JP2016149938A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータ回路やインバータ回路に流れる電流を精度良く検出できるようにする。【解決手段】ＤＣリンク（13）には、コンバータ側シャント抵抗器（17）とインバータ側シャント抵抗器（18）とが接続される。コンバータ側シャント抵抗器（17）及びインバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差は、コンバータ側増幅回路（21）及びインバータ側増幅回路（22）によって増幅されて出力される。コンバータ側増幅回路（21）には、オフセット回路（30）が接続される。オフセット回路（30）は、抵抗分圧回路（31）とボルテージフォロア回路（32）とを有している。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。

従来より、コンバータ回路とインバータ回路とを接続するＤＣリンクに電流検出抵抗を配置し、この電流検出抵抗の両端の電位差を増幅器で増幅してマイクロコンピュータに出力することで、コンバータ回路とインバータ回路とに流れる電流を検出するようにした電流検出装置が知られている（例えば、特許文献１，２参照）。

ここで、２つの電流検出抵抗を接続するＤＣリンクの主回路配線による電圧降下がノイズとなるのを抑制するために、増幅器の少なくとも一方を差動増幅回路とし、ＤＣリンクの低電位側配線と電源の低電位側の端子とを一点で接続するようにしている。

特開２００６−００６００７号公報 特開２００９−０７２０２２号公報

ところで、コンバータ回路の出力電流とインバータ回路の入力電流とには、正負両極性の電流が現れる。そのため、電流検出装置とマイクロコンピュータとに共通の単極性電源を用いる場合には、検出信号の零アンペアレベルをシフトするためのオフセット回路が必要となる。

また、単極性の電流しか現れない整流回路のようなコンバータ回路においても、部品バラツキやアンプの入力電圧オフセット等によって零アンペアレベルが変化することを考慮すると、同様にオフセット回路が必要となる。

しかしながら、オフセット回路として、複数の抵抗器が直列に接続された抵抗分圧回路を用いる場合には、オフセット回路のインピーダンスによって差動増幅回路が不完全差動となってしまい、同相ノイズを十分に除去することができないおそれがある。このような現象は、電流検出抵抗の電圧検出の精度を低下させ、コンバータ回路やインバータ回路に流れる電流の検出精度を低下させる要因となる。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、コンバータ回路やインバータ回路に流れる電流を精度良く検出できるようにすることにある。

本発明は、交流電源（11）の交流電力を直流電力に整流するコンバータ回路（12）と、該コンバータ回路（12）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ回路（15）とを有し、該コンバータ回路（12）と該インバータ回路（15）との間に接続されるＤＣリンク（13）を備えた電力変換装置を対象とし、次のような解決手段を講じた。

すなわち、第１の発明は、任意の電圧を出力する電圧発生回路（31）と、ボルテージフォロア回路（32）とを有するオフセット回路（30）と、
前記コンバータ回路（12）の出力電流を検出するために前記ＤＣリンク（13）に接続されたコンバータ側シャント抵抗器（17）と、
前記インバータ回路（15）の入力電流を検出するために前記ＤＣリンク（13）に接続されたインバータ側シャント抵抗器（18）と、
前記コンバータ側シャント抵抗器（17）の両端の電位差を増幅して出力するコンバータ側増幅回路（21）と、
前記インバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差を増幅して出力するインバータ側増幅回路（22）とを備え、
前記オフセット回路（30）は、前記コンバータ側増幅回路（21）と前記インバータ側増幅回路（22）の少なくとも１つに接続され、
前記オフセット回路（30）が接続される増幅回路（21,22）は、差動増幅回路であることを特徴とするものである。

第１の発明では、ＤＣリンク（13）には、コンバータ回路（12）の出力電流及びインバータ回路（15）の入力電流を検出するために、コンバータ側シャント抵抗器（17）及びインバータ側シャント抵抗器（18）が接続される。コンバータ側シャント抵抗器（17）及びインバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差は、コンバータ側増幅回路（21）及びインバータ側増幅回路（22）によって増幅されて出力される。コンバータ側増幅回路（21）とインバータ側増幅回路（22）の少なくとも１つには、オフセット回路（30）が接続される。オフセット回路（30）は、任意の電圧を出力する電圧発生回路（31）と、ボルテージフォロア回路（32）とを有している。

このような構成とすれば、オフセット回路（30）を電圧発生回路（31）とボルテージフォロア回路（32）とを有する回路とし、信号源インピーダンスを下げることで、コンバータ側増幅回路（21）又はインバータ側増幅回路（22）を完全差動に近づけることができる。これにより、コストアップを抑えた比較的簡単な回路構成で同相ノイズを除去することができ、コンバータ回路（12）やインバータ回路（15）に流れる電流を精度良く検出することができる。

第２の発明は、第１の発明において、
前記オフセット回路（30）は複数設けられ、前記コンバータ側増幅回路（21）及び前記インバータ側増幅回路（22）にそれぞれ接続されていることを特徴とするものである。

第２の発明では、コンバータ側増幅回路（21）及びインバータ側増幅回路（22）にそれぞれオフセット回路（30）が接続される。このような構成とすれば、それぞれの差動増幅回路に対して異なるオフセット電圧値が設定できるため、最適なオフセットの設定が可能となる。

第３の発明は、交流電源（11）の交流電力を直流電力に整流するコンバータ回路（12）と、該コンバータ回路（12）に並列に接続され且つ該コンバータ回路（12）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換する複数のインバータ回路（15）とを有し、該コンバータ回路（12）と該各インバータ回路（15）との間に接続されるＤＣリンク（13）を備えた電力変換装置を対象とし、次のような解決手段を講じた。

すなわち、第３の発明は、任意の電圧を出力する電圧発生回路（31）と、ボルテージフォロア回路（32）とを有するオフセット回路（30）と、
前記各インバータ回路（15）の入力電流を検出するために前記ＤＣリンク（13）にそれぞれ接続された複数のインバータ側シャント抵抗器（18）と、
前記各インバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差を増幅して出力する複数のインバータ側増幅回路（22）とを備え、
前記オフセット回路（30）は、前記複数のインバータ側増幅回路（22）の全て又は１つを除いた残り全てに接続され、
前記オフセット回路（30）が接続される前記インバータ側増幅回路（22）は、差動増幅回路であることを特徴とするものである。

第３の発明では、ＤＣリンク（13）には、複数のインバータ回路（15）の入力電流を検出するために、複数のインバータ側シャント抵抗器（18）が接続される。各インバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差は、各インバータ側増幅回路（22）によって増幅されて出力される。複数のインバータ側増幅回路（22）の全て又は１つを除いた残り全てには、それぞれオフセット回路（30）が接続される。オフセット回路（30）は、任意の電圧を出力する電圧発生回路（31）と、ボルテージフォロア回路（32）とを有している。

このような構成とすれば、複数のインバータ回路（15）を有する電力変換装置において、コストアップを抑えた比較的簡単な回路構成で同相ノイズを除去することができ、インバータ回路（15）に流れる電流を精度良く検出することができる。

第４の発明は、第３の発明において、
前記オフセット回路（30）は複数設けられ、前記複数のインバータ側増幅回路（22）にそれぞれ接続されていることを特徴とするものである。

第４の発明では、複数のインバータ側増幅回路（22）にそれぞれオフセット回路（30）が接続される。このような構成とすれば、複数のインバータ回路（15）を有する電力変換装置において、それぞれの差動増幅回路に対して異なるオフセット電圧値が設定できるため、最適なオフセットの設定が可能となる。

本発明によれば、オフセット回路（30）を電圧発生回路（31）とボルテージフォロア回路（32）とを有する回路とし、信号源インピーダンスを下げることで、コンバータ側増幅回路（21）又はインバータ側増幅回路（22）を完全差動に近づけることができる。これにより、コストアップを抑えた比較的簡単な回路構成で同相ノイズを除去することができ、コンバータ回路（12）やインバータ回路（15）に流れる電流を精度良く検出することができる。

図１は、本実施形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図２は、本実施形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図３は、本実施形態３に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図４は、本実施形態４に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図５は、本実施形態５に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図６は、本実施形態６に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

《実施形態１》
図１は、本実施形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図１に示すように、電力変換装置（1）は、コンバータ回路（12）と、ＤＣリンク（13）と、平滑コンデンサ（14）と、インバータ回路（15）とを備え、単相の交流電源（11）から供給された交流電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ（16）に供給するようになっている。

コンバータ回路（12）は、交流電源（11）に接続され、交流電源（11）が出力した交流を直流に全波整流して、直流電圧に変換する。この例では、コンバータ回路（12）は、複数のダイオードを有している。

ＤＣリンク（13）は、低電位側配線（13a）と、高電位側配線（13b）とを有し、コンバータ回路（12）とインバータ回路（15）との間に接続されている。ＤＣリンク（13）には、平滑コンデンサ（14）と、コンバータ側シャント抵抗器（17）と、インバータ側シャント抵抗器（18）とが接続されている。

平滑コンデンサ（14）は、コンバータ回路（12）の出力に並列接続され、平滑コンデンサ（14）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧）がインバータ回路（15）の入力ノードに接続されている。平滑コンデンサ（14）の低電位側端は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）に接続されている。また、平滑コンデンサ（14）の高電位側端は、ＤＣリンク（13）の高電位側配線（13b）に接続されている。

コンバータ側シャント抵抗器（17）は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における平滑コンデンサ（14）よりもコンバータ回路（12）側に接続され、コンバータ回路（12）の出力電流を検出するためのものである。

インバータ側シャント抵抗器（18）は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における平滑コンデンサ（14）よりもインバータ回路（15）側に接続され、インバータ回路（15）の入力電流を検出するためのものである。

これにより、図１におけるコンバータ側シャント抵抗器（17）の右端と、インバータ側シャント抵抗器（18）の左端とは、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）を介して接続されている。

インバータ回路（15）は、入力ノードがＤＣリンク（13）の平滑コンデンサ（14）に並列に接続され、ＤＣリンク（13）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ（16）に供給する。

電力変換装置（1）には、電流測定装置（2）が接続されている。電流測定装置（2）は、コンバータ側増幅回路（21）と、インバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、オフセット回路（30）とを備えている。

コンバータ側増幅回路（21）は、差動増幅回路で構成され、コンバータ側シャント抵抗器（17）の両端の電位差を増幅してマイクロコンピュータ（25）に出力する。インバータ側増幅回路（22）は、非反転増幅回路で構成され、インバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差を増幅してマイクロコンピュータ（25）に出力する。

マイクロコンピュータ（25）は、コンバータ側増幅回路（21）及びインバータ側増幅回路（22）の出力を測定する。

電源（26）は、基準電位（GND）と、基準電位（GND）よりも高い電源電位（Vcc）を出力する。基準電位（GND）は、例えば接地電位である。

電源（26）が供給する一対の電位（Vcc，GND）間の電位差は、コンバータ側増幅回路（21）、インバータ側増幅回路（22）、マイクロコンピュータ（25）、オフセット回路（30）の動作電圧として、それぞれに供給される。また、電源（26）から供給される基準電位（GND）は、非反転増幅回路に接続されるインバータ側シャント抵抗器（18）の左端に与えられる。

オフセット回路（30）は、コンバータ側増幅回路（21）に接続されている。具体的に、オフセット回路（30）は、任意の電圧を出力する電圧発生回路である抵抗分圧回路（31）と、抵抗分圧回路（31）の出力側に接続されたボルテージフォロア回路（32）とを備え、ボルテージフォロア回路（32）がコンバータ側増幅回路（21）に接続されている。なお、電圧発生回路としてレギュレータ等を用いてもよい。

抵抗分圧回路（31）は、２つの抵抗器（R1,R2）が直列に接続されて構成され、抵抗器（R1,R2）の抵抗値を任意に設定することで、所望の電圧値の出力電圧を生成することができる。抵抗分圧回路（31）から出力された出力電圧は、ボルテージフォロア回路（32）に入力される。なお、抵抗器（R1,R2）は、それぞれ複数の抵抗器を直列接続したものであってもよい。

ボルテージフォロア回路（32）は、入力電圧をそのまま出力電圧として取り出してインピーダンス変換を行うものである。ボルテージフォロア回路（32）から出力された出力電圧は、コンバータ側増幅回路（21）に入力される。

このように、コンバータ側増幅回路（21）の入力側にボルテージフォロア回路（32）を接続することで、信号源インピーダンスを下げて完全差動に近づけることができる。つまり、オフセット回路（30）のインピーダンスによってコンバータ側増幅回路（21）が不完全差動となり、同相ノイズが十分に除去できないという問題を解消することができる。同相ノイズは、主にインバータ回路（15）のスイッチングによりＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）上に発生した電位差によるものである。

このような回路構成とすれば、コンバータ側シャント抵抗器（17）及びインバータ側シャント抵抗器（18）において生じる電圧降下を精度良く測定することができる。つまり、コンバータ側シャント抵抗器（17）及びインバータ側シャント抵抗器（18）の抵抗値は既知であるので、それぞれの測定結果に基づいて、コンバータ回路（12）及びインバータ回路（15）に流れる電流を精度良く測定することができる。

なお、インバータ側増幅回路（22）とコンバータ側増幅回路（21）の構成を入れ替えても上述した効果を得ることはできる。この場合、インバータ側増幅回路（22）が差動増幅回路で構成され、オフセット回路（30）が接続される。また、コンバータ側増幅回路（21）が非反転増幅回路で構成され、基準電位（GND）はコンバータ側シャント抵抗器（17）の右端に与えられる。

また、非反転増幅回路については、反転増幅回路等の他の増幅回路を用いてもよい。

《実施形態２》
図２は、本実施形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。前記実施形態１との違いは、オフセット回路（30）を複数設けた点であるため、以下、実施形態１と同じ部分については同じ符号を付し、相違点についてのみ説明する。

図２に示すように、電力変換装置（1）に接続された電流測定装置（2）は、コンバータ側増幅回路（21）と、インバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、２つのオフセット回路（30）とを備えている。電源（26）から供給される基準電位（GND）は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における任意の場所に与えられる。コンバータ側増幅回路（21）及びインバータ側増幅回路（22）は、それぞれ差動増幅回路で構成されている。

各オフセット回路（30）は、コンバータ側増幅回路（21）とインバータ側増幅回路（22）とにそれぞれ接続されている。具体的に、各オフセット回路（30）は、抵抗分圧回路（31）と、抵抗分圧回路（31）の出力側に接続されたボルテージフォロア回路（32）とを備え、各ボルテージフォロア回路（32）がインバータ側増幅回路（22）及びコンバータ側増幅回路（21）にそれぞれ接続されている。各ボルテージフォロア回路（32）から出力された出力電圧は、インバータ側増幅回路（22）及びコンバータ側増幅回路（21）に入力される。

なお、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値は、異なる値に設定することが可能である。また、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値が同じとなる設計を行った場合は、１つのオフセット回路（30）の出力をインバータ側増幅回路（22）及びコンバータ側増幅回路（21）に入力してもよい。

インバータ側増幅回路（22）とコンバータ側増幅回路（21）が両方とも差動増幅回路で構成されているため、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における任意の場所に基準電位（GND）を与えても、インバータ回路（15）のスイッチングによる同相ノイズの影響を最小限に抑えることができる。

《実施形態３》
図３は、本実施形態３に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。前記実施形態１との違いは、オフセット回路（30）の接続位置であるため、以下、実施形態１と同じ部分については同じ符号を付し、相違点についてのみ説明する。

図３に示すように、電力変換装置（1）は、コンバータ回路（12）と、ＤＣリンク（13）と、平滑コンデンサ（14）と、インバータ回路（15）とを備えている。

コンバータ回路（12）は、三相の交流電源（11）に接続され、交流電源（11）が出力した交流を直流に全波整流して、直流電圧に変換する。この例では、コンバータ回路（12）は、複数のスイッチング素子を有し、スイッチングにより交流を直流に全波整流する。

電力変換装置（1）に接続された電流測定装置（2）は、コンバータ側増幅回路（21）と、インバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、オフセット回路（30）とを備えている。コンバータ側増幅回路（21）は、非反転増幅回路で構成されている。インバータ側増幅回路（22）は、差動増幅回路で構成されている。また、電源（26）から供給される基準電位（GND）は、非反転増幅回路に接続されるコンバータ側シャント抵抗器（17）の右端に与えられる。

オフセット回路（30）は、インバータ側増幅回路（22）に接続されている。具体的に、オフセット回路（30）は、抵抗分圧回路（31）と、抵抗分圧回路（31）の出力側に接続されたボルテージフォロア回路（32）とを備え、ボルテージフォロア回路（32）がインバータ側増幅回路（22）に接続されている。ボルテージフォロア回路（32）から出力された出力電圧は、インバータ側増幅回路（22）に入力される。なお、コンバータ側増幅回路（21）には、オフセット回路（30）とは別の抵抗分圧回路（31）が接続されている。

このような構成とすれば、コンバータ回路（12）及びインバータ回路（15）のスイッチングによる同相ノイズの影響を最小限に抑えることができる。同相ノイズは、主にコンバータ回路（12）及びインバータ回路（15）のスイッチングによりＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）上に発生した電位差によるものである。

なお、インバータ側増幅回路（22）とコンバータ側増幅回路（21）の構成を入れ替えても上述した効果を得ることはできる。この場合、コンバータ側増幅回路（21）が差動増幅回路で構成され、オフセット回路（30）が接続される。また、インバータ側増幅回路（22）が非反転増幅回路で構成され、基準電位（GND）はインバータ側シャント抵抗器（18）の左端に与えられる。

また、非反転増幅回路については、反転増幅回路等の他の増幅回路を用いてもよい。

《実施形態４》
図４は、本実施形態４に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。前記実施形態２との違いは、コンバータ回路（12）の回路構成のみであるため、以下、実施形態２と同じ部分については同じ符号を付し、相違点についてのみ説明する。

図４に示すように、コンバータ回路（12）は、三相の交流電源（11）に接続され、交流電源（11）が出力した交流を直流に全波整流して、直流電圧に変換する。この例では、コンバータ回路（12）は、複数のスイッチング素子を有し、スイッチングにより交流を直流に全波整流する。

電流測定装置（2）は、コンバータ側増幅回路（21）と、インバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、２つのオフセット回路（30）とを備えている。コンバータ側増幅回路（21）及びインバータ側増幅回路（22）は、それぞれ差動増幅回路で構成されている。各オフセット回路（30）は、インバータ側増幅回路（22）とコンバータ側増幅回路（21）とにそれぞれ接続されている。

なお、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値は、異なる値に設定することが可能である。また、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値が同じとなる設計を行った場合は、１つのオフセット回路（30）の出力をインバータ側増幅回路（22）及びコンバータ側増幅回路（21）に入力してもよい。

インバータ側増幅回路（22）とコンバータ側増幅回路（21）が両方とも差動増幅回路で構成されているため、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における任意の場所に基準電位（GND）を与えても、コンバータ回路（12）及びインバータ回路（15）のスイッチングによる同相ノイズの影響を最小限に抑えることができる。

《実施形態５》
図５は、本実施形態５に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図５に示すように、電力変換装置（1）は、コンバータ回路（12）と、ＤＣリンク（13）と、平滑コンデンサ（14）と、２つのインバータ回路（15）とを備え、単相の交流電源（11）から供給された交流電力を所定の周波数の電力に変換して、２つのモータ（16）にそれぞれ供給するようになっている。

コンバータ回路（12）は、交流電源（11）に接続され、交流電源（11）が出力した交流を直流に全波整流して、直流電圧に変換する。この例では、コンバータ回路（12）は、複数のダイオードを有している。

ＤＣリンク（13）は、低電位側配線（13a）と、高電位側配線（13b）とを有し、コンバータ回路（12）と、２つのインバータ回路（15）との間に接続されている。ＤＣリンク（13）には、平滑コンデンサ（14）と、２つのインバータ側シャント抵抗器（18）とが接続されている。

平滑コンデンサ（14）は、コンバータ回路（12）の出力に並列接続され、平滑コンデンサ（14）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧）がインバータ回路（15）の入力ノードに接続されている。平滑コンデンサ（14）の低電位側端は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）に接続されている。また、平滑コンデンサ（14）の高電位側端は、ＤＣリンク（13）の高電位側配線（13b）に接続されている。ＤＣリンク（13）は、平滑コンデンサ（14）との接続点で分岐して、２つのインバータ回路（15）を並列に接続している。

各インバータ側シャント抵抗器（18）は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における平滑コンデンサ（14）よりもインバータ回路（15）側に接続され、各インバータ回路（15）の入力電流を検出するためのものである。

各インバータ回路（15）は、入力ノードがＤＣリンク（13）の平滑コンデンサ（14）に並列に接続され、ＤＣリンク（13）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続された各モータ（16）に供給する。

電力変換装置（1）には、電流測定装置（2）が接続されている。電流測定装置（2）は、２つのインバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、オフセット回路（30）とを備えている。

各インバータ側増幅回路（22）は、各インバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差を増幅してマイクロコンピュータ（25）に出力する。マイクロコンピュータ（25）は、各インバータ側増幅回路（22）の出力を測定する。図５で上側のインバータ側増幅回路（22）は、非反転増幅回路で構成され、下側のインバータ側増幅回路（22）は、差動増幅回路で構成されている。

電源（26）は、基準電位（GND）と、基準電位（GND）よりも高い電源電位（Vcc）を出力する。基準電位（GND）は、例えば接地電位である。

電源（26）が供給する一対の電位（Vcc，GND）間の電位差は、各インバータ側増幅回路（22）、マイクロコンピュータ（25）、オフセット回路（30）の動作電圧として、それぞれに供給される。また、電源（26）から供給される基準電位（GND）は、非反転増幅回路に接続される図５で上側のインバータ側シャント抵抗器（18）の左端に与えられる。

オフセット回路（30）は、図５で下側のインバータ側増幅回路（22）に接続されている。具体的に、オフセット回路（30）は、抵抗分圧回路（31）と、抵抗分圧回路（31）の出力側に接続されたボルテージフォロア回路（32）とを備え、ボルテージフォロア回路（32）がインバータ側増幅回路（22）に接続されている。

抵抗分圧回路（31）は、２つの抵抗器（R1,R2）が直列に接続されて構成され、抵抗器（R1,R2）の抵抗値を任意に設定することで、所望の電圧値の出力電圧を生成することができる。抵抗分圧回路（31）から出力された出力電圧は、ボルテージフォロア回路（32）に入力される。なお、抵抗器（R1,R2）は、それぞれ複数の抵抗器を直列接続したものであってもよい。

ボルテージフォロア回路（32）は、入力電圧をそのまま出力電圧として取り出してインピーダンス変換を行うものである。ボルテージフォロア回路（32）から出力された出力電圧は、インバータ側増幅回路（22）に入力される。

このように、インバータ側増幅回路（22）の入力側にボルテージフォロア回路（32）を接続することで、信号源インピーダンスを下げて完全差動に近づけることができる。つまり、オフセット回路（30）のインピーダンスによってインバータ側増幅回路（22）が不完全差動となり、同相ノイズが十分に除去できないという問題を解消することができる。同相ノイズは、主にインバータ回路（15）のスイッチングにより各インバータ側シャント抵抗器（18）間の配線上に発生した電位差によるものである。

このような回路構成とすれば、各インバータ側シャント抵抗器（18）において生じる電圧降下が測定される。各インバータ側シャント抵抗器（18）の抵抗値は既知であるので、それぞれの測定結果に基づいて、各インバータ回路（15）に流れる電流を精度良く測定することができる。

なお、上側のインバータ側増幅回路（22）と下側のインバータ側増幅回路（22）の構成を入れ替えても上述した効果を得ることはできる。この場合、上側のインバータ側増幅回路（22）が差動増幅回路で構成され、オフセット回路（30）が接続される。また、下側のインバータ側増幅回路（22）が非反転増幅回路で構成され、基準電位（GND）は下側のインバータ側シャント抵抗器（18）の左端に与えられる。

また、非反転増幅回路については、反転増幅回路等の他の増幅回路を用いてもよい。

また、複数のオフセット回路（30）の中に出力電圧値が同じとなる回路がある場合は、それらのオフセット回路（30）を１つのオフセット回路（30）で実現し、複数のインバータ側増幅回路（22）に入力してもよい。

《実施形態６》
図６は、本実施形態６に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。前記実施形態５との違いは、オフセット回路（30）を複数設けた点であるため、以下、実施形態５と同じ部分については同じ符号を付し、相違点についてのみ説明する。

図６に示すように、電力変換装置（1）に接続された電流測定装置（2）は、２つのインバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、２つのオフセット回路（30）とを備えている。各インバータ側増幅回路（22）は、差動増幅回路で構成されている。

各オフセット回路（30）は、各インバータ側増幅回路（22）とにそれぞれ接続されている。具体的に、各オフセット回路（30）は、抵抗分圧回路（31）と、抵抗分圧回路（31）の出力側に接続されたボルテージフォロア回路（32）とを備え、各ボルテージフォロア回路（32）が各インバータ側増幅回路（22）にそれぞれ接続されている。各ボルテージフォロア回路（32）から出力された出力電圧は、各インバータ側増幅回路（22）に入力される。

また、電源（26）から供給される基準電位（GND）は、図６で各インバータ側シャント抵抗器（18）間の配線上の任意の場所に接続される。

なお、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値は、異なる値に設定することが可能である。また、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値が同じとなる設計を行った場合は、１つのオフセット回路（30）の出力を各インバータ側増幅回路（22）に入力してもよい。

以上説明したように、本発明は、コンバータ回路やインバータ回路に流れる電流を精度良く検出することができるという実用性の高い効果が得られることから、きわめて有用で産業上の利用可能性は高い。

1 電力変換装置
11 交流電源
12 コンバータ回路
13 ＤＣリンク
15 インバータ回路
17 コンバータ側シャント抵抗器
18 インバータ側シャント抵抗器
21 コンバータ側増幅回路
22 インバータ側増幅回路
30 オフセット回路
31 抵抗分圧回路（電圧発生回路）
32 ボルテージフォロア回路

本発明は、電力変換装置に関するものである。

従来より、コンバータ回路とインバータ回路とを接続するＤＣリンクに電流検出抵抗を配置し、この電流検出抵抗の両端の電位差を増幅器で増幅してマイクロコンピュータに出力することで、コンバータ回路とインバータ回路とに流れる電流を検出するようにした電流検出装置が知られている（例えば、特許文献１，２参照）。

ここで、２つの電流検出抵抗を接続するＤＣリンクの主回路配線による電圧降下がノイズとなるのを抑制するために、増幅器の少なくとも一方を差動増幅回路とし、ＤＣリンクの低電位側配線と電源の低電位側の端子とを一点で接続するようにしている。

特開２００６−００６００７号公報 特開２００９−０７２０２２号公報

ところで、コンバータ回路の出力電流とインバータ回路の入力電流とには、正負両極性の電流が現れる。そのため、電流検出装置とマイクロコンピュータとに共通の単極性電源を用いる場合には、検出信号の零アンペアレベルをシフトするためのオフセット回路が必要となる。

また、単極性の電流しか現れない整流回路のようなコンバータ回路においても、部品バラツキやアンプの入力電圧オフセット等によって零アンペアレベルが変化することを考慮すると、同様にオフセット回路が必要となる。

しかしながら、オフセット回路として、複数の抵抗器が直列に接続された抵抗分圧回路を用いる場合には、オフセット回路のインピーダンスによって差動増幅回路が不完全差動となってしまい、同相ノイズを十分に除去することができないおそれがある。このような現象は、電流検出抵抗の電圧検出の精度を低下させ、コンバータ回路やインバータ回路に流れる電流の検出精度を低下させる要因となる。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、コンバータ回路やインバータ回路に流れる電流を精度良く検出できるようにすることにある。

本発明は、交流電源（11）の交流電力を直流電力に整流するコンバータ回路（12）と、該コンバータ回路（12）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ回路（15）とを有し、該コンバータ回路（12）と該インバータ回路（15）との間に接続されるＤＣリンク（13）を備えた電力変換装置を対象とし、次のような解決手段を講じた。

すなわち、第１の発明は、任意の電圧を出力する電圧発生回路（31）と、ボルテージフォロア回路（32）とを有するオフセット回路（30）と、
前記コンバータ回路（12）の出力電流を検出するために前記ＤＣリンク（13）に接続されたコンバータ側シャント抵抗器（17）と、
前記インバータ回路（15）の入力電流を検出するために前記ＤＣリンク（13）に接続されたインバータ側シャント抵抗器（18）と、
前記コンバータ側シャント抵抗器（17）の両端の電位差を増幅して出力するコンバータ側増幅回路（21）と、
前記インバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差を増幅して出力するインバータ側増幅回路（22）とを備え、
前記コンバータ側増幅回路（21）又は前記インバータ側増幅回路（22）の何れか一方は差動増幅回路、もう一方は非反転増幅回路又は反転増幅回路であり、
前記オフセット回路（30）の出力信号ノードは前記差動増幅回路に、基準電位ノードは前記非反転増幅回路又は前記反転増幅回路側のシャント抵抗器の基準電位となるように接続されていることを特徴とするものである。

第１の発明では、ＤＣリンク（13）には、コンバータ回路（12）の出力電流及びインバータ回路（15）の入力電流を検出するために、コンバータ側シャント抵抗器（17）及びインバータ側シャント抵抗器（18）が接続される。コンバータ側シャント抵抗器（17）及びインバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差は、コンバータ側増幅回路（21）及びインバータ側増幅回路（22）によって増幅されて出力される。コンバータ側増幅回路（21）又はインバータ側増幅回路（22）の何れか一方が差動増幅回路で構成され、差動増幅回路には、オフセット回路（30）が接続される。オフセット回路（30）は、任意の電圧を出力する電圧発生回路（31）と、ボルテージフォロア回路（32）とを有している。

このような構成とすれば、オフセット回路（30）を電圧発生回路（31）とボルテージフォロア回路（32）とを有する回路とし、信号源インピーダンスを下げることで、コンバータ側増幅回路（21）又はインバータ側増幅回路（22）を完全差動に近づけることができる。これにより、コストアップを抑えた比較的簡単な回路構成で同相ノイズを除去することができ、コンバータ回路（12）やインバータ回路（15）に流れる電流を精度良く検出することができる。

本発明によれば、オフセット回路（30）を電圧発生回路（31）とボルテージフォロア回路（32）とを有する回路とし、信号源インピーダンスを下げることで、コンバータ側増幅回路（21）又はインバータ側増幅回路（22）を完全差動に近づけることができる。これにより、コストアップを抑えた比較的簡単な回路構成で同相ノイズを除去することができ、コンバータ回路（12）やインバータ回路（15）に流れる電流を精度良く検出することができる。

図１は、本実施形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図２は、本参考例１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図３は、本実施形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図４は、本参考例２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図５は、本参考例３に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図６は、本参考例４に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

《実施形態１》
図１は、本実施形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図１に示すように、電力変換装置（1）は、コンバータ回路（12）と、ＤＣリンク（13）と、平滑コンデンサ（14）と、インバータ回路（15）とを備え、単相の交流電源（11）から供給された交流電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ（16）に供給するようになっている。

コンバータ回路（12）は、交流電源（11）に接続され、交流電源（11）が出力した交流を直流に全波整流して、直流電圧に変換する。この例では、コンバータ回路（12）は、複数のダイオードを有している。

ＤＣリンク（13）は、低電位側配線（13a）と、高電位側配線（13b）とを有し、コンバータ回路（12）とインバータ回路（15）との間に接続されている。ＤＣリンク（13）には、平滑コンデンサ（14）と、コンバータ側シャント抵抗器（17）と、インバータ側シャント抵抗器（18）とが接続されている。

平滑コンデンサ（14）は、コンバータ回路（12）の出力に並列接続され、平滑コンデンサ（14）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧）がインバータ回路（15）の入力ノードに接続されている。平滑コンデンサ（14）の低電位側端は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）に接続されている。また、平滑コンデンサ（14）の高電位側端は、ＤＣリンク（13）の高電位側配線（13b）に接続されている。

コンバータ側シャント抵抗器（17）は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における平滑コンデンサ（14）よりもコンバータ回路（12）側に接続され、コンバータ回路（12）の出力電流を検出するためのものである。

インバータ側シャント抵抗器（18）は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における平滑コンデンサ（14）よりもインバータ回路（15）側に接続され、インバータ回路（15）の入力電流を検出するためのものである。

これにより、図１におけるコンバータ側シャント抵抗器（17）の右端と、インバータ側シャント抵抗器（18）の左端とは、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）を介して接続されている。

インバータ回路（15）は、入力ノードがＤＣリンク（13）の平滑コンデンサ（14）に並列に接続され、ＤＣリンク（13）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ（16）に供給する。

電力変換装置（1）には、電流測定装置（2）が接続されている。電流測定装置（2）は、コンバータ側増幅回路（21）と、インバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、オフセット回路（30）とを備えている。

コンバータ側増幅回路（21）は、差動増幅回路で構成され、コンバータ側シャント抵抗器（17）の両端の電位差を増幅してマイクロコンピュータ（25）に出力する。インバータ側増幅回路（22）は、非反転増幅回路で構成され、インバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差を増幅してマイクロコンピュータ（25）に出力する。

マイクロコンピュータ（25）は、コンバータ側増幅回路（21）及びインバータ側増幅回路（22）の出力を測定する。

電源（26）は、基準電位（GND）と、基準電位（GND）よりも高い電源電位（Vcc）を出力する。基準電位（GND）は、例えば接地電位である。

電源（26）が供給する一対の電位（Vcc，GND）間の電位差は、コンバータ側増幅回路（21）、インバータ側増幅回路（22）、マイクロコンピュータ（25）、オフセット回路（30）の動作電圧として、それぞれに供給される。また、電源（26）から供給される基準電位（GND）は、非反転増幅回路に接続されるインバータ側シャント抵抗器（18）の左端に与えられる。

オフセット回路（30）は、コンバータ側増幅回路（21）に接続されている。具体的に、オフセット回路（30）は、任意の電圧を出力する電圧発生回路である抵抗分圧回路（31）と、抵抗分圧回路（31）の出力側に接続されたボルテージフォロア回路（32）とを備え、ボルテージフォロア回路（32）がコンバータ側増幅回路（21）に接続されている。なお、電圧発生回路としてレギュレータ等を用いてもよい。

抵抗分圧回路（31）は、２つの抵抗器（R1,R2）が直列に接続されて構成され、抵抗器（R1,R2）の抵抗値を任意に設定することで、所望の電圧値の出力電圧を生成することができる。抵抗分圧回路（31）から出力された出力電圧は、ボルテージフォロア回路（32）に入力される。なお、抵抗器（R1,R2）は、それぞれ複数の抵抗器を直列接続したものであってもよい。

ボルテージフォロア回路（32）は、入力電圧をそのまま出力電圧として取り出してインピーダンス変換を行うものである。ボルテージフォロア回路（32）から出力された出力電圧は、コンバータ側増幅回路（21）に入力される。

このように、コンバータ側増幅回路（21）の入力側にボルテージフォロア回路（32）を接続することで、信号源インピーダンスを下げて完全差動に近づけることができる。つまり、オフセット回路（30）のインピーダンスによってコンバータ側増幅回路（21）が不完全差動となり、同相ノイズが十分に除去できないという問題を解消することができる。同相ノイズは、主にインバータ回路（15）のスイッチングによりＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）上に発生した電位差によるものである。

このような回路構成とすれば、コンバータ側シャント抵抗器（17）及びインバータ側シャント抵抗器（18）において生じる電圧降下を精度良く測定することができる。つまり、コンバータ側シャント抵抗器（17）及びインバータ側シャント抵抗器（18）の抵抗値は既知であるので、それぞれの測定結果に基づいて、コンバータ回路（12）及びインバータ回路（15）に流れる電流を精度良く測定することができる。

なお、インバータ側増幅回路（22）とコンバータ側増幅回路（21）の構成を入れ替えても上述した効果を得ることはできる。この場合、インバータ側増幅回路（22）が差動増幅回路で構成され、オフセット回路（30）が接続される。また、コンバータ側増幅回路（21）が非反転増幅回路で構成され、基準電位（GND）はコンバータ側シャント抵抗器（17）の右端に与えられる。

また、非反転増幅回路については、反転増幅回路等の他の増幅回路を用いてもよい。

《参考例１》
図２は、本参考例１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。前記実施形態１との違いは、オフセット回路（30）を複数設けた点であるため、以下、実施形態１と同じ部分については同じ符号を付し、相違点についてのみ説明する。

図２に示すように、電力変換装置（1）に接続された電流測定装置（2）は、コンバータ側増幅回路（21）と、インバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、２つのオフセット回路（30）とを備えている。電源（26）から供給される基準電位（GND）は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における任意の場所に与えられる。コンバータ側増幅回路（21）及びインバータ側増幅回路（22）は、それぞれ差動増幅回路で構成されている。

各オフセット回路（30）は、コンバータ側増幅回路（21）とインバータ側増幅回路（22）とにそれぞれ接続されている。具体的に、各オフセット回路（30）は、抵抗分圧回路（31）と、抵抗分圧回路（31）の出力側に接続されたボルテージフォロア回路（32）とを備え、各ボルテージフォロア回路（32）がインバータ側増幅回路（22）及びコンバータ側増幅回路（21）にそれぞれ接続されている。各ボルテージフォロア回路（32）から出力された出力電圧は、インバータ側増幅回路（22）及びコンバータ側増幅回路（21）に入力される。

なお、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値は、異なる値に設定することが可能である。また、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値が同じとなる設計を行った場合は、１つのオフセット回路（30）の出力をインバータ側増幅回路（22）及びコンバータ側増幅回路（21）に入力してもよい。

インバータ側増幅回路（22）とコンバータ側増幅回路（21）が両方とも差動増幅回路で構成されているため、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における任意の場所に基準電位（GND）を与えても、インバータ回路（15）のスイッチングによる同相ノイズの影響を最小限に抑えることができる。

《実施形態２》
図３は、本実施形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。前記実施形態１との違いは、オフセット回路（30）の接続位置であるため、以下、実施形態１と同じ部分については同じ符号を付し、相違点についてのみ説明する。

図３に示すように、電力変換装置（1）は、コンバータ回路（12）と、ＤＣリンク（13）と、平滑コンデンサ（14）と、インバータ回路（15）とを備えている。

コンバータ回路（12）は、三相の交流電源（11）に接続され、交流電源（11）が出力した交流を直流に全波整流して、直流電圧に変換する。この例では、コンバータ回路（12）は、複数のスイッチング素子を有し、スイッチングにより交流を直流に全波整流する。

電力変換装置（1）に接続された電流測定装置（2）は、コンバータ側増幅回路（21）と、インバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、オフセット回路（30）とを備えている。コンバータ側増幅回路（21）は、非反転増幅回路で構成されている。インバータ側増幅回路（22）は、差動増幅回路で構成されている。また、電源（26）から供給される基準電位（GND）は、非反転増幅回路に接続されるコンバータ側シャント抵抗器（17）の右端に与えられる。

オフセット回路（30）は、インバータ側増幅回路（22）に接続されている。具体的に、オフセット回路（30）は、抵抗分圧回路（31）と、抵抗分圧回路（31）の出力側に接続されたボルテージフォロア回路（32）とを備え、ボルテージフォロア回路（32）がインバータ側増幅回路（22）に接続されている。ボルテージフォロア回路（32）から出力された出力電圧は、インバータ側増幅回路（22）に入力される。なお、コンバータ側増幅回路（21）には、オフセット回路（30）とは別の抵抗分圧回路（31）が接続されている。

このような構成とすれば、コンバータ回路（12）及びインバータ回路（15）のスイッチングによる同相ノイズの影響を最小限に抑えることができる。同相ノイズは、主にコンバータ回路（12）及びインバータ回路（15）のスイッチングによりＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）上に発生した電位差によるものである。

なお、インバータ側増幅回路（22）とコンバータ側増幅回路（21）の構成を入れ替えても上述した効果を得ることはできる。この場合、コンバータ側増幅回路（21）が差動増幅回路で構成され、オフセット回路（30）が接続される。また、インバータ側増幅回路（22）が非反転増幅回路で構成され、基準電位（GND）はインバータ側シャント抵抗器（18）の左端に与えられる。

また、非反転増幅回路については、反転増幅回路等の他の増幅回路を用いてもよい。

《参考例２》
図４は、本参考例２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。前記参考例１との違いは、コンバータ回路（12）の回路構成のみであるため、以下、参考例１と同じ部分については同じ符号を付し、相違点についてのみ説明する。

図４に示すように、コンバータ回路（12）は、三相の交流電源（11）に接続され、交流電源（11）が出力した交流を直流に全波整流して、直流電圧に変換する。この例では、コンバータ回路（12）は、複数のスイッチング素子を有し、スイッチングにより交流を直流に全波整流する。

電流測定装置（2）は、コンバータ側増幅回路（21）と、インバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、２つのオフセット回路（30）とを備えている。コンバータ側増幅回路（21）及びインバータ側増幅回路（22）は、それぞれ差動増幅回路で構成されている。各オフセット回路（30）は、インバータ側増幅回路（22）とコンバータ側増幅回路（21）とにそれぞれ接続されている。

なお、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値は、異なる値に設定することが可能である。また、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値が同じとなる設計を行った場合は、１つのオフセット回路（30）の出力をインバータ側増幅回路（22）及びコンバータ側増幅回路（21）に入力してもよい。

インバータ側増幅回路（22）とコンバータ側増幅回路（21）が両方とも差動増幅回路で構成されているため、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における任意の場所に基準電位（GND）を与えても、コンバータ回路（12）及びインバータ回路（15）のスイッチングによる同相ノイズの影響を最小限に抑えることができる。

《参考例３》
図５は、本参考例３に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図５に示すように、電力変換装置（1）は、コンバータ回路（12）と、ＤＣリンク（13）と、平滑コンデンサ（14）と、２つのインバータ回路（15）とを備え、単相の交流電源（11）から供給された交流電力を所定の周波数の電力に変換して、２つのモータ（16）にそれぞれ供給するようになっている。

コンバータ回路（12）は、交流電源（11）に接続され、交流電源（11）が出力した交流を直流に全波整流して、直流電圧に変換する。この例では、コンバータ回路（12）は、複数のダイオードを有している。

ＤＣリンク（13）は、低電位側配線（13a）と、高電位側配線（13b）とを有し、コンバータ回路（12）と、２つのインバータ回路（15）との間に接続されている。ＤＣリンク（13）には、平滑コンデンサ（14）と、２つのインバータ側シャント抵抗器（18）とが接続されている。

平滑コンデンサ（14）は、コンバータ回路（12）の出力に並列接続され、平滑コンデンサ（14）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧）がインバータ回路（15）の入力ノードに接続されている。平滑コンデンサ（14）の低電位側端は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）に接続されている。また、平滑コンデンサ（14）の高電位側端は、ＤＣリンク（13）の高電位側配線（13b）に接続されている。ＤＣリンク（13）は、平滑コンデンサ（14）との接続点で分岐して、２つのインバータ回路（15）を並列に接続している。

各インバータ側シャント抵抗器（18）は、ＤＣリンク（13）の低電位側配線（13a）における平滑コンデンサ（14）よりもインバータ回路（15）側に接続され、各インバータ回路（15）の入力電流を検出するためのものである。

各インバータ回路（15）は、入力ノードがＤＣリンク（13）の平滑コンデンサ（14）に並列に接続され、ＤＣリンク（13）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続された各モータ（16）に供給する。

電力変換装置（1）には、電流測定装置（2）が接続されている。電流測定装置（2）は、２つのインバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、オフセット回路（30）とを備えている。

各インバータ側増幅回路（22）は、各インバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差を増幅してマイクロコンピュータ（25）に出力する。マイクロコンピュータ（25）は、各インバータ側増幅回路（22）の出力を測定する。図５で上側のインバータ側増幅回路（22）は、非反転増幅回路で構成され、下側のインバータ側増幅回路（22）は、差動増幅回路で構成されている。

電源（26）は、基準電位（GND）と、基準電位（GND）よりも高い電源電位（Vcc）を出力する。基準電位（GND）は、例えば接地電位である。

電源（26）が供給する一対の電位（Vcc，GND）間の電位差は、各インバータ側増幅回路（22）、マイクロコンピュータ（25）、オフセット回路（30）の動作電圧として、それぞれに供給される。また、電源（26）から供給される基準電位（GND）は、非反転増幅回路に接続される図５で上側のインバータ側シャント抵抗器（18）の左端に与えられる。

オフセット回路（30）は、図５で下側のインバータ側増幅回路（22）に接続されている。具体的に、オフセット回路（30）は、抵抗分圧回路（31）と、抵抗分圧回路（31）の出力側に接続されたボルテージフォロア回路（32）とを備え、ボルテージフォロア回路（32）がインバータ側増幅回路（22）に接続されている。

抵抗分圧回路（31）は、２つの抵抗器（R1,R2）が直列に接続されて構成され、抵抗器（R1,R2）の抵抗値を任意に設定することで、所望の電圧値の出力電圧を生成することができる。抵抗分圧回路（31）から出力された出力電圧は、ボルテージフォロア回路（32）に入力される。なお、抵抗器（R1,R2）は、それぞれ複数の抵抗器を直列接続したものであってもよい。

ボルテージフォロア回路（32）は、入力電圧をそのまま出力電圧として取り出してインピーダンス変換を行うものである。ボルテージフォロア回路（32）から出力された出力電圧は、インバータ側増幅回路（22）に入力される。

このように、インバータ側増幅回路（22）の入力側にボルテージフォロア回路（32）を接続することで、信号源インピーダンスを下げて完全差動に近づけることができる。つまり、オフセット回路（30）のインピーダンスによってインバータ側増幅回路（22）が不完全差動となり、同相ノイズが十分に除去できないという問題を解消することができる。同相ノイズは、主にインバータ回路（15）のスイッチングにより各インバータ側シャント抵抗器（18）間の配線上に発生した電位差によるものである。

このような回路構成とすれば、各インバータ側シャント抵抗器（18）において生じる電圧降下が測定される。各インバータ側シャント抵抗器（18）の抵抗値は既知であるので、それぞれの測定結果に基づいて、各インバータ回路（15）に流れる電流を精度良く測定することができる。

なお、上側のインバータ側増幅回路（22）と下側のインバータ側増幅回路（22）の構成を入れ替えても上述した効果を得ることはできる。この場合、上側のインバータ側増幅回路（22）が差動増幅回路で構成され、オフセット回路（30）が接続される。また、下側のインバータ側増幅回路（22）が非反転増幅回路で構成され、基準電位（GND）は下側のインバータ側シャント抵抗器（18）の左端に与えられる。

また、非反転増幅回路については、反転増幅回路等の他の増幅回路を用いてもよい。

また、複数のオフセット回路（30）の中に出力電圧値が同じとなる回路がある場合は、それらのオフセット回路（30）を１つのオフセット回路（30）で実現し、複数のインバータ側増幅回路（22）に入力してもよい。

《参考例４》
図６は、本参考例４に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。前記参考例３との違いは、オフセット回路（30）を複数設けた点であるため、以下、参考例３と同じ部分については同じ符号を付し、相違点についてのみ説明する。

図６に示すように、電力変換装置（1）に接続された電流測定装置（2）は、２つのインバータ側増幅回路（22）と、マイクロコンピュータ（25）と、電源（26）と、２つのオフセット回路（30）とを備えている。各インバータ側増幅回路（22）は、差動増幅回路で構成されている。

各オフセット回路（30）は、各インバータ側増幅回路（22）とにそれぞれ接続されている。具体的に、各オフセット回路（30）は、抵抗分圧回路（31）と、抵抗分圧回路（31）の出力側に接続されたボルテージフォロア回路（32）とを備え、各ボルテージフォロア回路（32）が各インバータ側増幅回路（22）にそれぞれ接続されている。各ボルテージフォロア回路（32）から出力された出力電圧は、各インバータ側増幅回路（22）に入力される。

また、電源（26）から供給される基準電位（GND）は、図６で各インバータ側シャント抵抗器（18）間の配線上の任意の場所に接続される。

なお、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値は、異なる値に設定することが可能である。また、それぞれのオフセット回路（30）の出力電圧値が同じとなる設計を行った場合は、１つのオフセット回路（30）の出力を各インバータ側増幅回路（22）に入力してもよい。

以上説明したように、本発明は、コンバータ回路やインバータ回路に流れる電流を精度良く検出することができるという実用性の高い効果が得られることから、きわめて有用で産業上の利用可能性は高い。

1 電力変換装置
11 交流電源
12 コンバータ回路
13 ＤＣリンク
15 インバータ回路
17 コンバータ側シャント抵抗器
18 インバータ側シャント抵抗器
21 コンバータ側増幅回路
22 インバータ側増幅回路
30 オフセット回路
31 抵抗分圧回路（電圧発生回路）
32 ボルテージフォロア回路

Claims (4)

1. 交流電源（11）の交流電力を直流電力に整流するコンバータ回路（12）と、該コンバータ回路（12）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ回路（15）とを有し、該コンバータ回路（12）と該インバータ回路（15）との間に接続されるＤＣリンク（13）を備えた電力変換装置であって、
   任意の電圧を出力する電圧発生回路（31）と、ボルテージフォロア回路（32）とを有するオフセット回路（30）と、
   前記コンバータ回路（12）の出力電流を検出するために前記ＤＣリンク（13）に接続されたコンバータ側シャント抵抗器（17）と、
   前記インバータ回路（15）の入力電流を検出するために前記ＤＣリンク（13）に接続されたインバータ側シャント抵抗器（18）と、
   前記コンバータ側シャント抵抗器（17）の両端の電位差を増幅して出力するコンバータ側増幅回路（21）と、
   前記インバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差を増幅して出力するインバータ側増幅回路（22）とを備え、
   前記オフセット回路（30）は、前記コンバータ側増幅回路（21）と前記インバータ側増幅回路（22）の少なくとも１つに接続され、
   前記オフセット回路（30）が接続される増幅回路（21,22）は、差動増幅回路であることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、
   前記オフセット回路（30）は複数設けられ、前記コンバータ側増幅回路（21）及び前記インバータ側増幅回路（22）にそれぞれ接続されていることを特徴とする電力変換装置。
3. 交流電源（11）の交流電力を直流電力に整流するコンバータ回路（12）と、該コンバータ回路（12）に並列に接続され且つ該コンバータ回路（12）の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換する複数のインバータ回路（15）とを有し、該コンバータ回路（12）と該各インバータ回路（15）との間に接続されるＤＣリンク（13）を備えた電力変換装置であって、
   任意の電圧を出力する電圧発生回路（31）と、ボルテージフォロア回路（32）とを有するオフセット回路（30）と、
   前記各インバータ回路（15）の入力電流を検出するために前記ＤＣリンク（13）にそれぞれ接続された複数のインバータ側シャント抵抗器（18）と、
   前記各インバータ側シャント抵抗器（18）の両端の電位差を増幅して出力する複数のインバータ側増幅回路（22）とを備え、
   前記オフセット回路（30）は、前記複数のインバータ側増幅回路（22）の全て又は１つを除いた残り全てに接続され、
   前記オフセット回路（30）が接続される前記インバータ側増幅回路（22）は、差動増幅回路であることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項３において、
   前記オフセット回路（30）は複数設けられ、前記複数のインバータ側増幅回路（22）にそれぞれ接続されていることを特徴とする電力変換装置。

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