JP4567119B2

JP4567119B2 - 高出力無線周波増幅器及び無線周波増幅回路

Info

Publication number: JP4567119B2
Application number: JP20804299A
Authority: JP
Inventors: ケー．チャウラヨジェンドラ; エー．コバートクレイグ
Original assignee: エムケーエスインストゥルメンツ，インコーポレイティド
Priority date: 1998-07-22
Filing date: 1999-07-22
Publication date: 2010-10-20
Anticipated expiration: 2019-07-22
Also published as: JP2010093858A; KR20000011902A; JP2000059152A; EP0975089A2; TW441165B; US6046641A; EP0975089A3

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は並列ＨＶＭＯＳＦＥＴ電力安定増幅器、特に半導体プラズマ処理アプリケーションで利用されるような高出力無線周波増幅器に関する。本発明はより詳しく言うと、高電圧大型ダイ・キロワット電力トランジスタを利用する高出力増幅器に関する。本発明はまた、無線通信及び誘導加熱といった他の無線周波アプリケーションにも応用できる。
【０００２】
【従来の技術】
通常の無線周波プラズマ発生装置では、高出力無線周波発生源がプリセット周波数、すなわち１３．５６ＭＨｚの無線周波波動を発生し、これは出力導管に沿ってプラズマ・チャンバに供給される。無線周波出力はまた、通常固定された、周知のインピーダンス、例えば５０オームで提供される。無線周波ドライブ信号が発生し電力増幅器に供給されて、それが望ましい出力レベル、例えば１．２５ＫＷ、２．５ＫＷ、５ＫＷ、１０ＫＷ等の無線周波波動を提供する。アプリケーションによって、波動は２．０ＭＨｚ、４．０ＭＨｚ、２７．１２ＭＨｚまたは４０．６８ＭＨｚといった別の周波数でも提供される。
【０００３】
従来のプラズマ発生器無線周波電力増幅器は、４０〜５０ボルトの動作電圧（すなわち、Ｖ_CEまたはＶ_DS）で、無線周波バイポーラまたは無線周波ＭＯＳＦＥＴトランジスタを利用していた。こうした半導体素子は１００〜１５０ボルトの降伏電圧（Ｖ_CEOまたはＶ_DSS）を有する。こうした無線周波増幅器用のバイポーラ・トランジスタは、通常１個当たり約＄５０の費用でＭｏｔｏｒｏｌａＭＲＦ４４８、ＣＦＳＴｈｏｍｓｏｎＴＨ４３０、ＧＨｚＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＳ２００またはＰｈｉｌｉｐｓＢＬＷ９６として市販されている。２．５ＫＷ増幅器は通常、各プッシュプル・ペアの順方向相及び逆方向相の各々について１つのトランジスタを有する、一体的並列の８つのプッシュプル・ペア（合計１６トランジスタ）を利用する。低電圧無線周波バイポーラまたは無線周波ＭＯＳＦＥＴは、プラズマに適用した場合、非常に良好な信頼性及び性能を達成した。約４５ボルト・レールで動作する、この構成の通常の増幅器は、特定のシステム設定の影響をかなり受けにくくなっており、所望のアプリケーションのためのプラズマを点火及び保持する能力といった大きな機器インタフェースの問題がなく、非常に使いやすいものになっている。
【０００４】
最近、無線周波電力増幅器設計者の間で、低電圧無線周波バイポーラまたは無線周波ＭＯＳＦＥＴトランジスタの代わりに高電圧ＭＯＳＦＥＴを使用することが研究された。これは、例えば１９９８年３月１０日付与された米国特許第５，７２６，６０３号で説明されている。もともとスイッチ・モード電源での使用を目的とする高電圧ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、高いドレイン−ソース降伏電圧Ｖ_DSS、接合部−ケース間の低い熱抵抗Ｒθ_JC、及びドレイン−ソース間の低いオン抵抗Ｒ_DS-ONを有する。こうしたトランジスタは、高い利得帯域幅積Ｆ_Tで、例えば１００，０００平方ミルといったかなり大型のダイとして形成される。
こうした大型ダイは、ソース及びゲートのボンド・ワイヤを最小にした、大型単一チップ・トランジスタとして設計されるが、これは多数のエミッタ（ソース）およびベース（ゲート）のボンド・ワイヤを伴う多数の小型セルとして設計される低電圧無線周波バイポーラ及びＭＯＳＦＥＴダイと異なっている。高電圧、大型ダイ設計によって高電圧ＭＯＳＦＥＴトランジスタは大量生産にいっそう適したものになるが、これはスイッチ・モード市場で必要とされている。このためパッケージされたトランジスタの費用は低下し、標準ＴＯ−２４７パッケージの１ＫＶ降伏電圧（Ｖ_DSS）素子の場合、通常約＄１７以下となる。こうした素子に基づく増幅器は、直流１６０ボルト動作の場合、１３．５６ＭＨｚ、出力３５０ワットで、約１５〜１６ｄＢの電力利得を達成できる。様々なＶＳＷＲ負荷での実際の安定利得は使用される回路トポロジーに依存し、素子製造業者によるが１２〜１３ｄＢの範囲である。半導体プラズマプロセス機器産業は現在低コストでより小型のプラズマ発生器を要求しているが、これは工場で利用可能な設置占有場所が小さく、現在は製造スペースが貴重なためである。表面実装技術及び改良形冷却方法を使用する、革新的な回路トポロジーによる高電圧ＭＯＳＦＥＴが、この課題を満たす可能な解決法を提示すると考えられた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
既存の機器、すなわち低電圧無線周波バイポーラ・トランジスタによる増幅器の設計の動作信頼性を維持するかあるいは越える、何らかの無線周波電力増幅器が必要である。スイッチ・モード回路トポロジーでの高電圧スイッチングＭＯＳＦＥＴトランジスタの使用の他に、主要な可能性には無線周波回路トポロジーと共に高電圧スイッチングＭＯＳＦＥＴトランジスタを使用することが含まれる。
【０００６】
最近数年間、スイッチ・モード電源アプリケーション用の改良型高電圧ＭＯＳＦＥＴトランジスタが開発された。こうした素子の性能は、ドレイン−ソース降伏電圧Ｖ_DSS、ドレイン−ソース間オン状態抵抗Ｒ_DS-ON、接合部−ケース間熱抵抗Ｒθ_JC、合計ゲート電荷Ｑ_q、及び変化ｄＶ／ｄｔのドレイン−ソース間電圧比に関して徐々に改善された。現在の到達水準は、米国特許第５，７２６，６０３号の背景及び開示によって表されている。
【０００７】
本発明の目的は、従来技術の欠点を回避し、小型で効率的なパッケージから無線周波電力を供給する高出力無線周波増幅器を提供することである。
より詳細な目的は、プラズマアプリケーションに固有の出力サイクリングから誘発される熱応力に増幅器構成部品が耐えられるように、優れた放熱及びエネルギー供給特性を無線周波電力発生器に提供することである。
【０００８】
本発明の詳細な目的は、所定の多数ダイ・トランジスタ素子の各ダイについて改善された接合部温度を達成することである。
本発明の別の目的は、平衡プッシュプル動作を達成し、増幅器で利用される多数のトランジスタ・ダイ間の優れた熱平衡を経験する高出力トランジスタ増幅器を提供することである。
【０００９】
本発明のより詳細な目的は、所定の多数ダイ・トランジスタ素子のダイ間の改善された接合部温度トラッキングを達成することである。
本発明の別の目的は、広い出力ダイナミックレンジにわたって広範囲の負荷電圧定在波比（ＶＳＷＲ）でのトランジスタ・ダイ間の出力平衡及び熱平衡を改善することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の態様によれば、所定の周波数帯で無線周波電力を増幅する高出力プッシュプル無線周波増幅器が提供される。ドライブ信号は無線周波入力端子に印加され、増幅無線周波電力波動が無線周波出力端子に供給される。電源は、多数ダイ電力トランジスタ、すなわち第１及び第２のキロワット電力トランジスタ素子（すなわちＫＰＴ）のための直流電源電圧（−Ｖ_S）を提供する。こうしたＫＰＴ素子は、例えば放熱及び接地された銅板といった熱及び電気伝導性フランジと、例えば４つの半導体ダイから形成される多数チップ・アレーとを有する。各半導体ダイは平坦な下面を有し、ドレイン領域はその下面の大部分の上に形成され、ソース及びゲート領域はそれぞれこの平坦な下面から離れたダイの一部の上に形成される。ダイのドレインは、フランジと直接熱的及び電気的に接触するようにフランジの上に設置される。すなわち、フランジは関連するダイに対してドレイン端子及びヒートシンクの役目を果たす。
【００１１】
無線周波入力端子に結合された第１のスプリッタ（平衡不平衡変成器）手段は、無線周波入力ドライブ信号を第１のＫＰＴに供給される順方向相部分と、第２のＫＰＴに供給される逆方向相部分とに分割する。第２のスプリッタ手段は、ドライブ信号の順方向相部分を、前記第１のキロワット電力トランジスタ素子のゲートに供給される４つの絶縁信号に分割する。第３のスプリッタ手段は、逆方向相部分を４つの絶縁信号に分割し、第２のＫＰＴの対応するゲートに供給する。
この第１のＫＰＴの４つの半導体ダイの各々は、この第２のスプリッタ手段の関連する出力に無線周波結合される対応するゲート−ソース入力回路と共に構成される。このゲート−ソース入力回路はスプリッタ手段及び接地から直流絶縁されるので、第１のＫＰＴのフランジ（及びドレイン）に対して浮いている。第２のＫＰＴの各半導体ダイも同様に、第３のスプリッタ手段の関連する出力に無線周波結合されかつ直流絶縁されているが第２のＫＰＴのフランジに対して浮いている対応するゲート−ソース入力回路を有する。結合器手段は第１及び第２のＫＰＴのソースに結合された入力を有し、それらからの増幅無線周波出力を結合する。次に結合器手段は結合出力を無線周波出力端子に供給する。無線周波増幅器にはまた、キロワット電力トランジスタ素子のソースを直流ソース電圧の電源に接続するフィルタ手段が含まれる。このフィルタ手段には、増幅無線周波信号を直流電圧電源から阻止するチョーク手段と、帯域内及び帯域外両方の無線周波エネルギーをバイパスする無線周波シャント手段とが含まれる。
【００１２】
本発明の別の態様によれば、高出力接地ドレイン共通ソース無線周波増幅回路は、入力端子、直流電圧電源、出力回路及び、高出力高電圧大型チップ・トランジスタ、すなわちＫＰＴのトランジスタ・ダイ要素を備える。この場合トランジスタ素子すなわちＫＰＴには、上面を有する熱及び電気伝導性フランジと、下面を有する半導体トランジスタ・ダイとが含まれる。ダイのドレインは前記下面の主要部分の上に形成され、ドレインは直接フランジと電気的かつ熱的に接触する。ソース及びゲートは平坦な下面から離れたダイの上に形成される。増幅器出力回路はソースに結合される。直流絶縁入力段が入力端子とゲートとの間、すなわちゲートとソースとの間に無線周波結合され、フランジ及びドレインに対して浮いている。入力段には、入力端子に接続された１次巻線と、それぞれゲートとソースに結合された第１及び第２の端部を有する絶縁２次巻線とを有する絶縁変圧器が含まれる。好適には、出力回路には、所定の無線周波周波数帯の無線周波信号を通過させる直流阻止出力段が含まれる。また好適には、トランジスタ・ソースを直流ソース電圧の電源（−Ｖ_S）に結合する無線周波阻止直流給電段が存在する。この給電段にはソースに現れる帯域内及び帯域外両方の無線周波信号をバイパスする無線周波シャント手段が含まれる。また、入力段には好適には２次巻線の第１の端部とゲートとの間の低い値の抵抗（１〜２オーム）が含まれ、トランジスタの利得を制限する。必要に応じて、この抵抗と並列のバイパス・コンデンサが存在し、帯域内利得を調整することがある。半導体ダイは、ソースとゲートの間に、例えば５．５６オームといった入力インピーダンスを有し、直列抵抗は入力インピーダンスよりかなり低い、例えばその１０〜２０％の抵抗値を有する。ドレイン−ゲート帰還回路は変圧器２次巻線の第１の端部に結合され、ドレインに接地される。ドレイン−ゲート帰還回路には好適には、直列に接続された抵抗とコンデンサが含まれる。ゲート−ソース帰路抵抗がソースとゲートとの間に配置され、入力インピーダンスと比較して非常に大きな抵抗値を有する（３５〜４０ＫΩ）。入力段にはまた、ゲートとソースとの間の直列のコンデンサ及び抵抗から形成されたゲート−ソース終端回路が含まれる。
【００１３】
トランジスタ素子、すなわちキロワット電力トランジスタ（ＫＰＴ）は、高電圧ＭＯＳＦＥＴハイブリッド素子である。好適には本発明の無線周波増幅器で利用されるこの素子は、１９９７年１０月２４日出願され、共通の譲受人を有する、同時係属米国特許出願第０８／９５７，１００号で詳細に説明されている。この特許出願の開示は引用によって本明細書の記載に組み込む。
【００１４】
電力増幅段でこうしたＫＰＴの４つのプッシュプル・ペア、すなわち合計８つのＫＰＴを利用する１０ＫＷ無線周波電力発生器が構成される。各ＫＰＴは４つの高電圧ＭＯＳＦＥＴダイを有し、それらのドレインは熱スプレッダの役目を果たす下の銅板に直接接続される。各ダイと銅板との間にモリブデンのタブが存在し、出力サイクリング中、すなわち、発生器が無線周波出力オンオフ・サイクルを行う時、銅とシリコンとの熱膨張係数の差からダイを保護する。８つのＫＰＴはすべて、通常、コールドプレートと呼ばれる水冷銅ヒートシンクに設置される。接地ドレイン／共通ソース構成で素子が過励振「Ｃ」級モードで動作する時、２つのＫＰＴの各プッシュプル・ペアは約３ＫＷの無線周波出力電力を供給する。この構成は、ドレイン領域と銅スプレッダ・プレートとの間の従来の絶縁体境界面（通常ＢｅＯ）を除去することで熱設計を改善する。これはまた、４つのドレインすべて、すなわちそれぞれのダイのドレインも直接グランドに接続されるということを意味する。
【００１５】
プッシュプル・ペアの各半分（各ＫＰＴ）の４つのソースは直接並列接続される。プッシュプル・ペアの各半分の４つのゲートすべては絶縁変圧器によってインピーダンス整合（昇圧）され、並列接続される。これは、出力電力ダイナミックレンジ全体にわたりプラズマプロセスで遭遇しうる様々な負荷ＶＳＷＲで所定のＫＰＴの４つのダイ間の接合部温度トラッキングを大きく改善する。すべての負荷ＶＳＷＲ条件で、ダイナミックレンジ全体にわたって無条件の安定性を達成するため、各ＭＯＳＦＥＴダイについてバイパスされないかまたは部分的にバイパスされた高電力直列ゲート抵抗を使用することが推奨される。
【００１６】
結合出力の後低域通過フィルタの入力の高域通過フィルタ回路網によって、散逸高調波終端が提供される。これはゲート−ソース間の差動電圧を下げ、各ＭＯＳＦＥＴダイについてゲート−ソース電圧を指定された限度（±３０Ｖ）以内に保持する。
本発明の上記及び他の多くの目的、特徴及び利点は、添付の図面と共に検討される以下の好適な実施例の詳細な説明からより完全に認識されるだろう。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図面、特にはじめに図１を参照すると、シングルエンド無線周波増幅回路が、接地ドレイン／共通ソース・トランジスタ増幅器として、「Ｃ」級動作用に構成される。この増幅器は単一チップまたは単一ダイＭＯＳＦＥＴ電力トランジスタＱ１を利用する。しかし、このトランジスタＱ１は多数チップＫＰＴの各ダイを表すこともでき、関連回路の利点及び動作を説明するために提供される。トランジスタＱ１は、フランジと接触することで接地に接続されたドレイン端子Ｄと、ゲートＧ及びソースＳのための独立した端子とを有する。
【００１８】
ここで増幅器は、所定の周波数すなわち１３．５６ＭＨｚ、３５０ワットの出力レベル、及び例えば５０Ωという所定の出力インピーダンスで、無線周波電力を提供することを目的とする。この回路は−１６０ボルト直流ソース電圧で動作し、無線周波電力利得は約１３ｄＢである。負荷線は３２Ω（ドレイン−ソース）に設定され、ゲート−ソース差動インピーダンスは５．５６Ωである。１３．５６ＭＨｚドライブ信号は、ここでは２２ワットの電力と５０Ωの入力インピーダンスとでシングルエンド入力端子ＲＦ_INに印加される。入力コンデンサＣ１は入力誘導性リアクタンスを補償する。絶縁変圧器Ｔ１は、入力端子と接地の間に接続された１次巻線と、１つの端部がトランジスタＱ１のゲートＧに結合されもう１つの端部がソースＳに接続された２次巻線とを有する。変圧器Ｔ１は３：１の巻線比を有し、５０Ωの入力インピーダンスを５．５６Ωのゲート−ソース差動インピーダンスに整合する。直列ゲート抵抗Ｒ１が変圧器２次巻線の１つの端部とゲートＧの間に含まれ、広範囲のＶＳＷＲにわたって動作安定性を改善する。これは高電力抵抗で、抵抗値が約１〜２Ωである。ドレイン−ゲート帰還回路は、ドレインＤ（すなわち接地）と変圧器Ｔ１の２次巻線の１つの端部との間に直列に接続された抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２から形成される。この帰還回路は入力−出力ＶＳＷＲについて最適化され、高ＶＳＷＲでの安定な動作を提供する。コンデンサＣ２は直流阻止機能を果たし、抵抗Ｒ２の値は、ゲート−ソース・インピーダンス（ここでは例えば５．５６Ω）とドレイン−ソース・インピーダンス（ここでは例えば３２Ω）、電力利得、及び様々な負荷ＶＳＷＲでの安定性の要求に依存する。
【００１９】
抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３の直列の組合せは、高ＶＳＷＲでの安定な動作のためのゲート−ソース無線周波終端を提供する。コンデンサＣ３は、直流バイアスが使用されている場合（これは後の実施例で論じられる）直流阻止コンデンサの役目を果たす。抵抗Ｒ３の値は予想ＶＳＷＲと無線周波利得について最適化されている。抵抗Ｒ４は、変圧器Ｔ１がない場合直流安定性のためゲート−ソース帰路を提供する。この抵抗は、ゲート−ソース・インピーダンスに対して非常に大きな値を有する（３５〜４０ＫＷ）。
【００２０】
必要に応じてバイパス・コンデンサＣ４が抵抗Ｒ１と並列に配置される。コンデンサの数値は所望の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）をバイパスするように選択されるので、帯域外エネルギーについてだけ利得が減少する。しかし、多くのプラズマアプリケーションの場合、コンデンサＣ４は、所望の周波数で十分な利得が得られる場合好適には省略される。
【００２１】
無線周波出力回路網Ｎ_OUTはインダクタＬ１及びコンデンサＣ５を有し、その接合部がソースＳに結合される。インダクタ−コンデンサの組合せＬ１−Ｃ６は、トランジスタＱ１の出力容量を調整して外す共振器を形成する。コンデンサＣ５は１３．５６ＭＨｚ出力波を出力端子ＲＦ_OUTに伝える。出力変圧器Ｔ５がコンデンサＣ５と出力端子との間に挿入され、ドレイン−ソース・インピーダンス（３２Ω）を出力インピーダンス（５０Ω）に整合する。ここでは変圧器Ｔ５は４：５の巻線比を有する。
【００２２】
図２は、従来の非接地ドレインを利用する以外は、図１のものと同様の回路を示す。この回路は比較の目的で提案される。図１と同様の構成要素は同じ参照符号で識別される。図２で表される回路は「Ｃ」級接地ソース増幅器用シングルエンド回路である。接地ソースＭＯＳＦＥＴ回路は通常のものであり無線周波プラズマ発生で使用されることが多い。この回路はダイナミックレンジ全体にわたる様々な負荷ＶＳＷＲでの安定動作のために構成される。ここでは、トランジスタＱ１は普通、低レベルＭＯＳＦＥＴであり、ダイと伝導性フランジとの間、すなわちドレインとヒートシンクとの間に配置されたＢｅＯ絶縁体を伴う。しかし、本発明と比較する目的で、トランジスタＱ１はドレインとヒートシンクとの間のＢｅＯ絶縁体を伴う高電圧ＭＯＳＦＥＴであると考えられる。この回路は、この例では＋１６０Ｖが印加された直流ドレイン電源電圧（＋ＶＤ）で動作し、この例では、１５ｄＢの電力利得と約７０％のドレイン効率で、１３．５６ＭＨｚの３５０ワット無線周波出力を供給する。回路の入力及び出力インピーダンスはどちらも５０オームに設定されている。３２Ωの負荷線（ドレイン−ソース間）が存在する。ゲートとソースとの間のインピーダンスは５．５６Ωである。図１の実施例のように、抵抗Ｒ４は変圧器Ｔ１がない場合ゲート−ソース帰路を提供し、直流安定性の確立を助ける。抵抗−コンデンサの組合せＲ３−Ｃ３は、高ＶＳＷＲでの安定動作のためのゲート−ソース無線周波終端を提供する。コンデンサＣ３は、直流バイアスが使用される場合の直流阻止コンデンサである。Ｒ３の値は高ＶＳＷＲと望ましい無線周波利得での安定動作のために最適化されている。
【００２３】
抵抗−コンデンサの組合せＲ１−Ｃ４は、帯域内利得を調整し帯域外の低周波数利得を低減する直列ゲート入力抵抗を提供し、異なった出力レベルにわたる様々な負荷での安定な動作を達成する。コンデンサＣ４の値は普通、必要な無線周波利得について、この例では１３．５６ＭＨｚである所望の周波数をバイパスするよう選択される。
【００２４】
抵抗−コンデンサの組合せＲ２−Ｃ２はドレイン−ゲート帰還を提供し、コンデンサＣ２は直流阻止コンデンサの役目を果たす。帰還抵抗Ｒ２の値はゲート−ソース・インピーダンス（例えば５．５６Ω）、ドレイン−ソース・インピーダンス（例えば負荷線＝３２Ω）及び電力利得に依存する。さらに、抵抗Ｒ２の値は入力−出力ＶＳＷＲと高ＶＳＷＲでの安定動作のために最適化されている。
直流給電ネットが直流電圧電源とドレイン端子Ｄとの間に接続される。直流給電ネットでは、インダクタ−コンデンサの組合せＬ１−Ｃ６が、ＭＯＳＦＥＴＱ１の出力容量を調整して外す共振器を形成する。インダクタＬ１は約０．５μＨのインダクタンスを有する。コンデンサＣ６は、０．１〜０．４７μＦであり、無線周波エネルギーをグランドに戻し、ドレイン−ソース出力静電容量を介して循環電流ループを形成する。インダクタＬ１は、所定のドレイン電源電圧Ｖ_D（ここでは例えば＋１６０Ｖ）で動作するため、所望の出力（３５０ワット）でのドレイン効率について最適化されている。直流給電ネットでは、インダクタＬ２は無線周波チョークであり、コンデンサＣ７は無線周波バイパス・コンデンサ（例えば０．２２μＦセラミック・コンデンサ）であり、Ｃ８は低周波数バイパス・コンデンサ（例えば２２μＦ電解コンデンサ）である。感知抵抗Ｒ５が入力直流電流の測定のために使用され、低い固定された抵抗値（例えば０．０１Ω）を有する。Ｒ６はブリード抵抗で、ＭＯＳＦＥＴの保護と作業員の安全という２つの目的のため、ドレイン端子に蓄積された電荷を放電する。
【００２５】
ここで、無線周波出力回路網がトランジスタＱ１のドレイン端子に接続される。出力回路網では、コンデンサＣ５は直流阻止コンデンサである。変圧器Ｔ２は出力無線周波変圧器であり、３２Ωのドレイン−ソース・インピーダンスを５０Ωの出力インピーダンスに整合する巻線比を有する。
トランジスタ・ドレインはヒートシンク及びフランジから絶縁されているので、トランジスタ毎の出力は図１の増幅器と比較していくらか削減される。さらに、多重並列増幅器配置では、それぞれの増幅器ＭＯＳＦＥＴのダイは、ＢｅＯ絶縁体が存在するため異なった熱負荷を有する。前に言及したように、図２の図面は比較用の接地ソース回路を示すためにだけ提案されたが、実際には、プラズマアプリケーションに関連する望ましい出力電力レベルと温度サイクリングを得るためにこの回路で使用するのに適した大面積、高電圧ＭＯＳＦＥＴは存在しない。
【００２６】
図３は、接地ドレイン／共通ソース動作のためのシングルエンド回路を示す。
この回路は大部分の態様において上記で図１に関連して説明されたものと同様であり、同じ構成要素は同様の参照符号によって識別される。この回路は「Ａ」級動作または「ＡＢ」級動作のために構成され、１．２５ＫＷ、２．５ＫＷ、５ＫＷ及び１０ＫＷ無線周波発生器システムのＡＢ級プッシュプル・ドライバ段の基礎の役目を果たす。ここでは、トランジスタＱ１は図１のような高電圧ＭＯＳＦＥＴであり、電気的特性は図１の対応するＭＯＳＦＥＴについて説明されたのと同様である。厳密なトランジスタの選択は無線周波出力と利得の要求とに依存する。図１の実施例との主な差は、直流バイアスを印加する追加構成要素の使用に関係がある。ここでは、直流及び無線周波両方の安定性のため、ソース端子と直列の、小さい値の抵抗Ｒ７（０．５〜１Ω）が存在する。出力はソース抵抗Ｒ７の後得られる。ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１のバイアスはいくつかの方法の何れかで達成されるが、ここではその１つが示される。この実施例で例示されるアプローチは、１８ボルト浮動直流電源（図示せず）の使用によるものである。電源はこのアプリケーションのために必要な回路構成要素によってゲート入力とソース帰路との間に接続される。接地ソースＭＯＳＦＥＴ回路で使用されるかなり簡単なバイアス構成を考えると、接地ドレイン無線周波ＭＯＳＦＥＴをバイアスする回路は、取るに足らないものでも、いかなる意味でも自明のものでないことがここで観察されるだろう。例示されるように、バイアス回路網は、ソース帰路及びゲート入力の両方に存在する大きな無線周波電圧変動のため、ある程度大規模な構成部品である。
【００２７】
ここでは、増幅器の入力インピーダンス及び出力インピーダンスはどちらも５０Ωに設定される。負荷線も５０Ω、ソース−接地間に設定される。ゲートとソースとの間の差動インピーダンスは１２．５Ωである。ソース帰路とゲート端子との両方は、変圧器Ｔ１の２次巻線と抵抗Ｒ４とを介して−１６０ボルトの直流電位である点に注目すべきである。バイアス回路の複雑さは、絶えず変動するソース電圧レベルが存在する場合、ソース及びゲート端子間の差動電圧に対応するインピーダンスの必要から生じる。
【００２８】
前の実施例と同様、抵抗Ｒ４は直流安定性及び保護のためのゲート−ソース直流帰路またはプルアップとして提供される。この抵抗Ｒ４は、変圧器Ｔ１の２次巻線を経由する直流経路が破損した場合、過度のゲート−ソース差動直流電圧からＭＯＳＦＥＴＱ１を保護する。
抵抗−コンデンサの組合せＲ３−Ｃ３は動作のダイナミックレンジ全体にわたる高いＶＳＷＲのもとでの安定な動作のためゲート−ソース終端を提供する。コンデンサＣ３は直流阻止コンデンサであり、抵抗Ｒ３は安定性及び無線周波利得について最適化される。抵抗Ｒ１は約２Ωの値を有する直列ゲート入力抵抗で、ダイナミックレンジ全体にわたる高ＶＳＷＲでの動作安定性のために必要である。この実施例では抵抗Ｒ１はコンデンサＣ４によってバイパスされ、このコンデンサＣ４の値は、約０．５〜１Ωである所定の値のソース抵抗Ｒ７に関する無線周波利得と安定性について最適化される。
【００２９】
抵抗−コンデンサの組合せＲ２−Ｃ２はドレイン−ゲート帰還を提供し、直流阻止のために利用されるコンデンサＣ２を伴う。抵抗Ｒ２の抵抗値は、はじめに通常の入力及び出力インピーダンスと無線周波電力利得について選択される。抵抗Ｒ２はやはりダイナミックレンジ全体にわたる高ＶＳＷＲでの安定性について最適化される。ソース電源回路網では、インダクタ−コンデンサの組合せＬ１−Ｃ６は共振器の役目を果たし、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース−ドレイン出力容量を調整して外す。コンデンサＣ６は直流阻止の役目を果たし、また無線周波信号をシャントする無線周波接地帰路を提供する。
【００３０】
ここではまた、例えば２００Ｖで約１μＦの直流阻止コンデンサＣ９も示される。安定化抵抗Ｒ７が、ソースＳと変圧器Ｔ１の２次巻線の第２の端部への帰路の間に直列に配置される。この抵抗は好適には０．５〜１Ω、２５ワットの抵抗でフランジに設置される。
出力信号は直列ソース抵抗Ｒ７の後、直流阻止コンデンサＣ５を介してソースＳから得られる。前の実施例と同様、５０Ωの負荷線が存在する。入力側では、補償コンデンサＣ１と組み合わされた変圧器Ｔ１がゲート−ソース差動インピーダンスを５０Ωに整合する。変圧器Ｔ１は１：２の巻線比を有し、１２．５Ωのゲート−ソース差動インピーダンスを入力ＲＦ_INの５０Ωに整合する。
【００３１】
この実施例では、無線周波フィルタリング回路網、すなわち、ゲートＧに接続された１つの枝回路のコイルＬ３、抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ１０と、ソースＳに接続されたコイルＬ４、抵抗Ｒ９及びコンデンサＣ１１が必要であり、ゲート・バイアス回路網を経由するドレイン−ゲート帰還を避けるが、ゲート・バイアス回路網は事実上Ｒ２−Ｃ２ゲート−ドレイン帰還経路と並列になっている。ゲート入力枝回路に直列の可変抵抗Ｒ１０はバイアス調整を提供し、相補的な抵抗Ｒ１１はソース帰路枝回路に対称的に位置する。コンデンサＣ１２及びＣ１３は無線周波バイパス・コンデンサであり、何らかの外部発生源からの無線周波信号が浮動電源に戻ったり、迷走信号としてゲート−ソース端子に入ったりしないようにする。抵抗Ｒ１２及びＲ１３は必要なゲート−ソースしきい値ウインドウが得られるように選択されるが、これは最も高電圧のＭＯＳＦＥＴトランジスタの場合約２〜４ボルトの間で変化する。
【００３２】
インダクタＬ２、コンデンサＣ７、Ｃ８及び抵抗Ｒ５、Ｒ６は前に説明した実施例の場合と同様に機能する。
図４及び図５を参照すると、キロワット電力トランジスタ１０は平坦な金属フランジ１２またはベースを有し、これが、増幅器のシャーシの一部として形成される適切なヒートシンク（図示せず）の上に設置される。ここではトランジスタはカッドすなわち４チップ・アレー設計であり、４つのトランジスタ・チップまたはダイ１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄがフランジ１２に設置され、それぞれのドレイン領域Ｄがフランジ１２に接地される。各トランジスタ・ダイはそれぞれのゲートＧ１〜Ｇ４とそれぞれのソースＳ１〜Ｓ４とを有する。ソースは図示されるように、ソース帰路リード線ＳＲ１〜ＳＲ４にも接続される。フランジ１２はエンドスロットまたは穴１６を備えており、穴１８を通じて設置され関連するヒートシンクに取り付けられる。プラスチック、セラミックまたは金属のケースが４つのダイ１４ａ〜１４ｄを覆い、フランジ１２の２つの端部を露出する。
フランジ１２自体は４つのトランジスタ構成要素の各々について接地ドレイン・リード線または電極の役目を果たし、外部無線周波回路接地への接続を目的とする付加的リボン・リード線２８によって補われる。リボン・ソース・リード線２２ａ〜２２ｄ、ゲート・リード線２４ａ〜２４ｄ及びソース帰路リード線２６ａ〜２６ｄ（これらはそれぞれのソース・リード線に接続される）が無線周波電極端子を完成する。これらのリード線２２、２４、２６、２８はケース側面からの出口近くで圧着され、それぞれのリード線の張力逃がしを提供する。この機構とそのいくつかの変形は、１９９７年１０月２４日出願の同時係属特許出願第０８／９５７，１００号でより詳細に説明されている。
【００３３】
ここで図６、図７を参照すると、電力増幅器１００は、Ｃ級動作モードにバイアスをかけられたＫＰＴＱ１、Ｑ２のプッシュプル・ペアを利用する。上半分（トランジスタＱ１）が図６に示され、下半分（トランジスタＱ２）が図７に示される。ここでは、プッシュプル・ペアＱ１、Ｑ２は各ＭＯＳＦＥＴダイについて分割及び絶縁され、ダイ温度トラッキングを改善する。プッシュプル・ペア全体は、７２％の効率と１１ｄＢの無線周波電力利得で３０００ワットを提供するよう設計されている。
【００３４】
各ＫＰＴＱ１、Ｑ２はプッシュプル・ペアの２分の１を形成し、それぞれ４つの高電圧ＭＯＳＦＥＴダイＱ１Ａ、Ｑ１Ｂ、Ｑ１Ｃ、Ｑ１Ｄ及びＱ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ２Ｃ、Ｑ２Ｄを有し、それらのドレインは関連する銅フランジ１１２を介して直接接地に接続される。各対応するＫＰＴのダイのソース端子は直接並列化、すなわち並列に接続され、各プッシュプル・ハーフについて９Ωインピーダンスのインタフェースを形成する。ゲート端子に関しては、各ダイＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄは独立したソース−ゲート回路を有し、個別に直流安定性、無線周波安定性及びインピーダンス整合を達成する。次にゲートは１組のスプリッタ／絶縁変圧器を介して並列化される。図１を参照して上記で示され説明されたものと同様のゲート−ソース入力回路が各ダイについて提供される。ここでは、抵抗、コンデンサ及びインダクタ要素は共通の参照符号を与えられており、関連するＫＰＴに対応する番号接尾辞（Ｑ１またはＱ２）または関連するダイに対応する文字（Ａ〜Ｈ）を伴う。
【００３５】
ＭＯＳＦＥＴダイＱ１Ａ〜Ｑ２Ｄのゲート端子は各々それぞれのゲート−ソース入力回路１０６Ａ〜１０６Ｈを有する。各々は直流安定性のためゲート−ソース抵抗Ｒ５Ａ〜Ｒ５Ｈを有する。ダイナミックレンジ全体にわたる５０Ω負荷での良好な無線周波安定性が、それぞれのドレイン−ゲート帰還用の直列の抵抗−コンデンサの組合せＲ３Ａ、Ｃ３Ａ〜Ｒ３Ｈ、Ｃ３Ｈによって達成される。ダイナミックレンジ全体にわたる高負荷ＶＳＷＲでの無線周波安定性が、ゲート−ソース間の直列の抵抗−コンデンサの組合せＲ４Ａ、Ｃ４Ａ〜Ｒ４Ｈ、Ｃ４Ｈによって達成される。開／閉状態を含む、すべての位相での高負荷ＶＳＷＲでの無線周波安定性が、バイパスされない直列ゲート抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂ、…、Ｒ２Ｈを使用して達成される。
【００３６】
差動モードから共通モードへのインピーダンス変換が変圧器Ｔ３Ａ、Ｔ３Ｂ、…、Ｔ３Ｈによって達成される。これらのゲート変成器の各々の２次巻線は遮蔽され、２次巻線と接地との間の無線周波電圧差によるフラックスに起因するコアの加熱から保護される。これらの変圧器Ｔ３Ａ〜Ｔ３Ｈの巻線比は３：１であり、これは変圧器の１次巻線の入力に１００Ωの入力インピーダンスを発生する。
１次巻線と並列に配置されたコンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂ、…、Ｃ２Ｈは、関連するプリント回路基板のゲート及びソースの長い線による誘導性リアクタンスを補償する。
【００３７】
入力ドライブ信号は入力端子ＲＦ_INで平衡不平衡変成器Ｔ１に印加され、そこでドライブ信号は順方向相と逆方向相に分割される。平衡不平衡変圧器Ｔ１は上半分（すなわちＫＰＴＱ１）に給電する１つの巻線と、下半分（すなわちＫＰＴＱ２）に給電するもう１つの巻線とを有する。入力ドライブ信号は１３．５６ＭＨｚ、１７５ワットで供給され、入力インピーダンスは５０Ωである。相互に結合された、２つの平衡不平衡巻線は各々２５Ωの出力インピーダンスを有する。各プッシュプル・ハーフについて、２つのスプリッタ／絶縁変圧器、すなわち上半分について変圧器Ｔ２Ａ、Ｔ２Ｂ、下半分について変圧器Ｔ２Ｃ、Ｔ２Ｄが存在する。各スプリッタ／絶縁変圧器の入力インピーダンスは５０Ωであり、これは互いに結合されて、やはり２５Ωである平衡不平衡出力との２５Ωインタフェースに帰結する。変圧器Ｔ２Ａ〜Ｔ２Ｄは無線周波入力ドライブ信号を分割して対応する変圧器Ｔ３Ａ〜Ｔ３Ｈの１次巻線インピーダンスに整合する。この回路構成は、ダイが完全に整合していない場合でも平衡ドライブ電流をダイＱ１Ａ〜Ｑ１ＤとＱ２Ａ〜Ｑ２Ｄに送る。絶縁抵抗Ｒ１Ａ、Ｒ１Ｂ、Ｒ１Ｃ及びＲ１Ｄは各スプリッタ／絶縁変圧器Ｔ２Ａ、Ｔ２Ｂ、Ｔ２Ｃ、Ｔ２Ｄの両端に接続され、端子インピーダンスの整合を達成する。
【００３８】
各ＫＰＴは並列化ソースで９Ωの出力インピーダンスを有し、それらは出力平衡不平衡変成器Ｔ４で結合され、１８オームの結合インタフェース・インピーダンスを得ている。出力変圧器Ｔ５は１８オームのインピーダンスを５０Ωの負荷インピーダンスに整合する。このため、出力変圧器Ｔ５は３：５の巻線比を有する。無線周波出力コンデンサＣ５Ａ及びＣ５Ｂは対象となる周波数、すなわち、この例では１３．５６ＭＨｚ付近の帯域を通過させる。
【００３９】
各プッシュプル・ハーフは、ＫＰＴの並列化ソースをソース電圧（−Ｖ_S）の電源に接続する直流給電回路網を有する。それぞれの直流給電回路網では、共振器インダクタＬ１Ａ、Ｌ１Ｂは、結合ドレイン−ソース出力静電容量を調整して外すことで、所望の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）での最大効率について最適化される。コンデンサＣ６Ａ、Ｃ６Ｂは接地への無線周波復帰経路を提供し、かつ直流電源を阻止する。無線周波チョークＬ２Ａ、Ｌ２Ｂ、コンデンサＣ７Ａ、Ｃ７Ｂ、コンデンサＣ８Ａ、Ｃ８Ｂ、抵抗Ｒ６Ａ、Ｒ６Ｂ及び抵抗Ｒ７Ａ、Ｒ７Ｂは、図１と共に説明された同様の構成部品Ｌ２、Ｃ７、Ｃ８、Ｒ６及びＲ７の機能を果たす。
【００４０】
上記で説明されたプッシュプル・ペアはダイナミックレンジ全体にわたるすべてのＶＳＷＲでの安定な動作に帰結する。このプッシュプル・ペア構成は、ＭＯＳＦＥＴダイが均一に整合されていない場合や、様々なダイに関連するプリント回路基板のレイアウトが正確に同一または対称的でない場合（これは空間の制約のために発生することがある）でも、効率の改善と、各ＫＰＴの４つのダイすべてにわたる優秀なダイ温度トラッキングを提供する。ここに示され説明されたような分割及び絶縁されたゲーティングによって、直接並列ゲーティング構成の増幅器に対して、温度トラッキングにおいて顕著な改善があった。すなわち、ダイ対ダイへの温度差ΔＴは、ゲーティングドライブ信号が絶縁と共に分割されている場合、ΔＴ＝８０°からΔＴ＝１０℃に改善された。ここで提示された概念は、従来の共通結合の利益を、出力変圧器アセンブリの数が減少するという利益と共に達成する。また、各ＭＯＳＦＥＴの直流及び無線周波安定化回路によって、ダイナミックレンジ全体にわたり、すべての位相条件で、様々な負荷ＶＳＷＲでの、すなわち１．０：１、１．５：１、２：１、３：１、…から開／短絡までの安定な動作が可能である。
【００４１】
電力出力を３ＫＷから１０ＫＷに増大するため、ＫＰＴの多数のペアが、例えば図８、図９に示されるようにプッシュプルに配置される。ドライバ増幅器基板３０は無線周波入力ＲＦ_INに結合される減衰器３１を有し、それに低レベル・ドライバ増幅器３２、「Ａ」級プッシュプル・ペア３３、さらに「ＡＢ」級プッシュプル増幅段３４が続く。後者は７００ワットドライブ信号を発生するが、これはスプリッタ段３５で４つの１７５ワットドライブ信号に分割され、２つずつ対応する電力増幅器基板４０Ａ及び４０Ｂに印加される。各電力増幅器基板４０Ａ、４０Ｂは、各々１８Ωのインタフェース・インピーダンスを有するキロワット電力トランジスタの２組の３ＫＷプッシュプル・ペア（Ｑ１、Ｑ２及びＱ３、Ｑ４）を有する。ここでは、２つの組Ｑ１、Ｑ２及びＱ３、Ｑ４の出力は、それぞれ双方向同相結合器４２Ａ、４２Ｂを介して結合され、９Ω出力インピーダンスの出力６ＫＷとなる。各基板の出力は、ここでは縦続された二重変圧器である変圧器４４Ａ、４４Ｂを介してＶＳＷＲ１．１：１以内で５０Ωに整合される。ここでは、第１の変圧器は２：３の巻線比を有し、第２の変圧器も２：３の巻線比を有する。２つの５０Ω出力は、双方向同相結合器４８の結合器／低域通過フィルタ基板４６で結合される。この双方向同相結合器は、ＶＳＷＲ１．１：１以内で２５Ωの結合端子インピーダンスを有する。この結合器には、巻線比３：４でインピーダンスを５０Ωに変換する変圧器が含まれる。
【００４２】
ダイナミックレンジ全体にわたり−５５ｄＢ以下の高調波成分を維持するために、結合出力が通過するフィルタ回路網５０及び５２には、第７次０．０１ｄＢ帯域通過リプル・チェビシェフ応答低域通過フィルタ５２が含まれる。これは１６．２７ＭＨｚのカットオフ周波数を有し、１８．６４ＭＨｚの３ｄＢポイントを伴う。このフィルタによる２次高調波阻止は通常４２ｄＢである。３次高調波除去は通常６５ｄＢである。しかし、プラズマアプリケーションにおける無線周波発生器の場合、低域通過フィルタ５２による高調波除去は十分ではなく、高調波エネルギーを散逸するステップを取らなければならない。高調波の散逸形終端は、低域通過フィルタの入力に追加される高域追加フィルタ５０を通じて達成される。この低域通過／高域通過フィルタの組合せはダイプレクサを形成する。この配置では、高調波は高域通過フィルタの抵抗性終端に吸収され、主要な１３．５６ＭＨｚ信号に感知できるほどの影響を与えることはない。本発明の電力増幅器回路では、終端高域通過フィルタは過度のゲート−ソース電圧差からＭＯＳＦＥＴダイを保護する。そうでない場合、こうした高調波に関連する接地電流が過度の瞬間ゲート−ソース電圧差を発生し、ＭＯＳＦＥＴを損傷する。すなわち、高調波が適切に散逸されない場合、ゲート−ソース電圧は±３０ボルトの最大ゲート−ソース電圧デルタ仕様を越えることがある。
【００４３】
本発明の高域通過フィルタ５０は、第５次０．１ｄＢ帯域通過リプル・チェビシェフ応答を有する。この高域通過フィルタのカットオフ周波数は２１．７１ＭＨｚの３ｄＢポイントを伴う２５．７６ＭＨｚである。
高域通過フィルタ５０及び低域通過フィルタ５２は図９でより詳細に示されるが、ここでは低域通過フィルタ５２はコンデンサＣ２１、Ｃ２２、Ｃ２３及びＣ２４とインダクタＬ１１、Ｌ１２及びＬ１３から構成され、１３．５６ＭＨｚの増幅されたクリーンな無線周波波動を供給する。高域通過フィルタ５０は直列コンデンサＣ２５、Ｃ２６及びＣ２７とシャント・インダクタンスＬ１４及びＬ１５から構成されている。２次、３次、４次、５次等の高調波を含むバイパスされた高い周波数の成分は５０Ω散逸抵抗に送られる。この高域通過／低域通過フィルタの配置はダイプレクサであり、高調波歪みを最小にし散逸形高調波終端を形成する。高域通過フィルタによる散逸形高調波終端は、過度のゲート−ソース電圧差（±３０ボルトが最大仕様限度である）から高電圧ＭＯＳＦＥＴを保護する。
【００４４】
双方向カプラ５４は、４６ｄＢの順方向カップリングと４０ｄＢを越える方向性で１０ＫＷの無線周波電力を処理するよう設計されている。カプラ５４は順方向及び逆方向両方のポートを有し、その各々が、帯域幅±１０％、リプル±０．０２ｄＢ、高調波除去が２５ｄＢを越える内蔵帯域通過フィルタ回路網を有する。方向性カプラ５４は高いＱと中程度の透磁率（μ＝４０）のフェライト材料を使用する変圧器による設計であるか、または部分伝送線路設計である。
【００４５】
中間ドライバ段３３は１ｄＢ圧縮、電力利得１７ｄＢで３０ワットを出力し、プッシュプル接続の１組の高電圧ＭＯＳＦＥＴから構成されている。各ＭＯＳＦＥＴは０．５アンペアで「Ａ」級モードにバイアスをかけられている。バイアスは、図３に示されるように浮動１８ボルト直流電源によって達成される。出力ドライバ段は、プッシュプル接続された１組の二重高電圧ＭＯＳＦＥＴから構成されている。各ＭＯＳＦＥＴは０．２５アンペアで「ＡＢ」級モードにバイアスをかけられている。このプッシュプル・ペアは２ｄＢ圧縮、電力利得１３ｄＢで７００ワットを出力する。この出力はその後同相スプリッタ３５により４つに分割される。
【００４６】
次に低域通過フィルタの出力が双方向カプラ５４を通じて無線周波出力端子ＲＦ_OUTに供給される。
電源、制御装置及びセンサといった補助周辺要素が存在し、この無線周波発生器システムに含まれるが、本発明の範囲外である。しかし、これらの付加的要素は、完全さの目的で図８、図９に含まれる。
【００４７】
本発明の好適な実施例で利用されるような高電圧、高出力ＭＯＳＦＥＴＫＰＴが有する特性は、ドレイン−ソース降伏電圧Ｖ_DSS＝１０００ボルト（最大）、連続ドレイン電流Ｉ_D＝１１アンペア（最大）、ゲート−ソース電圧Ｖ_GS＝±３０ボルト、ゲートしきい値電圧Ｖ_G-TH＝２〜４ボルト、順方向相互コンダクタンスＧ_FS＝７〜１１ジーメンス、ドレイン−ソース・オン状態抵抗Ｒ_DS-ON＝１オーム（最大）、接合部−ケース熱抵抗Ｒθ_JC＝０．４℃／ワット（最大）、入力静電容量Ｃ_ISS＝２４６０ｐＦ（通常）、出力静電容量Ｃ_OSS＝３６０ｐＦ（通常）、逆変換静電容量Ｃ_RSS＝１０５ｐＦ（通常）、合計ゲート電荷Ｑ_q＝９０ｎＣ（通常）、ゲート−ソース電荷Ｑｇｓ＝１０ｎＣ（通常）及びゲート−ドレイン電荷Ｑ_gd＝５０ｎＣ（通常）である。
【００４８】
ＫＰＴの４つのダイの間のゲート−ソースしきい値電圧平衡は、ダイ対ダイの不均一性について約０．２ボルト以内であるべきである。この結果４つのダイすべては同時にオンに切り替わる。ＫＰＴの４つのダイの間のドレイン−ソース・オン抵抗平衡は、ドレイン効率トラッキングについて約８％以内であるべきである。ＫＰＴの４つのダイの間の順方向相互コンダクタンス平衡は、１ジーメンス以内であるべきである。好ましい無線周波電力利得での効率的な動作のために、各ＫＰＴの４つのダイの直流特性は、ダイ・レベルで整合されているべきである。無線周波性能はＫＰＴレベルで検査及び測定されるべきである。所与のＫＰＴの４つのダイの間の無線周波利得平衡は０．５ｄＢ以内であるべきである。所与のＫＰＴの４つのダイの間のドレイン効率平衡は１％以内であるべきである。任意のＫＰＴの各ＭＯＳＦＥＴダイが同時にオンに切り替わるため、ゲート−ソースしきい値は０．２ボルト以内に整合されるべきである。各ＭＯＳＦＥＴダイの負荷が均一になるため、ゲート−ソースオン抵抗は８％以内であるべきである。
所与のＫＰＴの各ダイに流れる電流が均一になるために、順方向相互コンダクタンスは１ジーメンス以内であるべきである。これら３つの直流パラメータの整合は、ＫＰＴ製造処理中のダイ・マッピングを使用して最良に達成される。ＫＰＴの４つのダイは同じウェハから、かつウェハの隣接する位置から選択されるべきである。ゲート−ソースしきい値電圧とドレイン−ソース・オン抵抗といった直流特性は、無線周波利得やドレイン効率と共に、ＫＰＴレベルで各ダイについて測定されるべきである。
【００４９】
上記で説明されたような所与の発生器に適用したプッシュプル・ペアについて、ＫＰＴのペアが整合されるべきである。換言すれば、無線周波利得、効率、ＫＰＴ間の電流トラッキング、ＫＰＴ間の温度トラッキングに関する特性を最適化するために、１つのＫＰＴの４つのダイは、もう１つのＫＰＴが選択されたダイの隣接するチップ位置から選択されるべきである。ＫＰＴの４つのダイの間のデルタ無線周波利得は０．５ｄＢ以内であるべきである。ＫＰＴの４つのダイの間のデルタ無線周波効率は１％以内であるべきである。入力平衡不平衡変成器またはスプリッタに直接結合される順方向波動部分にはより高い平均ゲートしきい値を有するＫＰＴを使用するべきであり、誘導結合される逆方向波動部分にはより低い平均ゲートしきい値を有するＫＰＴが使用されるべきである。ここでは、順方向及び逆方向の波動のＫＰＴの間の差は約０．１ｄＢ〜０．２ｄＢであるべきである。
【００５０】
入力平衡不平衡変成器は好適には伝送線路設計であり、撚り合わせのバイファイラー巻を使用し、中程度の透磁率（μ＝４０）と高いＱ（低損失）のフェライト・コアで５０Ωの特性インピーダンスを有する。入力平衡不平衡変成器は入力信号（５０Ωインピーダンス）を各々２５Ωインピーダンスの順方向及び逆方向の位相の波動に分割する。順方向相波動は、２５ｄＢを越える組込絶縁で、入力で直接並列化された１組のスプリッタを介して、振幅と位相が等しい４つの信号に分割される。これらのスプリッタの各々はフェライト装荷（透磁率１２５、高Ｑ、低損失）伝送線路設計に基づいており、撚り合わせのバイファイラー巻を使用し、特性インピーダンスは１００Ωである。各スプリッタの入力インピーダンスは５０Ωであり、２つの出力は１００Ωである。入力の２つの順方向相スプリッタの並列インピーダンスは２５Ωであり、これは順方向相部分の入力平衡不平衡変成器の出力インピーダンスに一致する。
【００５１】
逆方向相部分は対応する特徴及び属性を有する。
順方向相波動と逆方向相波動の各々は４つの波動に分割され、対応するＫＰＴの各ＭＯＳＦＥＴダイを駆動する。各ダイの入力ドライブ回路は同一であり、次の機能、すなわち、入力変圧器、直列入力ゲート抵抗（バイパスされないか部分的にバイパスされる）、直流終端またはプルアップ及び、ソース−ドレイン無線周波帰還からなる。各ＭＯＳＦＥＴは、入力インピーダンスが１００Ωの別個の入力変圧器を有する。変圧器の１次巻線の入力波動は接地を基準とし、２次巻線の出力波動はソース（または信号出力レベル）を基準とする。ソースを基準とするこの変圧器の出力インピーダンスは約１１Ωである。この変圧器はフェライト装荷（μ＝１２５、高Ｑ、低損失）変圧器結合設計であり、入力対出力巻線比は３：１である。各ＭＯＳＦＥＴダイは固有の直列入力ゲート抵抗を有するが、その値は１〜２Ωの範囲であり２５ワット・フランジに設置される。これはダイナミック出力電力範囲全体にわたってＶＳＷＲの全範囲、すなわち開−短絡−全位相での安定性を提供する。この抵抗は、無線周波利得と無線周波安定性の要求により、バイパスされないか、または部分的にバイパスされる。
【００５２】
各ＭＯＳＦＥＴダイはゲートとソースとの間に固有の入力無線周波終端を有する。この終端は、直列抵抗−コンデンサの組合せとして構成され、コンデンサは直流阻止の役目を果たす。抵抗値は約５０オームであり、これは１１Ωのインタフェース・インピーダンスの約４．５倍である。この抵抗はダイナミックレンジ全体にわたる高ＶＳＷＲでの動作を安定化させる役に立つ。その値は無線周波電力利得と無線周波安定性との妥協として選択される。各ＭＯＳＦＥＴダイはまた、ゲートとソースとの間に配置された固有の直流終端抵抗を有する。この抵抗は３０〜４０ＫΩの数値を有し、入力変圧器２次巻線による直流接続が切断された場合、直流安定性及びプルアップを提供する。さらに、各ＭＯＳＦＥＴダイは固有のドレイン−ゲート無線周波帰還回路網を有するが、これは抵抗−コンデンサの直列の組合せからなり、コンデンサは直流阻止の役目を果たす。この場合、抵抗は１５０Ｗフランジ設置抵抗であり、無線周波利得及び安定性の要求により４００〜５６０オームの範囲の値を有する。この回路網は無線周波入力／出力整合と様々な負荷での無線周波出力安定性を提供する。抵抗の実際の値は、開と短絡と負荷の全位相とを含むすべての位相状態での必要な無線周波電力利得と無線周波出力安定性との妥協である。
【００５３】
ＫＰＴは、４つのダイの出力、すなわち、プリント回路基板を介して直接並列に接続されたソースを有する。こうした接続はできる限り対称的になされる。順方向相ＫＰＴの出力は９Ωインタフェース・インピーダンスの順方向相波動値を形成し、逆方向相ＫＰＴの出力は対応してやはり９Ωインタフェース・インピーダンスの逆方向相波動を形成する。
【００５４】
各ＫＰＴの結合出力静電容量（すなわちソース−ドレイン間の静電容量）は直流阻止用コンデンサと組み合わされた共振器回路によって補償され、循環無線周波電流を接地にシャントする。インダクタの値は０．３〜０．５μＨの範囲であり、高周波数、低損失、抵透磁率の鉄粉コア材料を使用して達成される。インダクタの値は無線周波効率について最適化され、５〜８％の効率改善を提供する。
【００５５】
順方向及び逆方向の位相の波動は出力平衡不平衡変成器を介して結合され、入力インピーダンスは９Ω、出力インピーダンスは１８Ωである。この出力平衡不平衡変成器もやはり伝送線路形フェライト装荷素子（μ＝４０、高Ｑ、低損失）であり、ツインストリップを使用し、１８Ωの特性インピーダンスを有する。適切な直流阻止機能が、高電圧、高電流磁器コンデンサの使用によってこの変成器の付近で達成される。平衡不平衡変成器の１８Ωの出力インピーダンスは３：５巻線比の昇圧変圧器によって５０Ωに変換される。出力変圧器は変圧器結合単巻変圧器からなり、高Ｑ、低損失、中程度の透磁率（μ＝４０）のフェライト・コア材料と共にマルチファイラ銅ストリップを使用する。
【００５６】
負直流電源電圧は、別個かつ同一の直流給電回路によって各ＫＰＴに供給される。各給電ネットは、電力増幅器からの無線周波エネルギーが電源に入らず、電源または他の発生源からの無線周波エネルギーが電力増幅器に入らないように、インダクタ−コンデンサの組合せからなる。これは、大きな直列インダクタ、すなわちチョークと、１つが無線周波バイパス・コンデンサでありもう１つが低周波数バイパス・コンデンサである並列ペアのコンデンサとによって達成される。
直流電源には、保護及び電流監視のための適切なブリーダ及び感知抵抗が含まれる。
【００５７】
本発明は選択された好適な実施例を参照して説明されたが、本発明はこれらの実施例に制限されるものではないことが理解されるだろう。むしろ、当業者には、添付の請求項で定義されるように、本発明の範囲及び精神から離れることなく、多くの修正や変形が明らかになるだろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１つの実施例による、接地ドレイン／共通ソース構成の無線周波電力増幅器の、例えばＣ級動作でのシングルエンド回路の概略図である。
【図２】図１の実施例と比較する目的の、接地ソース／共通ソース構成における同様の回路の概略図である。
【図３】ここではＡまたはＡＢ級動作のための浮遊直流ゲート・バイアスと共に示される、別の実施例の概略図である。
【図４】本発明と共に利用されるような４チップ・キロワット電力トランジスタの概略図である。
【図５】本発明と共に利用されるような４チップ・キロワット電力トランジスタの平面図である。
【図６】本発明の別の実施例による、プッシュプルに配置された、高出力無線周波増幅器の回路図（その１）である。
【図７】本発明の別の実施例による、プッシュプルに配置された、高出力無線周波増幅器の回路図（その２）である。
【図８】本発明の原理を利用する１０ＫＷ無線周波発生器システムの包括的な回路図（その１）である。
【図９】本発明の原理を利用する１０ＫＷ無線周波発生器システムの包括的な回路図（その２）である。
【図１０】本発明と共に利用されるような、帯域外高調波エネルギーを散逸させる低域通過／高域通過フィルタ装置の回路図である。
【符号の説明】
１０…キロワット電力トランジスタ
１２、１１２…フランジ
１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄ…ダイ
５０、５２…フィルタ
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、４４Ａ、４４Ｂ…変圧器
Ｑ１、Ｑ２…トランジスタ

Claims

所定の周波数帯の無線周波電力を増幅するプッシュプル形の高出力無線周波増幅器であって、無線周波入力端子と、無線周波出力端子と、直流電源と、第１及び第２のキロワット電力トランジスタ素子であって、各々が熱及び電気伝導性フランジを含むキロワット電力トランジスタ素子と、複数の半導体のダイから構成された多数チップ・アレーであって、前記ダイが各々平坦な下面を有し、ドレインが前記平担な下面の大部分の上に形成され、ソース及びゲートが前記平坦な下面から離れた前記ダイの部分にそれぞれ形成される多数チップ・アレーと、前記フランジが前記ダイのドレイン端子及びヒートシンクの役目をするように、前記ダイの前記ドレインが前記フランジと直接熱的及び電気的に接触する状態に設置する手段とを含むキロワット電力トランジスタ素子と、前記無線周波入力端子に結合され無線周波入力ドライブ信号を順方向相部分と逆方向相部分に分割する第１のスプリッタ手段と、前記ドライブ信号の前記順方向相部分を前記第１のキロワット電力トランジスタ素子の前記ゲートに供給するための複数の絶縁信号に分割する第２のスプリッタ手段と、前記逆方向相部分を前記第２のキロワット電力トランジスタ素子の前記ゲートに供給するための複数の絶縁信号に分割する第３のスプリッタ手段と、前記第１のキロワット電力トランジスタ素子の前記半導体ダイの各々について前記第２のスプリッタ手段の関連する出力に無線周波結合され前記第１のキロワット電力トランジスタ素子の前記フランジに対して浮いている対応するゲート−ソース入力回路と、前記第２のキロワット電力トランジスタの前記半導体ダイの各々について前記第３のスプリッタ手段の関連する出力に結合されているが前記第２のキロワット電力トランジスタ素子の前記フランジに対して浮いている対応するゲート−ソース入力回路と、増幅無線周波信号を前記無線周波出力端子に供給するため増幅無線周波出力を結合する、前記第１及び第２のキロワット電力トランジスタ素子の前記ソースに結合された入力を有する結合器手段と、直流ソース電圧の電源と、前記キロワット電力トランジスタ素子のソースを直流電圧の前記電源に接続するフィルタ手段であって、該フィルタ手段が直流電圧の前記電源から前記増幅無線周波信号を阻止するチョーク手段を含むフィルタ手段と、前記直流電源または他の回路から拾われる無線周波エネルギーをバイパスする手段と、を備える高出力無線周波増幅器であって、
前記ダイは、接地されたドレインのダイを形成し、前記ダイの各々は、ゲート−ソース直流帰還用抵抗（Ｒ４）と、前記増幅器のダイナミックレンジ全体にわたる高ＶＳＷＲでの安定な動作のためのゲート−ソース終端を提供する抵抗及びコンデンサンサ（Ｒ３及びＣ３）と、直列ゲート抵抗（Ｒ１）と、該直列ゲート抵抗に並列な形で結合するバイパス・コンデンサ（Ｃ４）とを含むバイアス回路を備える、高出力無線周波増幅器。