JP2006064596A - 電流検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 誤差が少ない且つ安価な電流検出回路を提供することにある。
【解決手段】 電流検出回路は、モータのバッテリ陽極の電位を基準とする第１の基準電圧源と、グランド電位を基準とする第２の基準電圧源と、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の接続点とモータの端子の間に設けられたシャント抵抗と、上記シャント抵抗の電位に基づいて上記第１及び第２の基準電圧源の一方からの電圧を出力する切り替え手段と、該切り替え手段の出力と上記シャント抵抗の両端の電圧の間の電位差をそれぞれ分圧して２つの電圧信号を生成する分圧手段と、該分圧手段によって生成された２つの電圧信号を入力し、上記シャント抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて所定の増幅率で増加又は減少する電圧を出力する増幅手段と、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は自動車用モータの電流検出に使用して好適な電流検出装置に関し、特に、シャント抵抗を用いた電流検出装置に関する。

自動車の電動パワーステアリング装置は、人間によるハンドルの操作を検出して、ステアリングをアシストする高精度モータ制御技術である。電動パワーステアリング装置には、モータの電流を高精度にて検出するための電流検出装置が使用される。例えば、その検出誤差は、数百又は数十ミリＡ以下である。更に、自動車に使用される電流検出装置は、低価格且つ構造が簡単でなければならない。

自動車用の電流検出装置として、ホール素子を用いたものとシャント抵抗を用いたものがあるが、シャント抵抗を用いる方式のほうが広く使用されている。シャント抵抗を用いる方式は、高精度の測定が可能、幅広い温度範囲で使用できる、安価である等の利点がある。

従来から、電動パワーステアリングのモータ駆動回路として、Ｈブリッジを利用したものが知られている。

例えば、特許第３１５４６６５号公報には、ハイサイド方式モータ電流検出回路の電源変動の影響を低減する技術が開示されている。これは、ハイサイド側に設けられたシャント抵抗にモータ電流を流し、シャント抵抗の両端の電位差を差動増幅器により電圧増幅して取り出すものである。シャント抵抗における電圧損失を少なくするために、一般的に微弱な電圧信号を扱わざるを得ない。そのため増幅器は必須となる。本来、差動増幅器は、２つの差動入力端子に共通のノイズが重畳されても、ノイズが相殺されるため、ノイズに強い回路形式である。しかし急激な作動入力電圧変動や電源変動の場合にはその特性が損なわれる。この公報には、ノイズや電流、電源電圧の急変に伴う検出誤差を減少させる方法が開示されている。この公報に記載された回路技術では、電源電位を基準とする負電圧電源を設定し、この電源を用いる差動増幅器を設け、電源ラインを基準として差動増幅をする。更に差動増幅器から得られた電源電位基準の電圧信号をＰＮＰトランジスタによって反転させ、本来のグランド電位を基準とする電圧信号に反転させて取り出すものである。

図１２は特開２００２−２３８２９０号公報に記載された電流検出回路を示す。モータ駆動回路は、バッテリである電源２１、及び、モータ８を駆動するためのＨブリッジを構成するスイッチング素子（電界効果トランジスタ）１、２、４、５を有する。電流検出回路は、モータ電流検出用シャント抵抗７、抵抗１１、１２、１５〜１７、１９、容量１８、オペアンプ１０、及び、基準電源２２を有する。本例では、電源側のトランジスタ１をオン状態にした場合、相対するグランド側のトランジスタ５をパルス幅変調することによって駆動力を制御する。一方、逆方向に回転する場合はグランド側のトランジスタ４をオン状態にし、相対する電源側のトランジスタ２をパルス幅変調する。トランジスタ１のソース、トランジスタ４のドレインつまりノード１０１の電位は、バッテリ電圧ＶＢあるいはグランド電位となり、一定になる。それにより、単一のオペアンプによりモータ電流を検出することができる。ゲインに関係する抵抗のうち抵抗１６、１９の抵抗値は同じで抵抗１５の抵抗値の２倍に設定される。

図１３に、オペアンプ１０の等価回路の例を示す。この等価回路は、ナショナルセミコンダクター社のＬM３５８（２００２年/３月）である。等価回路は、電源端子１４０、出力端子１４３、ＰＮＰトランジスタを用いた入力回路を有する。ＰＮＰトランジスタの代わりにＮＰＮトランジスタを用いてもよい。入力端子１４２は正相入力、１４１は逆相入力である。差動入力端子１４１、１４２に印加される電位差信号は外部で設定された抵抗比に従って増幅される。本例では、バイポーラトランジスタではなく電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いて入力インピーダンスを大きくしたものもある。一般的には入力の差動増幅回路の正常な動作には定電流源１４５の所定の電流が必要であり、その確保のためには差動入力端子１４１、１４２の電位が一定の範囲に入っていなければならない。これを同相入力電圧範囲と称する。本例の場合、低電圧側はほぼ零ボルトだが、高電圧側では電源端子１４０の電圧より１〜１.５Ｖ程度低い値である。入力回路にＮＰＮトランジスタを用いる場合にはグランド側に定電流源が必要であり、この場合にグランド側の同相入力電圧範囲（＋又は入力電圧範囲）が狭められる。この解消のためにレール・ツー・レールのオペアンプが存在するが自動車で使用されるような電源電圧範囲が広い製品は極めて高価である。

特許第３１５４６６５号公報 特開２００２−２３８２９０号公報

自動車に使用するモータ電流検出用の電流検出回路では、シャント抵抗の電位が電源電位からグランド電位まで変動する。したがって、オペアンプにも、電源電位からグランド電位までの電位が入力される。しかしながら、安価なオペアンプでは、同相入力電圧範囲（正常な動作を確保するために必要な差動入力電圧の範囲）が狭く、電源電位又はグランド電位に入力が達すると正常な動作が確保されない。例えば同相入力電圧範囲外の電位にて動作させようとすると、出力電圧が変化しない、又は異常な反転動作をするなどの不都合を生じる。

又、シャント抵抗は、一般に、電流容量が大きく、しかも、電圧損失を少なくするために、抵抗値が小さい。シャント抵抗の電位を単純な抵抗回路を介してオペアンプに入力すると、電源変動、抵抗値のばらつきが存在する装置では誤差が極めて大きくなる。

本発明の目的は、電源変動、シャント抵抗の電位に関わらず、誤差が少ない且つ安価な電流検出回路を提供することにある。

本発明によると、上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子によって駆動されるモータの電流を検出するための電流検出回路において、
上記モータのバッテリ陽極の電位を基準とする第１の基準電圧源と、グランド電位を基準とする第２の基準電圧源と、上記上アームスイッチング素子と上記下アームスイッチング素子の接続点と上記モータの端子の間に設けられたシャント抵抗と、上記シャント抵抗の電位に基づいて上記第１及び第２の基準電圧源の一方からの電圧を出力する切り替え手段と、該切り替え手段の出力と上記シャント抵抗の両端の電圧の間の電位差をそれぞれ分圧して２つの電圧信号を生成する分圧手段と、該分圧手段によって生成された２つの電圧信号を入力し、上記シャント抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて所定の増幅率で増加又は減少する電圧を出力する増幅手段と、を有する。

本発明によれば、モータの電圧は、電源電圧からグランド電圧まで変動する場合にも特性を損なうことなく正常な電流検出を行うことができる。

図１を参照して本発明による電流検出回路の例を説明する。図１は、本例の電流検出回路を含むモータの駆動回路を示す。モータの駆動回路は、電源２１、３相DCモータ８のスイッチング素子１、２、３、４、５、６、を有する。スイッチング素子１〜６はＦＥＴ（電界効果トランジスタ）であってよい。電流検出回路は、シャント抵抗７、オペアンプ１０、ＮＰＮトランジスタ３１、及び、ＰＮＰトランジスタ３２を有する。電流検出回路には、電源２２、及び、基準電圧源２３、２４が接続されている。

電源２１は自動車のバッテリであり、バッテリ電圧（ＶＢ）を出力する。本例の電源２１の電圧は１２Ｖとする。尚、電源２２は電源２１と同一であってよいが、異なるものでもよい。基準電圧源２３は、３ボルト（Ｖ）である。基準電圧源２３を使用する代わりに、後述の例のようにツェナーダイオードにより一定化した電圧を用いても良い。基準電圧源２４は、望ましくはオペアンプ１０の後段で処理するマイクロプロセッサの電源（又はレギュレータ集積回路）と同一である。本例の基準電圧源２４の電圧は２．５ボルト（Ｖ）である。

第１相の上アームスイッチング素子１と下アームスイッチング素子４の接続点を第１ノード１０１、第２相の上アームスイッチング素子２と下アームスイッチング素子５の接続点を第２ノード１０２、第３相の上アームスイッチング素子３と下アームスイッチング素子６の接続点を第３ノード１０３とする。

シャント抵抗７は、モータ８の界磁用巻線端子と第１ノード１０１の間に設けられている。シャント抵抗７とモータ８の界磁用巻線端子の接続点を第４ノード１０４とする。尚、電源２１の陽極を第５ノード１０５とし、グランドへの接続点を第６ノード１０６とする。

シャント抵抗７の一端は、即ち、第１ノード１０１は、抵抗１２を介してオペアンプ１０の正の差動入力端子１０９に接続され、他端は、即ち、第４ノード１０４は、抵抗１１を介してオペアンプ１０の負の差動入力端子１０９に接続されている。

シャント抵抗７には大きなモータ電流が流れる。従って、シャント抵抗７は、大きな電流容量を有する必要がある。更に、シャント抵抗７は、発熱を抑えるために小さい抵抗値を有する。シャント抵抗７の両端の小さな電位差を後段の回路構成によって増幅するために、シャント抵抗７は、比較的抵抗誤差が少ない抵抗である。

モータ８に電圧を印加する場合には、第３相の上アームスイッチング素子３をオンにし、且つ、第１及び２相の下アームスイッチング素子４、５の少なくとも一方をオンにする。又は、第１相の上アームスイッチング素子１をオンにし、且つ、第２及び３相の下アームスイッチング素子５、６の少なくとも一方をオンにする。又は、第２相の上アームスイッチング素子２をオンにし、且つ、第３及び１相の下アームスイッチング素子６、４の少なくとも一方をオンにする。従って、６通りの通電パターンが存在する。

例えば、スイッチング素子１、６がオンであると仮定する。電源２１からの電流は、スイッチング素子１及びシャント抵抗７を介してモータ８に流れる。モータ８からの電流は、第３ノード１０３及びスイッチング素子６を通ってグランドに流れる。電流は、シャント抵抗７を第１ノード１０１から第４ノード１０４の方向に流れる。これをシャント抵抗７を正の方向に電流が流れるという。

スイッチング素子３、４がオンであると仮定する。電源２１からの電流は、スイッチング素子３及び第３ノード１０３を介してモータ８に流れる。モータ８からの電流は、シャント抵抗７及び第１ノード１０１を介してスイッチング素子４を通ってグランドに流れる。即ち、電流は、シャント抵抗７を逆方向に、第４ノード１０４から第１ノード１０１の方向に流れる。これをシャント抵抗７を負の方向に電流が流れるという。

電流量はスイッチング素子のオン時間によって制御できるので、一般にはパルス幅変調（ＰＷＭ）制御が用いられる。スイッチング素子をパルス幅変調するために、近年はモータ制御に適した機能を搭載したマイクロプロセッサが市販されている。又、スイッチング素子の駆動能力を確保する為のプリドライバ（スイッチング素子ゲートの駆動用ＩＣ）も用意されている。これらの動作については本件の内容に重大な差異を生じない為、詳細には説明しない。本件での論点はシャント抵抗を用いた電流検出であり、スイッチング素子のドライブ方法は本件実施に際し自由に選択できる。

ＮＰＮトランジスタ３１のベースは基準電圧源２４に接続されている。ＰＮＰトランジスタ３２のベースは基準電圧源２３に接続されている。尚、抵抗３３はＰＮＰトランジスタ３２に電流を流すために設け、抵抗３４は保護用抵抗である。抵抗３４は装着しなくても動作可能である。

ＰＮＰトランジスタ３２のエミッタとＮＰＮトランジスタ３１のエミッタの接続点を第７ノード１０７とする。オペアンプ１０の負の差動入力端子１０８と第７ノード１０７の間には、抵抗１３が接続され、オペアンプ１０の正の差動入力端子１０９と第７ノード１０７の間には、抵抗１４が接続されている。オペアンプ１０の正の差動入力端子１０９には、抵抗１６を介して基準電圧源２４が接続されている。

オペアンプ１０の負の差動入力端子１０８と出力の間には帰還抵抗１５が接続され、オペアンプ１０の出力には出力抵抗１７及びキャパシタンス１８が接続されている。抵抗１７とキャパシタンス１８は低域通過型フィルタを構成しておりノイズ成分の除去を行う。オペアンプ１０の出力が電流検出回路の出力である。

オペアンプ１０のゲインの設定方法を述べる。オペアンプ１０のゲインの設定は、オペアンプ１０の周辺の抵抗の抵抗値を適当な値に設定することによりなされる。前述のようにシャント抵抗７の両端の電位差を測定することによってモータに流れる電流を検出することができる。一般にシャント抵抗における電圧ロスを小さくするためにシャント抵抗の抵抗値は低い値に設定される。従って、オペアンプ１０のゲインは大きくなる。例えば、シャント抵抗による検出電流を０〜７０アンペア程度、シャント抵抗の抵抗値を１ミリオームとすれば、シャント抵抗の両端の電位差は最大でも７０ミリボルトにすぎない。オペアンプ１０によって増幅された電圧を取り込むマイクロプロセッサ（図示せず）の入力電圧は数ボルトであり、そのレンジは５ボルトが一般的である。従って７０ミリボルトを数ボルトレベルに増幅するために、数十倍のゲインを設定するのが効率的である。

本例では、このゲインを３０倍（約３０ｄＢ）に設定する。今、抵抗１１、１２、１５、１６の抵抗値をＲ１１、Ｒ１２、Ｒ１４、Ｒ１６とする。３０倍のゲインを得るためには、Ｒ１５/Ｒ１１=Ｒ１６/Ｒ１２=３０、つまりこれら２組の抵抗比が３０となるように設定すればよい。

次に図３を参照して、シャント抵抗７に流れる電流の方向とマイクロプロセッサへの出力電圧、オペアンプ１０の出力電圧の関係を説明する。図３の横軸は、シャント抵抗７に流れる電流、縦軸は、マイクロプロセッサへの出力電圧、即ち、オペアンプ１０の出力電圧を示す。モータ端子にシャント抵抗７を接続しているのでシャント抵抗の両方向に流れる電流を検出できる。例えば、オペアンプ１０の出力電圧のレンジを、マイクロプロセッサの入力電圧のレンジに一致させる。ここでは、マイクロプロセッサの入力電圧のレンジを０〜５ボルトとし、入力電圧のレンジの中心値を２．５ボルトであると仮定する。

シャント抵抗に電流が流れていない場合には、オペアンプ１０の出力電圧は、基準電圧源２４の供給電圧２．５Ｖに等しい。これを、オペアンプ１０の出力電圧のレンジの中点４０１に設定する。それによって、検出範囲を最大に活用できる。電流が正の方向に流れるとき、特性４０２に従う。電流が負の方向に流れるとき、特性４０３に従う。この特性はシャント抵抗７の両端から抵抗１１、１２への接続を逆にすることによって変更することができる。この場合図３の右上がりの特性は右下がりの特性へと変化する。

例えば、スイッチング素子３がオンのとき、電源２１からの電流は、スイッチング素子３、第１ノード１０１、シャント抵抗７、第４ノード１０４、モータ８、第３ノード１０３の順に流れる。このとき、第１ノード１０１の電位はほぼ電源２１の電位に等しくなる。何故ならスイッチング素子がオンのときの抵抗は極めて小さくなるように設計されているからである。

シャント抵抗７を流れる電流を７０アンペア、シャント抵抗７の抵抗値を１ミリオームとすれば、シャント抵抗７における電圧降下は７０ミリボルトとなり、第４ノード１０４の電位は電源２１の電圧から７０ミリボルトを減じた値となる。

抵抗１３、１４の抵抗値Ｒ１３、Ｒ１４を等しい値に設定すると７０ミリボルトの差動電圧は３０倍されて２．１ボルトとなる。電流が正の方向に流れるとき、シャント抵抗７の高電位側の電圧、即ち、第１ノード１０１の電圧がオペアンプの正側入力端子１０９に入力される。オペアンプ１０の出力電圧は、基準電圧源２４の電圧２．５Ｖと、正側入力端子１０９に入力される２．１Ｖの和である。従って、オペアンプ１０の出力電圧は、２．５ボルト＋２．１ボルト=４．６ボルトとなる。

電流が負の方向に流れるとき、シャント抵抗７の高電位側の電圧、即ち、第４ノード１０４の電圧がオペアンプの負側入力端子１０８に入力される。オペアンプ１０の出力電圧は、電圧源２４の電圧２．５Ｖと、負側入力端子１０９に入力される２．１Ｖの差である。従って、オペアンプ１０の出力電圧は、２．５ボルト−２．１ボルト=０．４ボルトとなる。従って、本例では、オペアンプ１０の出力電圧のレンジは０．４〜４．６ボルトとなり、マイクロプロセッサの入力電圧レンジ０〜５ボルト内に収まる。

本例の電流検出回路の動作を以下に詳細に説明する。シャント抵抗７の両端の電位、特に第１ノード１０１の電位は電源２１の電圧からグランド電圧までフルレンジで変化する。電源２１は、上述のように、自動車のバッテリである。従って、第１ノード１０１の電位は、バッテリ電圧ＶＢからゼロまで変化する。本例では、第１ノード１０１の電位は、オペアンプ１０に、直接入力されるのではなく、抵抗１１、１２とそれに接続された本発明の回路構成を介して、入力される。従って、本例では、オペアンプ１０の出力電圧は、以下に説明するように、常に、同相入力電圧範囲内にある。

ここで、ＮＰＮトランジスタ３１及びＰＮＰトランジスタ３２の動作を説明する。シャント抵抗７の両端の電位、即ち、第１ノード１０１及び第４ノード１０４の電位が比較的高い場合、即ち、電源２１の電圧に略等しいとき、第７ノード１０７の電圧は、高電位となる。第７ノード１０７の電位は、ＮＰＮトランジスタ３１のエミッタ電位である。このとき、ＰＮＰトランジスタ３２は自動的にオンとなり、ＮＰＮトランジスタ３１が自動的にオフとなる。逆に、シャント抵抗７の両端の電位、即ち、第１ノード１０１及び第４ノード１０４の電位が比較的低い場合、即ち、グランド電圧に略等しいとき、第７ノード１０７の電圧は、低電位となる。このとき、ＰＮＰトランジスタ３２は自動的にオフとなり、ＮＰＮトランジスタ３１が自動的にオンとなる。

まずシャント抵抗７の電位が比較的高電位、即ち、電源２１の電圧ＶＢ付近にある場合を考える。ＮＰＮトランジスタ３１は遮断状態になり、ＰＮＰトランジスタ３２は導通状態になる。基準電圧源２３の電圧をＶs２３=３ボルト、電源２１の電圧をＶＢ、さらに簡単化の為にＲ１３=Ｒ１４=Ｒ１１=Ｒ１２とする。ＰＮＰトランジスタ３２のベースエミッタ間電圧を０．７[Ｖ]とすると、ＰＮＰトランジスタ３２のエミッタ電位（第７ノード１０７の電位）は次にようになる。
Ｖ３２Ｅ＝ＶＢ−３[Ｖ]+０.７[Ｖ]

オペアンプ１０の正相入力電位はＶ＋１０は、抵抗１２と抵抗１４とで２分割されるため、次にようなる。
Ｖ＋１０＝ＶＢ−（３[Ｖ]−０.７[Ｖ]）/２

オペアンプ１０の負相入力電位Ｖ−１０は同様に次にようになる。
Ｖ−１０-＝ＶＢ−（３[Ｖ]−０.７[Ｖ]）/２―７０ミリボルト

（３Ｖ−０.７[Ｖ]）/２>１ボルトである。従って、オペアンプ１０の入力電位は、常に、電源２１の電圧ＶＢより少なくとも１ボルトは低い。即ち、オペアンプ１０には、１ボルト程度の余裕を保持して入力信号が確保される。従って、オペアンプ１０の正常な動作が確保される。しかも、電源２１の電圧ＶＢが変動してもこの関係が変わることはない。

本例では、シャント抵抗７が比較的高い電位になると、ＰＮＰトランジスタ３２は自動的に導通状態になり、抵抗１３、１４との効果により、オペアンプの入力電圧が引き下げられる。入力電圧の降下は、抵抗群の比によって設定でき、次の式によって示される。

ΔＶ＝（３[Ｖ]−０.７[Ｖ]）*Ｒ１１/Ｒ１３=（３[Ｖ]−０.７[Ｖ]）*Ｒ１２/Ｒ１３

例えば今Ｒ１３=Ｒ１４=Ｒ１１=Ｒ１２と設定すれば、電圧降下ΔＶは１．１５ボルトとなり、Ｒ１３=Ｒ１４、Ｒ１１=Ｒ１２、Ｒ１３=０.５×Ｒ１１とすれば、電圧降下ΔＶは１．５ボルトとなる。このように抵抗値を設定することにより、同相入力電圧範囲内に動作電位を自由に選ぶことが可能となる。ここでは基準電圧源２３の電圧をＶs２３=３ボルトとしたが、充分な同相入力電圧範囲が確保できれば、これも自由に設定可能である。但し、電圧が大きすぎると電源２１の電圧ＶＢが低い場合に動作しなくなるのでこの点だけ注意が必要である。

ここでＲ１３=Ｒ１４=Ｒ１１=Ｒ１２と設定された場合に、各抵抗の抵抗値のばらつきに対する検出誤差について述べる。基準電圧源２３の電圧Ｖs２３を３ボルトとし、抵抗値の相対誤差を０.１%とすると、抵抗値のばらつきに起因する電圧のばらつきは、３[Ｖ] ×０.１%=３[mＶ]となる。シャント抵抗の抵抗値を１[ｍΩ]とすれば、オフセット電流は３[Ａ]程度である。従って、電流のレンジを７０アンペアとすると、検出誤差は、５%以下である。更に後段のマイクロプロセッサで補正等すればオフセット電流を１アンペア以下に減少させ、より高い検出精度を確保することができる。

次にシャント抵抗７の電位が比較的低電位、即ち、グランド電位付近にある場合を考える。ＮＰＮトランジスタ３１は導通状態になり、ＰＮＰトランジスタ３２は遮断状態になる。通常マイクロプロセッサはアナログ／デジタル変換入力端子から電流検出信号を読み取るが、読み取り可能なダイナミックレンジは５ボルト程度である。この範囲をフルに使用する為、基準電圧源２４の定電圧値は５ボルトの５０%つまり２.５ボルト程度に設定する。この場合、入力電圧の上昇は、入力電圧の降下の場合と同様に次の式によって示される。

ΔＶ＝（２.５Ｖ−０.７Ｖ）*Ｒ１１/Ｒ１３=（２.５Ｖ−０.７Ｖ）*Ｒ１２/Ｒ１３

例えばＲ１３=Ｒ１４、Ｒ１１=Ｒ１２、Ｒ１３=０.５×Ｒ１１とすれば電圧降下ΔＶは１．２ボルトとなり、安価で一般的なオペアンプの仕様を容易にクリアすることができる。

さてゲインに関しては上述のように抵抗Ｒ１５/Ｒ１１=Ｒ１６/Ｒ１２の設定により自在であり、オペアンプ１０の出力電圧を、例えば、０〜５ボルトに設定することができる。マイクロプロセッサに印加する電圧の範囲に関しても基準電圧源２４の供給電位を中心に各抵抗設定により自由に設定することができる。

図２を参照して本発明による電流検出回路の第１の例の動作を説明する。図２Ａは第１相の上アームスイッチング素子１のゲートの制御信号、図２Ｂは第３相の下アームスイッチング素子６のゲートの制御信号、図２Ｃは第１相の下アームスイッチング素子４のゲートの制御信号、図２Ｄは第３相の上アームスイッチング素子３のゲートの制御信号の波形を示す。図２Ｅは、シャント抵抗７の両端の電位を説明するための電圧曲線を示し、図２Ｆは、オペアンプ１０の入力端子１０８、１０９の電位を説明するための電圧曲線を示す。

シャント抵抗７に電流が正の方向に流れる場合を説明する。時間帯１２０では、図２Ａ、図２Ｂに示すように、制御信号Ｖ１Ｃ、Ｖ６Ｃは高電位であり、スイッチング素子１、６はオンである。図２Ｃ、図２Ｄに示すように、制御信号Ｖ４Ｃ、Ｖ３Ｃは低電位であり、スイッチング素子４、３はオフである。従って、電源２１からの電流は、スイッチング素子１、シャント抵抗７、モータ８の巻線、スイッチング素子６の順に流れ、モータの回転力が生ずる。図２Ａの制御信号Ｖ１Ｃは、最初、低い電位にあり、スイッチング素子１は遮断状態である。制御信号１Ｃの電位が増加すると、スイッチング素子１は徐々に活性するが、入力容量はオンするにつれ増加（ドレイン−ソース間容量も影響）するために、段差１２２を生ずる。これはスイッチング素子１がオフになる時にも観測される。

図２Ｅに示すように、スイッチング素子１のドレイン側に相当する第１ノード１０１の電位Ｖ１０１は、スイッチング素子１がオンになると、電源２１の電圧Ｖ１０５にほぼ等しい値になる。これは、スイッチング素子１のオン抵抗は非常に小さいためである。シャント抵抗７の抵抗値も極めて小さいので第４ノード１０４の電位Ｖ１０４も電源２１の電圧Ｖ１０５に近い値となる。例としてスイッチング素子１のオン抵抗を３ミリオーム、シャント抵抗を１ミリオーム、電流値が５０アンペアとすると、電源２１の電圧Ｖ１０５に対する第１ノード１０１の電位の電圧降下は１５０ミリボルト、第４ノード１０４の電位の電圧降下は２００ミリボルトに過ぎない。

この第１ノード１０１又は第４ノード１０４の電圧をそのままオペアンプに入力すると所望の電圧変化を発生させることができないか、又は、出力が反転して異常な信号を出力することとなる。なぜなら、通常のオペアンプの同相入力電圧範囲は、電源電圧より１ボルト〜２ボルト低い値であり、第１ノード１０１又は第４ノード１０４の電圧はオペアンプの動作範囲外となるからである。

しかし、本例によれば、オペアンプの入力電圧を、抵抗１３対抵抗１１又は抵抗１４対抵抗１２の比に従って引き下げることができる。例えば、抵抗１３=抵抗１４=抵抗１１=抵抗１２とすると、第１ノード１０１の電圧Ｖ１０１と第７ノード１０７の電圧Ｖ１０７の差分（電圧１３１）が２分の１に分圧される。

シャント抵抗７の両端の電位が比較的高いとき、シャント抵抗７の一端、即ち、第１ノード１０１の電圧Ｖ１０１は、抵抗１２、１４の効果により引き下げられてから、オペアンプ１０の正側入力端子１０９に供給される。第１ノード１０１の電圧Ｖ１０１と第７ノード１０７の電圧Ｖ１０７の差１３１と、オペアンプ１０の正側入力端子１０９の電圧Ｖ１０９と第７ノード１０７の電圧Ｖ１０７の差１３３の比、即ち、電位差１３１/電位差１３３は１/２となる。同様に、シャント抵抗の他端、即ち、第４ノード１０４の電圧Ｖ１０４も、抵抗１１、１３の効果により引き下げられてから、オペアンプ１０の負側入力端子１０８に供給される。第４ノード１０４の電圧Ｖ１０４と第７ノード１０７の電圧Ｖ１０７の差１３２と、オペアンプ１０の負側入力端子１０８の電圧Ｖ１０８と第７ノード１０７の電圧Ｖ１０７の差１３４の比、即ち、電位差１３２/電位差１３４は１/２となる。

こうしてオペアンプの正負の入力電位は電源電圧に対して充分低いものとなり、所望の動作が実現される。

シャント抵抗７に電流が負の方向に流れる場合を説明する。時間帯１２１では、図２Ａ、図２Ｂに示すように、制御信号Ｖ１Ｃ、Ｖ６Ｃは低電位であり、スイッチング素子１、６はオフである。図２Ｃ、図２Ｄに示すように、制御信号Ｖ４Ｃ、Ｖ３Ｃは高電位であり、スイッチング素子４、３はオンである。スイッチング素子４のオン抵抗は極めて小さいため、シャント抵抗７の両端の電圧、即ち、第１ノード１０１と第４ノード１０４の電位はグランド電位Ｖ１０６近くになる。従って第７ノード１０７の電位Ｖ１０７は低電位Ｖ１０７Ｌになる。

シャント抵抗７の両端の電位は略グランド電位に等しいため、そのままオペアンプ１０の入力としては用いることができない。抵抗１３対抵抗１１及び抵抗１４対抵抗１２の効果により電位を引き上げられてから、オペアンプ１０の入力端子に供給される。即ち、シャント抵抗７の両端の電位とＮＰＮトランジスタ３１のエミッタ電位（即ち電位Ｖ１０７Ｌ）との差電圧が抵抗１３、１１、１４、１２により分割される。

第１ノード１０１の電圧Ｖ１０１と第７ノード１０７の電圧Ｖ１０７の差１３１ａと、オペアンプ１０の正側入力端子１０９の電圧Ｖ１０９と第７ノード１０７の電圧Ｖ１０７の差１３３ａの比、即ち、電位差１３１ａ/電位差１３３ａは１/２となる。シャント抵抗の他端、即ち、第４ノード１０４の電圧Ｖ１０４も、同様に、抵抗１１、１３の効果により引き上げられてから、オペアンプ１０の負側入力端子１０８に供給される。第４ノード１０４の電圧Ｖ１０４と第７ノード１０７の電圧Ｖ１０７の差１３２ａと、オペアンプ１０の負側入力端子１０８の電圧Ｖ１０８と第７ノード１０７の電圧Ｖ１０７の差１３４ａの比、即ち、電位差１３２ａ/電位差１３４ａは１/２である。

これら抵抗１３対抵抗１１及び抵抗１４対抵抗１２の比は自由に設定可能であるが、極端な比の値に設定すると、信号成分が極めて少なくなりノイズに対して弱くなる。上述の例である、１/２程度の値では、全く問題なく適用可能である。

本例によると、モータに流れる電流ばかりでなく、電流経路上の複数の個所で電流値をモニタできる。従って、これらの動作レンジを最適に設定できるので、信頼性を向上させることができる。

図４は、本発明による電流検出回路の第１の例の変形例を示す。本例の電流検出装置を図１の第１の例と比較すると、本例の電流検出装置では、基準電圧源２４とは別に、更に基準電圧源２５が設けられ、オペアンプ１０の正側入力端子１０９に接続された抵抗１６は、基準電圧源２５に接続されている。本例の電流検出回路の動作は、図１の第１の例と同様であり、ここではその説明を省略する。

図５を参照して本発明の電流検出装置の第２の例を説明する。本例の電流検出装置を図１の第１の例と比較すると、本例の電流検出装置では、基準電圧源２３の変わりにツェナーダイオード２６が設けられ、基準電圧源２４の代わりに、オペアンプ５０、基準電圧源２２に直列に接続された抵抗５１、５２が設けられている点が異なる。ここでは、異なる点について説明する。

ツェナーダイオード２６の陰極は電源２１の陽極の電位に接続され、陽極はＰＮＰトランジスタ３２のベースに接続されている。ツェナーダイオード２６のアノードとカソード間の電圧はほぼ一定に保持される。従って、ツェナーダイオード２６は、基準電圧源２４と同様に、一定の電圧をＰＮＰトランジスタ３２のベースに供給するように機能する。

オペアンプ５０の正側入力端子には、基準電圧源２２に直列に接続された抵抗５１、５２の接続点の電圧が供給される。従って、オペアンプ５０は基準電圧源２２の電圧を２つの抵抗５１、５２によって分割した電位を出力する。オペアンプ５０はボルテージホロア回路又はエミッタホロワ回路を構成し、負荷電流の変化に拘わらず、一定の電圧をＮＰＮトランジスタ３１のベースに出力する。従って、オペアンプ５０は、基準電圧源２４と同様な機能を有する。本例の電流検出装置は、図１の第１の例と同等の動作を行う。

図６を参照して本発明の電流検出装置の第３の例を説明する。本例の電流検出装置を図１の第１の例と比較すると、本例の電流検出装置では、抵抗１１の代わりに、ダイオード７１、７２、７３、７４及び抵抗６２が設けられ、抵抗１２の代わりに、ダイオード７５、７６、７７、７８及び抵抗６１が設けられている点が異なる。即ち、電圧降下の機能の一部をダイオードが担うように構成されている。

先ずスイッチング素子１、６がオンであり、スイッチング素子４、３がオフの場合を説明する。シャント抵抗７の両端の電位は電源２１の電位Ｖ１０５に略等しい。従って、第７ノード１０７の電位Ｖ１０７は高電位Ｖ１０７Ｈとなる。ＮＰＮトランジスタ３１はオフ、ＰＮＰトランジスタ３２はオンとなる。ダイオード群に印加される電圧に起因して、ダイオード７１、７２、７７、７８は遮断状態になり、ダイオード７３、７４、７５、７６は導通状態になる。オペアンプ１０の入力電圧は抵抗６１、６２、１３、１４及びダイオード７３、７４、７５、７６の順方向電圧により決定される。ここで、簡単化のためにシャント抵抗７の両端の電圧を電源２１の電位Ｖ１０５に近似し、ＰＮＰトランジスタ３２のエミッタ電位をＶｅ３２、ダイオードの順方向電圧をＶｆとするとオペアンプの負側入力端子１０８に供給される電位Ｖo−は、次の式によって表される。

Ｖo−=Ｖ１０５−（Ｖ１０５−Ｖｅ３２−２Ｖｆ）×Ｒ６２/（Ｒ６２＋Ｒ１３）−２Ｖｆ

従って、オペアンプの負側入力端子１０８に供給される電位Ｖo−は、電源２１の電圧Ｖ１０５より２Ｖｆ以上低い電位である。従って、オペアンプの入力電圧は、十分な余裕にて同相入力電圧範囲内に収めることが可能となる。同様にしてオペアンプの正側入力端子１０９に供給される電位Ｖo+は、次の式によって表される。

Ｖo+=Ｖ１０５−（Ｖ１０５−Ｖｅ３２−２Ｖｆ）×Ｒ６１/（Ｒ６１＋Ｒ１４）−２Ｖｆ

オペアンプの正側入力端子１０９に供給される電位Ｖo+も、電源２１の電圧Ｖ１０５より２Ｖｆ以上低い電位である。従って、オペアンプの入力電圧は、十分な余裕にて同相入力電圧範囲内に収めることが可能となる。

次にスイッチング素子１、６がオフ、且つ、スイッチング素子４、３がオンの場合を説明する。シャント抵抗７の電位はグランド電位、即ち、零ボルトに略等しい。従って、第７ノード１０７の電位Ｖ１０７は低電位Ｖ１０７Ｌとなる。ＰＮＰトランジスタ３２はオフ、ＮＰＮトランジスタ３１はオンとなる。ダイオード７１、７２、７７、７８は導通状態になり、ダイオード７３、７４、７５、７６は遮断状態になる。シャント抵抗の両端の電位を零ボルト、ＮＰＮトランジスタ３１のエミッタ電位（第７ノード１０７の電位）をＶｅ３１とするとオペアンプの負側入力端子１０８に供給される電位Ｖo−と正側入力端子１０９に供給される電位Ｖo+は、次の式によって表される。

Ｖo−= （Ｖｅ３１−２Ｖｆ）×Ｒ６２/（Ｒ６２＋Ｒ１３）＋２Ｖｆ
Ｖo+= （Ｖｅ３１−２Ｖｆ）×Ｒ６１/（Ｒ６１＋Ｒ１４）＋２Ｖｆ

従って、オペアンプの入力電圧は、十分な余裕にて同相入力電圧範囲内に収めることが可能となる。

図６の例では、ダイオードを２段直列に配置したが、ダイオードの数は、１個でも又は３個以上でもよく、基準電圧源２３、２４の電圧設定によって自由に設計可能である。

次に図７を参照して本発明の電流検出装置の第４の例を説明する。本例の電流検出装置を図１の第１の例と比較すると、本例の電流検出装置では、ＰＮＰトランジスタ３２、抵抗１３、１４、３３、３４、基準電圧源２３及びＮＰＮトランジスタ３１の代わりに、定電流回路２００、２０１を有するカレントミラー回路が設けられている点が異なる。

シャント抵抗７の両端の電位が電源２１の電位Ｖ１０５に略等しいとき、ダイオード１８７、１８８は遮断状態であり、ダイオード１９５、１９６は導通状態である。定電流回路２０１の電流はそのままＮＰＮトランジスタ１９２、抵抗１８９を介してグランドに流れる。ＮＰＮトランジスタ１９２はダイオード接続され、ＮＰＮトランジスタ１９３、１９４に抵抗１８９〜１９１の比に応じた電流を流す。抵抗１８９〜１９１の抵抗値が同一の場合、定電流回路２０１が流すのと同じ電流がＮＰＮトランジスタ１９２〜１９４に流れる。

即ち、定電流回路２０１から流れる電流と同一の電流が、抵抗１１、１２を介してダイオード１９５、１９６に流れ、オペアンプの入力端子１０８、１０９に供給される電圧が降下する。オペアンプの入力端子１０８、１０９に供給される電圧の降下量は、定電流回路２０１からの電流量と抵抗１１、１２の抵抗値によって決まる。

一方シャント抵抗７がグランド電位に略等しいとき、ダイオード１８７、１８８は導通状態であり、ダイオード１９５、１９６は遮断状態である。抵抗１８０〜１８２の抵抗値が同一の場合、同様に、定電流回路２００から流れる電流と同一の電流が、抵抗１１、１２を介してダイオード１８７、１８８に流れ、オペアンプの入力端子１０８、１０９に供給される電圧が上昇する。オペアンプの入力端子１０８、１０９に供給される電圧の上昇量は、定電流回路２００からの電流量と抵抗１１、１２の抵抗値によって決まる。

従って、定電流回路２００、２０１からの電流量と抵抗１１、１２の抵抗値を適当な値に設定することにより、オペアンプの入力端子１０８、１０９に供給される電圧の降下量を所望の値にすることができる。即ち、オペアンプの入力端子１０８、１０９に供給される電圧を、同相入力電圧範囲内に設定することができる。

本例によると、定電流回路２００、２０１によって、抵抗１１、１２にバイアス電流を発生させる。このバイアス電流は、シャント抵抗７の電位に依存しないで、常に一定である。従って、オペアンプの入力電圧を同相入力電圧範囲内に確保することができる。

図８を参照して本発明の電流検出装置の第５の例を説明する。本例の電流検出装置を図１の第１の例と比較すると、本例の電流検出装置では、ＮＰＮトランジスタ３１の代わりに、ダイオード８２が設けられ、ＰＮＰトランジスタ３２及び抵抗３４の代わりに、ダイオード８１が設けられている点が異なる。

シャント抵抗７の電位が電源２１の電位Ｖ１０５に略等しい場合、ダイオード８２は遮断状態、ダイオード８１は導通状態となる。オペアンプの負側入力端子１０８の電位Ｖ１０８は、第４ノード１０４とダイオード８１のアノードとの電位差を抵抗１１、１３で分割した値となる。オペアンプの正側入力端子１０９の電位Ｖ１０９は、第１ノード１０１とダイオード８１のアノードとの電位差を抵抗１２、１４で分割した値となる。このため、図１に示した第１の例と同様の効果が得られる。即ち、オペアンプの入力端子１０８、１０９の電位は、抵抗１１、１３又は抵抗１２、１４の効果により、シャント抵抗７の電位から抵抗比分引き下げられ、同相入力電圧範囲内に収めることができる。

シャント抵抗７の電位がグランド電位に略等しい場合、ダイオード８１は遮断状態、ダイオード８２は導通状態になる。この場合、オペアンプの入力端子１０８、１０９の電位は、シャント抵抗７の電位から抵抗比分引き上げられ、同相入力電圧範囲内に収めることができる。本例では、基準電圧源２３、２４の出力インピーダンスが充分低いことが前提であり、そうでない場合は誤差が増加する。この点で、図１の実施例の方が設計自由度は大きい。

次に図９を参照して本発明による電流検出装置の第６の例を説明する。本例の電流検出装置を図１の第１の例と比較すると、本例の電流検出装置では、第２のシャント抵抗１７０及び第２の電流検出回路が付加的に設けられている点が異なる。ここでは、図９において、図１のシャント抵抗７を第１シャント抵抗、図１の電流検出回路の部分を第１電流検出回路と称する。

本例では、電流経路上に更にシャント抵抗１７０を付加し、その電流をモニタするため、系の信頼性が向上する。シャント抵抗が、何らかの原因で短絡した場合、シャント抵抗の両端に電位差が生じない。従って、シャント抵抗の電流が流れていない状態と区別ができない。しかしながら、本例では、２つのシャント抵抗が設けられているため、一方のシャント抵抗が短絡しても、他方のシャント抵抗では大きな電流値が観測される。従って、安全サイドでの制御が可能となる。

図示にように、第２電流検出回路の各要素は、第１電流検出回路の要素と同一である場合には、第１電流検出回路の要素の参照番号にサフィックスａが付加された参照符号が付されている。第２電流検出回路を第１電流検出回路と比較すると、第２電流検出回路には、基準電圧源２３、ＰＮＰトランジスタ３２、抵抗３３、３４が設けられていない点が異なる。

シャント抵抗１７０は、下アームスイッチング素子のソースとグランドの間に、即ち、第６ノード１０６とグランドの間に接続され、グランド側に流れる電流を検出する。シャント抵抗１７０の両端の電位差は、抵抗及びオペアンプ１０ａを含む回路により増幅される。シャント抵抗１７０の両端の電圧は、常に、略グランド電位、即ち、零電位に等しい。上述にように、多くのオペアンプの同相入力電圧範囲は、電源電位より１〜２[Ｖ]低く且つグランド電位より１〜２[Ｖ]高い範囲にある。従って、シャント抵抗１７０の両端の電圧を直接オペアンプの入力端子１０８ａ、１０９ａに印加することはできない。

しかしながら、本例によると、以下に説明するように、シャント抵抗１７０の両端の電圧は、グランド電位から充分高い電位に引き上げられてから、オペアンプ１０ａの入力端子１０８ａ、１０９ａに供給される。従って、オペアンプ１０ａの正常な増幅動作を実現できる。

シャント抵抗１７０の両端の電位はグランド電位に略等しいから、ＮＰＮトランジスタ３１ａはオンとなる。基準電圧源２４の電圧を２．５Ｖ、ＮＰＮトランジスタ３１ａのベースエミッタ間電圧を０.７[Ｖ]とすると、ＮＰＮトランジスタ３１ａのエミッタ電位Ｖ３１ａＥは次にようになる。

Ｖ３１ａＥ＝２．５[Ｖ]−０.７[Ｖ]=１.８[Ｖ]

抵抗１３ａ=抵抗１４ａ、抵抗１１ａ=抵抗１２ａ、抵抗１１ａ=２×抵抗１３ａとすればオペアンプの負側入力端子１０８ａの電位は、１．８ボルト×２/３＝１．２ボルト近傍となる。

オペアンプ１０ａの正側入力端子１０９ａもほぼ同様の値となり一般的な同相入力電圧範囲の仕様を満足する。シャント抵抗１７０に流れる電流は、時間的に短期間のノイズ成分を除けばほぼ一方向に流れる。従って、オペアンプ１０ａの特性を、図３の特性と同一にすると、半分の動作領域が無駄になる。そこで、オペアンプ１０ａの特性を、以下のように、オペアンプ１０の動作とは異なるように設定する。

図１０は、本発明によるオペアンプ１０ａの特性を示す。図１０の横軸は、シャント抵抗１７０に流れる電流、縦軸は、マイクロプロセッサへの出力電圧、即ち、オペアンプ１０ａの出力電圧を示す。グラフ上の点４０１ａは、シャント抵抗１７０に流れる電流がゼロのとき、マイクロプロセッサへの出力電圧が２．５ボルトであることを示す。シャント抵抗１７０に流れる電流が増加すると、マイクロプロセッサへの出力電圧、即ち、オペアンプ１０ａの出力電圧も上昇する。

本発明の回路構成によればかなりの計測誤差は低減できるが抵抗値やオペアンプ入力オフセット電圧のばらつき等により電圧特性が上下に偏移する。偏移が下方に生じると電流増加時に出力が変化しない不感帯を生じるので全体を予め上方にシフトしておく。このシフト分に相当する電圧を供給するのが基準電圧源２４ａである。

本例では、オペアンプ１０の特性を示す図３のグラフを利用して、シャント抵抗７を流れる電流を監視し、オペアンプ１０ａの特性を示す図１０のグラフを利用して、シャント抵抗１７０を流れる電流を監視することにより、電流検出装置の信頼性を向上させることができる。

本例では、オペアンプの入力電圧を同相入力電圧範囲内に収めるように設けられたＮＰＮトランジスタ３１、３１ａは、基準電圧源２４を共用する。従って、回路規模が大きくなることはない。

上述の電流検出装置の第１〜６の例では、シャント抵抗７は、第１ノード１０１とモータ８の端子の間に設けられている。しかしながら、モータ８は３相モータを想定しているので、シャント抵抗を、第１ノード１０１ばかりでなく、更に、第２ノード１０２、及び、第３ノード１０３に設けてもよい。この場合、シャント抵抗に対して、オペアンプ、抵抗等を同様の回路形式で追加すればよい。この場合、ＮＰＮトランジスタ３１、ＰＮＰトランジスタ３２に並列にトランジスタを追加することによって基準電圧源２３、２４の電圧を共用することができる。それにより、図９の第６の例と同様に、モータの電流と電源側の電流の双方をモニタして信頼性を向上させることも可能である。

図１１を参照して本発明の電流検出装置の第７の例を説明する。本例の電流検出装置を図９の第６の例と比較すると、本例の電流検出装置では、第２のシャント抵抗１７１が、電源２１と第５ノード１０５の間に設けられている点が異なる。図示にように、第２電流検出回路の各要素は、第１電流検出回路の要素と同一である場合には、第１電流検出回路の要素の参照番号にサフィックスｂが付加された参照符号が付されている。

第２のシャント抵抗１７１は、電源２１の陽極と上アームスイッチング素子のドレインの間に、即ち、電源２１の陽極と第５ノード１０５の間に接続され、電源２１からの電流を検出する。シャント抵抗１７１の両端の電位は、電源２１の電圧近傍にあり、ＮＰＮトランジスタ３２ｂはオンである。電源２１からの供給電圧をＶ１０５、基準電圧源２３の供給電圧を３ボルト、ＰＮＰトランジスタ３２ｂのベースエミッタ間電圧を０．７[Ｖ]とすると、ＮＰＮトランジスタ３２ｂのエミッタ電位Ｖ３２ａＥは次にようになる。

Ｖ３２ａＥ＝Ｖ１０５−３ボルト＋０．７ボルト=Ｖ１０５−２．３ボルト

ここで、抵抗１３ｂ=抵抗１４ｂ、抵抗１１ｂ=抵抗１２ｂ、抵抗１１ｂ=２×抵抗１３ｂとすればオペアンプ１０ｂの負側入力端子１０８ｂの電位Ｖ１０８ｂは次のようになる。

Ｖ１０８ｂ＝Ｖ１０５−２．３ボルト×２/３＝Ｖ１０５−１．７ボルト
オペアンプ１０ｂの正側入力端子１０９ｂの電位Ｖ１０９ｂもほぼ同様の値となる。従って、オペアンプ１０ｂの入力電圧として、電源２１の電圧から１ボルト程度低い値が得られ、一般的なオペアンプの同相入力電圧範囲の仕様を満足する。基準電圧源２３、２４の電圧値は、オペアンプの同相入力入力電圧範囲の仕様に従って設定される。基準電圧源２４、２４ａ、２４ｂの電圧値は、シャント抵抗を流れる電流がゼロの場合のマイクロプロセッサへの出力電圧に従って設定される。図１１の基準電圧源２４ｂの電圧を図９の基準電圧源２４ｂの電圧と同一にすることにより、本例のオペアンプ１０ｂの特性を、図１０の特性と同様にすることができる。

本発明は、変動範囲の大きいバッテリ電圧を用いた自動車用モータ駆動装置の高精度な電流制御装置に適用可能である。特にモータによってハンドルの回転に忠実且快適にステアリングをアシストすることを目的とした、モータ電流高精度制御を応用した自動車の電動パワーステアリング装置に利用可能である。

以上、本発明の例を説明したが、本発明は上述の例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲にて様々な変更が可能であることは当業者に理解されよう。

本発明の電流検出装置の第１の例を示す図である。 本発明の電流検出装置の第１の例の主要部波形図である。 本発明の電流検出装置の第１の例の特性を説明する図である。 本発明の電流検出装置の第１の例の変形例を示す図である。 本発明の電流検出装置の第２の例を示す図である。 本発明の電流検出装置の第３の例を示す図である。 本発明の電流検出装置の第４の例を示す図である。 本発明の電流検出装置の第５の例を示す図である。 本発明の電流検出装置の第６の例を示す図である。 本発明の電流検出装置の第６の例の特性を説明する図 本発明の電流検出装置の第７の例を示す図である。 従来技術の電流検出装置を説明する図である。 従来技術のオペアンプの例を説明する図である。

符号の説明

１〜６…スイッチング素子、７…シャント抵抗、８…モータ、１０…オペアンプ、１１〜１７…抵抗、１８…キャパシタンス、１９…抵抗、２１、２２…電源、２３、２４…基準電圧源、２６…ツェナーダイオード、３１…ＮＰＮトランジスタ、３２…ＰＮＰトランジスタ、５０…オペアンプ、５１、５２、６１、６２…抵抗、７１〜７８、８１、８２…ダイオード、１０１〜１０７…ノード、１０８、１０９…オペアンプの入力端子、１７０、１７１…シャント抵抗

Claims (11)

1. 上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子によって駆動されるモータの電流を検出するための電流検出回路において、
   上記モータのバッテリ陽極の電位を基準とする第１の基準電圧源と、グランド電位を基準とする第２の基準電圧源と、上記上アームスイッチング素子と上記下アームスイッチング素子の接続点と上記モータの端子の間に設けられたシャント抵抗と、上記シャント抵抗の電位に基づいて上記第１及び第２の基準電圧源の一方からの電圧を出力する切り替え手段と、該切り替え手段の出力と上記シャント抵抗の両端の電圧の間の電位差をそれぞれ分圧して２つの電圧信号を生成する分圧手段と、該分圧手段によって生成された２つの電圧信号を入力し、上記シャント抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて所定の増幅率で増加又は減少する電圧を出力する増幅手段と、を有することを特徴とする電流検出装置。
2. 請求項１記載の電流検出装置において、上記増幅手段は、上記第２の基準電圧源又は他の第３の基準電圧源の電圧を基準電圧とすることを特徴とする電流検出装置。
3. 請求項１に記載の電流検出装置において、上記第１の基準電圧源はツェナーダイオードを有し、該ツェナーダイオードの陰極は上記バッテリ陽極の電位に接続され該ツェナーダイオードの陽極は上記切り替え手段に接続されており、
   上記第２の基準電圧源はボルテージホロア回路又はエミッタホロア回路の有することを特徴とする電流検出装置。
4. 請求項１に記載の電流検出装置において、上記分圧手段は、上記シャント抵抗の両端と上記増幅手段の入力端子の間にそれぞれ設けられた抵抗と、上記切り替え手段の出力端と上記増幅手段の入力端子の間にそれぞれ設けられた抵抗と、を有することを特徴とする電流検出装置。
5. 請求項１に記載の電流検出装置において、上記分圧手段は、上記シャント抵抗の両端と上記増幅手段の入力端子の間にそれぞれ設けられた抵抗と、上記切り替え手段の出力端と上記増幅手段の入力端子の間にそれぞれ設けられたダイオードを有し、該ダイオードは、アノードとカソードとが逆になるように並列に接続されていることを特徴とする電流検出装置。
6. 請求項１に記載の電流検出装置において、上記切り替え手段は、上記シャント抵抗の電位が比較的高いときに上記第１の基準電圧源の電圧を出力するＰＮＰトランジスタと、上記シャント抵抗の電位が比較的低いときに上記第２の基準電圧源の電圧を出力するＮＰＮトランジスタと、を有することを特徴とする電流検出装置。
7. 請求項１に記載の電流検出装置において、上記切り替え手段は、上記シャント抵抗の電位が比較的高いときに上記第１の基準電圧源の電圧を出力する第１のダイオードと、上記シャント抵抗の電位が比較的低いときに上記第２の基準電圧源の電圧を出力する第２のダイオードと、を有することを特徴とする電流検出装置。
8. 請求項１に記載の電流検出装置において、上記増幅手段の出力電圧は、マイクロプロセッサの許容入力電圧の範囲内にあることを特徴とする電流検出回路。
9. 上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子によって駆動されるモータの電流を検出するための電流検出回路において、
   上記上アームスイッチング素子と上記下アームスイッチング素子の接続点と上記モータの端子の間に設けられたシャント抵抗と、
   上記シャント抵抗が比較的高い電位にある場合に一定の電流をグランド側に流出させる第１の定電流回路と、
   上記シャント抵抗が比較的低い電位にある場合に一定の電流を供給する第２の定電流回路と、
   第１、第２の定電流回路からの電流供給点又は流出点を一端とし、他端を上記シャント抵抗の端子とする２組の抵抗と、
   上記供給点を一対の入力として所定のゲインで増幅するオペアンプと、
   を有することを特徴とする電流検出装置。
10. 上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子によって駆動されるモータの電流を検出するための電流検出回路において、
    上記モータのバッテリ陽極の電位を基準とする第１の基準電圧源と、グランド電位を基準とする第２の基準電圧源と、
    上記上アームスイッチング素子と上記下アームスイッチング素子の接続点と上記モータの端子の間に設けられた第１のシャント抵抗と、上記第１のシャント抵抗の電位に基づいて上記第１及び第２の基準電圧源の一方からの電圧を出力する第１の切り替え手段と、該第１の切り替え手段の出力と上記第１のシャント抵抗の両端の電圧の間の電位差をそれぞれ分圧して２つの電圧信号を生成する第１の分圧手段と、該第１の分圧手段によって生成された２つの電圧信号を入力し、上記第２の基準電圧源又は第３の基準電圧源からの電圧を基準とし、上記第１のシャント抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて所定の増幅率で増加又は減少する電圧を出力する第１の増幅手段と、
    上記下アームスイッチング素子とグランドの間に設置された第２のシャント抵抗と、該第２のシャント抵抗の電位に基づいて上記第１及び第２の基準電圧源の一方からの電圧を出力する第２の切り替え手段と、該第２の切り替え手段の出力と上記第２のシャント抵抗の両端の電圧の間の電位差をそれぞれ分圧して２つの電圧信号を生成する第２の分圧手段と、該第２の分圧手段によって生成された２つの電圧信号を入力し、上記第２の基準電圧源又は第３の基準電圧源からの電圧を基準とし、上記第２のシャント抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて所定の増幅率で増加又は減少する電圧を出力する第２の増幅手段と、
    を有することを特徴とする電流検出装置。
11. 上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子によって駆動されるモータの電流を検出するための電流検出回路において、
    上記モータのバッテリ陽極の電位を基準とする第１の基準電圧源と、グランド電位を基準とする第２の基準電圧源と、
    上記上アームスイッチング素子と上記下アームスイッチング素子の接続点と上記モータの端子の間に設けられた第１のシャント抵抗と、上記第１のシャント抵抗の電位に基づいて上記第１及び第２の基準電圧源の一方からの電圧を出力する第１の切り替え手段と、該第１の切り替え手段の出力と上記第１のシャント抵抗の両端の電圧の間の電位差をそれぞれ分圧して２つの電圧信号を生成する第１の分圧手段と、該第１の分圧手段によって生成された２つの電圧信号を入力し、上記第２の基準電圧源又は第３の基準電圧源からの電圧を基準とし、上記第１のシャント抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて所定の増幅率で増加又は減少する電圧を出力する第１の増幅手段と、
    上記上アームスイッチング素子と上記バッテリ陽極の間に設置された第２のシャント抵抗と、該第２のシャント抵抗の電位に基づいて上記第１及び第２の基準電圧源の一方からの電圧を出力する第２の切り替え手段と、該第２の切り替え手段の出力と上記第２のシャント抵抗の両端の電圧の間の電位差をそれぞれ分圧して２つの電圧信号を生成する第２の分圧手段と、該第２の分圧手段によって生成された２つの電圧信号を入力し、上記第２の基準電圧源又は第３の基準電圧源からの電圧を基準とし、上記第２のシャント抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて所定の増幅率で増加又は減少する電圧を出力する第２の増幅手段と、
    を有することを特徴とする電流検出装置。

Images