claims (33)
- 【請求項１】 所定の周波数帯の無線周波電力を増幅す
るプッシュプル形の高出力無線周波増幅器であって、無
線周波入力端子と、無線周波出力端子と、直流電源と、
第１及び第２のキロワット電力トランジスタ素子であっ
て、各々が熱及び電気伝導性フランジを含むキロワット
電力トランジスタ素子と、複数の半導体のダイから構成
された多数チップ・アレーであって、前記ダイが各々平
坦な下面を有し、ドレインが前記平担な下面の大部分の
上に形成され、ソース及びゲートが前記平坦な下面から
離れた前記ダイの部分にそれぞれ形成される多数チップ
・アレーと、前記フランジが前記ダイのドレイン端子及
びヒートシンクの役目をするように、前記ダイの前記ド
レインが前記フランジと直接熱的及び電気的に接触する
状態に設置する手段とを含むキロワット電力トランジス
タ素子と、前記無線周波入力端子に結合され無線周波入
力ドライブ信号を順方向相部分と逆方向相部分に分割す
る第１のスプリッタ手段と、前記ドライブ信号の前記順
方向相部分を前記第１のキロワット電力トランジスタ素
子の前記ゲートに供給するための複数の絶縁信号に分割
する第２のスプリッタ手段と、前記逆方向相部分を前記
第２のキロワット電力トランジスタ素子の前記ゲートに
供給するための複数の絶縁信号に分割する第３のスプリ
ッタ手段と、前記第１のキロワット電力トランジスタ素
子の前記半導体ダイの各々について前記第２のスプリッ
タ手段の関連する出力に無線周波結合され前記第１のキ
ロワット電力トランジスタ素子の前記フランジに対して
浮いている対応するゲート−ソース入力回路と、前記第
２のキロワット電力トランジスタの前記半導体ダイの各
々について前記第３のスプリッタ手段の関連する出力に
結合されているが前記第２のキロワット電力トランジス
タ素子の前記フランジに対して浮いている対応するゲー
ト−ソース入力回路と、増幅無線周波信号を前記無線周
波出力端子に供給するため増幅無線周波出力を結合す
る、前記第１及び第２のキロワット電力トランジスタ素
子の前記ソースに結合された入力を有する結合器手段
と、直流ソース電圧の電源と、前記キロワット電力トラ
ンジスタ素子のソースを直流電圧の前記電源に接続する
フィルタ手段であって、該フィルタ手段が直流電圧の前
記電源から前記増幅無線周波信号を阻止するチョーク手
段を含むフィルタ手段と、前記直流電源または他の回路
から拾われる無線周波エネルギーをバイパスする手段と
を備える高出力無線周波増幅器。 - 【請求項２】 前記フィルタ手段の前記チョーク手段
が、直流電圧の前記電源と前記キロワット電力トランジ
スタ素子の１つの前記ソースとの間に直列に接続された
無線周波チョーク・コイルを備える請求項１に記載の高
出力無線周波増幅器。 - 【請求項３】 前記バイパスする手段が、前記無線周波
チョークと前記ソースとの間のインダクタと、無線周波
接地と前記インダクタ及び前記無線周波チョーク・コイ
ルの接合部との間の無線周波シャント・コンデンサと、
を含む請求項２に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項４】 前記フィルタ手段が、インダクタ、無線
周波チョーク及び抵抗から構成された直列回路を含む請
求項１に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項５】 前記抵抗が約０．０１オームの値を有す
る請求項４に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項６】 前記インダクタが０．３〜０．５μＨの
インダクタンスを有し、前記シャント・コンデンサが約
０．１〜１μｆの値を有する請求項３に記載の高出力無
線周波増幅器。 - 【請求項７】 高電力接地ドレイン共通ソースの無線周
波増幅回路であって、入力端子と、直流電圧の電源と、
出力回路と、高電力、高電圧大型チップ・トランジスタ
であって、上面を有する熱及び電気伝導性フランジと、
下面を有する半導体トランジスタのダイとを含み、前記
ダイのドレインが前記下面の主要部分の上に形成され、
前記ドレインが前記フランジと直接熱的及び電気的接触
し、ソース及びゲートが平坦な前記下面から離れた前記
ダイの上にそれぞれ形成され、前記出力回路が前記ソー
スに結合される高電力、高電圧大型チップ・トランジス
タと、前記入力端子と前記ゲートとの間の、前記ドレイ
ンに対して浮いている直流絶縁入力段とを備え、前記入
力段が前記入力端子に接続された１次巻線と、それぞれ
前記ゲート及び前記ソースに結合された第１及び第２の
端部を有する絶縁２次巻線とを含む無線周波増幅回路。 - 【請求項８】 前記出力回路が、所定の無線周波周波数
帯の無線周波信号を通過させる直流阻止出力段を含む請
求項７に記載の無線周波増幅回路。 - 【請求項９】 前記ソースを直流電圧の前記電源に結合
する無線周波阻止直流給電段を備える請求項８に記載の
無線周波増幅回路。 - 【請求項１０】 前記無線周波阻止直流給電段が、他に
前記ソースに出現する無線周波信号をバイパスする無線
周波シャント手段を含む請求項９に記載の無線周波増幅
回路。 - 【請求項１１】 前記入力段が、無条件の安定性のため
前記トランジスタの利得を制限する、前記２次巻線の前
記第１の端部と前記ゲートとの間の低い値の抵抗を含む
請求項７に記載の無線周波増幅回路。 - 【請求項１２】 前記半導体ダイが前記ソースと前記ゲ
ートとの間の入力インピーダンスを有し、前記抵抗が所
望の利得のために前記入力インピーダンスより小さい抵
抗値を有する請求項１１に記載の無線周波増幅回路。 - 【請求項１３】 前記２次巻線の前記第１の端部に結合
され前記ドレインに接地されるドレイン−ゲート帰還回
路を備える請求項７に記載の無線周波増幅回路。 - 【請求項１４】 前記ドレイン−ゲート帰還回路が直列
に接続された抵抗及びコンデンサを含む請求項１３に記
載の無線周波増幅回路。 - 【請求項１５】 前記ダイが、前記ソースと前記ゲート
との間の入力インピーダンスを有し、前記ソースと前記
ゲートとの間に接続され、前記入力インピーダンスと比
較して非常に大きな抵抗値を有するゲート−ソース復帰
抵抗を備える請求項７に記載の無線周波増幅回路。 - 【請求項１６】 前記入力段が前記ゲートと前記ソース
との間に直列に接続されたコンデンサと抵抗から形成さ
れたゲート−ソース終端回路を含む請求項７に記載の無
線周波増幅回路。 - 【請求項１７】 所定の周波数帯の無線周波電力を増幅
するプッシュプル形の高出力無線周波増幅器であって、
無線周波入力端子と、無線周波出力端子と、電源と、第
１及び第２のキロワット電力トランジスタ素子であっ
て、各々が熱及び電気伝導性フランジを含むキロワット
電力トランジスタ素子と、４つの半導体ダイから形成さ
れ、前記半導体ダイが各々平坦な下面を有しドレインが
前記平担な下面の大部分の上に形成される多数チップ・
アレーと、前記平坦な下面から離れた前記ダイの部分に
それぞれ形成されたソース及びゲートと、前記フランジ
が前記ダイのドレイン端子及びヒートシンクの役目を果
たすように前記ダイの前記ドレインを前記フランジと直
接熱的及び電気的に接触するように設置する手段とを含
むキロワット電力トランジスタ素子と、前記無線周波入
力端子に結合され無線周波入力ドライブ信号を順方向相
部分と逆方向相部分に分割する第１のスプリッタ手段
と、前記ドライブ信号の前記順方向相部分を前記第１の
キロワット電力トランジスタ素子の前記ゲートに供給す
るための複数の絶縁信号に分割する第２のスプリッタ手
段と、前記逆方向相部分を前記第２のキロワット電力ト
ランジスタ素子の前記ゲートに供給するための複数の絶
縁信号に分割する第３のスプリッタ手段と、前記第１の
キロワット電力トランジスタ素子の前記半導体ダイの各
々について前記第２のスプリッタ手段の関連する出力に
無線周波結合され前記第１のキロワット電力トランジス
タ素子の前記フランジに対して浮いている対応するゲー
ト−ソース入力回路と、前記第２のキロワット電力トラ
ンジスタ素子の前記半導体ダイの各々について前記第３
のスプリッタ手段の関連する出力に無線周波結合されて
いるが前記第２のキロワット電力トランジスタ素子の前
記フランジに対して浮いている対応するゲート−ソース
入力回路と、増幅無線周波信号を前記無線周波出力端子
に供給するため増幅無線周波出力を結合する、前記第１
及び第２のキロワット電力トランジスタ素子の前記ソー
スに結合された入力を有する結合器手段と、直流ソース
電圧の電源と、前記キロワット電力トランジスタ素子の
前記ソースを直流電圧の前記電源に接続する直流給電手
段であって、該直流給電手段が直流電圧の前記電源から
の前記増幅無線周波信号を阻止するチョーク手段を含む
直流給電手段と、無線周波エネルギーをバイパスする手
段とを備え、前記キロワット電力トランジスタ素子の各
々の前記４つのダイが外部で並列化され、ゲート−ソー
スしきい値が０．２ボルト以内に整合され、ドレイン−
ソース・オン抵抗が８％以内に整合され、順方向相互コ
ンダクタンスが１ジーメンス以内であるように直流整合
される高出力無線周波増幅器。 - 【請求項１８】 前記４つのダイ間の良好な温度及び電
流トラッキングの存在を保証するため、前記キロワット
電力トランジスタ素子の各々の前記４つのダイが同じ半
導体ウェハ上の隣接する位置から選択される請求項１７
に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項１９】 前記キロワット電力トランジスタ素子
の１つから他への良好な温度及び電流トラッキングの存
在を保証するため、前記第１及び第２のキロワット電力
トランジスタ素子が１つの半導体ウェハの隣接するチッ
プ位置から選択された４つのダイのグループを有する請
求項１７に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項２０】 前記第１及び第２のキロワット電力ト
ランジスタ素子間の平均無線周波利得の差が約０．５ｄ
Ｂ以内である請求項１９に記載の高出力無線周波増幅
器。 - 【請求項２１】 前記第１及び第２のキロワット電力ト
ランジスタ素子間の無線周波効率の差が約１％以内であ
る請求項１９に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項２２】 前記第１のスプリッタ手段が前記第２
のスプリッタ手段及び前記第１のキロワット電力トラン
ジスタ素子に直接結合され、前記第３のスプリッタ手段
及び第２のキロワット電力トランジスタ素子に誘導結合
され、前記第１のキロワット電力トランジスタ素子が前
記第２のキロワット電力トランジスタ素子より高い平均
ゲートしきい値を有する請求項１７に記載の高出力無線
周波増幅器。 - 【請求項２３】 前記第１のキロワット電力トランジス
タ素子の前記平均ゲートしきい値が前記第２のキロワッ
ト電力トランジスタ素子のそれより約０．２〜０．４ボ
ルト高い請求項２２に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項２４】 前記第１及び第２のキロワット電力ト
ランジスタ素子の各々の前記ダイが各々約１〜２オーム
のそれぞれの直列ゲート入力抵抗を有する請求項１７に
記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項２５】 前記第１及び第２のキロワット電力ト
ランジスタ素子の各々の前記ダイが各々ゲートとソース
との間のそれぞれの入力無線周波終端を有し、前記入力
無線周波終端が直列抵抗−コンデンサの組合せから形成
される請求項１７に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項２６】 前記第１及び第２のキロワット電力ト
ランジスタ素子の各々の前記ダイが各々ソースとゲート
との間のそれぞれの直流終端抵抗を有し、前記直流終端
抵抗が３０〜４０キロオーム程度の値を有する請求項１
７に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項２７】 前記第１及び第２のキロワット電力ト
ランジスタ素子の各々の前記ダイが各々それぞれのソー
ス−ドレイン無線周波帰還回路を有し、前記無線周波帰
還回路が各々抵抗−コンデンサの直列組合せから形成さ
れ、抵抗値が４００〜５６０オーム程度である請求項１
７に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項２８】 前記キロワット電力トランジスタ素子
の各々の前記ソースが前記結合器手段と並列に直接結合
される請求項１７に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項２９】 前記結合器手段が、１８オームのイン
タフェース・インピーダンスを有する出力平衡不平衡変
成器を含む請求項２８に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項３０】 前記第１及び第２のキロワット電力ト
ランジスタ素子の各々について、各前記キロワット電力
トランジスタ素子の前記ダイの結合ソース−ドレイン出
力静電容量を動的に補償する共振器回路を備え、前記共
振器回路が、共振循環無線周波電流を流れ込ませるソー
スと接地との間の直列インダクタ−コンデンサの組合せ
を含む請求項１７に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項３１】 前記直流給電手段が、前記第１及び第
２のキロワット電力トランジスタ素子の各々について、
前記電源と各前記キロワット電力トランジスタ素子との
間の直列インダクタを含む各インダクタ−コンデンサの
組合せと、無線周波コンデンサと低周波数バイパス・コ
ンデンサとの並列組合せと、を含む請求項１７に記載の
高出力無線周波増幅器。 - 【請求項３２】 前記出力平衡不平衡変成器のインピー
ダンスが、１つの単一３：５巻線比変成器または１組の
２：３巻線比変成器によって、１．２５：１未満のＶＳ
ＷＲで、１８オームから５０オームに整合される請求項
２９に記載の高出力無線周波増幅器。 - 【請求項３３】 高調波歪みを低減し散逸高調波終端を
提供する、前記結合器手段と前記無線周波出力端子との
間に配置された低域通過／高域通過ダイプレクサ・フィ
ルタ装置を更に備える請求項１７に記載の高出力無線周
波増幅器。
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|---|---|---|---|
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|---|---|
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| KR (1) | KR20000011902A (ja) |
| TW (1) | TW441165B (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006521748A (ja) * | 2003-03-28 | 2006-09-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 増幅器における帰還キャパシタンスの中和 |
| JP2008219699A (ja) * | 2007-03-07 | 2008-09-18 | Hitachi Metals Ltd | 低雑音増幅器回路、高周波回路、高周波部品及び通信装置 |
| JP2014045337A (ja) * | 2012-08-27 | 2014-03-13 | Toshiba Corp | 電力増幅装置及び送信機 |
| JP2014057295A (ja) * | 2012-07-27 | 2014-03-27 | Mks Instruments Inc | 周波数に基づいた出力変圧器インピーダンスバランシングを有する広帯域ａｆｔ電力増幅器システム |
| JP2014197829A (ja) * | 2013-03-07 | 2014-10-16 | 株式会社東芝 | 電力増幅装置及び送信機 |
| WO2016203512A1 (ja) * | 2015-06-15 | 2016-12-22 | 株式会社日立国際電気 | 電力増幅器及び無線送信器 |
Families Citing this family (98)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6160452A (en) * | 1998-07-23 | 2000-12-12 | Adc Telecommunications, Inc. | Circuits and methods for a monitoring circuit in a network amplifier |
| US6232840B1 (en) * | 1999-06-10 | 2001-05-15 | Raytheon Company | Transistor amplifier having reduced parasitic oscillations |
| JP2002043875A (ja) * | 2000-07-24 | 2002-02-08 | Nec Corp | 可変利得増幅器及びそれを備えた電子機器 |
| US6587019B2 (en) | 2001-04-11 | 2003-07-01 | Eni Technology, Inc. | Dual directional harmonics dissipation system |
| US6750711B2 (en) * | 2001-04-13 | 2004-06-15 | Eni Technology, Inc. | RF power amplifier stability |
| US6920312B1 (en) | 2001-05-31 | 2005-07-19 | Lam Research Corporation | RF generating system with fast loop control |
| US6678513B2 (en) * | 2001-05-31 | 2004-01-13 | Skyworks Solutions, Inc. | Non-linear transistor circuits with thermal stability |
| US6392486B1 (en) * | 2001-08-14 | 2002-05-21 | Xilinx, Inc. | Low-noise common-gate amplifier for wireless communications |
| EP1472734A2 (en) * | 2002-01-24 | 2004-11-03 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Rf amplifier |
| JP2005516515A (ja) * | 2002-02-01 | 2005-06-02 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 半導体増幅器素子用の出力回路 |
| JP4190931B2 (ja) * | 2003-03-28 | 2008-12-03 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
| US7307475B2 (en) * | 2004-05-28 | 2007-12-11 | Ixys Corporation | RF generator with voltage regulator |
| US7327803B2 (en) * | 2004-10-22 | 2008-02-05 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
| CN100389484C (zh) * | 2004-12-30 | 2008-05-21 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 金属氧化物半导体场效应管的参数萃取系统及方法 |
| EP1753011B1 (de) * | 2005-08-13 | 2012-10-03 | HÜTTINGER Elektronik GmbH + Co. KG | Verfahren zur Erzeugung von Ansteuersignalen für HF-Leistungsgeneratoren |
| US8362835B2 (en) | 2006-02-17 | 2013-01-29 | Gradual Tech Software L.L.C. | Decade bandwidth planar MMIC four port transformer |
| US8026775B2 (en) * | 2007-02-20 | 2011-09-27 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Decade bandwidth planar MMIC four port transformer |
| US7683718B2 (en) * | 2006-05-17 | 2010-03-23 | Dishop Steven M | Solid-state RF power amplifier for radio transmitters |
| US8031003B2 (en) | 2006-05-17 | 2011-10-04 | Dishop Steven M | Solid-state RF power amplifier for radio transmitters |
| DE102006052061B4 (de) * | 2006-11-04 | 2009-04-23 | Hüttinger Elektronik Gmbh + Co. Kg | Verfahren zur Ansteuerung von zumindest zwei HF-Leistungsgeneratoren |
| US7777567B2 (en) | 2007-01-25 | 2010-08-17 | Mks Instruments, Inc. | RF power amplifier stability network |
| US7808222B2 (en) * | 2007-10-12 | 2010-10-05 | Monolithic Power Systems, Inc. | Method and apparatus for high performance switch mode voltage regulators |
| TWI501550B (zh) * | 2007-10-12 | 2015-09-21 | Monolithic Power Systems Inc | 用於高性能開關模式電壓調整器的設備和方法 |
| US8044594B2 (en) * | 2008-07-31 | 2011-10-25 | Advanced Energy Industries, Inc. | Power supply ignition system and method |
| US7863986B2 (en) * | 2008-08-11 | 2011-01-04 | Qualcomm Incorporation | Techniques for improving balun loaded-Q |
| US8395078B2 (en) * | 2008-12-05 | 2013-03-12 | Advanced Energy Industries, Inc | Arc recovery with over-voltage protection for plasma-chamber power supplies |
| US7825719B2 (en) * | 2008-12-29 | 2010-11-02 | Advanced Energy Industries, Inc. | System and method for wideband phase-adjustable common excitation |
| EP2790205B1 (en) | 2009-02-17 | 2018-04-04 | Solvix GmbH | A power supply device for plasma processing |
| US8217723B2 (en) * | 2009-11-05 | 2012-07-10 | Texas Instruments Incorporated | Low noise amplifier circuit |
| KR101373658B1 (ko) * | 2009-12-04 | 2014-03-13 | 한국전자통신연구원 | 전력 증폭 장치 |
| US8324973B2 (en) | 2009-12-08 | 2012-12-04 | Black Sand Technologies, Inc. | Low output impedance RF amplifier |
| CN102107040B (zh) | 2009-12-25 | 2013-05-01 | 朝日英达科株式会社 | 导线 |
| US9112508B2 (en) | 2010-06-09 | 2015-08-18 | Broadcom Corporation | Adaptive powered local oscillator generator circuit and related method |
| US8552665B2 (en) | 2010-08-20 | 2013-10-08 | Advanced Energy Industries, Inc. | Proactive arc management of a plasma load |
| US8929844B2 (en) * | 2010-08-30 | 2015-01-06 | Broadcom Corporation | Variable gain control transformer and RF transmitter utilizing same |
| US8862064B2 (en) | 2010-09-24 | 2014-10-14 | Broadcom Corporation | Self-testing transceiver architecture and related method |
| KR101899509B1 (ko) * | 2011-11-11 | 2018-09-20 | 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 | 높은 전력 부가 효율을 갖는 플립칩 선형 전력 증폭기 |
| JP5720545B2 (ja) * | 2011-11-24 | 2015-05-20 | 富士通株式会社 | 電力増幅器 |
| US8981852B2 (en) * | 2012-11-12 | 2015-03-17 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Providing an integrated directional coupler in a power amplifier |
| US9130535B2 (en) | 2012-12-20 | 2015-09-08 | Qualcomm Incorporated | Driver amplifier with asymmetrical T-coil matching network |
| US9276534B2 (en) | 2013-08-28 | 2016-03-01 | Analog Devices, Inc. | High speed amplifier |
| US9276532B2 (en) | 2013-08-28 | 2016-03-01 | Analog Devices, Inc. | High speed amplifier |
| EP3066683B1 (en) * | 2013-11-07 | 2019-04-24 | NXP USA, Inc. | Bond wire arrangement with adjustable losses |
| US9196459B2 (en) | 2014-01-10 | 2015-11-24 | Reno Technologies, Inc. | RF impedance matching network |
| US10455729B2 (en) | 2014-01-10 | 2019-10-22 | Reno Technologies, Inc. | Enclosure cooling system |
| US10431428B2 (en) | 2014-01-10 | 2019-10-01 | Reno Technologies, Inc. | System for providing variable capacitance |
| US9496122B1 (en) | 2014-01-10 | 2016-11-15 | Reno Technologies, Inc. | Electronically variable capacitor and RF matching network incorporating same |
| US9697991B2 (en) | 2014-01-10 | 2017-07-04 | Reno Technologies, Inc. | RF impedance matching network |
| US9755641B1 (en) | 2014-01-10 | 2017-09-05 | Reno Technologies, Inc. | High speed high voltage switching circuit |
| US9865432B1 (en) | 2014-01-10 | 2018-01-09 | Reno Technologies, Inc. | RF impedance matching network |
| US9844127B2 (en) | 2014-01-10 | 2017-12-12 | Reno Technologies, Inc. | High voltage switching circuit |
| EP3140838B1 (en) | 2014-05-05 | 2021-08-25 | 3D Glass Solutions, Inc. | Inductive device in a photo-definable glass structure |
| US9589916B2 (en) * | 2015-02-10 | 2017-03-07 | Infineon Technologies Ag | Inductively coupled transformer with tunable impedance match network |
| CN109120233B (zh) * | 2015-02-15 | 2022-07-01 | 天工方案公司 | 射频放大系统、装置和方法 |
| US11017983B2 (en) | 2015-02-18 | 2021-05-25 | Reno Technologies, Inc. | RF power amplifier |
| US9525412B2 (en) | 2015-02-18 | 2016-12-20 | Reno Technologies, Inc. | Switching circuit |
| US9306533B1 (en) | 2015-02-20 | 2016-04-05 | Reno Technologies, Inc. | RF impedance matching network |
| US10340879B2 (en) | 2015-02-18 | 2019-07-02 | Reno Technologies, Inc. | Switching circuit |
| US9729122B2 (en) | 2015-02-18 | 2017-08-08 | Reno Technologies, Inc. | Switching circuit |
| KR101677711B1 (ko) | 2015-06-02 | 2016-11-21 | 주식회사대성엘텍 | 자동차용 전자기기 장착 조립체 |
| US11342160B2 (en) | 2015-06-29 | 2022-05-24 | Reno Technologies, Inc. | Filter for impedance matching |
| US11081316B2 (en) | 2015-06-29 | 2021-08-03 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching network and method |
| US11335540B2 (en) | 2015-06-29 | 2022-05-17 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching network and method |
| US11150283B2 (en) | 2015-06-29 | 2021-10-19 | Reno Technologies, Inc. | Amplitude and phase detection circuit |
| US10692699B2 (en) | 2015-06-29 | 2020-06-23 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching with restricted capacitor switching |
| US11342161B2 (en) | 2015-06-29 | 2022-05-24 | Reno Technologies, Inc. | Switching circuit with voltage bias |
| US10984986B2 (en) | 2015-06-29 | 2021-04-20 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching network and method |
| DE102015212152B4 (de) | 2015-06-30 | 2018-03-15 | TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG | Nicht lineare Hochfrequenzverstärkeranordnung |
| DE102015212247A1 (de) | 2015-06-30 | 2017-01-05 | TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG | Hochfrequenzverstärkeranordnung |
| US10530301B2 (en) | 2016-04-29 | 2020-01-07 | Weather Detection Systems, Inc. | Fast switched pulsed radio frequency amplifiers |
| TWI695579B (zh) * | 2017-06-08 | 2020-06-01 | 日商村田製作所股份有限公司 | 功率放大電路 |
| PL3648554T3 (pl) | 2017-06-27 | 2021-11-22 | Canon Anelva Corporation | Urządzenie do przetwarzania plazmowego |
| EP3648552B1 (en) | 2017-06-27 | 2022-04-13 | Canon Anelva Corporation | Plasma treatment device |
| CN114666965A (zh) | 2017-06-27 | 2022-06-24 | 佳能安内华股份有限公司 | 等离子体处理装置 |
| PL3648550T3 (pl) * | 2017-06-27 | 2021-11-22 | Canon Anelva Corporation | Urządzenie do przetwarzania plazmowego |
| US11114280B2 (en) | 2017-07-10 | 2021-09-07 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching with multi-level power setpoint |
| US11476091B2 (en) | 2017-07-10 | 2022-10-18 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching network for diagnosing plasma chamber |
| US11289307B2 (en) | 2017-07-10 | 2022-03-29 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching network and method |
| US11101110B2 (en) | 2017-07-10 | 2021-08-24 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching network and method |
| US11398370B2 (en) | 2017-07-10 | 2022-07-26 | Reno Technologies, Inc. | Semiconductor manufacturing using artificial intelligence |
| US11393659B2 (en) | 2017-07-10 | 2022-07-19 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching network and method |
| US10727029B2 (en) | 2017-07-10 | 2020-07-28 | Reno Technologies, Inc | Impedance matching using independent capacitance and frequency control |
| US11521833B2 (en) | 2017-07-10 | 2022-12-06 | Reno Technologies, Inc. | Combined RF generator and RF solid-state matching network |
| US10483090B2 (en) | 2017-07-10 | 2019-11-19 | Reno Technologies, Inc. | Restricted capacitor switching |
| US10714314B1 (en) | 2017-07-10 | 2020-07-14 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching network and method |
| US11315758B2 (en) | 2017-07-10 | 2022-04-26 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching using electronically variable capacitance and frequency considerations |
| WO2019118761A1 (en) | 2017-12-15 | 2019-06-20 | 3D Glass Solutions, Inc. | Coupled transmission line resonate rf filter |
| TWI669912B (zh) * | 2018-02-02 | 2019-08-21 | 國立交通大學 | 無線收發裝置 |
| WO2020003557A1 (ja) | 2018-06-26 | 2020-01-02 | キヤノンアネルバ株式会社 | プラズマ処理装置、プラズマ処理方法、プログラムおよびメモリ媒体 |
| CN108736847B (zh) * | 2018-07-24 | 2023-09-01 | 成都嘉纳海威科技有限责任公司 | 基于精确谐振回路控制的高效率逆d类堆叠功率放大器 |
| US10720305B2 (en) * | 2018-12-21 | 2020-07-21 | Advanced Energy Industries, Inc. | Plasma delivery system for modulated plasma systems |
| US11804362B2 (en) * | 2018-12-21 | 2023-10-31 | Advanced Energy Industries, Inc. | Frequency tuning for modulated plasma systems |
| US11515123B2 (en) | 2018-12-21 | 2022-11-29 | Advanced Energy Industries, Inc. | Apparatus and system for modulated plasma systems |
| CA3172853A1 (en) | 2019-04-05 | 2020-10-08 | 3D Glass Solutions, Inc. | Glass based empty substrate integrated waveguide devices |
| US11521831B2 (en) | 2019-05-21 | 2022-12-06 | Reno Technologies, Inc. | Impedance matching network and method with reduced memory requirements |
| CA3177603C (en) | 2020-04-17 | 2024-01-09 | 3D Glass Solutions, Inc. | Broadband induction |
| JP2022159093A (ja) * | 2021-03-31 | 2022-10-17 | スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド | 利得変動が低減される電力増幅 |
| WO2023034600A1 (en) * | 2021-09-03 | 2023-03-09 | 3D Glass Solutions, Inc. | Power amplifier system in a package |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5373070A (en) * | 1976-12-13 | 1978-06-29 | Debitsudo Marii Dankan | Hf amplifying stage having input std transition and output matching function |
| JPS55104818U (ja) * | 1979-01-16 | 1980-07-22 | ||
| JPS59148405A (ja) * | 1983-02-14 | 1984-08-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 平衡不平衡変換器 |
| JPH01280908A (ja) * | 1988-05-07 | 1989-11-13 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波混成集積回路 |
| US5726603A (en) * | 1994-07-14 | 1998-03-10 | Eni Technologies, Inc. | Linear RF power amplifier |
Family Cites Families (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3714597A (en) * | 1970-09-04 | 1973-01-30 | Motorola Inc | Broadband power amplifier with multiple stages connected by balun transformers |
| US4112386A (en) * | 1977-02-14 | 1978-09-05 | Jerrold Electronics Corp. | Modular radio frequency amplifier having a gain variable by external passive component selection |
| FR2412198A1 (fr) * | 1977-12-19 | 1979-07-13 | Thomson Csf | Etage d'entree de recepteur protege contre des brouilleurs et recepteur utilisant un tel etage |
| JPS54118758A (en) * | 1978-03-08 | 1979-09-14 | Nec Corp | Negative feedbak amplifier |
| US4692789A (en) * | 1982-07-23 | 1987-09-08 | Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho | Semiconductor apparatus |
| JPS5934706A (ja) * | 1982-08-20 | 1984-02-25 | Toshiba Corp | 電力増幅回路 |
| CA1190607A (en) * | 1983-05-31 | 1985-07-16 | Stephen G. Harman | Signal cuber |
| US4531101A (en) * | 1984-08-22 | 1985-07-23 | Pasar, Inc. | High-frequency amplifier with enhanced gain from use of the Miller effect capacitance |
| US4647867A (en) * | 1985-12-16 | 1987-03-03 | Gte Laboratories Incorporated | High-frequency, high-gain, push-pull amplifier circuit |
| US4797630A (en) * | 1986-04-01 | 1989-01-10 | Brown Albert W | Two stage push-pull MOSFET power amplifier |
| US4667144A (en) * | 1986-06-03 | 1987-05-19 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | High frequency, high voltage MOSFET isolation amplifier |
| DE3805921A1 (de) * | 1988-02-25 | 1989-09-07 | Flachenecker Gerhard | Hochfrequenz-leistungsgenerator |
| JPH01269305A (ja) * | 1988-04-21 | 1989-10-26 | Matsushita Electron Corp | 半導体装置 |
| US5010304A (en) * | 1989-11-03 | 1991-04-23 | General Electric Company | Cryogenically-cooled radio-frequency power amplifier |
| JP2501567Y2 (ja) * | 1990-02-21 | 1996-06-19 | 株式会社富士通ゼネラル | 受像機 |
| US5187580A (en) * | 1991-02-04 | 1993-02-16 | Advanced Energy Industries, Inc. | High power switch-mode radio frequency amplifier method and apparatus |
| US5325258A (en) * | 1992-08-26 | 1994-06-28 | International Rectifier Corporation | Power transistor driver circuit with current sensing and current overprotection and method for protecting power transistor from overcurrent |
| JPH08501425A (ja) * | 1992-09-15 | 1996-02-13 | アナロジック コーポレーション | 高電力ソリッドステートｒｆ増幅器 |
| US5657218A (en) * | 1994-09-07 | 1997-08-12 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | Switch mode power supply circuit |
| US5608353A (en) * | 1995-03-29 | 1997-03-04 | Rf Micro Devices, Inc. | HBT power amplifier |
| JP2758889B2 (ja) * | 1996-07-12 | 1998-05-28 | 福島日本電気株式会社 | １チップ形ローパスフィルタ |
| JPH1083998A (ja) * | 1996-09-09 | 1998-03-31 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
-
1998
- 1998-07-22 US US09/121,136 patent/US6046641A/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-07-22 JP JP20804299A patent/JP4567119B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1999-07-22 EP EP99305818A patent/EP0975089A3/en not_active Withdrawn
- 1999-07-22 KR KR1019990029821A patent/KR20000011902A/ko not_active Application Discontinuation
- 1999-10-01 TW TW088112486A patent/TW441165B/zh not_active IP Right Cessation
-
2010
- 2010-01-08 JP JP2010002983A patent/JP2010093858A/ja active Pending
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5373070A (en) * | 1976-12-13 | 1978-06-29 | Debitsudo Marii Dankan | Hf amplifying stage having input std transition and output matching function |
| JPS55104818U (ja) * | 1979-01-16 | 1980-07-22 | ||
| JPS59148405A (ja) * | 1983-02-14 | 1984-08-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 平衡不平衡変換器 |
| JPH01280908A (ja) * | 1988-05-07 | 1989-11-13 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波混成集積回路 |
| US5726603A (en) * | 1994-07-14 | 1998-03-10 | Eni Technologies, Inc. | Linear RF power amplifier |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006521748A (ja) * | 2003-03-28 | 2006-09-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 増幅器における帰還キャパシタンスの中和 |
| JP2008219699A (ja) * | 2007-03-07 | 2008-09-18 | Hitachi Metals Ltd | 低雑音増幅器回路、高周波回路、高周波部品及び通信装置 |
| JP2014057295A (ja) * | 2012-07-27 | 2014-03-27 | Mks Instruments Inc | 周波数に基づいた出力変圧器インピーダンスバランシングを有する広帯域ａｆｔ電力増幅器システム |
| JP2014045337A (ja) * | 2012-08-27 | 2014-03-13 | Toshiba Corp | 電力増幅装置及び送信機 |
| US9172340B2 (en) | 2012-08-27 | 2015-10-27 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power amplifying apparatus for amplifying power and transmitter for transmitting signal by amplifying power |
| JP2014197829A (ja) * | 2013-03-07 | 2014-10-16 | 株式会社東芝 | 電力増幅装置及び送信機 |
| US9143103B2 (en) | 2013-03-07 | 2015-09-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power amplifying device and transmitter |
| WO2016203512A1 (ja) * | 2015-06-15 | 2016-12-22 | 株式会社日立国際電気 | 電力増幅器及び無線送信器 |
| JPWO2016203512A1 (ja) * | 2015-06-15 | 2018-03-01 | 株式会社日立国際電気 | 電力増幅器及び無線送信器 |
| US10243525B2 (en) | 2015-06-15 | 2019-03-26 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Power amplifier and radio transmitter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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