WO2023157725A1 - 高周波回路および通信装置 - Google Patents

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WO2023157725A1
WO2023157725A1 PCT/JP2023/004061 JP2023004061W WO2023157725A1 WO 2023157725 A1 WO2023157725 A1 WO 2023157725A1 JP 2023004061 W JP2023004061 W JP 2023004061W WO 2023157725 A1 WO2023157725 A1 WO 2023157725A1
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WO
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amplifier
band
output
circuit
peak
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PCT/JP2023/004061
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Inventor
健二 田原
佳依 山本
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • H03F—AMPLIFIERS
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    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits

Definitions

  • the present invention relates to high frequency circuits and communication devices.
  • Patent Document 1 discloses a first amplifier (carrier amplifier) that amplifies a first signal divided from an input signal in a region where the power level of the input signal is equal to or higher than the first level and outputs a second signal, and a second signal amplifier. and a second amplifier ( A high-frequency circuit (power amplifier circuit) including a peak amplifier) and a second transformer to which a fourth signal is input is disclosed.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a compact high-frequency circuit and communication device capable of amplifying high-frequency signals of multiple bands.
  • a high frequency circuit includes a first carrier amplifier capable of amplifying a high frequency signal of a first band and a second carrier amplifier capable of amplifying a high frequency signal of a second band.
  • a first peak amplifier capable of amplifying the high frequency signal of the first band and the high frequency signal of the second band
  • a second peak amplifier capable of amplifying the high frequency signal of the first band and the high frequency signal of the second band
  • an input side coil and an output side coil a first phase shift circuit and a second phase shift circuit
  • the output terminal of the first peak amplifier is connected to one end of the input side coil
  • the output terminal of the second peak amplifier is
  • the output terminal of the first carrier amplifier is connected to one end of the first phase shift circuit
  • the output terminal of the second carrier amplifier is connected to one end of the second phase shift circuit.
  • the other end of the phase shift circuit is connected to one end of the output side coil
  • the other end of the second phase shift circuit is connected to the other end of the output side coil
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a high-frequency circuit and a communication device according to an embodiment.
  • FIG. 2A is a circuit state diagram of the radio frequency circuit according to the embodiment when transmitting a band A signal in a high power mode.
  • FIG. 2B is a circuit state diagram of the high-frequency circuit according to the embodiment when a band A signal is transmitted in the middle/low power mode.
  • FIG. 3A is a circuit state diagram of the radio frequency circuit according to the embodiment when transmitting a band B signal in a high power mode.
  • FIG. 3B is a circuit state diagram of the high-frequency circuit according to the embodiment when transmitting a band B signal in the middle/low power mode.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a high frequency circuit according to a comparative example.
  • FIG. 5A is a graph showing the relationship between output power and efficiency in the first form of the power amplifier circuit according to the embodiment.
  • FIG. FIG. 5B is a graph showing the relationship between output power and efficiency in the second form of the power amplifier circuit according to the embodiment.
  • 5C is a graph showing the relationship between output power and efficiency in the third form of the power amplifier circuit according to the embodiment.
  • FIG. FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a high-frequency circuit according to a modification.
  • 7A and 7B are a plan view and a cross-sectional view of the high-frequency circuit according to the embodiment.
  • FIG. 8 is a plan view of a high frequency circuit according to a modification.
  • the x-axis and the y-axis are axes orthogonal to each other on a plane parallel to the main surface of the module substrate.
  • the x-axis is parallel to the first side of the module substrate
  • the y-axis is parallel to the second side orthogonal to the first side of the module substrate.
  • the z-axis is an axis perpendicular to the main surface of the module substrate, and its positive direction indicates an upward direction and its negative direction indicates a downward direction.
  • connection includes not only direct connection with connection terminals and/or wiring conductors, but also electrical connection via other circuit elements.
  • Connected between A and B means connected to both A and B between A and B, in addition to being connected in series with the path connecting A and B , is connected in parallel (shunt connection) between the path and ground.
  • plan view of the module board means viewing an object by orthographic projection from the positive side of the z-axis onto the xy plane.
  • a is located between B and C means that at least one of a plurality of line segments connecting any point in B and any point in C passes through A.
  • Distance between A and B in plan view of the module substrate means the length of a line segment connecting a representative point in the area of A and a representative point in the area of B orthogonally projected onto the xy plane. means.
  • the representative point the central point of the area or the point closest to the opponent's area can be used, but it is not limited to this.
  • the component is placed on the board includes the component being placed on the main surface of the board and the component being placed inside the board.
  • a component is arranged on the main surface of the board means that the component is arranged in contact with the main surface of the board, and that the component is arranged above the main surface without contacting the main surface. (eg, a component is laminated onto another component placed in contact with a major surface).
  • the component is arranged on the main surface of the substrate may include that the component is arranged in a recess formed in the main surface.
  • a component is located within a substrate means that, in addition to encapsulating the component within the module substrate, all of the component is located between the two major surfaces of the substrate, but some of the component is Including not covered by the substrate and only part of the component being placed in the substrate.
  • signal path refers to a transmission line composed of a wire through which a high-frequency signal propagates, an electrode directly connected to the wire, and a terminal directly connected to the wire or the electrode.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a high frequency circuit 1 and a communication device 4 according to an embodiment.
  • the communication device 4 includes a high frequency circuit 1, an antenna 2, and an RF signal processing circuit (RFIC) 3.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • the high frequency circuit 1 transmits high frequency signals between the antenna 2 and the RFIC 3 .
  • a detailed circuit configuration of the high-frequency circuit 1 will be described later.
  • the antenna 2 is connected to the antenna connection terminal 100 of the high frequency circuit 1, transmits a high frequency signal output from the high frequency circuit 1, and receives a high frequency signal from the outside and outputs it to the high frequency circuit 1.
  • the RFIC 3 is an example of a signal processing circuit that processes high frequency signals. Specifically, the RFIC 3 performs signal processing such as down-conversion on the received signal input via the receiving path of the high-frequency circuit 1, and converts the received signal generated by the signal processing into a baseband signal processing circuit (BBIC, not shown). Further, the RFIC 3 performs signal processing such as up-conversion on the transmission signal input from the BBIC, and outputs the transmission signal generated by the signal processing to the transmission path of the high frequency circuit 1 .
  • the RFIC 3 also has a control section that controls the switches, amplification elements, bias circuits, etc. of the high-frequency circuit 1 . A part or all of the functions of the RFIC 3 as a control unit may be implemented outside the RFIC 3, for example, in the BBIC or the high-frequency circuit 1.
  • the RFIC 3 also functions as a control unit that controls the power supply voltage and bias voltage supplied to each amplifier of the high frequency circuit 1 . Specifically, RFIC 3 outputs a digital control signal to high frequency circuit 1 . Each amplifier of the high frequency circuit 1 is supplied with a power supply voltage and a bias voltage controlled by the digital control signal.
  • control section may be included in the high-frequency circuit 1 as an amplifier control circuit.
  • the amplifier control circuit outputs control signals for controlling the power supply voltage and bias current to the power supply circuit and the bias circuit according to the control signal received from RFIC 3 .
  • the RFIC 3 determines which of the input terminals 110 to 130 of the high frequency circuit 1 to output the high frequency signal to, based on the band (frequency band) used.
  • the antenna 2 is not an essential component in the communication device 4 according to the present embodiment.
  • a high frequency circuit 1 includes preamplifiers 11, 12 and 13, carrier amplifiers 21 and 22, peak amplifiers 23 and 24, transformers 30, 31, 32 and 33, capacitors 41, 42 and 44 and 45, switches 43 and 46, phase shift lines 51 and 52, filters 61 and 62, a diplexer 60, input terminals 110, 120 and 130, and an antenna connection terminal 100.
  • preamplifiers 11, 12 and 13, carrier amplifiers 21 and 22, peak amplifiers 23 and 24, transformers 30, 31, 32 and 33, capacitors 41, 42, 44 and 45, switches 43 and 46, and phase shifters Lines 51 and 52 constitute a Doherty amplifier circuit.
  • the Doherty amplifier circuit means an amplifier circuit that achieves high efficiency by using multiple amplifiers as carrier amplifiers and peak amplifiers.
  • a carrier amplifier is a Doherty type amplifier circuit that operates regardless of whether the power of a high-frequency signal (input) is low or high.
  • a peak amplifier means an amplifier in a Doherty amplifier circuit that mainly operates when the power of a high-frequency signal (input) is high. Therefore, when the input power of the high frequency signal is low, the high frequency signal is mainly amplified by the carrier amplifier, and when the input power of the high frequency signal is high, the high frequency signal is amplified and synthesized by the carrier amplifier and the peak amplifier. Due to such operation, in the Doherty amplifier circuit, the load impedance seen from the carrier amplifier increases at low output power, and the efficiency at low output power is improved.
  • a phase shift circuit for shifting the phase of the high-frequency signal by 1/4 wavelength is connected to the output terminal. It is specified that the one is the carrier amplifier, and the one that is not connected to the output terminal with the phase shift circuit for shifting the phase of the high-frequency signal by 1/4 wavelength is the peak amplifier.
  • the input terminal 110 is connected to the RFIC 3 and receives a band A high frequency signal output from the RFIC 3 .
  • the input terminal 120 is connected to the RFIC 3 and receives a band B high frequency signal output from the RFIC 3 .
  • the input terminal 130 is connected to the RFIC 3 and receives a band A or band B high frequency signal output from the RFIC 3 .
  • Antenna connection terminal 100 is connected to antenna 2 .
  • each of the input terminals 110 to 130 and the antenna connection terminal 100 may be a metal conductor such as a metal electrode or a metal bump, or may be a single point on metal wiring.
  • the preamplifier 11 amplifies the high frequency signal of band A (first band) input from the input terminal 110 .
  • the preamplifier 12 amplifies the high-frequency signal of band B (second band) input from the input terminal 120 .
  • the preamplifier 13 amplifies the band A or band B high frequency signal input from the input terminal 130 .
  • the transformer 31 has a primary side coil 311 and a secondary side coil 312 .
  • One end of the primary coil 311 is connected to a power supply (power supply voltage Vcc), and the other end of the primary coil 311 is connected to the output terminal of the preamplifier 11 .
  • One end of the secondary coil 312 is connected to the input terminal of the carrier amplifier 21, and the other end of the secondary coil 312 is grounded.
  • a transformer 31 provides impedance matching between the preamplifier 11 and the carrier amplifier 21 . As a result, the high-frequency signal input from the input terminal 110 can be transmitted over a wide band.
  • the transformer 32 has a primary side coil 321 and a secondary side coil 322 .
  • One end of the primary coil 321 is connected to the power supply (power supply voltage Vcc), and the other end of the primary coil 321 is connected to the output terminal of the preamplifier 12 .
  • One end of the secondary coil 322 is connected to the input terminal of the carrier amplifier 22, and the other end of the secondary coil 322 is grounded.
  • a transformer 32 provides impedance matching between the preamplifier 12 and the carrier amplifier 22 . As a result, the high-frequency signal input from the input terminal 120 can be transmitted over a wide band.
  • the transformer 33 has a primary side coil 331 and a secondary side coil 332 .
  • One end of the primary coil 331 is connected to a power supply (power supply voltage Vcc), and the other end of the primary coil 331 is connected to the output terminal of the preamplifier 13 .
  • One end of the secondary coil 332 is connected to the input terminal of the peak amplifier 23 and the other end of the secondary coil 332 is connected to the input terminal of the peak amplifier 24 .
  • the transformer 33 divides the high frequency signal output from the preamplifier 13 into two high frequency signals having opposite phases. The two distributed high frequency signals are input to peak amplifiers 23 and 24, respectively. Also, the transformer 33 provides impedance matching between the preamplifier 13 and the peak amplifiers 23 and 24 . As a result, the high-frequency signal input from the input terminal 130 can be transmitted over a wide band.
  • a phase shift circuit may be arranged instead of the transformers 31-33. Also, the transformers 31-33 and the preamplifiers 11-13 may be omitted.
  • the carrier amplifier 21 is an example of a first carrier amplifier and has an amplification transistor.
  • Carrier amplifier 22 is an example of a second carrier amplifier and has an amplification transistor.
  • the peak amplifier 23 is an example of a first peak amplifier and has an amplification transistor.
  • the peak amplifier 24 is an example of a second peak amplifier and has an amplification transistor.
  • the amplifying transistors that the carrier amplifier and peak amplifier have are, for example, bipolar transistors such as heterojunction bipolar transistors (HBT: Heterojunction Bipolar Transistor), or field effect transistors such as MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor). be.
  • the carrier amplifier 21 is a class A (or class AB) amplifier circuit capable of amplifying all power levels of the band A (first band) signal output from the transformer 31. A highly efficient amplification operation is possible in the medium output range.
  • the carrier amplifier 22 is a class A (or class AB) amplifier circuit capable of amplifying all power levels of the band B (second band) signal output from the transformer 32. A highly efficient amplification operation is possible in the medium output range.
  • Each of the peak amplifiers 23 and 24 is a class C amplifier circuit capable of amplifying in a region where the power level of the band A or band B signal output from the transformer 33 is high. Since a bias voltage lower than the bias voltage applied to the amplification transistors of carrier amplifiers 21 and 22 is applied to the amplification transistors of peak amplifiers 23 and 24, the power level of the signal output from transformer 33 is The higher, the lower the output impedance. This allows the peak amplifiers 23 and 24 to perform low-distortion amplification in the high output range.
  • the output terminal of the carrier amplifier 21 is connected to one end of the phase shift line 51 .
  • An output terminal of the carrier amplifier 22 is connected to one end of the phase shift line 52 .
  • the transformer 30 has an input side coil 301 and an output side coil 302 .
  • One end of the input side coil 301 is connected to the output terminal of the peak amplifier 23 and the other end of the input side coil 301 is connected to the output terminal of the peak amplifier 24 .
  • One end of the output side coil 302 is connected to the other end of the phase shift line 51 , and the other end of the output side coil 302 is connected to the other end of the phase shift line 52 .
  • the phase shift line 51 is an example of a first phase shift circuit and is, for example, a 1/4 wavelength transmission line.
  • the phase shift line 51 delays the phase of the high-frequency signal input from one end thereof by 1/4 wavelength and outputs it from the other end.
  • One end of the phase shift line 51 is connected to the output terminal of the carrier amplifier 21 and the other end of the phase shift line 51 is connected to one end of the output side coil 302 .
  • the phase shift line 52 is an example of a second phase shift circuit and is, for example, a 1/4 wavelength transmission line.
  • the phase shift line 52 delays the phase of the high-frequency signal input from one end thereof by 1/4 wavelength and outputs it from the other end.
  • One end of the phase shift line 52 is connected to the output terminal of the carrier amplifier 22 and the other end of the phase shift line 52 is connected to the other end of the output side coil 302 .
  • first phase shift circuit and the second phase shift circuit may not have the form of phase shift lines, and may be, for example, circuits composed of chip-shaped inductors and capacitors. More specifically, each of the first phase shift circuit and the second phase shift circuit has two inductors connected in series with each other and a capacitor connected between the connection point of the two inductors and the ground. It may be an LC circuit. Also, each of the first phase shift circuit and the second phase shift circuit includes two capacitors connected in series with each other, an inductor connected between one end of one of the two capacitors and the ground, and an LC circuit having an inductor connected between the other end of the one capacitor and ground.
  • the capacitor 41 has one end (one electrode) connected to the output terminal of the peak amplifier 23 and the other end (the other electrode) connected to the output terminal of the peak amplifier 24 .
  • the capacitor 42 is an example of a first capacitor and is connected between the output terminal of the peak amplifier 23 and the output terminal of the peak amplifier 24 .
  • the switch 43 is an example of a first switch, is connected between the output terminal of the peak amplifier 23 and the output terminal of the peak amplifier 24, and is connected in series with the capacitor .
  • Capacitors 41 and 42 and switch 43 have the function of suppressing transmission of harmonics output from peak amplifiers 23 and 24 to transformer 30 .
  • a parallel combined capacitance of the capacitors 41 and 42 is formed between the output terminal of the peak amplifier 23 and the output terminal of the peak amplifier 24, and the harmonics of band A are generated. can be suppressed.
  • a single capacitance of the capacitor 41 is formed between the output terminal of the peak amplifier 23 and the output terminal of the peak amplifier 24, and the harmonics of the band B can be suppressed.
  • the switch 43 when transmitting a high frequency signal of band A, the switch 43 is in a conducting state, and when transmitting a high frequency signal of band B, the switch 43 is in a non-conducting state. As a result, harmonics corresponding to the band can be suppressed, and the high-frequency signal to be transmitted can be widened.
  • switch 43 and the capacitor 42 are connected in parallel rather than in series, and a parallel connection circuit of the switch 43 and the capacitor 42 and the capacitor 41 are provided between the output terminal of the peak amplifier 23 and the output terminal of the peak amplifier 24. They may be connected in series.
  • the single capacitance of capacitor 41 is formed when switch 43 is conductive, and the series combined capacitance of capacitors 41 and 42 is formed when switch 43 is non-conductive.
  • the capacitor 41 may be omitted. In this case, switching of the switch 43 suppresses harmonics of either band A or band B.
  • the capacitor 45 has one end (one electrode) connected near the midpoint of the input side coil 301 and the other end (the other electrode) connected to the ground.
  • the capacitor 44 is an example of a second capacitor, and has one end (one electrode) connected to the vicinity of the midpoint of the input side coil 301 via the switch 46, and the other end (the other electrode) connected to the ground.
  • the switch 46 is an example of a second switch, is connected between the vicinity of the midpoint of the input side coil 301 and the ground, and is connected in series with the capacitor 44 .
  • Capacitors 44 and 45 and switch 46 have the function of reducing common mode noise generated by peak amplifiers 23 and 24 .
  • a parallel combined capacitance of the capacitors 44 and 45 is formed between the input side coil 301 and the ground, and the band A common mode noise can be reduced.
  • a single capacitance of the capacitor 45 is formed between the input side coil 301 and the ground, and the band B common mode noise can be reduced.
  • the switch 46 when transmitting a high-frequency signal of band A, the switch 46 is in a conducting state, and when transmitting a high-frequency signal of band B, the switch 46 is in a non-conducting state. As a result, it is possible to reduce the common mode noise according to the band and widen the band of the high frequency signal to be transmitted.
  • switch 46 and the capacitor 44 may be connected in parallel rather than in series, and the parallel connection circuit of the switch 46 and the capacitor 44 and the capacitor 45 may be connected in series between the input side coil 301 and the ground.
  • the single capacitance of capacitor 45 is formed when switch 46 is conductive, and the series combined capacitance of capacitors 44 and 45 is formed when switch 46 is non-conductive.
  • the filter 61 is an example of a first filter, is connected between one end of the output side coil 302 and the antenna connection terminal 100, and has a passband including band A.
  • the filter 62 is an example of a second filter, is connected between the other end of the output side coil 302 and the antenna connection terminal 100, and has a passband including band B.
  • FIG. Filters 61 and 62 improve the signal quality of the high frequency signal of band A and the high frequency signal of band B output from antenna connection terminal 100 .
  • the diplexer 60 has a high-pass filter 60H and a low-pass filter 60L.
  • One terminal of the high-pass filter 60H and one terminal of the low-pass filter 60L are connected to the antenna connection terminal 100.
  • the other terminal of low-pass filter 60L is connected to filter 61 .
  • the other terminal of high pass filter 60H is connected to filter 62 .
  • the low-pass filter 60L is a low-pass filter having a passband including Band A.
  • the high-pass filter 60H is a high-pass filter having a passband including the B band.
  • the band A signal output from the carrier amplifier 21 and the band A differential signal output from the peak amplifiers 23 and 24 are current-combined, and the current-combined The output signal is output to filter 61 .
  • the band B signal output from the carrier amplifier 22 and the band B differential signal output from the peak amplifiers 23 and 24 are current-combined, and the current-combined output signal is output to the filter 62. be.
  • Bands A and B are frequency bands for communication systems built using radio access technology (RAT).
  • Bands A and B are predefined by standardization bodies and the like (eg, 3GPP (registered trademark) (3rd Generation Partnership Project) and IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers), etc.).
  • Examples of communication systems include a 5GNR (5th Generation New Radio) system, an LTE (Long Term Evolution) system, and a WLAN (Wireless Local Area Network) system.
  • band A is, for example, 5G-NR n77 (3300-4200 MHz), and band B is, for example, 5G-NR n79 (4400-5000 MHz).
  • the high-frequency circuit 1 only needs to include carrier amplifiers 21 and 22, peak amplifiers 23 and 24, transformer 30, and phase shift lines 51 and 52.
  • Preamplifiers 11-13, transformers 31-33, capacitors 41-45, switches 43 and 46, filters 61 and 62, and diplexer 60 are not essential components of the high-frequency circuit according to the present invention.
  • FIG. 2A is a circuit state diagram of the high-frequency circuit 1 according to the embodiment when transmitting a band A signal in the high power mode.
  • FIG. 2B is a circuit state diagram of the high-frequency circuit 1 according to the embodiment when transmitting a band A signal in the middle/low power mode.
  • the carrier amplifier 21 performs an amplifying operation (class A or class AB operation), and the peak amplifiers 23 and 24 perform differential Amplifies (class C operation). Switches 43 and 46 become conductive.
  • a band A signal transmitted through input terminal 110, preamplifier 11, transformer 31, carrier amplifier 21, and phase shift line 51 is transmitted through input terminal 130, preamplifier 13, transformer 33, peak amplifiers 23 and 24, and transformer 30.
  • the combined signal of band A is output from the antenna connection terminal 100 via the filter 61 and the low-pass filter 60L.
  • the impedance of the load connected to the antenna connection terminal 100 is R L /2
  • the impedance of the load side viewed from the other end of the phase shift line 51 and the load side viewed from one end of the output side coil 302 are Both impedances are RL .
  • the output impedance of the carrier amplifier 21 is converted by the phase shift line 51 to the impedance of the load side viewed from the other end of the phase shift line 51 and becomes R L /8.
  • the output impedances of the peak amplifiers 23 and 24 are converted by the transformer 30 (with a voltage conversion ratio of 1:2) with respect to the impedance of the load side viewed from one end of the output side coil 302, resulting in R L / 8.
  • the RFIC 3 does not output a high-frequency signal of band A to the input terminal 120, and the carrier amplifier 22 does not perform an amplifying operation.
  • the impedance of the other end is shorted.
  • the carrier amplifier 21 performs an amplifying operation (class A or class AB operation), and the peak amplifiers 23 and 24 does not amplify. Switches 43 and 46 become conductive.
  • a band A signal transmitted through input terminal 110, preamplifier 11, transformer 31, carrier amplifier 21, and phase shift line 51 is output from antenna connection terminal 100 via filter 61 and low-pass filter 60L.
  • the impedance of the load connected to the antenna connection terminal 100 is R L /2
  • the impedance of the load side viewed from the other end of the phase shift line 51 is R L /2
  • the output impedance of the carrier amplifier 21 is converted by the phase shift line 51 to the impedance of the load side viewed from the other end of the phase shift line 51 and becomes R L /4.
  • the peak amplifiers 23 and 24 do not amplify, the output impedances of the peak amplifiers 23 and 24 are in an open state.
  • the RFIC 3 does not output a high-frequency signal of band A to the input terminal 120, and the carrier amplifier 22 does not perform an amplifying operation.
  • the impedance of the other end is shorted.
  • the output impedance of the carrier amplifier 21 is doubled in the middle/low power mode as compared to the high power mode. That is, in the middle/low power mode, the peak amplifiers 23 and 24 are turned off, and the output impedance of the carrier amplifier 21 is increased, so that the high frequency circuit 1 can operate with high efficiency.
  • carrier amplifier 21 and peak amplifiers 23 and 24 operate to output a high-power signal. , it is possible to suppress signal distortion.
  • FIG. 3A is a circuit state diagram of the high-frequency circuit 1 according to the embodiment when transmitting a band B signal in the high power mode.
  • FIG. 3B is a circuit state diagram of the high-frequency circuit 1 according to the embodiment when transmitting a band B signal in the middle/low power mode.
  • the carrier amplifier 22 performs an amplifying operation (class A or class AB operation), and the peak amplifiers 23 and 24 perform differential Amplifies (class C operation). Switches 43 and 46 are rendered non-conducting.
  • a band B signal transmitted through input terminal 120, preamplifier 12, transformer 32, carrier amplifier 22, and phase shift line 52, and input terminal 130, preamplifier 13, transformer 33, peak amplifiers 23 and 24, and transformer 30 are transmitted.
  • the combined signal of band B is output from the antenna connection terminal 100 via the filter 62 and the high-pass filter 60H.
  • the impedance of the load connected to the antenna connection terminal 100 is R L /2
  • the impedance when the load side is viewed from the other end of the phase shift line 52 and the load side from the other end of the output side coil 302 are The viewed impedances are both RL .
  • the output impedance of the carrier amplifier 22 is converted by the phase shift line 52 to the impedance of the load side viewed from the other end of the phase shift line 52 and becomes R L /8.
  • the output impedances of the peak amplifiers 23 and 24 are converted by the transformer 30 (with a voltage conversion ratio of 1:2) to the impedance when the load side is viewed from the other end of the output side coil 302. /8.
  • the RFIC 3 does not output a high-frequency signal of band B to the input terminal 110, and the carrier amplifier 21 does not perform an amplifying operation.
  • the impedance at one end is shorted.
  • the carrier amplifier 22 performs an amplifying operation (class A or class AB operation), and the peak amplifiers 23 and 24 does not amplify. Switches 43 and 46 are rendered non-conducting.
  • a band B signal transmitted through input terminal 120, preamplifier 12, transformer 32, carrier amplifier 22, and phase shift line 52 is output from antenna connection terminal 100 via filter 62 and high-pass filter 60H.
  • the impedance of the load connected to the antenna connection terminal 100 is R L /2
  • the impedance of the load side viewed from the other end of the phase shift line 52 is R L /2
  • the output impedance of the carrier amplifier 22 is converted by the phase shift line 52 to the impedance of the load side viewed from the other end of the phase shift line 52 and becomes R L /4.
  • the peak amplifiers 23 and 24 do not amplify, the output impedances of the peak amplifiers 23 and 24 are in an open state.
  • the RFIC 3 does not output a high-frequency signal of band B to the input terminal 110, and the carrier amplifier 21 does not perform an amplifying operation.
  • the impedance at one end is shorted.
  • the output impedance of the carrier amplifier 22 is doubled in the middle/low power mode as compared to the high power mode. That is, in the middle/low power mode, the peak amplifiers 23 and 24 are turned off, and the output impedance of the carrier amplifier 22 is increased, so that the high frequency circuit 1 can operate with high efficiency.
  • carrier amplifier 22 and peak amplifiers 23 and 24 operate to output a high-power signal. , it is possible to suppress signal distortion.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a high frequency circuit 500 according to a comparative example.
  • a high-frequency circuit 500 according to the comparative example is a conventional Doherty-type amplifier circuit that amplifies and transmits a high-frequency signal of band A and a high-frequency signal of band B.
  • FIG. As shown in the figure, high frequency circuit 500 includes preamplifiers 14, 15, 16 and 17, carrier amplifiers 251, 252, 271 and 272, peak amplifiers 261, 262, 281 and 282, and transformers 34, 35 and 36.
  • High-frequency circuit 500 according to the comparative example has (1) a peak amplifier that amplifies and transmits a high-frequency signal of band A and a peak amplifier that amplifies and transmits a high-frequency signal of band B, compared with high-frequency circuit 1 according to the embodiment. and (2) the carrier amplifier is of a differential amplification type.
  • the high-frequency circuit 500 according to the comparative example will be described below, focusing on the differences from the high-frequency circuit 1 according to the embodiment.
  • carrier amplifiers 251 and 252 When high-frequency circuit 500 transmits a band A signal in high power mode, carrier amplifiers 251 and 252 perform differential amplification (class A or class AB operation), and peak amplifiers 261 and 262 perform differential amplification (class C). Operate.
  • a differential signal of band A transmitted through input terminal 111, preamplifier 14, transformer 36, carrier amplifiers 251 and 252, phase shift lines 53 and 54, input terminal 112, preamplifier 15, transformer 37, peak amplifier 261 and A band A differential signal transmitted by H.262 is current-synthesized, and the current-synthesized band A signal is output from the antenna connection terminal 100 via the filter 61 and the low-pass filter 60L.
  • high-frequency circuit 500 transmits a signal of band A in middle/low power mode
  • carrier amplifiers 251 and 252 perform differential amplification (class A or class AB operation), and peak amplifiers 261 and 262 do not perform amplification.
  • a band A signal transmitted through input terminal 111, preamplifier 14, transformer 36, carrier amplifiers 251 and 252, phase shift lines 53 and 54, and transformer 34 is transmitted through filter 61 and low-pass filter 60L to antenna connection terminal 100.
  • Preamplifiers 16 and 17, carrier amplifiers 271 and 272, peak amplifiers 281 and 282, transformers 35, 38 and 39, capacitors 481 and 482, phase shift lines 55 and 56, and filter 62 amplify and transmit band B high frequency signals. It constitutes a circuit that
  • carrier amplifiers 271 and 272 When high-frequency circuit 500 transmits a high-power mode band B signal, carrier amplifiers 271 and 272 perform differential amplification (class A or class AB operation), and peak amplifiers 281 and 282 perform differential amplification (class C). Operate.
  • a differential signal of band B transmitted through input terminal 121, preamplifier 16, transformer 38, carrier amplifiers 271 and 272, phase shift lines 55 and 56, input terminal 122, preamplifier 17, transformer 39, peak amplifier 281 and 282 is current-combined with the band B differential signal transmitted by H.282, and the current-combined band B signal is output from the antenna connection terminal 100 via the filter 62 and the high-pass filter 60H.
  • high-frequency circuit 500 transmits a signal of band B in middle/low power mode
  • carrier amplifiers 271 and 272 perform differential amplification (class A or class AB operation), and peak amplifiers 281 and 282 do not perform amplification.
  • a band B signal transmitted through input terminal 121, preamplifier 16, transformer 38, carrier amplifiers 271 and 272, phase shift lines 55 and 56, and transformer 35 passes through filter 62 and high-pass filter 60H to antenna connection terminal 100.
  • the high-frequency circuit 500 according to the comparative example has peak amplifiers 261 and 262 that amplify and transmit high-frequency signals of band A and high-frequency signals of band B as compared with the high-frequency circuit 1 according to the embodiment.
  • the high frequency circuit 500 according to the comparative example has more carrier amplifiers and peak amplifiers than the high frequency circuit 1 according to the embodiment.
  • the number of preamplifiers and transformers is also large.
  • the peak amplifier used for band A transmission and the peak amplifier used for band B transmission can be shared.
  • the number of carrier amplifiers and peak amplifiers can be reduced for amplification and transmission. Therefore, it is possible to provide a compact high-frequency circuit 1 and communication device 4 capable of amplifying high-frequency signals of multiple bands.
  • FIG. 5A is a graph showing the relationship between output power and efficiency in the first form of the high frequency circuit 1 according to the embodiment.
  • FIG. 5B is a graph showing the relationship between output power and efficiency in the second form of high-frequency circuit 1 according to the embodiment.
  • FIG. 5C is a graph showing the relationship between output power and efficiency in the third form of high-frequency circuit 1 according to the embodiment.
  • FIG. 5B shows the relationship between the output power and efficiency when the size of the carrier amplifier 21 and the sum of the sizes of the peak amplifiers 23 and 24 are equal (second form).
  • the back-off amount which is the power difference from the high output region where carrier amplifier 21 and peak amplifiers 23 and 24 are on to the low output region where only carrier amplifier 21 is on, is -6 dB.
  • FIG. 5A shows the output power when the size of the carrier amplifier 21 and the size of the peak amplifier 23 are equal and the size of the carrier amplifier 21 and the size of the peak amplifier 24 are equal (first form). and efficiency.
  • the backoff amount can be increased to -9.6 dB.
  • FIG. 5C shows the output power when the sum of the size of carrier amplifier 21, the size of peak amplifier 23, and the size of peak amplifier 24 is equal, and peak amplifiers 23 and 24 perform Doherty operation (third mode). and efficiency.
  • carrier amplifier 21 and peak amplifiers 23 and 24 are on in the high output range
  • peak amplifier 24 is off in the medium output range
  • peak amplifiers 23 and 24 are off in the low output range.
  • the backoff amount can be set in two stages.
  • each amplifier is defined as the area of the formation region of the amplification transistor of the amplifier when the semiconductor IC or module substrate on which the amplifier is arranged is viewed from above.
  • each amplifier depends on the number of stages of transistors, cells, or fingers that constitute the amplifier. Therefore, a large size means a state in which at least one of a large number of transistor stages and a large number of cells or fingers is established.
  • the two amplifiers are equal in size includes that the sizes of the two amplifiers are substantially equal in addition to the fact that the sizes of the two amplifiers are exactly the same.
  • the size of the amplifier is represented by area (a measure of the extent of a two-dimensional region).
  • the two amplifier sizes being substantially equal means that the ratio of the difference value of the two amplifier sizes to the larger one of the two amplifier sizes is 10% or less.
  • the area of the formation region of the amplification transistor recognizes the regions of the N-type and P-type semiconductors in the image of the amplification transistor taken by irradiating X-rays from the normal direction of the main surface of the semiconductor IC or module substrate. can be measured by
  • the sizes of the carrier amplifier 21 and the peak amplifiers 23 and 24 are compared, but the size comparison of the carrier amplifier 22 and the peak amplifiers 23 and 24 is the same.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a high frequency circuit 1A according to a modification.
  • the high frequency circuit 1A includes preamplifiers 11, 12, 13, 411, 412 and 413; carrier amplifiers 21, 22, 421 and 422; peak amplifiers 23, 24, 423 and 424; , 31, 32, 33, 430, 431, 432 and 433; capacitors 41, 42, 44, 45, 441, 442, 444 and 445; switches 43, 46, 443 and 446; , 451 and 452; filters 61, 62, 461 and 462; a quadplexer 460;
  • a high-frequency circuit 1A according to this modification is different from the high-frequency circuit 1 according to the embodiment in that a circuit for amplifying and transmitting high-frequency signals of band C and band D in addition to band A and band B is added. There is a difference.
  • the high-frequency circuit 1A according to this modified example will be described below, focusing on the differences from the high
  • Preamplifiers 11-13, carrier amplifiers 21 and 22, peak amplifiers 23 and 24, transformers 30-33, capacitors 41, 42, 44 and 45, switches 43 and 46, phase shift lines 51 and 52, and filters 61 and 62 are As with the high-frequency circuit 1 according to the embodiment, a first transmission circuit that amplifies and transmits high-frequency signals of band A and band B is configured.
  • Preamplifiers 411-413, carrier amplifiers 421 and 422, peak amplifiers 423 and 424, transformers 430-433, capacitors 441, 442, 444 and 445, switches 443 and 446, phase shift lines 451 and 452, and filters 461 and 462 are It constitutes a second transmission circuit for amplifying and transmitting high-frequency signals of band C and band D.
  • connection relationship of each circuit component that configures the second transmission circuit is the same as the connection relationship of each circuit component that configures the first transmission circuit, so the description is omitted.
  • the quadplexer 460 has four filters (third filter, fourth filter, fifth filter, sixth filter). One terminal of each of the third to sixth filters is connected to the antenna connection terminal 100 . The other terminal of the third filter is connected to filter 61 . The other terminal of the fourth filter is connected to filter 62 . The other terminal of the fifth filter is connected to filter 461 . The other terminal of the sixth filter is connected to filter 462 .
  • the third filter is a filter with a passband that includes band A.
  • the fourth filter is a filter with a passband that includes band B.
  • a fifth filter is a filter having a passband that includes band C.
  • the sixth filter is a filter with a passband that includes band D.
  • the band A signal output from the carrier amplifier 21 and the band A differential signal output from the peak amplifiers 23 and 24 are current-combined, and the current-combined An output signal is output from one end of the output side coil 302 .
  • the band B signal output from the carrier amplifier 22 and the band B differential signal output from the peak amplifiers 23 and 24 are current-combined, and the current-combined output signal is output to the output side coil 302. output from the end.
  • the signal of band C output from the carrier amplifier 421 and the differential signal of band C output from the peak amplifiers 423 and 424 are current-combined, and the current-combined output signal is the output side coil of the transformer 430.
  • the signal of band D output from the carrier amplifier 422 and the differential signal of band D output from the peak amplifiers 423 and 424 are current-combined, and the current-combined output signal is the output side coil of the transformer 430. is output from the other end of
  • FIG. 7A and 7B are a plan view and a cross-sectional view of the high-frequency circuit 1 according to the embodiment.
  • 7A is a plan view of the high-frequency circuit 1, and is a view of the main surface of the module substrate 90 seen through from the z-axis positive side.
  • FIG. 7B is a cross-sectional view of the high-frequency circuit 1.
  • FIG. be The cross section of the high-frequency circuit 1 in FIG. 7(b) is taken along line VIIB--VIIB in FIG. 7(a).
  • FIG. 7A marks representing the functions of the amplifiers, transformers, capacitors, and switches are attached so that the arrangement relationship of the amplifiers, transformers, capacitors, and switches can be easily understood. The switch does not bear this mark.
  • FIG. 7 the illustration of the wiring that connects the module substrate 90 and each circuit component is partially omitted.
  • the high-frequency circuit 1 shown in FIG. 7 may further include a resin member covering the main surface of the module substrate 90 and part of the circuit components, and a shield electrode layer covering the main surface of the resin member. , the illustration of the resin member and the shield electrode layer is omitted in FIG.
  • the high frequency circuit 1 further has a module substrate 90 and a semiconductor IC 80 in addition to the circuit configuration shown in FIG. Also, the diplexer 60 included in the high-frequency circuit 1 may be arranged on the module substrate 90, although not shown in FIG.
  • the module board 90 is a board on which circuit components that make up the high-frequency circuit 1 are mounted.
  • the module substrate 90 for example, a Low Temperature Co-fired Ceramics (LTCC) substrate having a laminated structure of a plurality of dielectric layers, a High Temperature Co-fired Ceramics (HTCC) substrate, A component-embedded substrate, a substrate having a redistribution layer (RDL), a printed substrate, or the like is used.
  • LTCC Low Temperature Co-fired Ceramics
  • HTCC High Temperature Co-fired Ceramics
  • RDL redistribution layer
  • Carrier amplifiers 21 and 22, peak amplifiers 23 and 24, preamplifiers 11, 12 and 13, transformers 31, 32 and 33, capacitors 41, 42, 44 and 45, switches 43 and 46, and filters 61 and 62 are arranged.
  • carrier amplifiers 21 and 22, peak amplifiers 23 and 24, preamplifiers 11, 12 and 13, transformers 31, 32 and 33, capacitors 41 and 42, and switch 43 are integrated into semiconductor IC 70 (an example of a first semiconductor IC). include.
  • the semiconductor IC 70 includes the capacitors 41 and 42 and the switch 43, the high frequency circuit 1 can be miniaturized.
  • Carrier amplifiers 21 and 22, peak amplifiers 23 and 24, preamplifiers 11, 12 and 13, transformers 31, 32 and 33, capacitors 41 and 42, and switch 43 may not be included in semiconductor IC 70. may be arranged on the module substrate 90 alone.
  • a semiconductor IC 80 is arranged on the main surface of the module substrate 90 .
  • Semiconductor IC 80 is an example of a second semiconductor IC, and includes an amplifier control circuit that controls carrier amplifiers 21 and 22 and peak amplifiers 23 and 24 .
  • the amplifier control circuit controls bias currents supplied to carrier amplifiers 21 and 22 and peak amplifiers 23 and 24, for example.
  • Each of the semiconductor ICs 70 and 80 may be configured using, for example, CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor), and specifically may be manufactured by an SOI (Silicon on Insulator) process. Also, each of the semiconductor ICs 70 and 80 may be made of at least one of GaAs, SiGe, and GaN. Note that the semiconductor materials of the semiconductor ICs 70 and 80 are not limited to the materials described above.
  • the semiconductor IC 70 and the semiconductor IC 80 are stacked from the main surface of the module substrate 90 in the order of the semiconductor IC 70 and the semiconductor IC 80 .
  • the area of the high-frequency circuit 1 can be reduced and the size can be reduced.
  • An input side coil 301 of the transformer 30 is formed on the dielectric layer (first dielectric layer) on the main surface of the module substrate 90 .
  • the output side coil 302 of the transformer 30 and part of the phase shift lines 51 and 52 are formed in the dielectric layer (second dielectric layer) inside the module substrate 90 .
  • the input side coil 301 is composed of an annular planar conductor formed on the first dielectric layer.
  • the output side coil 302 is composed of an annular plane conductor formed on the second dielectric layer.
  • the input side coil 301 and the output side coil 302 are at least partially overlapped when the module substrate 90 is viewed from above. As a result, a compact transformer 30 can be configured.
  • the phase shift line 51 is arranged on the right outside of the transformer 30 when the module substrate 90 is viewed in plan, and is composed of a planar conductor 511 and bonding wires 512 .
  • a bonding wire 512 is an example of a first bonding wire and is connected to the output terminal of the carrier amplifier 21 .
  • the planar conductor 511 is an example of a first transmission line, is formed on the main surface of the module substrate 90 or inside, and has one end connected to the bonding wire 512 and the other end connected to one end of the output side coil 302 .
  • the phase shift line 52 is arranged on the left outside of the transformer 30 when the module substrate 90 is viewed in plan, and is composed of a planar conductor 521 and bonding wires 522 .
  • a bonding wire 522 is an example of a second bonding wire and is connected to the output terminal of the carrier amplifier 22 .
  • the planar conductor 521 is an example of a second transmission line, is formed on the main surface of or inside the module substrate 90, has one end connected to the bonding wire 522, and the other end connected to the other end of the output side coil 302. .
  • phase-shifting lines 51 are distributed between the main surface and the inside of the module substrate 90, and the phase-shifting lines 52 are distributed between the main surface and the inside of the module substrate 90, so that the high-frequency circuit 1 can be made smaller.
  • the carrier amplifier 21, the peak amplifier 23, the peak amplifier 24, and the carrier amplifier 22 are arranged on the main surface of the module substrate 90 in this order in a predetermined direction (x-axis negative direction). are placed.
  • the two phase shift lines 51 and 52 can be easily arranged symmetrically with the transformer 30 as the center. Therefore, it is possible to realize a simple and highly accurate arrangement of circuit components.
  • FIG. 8 is a plan view of a high frequency circuit 1A according to a modification.
  • FIG. 8 is a perspective view of the main surface of the module substrate 90 from the z-axis positive side.
  • marks representing the functions of amplifiers, transformers, capacitors, and switches are attached so that the arrangement relationship of each amplifier, transformer, capacitor, and switch can be easily understood. No such mark is attached.
  • the illustration of the wiring that connects the module substrate 90 and each circuit component is partially omitted.
  • the high-frequency circuit 1A shown in FIG. 8 may further include a resin member covering the main surface of the module substrate 90 and part of the circuit components, and a shield electrode layer covering the main surface of the resin member. 8, illustration of the resin member and the shield electrode layer is omitted.
  • the high frequency circuit 1A further has a module substrate 90 and a semiconductor IC 81 in addition to the circuit configuration shown in FIG. Moreover, the quadplexer 460 included in the high-frequency circuit 1A may be arranged on the module substrate 90, although not shown in FIG.
  • the mounting structure of the high frequency circuit 1A according to the present modification includes two transmission circuits (a first transmission circuit and a second transmission circuit) having the same functions as the high frequency circuit 1. circuit) are arranged in a predetermined direction.
  • the mounting configuration of the high-frequency circuit 1A according to the present modification will be described below, focusing on the differences from the mounting configuration of the high-frequency circuit 1 according to the embodiment.
  • module substrate 90 On the main surface of the module substrate 90 are carrier amplifiers 21, 22, 421 and 422, peak amplifiers 23, 24, 423 and 424, preamplifiers 11, 12, 13, 411, 412 and 413, transformers 31, 32, 33, 431, 432 and 433, capacitors 41, 42, 44, 45, 441, 442, 444 and 445, switches 43, 46, 443 and 446, and filters 61, 62, 461 and 462 are arranged.
  • carrier amplifiers 21, 22, 421 and 422, peak amplifiers 23, 24, 423 and 424, preamplifiers 11, 12, 13, 411, 412 and 413, transformers 31, 32, 33, 431, 432 and 433, capacitors 41, 42, 441 and 442, and switches 43 and 443 are included in semiconductor IC 71 (an example of a first semiconductor IC).
  • the semiconductor IC 71 includes the capacitors 41, 42, 441 and 442 and the switches 43 and 443, the high frequency circuit 1A can be miniaturized.
  • a semiconductor IC 81 is arranged on the main surface of the module substrate 90 .
  • Semiconductor IC 81 is an example of a second semiconductor IC, and includes an amplifier control circuit that controls carrier amplifiers 21 , 22 , 421 and 422 and peak amplifiers 23 , 24 , 423 and 424 .
  • the amplifier control circuit controls bias currents supplied to carrier amplifiers 21, 22, 421 and 422 and peak amplifiers 23, 24, 423 and 424, for example.
  • the semiconductor IC 71 and the semiconductor IC 81 are stacked from the main surface of the module substrate 90 in the order of the semiconductor IC 71 and the semiconductor IC 81 .
  • the high-frequency circuit 1A can be reduced in area and size.
  • the input side coil 301 of the transformer 30 and the input side coil of the transformer 430 are formed on the dielectric layer (first dielectric layer) on the main surface of the module substrate 90 . Further, in the dielectric layer (second dielectric layer) inside the module substrate 90, the output side coil 302 of the transformer 30 and the output side coil of the transformer 430, and part of the phase shift lines 51, 52, 451 and 452 are provided. is formed.
  • the input side coil and the output side coil of the transformer 430 overlap at least partially when the module substrate 90 is viewed from above. As a result, a compact transformer 430 can be configured.
  • the phase shift line 451 is arranged on the right outside of the transformer 430 when the module substrate 90 is viewed from above, and is composed of a first transmission line and a first bonding wire.
  • the phase shift line 452 is arranged on the left outside of the transformer 430 when the module substrate 90 is viewed from above, and is composed of a second transmission line and a second bonding wire. According to this, the phase-shifting lines 451 are distributed between the main surface and the inside of the module substrate 90, and the phase-shifting lines 452 are distributed between the main surface and the inside of the module substrate 90, so that the high-frequency circuit 1A is arranged. can be made smaller.
  • the carrier amplifier 421, the peak amplifier 423, the peak amplifier 424, and the carrier amplifier 422 are arranged on the main surface of the module substrate 90 in this order in a predetermined direction (x-axis negative direction). are placed.
  • the two phase shift lines 451 and 452 can be easily arranged symmetrically with the transformer 430 as the center. Therefore, it is possible to realize a simple and highly accurate arrangement of circuit components.
  • the high-frequency circuit 1 includes the carrier amplifier 21 capable of amplifying the high-frequency signal of band A, the carrier amplifier 22 capable of amplifying the high-frequency signal of band B, the high-frequency signal of band A and A peak amplifier 23 capable of amplifying a high frequency signal of band B, a peak amplifier 24 capable of amplifying a high frequency signal of band A and a high frequency signal of band B, a transformer 30 having an input side coil 301 and an output side coil 302, and a transition.
  • the output terminal of the peak amplifier 23 is connected to one end of the input side coil 301
  • the output terminal of the peak amplifier 24 is connected to the other end of the input side coil 301
  • the output of the carrier amplifier 21 is connected to one end of the input side coil 301.
  • the terminal is connected to one end of the phase shift line 51, the output terminal of the carrier amplifier 22 is connected to one end of the phase shift line 52, and the other end of the phase shift line 51 is connected to one end of the output side coil 302. 52 is connected to the other end of the output side coil 302 .
  • the number of carrier amplifiers and peak amplifiers can be reduced when amplifying and transmitting high-frequency signals of multiple bands. Therefore, it is possible to provide a compact high-frequency circuit 1 capable of amplifying high-frequency signals of multiple bands.
  • the high-frequency circuit 1 further includes a capacitor 42 connected between the output terminal of the peak amplifier 23 and the output terminal of the peak amplifier 24, and a capacitor 42 connected between the output terminal of the peak amplifier 23 and the output terminal of the peak amplifier 24. and a switch 43 connected to the capacitor 42 .
  • the switch 43 may be in a conducting state when transmitting a high-frequency signal of band A, and may be in a non-conducting state when transmitting a high-frequency signal of band B.
  • harmonics corresponding to the band can be suppressed, and the high frequency signal to be transmitted can be widened.
  • the high-frequency circuit 1 further includes a capacitor 44 connected between the input side coil 301 and the ground, a switch 46 connected between the input side coil 301 and the ground and connected to the capacitor 44, may be provided.
  • the switch 46 may be in a conducting state when transmitting a high-frequency signal of band A, and may be in a non-conducting state when transmitting a high-frequency signal of band B.
  • the high-frequency circuit 1 is further connected to one end of the output side coil 302 and has a passband including band A, and is connected to the other end of the output side coil 302 and has a passband including band B. and a filter 62 having a
  • the signal quality of the high-frequency signal of band A and the high-frequency signal of band B output from the antenna connection terminal 100 is improved.
  • the high-frequency circuit 1 further includes a module substrate 90, and when the module substrate 90 is viewed from above, the carrier amplifier 21, the peak amplifier 23, the peak amplifier 24, and the carrier amplifier 22 are arranged in a predetermined direction in this order. It may be arranged on the main surface of the module substrate 90 .
  • the two phase shift lines 51 and 52 can be easily arranged symmetrically with the transformer 30 as the center. Therefore, it is possible to realize a simple and highly accurate arrangement of circuit components.
  • the module substrate 90 has a plurality of dielectric layers, at least part of the input side coil 301 is formed in the first dielectric layer of the plurality of dielectric layers, and the output At least part of the side coil 302 is formed on the second dielectric layer of the plurality of dielectric layers, and when the module substrate 90 is viewed from above, at least part of the input side coil 301 and at least part of the output side coil 302 are formed. It may be partially overlapped.
  • a compact transformer 30 can be configured.
  • the phase-shifting line 51 is formed on the main surface or inside the module substrate 90 with a bonding wire 512 connected to the output terminal of the carrier amplifier 21, one end of which is connected to the bonding wire 512
  • the phase shift line 52 includes a bonding wire 522 connected to the output terminal of the carrier amplifier 22 and the main surface of the module substrate 90 or and a plane conductor 521 formed inside and having one end connected to a bonding wire 522 and the other end connected to the other end of the output side coil 302 .
  • phase-shifting lines 51 are distributed between the main surface and the inside of the module substrate 90, and the phase-shifting lines 52 are distributed between the main surface and the inside of the module substrate 90, so that the high-frequency circuit 1 can be made smaller.
  • high-frequency circuit 1 further includes an amplifier control circuit that controls carrier amplifiers 21 and 22 and peak amplifiers 23 and 24.
  • Carrier amplifiers 21 and 22 and peak amplifiers 23 and 24 are mounted on the main surface of module substrate 90.
  • the amplifier control circuit is included in the semiconductor IC 70 arranged on the main surface of the module substrate 90, and the semiconductor IC 70 and the semiconductor IC 80 are separated from the main surface by the semiconductor IC 70 and the semiconductor IC 80, respectively.
  • the ICs 80 may be stacked in order.
  • the area of the high-frequency circuit 1 can be reduced and the size can be reduced.
  • the capacitor 42 and the switch 43 may be included in the semiconductor IC 70 .
  • the high frequency circuit 1 can be miniaturized.
  • the communication device 4 includes an RFIC 3 that processes high frequency signals, and a high frequency circuit 1 that transmits high frequency signals between the RFIC 3 and the antenna 2 .
  • the effect of the high-frequency circuit 1 can be realized in the communication device 4.
  • the high-frequency circuits and communication devices according to the embodiments of the present invention have been described with reference to the embodiments and modifications, but the high-frequency circuits and communication devices according to the present invention are limited to the above-described embodiments and modifications. not to be Another embodiment realized by combining arbitrary components in the above embodiments and modifications, and various modifications that a person skilled in the art can think of without departing from the scope of the present invention with respect to the above embodiments and modifications
  • the present invention also includes modified examples obtained by applying the above-described high-frequency circuit and communication device.
  • the present invention can be widely used in communication equipment such as mobile phones as a high-frequency circuit arranged in the front-end part supporting multiband.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • RFIC RF signal processing circuit
  • 112 12, 13, 14, 15, 16, 17, 411, 412, 413 preamplifiers 21, 22, 251, 252, 271, 272, 421, 422 carrier amplifiers 23, 24, 261, 262, 281, 282, 423, 424 Peak amplifier 30, 31, 32, 33, 34, 35, 36, 37, 38, 39, 430, 431, 432, 433 Transformer 41, 42, 44, 45, 441, 442, 444, 445 , 471, 472, 481, 482
  • Semiconductor IC 90 module board 100 antenna connection terminal 110, 111, 112, 120, 121, 122, 130, 210, 220, 230 input terminal 301 input side coil 302 output side coil 311, 32

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Abstract

高周波回路（１）は、バンドＡの高周波信号を増幅可能なキャリアアンプ（２１）と、バンドＢの高周波信号を増幅可能なキャリアアンプ（２２）と、バンドＡの高周波信号およびバンドＢの高周波信号を増幅可能なピークアンプ（２３および２４）と、入力側コイル（３０１）および出力側コイル（３０２）を有するトランス（３０）と、移相線路（５１および５２）と、を備え、ピークアンプ（２３）の出力端子は入力側コイル（３０１）の一端に接続され、ピークアンプ（２４）の出力端子は入力側コイル（３０１）の他端に接続され、キャリアアンプ（２１）の出力端子は移相線路（５１）の一端に接続され、キャリアアンプ（２２）の出力端子は移相線路（５２）の一端に接続され、移相線路（５１）の他端は出力側コイル（３０２）の一端に接続され、移相線路（５２）の他端は出力側コイル（３０２）の他端に接続されている。

Description

高周波回路および通信装置
　本発明は、高周波回路および通信装置に関する。
　特許文献１には、入力信号の電力レベルが第１レベル以上の領域において入力信号から分配された第１信号を増幅して第２信号を出力する第１アンプ（キャリアアンプ）と、第２信号が入力される第１トランスと、入力信号の電力レベルが第１レベルより高い第２レベル以上の領域において入力信号から分配された第３信号を増幅して第４信号を出力する第２アンプ（ピークアンプ）と、第４信号が入力される第２トランスと、を備える高周波回路（電力増幅回路）が開示されている。
特開２０１８－１３７５６６号公報
　特許文献１に開示された高周波回路において、複数のバンドの高周波信号を増幅しようとすると、第１アンプ（キャリアアンプ）と第２アンプ（ピークアンプ）とを備える電力増幅回路をバンドの数だけ配置する必要があり、高周波回路が大型化する場合がある。
　本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、複数のバンドの高周波信号を増幅可能な小型の高周波回路および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波回路は、第１バンドの高周波信号を増幅可能な第１キャリアアンプと、第２バンドの高周波信号を増幅可能な第２キャリアアンプと、第１バンドの高周波信号および第２バンドの高周波信号を増幅可能な第１ピークアンプと、第１バンドの高周波信号および第２バンドの高周波信号を増幅可能な第２ピークアンプと、入力側コイルおよび出力側コイルを有するトランスと、第１移相回路および第２移相回路と、を備え、第１ピークアンプの出力端子は入力側コイルの一端に接続され、第２ピークアンプの出力端子は入力側コイルの他端に接続され、第１キャリアアンプの出力端子は第１移相回路の一端に接続され、第２キャリアアンプの出力端子は第２移相回路の一端に接続され、第１移相回路の他端は、出力側コイルの一端に接続され、第２移相回路の他端は、出力側コイルの他端に接続されている。
　本発明によれば、複数のバンドの高周波信号を増幅可能な小型の高周波回路および通信装置を提供することが可能となる。
図１は、実施の形態に係る高周波回路および通信装置の回路構成図である。 図２Ａは、実施の形態に係る高周波回路の、バンドＡの信号をハイパワーモードで送信する場合の回路状態図である。 図２Ｂは、実施の形態に係る高周波回路の、バンドＡの信号をミドル／ローパワーモードで送信する場合の回路状態図である。 図３Ａは、実施の形態に係る高周波回路の、バンドＢの信号をハイパワーモードで送信する場合の回路状態図である。 図３Ｂは、実施の形態に係る高周波回路の、バンドＢの信号をミドル／ローパワーモードで送信する場合の回路状態図である。 図４は、比較例に係る高周波回路の回路構成図である。 図５Ａは、実施の形態に係る電力増幅回路の第１形態における出力電力と効率との関係を示すグラフである。 図５Ｂは、実施の形態に係る電力増幅回路の第２形態における出力電力と効率との関係を示すグラフである。 図５Ｃは、実施の形態に係る電力増幅回路の第３形態における出力電力と効率との関係を示すグラフである。 図６は、変形例に係る高周波回路の回路構成図である。 図７は、実施の形態に係る高周波回路の平面図および断面図である。 図８は、変形例に係る高周波回路の平面図である。
　以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態等は、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施例および変形例における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。各図において、実質的に同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。
　また、以下において、平行および垂直等の要素間の関係性を示す用語、矩形状等の要素の形状を示す用語、ならびに、数値範囲は、厳格な意味のみを表すのではなく、実質的に同等な範囲、例えば数％程度の差異をも含むことを意味する。
　以下の各図において、ｘ軸およびｙ軸は、モジュール基板の主面と平行な平面上で互いに直交する軸である。具体的には、平面視においてモジュール基板が矩形状を有する場合、ｘ軸は、モジュール基板の第１辺に平行であり、ｙ軸は、モジュール基板の第１辺と直交する第２辺に平行である。また、ｚ軸は、モジュール基板の主面に垂直な軸であり、その正方向は上方向を示し、その負方向は下方向を示す。
　本発明の回路構成において、「接続される」とは、接続端子および／または配線導体で直接接続される場合だけでなく、他の回路素子を介して電気的に接続される場合も含む。「ＡとＢとの間に接続される」とは、ＡおよびＢの間でＡおよびＢの両方に接続されることを意味し、ＡおよびＢを結ぶ経路に直列接続されることに加えて、当該経路とグランドとの間に並列接続（シャント接続）されることを含む。
　本発明の部品配置において、「モジュール基板の平面視」とは、ｚ軸正側からｘｙ平面に物体を正投影して見ることを意味する。「ＡがＢおよびＣの間に配置される」とは、Ｂ内の任意の点とＣ内の任意の点とを結ぶ複数の線分のうちの少なくとも１つがＡを通ることを意味する。「モジュール基板の平面視におけるＡ及およびＢの間の距離」とは、ｘｙ平面に正投影されたＡの領域内の代表点とＢの領域内の代表点とを結ぶ線分の長さを意味する。ここで、代表点としては、領域の中心点または相手の領域に最も近い点などを用いることができるが、これに限定されない。また、「平行」および「垂直」などの要素間の関係性を示す用語、および、「矩形」などの要素の形状を示す用語、ならびに、数値範囲は、厳格な意味のみを表すのではなく、実質的に同等な範囲、例えば数％程度の誤差をも含むことを意味する。
　また、本発明の部品配置において、「部品が基板に配置される」とは、部品が基板の主面上に配置されること、および、部品が基板内に配置されることを含む。「部品が基板の主面上に配置される」とは、部品が基板の主面に接触して配置されることに加えて、部品が主面と接触せずに当該主面の上方に配置されること（例えば、部品が主面と接触して配置された他の部品上に積層されること）を含む。また、「部品が基板の主面上に配置される」は、主面に形成された凹部に部品が配置されることを含んでもよい。「部品が基板内に配置される」とは、部品がモジュール基板内にカプセル化されることに加えて、部品の全部が基板の両主面の間に配置されているが部品の一部が基板に覆われていないこと、および、部品の一部のみが基板内に配置されていることを含む。
　また、本開示において、「信号経路」とは、高周波信号が伝搬する配線、当該配線に直接接続された電極、および当該配線または当該電極に直接接続された端子等で構成された伝送線路であることを意味する。
　（実施の形態）
　［１．高周波回路１および通信装置４の回路構成］
　本実施の形態に係る高周波回路１および通信装置４の回路構成について、図１を参照しながら説明する。図１は、実施の形態に係る高周波回路１および通信装置４の回路構成図である。
　［１．１　通信装置４の回路構成］
　まず、通信装置４の回路構成について説明する。図１に示すように、本実施の形態に係る通信装置４は、高周波回路１と、アンテナ２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、を備える。
　高周波回路１は、アンテナ２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝送する。高周波回路１の詳細な回路構成については後述する。
　アンテナ２は、高周波回路１のアンテナ接続端子１００に接続され、高周波回路１から出力された高周波信号を送信し、また、外部から高周波信号を受信して高周波回路１へ出力する。
　ＲＦＩＣ３は、高周波信号を処理する信号処理回路の一例である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、高周波回路１の受信経路を介して入力された受信信号をダウンコンバート等により信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ、図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ＢＢＩＣから入力された送信信号をアップコンバート等により信号処理し、当該信号処理して生成された送信信号を、高周波回路１の送信経路に出力する。また、ＲＦＩＣ３は、高周波回路１が有するスイッチ、増幅素子およびバイアス回路等を制御する制御部を有する。なお、ＲＦＩＣ３の制御部としての機能の一部または全部は、ＲＦＩＣ３の外部に実装されてもよく、例えば、ＢＢＩＣまたは高周波回路１に実装されてもよい。
　また、ＲＦＩＣ３は、高周波回路１が有する各アンプに供給される電源電圧およびバイアス電圧を制御する制御部としての機能も有する。具体的には、ＲＦＩＣ３は、ディジタル制御信号を高周波回路１に出力する。高周波回路１の各アンプには、上記ディジタル制御信号により制御された電源電圧およびバイアス電圧が供給される。
　なお、上記制御部は、増幅器制御回路として高周波回路１に含まれていてもよい。この場合には、増幅器制御回路は、ＲＦＩＣ３から受ける制御信号に応じて、電源回路およびバイアス回路に電源電圧およびバイアス電流を制御するための制御信号を出力する。
　また、ＲＦＩＣ３は、使用されるバンド（周波数帯域）に基づいて、高周波回路１が有する入力端子１１０～１３０のいずれに高周波信号を出力するかを決定する。
　なお、本実施の形態に係る通信装置４において、アンテナ２は、必須の構成要素ではない。
　［１．２　高周波回路１の回路構成］
　次に、高周波回路１の回路構成について説明する。図１に示すように、高周波回路１は、プリアンプ１１、１２および１３と、キャリアアンプ２１および２２と、ピークアンプ２３および２４と、トランス３０、３１、３２および３３と、キャパシタ４１、４２、４４および４５と、スイッチ４３および４６と、移相線路５１および５２と、フィルタ６１および６２と、ダイプレクサ６０と、入力端子１１０、１２０および１３０と、アンテナ接続端子１００と、を備える。高周波回路１において、プリアンプ１１、１２および１３、キャリアアンプ２１および２２、ピークアンプ２３および２４、トランス３０、３１、３２および３３、キャパシタ４１、４２、４４および４５、スイッチ４３および４６、ならびに移相線路５１および５２は、ドハティ型の増幅回路を構成する。
　なお、ドハティ増幅回路とは、複数の増幅器をキャリアアンプおよびピークアンプとして用いることで高効率を実現する増幅回路を意味する。キャリアアンプとは、ドハティ型の増幅回路において、高周波信号（入力）の電力が低くても高くても動作する増幅器を意味する。ピークアンプとは、ドハティ型の増幅回路において、高周波信号（入力）の電力が高い場合に主として動作する増幅器を意味する。したがって、高周波信号の入力電力が低い場合は、高周波信号は主としてキャリアアンプで増幅され、高周波信号の入力電力が高い場合には、高周波信号はキャリアアンプおよびピークアンプで増幅され合成される。このような動作により、ドハティ型の増幅回路では、低出力電力においてキャリアアンプからみた負荷インピーダンスが増大し、低出力電力における効率が向上する。
　本発明に係る高周波回路において、キャリアアンプの出力信号とピークアンプの出力信号とが電流合成されている場合、高周波信号の位相を１／４波長シフトさせる移相回路が出力端子に接続されているほうがキャリアアンプであり、高周波信号の位相を１／４波長シフトさせる移相回路が出力端子に接続されていないほうがピークアンプであると特定される。
　入力端子１１０は、ＲＦＩＣ３に接続され、ＲＦＩＣ３から出力されるバンドＡの高周波信号を受ける。入力端子１２０は、ＲＦＩＣ３に接続され、ＲＦＩＣ３から出力されるバンドＢの高周波信号を受ける。入力端子１３０は、ＲＦＩＣ３に接続され、ＲＦＩＣ３から出力されるバンドＡまたはバンドＢの高周波信号を受ける。アンテナ接続端子１００は、アンテナ２に接続される。
　なお、入力端子１１０～１３０およびアンテナ接続端子１００のそれぞれは、金属電極および金属バンプなどの金属導体であってもよく、また、金属配線上の一点であってもよい。
　プリアンプ１１は、入力端子１１０から入力されたバンドＡ（第１バンド）の高周波信号を増幅する。プリアンプ１２は、入力端子１２０から入力されたバンドＢ（第２バンド）の高周波信号を増幅する。プリアンプ１３は、入力端子１３０から入力されたバンドＡまたはバンドＢの高周波信号を増幅する。
　トランス３１は、一次側コイル３１１および二次側コイル３１２を有する。一次側コイル３１１の一端は電源（電源電圧Ｖｃｃ）に接続され、一次側コイル３１１の他端はプリアンプ１１の出力端子に接続されている。二次側コイル３１２の一端はキャリアアンプ２１の入力端子に接続され、二次側コイル３１２の他端はグランドに接続されている。トランス３１は、プリアンプ１１とキャリアアンプ２１とのインピーダンス整合をとる。これにより、入力端子１１０から入力される高周波信号を広帯域に伝送することが可能となる。
　トランス３２は、一次側コイル３２１および二次側コイル３２２を有する。一次側コイル３２１の一端は電源（電源電圧Ｖｃｃ）に接続され、一次側コイル３２１の他端はプリアンプ１２の出力端子に接続されている。二次側コイル３２２の一端はキャリアアンプ２２の入力端子に接続され、二次側コイル３２２の他端はグランドに接続されている。トランス３２は、プリアンプ１２とキャリアアンプ２２とのインピーダンス整合をとる。これにより、入力端子１２０から入力される高周波信号を広帯域に伝送することが可能となる。
　トランス３３は、一次側コイル３３１および二次側コイル３３２を有する。一次側コイル３３１の一端は電源（電源電圧Ｖｃｃ）に接続され、一次側コイル３３１の他端はプリアンプ１３の出力端子に接続されている。二次側コイル３３２の一端はピークアンプ２３の入力端子に接続され、二次側コイル３３２の他端はピークアンプ２４の入力端子に接続されている。トランス３３は、プリアンプ１３から出力される高周波信号を、逆相を有する２つの高周波信号に分配する。分配された２つの高周波信号のそれぞれは、ピークアンプ２３および２４に入力される。また、トランス３３は、プリアンプ１３とピークアンプ２３および２４とのインピーダンス整合をとる。これにより、入力端子１３０から入力される高周波信号を広帯域に伝送することが可能となる。
　なお、トランス３１～３３に代えて、移相回路が配置されていてもよい。また、トランス３１～３３およびプリアンプ１１～１３は、なくてもよい。
　キャリアアンプ２１は、第１キャリアアンプの一例であり、増幅トランジスタを有する。キャリアアンプ２２は、第２キャリアアンプの一例であり、増幅トランジスタを有する。ピークアンプ２３は、第１ピークアンプの一例であり、増幅トランジスタを有する。ピークアンプ２４は、第２ピークアンプの一例であり、増幅トランジスタを有する。上記のキャリアアンプおよびピークアンプが有する増幅トランジスタは、例えば、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：Heterojunction Bipolar Transistor）等のバイポーラトランジスタ、または、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等の電界効果トランジスタである。
　キャリアアンプ２１は、トランス３１から出力されるバンドＡ（第１バンド）の信号の全ての電力レベルに対して増幅動作可能なＡ級（またはＡＢ級）増幅回路であり、特に、低出力領域および中出力領域において高効率な増幅動作が可能である。キャリアアンプ２２は、トランス３２から出力されるバンドＢ（第２バンド）の信号の全ての電力レベルに対して増幅動作可能なＡ級（またはＡＢ級）増幅回路であり、特に、低出力領域および中出力領域において高効率な増幅動作が可能である。
　ピークアンプ２３および２４のそれぞれは、トランス３３から出力されるバンドＡまたはバンドＢの信号の電力レベルが高い領域で増幅動作可能なＣ級増幅回路である。ピークアンプ２３および２４が有する増幅トランジスタには、キャリアアンプ２１および２２が有する増幅トランジスタに印加されるバイアス電圧よりも低いバイアス電圧が印加されているため、トランス３３から出力される信号の電力レベルが高くなるほど、出力インピーダンスが低くなる。これにより、ピークアンプ２３および２４は、高出力領域において低歪の増幅動作が可能である。
　キャリアアンプ２１の出力端子は、移相線路５１の一端に接続されている。キャリアアンプ２２の出力端子は、移相線路５２の一端に接続されている。
　トランス３０は、入力側コイル３０１および出力側コイル３０２を有する。入力側コイル３０１の一端はピークアンプ２３の出力端子に接続され、入力側コイル３０１の他端はピークアンプ２４の出力端子に接続されている。出力側コイル３０２の一端は移相線路５１の他端に接続され、出力側コイル３０２の他端は移相線路５２の他端に接続されている。
　移相線路５１は、第１移相回路の一例であり、例えば１／４波長伝送線路である。移相線路５１は、その一端から入力された高周波信号の位相を１／４波長遅らせてその他端から出力する。移相線路５１の一端はキャリアアンプ２１の出力端子に接続され、移相線路５１の他端は出力側コイル３０２の一端に接続されている。
　移相線路５２は、第２移相回路の一例であり、例えば１／４波長伝送線路である。移相線路５２は、その一端から入力された高周波信号の位相を１／４波長遅らせてその他端から出力する。移相線路５２の一端はキャリアアンプ２２の出力端子に接続され、移相線路５２の他端は出力側コイル３０２の他端に接続されている。
　なお、第１移相回路および第２移相回路は、移相線路という形態を有していなくてもよく、例えば、チップ状のインダクタおよびキャパシタで構成された回路であってもよい。より具体的には、第１移相回路および第２移相回路のそれぞれは、互いに直列接続された２つのインダクタ、および当該２つのインダクタの接続点とグランドとの間に接続されたキャパシタを有するＬＣ回路であってもよい。また、第１移相回路および第２移相回路のそれぞれは、互いに直列接続された２つのキャパシタ、当該２つのキャパシタのうちの１つのキャパシタの一方端とグランドとの間に接続されたインダクタ、および当該１つのキャパシタの他方端とグランドとの間に接続されたインダクタを有するＬＣ回路であってもよい。
　キャパシタ４１は、一端（一方の電極）がピークアンプ２３の出力端子に接続され、他端（他方の電極）がピークアンプ２４の出力端子に接続されている。
　キャパシタ４２は、第１キャパシタの一例であり、ピークアンプ２３の出力端子とピークアンプ２４の出力端子との間に接続されている。スイッチ４３は、第１スイッチの一例であり、ピークアンプ２３の出力端子とピークアンプ２４の出力端子との間に接続され、キャパシタ４２と直列接続されている。
　キャパシタ４１、４２およびスイッチ４３は、ピークアンプ２３および２４から出力される高調波がトランス３０へ伝送されることを抑制する機能を有する。本実施の形態では、スイッチ４３を導通状態とすることで、ピークアンプ２３の出力端子とピークアンプ２４の出力端子との間にキャパシタ４１および４２の並列合成容量が形成され、バンドＡの高調波を抑制できる。また、スイッチ４３を非導通状態とすることで、ピークアンプ２３の出力端子とピークアンプ２４の出力端子との間にキャパシタ４１の単独容量が形成され、バンドＢの高調波を抑制できる。
　つまり、バンドＡの高周波信号を伝送する場合、スイッチ４３は導通状態となり、バンドＢの高周波信号を伝送する場合、スイッチ４３は非導通状態となる。これにより、バンドに応じた高調波を抑制でき、伝送すべき高周波信号を広帯域化できる。
　なお、スイッチ４３とキャパシタ４２とは直列接続ではなく並列接続され、ピークアンプ２３の出力端子とピークアンプ２４の出力端子との間に、スイッチ４３とキャパシタ４２との並列接続回路とキャパシタ４１とが直列接続されていてもよい。この場合には、スイッチ４３が導通状態の場合にはキャパシタ４１の単独容量が形成され、スイッチ４３が非導通状態の場合にはキャパシタ４１および４２の直列合成容量が形成される。
　また、キャパシタ４１はなくてもよい。この場合には、スイッチ４３の切り替えにより、バンドＡおよびバンドＢのいずれか一方の高調波が抑制される。
　キャパシタ４５は、一端（一方の電極）が入力側コイル３０１の中間点付近に接続され、他端（他方の電極）がグランドに接続されている。
　キャパシタ４４は、第２キャパシタの一例であり、一端（一方の電極）がスイッチ４６を介して入力側コイル３０１の中間点付近に接続され、他端（他方の電極）がグランドに接続されている。スイッチ４６は、第２スイッチの一例であり、入力側コイル３０１の中間点付近とグランドとの間に接続され、キャパシタ４４と直列接続されている。
　キャパシタ４４、４５およびスイッチ４６は、ピークアンプ２３および２４で発生したコモンモードノイズを低減させる機能を有する。本実施の形態では、スイッチ４６を導通状態とすることで、入力側コイル３０１とグランドとの間にキャパシタ４４および４５の並列合成容量が形成され、バンドＡのコモンモードノイズを低減できる。また、スイッチ４６を非導通状態とすることで、入力側コイル３０１とグランドとの間にキャパシタ４５の単独容量が形成され、バンドＢのコモンモードノイズを低減できる。
　つまり、バンドＡの高周波信号を伝送する場合、スイッチ４６は導通状態となり、バンドＢの高周波信号を伝送する場合、スイッチ４６は非導通状態となる。これにより、バンドに応じたコモンモードノイズを低減でき、伝送すべき高周波信号を広帯域化できる。
　なお、スイッチ４６とキャパシタ４４とは直列接続ではなく並列接続され、入力側コイル３０１とグランドとの間に、スイッチ４６とキャパシタ４４との並列接続回路とキャパシタ４５とが直列接続されていてもよい。この場合には、スイッチ４６が導通状態の場合にはキャパシタ４５の単独容量が形成され、スイッチ４６が非導通状態の場合にはキャパシタ４４および４５の直列合成容量が形成される。
　また、キャパシタ４５を介した入力側コイル３０１とグランドとを結ぶ経路はなくてもよい。この場合には、スイッチ４６の切り替えにより、バンドＡおよびバンドＢのいずれか一方のコモンモードノイズを低減できる。
　フィルタ６１は、第１フィルタの一例であり、出力側コイル３０２の一端とアンテナ接続端子１００との間に接続され、バンドＡを含む通過帯域を有する。フィルタ６２は、第２フィルタの一例であり、出力側コイル３０２の他端とアンテナ接続端子１００との間に接続され、バンドＢを含む通過帯域を有する。フィルタ６１および６２により、アンテナ接続端子１００から出力されるバンドＡの高周波信号およびバンドＢの高周波信号の信号品質が向上する。
　ダイプレクサ６０は、ハイパスフィルタ６０Ｈおよびローパスフィルタ６０Ｌを有する。ハイパスフィルタ６０Ｈの一方の端子およびローパスフィルタ６０Ｌの一方の端子は、アンテナ接続端子１００に接続されている。ローパスフィルタ６０Ｌの他方の端子は、フィルタ６１に接続されている。ハイパスフィルタ６０Ｈの他方の端子は、フィルタ６２に接続されている。ローパスフィルタ６０Ｌは、バンドＡを含む通過帯域を有する低域通過型フィルタである。ハイパスフィルタ６０Ｈは、バンドＢを含む通過帯域を有する高域通過型フィルタである。
　高周波回路１の上記接続構成によれば、キャリアアンプ２１から出力されるバンドＡの信号と、ピークアンプ２３および２４から出力されるバンドＡの差動信号とが電流合成され、該電流合成された出力信号がフィルタ６１へと出力される。また、キャリアアンプ２２から出力されるバンドＢの信号と、ピークアンプ２３および２４から出力されるバンドＢの差動信号とが電流合成され、該電流合成された出力信号がフィルタ６２へと出力される。
　なお、バンドＡおよびＢは、無線アクセス技術（ＲＡＴ：Radio Access Technology）を用いて構築される通信システムのための周波数バンドである。バンドＡおよびＢは、標準化団体など（例えば３ＧＰＰ（登録商標）（3rd Generation Partnership Project）およびＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineers）等）によって予め定義される。通信システムの例としては、５ＧＮＲ（5th Generation New Radio）システム、ＬＴＥ（Long Term Evolution）システムおよびＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）システム等を挙げることができる。
　本実施の形態に係る高周波回路１において、バンドＡは、例えば、５Ｇ－ＮＲのｎ７７（３３００－４２００ＭＨｚ）であり、バンドＢは、例えば、５Ｇ－ＮＲのｎ７９（４４００－５０００ＭＨｚ）である。
　なお、本実施の形態に係る高周波回路１は、キャリアアンプ２１および２２、ピークアンプ２３および２４、トランス３０、ならびに移相線路５１および５２を備えていればよい。プリアンプ１１～１３、トランス３１～３３、キャパシタ４１～４５、スイッチ４３および４６、フィルタ６１および６２、ならびにダイプレクサ６０は、本発明に係る高周波回路に必須の構成要素ではない。
　［１．３　高周波回路１における高周波信号の流れ］
　次に、高周波回路１におけるバンドＡおよびバンドＢの高周波信号の流れについて説明する。
　図２Ａは、実施の形態に係る高周波回路１の、バンドＡの信号をハイパワーモードで送信する場合の回路状態図である。また、図２Ｂは、実施の形態に係る高周波回路１の、バンドＡの信号をミドル／ローパワーモードで送信する場合の回路状態図である。
　まず、図２Ａに示すように、高周波回路１がハイパワーモードのバンドＡの信号を伝送する場合、キャリアアンプ２１が増幅動作（Ａ級またはＡＢ級動作）し、ピークアンプ２３および２４が差動増幅動作（Ｃ級動作）する。スイッチ４３および４６は導通状態となる。
　この場合、入力端子１１０、プリアンプ１１、トランス３１、キャリアアンプ２１、移相線路５１を伝送するバンドＡの信号と、入力端子１３０、プリアンプ１３、トランス３３、ピークアンプ２３および２４、トランス３０を伝送するバンドＡの信号とが合成され、当該合成されたバンドＡの信号がフィルタ６１およびローパスフィルタ６０Ｌを経由してアンテナ接続端子１００から出力される。
　ここで、アンテナ接続端子１００に接続される負荷のインピーダンスをＲＬ／２とすると、移相線路５１の他端から負荷側を見たインピーダンス、および、出力側コイル３０２の一端から負荷側を見たインピーダンスは、ともにＲＬとなる。キャリアアンプ２１の出力インピーダンスは、移相線路５１の他端から負荷側を見たインピーダンスに対して移相線路５１により変換されてＲＬ／８となる。また、ピークアンプ２３および２４の出力インピーダンスは、出力側コイル３０２の一端から負荷側を見たインピーダンスに対してトランス３０（電圧変換比を１：２とする）により変換されて、それぞれＲＬ／８となる。
　なおこのとき、ＲＦＩＣ３から入力端子１２０へバンドＡの高周波信号は出力されず、キャリアアンプ２２は増幅動作しないので、キャリアアンプ２２の出力インピーダンスはオープン状態となり、移相線路５２により出力側コイル３０２の他端のインピーダンスはショート状態となる。
　次に、図２Ｂに示すように、高周波回路１がミドル／ローパワーモードのバンドＡの信号を伝送する場合、キャリアアンプ２１が増幅動作（Ａ級またはＡＢ級動作）し、ピークアンプ２３および２４は増幅動作しない。スイッチ４３および４６は導通状態となる。
　この場合、入力端子１１０、プリアンプ１１、トランス３１、キャリアアンプ２１、移相線路５１を伝送するバンドＡの信号がフィルタ６１およびローパスフィルタ６０Ｌを経由してアンテナ接続端子１００から出力される。
　ここで、アンテナ接続端子１００に接続される負荷のインピーダンスをＲＬ／２とすると、移相線路５１の他端から負荷側を見たインピーダンスはＲＬ／２となる。キャリアアンプ２１の出力インピーダンスは、移相線路５１の他端から負荷側を見たインピーダンスに対して移相線路５１により変換されてＲＬ／４となる。また、ピークアンプ２３および２４は増幅動作しないので、ピークアンプ２３および２４の出力インピーダンスはオープン状態となる。
　なおこのとき、ＲＦＩＣ３から入力端子１２０へバンドＡの高周波信号は出力されず、キャリアアンプ２２は増幅動作しないので、キャリアアンプ２２の出力インピーダンスはオープン状態となり、移相線路５２により出力側コイル３０２の他端のインピーダンスはショート状態となる。
　バンドＡの信号を伝送する場合、ハイパワーモードに対してミドル／ローパワーモードでは、キャリアアンプ２１の出力インピーダンスは２倍となる。つまり、ミドル／ローパワーモードでは、ピークアンプ２３および２４がオフ状態となり、キャリアアンプ２１の出力インピーダンスが高くなることで、高周波回路１は高効率動作することが可能となる。
　一方、ハイパワーモードでは、キャリアアンプ２１ならびにピークアンプ２３および２４が動作することでハイパワーの信号を出力することができ、かつ、キャリアアンプ２１ならびにピークアンプ２３および２４の出力インピーダンスが低いことで、信号歪を抑制することが可能となる。
　図３Ａは、実施の形態に係る高周波回路１の、バンドＢの信号をハイパワーモードで送信する場合の回路状態図である。また、図３Ｂは、実施の形態に係る高周波回路１の、バンドＢの信号をミドル／ローパワーモードで送信する場合の回路状態図である。
　まず、図３Ａに示すように、高周波回路１がハイパワーモードのバンドＢの信号を伝送する場合、キャリアアンプ２２が増幅動作（Ａ級またはＡＢ級動作）し、ピークアンプ２３および２４が差動増幅動作（Ｃ級動作）する。スイッチ４３および４６は非導通状態となる。
　この場合、入力端子１２０、プリアンプ１２、トランス３２、キャリアアンプ２２、移相線路５２を伝送するバンドＢの信号と、入力端子１３０、プリアンプ１３、トランス３３、ピークアンプ２３および２４、トランス３０を伝送するバンドＢの信号とが合成され、当該合成されたバンドＢの信号がフィルタ６２およびハイパスフィルタ６０Ｈを経由してアンテナ接続端子１００から出力される。
　ここで、アンテナ接続端子１００に接続される負荷のインピーダンスをＲＬ／２とすると、移相線路５２の他端から負荷側を見たインピーダンス、および、出力側コイル３０２の他端から負荷側を見たインピーダンスは、ともにＲＬとなる。キャリアアンプ２２の出力インピーダンスは、移相線路５２の他端から負荷側を見たインピーダンスに対して移相線路５２により変換されてＲＬ／８となる。また、ピークアンプ２３および２４の出力インピーダンスは、出力側コイル３０２の他端から負荷側を見たインピーダンスに対してトランス３０（電圧変換比を１：２とする）により変換されて、それぞれＲＬ／８となる。
　なおこのとき、ＲＦＩＣ３から入力端子１１０へバンドＢの高周波信号は出力されず、キャリアアンプ２１は増幅動作しないので、キャリアアンプ２１の出力インピーダンスはオープン状態となり、移相線路５１により出力側コイル３０２の一端のインピーダンスはショート状態となる。
　次に、図３Ｂに示すように、高周波回路１がミドル／ローパワーモードのバンドＢの信号を伝送する場合、キャリアアンプ２２が増幅動作（Ａ級またはＡＢ級動作）し、ピークアンプ２３および２４は増幅動作しない。スイッチ４３および４６は非導通状態となる。
　この場合、入力端子１２０、プリアンプ１２、トランス３２、キャリアアンプ２２、移相線路５２を伝送するバンドＢの信号がフィルタ６２およびハイパスフィルタ６０Ｈを経由してアンテナ接続端子１００から出力される。
　ここで、アンテナ接続端子１００に接続される負荷のインピーダンスをＲＬ／２とすると、移相線路５２の他端から負荷側を見たインピーダンスはＲＬ／２となる。キャリアアンプ２２の出力インピーダンスは、移相線路５２の他端から負荷側を見たインピーダンスに対して移相線路５２により変換されてＲＬ／４となる。また、ピークアンプ２３および２４は増幅動作しないので、ピークアンプ２３および２４の出力インピーダンスはオープン状態となる。
　なおこのとき、ＲＦＩＣ３から入力端子１１０へバンドＢの高周波信号は出力されず、キャリアアンプ２１は増幅動作しないので、キャリアアンプ２１の出力インピーダンスはオープン状態となり、移相線路５１により出力側コイル３０２の一端のインピーダンスはショート状態となる。
　バンドＢの信号を伝送する場合、ハイパワーモードに対してミドル／ローパワーモードでは、キャリアアンプ２２の出力インピーダンスは２倍となる。つまり、ミドル／ローパワーモードでは、ピークアンプ２３および２４がオフ状態となり、キャリアアンプ２２の出力インピーダンスが高くなることで、高周波回路１は高効率動作することが可能となる。
　一方、ハイパワーモードでは、キャリアアンプ２２ならびにピークアンプ２３および２４が動作することでハイパワーの信号を出力することができ、かつ、キャリアアンプ２２ならびにピークアンプ２３および２４の出力インピーダンスが低いことで、信号歪を抑制することが可能となる。
　［１．４　実施の形態および比較例に係る高周波回路の比較］
　次に、本実施の形態に係る高周波回路１と比較例に係る高周波回路５００とを比較する。
　図４は、比較例に係る高周波回路５００の回路構成図である。比較例に係る高周波回路５００は、バンドＡの高周波信号とバンドＢの高周波信号とを増幅して伝送する従来のドハティ型の増幅回路である。同図に示すように、高周波回路５００は、プリアンプ１４、１５、１６および１７と、キャリアアンプ２５１、２５２、２７１および２７２と、ピークアンプ２６１、２６２、２８１および２８２と、トランス３４、３５、３６、３７、３８および３９と、キャパシタ４７１、４７２、４８１および４８２と、移相線路５３、５４、５５および５６と、フィルタ６１および６２と、ダイプレクサ６０と、入力端子１１１、１１２、１２１および１２２と、アンテナ接続端子１００と、を備える。比較例に係る高周波回路５００は、実施の形態に係る高周波回路１と比較して、（１）バンドＡの高周波信号を増幅および伝送するピークアンプとバンドＢの高周波信号を増幅および伝送するピークアンプとが異なる点、および（２）キャリアアンプが差動増幅型となっている点、が異なる。以下、比較例に係る高周波回路５００について、実施の形態に係る高周波回路１と異なる点を中心に説明する。
　プリアンプ１４および１５、キャリアアンプ２５１および２５２、ピークアンプ２６１および２６２、トランス３４、３６および３７、キャパシタ４７１および４７２、移相線路５３および５４、ならびにフィルタ６１は、バンドＡの高周波信号を増幅および伝送する回路を構成している。
　高周波回路５００がハイパワーモードのバンドＡの信号を伝送する場合、キャリアアンプ２５１および２５２が差動増幅動作（Ａ級またはＡＢ級動作）し、ピークアンプ２６１および２６２が差動増幅動作（Ｃ級動作）する。この場合、入力端子１１１、プリアンプ１４、トランス３６、キャリアアンプ２５１および２５２、移相線路５３および５４を伝送するバンドＡの差動信号と、入力端子１１２、プリアンプ１５、トランス３７、ピークアンプ２６１および２６２を伝送するバンドＡの差動信号とが電流合成され、該電流合成されたバンドＡの信号がフィルタ６１およびローパスフィルタ６０Ｌを経由してアンテナ接続端子１００から出力される。
　一方、高周波回路５００がミドル／ローパワーモードのバンドＡの信号を伝送する場合、キャリアアンプ２５１および２５２が差動増幅動作（Ａ級またはＡＢ級動作）し、ピークアンプ２６１および２６２は増幅動作しない。この場合、入力端子１１１、プリアンプ１４、トランス３６、キャリアアンプ２５１および２５２、移相線路５３および５４、トランス３４を伝送するバンドＡの信号がフィルタ６１およびローパスフィルタ６０Ｌを経由してアンテナ接続端子１００から出力される。
　プリアンプ１６および１７、キャリアアンプ２７１および２７２、ピークアンプ２８１および２８２、トランス３５、３８および３９、キャパシタ４８１および４８２、移相線路５５および５６、ならびにフィルタ６２は、バンドＢの高周波信号を増幅および伝送する回路を構成している。
　高周波回路５００がハイパワーモードのバンドＢの信号を伝送する場合、キャリアアンプ２７１および２７２が差動増幅動作（Ａ級またはＡＢ級動作）し、ピークアンプ２８１および２８２が差動増幅動作（Ｃ級動作）する。この場合、入力端子１２１、プリアンプ１６、トランス３８、キャリアアンプ２７１および２７２、移相線路５５および５６を伝送するバンドＢの差動信号と、入力端子１２２、プリアンプ１７、トランス３９、ピークアンプ２８１および２８２を伝送するバンドＢの差動信号とが電流合成され、該電流合成されたバンドＢの信号がフィルタ６２およびハイパスフィルタ６０Ｈを経由してアンテナ接続端子１００から出力される。
　一方、高周波回路５００がミドル／ローパワーモードのバンドＢの信号を伝送する場合、キャリアアンプ２７１および２７２が差動増幅動作（Ａ級またはＡＢ級動作）し、ピークアンプ２８１および２８２は増幅動作しない。この場合、入力端子１２１、プリアンプ１６、トランス３８、キャリアアンプ２７１および２７２、移相線路５５および５６、トランス３５を伝送するバンドＢの信号がフィルタ６２およびハイパスフィルタ６０Ｈを経由してアンテナ接続端子１００から出力される。
　上記構成のように、比較例に係る高周波回路５００は、実施の形態に係る高周波回路１と比較して、バンドＡの高周波信号を増幅および伝送するピークアンプ２６１および２６２とバンドＢの高周波信号を増幅および伝送するピークアンプ２８２および２８２とが個別に配置されている。このため、比較例に係る高周波回路５００は、実施の形態に係る高周波回路１と比較して、キャリアアンプおよびピークアンプの数が多い。これに伴い、プリアンプおよびトランスの数も多い。
　これに対して、本実施の形態に係る高周波回路１によれば、バンドＡの伝送時に用いられるピークアンプとバンドＢの伝送時に用いられるピークアンプとを共用できるので、複数のバンドの高周波信号を増幅および伝送するに際して、キャリアアンプおよびピークアンプの数を少なくできる。よって、複数のバンドの高周波信号を増幅可能な小型の高周波回路１および通信装置４を提供できる。
　［１．５　各アンプのサイズとバックオフ量との関係］
　次に、各アンプのサイズとバックオフ量との関係について説明する。
　図５Ａは、実施の形態に係る高周波回路１の第１形態における出力電力と効率との関係を示すグラフである。図５Ｂは、実施の形態に係る高周波回路１の第２形態における出力電力と効率との関係を示すグラフである。図５Ｃは、実施の形態に係る高周波回路１の第３形態における出力電力と効率との関係を示すグラフである。
　図５Ｂには、キャリアアンプ２１のサイズとピークアンプ２３のサイズおよびピークアンプ２４のサイズの和とが等しい場合（第２形態）の出力電力と効率との関係が示されている。この場合、キャリアアンプ２１ならびにピークアンプ２３および２４がオン状態である高出力領域から、キャリアアンプ２１のみがオン状態である低出力領域までの電力差であるバックオフ量は、－６ｄＢとなる。
　これに対して、図５Ａには、キャリアアンプ２１のサイズとピークアンプ２３のサイズとが等しく、かつ、キャリアアンプ２１のサイズとピークアンプ２４のサイズとが等しい場合（第１形態）の出力電力と効率との関係が示されている。この場合、第２形態と比較して、ピークアンプ２３および２４のサイズが大きくなるため、バックオフ量を－９．６ｄＢと大きくできる。
　さらに、図５Ｃには、キャリアアンプ２１のサイズとピークアンプ２３のサイズおよびピークアンプ２４のサイズの和とが等しく、かつ、ピークアンプ２３および２４がドハティ動作した場合（第３形態）の出力電力と効率との関係が示されている。具体的には、高出力領域ではキャリアアンプ２１ならびにピークアンプ２３および２４がオン状態であり、中出力領域ではピークアンプ２４がオフ状態となり、低出力領域ではピークアンプ２３および２４がオフ状態となる。これによれば、バックオフ量を２段階で設定できる。
　なお、各アンプのサイズとは、当該アンプが配置された半導体ＩＣまたはモジュール基板を平面視した場合に、当該アンプが有する増幅トランジスタの形成領域の面積と定義される。
　なお、各アンプのサイズは、当該アンプを構成するトランジスタの段数、セル数またはフィンガー数に依存する。したがって、サイズが大きいとは、トランジスタの段数が多い、および、セル数またはフィンガー数が多い、の少なくとも一方が成立している状態である。
　また、「２つのアンプのサイズが等しい」には、２つのアンプのサイズが厳密に一致することに加えて、２つのアンプのサイズが実質的に等しいことも含まれる。ここで、アンプのサイズは、面積（２次元領域の範囲の尺度）で表される。２つのアンプのサイズが実質的に等しいとは、２つのアンプのサイズの大きい方に対する、２つのアンプのサイズの差分値の比が１０％以下であること意味する。
　また、増幅トランジスタの形成領域の面積は、半導体ＩＣまたはモジュール基板の主面の法線方向からＸ線を照射して撮影された増幅トランジスタの画像においてＮ型およびＰ型の半導体の領域を認識することで測定することができる。
　また、図５Ａ～図５Ｃでは、キャリアアンプ２１、ピークアンプ２３および２４のサイズを比較したが、キャリアアンプ２２、ピークアンプ２３および２４のサイズ比較についても同様である。
　［１．６　変形例に係る高周波回路１Ａの回路構成］
　図６は、変形例に係る高周波回路１Ａの回路構成図である。同図に示すように、高周波回路１Ａは、プリアンプ１１、１２、１３、４１１、４１２および４１３と、キャリアアンプ２１、２２、４２１および４２２と、ピークアンプ２３、２４、４２３および４２４と、トランス３０、３１、３２、３３、４３０、４３１、４３２および４３３と、キャパシタ４１、４２、４４、４５、４４１、４４２、４４４および４４５と、スイッチ４３、４６、４４３および４４６と、移相線路５１、５２、４５１および４５２と、フィルタ６１、６２、４６１および４６２と、クワッドプレクサ４６０と、入力端子１１０、１２０、１３０、２１０、２２０および２３０と、アンテナ接続端子１００と、を備える。本変形例に係る高周波回路１Ａは、実施の形態に係る高周波回路１と比較して、バンドＡおよびバンドＢに加えて、バンドＣおよびバンドＤの高周波信号を増幅および伝送する回路が付加されている点が異なる。以下、本変形例に係る高周波回路１Ａについて、実施の形態に係る高周波回路１と異なる点を中心に説明する。
　プリアンプ１１～１３、キャリアアンプ２１および２２、ピークアンプ２３および２４、トランス３０～３３、キャパシタ４１、４２、４４および４５、スイッチ４３および４６、移相線路５１および５２、ならびにフィルタ６１および６２は、実施の形態に係る高周波回路１と同様に、バンドＡおよびバンドＢの高周波信号を増幅および伝送する第１伝送回路を構成している。
　プリアンプ４１１～４１３、キャリアアンプ４２１および４２２、ピークアンプ４２３および４２４、トランス４３０～４３３、キャパシタ４４１、４４２、４４４および４４５、スイッチ４４３および４４６、移相線路４５１および４５２、ならびにフィルタ４６１および４６２は、バンドＣおよびバンドＤの高周波信号を増幅および伝送する第２伝送回路を構成している。
　第２伝送回路を構成する各回路部品の接続関係は、第１伝送回路を構成する各回路部品の接続関係と同様であるため、説明を省略する。
　クワッドプレクサ４６０は、４つのフィルタ（第３フィルタ、第４フィルタ、第５フィルタ、第６フィルタ）を有する。第３フィルタ～第６フィルタのそれぞれの一方の端子は、アンテナ接続端子１００に接続されている。第３フィルタの他方の端子は、フィルタ６１に接続されている。第４フィルタの他方の端子は、フィルタ６２に接続されている。第５フィルタの他方の端子は、フィルタ４６１に接続されている。第６フィルタの他方の端子は、フィルタ４６２に接続されている。第３フィルタは、バンドＡを含む通過帯域を有するフィルタである。第４フィルタは、バンドＢを含む通過帯域を有するフィルタである。第５フィルタは、バンドＣを含む通過帯域を有するフィルタである。第６フィルタは、バンドＤを含む通過帯域を有するフィルタである。
　高周波回路１Ａの上記接続構成によれば、キャリアアンプ２１から出力されるバンドＡの信号と、ピークアンプ２３および２４から出力されるバンドＡの差動信号とが電流合成され、該電流合成された出力信号が出力側コイル３０２の一端から出力される。また、キャリアアンプ２２から出力されるバンドＢの信号と、ピークアンプ２３および２４から出力されるバンドＢの差動信号とが電流合成され、該電流合成された出力信号が出力側コイル３０２の他端から出力される。また、キャリアアンプ４２１から出力されるバンドＣの信号と、ピークアンプ４２３および４２４から出力されるバンドＣの差動信号とが電流合成され、該電流合成された出力信号がトランス４３０の出力側コイルの一端から出力される。また、キャリアアンプ４２２から出力されるバンドＤの信号と、ピークアンプ４２３および４２４から出力されるバンドＤの差動信号とが電流合成され、該電流合成された出力信号がトランス４３０の出力側コイルの他端から出力される。
　これによれば、４つのバンドの高周波信号を増幅可能であり、かつ小型の回路を提供できる。
　［２．高周波回路１および１Ａの実装構成］
　本実施の形態に係る高周波回路１の実装構成について、図７を参照しながら説明する。
　図７は、実施の形態に係る高周波回路１の平面図および断面図である。図７の（ａ）は、高周波回路１の平面図であり、ｚ軸正側からモジュール基板９０の主面を透視した図であり、図７の（ｂ）は、高周波回路１の断面図である。図７の（ｂ）における高周波回路１の断面は、図７の（ａ）のＶＩＩＢ－ＶＩＩＢ線における断面である。また、図７の（ａ）では、各アンプ、トランス、キャパシタ、スイッチの配置関係が容易に理解されるよう、その機能を表すマークが付されているが、実際の各アンプ、トランス、キャパシタ、スイッチには、当該マークは付されていない。また、図７において、モジュール基板９０および各回路部品を接続する配線の図示が一部省略されている。
　なお、図７に示された高周波回路１は、さらに、モジュール基板９０の主面および回路部品の一部を覆う樹脂部材、ならびに、樹脂部材の主面を覆うシールド電極層を備えてもよいが、図７では、樹脂部材およびシールド電極層の図示が省略されている。
　高周波回路１は、図１に示された回路構成に加えて、さらに、モジュール基板９０および半導体ＩＣ８０を有している。また、高周波回路１に含まれるダイプレクサ６０は、図７には示されていないが、モジュール基板９０に配置されていてもよい。
　モジュール基板９０は、高周波回路１を構成する回路部品を実装する基板である。モジュール基板９０としては、例えば、複数の誘電体層の積層構造を有する低温同時焼成セラミックス（Low Temperature Co-fired Ceramics:ＬＴＣＣ）基板、高温同時焼成セラミックス（High Temperature Co-fired Ceramics:ＨＴＣＣ）基板、部品内蔵基板、再配線層（Redistribution Layer：ＲＤＬ）を有する基板、または、プリント基板等が用いられる。
　モジュール基板９０の主面上には、キャリアアンプ２１および２２、ピークアンプ２３および２４、プリアンプ１１、１２および１３、トランス３１、３２および３３、キャパシタ４１、４２、４４および４５、スイッチ４３および４６、ならびにフィルタ６１および６２が配置されている。
　このうち、キャリアアンプ２１および２２、ピークアンプ２３および２４、プリアンプ１１、１２および１３、トランス３１、３２および３３、キャパシタ４１および４２、ならびにスイッチ４３は、半導体ＩＣ７０（第１半導体ＩＣの一例）に含まれている。
　半導体ＩＣ７０にキャパシタ４１および４２、ならびにスイッチ４３が含まれていることにより、高周波回路１を小型化できる。
　なお、キャリアアンプ２１および２２、ピークアンプ２３および２４、プリアンプ１１、１２および１３、トランス３１、３２および３３、キャパシタ４１および４２、ならびにスイッチ４３は、半導体ＩＣ７０に含まれていなくてもよく、それぞれが単独でモジュール基板９０に配置されていてもよい。
　また、モジュール基板９０の主面には、半導体ＩＣ８０が配置されている。半導体ＩＣ８０は、第２半導体ＩＣの一例であり、キャリアアンプ２１および２２、ならびにピークアンプ２３および２４を制御する増幅器制御回路を含んでいる。上記増幅器制御回路は、例えば、キャリアアンプ２１および２２、ならびにピークアンプ２３および２４に供給されるバイアス電流を制御する。
　なお、半導体ＩＣ７０および８０のそれぞれは、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）を用いて構成され、具体的にはＳＯＩ（Silicon on Insulator）プロセスにより製造されてもよい。また、半導体ＩＣ７０および８０のそれぞれは、ＧａＡｓ、ＳｉＧｅ及びＧａＮのうちの少なくとも１つで構成されてもよい。なお、半導体ＩＣ７０および８０の半導体材料は、上述した材料に限定されない。
　ここで、図７に示すように、半導体ＩＣ７０と半導体ＩＣ８０とは、モジュール基板９０の主面から半導体ＩＣ７０、半導体ＩＣ８０の順で積層されている。
　これによれば、高周波回路１の省面積化および小型化が図られる。
　モジュール基板９０の主面の誘電体層（第１誘電体層）には、トランス３０の入力側コイル３０１が形成されている。また、モジュール基板９０の内部の誘電体層（第２誘電体層）には、トランス３０の出力側コイル３０２、ならびに移相線路５１および５２の一部が形成されている。
　入力側コイル３０１は、第１誘電体層に形成された環状の平面導体で構成されている。また、出力側コイル３０２は、第２誘電体層に形成された環状の平面導体で構成されている。ここで、入力側コイル３０１と出力側コイル３０２とは、モジュール基板９０を平面視した場合、少なくとも一部が重なっている。これにより、小型のトランス３０を構成できる。
　移相線路５１は、モジュール基板９０を平面視した場合、トランス３０の右方外側に配置されており、平面導体５１１およびボンディングワイヤ５１２で構成されている。ボンディングワイヤ５１２は、第１ボンディングワイヤの一例であり、キャリアアンプ２１の出力端子に接続されている。平面導体５１１は、第１伝送線路の一例であり、モジュール基板９０の主面または内部に形成され、一端がボンディングワイヤ５１２に接続され、他端が出力側コイル３０２の一端に接続されている。
　移相線路５２は、モジュール基板９０を平面視した場合、トランス３０の左方外側に配置されており、平面導体５２１およびボンディングワイヤ５２２で構成されている。ボンディングワイヤ５２２は、第２ボンディングワイヤの一例であり、キャリアアンプ２２の出力端子に接続されている。平面導体５２１は、第２伝送線路の一例であり、モジュール基板９０の主面または内部に形成され、一端がボンディングワイヤ５２２に接続され、他端が出力側コイル３０２の他端に接続されている。
　これによれば、移相線路５１がモジュール基板９０の主面と内部とに振り分けて配置され、移相線路５２がモジュール基板９０の主面と内部とに振り分けて配置されるので、高周波回路１を小型化できる。
　また、モジュール基板９０を平面視した場合、キャリアアンプ２１、ピークアンプ２３、ピークアンプ２４、およびキャリアアンプ２２は、所定の方向（ｘ軸負方向）に、この順でモジュール基板９０の主面に配置されている。
　これによれば、２つの移相線路５１および５２を、トランス３０を中心にして、容易に対称配置できる。よって、簡素化かつ高精度な回路部品の配置を実現できる。
　次に、変形例に係る高周波回路１Ａの実装構成について、図８を参照しながら説明する。
　図８は、変形例に係る高周波回路１Ａの平面図である。図８は、ｚ軸正側からモジュール基板９０の主面を透視した図である。また、図８では、各アンプ、トランス、キャパシタ、スイッチの配置関係が容易に理解されるよう、その機能を表すマークが付されているが、実際の各アンプ、トランス、キャパシタ、スイッチには、当該マークは付されていない。また、図８において、モジュール基板９０および各回路部品を接続する配線の図示が一部省略されている。
　なお、図８に示された高周波回路１Ａは、さらに、モジュール基板９０の主面および回路部品の一部を覆う樹脂部材、ならびに、樹脂部材の主面を覆うシールド電極層を備えてもよいが、図８では、樹脂部材およびシールド電極層の図示が省略されている。
　高周波回路１Ａは、図６に示された回路構成に加えて、さらに、モジュール基板９０および半導体ＩＣ８１を有している。また、高周波回路１Ａに含まれるクワッドプレクサ４６０は、図８には示されていないが、モジュール基板９０に配置されていてもよい。
　本変形例に係る高周波回路１Ａの実装構成は、実施の形態に係る高周波回路１の実装構成と比較して、高周波回路１と同じ機能を有する２つの伝送回路（第１伝送回路および第２伝送回路）が、所定の方向に配置されている。以下、本変形例に係る高周波回路１Ａの実装構成について、実施の形態に係る高周波回路１の実装構成と異なる点を中心に説明する。
　モジュール基板９０の主面上には、キャリアアンプ２１、２２、４２１および４２２、ピークアンプ２３、２４、４２３および４２４、プリアンプ１１、１２、１３、４１１、４１２および４１３、トランス３１、３２、３３、４３１、４３２および４３３、キャパシタ４１、４２、４４、４５、４４１、４４２、４４４および４４５、スイッチ４３、４６、４４３および４４６、ならびにフィルタ６１、６２、４６１および４６２が配置されている。
　このうち、キャリアアンプ２１、２２、４２１および４２２、ピークアンプ２３、２４、４２３および４２４、プリアンプ１１、１２、１３、４１１、４１２および４１３、トランス３１、３２、３３、４３１、４３２および４３３、キャパシタ４１、４２、４４１および４４２、ならびにスイッチ４３および４４３は、半導体ＩＣ７１（第１半導体ＩＣの一例）に含まれている。
　半導体ＩＣ７１にキャパシタ４１、４２、４４１および４４２、ならびにスイッチ４３および４４３が含まれていることにより、高周波回路１Ａを小型化できる。
　また、モジュール基板９０の主面には、半導体ＩＣ８１が配置されている。半導体ＩＣ８１は、第２半導体ＩＣの一例であり、キャリアアンプ２１、２２、４２１および４２２、ならびにピークアンプ２３、２４、４２３および４２４を制御する増幅器制御回路を含んでいる。上記増幅器制御回路は、例えば、キャリアアンプ２１、２２、４２１および４２２、ならびにピークアンプ２３、２４、４２３および４２４に供給されるバイアス電流を制御する。
　ここで、図８に示すように、半導体ＩＣ７１と半導体ＩＣ８１とは、モジュール基板９０の主面から半導体ＩＣ７１、半導体ＩＣ８１の順で積層されている。
　これによれば、高周波回路１Ａの省面積化および小型化が図られる。
　モジュール基板９０の主面の誘電体層（第１誘電体層）には、トランス３０の入力側コイル３０１およびトランス４３０の入力側コイルが形成されている。また、モジュール基板９０の内部の誘電体層（第２誘電体層）には、トランス３０の出力側コイル３０２およびトランス４３０の出力側コイル、ならびに移相線路５１、５２、４５１および４５２の一部が形成されている。
　ここで、トランス４３０の入力側コイルと出力側コイルとは、モジュール基板９０を平面視した場合、少なくとも一部が重なっている。これにより、小型のトランス４３０を構成できる。
　移相線路４５１は、モジュール基板９０を平面視した場合、トランス４３０の右方外側に配置されており、第１伝送線路および第１ボンディングワイヤで構成されている。移相線路４５２は、モジュール基板９０を平面視した場合、トランス４３０の左方外側に配置されており、第２伝送線路および第２ボンディングワイヤで構成されている。これによれば、移相線路４５１がモジュール基板９０の主面と内部とに振り分けて配置され、移相線路４５２がモジュール基板９０の主面と内部とに振り分けて配置されるので、高周波回路１Ａを小型化できる。
　また、モジュール基板９０を平面視した場合、キャリアアンプ４２１、ピークアンプ４２３、ピークアンプ４２４、およびキャリアアンプ４２２は、所定の方向（ｘ軸負方向）に、この順でモジュール基板９０の主面に配置されている。
　これによれば、２つの移相線路４５１および４５２を、トランス４３０を中心にして、容易に対称配置できる。よって、簡素化かつ高精度な回路部品の配置を実現できる。
　［３．効果など］
　以上のように、本実施の形態に係る高周波回路１は、バンドＡの高周波信号を増幅可能なキャリアアンプ２１と、バンドＢの高周波信号を増幅可能なキャリアアンプ２２と、バンドＡの高周波信号およびバンドＢの高周波信号を増幅可能なピークアンプ２３と、バンドＡの高周波信号およびバンドＢの高周波信号を増幅可能なピークアンプ２４と、入力側コイル３０１および出力側コイル３０２を有するトランス３０と、移相線路５１および５２と、を備え、ピークアンプ２３の出力端子は入力側コイル３０１の一端に接続され、ピークアンプ２４の出力端子は入力側コイル３０１の他端に接続され、キャリアアンプ２１の出力端子は移相線路５１の一端に接続され、キャリアアンプ２２の出力端子は移相線路５２の一端に接続され、移相線路５１の他端は出力側コイル３０２の一端に接続され、移相線路５２の他端は出力側コイル３０２の他端に接続されている。
　これによれば、複数のバンドの高周波信号を増幅および伝送するに際して、キャリアアンプおよびピークアンプの数を少なくできる。よって、複数のバンドの高周波信号を増幅可能な小型の高周波回路１を提供できる。
　また例えば、高周波回路１は、さらに、ピークアンプ２３の出力端子とピークアンプ２４の出力端子との間に接続されたキャパシタ４２と、ピークアンプ２３の出力端子とピークアンプ２４の出力端子との間に接続され、キャパシタ４２と接続されたスイッチ４３と、を備えてもよい。
　これによれば、スイッチ４３の導通および非導通を切り替えることで、バンドに応じた高調波を抑制でき、伝送すべき高周波信号を広帯域化できる。
　また例えば、高周波回路１において、バンドＡの高周波信号を伝送する場合、スイッチ４３は導通状態となり、バンドＢの高周波信号を伝送する場合、スイッチ４３は非導通状態となってもよい。
　これによれば、バンドに応じた高調波を抑制でき、伝送すべき高周波信号を広帯域化できる。
　また例えば、高周波回路１は、さらに、入力側コイル３０１とグランドとの間に接続されたキャパシタ４４と、入力側コイル３０１とグランドとの間に接続され、キャパシタ４４と接続されたスイッチ４６と、を備えてもよい。
　これによれば、スイッチ４６の導通および非導通を切り替えることで、バンドに応じたコモンモードノイズを低減でき、伝送すべき高周波信号を広帯域化できる。
　また例えば、高周波回路１において、バンドＡの高周波信号を伝送する場合、スイッチ４６は導通状態となり、バンドＢの高周波信号を伝送する場合、スイッチ４６は非導通状態となってもよい。
　これによれば、バンドに応じたコモンモードノイズを低減でき、伝送すべき高周波信号を広帯域化できる。
　また例えば、高周波回路１は、さらに、出力側コイル３０２の一端に接続され、バンドＡを含む通過帯域を有するフィルタ６１と、出力側コイル３０２の他端に接続され、バンドＢを含む通過帯域を有するフィルタ６２と、を備えてもよい。
　これによれば、アンテナ接続端子１００から出力されるバンドＡの高周波信号およびバンドＢの高周波信号の信号品質が向上する。
　また例えば、高周波回路１は、さらに、モジュール基板９０を備え、モジュール基板９０を平面視した場合、キャリアアンプ２１、ピークアンプ２３、ピークアンプ２４、およびキャリアアンプ２２は、所定の方向にこの順でモジュール基板９０の主面に配置されていてもよい。
　これによれば、２つの移相線路５１および５２を、トランス３０を中心にして、容易に対称配置できる。よって、簡素化かつ高精度な回路部品の配置を実現できる。
　また例えば、高周波回路１において、モジュール基板９０は、複数の誘電体層を有し、入力側コイル３０１の少なくとも一部は、複数の誘電体層のうちの第１誘電体層に形成され、出力側コイル３０２の少なくとも一部は、複数の誘電体層のうちの第２誘電体層に形成され、モジュール基板９０を平面視した場合、入力側コイル３０１の少なくとも一部と出力側コイル３０２の少なくとも一部とは重なっていてもよい。
　これによれば、小型のトランス３０を構成できる。
　また例えば、高周波回路１において、移相線路５１は、キャリアアンプ２１の出力端子に接続されたボンディングワイヤ５１２と、モジュール基板９０の主面または内部に形成され、一端がボンディングワイヤ５１２に接続され、他端が出力側コイル３０２の一端に接続された平面導体５１１と、を有し、移相線路５２は、キャリアアンプ２２の出力端子に接続されたボンディングワイヤ５２２と、モジュール基板９０の主面または内部に形成され、一端がボンディングワイヤ５２２に接続され、他端が出力側コイル３０２の他端に接続された平面導体５２１と、を有してもよい。
　これによれば、移相線路５１がモジュール基板９０の主面と内部とに振り分けて配置され、移相線路５２がモジュール基板９０の主面と内部とに振り分けて配置されるので、高周波回路１を小型化できる。
　また例えば、高周波回路１は、さらに、キャリアアンプ２１および２２ならびにピークアンプ２３および２４を制御する増幅器制御回路を備え、キャリアアンプ２１および２２ならびにピークアンプ２３および２４は、モジュール基板９０の主面に配置された半導体ＩＣ７０に含まれており、増幅器制御回路は、モジュール基板９０の主面に配置された半導体ＩＣ８０に含まれており、半導体ＩＣ７０と半導体ＩＣ８０とは、上記主面から半導体ＩＣ７０、半導体ＩＣ８０の順で積層されていてもよい。
　これによれば、高周波回路１の省面積化および小型化が図られる。
　また例えば、高周波回路１において、キャパシタ４２およびスイッチ４３は、半導体ＩＣ７０に含まれていてもよい。
　これによれば、高周波回路１を小型化できる。
　また、本実施の形態に係る通信装置４は、高周波信号を処理するＲＦＩＣ３と、ＲＦＩＣ３とアンテナ２との間で高周波信号を伝送する高周波回路１と、を備える。
　これによれば、高周波回路１の効果を通信装置４で実現することができる。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波回路および通信装置について、実施の形態および変形例を挙げて説明したが、本発明に係る高周波回路および通信装置は、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態および変形例に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、上記高周波回路および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　また例えば、上記実施の形態および変形例に係る高周波回路および通信装置において、図面に開示された各回路素子および信号経路を接続する経路の間に、別の回路素子および配線などが挿入されていてもよい。
　本発明は、マルチバンド対応のフロントエンド部に配置される高周波回路として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、１Ａ、５００　　高周波回路
　２　　アンテナ
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４　　通信装置
　１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７、４１１、４１２、４１３　　プリアンプ
　２１、２２、２５１、２５２、２７１、２７２、４２１、４２２　　キャリアアンプ
　２３、２４、２６１、２６２、２８１、２８２、４２３、４２４　　ピークアンプ
　３０、３１、３２、３３、３４、３５、３６、３７、３８、３９、４３０、４３１、４３２、４３３　　トランス
　４１、４２、４４、４５、４４１、４４２、４４４、４４５、４７１、４７２、４８１、４８２　　キャパシタ
　４３、４６、４４３、４４６　　スイッチ
　５１、５２、５３、５４、５５、５６、４５１、４５２　　移相線路
　６０　　ダイプレクサ
　６０Ｈ　　ハイパスフィルタ
　６０Ｌ　　ローパスフィルタ
　６１、６２、４６１、４６２　　フィルタ
　７０、７１、８０、８１　　半導体ＩＣ
　９０　　モジュール基板
　１００　　アンテナ接続端子
　１１０、１１１、１１２、１２０、１２１、１２２、１３０、２１０、２２０、２３０　　入力端子
　３０１　　入力側コイル
　３０２　　出力側コイル
　３１１、３２１、３３１、３４１、３５１、３６１、３７１、３８１、３９１　　一次側コイル
　３１２、３２２、３３２、３４２、３５２、３６２、３７２、３８２、３９２　　二次側コイル
　４６０　　クワッドプレクサ
　５１１、５２１　　平面導体
　５１２、５２２　　ボンディングワイヤ

Claims (12)

  1. 　第１バンドの高周波信号を増幅可能な第１キャリアアンプと、
    　第２バンドの高周波信号を増幅可能な第２キャリアアンプと、
    　前記第１バンドの高周波信号および前記第２バンドの高周波信号を増幅可能な第１ピークアンプと、
    　前記第１バンドの高周波信号および前記第２バンドの高周波信号を増幅可能な第２ピークアンプと、
    　入力側コイルおよび出力側コイルを有するトランスと、
    　第１移相回路および第２移相回路と、を備え、
    　前記第１ピークアンプの出力端子は前記入力側コイルの一端に接続され、
    　前記第２ピークアンプの出力端子は前記入力側コイルの他端に接続され、
    　前記第１キャリアアンプの出力端子は前記第１移相回路の一端に接続され、
    　前記第２キャリアアンプの出力端子は前記第２移相回路の一端に接続され、
    　前記第１移相回路の他端は、前記出力側コイルの一端に接続され、
    　前記第２移相回路の他端は、前記出力側コイルの他端に接続されている、
    　高周波回路。
  2. 　さらに、
    　前記第１ピークアンプの出力端子と前記第２ピークアンプの出力端子との間に接続された第１キャパシタと、
    　前記第１ピークアンプの出力端子と前記第２ピークアンプの出力端子との間に接続され、前記第１キャパシタと接続された第１スイッチと、を備える、
    　請求項１に記載の高周波回路。
  3. 　前記第１バンドの高周波信号を伝送する場合、前記第１スイッチは導通状態となり、
    　前記第２バンドの高周波信号を伝送する場合、前記第１スイッチは非導通状態となる、
    　請求項２に記載の高周波回路。
  4. 　さらに、
    　前記入力側コイルとグランドとの間に接続された第２キャパシタと、
    　前記入力側コイルとグランドとの間に接続され、前記第２キャパシタと接続された第２スイッチと、を備える、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の高周波回路。
  5. 　前記第１バンドの高周波信号を伝送する場合、前記第２スイッチは導通状態となり、
    　前記第２バンドの高周波信号を伝送する場合、前記第２スイッチは非導通状態となる、
    　請求項４に記載の高周波回路。
  6. 　さらに、
    　前記出力側コイルの一端に接続され、前記第１バンドを含む通過帯域を有する第１フィルタと、
    　前記出力側コイルの他端に接続され、前記第２バンドを含む通過帯域を有する第２フィルタと、を備える、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の高周波回路。
  7. 　さらに、モジュール基板を備え、
    　前記モジュール基板を平面視した場合、前記第１キャリアアンプ、前記第１ピークアンプ、前記第２ピークアンプ、および前記第２キャリアアンプは、所定の方向にこの順で前記モジュール基板の主面に配置されている、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の高周波回路。
  8. 　前記モジュール基板は、複数の誘電体層を有し、
    　前記入力側コイルの少なくとも一部は、前記複数の誘電体層のうちの第１誘電体層に形成され、
    　前記出力側コイルの少なくとも一部は、前記複数の誘電体層のうちの第２誘電体層に形成され、
    　前記モジュール基板を平面視した場合、前記入力側コイルの前記少なくとも一部と前記出力側コイルの前記少なくとも一部とは、重なっている、
    　請求項７に記載の高周波回路。
  9. 　前記第１移相回路は、
    　前記第１キャリアアンプの出力端子に接続された第１ボンディングワイヤと、
    　前記モジュール基板の前記主面または内部に形成され、一端が前記第１ボンディングワイヤに接続され、他端が前記出力側コイルの一端に接続された第１伝送線路と、を有し、
    　前記第２移相回路は、
    　前記第２キャリアアンプの出力端子に接続された第２ボンディングワイヤと、
    　前記モジュール基板の前記主面または内部に形成され、一端が前記第２ボンディングワイヤに接続され、他端が前記出力側コイルの他端に接続された第２伝送線路と、を有する、
    　請求項８に記載の高周波回路。
  10. 　さらに、
    　前記第１キャリアアンプ、前記第１ピークアンプ、前記第２ピークアンプ、および前記第２キャリアアンプを制御する増幅器制御回路を備え、
    　前記第１キャリアアンプ、前記第１ピークアンプ、前記第２ピークアンプ、および前記第２キャリアアンプは、前記モジュール基板の主面に配置された第１半導体ＩＣに含まれており、
    　前記増幅器制御回路は、前記モジュール基板の主面に配置された第２半導体ＩＣに含まれており、
    　前記第１半導体ＩＣと前記第２半導体ＩＣとは、前記主面から前記第１半導体ＩＣ、前記第２半導体ＩＣの順で積層されている、
    　請求項７～９のいずれか１項に記載の高周波回路。
  11. 　さらに、モジュール基板を備え、
    　前記第１キャリアアンプ、前記第１ピークアンプ、前記第２ピークアンプ、および前記第２キャリアアンプは、前記モジュール基板の主面に配置された第１半導体ＩＣに含まれており、
    　前記第１キャパシタおよび前記第１スイッチは、前記第１半導体ＩＣに含まれている、
    　請求項２または３に記載の高周波回路。
  12. 　高周波信号を処理する信号処理回路と、
    　前記信号処理回路とアンテナとの間で前記高周波信号を伝送する、請求項１～１１のいずれか１項に記載の高周波回路と、を備える、
    　通信装置。
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