JPS6110339Y2 - - Google Patents
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- JPS6110339Y2 JPS6110339Y2 JP353579U JP353579U JPS6110339Y2 JP S6110339 Y2 JPS6110339 Y2 JP S6110339Y2 JP 353579 U JP353579 U JP 353579U JP 353579 U JP353579 U JP 353579U JP S6110339 Y2 JPS6110339 Y2 JP S6110339Y2
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- Japan
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- impedance
- balanced
- unbalanced
- terminals
- transformer
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 14
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 5
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 6
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 4
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は、例えば、VHF，UHF帯の低入出力
インピーダンスを有するトランジスタを用いた増
幅装置に関する。
インピーダンスを有するトランジスタを用いた増
幅装置に関する。
一般に大出力のトランジスタ電力増幅装置にお
いては、数個のトランジスタが出力を並列合成す
る方式が採用されている。このような方式の電力
増幅装置の従来例を第１図に示す。第１図の増幅
装置では、８個のトランジスタの出力を並列に合
成するようにしており、電源回路及びバイアス回
路は図面の簡略化のため省略している。同図にお
いて、１１は信号が供給される入力端子、１２は
信号を分配する第１の分配器、１３，１４はこの
第１の分配器１２からの信号を分配する第２の分
配器、１５〜１８はこの第２の分配器からの信号
を更に分配する第３の分配器、１９〜２６はこの
第３の分配器１５〜１８の出力インピーダンスと
トランジスタ２７〜３４の入力インピーダンスと
の整合をとる整合回路、３５〜３８は前記トラン
ジスタ２７〜３４で増幅されたそれぞれ１対の信
号を合成する第１の合成器、３９〜４６は前記ト
ランジスタ２７〜３４の出力インピーダンスと前
記第１の合成器３５〜３８の入力インピーダンス
との整合を行なう整合回路、４７，４８は前記第
１の合成器３５〜３８からのそれぞれ１対の信号
を合成する第２の合成器、４９は前記第２の合成
器４７，４８からのそれぞれの信号を合成する第
３の合成器、５０はこの第３の合成器４９に接続
され、出力信号を取り出す出力端子である。
いては、数個のトランジスタが出力を並列合成す
る方式が採用されている。このような方式の電力
増幅装置の従来例を第１図に示す。第１図の増幅
装置では、８個のトランジスタの出力を並列に合
成するようにしており、電源回路及びバイアス回
路は図面の簡略化のため省略している。同図にお
いて、１１は信号が供給される入力端子、１２は
信号を分配する第１の分配器、１３，１４はこの
第１の分配器１２からの信号を分配する第２の分
配器、１５〜１８はこの第２の分配器からの信号
を更に分配する第３の分配器、１９〜２６はこの
第３の分配器１５〜１８の出力インピーダンスと
トランジスタ２７〜３４の入力インピーダンスと
の整合をとる整合回路、３５〜３８は前記トラン
ジスタ２７〜３４で増幅されたそれぞれ１対の信
号を合成する第１の合成器、３９〜４６は前記ト
ランジスタ２７〜３４の出力インピーダンスと前
記第１の合成器３５〜３８の入力インピーダンス
との整合を行なう整合回路、４７，４８は前記第
１の合成器３５〜３８からのそれぞれ１対の信号
を合成する第２の合成器、４９は前記第２の合成
器４７，４８からのそれぞれの信号を合成する第
３の合成器、５０はこの第３の合成器４９に接続
され、出力信号を取り出す出力端子である。
上記の様に構成された増幅装置において、入力
端子１１に加えられた信号は第１の分配器１２に
より２分配され、２分配されたそれぞれの信号は
第２の分配器１３，１４に供給されて、ここで２
分配された後、更に第３の分配器１５〜１８でそ
れぞれ２分配される。この第３の分配器１５〜１
８からの信号はそれぞれ整合回路１９〜２６を介
してトランジスタ２７〜３４に供給され、増幅さ
れる。これらトランジスタ２７〜３４からのそれ
ぞれの信号はそれぞれに対応する整合回路３９〜
４６を介して第１の合成器３５〜３８に供給さ
れ、それぞれ合成される。この第１の合成器３５
〜３８からのそれぞれの信号は第２の合成器４
７，４８に加えられ、２合成された後、更に第３
の合成器４９に加えられて、最後の合成が行なわ
れる。従つて、出力端子５０からは第３の合成器
４９で合成された出力信号が得られる。
端子１１に加えられた信号は第１の分配器１２に
より２分配され、２分配されたそれぞれの信号は
第２の分配器１３，１４に供給されて、ここで２
分配された後、更に第３の分配器１５〜１８でそ
れぞれ２分配される。この第３の分配器１５〜１
８からの信号はそれぞれ整合回路１９〜２６を介
してトランジスタ２７〜３４に供給され、増幅さ
れる。これらトランジスタ２７〜３４からのそれ
ぞれの信号はそれぞれに対応する整合回路３９〜
４６を介して第１の合成器３５〜３８に供給さ
れ、それぞれ合成される。この第１の合成器３５
〜３８からのそれぞれの信号は第２の合成器４
７，４８に加えられ、２合成された後、更に第３
の合成器４９に加えられて、最後の合成が行なわ
れる。従つて、出力端子５０からは第３の合成器
４９で合成された出力信号が得られる。
上記の増幅装置に使用される分配器１２〜１８
及び合成器３５〜３８，４７〜４９には、従来３
デシベル（dB）カプラー等が使用され、各端子
のインピーダンスは等しく、一般に50オーム系に
統一されている。一方、電力増幅用のトランジス
タの入力インピーダンスおよび出力インピーダン
スは数オーム程度の非常に低い値であるので、ト
ランジスタの入出力には必ず上述したようなイン
ピーダンスの整合回路が必要になつてくる。しか
も、これらのインピーダンス整合回路は“10：
１”程度の高い変換比が要求されるため、帯域幅
が狭くなり、その結果、従来は広帯域の電力増幅
装置を実現することが難しく、また増幅装置の回
路自体も複雑になると共に、これら整合回路の挿
入損失も大きくなるといつた欠点があつた。
及び合成器３５〜３８，４７〜４９には、従来３
デシベル（dB）カプラー等が使用され、各端子
のインピーダンスは等しく、一般に50オーム系に
統一されている。一方、電力増幅用のトランジス
タの入力インピーダンスおよび出力インピーダン
スは数オーム程度の非常に低い値であるので、ト
ランジスタの入出力には必ず上述したようなイン
ピーダンスの整合回路が必要になつてくる。しか
も、これらのインピーダンス整合回路は“10：
１”程度の高い変換比が要求されるため、帯域幅
が狭くなり、その結果、従来は広帯域の電力増幅
装置を実現することが難しく、また増幅装置の回
路自体も複雑になると共に、これら整合回路の挿
入損失も大きくなるといつた欠点があつた。
本考案では上記の欠点を除去するためになされ
たもので、信号の分配及び合成にインピーダンス
可変可能な平衡不平衡変換トランスを用いて回路
構成することによつて、トランジスタの入出力整
合回路を殆んど無くすることができ、帯域制限お
よび挿入損失を軽減し、簡単な回路で、しかも高
出力、広帯域、高能力の電力増幅装置を提供する
ことを目的とする。
たもので、信号の分配及び合成にインピーダンス
可変可能な平衡不平衡変換トランスを用いて回路
構成することによつて、トランジスタの入出力整
合回路を殆んど無くすることができ、帯域制限お
よび挿入損失を軽減し、簡単な回路で、しかも高
出力、広帯域、高能力の電力増幅装置を提供する
ことを目的とする。
以下、図面を参照して本考案の一実施例を説明
する。第２図は電力増幅装置を示しており、第１
図に示す従来の装置における分配器１２〜１８及
び合成器３５〜３８，４７〜４９として平衡不平
衡変換トランス５１〜６４を用いており、また第
１図の整合器１９〜２６，３９〜４６を省略し、
代わりに結合コンデンサ６５〜８０を設けるよう
にしている。尚、前述した第１図の回路と同様の
部分には同一参照符号を付してその説明は省略す
る。
する。第２図は電力増幅装置を示しており、第１
図に示す従来の装置における分配器１２〜１８及
び合成器３５〜３８，４７〜４９として平衡不平
衡変換トランス５１〜６４を用いており、また第
１図の整合器１９〜２６，３９〜４６を省略し、
代わりに結合コンデンサ６５〜８０を設けるよう
にしている。尚、前述した第１図の回路と同様の
部分には同一参照符号を付してその説明は省略す
る。
前記平衡不平衡変換トランス５１〜６４におい
ては、第３図に示すように、不平衡入力端子８１
に加えられた信号は、その信号源のインピーダン
スに等しいインピーダンスを有する同軸路線８２
に供給され、平衡出力端子８３，８４から取り出
される。この平衡出力端子８３，８４から不平衡
入力端子８１側を見たインピーダンスは当然、信
号源のインピーダンスに等しくなるので、これら
の平衡端子８３，８４と接地との間のインピーダ
ンスはそれぞれ見かけ上、信号源のインピーダン
スの1/2になることがわかる。
ては、第３図に示すように、不平衡入力端子８１
に加えられた信号は、その信号源のインピーダン
スに等しいインピーダンスを有する同軸路線８２
に供給され、平衡出力端子８３，８４から取り出
される。この平衡出力端子８３，８４から不平衡
入力端子８１側を見たインピーダンスは当然、信
号源のインピーダンスに等しくなるので、これら
の平衡端子８３，８４と接地との間のインピーダ
ンスはそれぞれ見かけ上、信号源のインピーダン
スの1/2になることがわかる。
本考案は上記した平衡不平衡変換トランスによ
るインピーダンス変換を利用してトランジスタの
入出力整合回路を簡略化したことを特徴とするも
ので、第２図の如く、信号分配において入力信号
を第１段目の分配器として作用するトランス５１
の不平衡端子に導入し、その平衡端子を第２段目
のトランス５２，５３の不平衡端子に接続し、同
じく第３段目のトランス５４〜５７の不平衡端子
を前段のトランス５２，５３の平衡端子に接続
し、平衡端子を各コンデンサ６５〜７２を介して
トランジスタ２７〜３４に接続される。また、信
号合成においてはトランジスタ２７〜３４の出力
が第３段目のトランス５８〜６１の平衡端子にコ
ンデンサ７３〜８０を介して供給し、その不平衡
端子に第２段目のトランスの平衡端子を接続し、
同様にして第１段目のトランス６４の不平衡端子
に合成出力が導出される。従つて、入力側からの
第１段目の分配器として作用するトランス５１は
信号源インピーダンスに等しい不平衡端子インピ
ーダンスを有し、出力側からの第１番目の合成器
として作用するトランス６４は負荷インピーダン
スに等しい不平衡端子インピーダンスを有してい
る。また第２段目の分配器として作用するトラン
ス５２，５３及び第２段目の合成器として作用す
るトランス６２，６３は、それぞれ信号源インピ
ーダンスまたは負荷インピーダンスの1/2に等し
い不平衡端子インピーダンスを有している。更に
第３段目の分配器として作用するトランス５４〜
５７及び第３段目の合成器として作用するトラン
ス５８〜６１は、それぞれ前記信号源インピーダ
ンスまたは負荷インピーダンスの1/4に等しい不
平衡端子インピーダンスを有している。つまり、
ｎ段（ｎは正数）従属接続した各段のトランスは
入力側または出力側より数える段位毎に信号源あ
るいは負荷インピーダンスの１／２（ｐ−１）（ｐは段
位数 を示す：ｐ＝１，２，…，ｎ）に等しい不平衡端
子インピーダンスを有することになる。また、各
段位毎におけるトランスの平衡端子インピーダン
スは不平衡端子インピーダンスの２分の１とな
る。
るインピーダンス変換を利用してトランジスタの
入出力整合回路を簡略化したことを特徴とするも
ので、第２図の如く、信号分配において入力信号
を第１段目の分配器として作用するトランス５１
の不平衡端子に導入し、その平衡端子を第２段目
のトランス５２，５３の不平衡端子に接続し、同
じく第３段目のトランス５４〜５７の不平衡端子
を前段のトランス５２，５３の平衡端子に接続
し、平衡端子を各コンデンサ６５〜７２を介して
トランジスタ２７〜３４に接続される。また、信
号合成においてはトランジスタ２７〜３４の出力
が第３段目のトランス５８〜６１の平衡端子にコ
ンデンサ７３〜８０を介して供給し、その不平衡
端子に第２段目のトランスの平衡端子を接続し、
同様にして第１段目のトランス６４の不平衡端子
に合成出力が導出される。従つて、入力側からの
第１段目の分配器として作用するトランス５１は
信号源インピーダンスに等しい不平衡端子インピ
ーダンスを有し、出力側からの第１番目の合成器
として作用するトランス６４は負荷インピーダン
スに等しい不平衡端子インピーダンスを有してい
る。また第２段目の分配器として作用するトラン
ス５２，５３及び第２段目の合成器として作用す
るトランス６２，６３は、それぞれ信号源インピ
ーダンスまたは負荷インピーダンスの1/2に等し
い不平衡端子インピーダンスを有している。更に
第３段目の分配器として作用するトランス５４〜
５７及び第３段目の合成器として作用するトラン
ス５８〜６１は、それぞれ前記信号源インピーダ
ンスまたは負荷インピーダンスの1/4に等しい不
平衡端子インピーダンスを有している。つまり、
ｎ段（ｎは正数）従属接続した各段のトランスは
入力側または出力側より数える段位毎に信号源あ
るいは負荷インピーダンスの１／２（ｐ−１）（ｐは段
位数 を示す：ｐ＝１，２，…，ｎ）に等しい不平衡端
子インピーダンスを有することになる。また、各
段位毎におけるトランスの平衡端子インピーダン
スは不平衡端子インピーダンスの２分の１とな
る。
即ち、第２図の回路において、回路動作は前述
した第１図と同様であるので省略するが、２n個
のトランジスタ２７〜３４それぞれから入力信号
側を見た平衡端子インピーダンスは、３段に接続
構成される平衡不平衡変換トランスにより、信号
源インピーダンスの1/8に変換されることにな
り、信号源のインピーダンスが、例えば、50オー
ムの場合には6.25オームと非常に小さな値とな
る。このため上記各トランジスタ２７〜３４の入
力インピーダンスとの整合回路は殆んど不要とな
り、トランジスタ２７〜３４のバイアス回路（図
示せず）の直流分を阻止する結合コンデンサ６５
〜７２だけにすることができる。同様にして、各
トランジスタ２７〜３４から負荷側を見た負荷イ
ンピーダンスも、平衡不平衡変換トランスによつ
て1/8に変換されるので、各トランジスタ２７〜
３４の出力インピーダンスと負荷インピーダンス
との整合回路も殆んど不要となり、直流分阻止用
の結合コンデンサ７３〜８０だけにすることがで
きる。そのため、従来のような高い変換比を持つ
整合回路による帯域幅の制限もなく、また整合回
路の挿入損失も無くすることができ、簡単な回路
で高能率の電力増幅装置を実現することができ
る。
した第１図と同様であるので省略するが、２n個
のトランジスタ２７〜３４それぞれから入力信号
側を見た平衡端子インピーダンスは、３段に接続
構成される平衡不平衡変換トランスにより、信号
源インピーダンスの1/8に変換されることにな
り、信号源のインピーダンスが、例えば、50オー
ムの場合には6.25オームと非常に小さな値とな
る。このため上記各トランジスタ２７〜３４の入
力インピーダンスとの整合回路は殆んど不要とな
り、トランジスタ２７〜３４のバイアス回路（図
示せず）の直流分を阻止する結合コンデンサ６５
〜７２だけにすることができる。同様にして、各
トランジスタ２７〜３４から負荷側を見た負荷イ
ンピーダンスも、平衡不平衡変換トランスによつ
て1/8に変換されるので、各トランジスタ２７〜
３４の出力インピーダンスと負荷インピーダンス
との整合回路も殆んど不要となり、直流分阻止用
の結合コンデンサ７３〜８０だけにすることがで
きる。そのため、従来のような高い変換比を持つ
整合回路による帯域幅の制限もなく、また整合回
路の挿入損失も無くすることができ、簡単な回路
で高能率の電力増幅装置を実現することができ
る。
尚、上記実施例では、分配器及び合成器に第３
図に示すような伝送線路形の平衡不平衡変換トラ
ンスを用いた場合について説明しているが、第４
図に示すように、第３図のトランスにおいて、更
に平衡端子８３，８４間にコイル８５を接続し、
このコイル８５と接地間に抵抗８６を接続したよ
うな180度分配器や、第５図に示すようなトラン
ス８７の１次巻線の一端を接地し、２次巻線の中
点タツプを接地して、１次巻線の他端を不平衡端
子８１とし、２次巻線の両端を平衡端子８３，８
４とするような変成器を使用しても良い。
図に示すような伝送線路形の平衡不平衡変換トラ
ンスを用いた場合について説明しているが、第４
図に示すように、第３図のトランスにおいて、更
に平衡端子８３，８４間にコイル８５を接続し、
このコイル８５と接地間に抵抗８６を接続したよ
うな180度分配器や、第５図に示すようなトラン
ス８７の１次巻線の一端を接地し、２次巻線の中
点タツプを接地して、１次巻線の他端を不平衡端
子８１とし、２次巻線の両端を平衡端子８３，８
４とするような変成器を使用しても良い。
以上説明したように本考案によれば、信号の分
配及び合成にインピーダンス変換可能なトランス
を用いて回路構成することによつて、トランジス
タの入出力整合回路を殆んど無くすることができ
るので帯域制限及び挿入損失を軽減し、簡単な回
路でしかも高出力、広帯域、高能率の増幅装置を
提供できる。
配及び合成にインピーダンス変換可能なトランス
を用いて回路構成することによつて、トランジス
タの入出力整合回路を殆んど無くすることができ
るので帯域制限及び挿入損失を軽減し、簡単な回
路でしかも高出力、広帯域、高能率の増幅装置を
提供できる。
第１図は従来の電力増幅装置のブロツク図、第
２図は本考案の一実施例に係る増幅装置の回路
図、第３図は第２図の分配器及び合成器として使
用される平衡不平衡変換トランスの一例を説明す
るための構成図、第４図及び第５図はそれぞれ本
考案の他の実施例に係る合成器および分配器とし
て使用される180度分配器および変成器の構成図
である。 ２７〜３４……トランジスタ、５１〜６４……
平衡不平衡変換トランス、６５〜８０……結合コ
ンデンサ、８１……不平衡端子、８３，８４……
平衡端子。
２図は本考案の一実施例に係る増幅装置の回路
図、第３図は第２図の分配器及び合成器として使
用される平衡不平衡変換トランスの一例を説明す
るための構成図、第４図及び第５図はそれぞれ本
考案の他の実施例に係る合成器および分配器とし
て使用される180度分配器および変成器の構成図
である。 ２７〜３４……トランジスタ、５１〜６４……
平衡不平衡変換トランス、６５〜８０……結合コ
ンデンサ、８１……不平衡端子、８３，８４……
平衡端子。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 信号源インピーダンスZ0の信号源からの入力信
号をｎ段分配手段で分配して、２n個の増幅器で
それぞれ増幅し、その出力をｎ段合成手段で合成
して出力信号を負荷インピーダンスZ0の負荷に供
給する増幅装置において、 前記分配手段は入力側よりの段順位Ｐ毎に２p-
１個（ｐ＝１，２，…，ｎ）の平衡不平衡変換ト
ランスが設けられ、これらトランスの不平衡端子
を入力端子、２個の平衡端子を出力端子として順
次分配接続し、各段順位における各トランスの不
平衡端子インピーダンスを Ｚ０／２ｐ−１、 平衡端子インピーダンスを Ｚ０／２ｐ−１×１／２ に設定し、前記合成手段は出力側よりの段順位Ｐ
毎に２p-1個（ｐ＝１，２，…，ｎ）の平衡不平
衡トランスが設けられ、これらトランスの２個の
平衡端子を入力端子、不平衡端子を出力端子とし
て順次合成接続し、各段順位における各トランス
の不平衡端子インピーダンスを Ｚ０／２ｐ−１、 平衡端子インピーダンスを Ｚ０／２ｐ−１×１／２ に設定したことを特徴とする増幅装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP353579U JPS6110339Y2 (ja) | 1979-01-16 | 1979-01-16 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP353579U JPS6110339Y2 (ja) | 1979-01-16 | 1979-01-16 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55104818U JPS55104818U (ja) | 1980-07-22 |
| JPS6110339Y2 true JPS6110339Y2 (ja) | 1986-04-03 |
Family
ID=28807613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP353579U Expired JPS6110339Y2 (ja) | 1979-01-16 | 1979-01-16 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6110339Y2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60103706A (ja) * | 1983-11-10 | 1985-06-08 | Fujitsu Ltd | 増幅回路 |
| JP2552027Y2 (ja) * | 1989-02-02 | 1997-10-27 | 日本無線株式会社 | 広帯域電力合成回路 |
| US6046641A (en) * | 1998-07-22 | 2000-04-04 | Eni Technologies, Inc. | Parallel HV MOSFET high power stable amplifier |
| KR100844904B1 (ko) * | 2006-11-21 | 2008-07-09 | 한국과학기술원 | 전력 결합기를 이용한 전력 증폭기 |
| US9214901B2 (en) * | 2012-07-27 | 2015-12-15 | Mks Instruments, Inc. | Wideband AFT power amplifier systems with frequency-based output transformer impedance balancing |
| US9570222B2 (en) * | 2013-05-28 | 2017-02-14 | Tdk Corporation | Vector inductor having multiple mutually coupled metalization layers providing high quality factor |
-
1979
- 1979-01-16 JP JP353579U patent/JPS6110339Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55104818U (ja) | 1980-07-22 |
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