JPWO2013132620A1 - 空気調和機 - Google Patents

Abstract

室外機３に設けられる室外ファン１０、室外ファン１０を駆動する永久磁石同期モータ７、直流電源５を電源として永久磁石同期モータ７に電圧を印加するインバータ１４、インバータ１４の出力電圧を制御するインバータ制御手段１９および、直流電源５とインバータ１４との間に接続されたシャント抵抗１５を備える。インバータ制御手段１９は、インバータ１４の停止中に室外ファン１０が外力により回転している場合には、室外ファン１０の回転を制動する制動シーケンス２２によりインバータ１４を動作させた後に、室外ファン１０を力行駆動する駆動シーケンス２３によりインバータ１４を動作させる。

Description

本発明は、空気調和機に関する。

モータを駆動する制御方法において、非常停止時モータを駆動するパワートランジスタの上側トランジスタを同時に点弧する比率または下側トランジスタを同時に点弧する比率をあらかじめ設定した比率で点弧して、モータを停止又は保持する技術がある（例えば、特許文献１参照）。

また、永久磁石同期モータが強制的に回転させられた場合に生じる回生電圧値に基づいて、インバータと永久磁石同期モータの線間を短絡させることで、回生電圧によるインバータの破壊を防止する技術がある（例えば、特許文献２参照）。

特開２００７−３７３８２号公報 特開２００９−２８４７４７号公報

上記特許文献１に示す技術は、パワートランジスタの上側トランジスタまたは、下側トランジスタを同時に点弧することでモータ線間を短絡させることで制動力を得るが、回転数が極端に高い、もしくは回転数が極端に低くなると制動力が低下し、例えば外力により一定のトルクが与えられて回転させられるようなモータの場合は完全に停止させることができない。また、所定の比率で点弧させた場合、インバータの直流電圧が点弧、消弧の繰り返しにより昇圧し、回路破壊に至るおそれがある。さらに点弧比率を１００％にした場合、点弧による過渡電流が発生し、永久磁石同期モータを使用の場合には、不可逆減磁の発生によるモータの効率低下を招くおそれがある。

また、上記特許文献２に示す技術は、インバータの下アームをＯＮおよびＯＦＦすることで、開放と短絡を繰り返し、徐々に短絡の比率を長くすることで永久磁石同期モータの線間を短絡させて、回生電圧からの保護を行う。しかしながら、インバータの上アームが短絡故障すると、短絡の比率が小さい場合には、下アームをＯＮ時間が短く短絡電流が流れても保護回路が反応できずにインバータが破壊するおそれがある。また、この特許文献２に示す技術では、回生電圧からの保護を目的として永久磁石同期モータの線間を短絡しているが、インバータが破壊するだけの回生電圧が発生する場合には、永久磁石同期モータは高速回転しており、インダクタンス成分が多くなり力率が悪くなるため線間を短絡させた場合に大きな制動力を得ることができない。つまり、永久磁石同期モータの線間を短絡しても永久磁石同期モータを停止させることはできず、長時間短絡状態を維持するため短絡電流が流れることになる。このため、インバータ素子の発熱による破壊や、永久磁石同期モータの発熱による絶縁不良、不可逆減磁だけでなく、短絡時の制動力によるロータの破損等を招くおそれがある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、空気調和機の室外ファンが外力により回転している場合に永久磁石同期モータを安全かつ確実に制動し、確実に力行駆動に移行可能な空気調和機を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、室内機と室外機が分離した空気調和機であって、室外機に設けられる室外ファンと、前記室外ファンを駆動する永久磁石同期モータと、直流電源を電源として前記永久磁石同期モータに電圧を印加するインバータと、前記インバータの出力する電圧を制御するインバータ制御手段と、前記直流電源と前記インバータとの間に接続された電流検出手段と、を備え、前記インバータ制御手段は、前記インバータの停止中に前記室外ファンが外力により回転している場合には、前記室外ファンの回転を制動する制動シーケンスにより前記インバータを動作させた後、前記室外ファンを力行駆動する駆動シーケンスにより前記インバータを動作させることを特徴とする。

本発明に係る空気調和機によれば、外力により室外ファンが回転している場合に制動動作により回転を減少させた後に力行駆動に移行することとしたので、確実かつ迅速な力行駆動に移行することができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態における空気調和機を示す図である。 図２は、インバータ制御手段の構成を示す図である。 図３は、位置速度検出手段の動作を示す図である。 図４は、ＰＷＭ出力手段の構成を示す図である。 図５は、ＰＷＭ出力手段の動作を示す図である。 図６は、永久磁石同期モータの線間短絡時のトルクおよび電流の回転数特性を示す図である。 図７は、永久磁石同期モータの線間短絡時の電流特性を示す図である。 図８は、永久磁石同期モータの線間短絡時のｄｑ軸電流特性を示す図である。 図９は、永久磁石同期モータの線間短絡時の過渡電流を抑制するための動作を示す図である。 図１０は、永久磁石同期モータの線間短絡時の過渡電流を抑制するもう一つの動作を示す図である。 図１１は、永久磁石同期モータの線間短絡時の過渡電流を抑制した場合の電流特性を示す図である。 図１２は、永久磁石同期モータの線間短絡時の過渡電流を抑制した場合のｄｑ軸電流特性を示す図である。 図１３は、制動シーケンスにおけるフローチャートである。 図１４は、無負荷時の電気角周波数ωと最適な進角θｆの関係を表す図である。 図１５は、強風時の電気角周波数ωと最適な進角θｆの関係を表す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態における空気調和機１の構成を示す図である。本実施の形態における空気調和機１は、図１に示すように、室内機２と室外機３とが冷媒配管４を介して接続されており、室外機３は直流電源５による直流電圧Ｖｄｃを電源とした駆動回路６により、永久磁石同期モータ７の固定子８に電圧を印加することで回転磁界を発生させ回転子９を回転駆動させることで、回転子９に接続された室外ファン１０を回転させて風を発生させ冷凍サイクル１１の図示しない熱交換器に送ることで熱交換を行い冷房および暖房運転を行うよう構成されている。

駆動回路６は、スイッチング素子１２ａ〜１２ｆと環流ダイオード１３ａ〜１３ｆにより構成されるインバータ１４、直流電源５とインバータ１４間に設置されたシャント抵抗１５、永久磁石同期モータ７の回転子９の磁極位置を検出する磁極位置検出手段１６、直流電源５の電圧を検出する直流電圧検出手段１７、シャント抵抗１５の電圧からインバータ１４に流れる電流を検出して保護する保護回路１８および、各検出値に基づいてインバータ１４のスイッチング素子１２ａ〜１２ｆを駆動するＰＷＭを出力することで永久磁石同期モータ７に印加する電圧を制御するインバータ制御手段１９を備える。

インバータ制御手段１９は、図２に示すとおり、位置速度検出手段２０、ＰＷＭ出力手段２１、制動シーケンス２２および駆動シーケンス２３を備える。位置速度検出手段２０は磁極位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいて磁極位置θおよび電気角周波数ωを出力し、制動シーケンス２２は、電気角周波数ωに基づいて永久磁石同期モータ７の線間を開放または短絡するようなＰＷＭモードを出力するとともに、開放と短絡を繰り返す時比率（ＤＵＴＹ）を出力する。駆動シーケンス２３は、電気角周波数ωに基づいて電気角周波数指令ω＊、進角θｆおよび、モータを駆動するためのＰＷＭモードを出力する。ＰＷＭ出力手段２１は、保護信号、直流電圧Ｖｄｃ、磁極位置θ、電気角周波数ω、電気角周波数指令ω＊、進角θｆ、ＰＷＭモード、ＤＵＴＹに基づいて、ＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ，ＷＮ）を出力する。

つぎに、位置速度検出手段２０の動作について図３を用いて説明する。磁極位置検出手段１６として例えばホールセンサを用いた場合、磁極位置検出手段１６からは、永久磁石同期モータ７の回転子９の磁極位置に応じて略１８０［ｄｅｇ］おきにＨＩＧＨ（＝１）とＬＯＷ（＝０）とが繰り返され、ＵＶＷ相で互いに１２０度位相が異なる信号が出力される。Ｕ相の立ち上がりから立ち上がりまでが電気１周期となり、その間にマイコン等の離散時間である制御周期Ｔｓ毎にカウントされる。ここで、カウントがｎ回発生したとすると、電気１周期はｎ×Ｔｓで表すことができ、この逆数をとれば電気周波数を求めることができ、さらに２πを乗ずることで永久磁石同期モータ７の電気角周波数ωを得ることができる。また、この電気角周波数ωを永久磁石同期モータ７の極対数で除することにより、機械角周波数を求めることも可能である。

つぎに、Ｕ相のホールセンサ出力Ｈｕの立ち上がりを０度に設定した場合の磁極位置θの求め方について説明する。Ｕ相のホールセンサ出力Ｈｕの立ち上がりを０度に設定した場合、（Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ）＝（１、０、１）の場合を０［ｄｅｇ］、（１、０、０）を６０［ｄｅｇ］、……、（０、０、１）を３００［ｄｅｇ］としてθｈを検出する。θｈは階段状であるため、前述の求めた電気角周波数ωに基づいて制御周期Ｔｓ毎に加算する角度を求めて、θｈに加算することで図３中に示すように０［ｄｅｇ］から３６０「ｄｅｇ」までリニアに変化する磁極位置θを得ることができる。

つぎに、ＰＷＭ出力手段２１について説明する。図４はＰＷＭ出力手段２１の構成を示す図であり、加減算器２４、電圧制御手段２５、加減算器２６、三相電圧指令生成手段２７、三角波生成手段２８、比較器２９、反転器３０および、ＰＷＭ出力許可手段３１を備える。

加減算器２４では、電気角周波数指令ω＊と電気角周波数ωとの差分を求め、電圧制御手段２５では、例えば比例積分制御に代表される制御手法にて電圧指令Ｖ＊を求める。また、加減算器２６では、磁極位置θに進角θｆを加算して、インバータ１４に対する通電位相となる電圧位相θｖを求める。

三相電圧指令生成手段２７は、電圧指令Ｖ＊、直流電圧Ｖｄｃおよび電圧位相θｖに基づいて三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を次式（１）〜（３）にて求める。

ここで、上記式中にも見られる進角θｆを最適に設定すれば、最適な通電位相にて電圧を印加することが可能となり、永久磁石同期モータ７の運転効率向上に寄与することが可能となる。

なお、上記では、ごく基本的な電圧指令生成手法として、式（１）〜（３）を用いて説明を行ったが、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調、三相変調や二相変調等を含む何れの電圧指令生成手法を用いても何ら問題ないことは言うまでもない。

つぎに、ＰＷＭ出力手段２１の動作について説明する。ＰＷＭ出力手段２１は、図４および図５に示すとおり、（１）〜（３）式により得られた三相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波生成手段２８より出力される三角波キャリアとの大小関係に基づき、比較器２９にて“Ｈｉｇｈ”および“Ｌｏｗ”の信号を出力し、二つに分岐した一方を反転器３０にて反転させ、計６つの信号をＰＷＭ出力許可手段３１に送る。ここでＰＷＭ出力許可手段３１では、制動シーケンス２２および駆動シーケンス２３より送られるＰＷＭモードに基づいて出力するＰＷＭ出力を選択し、ＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）として出力する。このＰＷＭ信号によりインバータ１４のスイッチング素子１２ａ〜１２ｆがスイッチング制御され、永久磁石同期モータ７に電圧指令値に基づいた電圧を印加することが可能となる。

また、ＰＷＭ出力手段２１に保護信号が入力された場合には、ＰＷＭ出力手段２１のＰＷＭ出力許可手段３１は、インバータ１４が電圧を出力しないようＰＷＭ信号の出力を制限させる。この制御により、インバータ１４を保護することが可能となる。なお、図５において、ＰＷＭモードは駆動シーケンス時のものであり、制動シーケンスの場合には、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを出力し、ＵＰ、ＶＰ、ＷＰについては出力を停止するか、もしくは、その逆の動作を行うことで、永久磁石同期モータ７の線間を短絡または開放するように動作させる。

つぎに、制動シーケンス２２について説明する。まず、空気調和機１の室外機３は屋外に晒されているため、台風などの強風が室外ファン１０に吹き込むと室外ファン１０が回転してしまう。そのため、駆動シーケンス２３に移行する前に制動シーケンス２２により室外ファン１０の回転数を減少させる制御を行う。室外ファン１０の回転数を減少させることにより、室外ファン１０は停止状態に近い形となり、室外ファン１０の確実な駆動が可能となる。

つぎに、永久磁石同期モータ７に対する制動手法について説明する。まず、永久磁石同期モータ７の定常時における回転座標系（ｄｑ軸上）での電圧方程式は、次式（４）で表される。

上記（４）式において、Ｖ_ｄはｄ軸電圧、Ｖ_ｑはｑ軸電圧、Ｉ_ｄはｄ軸電流、Ｉ_ｑはｑ軸電流、ωは電気角周波数、Ｒは巻線抵抗、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス、そしてφ_ｆは誘起電圧定数である。

ここで、永久磁石同期モータ７の線間を短絡させた場合には、Ｖ_ｄ＝Ｖ_ｑ＝０となるため、Ｉ_ｄおよびＩ_ｑは次式および次々式で表される。

また、その際に永久磁石同期モータ７に発生するトルクτ_ｍは、次式（７）で表される。

なお、この（７）式におけるＰ_ｍは、永久磁石同期モータ７の極対数である。また、モータ定数（Ｒ、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ、φ_ｆ）は一般的には固定値である。このため、上記（５）、（６）式に示すωに応じたＩ_ｄ、Ｉ_ｑが流れることにより、（７）式に示すトルクτ_ｍが得られることが分かる。また、短絡時に流れるピーク電流Ｉ_ｐは次式（８）となる。

図６は、上記（７）および（８）式に基づく一般的な永久磁石同期モータ７における短絡時のトルクおよび電流の回転数特性を示す図である。このときのトルクは、図６に示すように、回転数の増加に伴い回転を阻害するよう負方向に働き、ある回転数でピークを迎え、その後は低下する。これに対し、電流は回転数の増加に伴い増大し、所定の電流値で飽和する。つまり、線間を短絡することにより電流は流れるが、回転数を阻害するような負方向のトルクが発生するため、永久磁石同期モータ７を制動することが可能となる。トルクは所定の回転数でピークを迎えるが、例えば空気調和機１に用いられる永久磁石同期モータ７の場合においては、１０００ｒｐｍ以下にピークがある設計となっていることが一般的である。また、通常時、室外ファン１０に吹き込む風の平均風速は１０ｍ／ｓ以下がほとんどであり、その場合、室外ファン１０の回転数は１０００ｒｐｍ以下であり、制動を行うことに関して問題ない。

ただし、（８）式に示されるピーク電流は定常時の電流であり、実際には図７に示すように短絡した瞬間に約１〜２倍程度の過渡的な電流が発生する。図７の電流を励磁電流であるｄ軸電流Ｉ_ｄとトルク電流であるｑ軸電流Ｉ_ｑとに分離した図を図８に示す。短絡を開始すると渦を描きながら定常電流まで収束するが、その過程でｄ軸電流Ｉ_ｄは負方向に大きく流れることが分かる。負方向にｄ軸電流Ｉ_ｄが流れると永久磁石同期モータ７の永久磁石が不可逆減磁してしまい磁力が戻らなくなることで性能の低下が懸念される。

そこで、図９に示すように、永久磁石同期モータ７の線間を短絡する際の通電比率を表すＤＵＴＹを三角波と比較する電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）としてＤＵＴＹ＿ＳＴＡＲＴ（制動開始時の通電比率であり、「開始時通電比率」とも称する）からＤＵＴＹ＿ＥＮＤ（制動終了時の通電比率であり、「終了時通電比率」とも称する）までＰＷＭ＿ＴＩＭＥ（「ＤＵＴＹ＿ＳＴＡＲＴ」から「ＤＵＴＹ＿ＥＮＤ」までの時間、「制動制御時間」とも称する）をかけて徐々に増加させて行く。ここで、ＰＷＭ信号のうち、ＵＰ、ＶＰ、ＷＰが動作しないようにＰＷＭモードを設定し、ＰＷＭ出力許可手段３１に送る。また、ＤＵＴＹ＿ＥＮＤでは短絡の比率が１００％（常時短絡）になるよう設定することで、図６に示した制動するためのトルクが得られる。

上記のように動作させることで、図１１に示すように過渡的な電流増加を抑制しつつ、永久磁石同期モータ７の回転数を減少させ、停止状態に近づけることが可能となる。また、図１２に示すように（実線部分の波形を参照）、減磁方向へのｄ軸電流を抑制した状態で定常電流へと移行することが可能となる。その結果、不可逆減磁による永久磁石同期モータ７の性能悪化を防止することが可能となり、効率を高めた運転が常時可能となる。

なお、ＰＷＭ＿ＴＩＭＥを大きく設定することで過渡電流の抑制効果が高くなるが、開放と短絡を繰り返すことにより、永久磁石同期モータ７の回転子９の回転によって生ずる回生電圧が直流電源５に回生されることで直流電圧が昇圧し、過大電圧により回路の破壊を招くおそれがある。過渡電流の抑制効果と直流電圧の昇圧量はトレードオフの関係にあるため、不可逆減磁の許容量と直流電圧の許容値を考慮した上でＰＷＭ＿ＴＩＭＥを選定する必要がある。

なお、実際には、短絡により制動がかかるのはＤＵＴＹが概ね５０％を超過した場合であるため、図１０に示すように、制動初期時には大きくＤＵＴＹを増加させて、制動終了時にＤＵＴＹの変化分を小さくすることで、ＰＷＭ＿ＴＩＭＥを小さくすることが可能となる。また、このような制御により、ＰＷＭ＿ＴＩＭＥを減少させた状態でも十分な過渡電流抑制効果が得られるだけでなく、直流電圧の昇圧も抑制することが可能となる。

ただし、短絡中に風が強くなり室外ファン１０が多くの風を受けると回転子９と室外ファン１０間に大きなトルクが発生するため回転数が増加し、図６に示すトルクがピークとなる回転数を超過すると制動ができないだけでなく、（８）式に示す電流が流れ続ける状態に陥るおそれがあり、永久磁石同期モータ７だけでなくインバータ１４が発熱して高温状態になるおそれがある。また、永久磁石同期モータ７については、希土類磁石を用いている場合においては、高温になると不可逆減磁が起こりやすくなるという懸念がある。しかしながら、実際には、風が同一方向に常時吹くことはないため、短絡動作を行っても回転数が低下しない場合には一度短絡動作を停止し、所定時間経過後に再度短絡動作を行うことにすればよい。このような制御を行えば、永久磁石同期モータ７だけでなくインバータ１４が発熱するのを防止ししつつ、室外ファン１０を制動することが可能となる。

また、制動シーケンス２２の動作前にトルクのピークとなる回転数を超過している場合も想定され、このような場合には、制動が困難になる可能性がある。このような場合には、位置速度検出手段２０から出力される電気角周波数ωに基づいて制動制御を行えばよい。具体的に説明すると、回転数が高い場合には冷凍サイクル１１が室外ファン１０を回さなくても十分に熱交換がされていると判断し短絡動作による制動は行わず、風が弱まり熱交換量が不足する制動可能な回転数まで低下した場合に動作させることにする。この制御により、不要な短絡動作による永久磁石同期モータ７やインバータ１４の発熱が抑制されるとともに、室外ファン１０に対する確実な制動が可能となる。また、十分な熱交換がされている場合には、室外ファン１０を無理に駆動する必要がなくなるため、無駄な電力を消費することがなくなり、地球温暖化防止に寄与することが可能となる。

なお、制動開始時において短絡時間が短い場合には、保護回路１８にて電流を検出できない可能性がある。このため、電流検出速度が遅い場合（本実施の形態の構成であれば、保護回路１８の能力が低い場合）には、短絡の時間が長くなるような開始時通電比率を設定することが望ましい。このため、開始時通電比率は、保護回路１８の能力に応じて設定すること、より詳細には、保護回路１８の能力が低い程、開始時通電比率を長く設定することが好ましい。

つぎに、インバータ１４を構成するスイッチング素子やスイッチング素子に対する制御時間について考察する。

まず、インバータ１４のスイッチング素子１２ａが短絡故障していた場合には、直流電源５からスイッチング素子１２ａ，１２ｄ、シャント抵抗１５の経路により過大な電流が流れる。通常はシャント抵抗１５に流れる電流を検出して保護を行う保護回路１８により保護されるが、ＤＵＴＹ＿ＳＴＡＲＴを０％に設定すると制動開始時には短絡の時間が短くなるため、保護回路１８にて電流を検出できない可能性があり、インバータ１４が高温状態に陥るおそれがある。このため、ＤＵＴＹ＿ＳＴＡＲＴは確実に保護回路１８にて保護ができるだけの短絡時間を確保できるよう、例えば３０％程度に設定することが好ましい。

また、インバータ１４を構成するスイッチング素子１２ａ〜１２ｆのうち、スイッチング素子１２ａ〜１２ｃはノーマリオフのスイッチング素子で構成し、スイッチング素子１２ｄ〜１２ｆはノーマリオンのスイッチング素子で構成することを考える。この構成は、空気調和機１が停止状態においても、常時、永久磁石同期モータ７の線間が短絡状態となる構成、つまり、ＰＷＭ信号を出力しなくても室外ファン１０の回転を制動させ続けることが可能となる構成である。この構成によれば、風が吹いて室外ファン１０が回転する前から線間を短絡しているため、モータ電流は、図６に示すように電気角周波数ωの増加に対して徐々に増加して行く特性となり、過渡電流が発生することもなくなり、また、ＤＵＴＹを変化させながら制動させるなどの複雑な制御を不要とすることも可能となり、制御を行うマイコンの低コスト化や部品点数の削減が可能となる。

また、インバータ１４を構成するスイッチング素子１２ａ〜１２ｆと、これに並列に接続された環流ダイオード１３ａ〜１３ｆとしては、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかしながら、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドギャップ半導体を用いてもよい。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。

さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。

また、短絡動作時には過大な電流が流れるため、例えばスイッチング素子１２ｄ〜１２ｆをＯＮさせることで永久磁石同期モータ７の線間を短絡させる場合には、スイッチング素子１２ｄ〜１２ｆおよび環流ダイオード１３ｄ〜１３ｆに電流が流れる。このため、電流が流れる経路にのみワイドバンドギャップ半導体を用いるようにすれば、ワイドバンドギャップ半導体導入によるコストアップを最小限に抑えつつ、冷却器の性能低下が可能となり冷却器のコストおよびサイズを削減することが可能となる。

このように、前述のノーマリオンのスイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体にて形成されたスイッチング素子を用いるようにすれば、永久磁石同期モータ７の線間が短絡状態になって短絡電流がスイッチング素子に流れ続けたとしても、損失を小さくすることが可能となる。また、損失を小さくすることが可能であることにより発熱量が少なくなるのとともに、高温に対する耐性も優れているため、常時短絡状態となるスイッチング素子の発熱量や動作温度に対する要求が緩和される。

以上の制動シーケンス２２による制御により、室外ファン１０が風などの外力によって回転している場合に、回転数を略停止状態まで低下させることができ、風がない停止状態に近づけることが可能となる。これにより、所定の回転数以下まで回転数の低下を確認した後、駆動シーケンス２３に移行することにより、従来からある停止状態からの駆動制御をそのまま流用することができ、複雑な駆動制御の構築が不要になる。このことにより、安価な制御マイコン等を用いることも可能となる。

図１３は、これまで説明した実施の形態１における制動シーケンスの動作を示したフローチャートの一例であり、具体的には以下に示すステップＳ１〜Ｓ５の処理にて実現できる。

（Ｓ１：回転数計測ステップ）
位置速度検出手段２０は、磁極位置検出手段１６の出力Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいて永久磁石同期モータ７の回転子９の磁極位置θおよび電気角周波数ωを計測する。

（Ｓ２：上限回転数判断ステップ）
ステップＳ１にて計測された電気角周波数ωに基づいて、あらかじめ設定された駆動許可回転数としての上限回転数を超過している場合には（ステップＳ２，Ｎｏ）、制動不可と判断してステップＳ１に戻る。一方、上限回転数未満の場合には（ステップＳ２，Ｙｅｓ）、制動可能と判断してステップＳ３へ移行する。

（Ｓ３：ＰＷＭモード変更ステップ）
短絡による制動時には、インバータ１４のスイッチング素子１２ａ〜１２ｃまたは１２ｄ〜１２ｆを同時にＯＮ状態とすることにより行うため、どちらか一方のスイッチング素子は常時ＯＦＦ状態に設定する。なお、図１３においては、ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝ＯＦＦ、ＵＮ＝ＶＮ＝ＷＮ＝ＯＮとしているが、逆の関係、すなわちＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝ＯＮ、ＵＮ＝ＶＮ＝ＷＮ＝ＯＦＦとしてもよい。

（Ｓ４：制動ステップ）
ステップＳ４では、図９に示すように三角波と比較するＤＵＴＹ（＝Ｖｕ＊＝Ｖｖ＊＝Ｖｗ＊）をＤＵＴＹ＿ＳＴＡＲＴからＤＵＴＹ＿ＥＮＤまでＰＷＭ＿ＴＩＭＥの時間をかけて徐々に増加させ、また、ＤＵＴＹ＿ＥＮＤを短絡の比率が１００％（常時短絡）になるよう設定し、過渡的な電流増加を抑制しつつ、永久磁石同期モータ７の回転数を減少させる制御を行う。

（Ｓ５：起動回転数判断ステップ）
ステップＳ４による制動動作が実行される場合、電気角周波数ωが小さくなって行く。ステップＳ５では、計測された電気角周波数ωの計測値と所定の起動回転数とを比較する。電気角周波数ωの計測値が起動回転数以下とならない場合には（ステップＳ５，Ｎｏ）、ステップＳ１の処理に戻る。つまり、電気角周波数ωが起動回転数以下まで制動されない場合には、制動動作を停止させ、所定時間経過後に再度制動動作を再開させる。一方、電気角周波数ωの計測値が起動回転数以下となる場合、すなわち（ステップＳ５，Ｙｅｓ）、電気角周波数ωが起動回転数以下まで制動される場合には、駆動シーケンスに移行する。なお、駆動シーケンスに移行する場合、駆動シーケンスに移行する信号が発せられ、永久磁石同期モータ７の駆動動作が開始される。これにより、永久磁石同期モータ７が停止状態と近い条件にて起動を行うことが可能となり、永久磁石同期モータ７を確実かつ迅速に力行駆動することが可能となる。

つぎに、駆動シーケンス２３について説明する。駆動シーケンス２３では、制動シーケンス２２より発せられる移行信号（図２参照）により駆動動作が開始される。駆動シーケンス２３は、電気角周波数ωを入力として電気角周波数指令ω＊、進角θｆ、ＰＷＭモードをＰＷＭ出力手段に出力し、前述の通りＰＷＭ（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ，ＷＮ）を出力することで永久磁石同期モータ７を駆動する。ここで、電気角周波数指令ω＊は、冷凍サイクル１１の運転状況により都度変更され、電気角周波数指令ω＊に追従するよう電圧指令Ｖ＊が生成される。

ここで、一般的に室外ファン１０の羽根はプロペラ形状であるため、電気角周波数ωに応じて負荷が増大する。一方、変動する各負荷に対し、最大効率点で駆動するための進角θｆは、図１４に示すような特性を有している。つまり、最大効率点で駆動するための進角θｆは、電気角周波数ωに対し、図１４に示すように増加させて行く必要がある。このため、駆動シーケンスにおいては、電気角周波数ωに対する進角θｆの情報をあらかじめテーブルデータや数式として記憶させておくようにすれば、最適な駆動が可能となる。

なお、室外ファン１０が風を受けると、風の方向によっては、力行運転を阻害するようなトルクが働き、実質的な負荷が増大してしまうことも想定される。また、そのような状態に陥ると、最適な駆動となる進角θｆは、例えば図１５に示すような特性に変化してしまい、図１４に示した進角θｆを用いると最適点から外れ、電流増加や永久磁石同期モータ７の出力トルク不足による回転数低下を招くおそれがある。このため、負荷が増大した場合においても問題ないように、負荷が増大した場合における進角θｆの変動特性を把握しておくか、あるいは、負荷が増大した場合における進角θｆの幾つかの候補値をあらかじめ選定しておくことが好ましい。

また、駆動シーケンス２３への移行直後においては、出力電圧が低く設定されているため、風による負荷が増大した状態においては、出力電圧不足による起動失敗や、起動時間の増加なども懸念される。そこで、制動シーケンス２２においては、インバータ１４を動作させていない状態での室外ファン１０の回転数を計測することが可能であるため、計測した回転数からどの程度の風が発生しているかを推測し、駆動シーケンス２３への移行時における電圧指令Ｖ＊や進角θｆに係る負荷に応じた幾つかの候補値をあらかじめ選定しておくことが好ましい。駆動シーケンス２３への移行時において、適切な電圧指令Ｖ＊や進角θｆを使用することにより確実に起動を行い、起動完了後の進角θｆが前述のテーブルデータ等に示される値に徐々に収束するように動作させることにより、定常動作に影響を与えるおそれを極めて小さくすることが可能となる。

以上説明したように、本実施の形態に係る空気調和機によれば、インバータ１４の停止中に室外ファン１０が外力により回転している場合には、室外ファン１０の回転を制動する制動シーケンス２２によりインバータ１４を動作させた後、室外ファン１０を力行駆動する駆動シーケンス２３によりインバータ１４を動作させることとしたので、室外機３の室外ファン１０が強風に晒されるような状態においても、制動可能な場合には確実に永久磁石同期モータ７を駆動して冷凍サイクル１１に送風を行うことが可能となる。

また、空気調和機が制動不能となるような強風化に晒される場合では、室外ファン１０を回さなくても十分に熱交換がされていると判断して短絡動作による制動は行わず、風が弱まり熱交換量が不足する制動可能な回転数まで低下した場合に制動制御することとしたので、常時、冷凍サイクル１１の熱交換が十分に行われる状態を維持することができ、起動失敗等による冷房・暖房不足（熱交換不足）に起因するユーザの不満を解消することが可能となる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

さらに、実施の形態では、冷凍サイクルを備える空気調和機を対象として発明内容の説明を行ったが、適用分野はこれに限られるものではなく、冷凍サイクルを備えるヒートポンプ給湯器や冷凍装置や、換気送風装置などへの応用が可能であることも言うまでもない。

以上のように、本発明は、永久磁石同期モータを安全かつ確実に制動し、確実に力行駆動に移行可能な空気調和機として有用である。

１ 空気調和機
２ 室内機
３ 室外機
４ 冷媒配管
５ 直流電源
６ 駆動回路
７ 永久磁石同期モータ
８ 固定子
９ 回転子
１０ 室外ファン
１１ 冷凍サイクル
１２ａ〜１２ｆ スイッチング素子
１３ａ〜１３ｆ 環流ダイオード
１４ インバータ
１５ シャント抵抗
１６ 磁極位置検出手段
１７ 直流電圧検出手段
１８ 保護回路
１９ インバータ制御手段
２０ 位置速度検出手段
２１ ＰＷＭ出力手段
２２ 制動シーケンス
２３ 駆動シーケンス
２４，２６ 加減算器
２５ 電圧制御手段
２７ 三相電圧指令生成手段
２８ 三角波生成手段
２９ 比較器
３０ 反転器
３１ ＰＷＭ出力許可手段

Claims (15)

1. 室内機と室外機が分離した空気調和機であって、
   室外機に設けられる室外ファンと、
   前記室外ファンを駆動する永久磁石同期モータと、
   直流電源を電源として前記永久磁石同期モータに電圧を印加するインバータと、
   前記インバータの出力する電圧を制御するインバータ制御手段と、
   前記直流電源と前記インバータとの間に接続された電流検出手段と、を備え、
   前記インバータ制御手段は、前記インバータの停止中に前記室外ファンが外力により回転している場合には、前記室外ファンの回転を制動する制動シーケンスにより前記インバータを動作させた後、前記室外ファンを力行駆動する駆動シーケンスにより前記インバータを動作させることを特徴とする空気調和機。
2. 前記駆動シーケンスは、前記制動シーケンス動作中の前記室外ファンの回転数情報に基づいて、前記インバータの出力電圧および通電位相を変化させることを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
3. 前記駆動シーケンスは、前記制動シーケンス動作中の前記室外ファンの回転数が高い場合には、起動時の印加電圧および通電位相を増加させることを特徴とする請求項２に記載の空気調和機。
4. 前記制動シーケンスは、制動開始時の通電比率である開始時通電比率と、制動終了時の通電比率である終了時通電比率とが設定され、前記開始時通電比率から前記終了時通電比率までの間で制動制御の経過と共に短絡時間が長くなるように設定された通電比率の情報に基づいて、前記永久磁石同期モータの線間を開放および短絡する制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
5. 前記開始時通電比率から前記終了時通電比率までの増分は、前記開始時通電比率の出力時には大きく、前記終了時通電比率の出力時に近づくほど小さくなることを特徴とする請求項４に記載の空気調和機。
6. 前記制動シーケンスは、電流検出手段の電流検出速度に応じて前記開始時通電比率が設定されることを特徴とする請求項４に記載の空気調和機。
7. 前記電流検出速度が遅い場合には、短絡の時間が長くなるように前記開始時通電比率が設定されることを特徴とする請求項６に記載の空気調和機。
8. 前記制動シーケンスの終了時には、常時短絡動作となるように前記終了時通電比率が設定されることを特徴とする請求項４に記載の空気調和機。
9. 前記制動シーケンスは、前記室外ファンの回転数が駆動許可回転数以下まで制動されない場合には制動を休止し、所定時間経過後に再度制動を行うことを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
10. 前記制動シーケンスは、前記室外ファンの回転数が制動許可回転数以上の場合には、前記室外機が十分に熱交換可能と判断して待機動作に移行し、前記制動許可回転数以下となった場合には制動動作を行うことを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
11. 前記インバータを構成する半導体スイッチング素子のうち、前記直流電源の正側もしくは負側に接続される一方をノーマリオン型で構成し、前記制動シーケンスは前記インバータを停止状態に維持することを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
12. 前記制動シーケンスは、前記室外ファンの回転数が駆動許可回転数以下まで制動が完了した場合に、前記制動シーケンスを終了し、前記駆動シーケンスに移行することを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
13. 前記インバータを構成する半導体スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されることを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
14. 前記インバータにおいて、前記短絡動作時に電流が流れる経路にのみ、ワイドバンドギャップ半導体を用いることを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
15. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウムまたはダイヤモンドであることを特徴とする請求項１３または１４に記載の空気調和機。

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