JP2011188568A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】レス＆レス制御（電流センサを使用しない制御法）をインバータ電流が大きい領域まで適用できない。電流検出精度が電流センサ並みにする工夫が必要である。
【解決手段】電流検出範囲を１５０Ａから運転範囲の６０Ａに変更する。電流増幅率を０.０４１６［Ｖ／Ａ］（２.５Ｖ／６０Ａ）とすることにより電流検出時のノイズによる影響を小さくする。このように、電流検出幅を狭めることにより、検出精度を向上させる。シャント抵抗値との組み合わせにより電圧増幅率を決め、増幅に関係する各抵抗（瞬時電流検出回路周辺）の抵抗値を換えて、検出範囲を満足する様な組み合わせとする。ソフトにてスイッチング素子を保護する機能とは別に、ハードによりスイッチングを遮断する回路を別に備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、例えば空気調和機や冷凍機などの冷凍装置に関し、特に、冷凍サイクルの圧縮機を駆動する永久磁石同期モータの回転数を可変制御するインバータ制御装置に関する。

電流センサの電流検出精度はシャント抵抗による電流再現制御より良いため、インバータ電流が大きい製品において使用されている。一方、モータ電流センサを用いずにモータ電流情報を検出するような技術も知られている。例えば特許文献１には、ＰＷＭ信号に同期したＡＤ変換器によって、一定の時間間隔で第１のＡＤ変換と第２のＡＤ変換とを行い、該ＡＤ変換した第１の直流電流情報と、第２の直流電流情報とを基にインバータ回路の出力電流を再現して同期モータを制御し、これによって、高価なモータ電流センサを用いることなくモータ電流情報を得て、安価に高品質なモータ制御装置を実現できる技術が開示されている。これには、インバータ回路近傍に備えたシャント抵抗にインバータ回路からの直流電流を流し、直流電流によりインバータのモータ電流を再現する制御が用いられている。

特開２００４−６４９０３号公報

モータを駆動する時に、電流検知は冷凍サイクルの制御性能、例えば、駆動効率，応答速度，安定性に影響を与えるので、インバータ電流の検出精度は、モータの駆動効率に影響を与え、冷凍サイクルの能力にも影響を与え得る。７５Ａまでインバータ電流を増大させた基板を使用する場合、従来の電流検出手段では電流センサを使用するが、電流センサは高価である。電流センサを用いないシャント抵抗による電流検出手段とすればコストが抑えられる。

しかし、現在の回路定数とシャント抵抗による電流検出では、電流がシャント抵抗に流れた際のシャント抵抗における電力損失が大きくなり、現実的な電力容量のシャント抵抗を選定することが難しい。また、従来の電流検出幅のままでは６０Ａ／Ｖであり、インバータ電流が大きい場合に２相分のインバータ電流情報が現れる直流電流Ｉ_DCにリンギング等のノイズが重畳してマイコンの電流再現部に入った際に例えば１Ｖのノイズが入った場合、現在の電流検出幅では６０Ａのノイズとなり影響が大きい。

本発明は、大容量インバータにおいてシャント抵抗による電流再現制御の電流検出精度を向上することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明は、
シャント抵抗に流れる直流電流を増幅回路を用いて検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路で検出した直流電流の値に基づいてモータに流れるモータ電流を再現し、前記モータを可変制御するためのマイコンと、
を備えたインバータ制御装置において、
前記増幅回路の定数である電圧増幅率Ｇv、電流増幅率Ｇi、を
２２≦Ｇv≦３３
０.０１７＜Ｇi≦０.０４２
とする。

本発明によれば、電流検出精度を向上することができる。

本発明の一実施形態である空気調和装置の構成を表す概略図である。 本発明の一実施形態におけるインバータ装置の構成を表す概略図である。 本発明の電流検出回路の機能を示すブロック図である。 図３で示された増幅回路部並びにフィルタ回路の構成を表すブロック図である。 インバータ装置のマイコンの機能的構成を表すブロック図である。 図５で示された速度・位相推定部の機能的構成を表すブロック図である。 図５で示されたモータ定数同定部の及びベクトル制御演算部の機能的構成を表すブロック図である。 ＰＷＭ電圧，直流電流，モータ電流を表す図である。 瞬時電流検出部における、電流の誤差と変換電流を表す概略図である。

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照しつつ説明する。

図１は、本発明の一実施形態である空気調和機の構成を表す概略図である。

この図１において、空気調和機１１０は、圧縮機１０１の吐出側，室内熱交換器１０２，室内膨張弁１０４，室外熱交換器１０５，アキュームレータ１０７、そして元に戻って圧縮機１０１の吸込側を順次連結した冷凍サイクルを有している。そして、例えば室内を冷房する場合に、圧縮機１０１で圧縮された冷媒は、室外熱交換器１０５で凝縮されて液化し、その後、室内膨張弁１０４で減圧され室内熱交換器１０２で蒸発し、圧縮機１０１に戻るようになっている。なお、室内熱交換器１０２及び室内膨張弁１０４は室内機１０９に備えられており、室内機１０９には熱交換を促進するための室内送風機１０３が設けられている。また、圧縮機１０１，室外熱交換器１０５、及びアキュームレータ１０７等は室外機１０８に備えられており、室外機１０８には熱交換を促進するための室外送風機１０６が設けられている。

圧縮機１０１は永久磁石同期モータ１１１によって駆動され、このモータ１１１の回転数（運転周波数）がインバータ装置２１０によって可変制御されている。これにより、冷凍サイクルに必要な能力に対応するようになっている。また、室内膨張弁１０４又は室外膨張弁（図示せず）の開度、室内送風機１０３及び室外送風機１０６の回転数、冷房／暖房の運転モードを切り替える四方弁（図示せず）などが制御されている。

図２は、上記インバータ装置２１０の構成を表す概略図である。

この図２において、インバータ装置２１０は、交流電源２５１からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路２２５と、このコンバータ回路２２５で生成された直流電力から交流電力を生成してモータ１１１に供給するインバータ回路２２１と、ドライバ回路２３２を介してインバータ回路２２１を制御するマイコン２３１と、コンバータ回路２２５で生成された高電圧を例えば５Ｖ又は１５Ｖ程度の制御電源に調整してマイコン２３１及びドライバ回路２３２等に供給する電源回路２３５と、コンバータ回路２２５の出力直流電圧を検出する電圧検出回路２３４と、シャント抵抗２２４を用いてインバータ回路２２１の入力直流電流を検出する電流検出回路２３３と、外気温度サーミスタ２６１を用いて外気温度を検出する外気温度検出回路２６２と、吐出温度サーミスタ２６３を用いて圧縮機１０１の吐出温度を検出する吐出温度検出回路２６４と、吐出圧力センサ２６５を用いて圧縮機１０１の吐出圧力を検出する吐出圧力検出回路２６６とを備えている。

コンバータ回路２２５は、複数の整流素子２２６がブリッジ結線された回路であり、交流電源２５１からの交流電力を直流電力に変換するようになっている。インバータ回路２２１は、複数のスイッチング素子２２２が三相ブリッジ結線された回路である。また、スイッチング素子２２２がスイッチング時に発生する逆起電力を回生するため、スイッチング素子２２２と併設してフライホイール素子２２３が設けられている。ドライバ回路２３２は、マイコン２３１からの微弱な信号（後述するＰＷＭ信号）を増幅して、スイッチング素子２２２のスイッチング動作を制御するようになっている。これにより、インバータ回路２２１で交流電力が生成されるとともにその周波数が制御されるようになっている。

保護回路Ａ２７４はシャント抵抗２２４に発生する電圧を取り込みスイッチング素子２２２を保護する。保護回路Ｂ２７５を通過してスイッチング素子２２２にＯＮ信号を送ることによりインバータ回路２２１が駆動してモータ１１１を動作させる。スイッチング素子２２２の定格電流を超えた場合は、スイッチング素子２２２かＦｏ信号がマイコン２３１に出力される。シャント抵抗２２４に発生する電圧を電流検出回路２３３によって増幅し、マイコン２３１に直流電圧を入力し、モータ１１１を停止させる。保護回路Ａ２７４を備えることによりインバータ回路２２１の定格電流を超えて運転しないようにソフト保護を行う。また、Ｆｏ信号を出力するスイッチング素子２２２を使用する場合には保護回路Ｂ２７５を実装しない。保護回路Ａ２７４はスイッチング素子２２２の定格電流の１倍の過電流からスイッチング素子２２２を保護している。保護回路Ａは電流検出回路２３３の検出幅を狭くしたことにより、備えている。

Ｆｏ信号を出力しないスイッチング素子２２２を使用する場合には保護回路Ａ２７４に代えて保護回路Ｂ２７５を実装することによりスイッチング素子２２２を保護する。保護回路Ｂ２７５はスイッチング素子２２２の定格電流の１.３倍の過電流からスイッチング素子２２２を保護している。

コンバータ回路２２５とインバータ回路２２１との間には、モータ１１１を運転又は停止させるための電磁接触器２５３と、力率改善用リアクトル２５２と、平滑コンデンサ２７０とが接続されている。さらに、雷サージ電圧吸収用のバリスタ２７１と、スナバコンデンサ２７２が接続されている。また、電源投入時等に閉路する電磁接触器２５３が平滑コンデンサ２７０に流れる過大な突入電流で溶着しないように、電磁接触器２５３と並列して突入電流制限抵抗器２５４が設けられている。

マイコン２３１は、センサレスタイプのベクトル制御機能を有している。すなわち、電流検出回路２３３で検出されたインバータ回路２２１の入力直流電流等に基づいてモータ１１１の駆動電流、つまり、インバータ回路２２１の出力交流電流、を再現するようになっており、交流電流を検出する電流センサを不要としている。また、モータ１１１の回転速度や位相（磁極位置）を推定するようになっており、速度センサや磁極位置センサを不要としている。このようなモータ制御の詳細を以下説明する。

図３は電流検出回路である。シャント抵抗２２４に発生する電圧が、電流検出回路２３３内の増幅回路２７７において２.５Ｖ足されて増幅され、フィルタ回路２７８により電圧リップルを除去する。

図４は増幅回路２７７とフィルタ回路２７８の部品構成を示す。Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４とし、Ｒ３とＲ４により５Ｖを分圧しオペアンプ２８２の−端子に２.５Ｖを入力している。電圧増幅度Ｇvによって決まる増幅度にて増幅された電圧がフィルタ回路２７８に入力される。フィルタ回路２７８のＲ７とＣ３によってリンギング電圧除去される。

図５は、マイコン２３１の機能的構成を表すブロック図である。図６は、図５で示された速度・位相推定部１８の機能的構成を表すブロック図であり、図７は、図５で示されたモータ定数同定部１４及びベクトル制御演算部１５の機能的構成を表すブロック図である。

マイコン２３１は、図５に示す内容を処理している。モータ１１１の回転速度検出値ω及び位相検出値θdcを推定する速度・位相推定部１８と、電流検出回路２３３で検出された直流電流Ｉ_DC等からモータ１１１の駆動電流（３相交流の電流検出値）Ｉu，Ｉv，Ｉwを推定する電流再現部１９と、位相検出値θdcに基づいて３相交流の電流検出値Ｉu，Ｉv，Ｉwをｄｃ軸電流検出値Ｉdc及びｑｃ軸電流検出値Ｉqcに変換する３相／２軸変換部２０と、回転速度指令値ω^*を生成する速度指令生成部１０と、減算部で演算された回転速度指令値ω^*と回転速度検出値ωとの偏差が零となるように、第１のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^*を生成するｑ軸電流指令生成部１２と、第１のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^*を生成するｄ軸電流指令生成部１３と、モータ定数設定値（詳細には、抵抗設定値ｒ^*，誘起電圧設定値Ｋe^*、及び仮想インダクタンス設定値Ｌ^*）を出力するモータ定数同定部１４と、第１のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^*，第１のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^*，モータ定数設定値、及び回転速度指令値ω^*等に基づいてｄｃ軸電圧指令値Ｖdc^*及びｑｃ軸電圧指令値Ｖqc^*を演算するベクトル制御演算部１５と、位相検出値θdcに基づいてｄｃ軸電圧指令値Ｖdc^*及びｑｃ軸電圧指令値Ｖqc^*ｄｃ軸電圧指令値を３相交流の電圧指令値Ｖu^*，Ｖv^*，Ｖw^*に変換する２軸／３相変換部１６と、３相交流の電圧指令値Ｖu^*，Ｖv^*，Ｖw^*にそれぞれ比例したＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成してドライバ回路２３２に出力するＰＷＭ出力部１７とを有している。

電流再現部１９は、電流検出回路２３３で検出された直流電流Ｉ_DCと２軸／３相変換部１６で演算された３相交流の電圧指令値Ｖu^*，Ｖv^*，Ｖw^*に基づき、モータ１１１の３相交流の電流検出値Ｉu，Ｉv，Ｉwを推定する。３相／２軸変換部２０は、速度・位相推定部で推定された位相検出値θdcに基づき、３相交流の電流検出値Ｉu，Ｉv，Ｉwをｄｃ軸電流検出値Ｉdc及びｑｃ軸電流検出値Ｉqcに変換する。

速度演算部２３は、軸誤差演算部２１で演算された軸誤差Δθcが零となるように、回転速度検出値ωを推定している。速度演算部２３は、例えば軸誤差Δθcが正の場合、制御系のｄｃ−ｑｃ軸がモータ最大トルクのｄｏ−ｑｏ軸より進んでいるため、回転速度検出値ωを増加させるように推定する。一方、例えば軸誤差Δθcが負の場合、制御系のｄｃ−ｑｃ軸がモータ最大トルクのｄｏ−ｑｏ軸より遅れているため、回転速度検出値ωが減少させるように推定されることになる。そして、ｄ軸電流指令生成部１３は、速度演算部２３で推定された回転速度検出値ωと速度指令生成部１０で生成された回転速度指令値ω^*との偏差が零となるように、第１のｑｃ軸電流指令値を生成する。

ベクトル制御演算部１５は、ｑ軸電流指令演算部３１と、ｄ軸電流指令演算部３３と、電圧指令演算部３４とを有している。ｑ軸電流指令演算部３１は、減算部３０で演算された第１のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^*とｑｃ軸電流検出値Ｉqcとの差に基づいて第１のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^*を補正して第２のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^**を生成する。同様に、ｄ軸電流指令演算部３３は、減算部３２で演算された第１のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^*とｄｃ軸電流検出値Ｉdcとの差に基づいて第１のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^*を補正して第２のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^**を生成する。

電圧指令演算部３４は、第２のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^**，第２のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^**，モータ定数設定値ｒ^*，Ｋe^*，Ｌ^*、及び回転速度指令値ω^*に基づいて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖdc^*及びｑｃ軸電圧指令値Ｖqc^*を演算する。

電流検出回路２３３で検出された直流電流Ｉ_DCと２軸／３相変換部１６で演算された３相交流の電圧指令に基づき、モータ１１１の３相交流の電流検出値を推定する。電流検出回路２３３は５Ｖ電圧供給回路２７６と増幅回路２７７とフィルタ回路２７８を備える。電源電圧を直流に変換した後、直流電流がインバータ回路２２１に流入し、インバータ回路２２１にて発生した交流電流がモータに流入する。インバータ回路２２１を通過した直流電流がシャント抵抗２２４に流れることで電圧を発生させる。発生した電圧を増幅回路２７７にて増幅し、フィルタ回路２７８にてリンギング電圧を除去しマイコン２３１に入力する。

マイコン２３１にて入力電圧の検出を行う際に、設定した動作内で電圧から電流に変換して検出するように設定されている。電流増幅率Ｇi［Ｖ／Ａ］と５Ｖ電圧を分圧したバイアス電圧により検出幅Ｉ_-が決まる。中心値の２.５Ｖと５Ｖ電圧の差とＧiにより検出幅Ｉ₊が決まる（数１参照）。

条件にあてはまる電流について、電流増幅率Ｇ_iを決定する。

電流検出範囲をインバータ回路２２１の運転範囲±６０Ａ（４２.４＊√２）とすることにより、従来の検出幅が２倍以上ある場合よりノイズによる誤動作の影響が小さくできる。具体的には、電流検出幅が±６０Ａの場合に、マイコン２３１が認識する電圧と電流の比は２４Ａ／Ｖであり、電流検出幅が±１５０Ａの場合では、６０Ａ／Ｖである。０.５Ｖのノイズがマイコンに入力された場合に３０Ａから１２Ａとノイズ影響を改善できる。この時に、Ｇ_i＝０.０４１６（＝２.５／６０）［Ｖ／Ａ］とする必要があり、電圧増幅率Ｇ_v［１］は次式により求められる（数２参照）。

Ｇ_v［１］が所定値を満足するようにＲ１〜Ｒ５を組み合わせる必要があり（数３参照）、満たさないと検出ができないために条件を満たすような定数決定を行う。

定数決定においては計算の簡略化のためＲ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４として計算を行っても良い。

図８は電流検出のタイミングと直流電流Ｉ_DCの関係を示す。

図８において、三相モータ電流Ｉu，Ｉv，Ｉwに対して、ＰＷＭ信号を入力しＰＷＭ出力のパターンにより４通りの状態があり、直流電流Ｉ_DCは電圧最小相出力ＯＦＦであって、電圧最大相出力ＯＮまたは電圧中間相出力ＯＮ、の場合に流れている。×印で示している電流検出点において電流を読み取る。電流検出点で電流を検出することにより電圧最大相と電圧最小相のモータ電流を検出できる。

次に、本実施形態の動作を図９により説明する。

インバータ装置２１０は、シャント抵抗２２４に発生した電圧を検出し、電流を再現することによる制御を行っている。例えば、電流検出幅が±１５０Ａである従来のものから本実施例のように電流検出幅を±６０Ａとした場合において、検出電圧が実際の電圧より０.５Ｖずれたときを考える。このときには、従来であれば３０Ａ電流がずれていたことになるが、本実施例では電流が１２Ａずれるだけで済む。つまり、従来のように電流検出幅が±１５０Ａで３００Ａの範囲では誤差を読み取るのに過分な範囲を設定していたことになる。実際は、本実施例のように電流検出幅が±６０Ａで１２０Ａの範囲で十分である。マイコンにて認識するノイズが小さければ、ソフトのフィードバック制御による検出電流の補正が少なくて良い。安定した制御ができる。

このように電流検出幅を±６０Ａ（４２.４＊√２）として、最適な電流検出回路とするためにシャント抵抗値を１ｍΩ〜２ｍΩ、抵抗Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝５００Ω、コンデンサＣ１＝２００ｐＦ，Ｒ６＝１００Ω，Ｃ３＝５０００ｐＦ，Ｒ５＝４.２５ｋΩの回路定数とする。また、前述したとおり、シャント抵抗２２４の前後に発生する電圧からインバータ回路２２１を保護するため、保護回路Ａ２７４とＢ２７５を備える。保護回路Ａは５０ｍｓのフィルタ処理をしたパワー素子定格電流の１倍の過電流が流れた場合の保護用である。保護回路Ｂ２７５はパワー素子定格の１.３倍を超える電流が流れた場合の保護用である。パワー素子定格の１.３倍を超える電流が流れるとドライバ回路に信号を送り、ドライバ回路からＦｏ信号がマイコンに送られる。ドライバ回路に過電流保護回路内蔵型のパワー素子を使用する場合は、保護回路Ｂ２７５を備えなくてよい。

このように、トランジスタモジュールからの直流電流をシャント抵抗に流し、発生する電圧を増幅回路にて増幅し、電圧をフィルタ回路に通し、リンギング電圧を除去してマイコンに入力し、入力した電圧の立ち上がりから６μｓ後の値を読むことによりインバータ出力電流を再現し、再現インバータ電流が実インバータ電流に近くなるようにフィードバックによる制御を行い、マイコンでの電流検出幅を±６０Ａとして検出幅を狭くする。

これにより、±１５０Ａの場合よりマイコンにおいて検出されるノイズの影響を改善でき、検出幅変更後に電流を検出するためにインバータ回路の増幅回路の定数を、電圧増幅率Ｇ_vが条件を満たすように決定する電流検出回路と、過電圧保護用に使用しているシャント抵抗の電圧を検出する電流検出回路を設けることにより、電流検出をより正確にすることで、製品の信頼性を上げる冷凍装置。

なお、このときの電圧増幅率Ｇ_v，電流増幅率Ｇ_iはそれぞれ以下の通りである。

２２≦Ｇ_v≦３３
０.０１７＜Ｇ_i≦０.０４２
電圧増幅率Ｇ_vは、従来５.５程度であったので、４〜６倍にしている。また、電流増幅率Ｇ_iは、従来０.０１７＝２.５／１５０であったので、これより大きく、０.０４２＝２.５／６０としている。

以上に説明してきたとおりであるが、まとめて分かりやすく説明すると次のとおりである。従来の電流検出幅のままでは６０Ａ／Ｖであるが、電流検出幅を小さくして例えば２４Ａ／Ｖなどとする。インバータ電流が大きい場合に２相分のインバータ電流情報が現れる直流電流Ｉ_DCにリンギング等のノイズが重畳してマイコンの電流再現部に入った際に例えば１Ｖのノイズが入った場合、従来方式では６０Ａのノイズとなり影響が大きい。一方、電流検出幅を小さくして２４Ａ／Ｖとすれば２４Ａのノイズとなり影響が小さくなる。よって、電流検出と再現時にノイズの影響が小さくなる為に電流センサを使用した場合と同等の安定した制御性を実現できる。

インバータ電流が大きい場合でも、ノイズの影響を小さくでき、分解能が上がるために制御性を電流センサと同等にすることができる。また、電流センサを使用しないことによりコストダウンが可能である。スイッチング素子の保護を行い素子の破損を防ぎ、運転中の誤検出による圧縮機動作の不具合を防ぐ。よってモータのドライブ精度が向上することからモータ効率の改善によりＡＰＦが改善する。

このようなインバータを冷凍サイクル装置に適用すれば冷凍サイクル装置のＡＰＦを改善することができる。その冷凍サイクル装置は、冷凍サイクルの圧縮機と、前記圧縮機を駆動する永久磁石同期モータと、ベクトル制御によって前記モータの回転数を可変制御するインバータ装置とを備えている。

１０ 速度指令生成部
１２ ｑ軸電流指令生成部
１３ ｄ軸電流指令生成部
１４ モータ定数同定部
１５ ベクトル制御演算部
１６ ２軸／３相変換部（インバータ制御手段）
１７ ＰＷＭ出力部（インバータ制御手段）
１８ 速度・位相推定部（回転数取得手段）
１９ 電流再現部（電流検出演算手段）
２０ ３相／２軸変換部（電流検出演算手段）
２３ 速度演算部
３０ ＩqcとＩqc^*の合流点
３１ ｑ軸電流指令演算部（ｑ軸電流指令演算手段）
３２ ＩdcとＩdc^*の合流点
３３ ｄ軸電流指令演算部（ｄ軸電流指令演算手段）
３４ 電圧指令演算部（電圧指令演算手段）
３５ 同定モード制御部（同定モード制御手段）
３６ 入力切替部（インダクタンス同定手段）
３７ 積算部（インダクタンス同定手段）
３８ 保存部（インダクタンス同定手段）
３９ 加算部（インダクタンス同定手段）
４０ 減算部（インダクタンス同定手段）
１０１ 圧縮機
１０２ 室内熱交換器
１０３ 室内送風機
１０４ 室内膨張弁
１０５ 室外熱交換器
１０６ 室外送風機
１０７ アキュームレータ
１０８ 室外機
１０９ 室内機
１１０ 空気調和機
１１１ 永久磁石同期モータ
２１０ インバータ装置
２２１ インバータ回路
２２２ スイッチング素子
２２３ フライホイール素子
２２４ シャント抵抗（電流検出手段）
２２５ コンバータ回路
２２６ 整流素子
２３１ マイコン
２３２ ドライバ回路
２３３ 電流検出回路（電流検出手段）
２３４ 電圧検出回路
２３５ 電源回路
２５１ 交流電源
２５２ 力率改善用リアクトル
２５３ 電磁接触器
２５４ 突入電流制限抵抗器
２６１ 外気温度サーミスタ（外気温度検出手段）
２６２ 外気温度検出回路（外気温度検出手段）
２６３ 吐出温度サーミスタ（吐出温度検出手段）
２６４ 吐出温度検出回路（吐出温度検出手段）
２６５ 吐出圧力センサ（吐出圧力検出手段）
２６６ 吐出圧力検出回路（吐出圧力検出手段）
２７０ 平滑コンデンサ
２７１ バリスタ
２７２ スナバコンデンサ
２７３ 三相電源
２７４ 保護回路Ａ
２７５ 保護回路Ｂ
２７６ ５Ｖ電圧供給回路
２７７ 増幅回路
２７８ フィルタ回路
２７９ 増幅回路の抵抗
２８０ 増幅率を決める抵抗
２８１ ノイズ除去用コンデンサ
２８２ オペアンプ
２８３ オペアンプ駆動用コンデンサ
２８４ オペアンプ安定駆動抵抗
２８５ ５Ｖ電圧保護ダイオード
２８６ フィルタ回路抵抗
２８７ フィルタ回路コンデンサ
Ｉdc ｄｃ軸電流検出値
Ｉdc^* 第１のｄｃ軸電流指令値
Ｉdc^** 第２のｄｃ軸電流指令値
Ｉqc ｑｃ軸電流検出値
Ｉqc^* 第１のｑｃ軸電流指令値
Ｉqc^** 第２のｑｃ軸電流指令値
Ｋe^* 誘起電圧設定値
Ｌ^* インダクタンス設定値
ｒ^* 抵抗設定値
Ｖdc^* ｄｃ軸電圧指令値
Ｖqc^* ｑｃ軸電圧指令値
ω^* 回転速度指令値
θdc 位相検出値
Δθc 軸誤差
ω 回転速度検出値

Claims (3)

1. シャント抵抗に流れる直流電流を増幅回路を用いて検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路で検出した直流電流の値に基づいてモータに流れるモータ電流を再現し、前記モータを可変制御するためのマイコンと、
   を備えたインバータ制御装置において、
   前記増幅回路の定数である電圧増幅率Ｇ_v、電流増幅率Ｇ_i、を
   ２２≦Ｇ_v≦３３
   ０.０１７＜Ｇ_i≦０.０４２
   としたことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 請求項１において、
   前記マイコンでの電流検出幅を±６０Ａとしたことを特徴とするインバータ制御装置。
3. 請求項１において、
   前記シャント抵抗の値を１ｍΩ〜２ｍΩとしたことを特徴とするインバータ制御装置。

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