JP2018155656A - インバータ制御装置、電力変換装置及び空調システム - Google Patents
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Abstract
【課題】製造コストを低減でき、かつ、精度良くモータ電流を計測可能なインバータ制御装置を提供する。
【解決手段】インバータの動作を制御するためのCPU4Aは、第1内蔵増幅器401aと、第1内蔵A/D変換器402aと、第2内蔵増幅器401bと、第2内蔵A/D変換器402bと、第1内蔵A/D変換器402aを通じて得られた第1電圧値と、第2内蔵A/D変換器402bを通じて得られた第2電圧値とに基づいてモータ電流Iの計測値を演算するモータ電流計測部410と、を備える。また、電流検出回路4Bは、主配線Nに挿入されるシャント抵抗素子RSと、シャント抵抗素子RSの一端と第1内蔵増幅器401aへの入力端子T1とを接続する第1接続配線S1と、シャント抵抗素子RSの他端と第2内蔵増幅器401bへの入力端子T2とを接続する第2接続配線S2と、を備えている。
【選択図】図2
【解決手段】インバータの動作を制御するためのCPU4Aは、第1内蔵増幅器401aと、第1内蔵A/D変換器402aと、第2内蔵増幅器401bと、第2内蔵A/D変換器402bと、第1内蔵A/D変換器402aを通じて得られた第1電圧値と、第2内蔵A/D変換器402bを通じて得られた第2電圧値とに基づいてモータ電流Iの計測値を演算するモータ電流計測部410と、を備える。また、電流検出回路4Bは、主配線Nに挿入されるシャント抵抗素子RSと、シャント抵抗素子RSの一端と第1内蔵増幅器401aへの入力端子T1とを接続する第1接続配線S1と、シャント抵抗素子RSの他端と第2内蔵増幅器401bへの入力端子T2とを接続する第2接続配線S2と、を備えている。
【選択図】図2
Description
本発明は、インバータ制御装置、電力変換装置及び空調システムに関する。
インバータを利用した空調システムでは、インバータによって駆動されるモータに流れるモータ電流を計測(検出)するとともに、当該モータ電流の計測結果に応じた運転制御が行われている。
配線に流れる電流を計測する手段としては、一般に、シャント抵抗素子を用いた手法が知られている。即ち、電流が流れる配線に対し抵抗値が既知のシャント抵抗素子を設け、当該シャント抵抗素子に生じる電圧降下を検出することで配線に流れる電流を見積ることができる。なお、シャント抵抗素子の抵抗値は小さいため、降下電圧を精度良く検出するためには、通常は、オペアンプ等の増幅器を用いて降下電圧を増幅させる。
特許文献1には、シングルエンド駆動アンプにおいて、電源リップル成分などの不要成分をアンプ出力から除去できる電力増幅器について開示されている。
オペアンプは比較的コストが高い部品であるため、全体としての製造コストを低減するためには、オペアンプを用いることなく、精度良くシャント抵抗素子に生じる電圧降下を読み取ることが求められる。
CPUには、増幅機能を有するプログラマブルゲインアンプ(以下、「PGA」とも表記する。)、及び、その出力をデジタル値として読み取るためのA/D変換器が内蔵されているタイプのものがある。空調システムにおいては、CPU(マイコン)は、主に、インバータにおけるスイッチング動作を制御することを目的とするものであるが、そのCPUに内蔵されたPGAを用いて精度良くモータ電流を計測することができれば、上記オペアンプの部品コスト分だけ製造コストの削減を図ることができる。
ところで、CPUが制御対象とするインバータは比較的大きな直流電力に対し、高速でスイッチングを行う回路である。したがって、インバータは周辺回路へのノイズの発生源となり得る。特に、シャント抵抗素子に生じる電圧降下は微小であるため、スイッチング動作に起因して発生するノイズの影響を受けやすい。
上述のオペアンプを用いてシャント抵抗素子の降下電圧を増幅させる場合、シャント抵抗素子の両端子とオペアンプの2つの入力端子との間を接続する配線を可能な限り短く配線する(つまり、シャント抵抗素子のすぐ近くにオペアンプを配置する)。このようにすることで、シャント抵抗素子に生じる微小な降下電圧が伝搬する配線長が短くなるので、ノイズに対する耐性を高めることができる(増幅後の電圧であれば相対的にノイズの影響を受けにくくなる)。
他方、CPUに内蔵されるPGAを用いて降下電圧を増幅する場合、CPUとシャント抵抗素子との配置関係をフレキシブルに調整することが困難であるため、シャント抵抗素子からCPU(PGA)に引き回される配線長を十分に短くすることができない。そうすると、微小な降下電圧のままで伝搬する配線長が長くなり、その分、外部からのノイズの影響を受けやすくなる。そのため、モータ電流を精度良く計測することが困難となる。
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであって、その目的は、製造コストを低減でき、かつ、精度良くモータ電流を計測可能なインバータ制御装置、電力変換装置及び空調システムを提供することにある。
本発明の第1の態様によれば、モータを駆動するためのインバータを制御するインバータ制御装置は、前記インバータの動作を制御するための制御ユニットと、モータ電流が流れる主配線に接続された電流検出回路と、を備える。前記制御ユニットは、第1内蔵増幅器と、当該第1内蔵増幅器の出力電圧をA/D変換する第1内蔵A/D変換器と、第2内蔵増幅器と、当該第2内蔵増幅器の出力電圧をA/D変換する第2内蔵A/D変換器と、前記第1内蔵A/D変換器を通じて得られた第1電圧値と、前記第2内蔵A/D変換器を通じて得られた第2電圧値とに基づいて前記モータ電流の計測値を演算するモータ電流計測部と、を備える。前記電流検出回路は、前記主配線に挿入されるシャント抵抗素子と、前記シャント抵抗素子の一端と前記第1内蔵増幅器への入力端子とを接続する第1接続配線と、前記シャント抵抗素子の他端と前記第2内蔵増幅器への入力端子とを接続する第2接続配線と、を備える。
また、本発明の第2の態様によれば、前記電流検出回路は、前記第1接続配線と前記第2接続配線との間に接続される容量素子を更に備える。
また、本発明の第3の態様によれば、前記電流検出回路は、前記第1接続配線と接地点との間、及び、前記第2接続配線と接地点との間のそれぞれに接続される容量素子を更に備える。
また、本発明の第4の態様によれば、前記モータ電流計測部は、前記第1電圧値と前記第2電圧値との差を演算し、当該差の演算結果に基づいて前記モータ電流の計測値を演算する。
また、本発明の第5の態様によれば、電力変換装置は、上述のインバータ制御装置と、前記インバータと、を備える。
また、本発明の第6の態様によれば、空調システムは、上述の電力変換装置と、前記モータと、を備える。
上述のインバータ制御装置、電力変換装置及び空調システムによれば、製造コストを低減でき、かつ、精度良くモータ電流を計測できる。
<第1の実施形態>
以下、第1の実施形態に係るインバータ制御装置及び電力変換装置について、図1〜図5を参照しながら説明する。
以下、第1の実施形態に係るインバータ制御装置及び電力変換装置について、図1〜図5を参照しながら説明する。
(電力変換装置の全体構成)
図1は、第1の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を示す図である。
図1に示す電力変換装置1は、直流電力供給源Vから供給される直流電力を、モータMを駆動させるための三相交流電力に変換する電力変換装置である。直流電力供給源Vは、正極側主配線Pを通じてインバータ2に向けて直流電力を供給する。図示を省略しているが、直流電力供給源Vは、商用電源(例えば、単相220VAC)から直流電力を生成する整流回路等によって構成される。
この電力変換装置1は、例えば、空調システムに搭載される。この場合において、モータMは、当該空調システムの室外機に具備されるコンプレッサを駆動させる。
図1は、第1の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を示す図である。
図1に示す電力変換装置1は、直流電力供給源Vから供給される直流電力を、モータMを駆動させるための三相交流電力に変換する電力変換装置である。直流電力供給源Vは、正極側主配線Pを通じてインバータ2に向けて直流電力を供給する。図示を省略しているが、直流電力供給源Vは、商用電源(例えば、単相220VAC)から直流電力を生成する整流回路等によって構成される。
この電力変換装置1は、例えば、空調システムに搭載される。この場合において、モータMは、当該空調システムの室外機に具備されるコンプレッサを駆動させる。
図1に示すように、電力変換装置1は、インバータ2と、インバータ制御装置4とを備えている。
インバータ2は、複数のスイッチング素子(例えば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor))で構成される。インバータ2は、インバータ制御装置4によるPWM(Pulse Width Modulation)制御に基づいて各スイッチング素子がON/OFF駆動されることで、直流電力供給源Vから入力される直流電力から、モータMを駆動させるための三相交流電力を生成する。
なお、モータMに流れるモータ電流Iは、インバータ2から負極側主配線Nを通じて接地点G(グランド)に流れる。インバータ制御装置4は、このモータ電流Iを計測(検出)して、当該計測したモータ電流Iに応じたインバータ2の運転制御を行う。
インバータ2は、複数のスイッチング素子(例えば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor))で構成される。インバータ2は、インバータ制御装置4によるPWM(Pulse Width Modulation)制御に基づいて各スイッチング素子がON/OFF駆動されることで、直流電力供給源Vから入力される直流電力から、モータMを駆動させるための三相交流電力を生成する。
なお、モータMに流れるモータ電流Iは、インバータ2から負極側主配線Nを通じて接地点G(グランド)に流れる。インバータ制御装置4は、このモータ電流Iを計測(検出)して、当該計測したモータ電流Iに応じたインバータ2の運転制御を行う。
図1に示すように、インバータ制御装置4は、CPU4A(制御ユニット)と、電流検出回路4Bとを備えている。
CPU4Aは、インバータ2の動作を制御する。具体的には、CPU4Aは、インバータ2に対しPWM制御信号を送信してインバータ2の各スイッチング素子をON/OFF駆動させる。
電流検出回路4Bは、モータ電流Iを読み取るために、モータ電流Iが流れる負極側主配線Nに接続された電気回路である。
CPU4Aは、インバータ2の動作を制御する。具体的には、CPU4Aは、インバータ2に対しPWM制御信号を送信してインバータ2の各スイッチング素子をON/OFF駆動させる。
電流検出回路4Bは、モータ電流Iを読み取るために、モータ電流Iが流れる負極側主配線Nに接続された電気回路である。
(インバータ制御装置の構成)
図2は、第1の実施形態に係るインバータ制御装置の構成を示す図である。
図2に示すように、CPU4Aは、論理演算部41と、第1内蔵増幅器401aと、第1内蔵A/D変換器402aと、第2内蔵増幅器401bと、第2内蔵A/D変換器402bとを備えている。
論理演算部41は、予め用意されたプログラムに従って動作(論理演算)することで各種機能を発揮する。論理演算部41の機能については後述する。
第1内蔵増幅器401a、第2内蔵増幅器401bは、CPU4Aに内蔵されたプログラマブルゲインアンプである。第1内蔵増幅器401a、第2内蔵増幅器401bの各々のゲインは同一とされ、モータ電流Iを読み取るための最適な値に事前に調整されている。第1内蔵増幅器401aは、CPU4Aの入力端子T1から入力された電圧を増幅して第1内蔵A/D変換器402aに出力する。また、第2内蔵増幅器401bは、CPU4Aの入力端子T2から入力された電圧を増幅して第2内蔵A/D変換器402bに出力する。
第1内蔵A/D変換器402aは、第1内蔵増幅器401aの出力電圧(増幅後の電圧)をA/D変換して得られた第1電圧値(デジタル値)を論理演算部41に出力する。
同様に、第2内蔵A/D変換器402bは、第2内蔵増幅器401bの出力電圧をA/D変換して得られた第2電圧値(デジタル値)を論理演算部41に出力する。
図2は、第1の実施形態に係るインバータ制御装置の構成を示す図である。
図2に示すように、CPU4Aは、論理演算部41と、第1内蔵増幅器401aと、第1内蔵A/D変換器402aと、第2内蔵増幅器401bと、第2内蔵A/D変換器402bとを備えている。
論理演算部41は、予め用意されたプログラムに従って動作(論理演算)することで各種機能を発揮する。論理演算部41の機能については後述する。
第1内蔵増幅器401a、第2内蔵増幅器401bは、CPU4Aに内蔵されたプログラマブルゲインアンプである。第1内蔵増幅器401a、第2内蔵増幅器401bの各々のゲインは同一とされ、モータ電流Iを読み取るための最適な値に事前に調整されている。第1内蔵増幅器401aは、CPU4Aの入力端子T1から入力された電圧を増幅して第1内蔵A/D変換器402aに出力する。また、第2内蔵増幅器401bは、CPU4Aの入力端子T2から入力された電圧を増幅して第2内蔵A/D変換器402bに出力する。
第1内蔵A/D変換器402aは、第1内蔵増幅器401aの出力電圧(増幅後の電圧)をA/D変換して得られた第1電圧値(デジタル値)を論理演算部41に出力する。
同様に、第2内蔵A/D変換器402bは、第2内蔵増幅器401bの出力電圧をA/D変換して得られた第2電圧値(デジタル値)を論理演算部41に出力する。
論理演算部41は、予め読み込まれたプログラムに従って動作することでモータ電流計測部410、インバータ制御部411としての機能を発揮する。
モータ電流計測部410は、第1内蔵A/D変換器402aを通じて得られた第1電圧値と、第2内蔵A/D変換器402bを通じて得られた第2電圧値とに基づいてモータ電流Iの計測値を演算する。
インバータ制御部411は、モータ電流計測部410によって演算されたモータ電流Iの計測値に基づいて、インバータ2を制御する。例えば、インバータ制御部411は、過電流が検出された場合に、モータM、各種回路を保護するために運転を停止させる保護動作を実施する。
モータ電流計測部410は、第1内蔵A/D変換器402aを通じて得られた第1電圧値と、第2内蔵A/D変換器402bを通じて得られた第2電圧値とに基づいてモータ電流Iの計測値を演算する。
インバータ制御部411は、モータ電流計測部410によって演算されたモータ電流Iの計測値に基づいて、インバータ2を制御する。例えば、インバータ制御部411は、過電流が検出された場合に、モータM、各種回路を保護するために運転を停止させる保護動作を実施する。
CPU4Aは、定電圧源VDが出力する電圧(例えば、DC5V)を電源電圧として動作する。また、CPU4Aの基準電位は接地点Gによって与えられる。
電流検出回路4Bは、シャント抵抗素子RSと、第1接続配線S1と、第2接続配線S2と、抵抗素子R1、R2と、容量素子C1、C2、C3とを有してなる。
シャント抵抗素子RSは、負極側主配線Nに挿入される。具体的には、シャント抵抗素子RSは、負極側主配線Nにおいて、負荷(インバータ2及びモータM)と直列に接続される。
第1接続配線S1は、シャント抵抗素子RSの一端(高電位側)とCPU4Aの入力端子T1とを接続する配線である。また、第2接続配線S2は、シャント抵抗素子RSの他端(低電位側)とCPU4Aの入力端子T2とを接続する配線である。
抵抗素子R1は、定電圧源VDと第1接続配線S1との間に接続される。また、抵抗素子R2は、第1接続配線S1上において、シャント抵抗素子RSの一端(高電位側)とCPU4Aの入力端子T1との間に接続される。定電圧源VDは、例えば、DC5Vを出力する定電圧源である。上述したように、定電圧源VDが出力する電圧(DC5V)は、CPU4Aの電源電圧としても用いられる。
容量素子C1は第1接続配線S1と接地点Gとの間に、容量素子C2は第2接続配線S2と接地点Gとの間に接続される。また、容量素子C3は、第1接続配線S1と第2接続配線S2との間に接続される。
シャント抵抗素子RSは、負極側主配線Nに挿入される。具体的には、シャント抵抗素子RSは、負極側主配線Nにおいて、負荷(インバータ2及びモータM)と直列に接続される。
第1接続配線S1は、シャント抵抗素子RSの一端(高電位側)とCPU4Aの入力端子T1とを接続する配線である。また、第2接続配線S2は、シャント抵抗素子RSの他端(低電位側)とCPU4Aの入力端子T2とを接続する配線である。
抵抗素子R1は、定電圧源VDと第1接続配線S1との間に接続される。また、抵抗素子R2は、第1接続配線S1上において、シャント抵抗素子RSの一端(高電位側)とCPU4Aの入力端子T1との間に接続される。定電圧源VDは、例えば、DC5Vを出力する定電圧源である。上述したように、定電圧源VDが出力する電圧(DC5V)は、CPU4Aの電源電圧としても用いられる。
容量素子C1は第1接続配線S1と接地点Gとの間に、容量素子C2は第2接続配線S2と接地点Gとの間に接続される。また、容量素子C3は、第1接続配線S1と第2接続配線S2との間に接続される。
図2に示すように、モータ電流Iが流れると、シャント抵抗素子RSに降下電圧Vsが生じる。ここで、本実施形態に係るシャント抵抗素子RSは、5mΩの抵抗値を有するものとする。この場合、計測対象とするモータ電流Iが5A前後であるとすると、シャント抵抗素子RSに生じる降下電圧Vsは25mV前後となる。シャント抵抗素子RSの低電位側の端子は接地点Gに接続されているため、外部からのノイズの影響等を考慮しない場合、シャント抵抗素子RSの高電位側には降下電圧Vs(25mV前後)そのものが印加される。
抵抗素子R1、R2は、定電圧源VDの出力電圧(DC5V)と、シャント抵抗素子RSの高電位側に生じる降下電圧Vs(25mV前後)との電位差を分圧する分圧回路を構成する。なお、本実施形態においては、例えば、抵抗素子R1が68kΩ、抵抗素子R2が2kΩなどとされる。このように、抵抗素子R1の抵抗値に比べて抵抗素子R2の抵抗値が十分に小さい場合、抵抗素子R1と抵抗素子R2との間に生じる分圧電圧は、ほぼ、降下電圧Vsそのものとみなすことができる。したがって、外部からのノイズの影響等を考慮しない場合、CPU4Aの入力端子T1には降下電圧Vsが入力される。
容量素子C1、C2は、それぞれ、第1接続配線S1、第2接続配線S2における、接地点G(グランド)に対するノイズ成分を低減するローパスフィルタとして機能する。容量素子C1、C2は、例えば、いずれも100pF程度とされる。容量素子C1、C2の容量値を大きくし過ぎると、CPU4Aへの入力遅延が大きくなるため、無制限に大きくすることはできない。
容量素子C3は、第1接続配線S1と第2接続配線S2との間に生じるノイズを低減する目的で設けられる。容量素子C3は、100pF程度とされる。容量素子C3は、第1接続配線S1から第2接続配線S2にかけて(或いはその逆に)巡る逆相ノイズ成分を低減する目的で設けられる。
なお、上述した各抵抗素子R1、R2、容量素子C1、C2の他の実施形態においては上記態様に限定されることはなく、各素子の抵抗値及び容量値、並びに、定電圧源の出力電圧等は、実施の態様に応じて適宜変更され得る。
(インバータ制御装置の機能)
図3は、第1の実施形態に係るインバータ制御装置の処理フローを示す図である。
また、図4は、第1の実施形態に係るインバータ制御装置の機能を説明するための図である。
以下、図3、図4を参照しながら、インバータ制御装置4の機能及びその作用について詳細に説明する。
図3は、第1の実施形態に係るインバータ制御装置の処理フローを示す図である。
また、図4は、第1の実施形態に係るインバータ制御装置の機能を説明するための図である。
以下、図3、図4を参照しながら、インバータ制御装置4の機能及びその作用について詳細に説明する。
図3に示す処理フローは、インバータ2及びモータMの運転中に定常的に繰り返し実行される。
図3に示すように、CPU4Aのモータ電流計測部410は、第1内蔵A/D変換器402aを通じて取得された第1電圧値V1(デジタル値)を取得する(ステップS01)。
ここで、第1接続配線S1には、配線間の寄生容量等を介して、インバータ2のスイッチング動作に起因するノイズ成分が伝搬する。このため、第1接続配線S1には、降下電圧Vsに加え、上記ノイズ成分が印加される(図4上段のグラフ参照)。第1接続配線S1の電圧波形は、入力端子T1を介して第1内蔵増幅器401aに入力される。第1内蔵A/D変換器402aは、降下電圧Vsに当該ノイズ成分が重畳された電圧波形をそのまま増幅する。
ここで、第1接続配線S1には、配線間の寄生容量等を介して、インバータ2のスイッチング動作に起因するノイズ成分が伝搬する。このため、第1接続配線S1には、降下電圧Vsに加え、上記ノイズ成分が印加される(図4上段のグラフ参照)。第1接続配線S1の電圧波形は、入力端子T1を介して第1内蔵増幅器401aに入力される。第1内蔵A/D変換器402aは、降下電圧Vsに当該ノイズ成分が重畳された電圧波形をそのまま増幅する。
同様に、モータ電流計測部410は、第2内蔵A/D変換器402bを通じて取得された第2電圧値V2(デジタル値)を取得する(ステップS02)。
ここで、第2接続配線S2にも、第1接続配線S1と同様のノイズ成分が伝搬する(即ち、インバータ2は、第1接続配線S1、第2接続配線S2に対する同相ノイズの発生源となる)。このため、第2接続配線S2には、基準電位(0V)においてノイズ成分が印加される(図4下段のグラフ参照)。第2接続配線S2の電圧波形は、入力端子T2を介して第2内蔵増幅器401bに入力される。第2内蔵A/D変換器402bは、基準電位に当該ノイズ成分が重畳された電圧波形をそのまま増幅する。
ここで、第2接続配線S2にも、第1接続配線S1と同様のノイズ成分が伝搬する(即ち、インバータ2は、第1接続配線S1、第2接続配線S2に対する同相ノイズの発生源となる)。このため、第2接続配線S2には、基準電位(0V)においてノイズ成分が印加される(図4下段のグラフ参照)。第2接続配線S2の電圧波形は、入力端子T2を介して第2内蔵増幅器401bに入力される。第2内蔵A/D変換器402bは、基準電位に当該ノイズ成分が重畳された電圧波形をそのまま増幅する。
次に、モータ電流計測部410は、ステップS01で取得した第1電圧値V1とステップS02で取得した第2電圧値V2との差ΔV(ΔV=V1−V2)を演算する(ステップS03)。
モータ電流計測部410は、ステップS03の演算値(差ΔV)に基づいてモータ電流Iを計測する(ステップS04)。具体的には、モータ電流計測部410は、第1内蔵増幅器401a及び第2内蔵増幅器401bにおける増幅率Aを考慮して、差ΔVから増幅前の降下電圧Vsを演算する(Vs=ΔV/A)。そして、モータ電流計測部410は、降下電圧Vsの演算結果をシャント抵抗素子RSの抵抗値(既知の抵抗値RS)で除算して、その演算結果をモータ電流Iの計測値とする(I=Vs/RS)。
(作用、効果)
図5は、対比例に係るインバータ制御装置の構成を示す図である。
以下、対比例に係るインバータ制御装置4’と対比しながら、第1の実施形態に係るインバータ制御装置4の作用、効果について説明する。
図5は、対比例に係るインバータ制御装置の構成を示す図である。
以下、対比例に係るインバータ制御装置4’と対比しながら、第1の実施形態に係るインバータ制御装置4の作用、効果について説明する。
図5に示すように、対比例に係るインバータ制御装置4’は、第1の実施形態に係るインバータ制御装置4と比して、電流検出回路4Bに第2接続配線S2を具備していない。また、インバータ制御装置4’は、CPU4Aに内蔵される第2内蔵増幅器401b、第2内蔵A/D変換器402bを使用していない。また、インバータ制御装置4’のCPU4A(モータ電流計測部410)は、単に、第1内蔵増幅器401aの増幅率A、及び、第1電圧値V1のみに基づいて、降下電圧Vsを演算する(Vs=V1/A)。
このようにした場合、インバータ制御装置4’は、微小な降下電圧Vsにノイズ成分が重畳した電圧波形(図4上段に示すグラフの電圧波形)に基づいてモータ電流Iを演算することとなる。そのため、外部から印加されるノイズ成分の影響を直に受け、モータ電流Iの演算結果に大きな誤差が生じ得る。
他方、第1の実施形態に係るインバータ制御装置4(図2参照)によれば、CPU4A(モータ電流計測部410)は、第1電圧値V1と第2電圧値V2の差ΔV(=V1−V2)に基づいて、降下電圧Vsを演算する(Vs=ΔV/A)。
このようにすることで、第1接続配線S1及び第2接続配線S2の各々に、同等に印加されるノイズ成分(同相ノイズ)が、CPU内部の演算によりキャンセルされる。そのため、外部から印加されるノイズ成分による誤差が低減され、モータ電流Iの計測精度を向上させることができる。
また、第1の実施形態に係るインバータ制御装置4は、CPU4Aに内蔵されるPGA(第1内蔵増幅器401a、第2内蔵増幅器401b)を用いているので、オペアンプを追加で実装する必要がない。
以上より、第1の実施形態に係るインバータ制御装置4によれば、製造コストを低減でき、かつ、精度良くモータ電流を計測できる。
このようにすることで、第1接続配線S1及び第2接続配線S2の各々に、同等に印加されるノイズ成分(同相ノイズ)が、CPU内部の演算によりキャンセルされる。そのため、外部から印加されるノイズ成分による誤差が低減され、モータ電流Iの計測精度を向上させることができる。
また、第1の実施形態に係るインバータ制御装置4は、CPU4Aに内蔵されるPGA(第1内蔵増幅器401a、第2内蔵増幅器401b)を用いているので、オペアンプを追加で実装する必要がない。
以上より、第1の実施形態に係るインバータ制御装置4によれば、製造コストを低減でき、かつ、精度良くモータ電流を計測できる。
<変形例>
以上、第1の実施形態に係るインバータ制御装置4及び電力変換装置1について詳細に説明したが、インバータ制御装置4及び電力変換装置1の具体的な態様は、上述のものに限定されることはなく、要旨を逸脱しない範囲内において種々の設計変更等を加えることは可能である。
以上、第1の実施形態に係るインバータ制御装置4及び電力変換装置1について詳細に説明したが、インバータ制御装置4及び電力変換装置1の具体的な態様は、上述のものに限定されることはなく、要旨を逸脱しない範囲内において種々の設計変更等を加えることは可能である。
例えば、第1の実施形態において、CPU4A(モータ電流計測部410)は、第1接続配線S1に重畳されるノイズ成分の強度(振幅)と、第2接続配線S2に重畳されるノイズ成分の強度とが同一であるという仮定に基づき、第1電圧値V1から第2電圧値V2を差し引く(差ΔV)ことでノイズ成分を除去(キャンセル)するものとした。しかし、他の実施形態においてはこの態様に限定されない。
他の実施形態においては、例えば、第1接続配線S1に重畳されるノイズ成分の強度と、第2接続配線S2に重畳されるノイズ成分の強度とが、一定の差(又は一定の比率)で異なることが把握されている場合、モータ電流計測部410は、その差(又は比率)を加味した上でノイズ成分をキャンセルするようにしてもよい。
他の実施形態においては、例えば、第1接続配線S1に重畳されるノイズ成分の強度と、第2接続配線S2に重畳されるノイズ成分の強度とが、一定の差(又は一定の比率)で異なることが把握されている場合、モータ電流計測部410は、その差(又は比率)を加味した上でノイズ成分をキャンセルするようにしてもよい。
また、上述の各実施形態においては、上述したCPU4Aの各種処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって上記各種処理が行われる。また、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、CD−ROM、DVD−ROM、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
上記プログラムは、上述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、上述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル(差分プログラム)であってもよい。更に、CPU4Aは、1台のコンピュータで構成されていても良いし、通信可能に接続された複数のコンピュータで構成されていてもよい。
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
1 電力変換装置
2 インバータ
4 インバータ制御装置
4A CPU(制御ユニット)
401a 第1内蔵増幅器
401b 第2内蔵増幅器
402a 第1内蔵A/D変換器
402b 第2内蔵A/D変換器
41 論理演算部
410 モータ電流計測部
411 インバータ制御部
4B 電流検出回路
T1、T2 入力端子
S1 第1接続配線
S2 第2接続配線
R1、R2 抵抗素子
RS シャント抵抗素子
C1、C2、C3 容量素子
M モータ
P 正極側主配線
N 負極側主配線
G 接地点
V 直流電力供給源
VD 定電圧源
2 インバータ
4 インバータ制御装置
4A CPU(制御ユニット)
401a 第1内蔵増幅器
401b 第2内蔵増幅器
402a 第1内蔵A/D変換器
402b 第2内蔵A/D変換器
41 論理演算部
410 モータ電流計測部
411 インバータ制御部
4B 電流検出回路
T1、T2 入力端子
S1 第1接続配線
S2 第2接続配線
R1、R2 抵抗素子
RS シャント抵抗素子
C1、C2、C3 容量素子
M モータ
P 正極側主配線
N 負極側主配線
G 接地点
V 直流電力供給源
VD 定電圧源
Claims (6)
- モータを駆動するためのインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記インバータの動作を制御するための制御ユニットと、
モータ電流が流れる主配線に接続された電流検出回路と、
を備え、
前記制御ユニットは、
第1内蔵増幅器と、当該第1内蔵増幅器の出力電圧をA/D変換する第1内蔵A/D変換器と、
第2内蔵増幅器と、当該第2内蔵増幅器の出力電圧をA/D変換する第2内蔵A/D変換器と、
前記第1内蔵A/D変換器を通じて得られた第1電圧値と、前記第2内蔵A/D変換器を通じて得られた第2電圧値とに基づいて前記モータ電流の計測値を演算するモータ電流計測部と、を備え、
前記電流検出回路は、
前記主配線に挿入されるシャント抵抗素子と、
前記シャント抵抗素子の一端と前記第1内蔵増幅器への入力端子とを接続する第1接続配線と、
前記シャント抵抗素子の他端と前記第2内蔵増幅器への入力端子とを接続する第2接続配線と、を備える
インバータ制御装置。 - 前記電流検出回路は、前記第1接続配線と前記第2接続配線との間に接続される容量素子を更に備える
請求項1に記載のインバータ制御装置。 - 前記電流検出回路は、前記第1接続配線と接地点との間、及び、前記第2接続配線と接地点との間のそれぞれに接続される容量素子を更に備える
請求項1又は請求項2に記載のインバータ制御装置。 - 前記モータ電流計測部は、
前記第1電圧値と前記第2電圧値との差を演算し、当該差の演算結果に基づいて前記モータ電流の計測値を演算する
請求項1から請求項3の何れか一項に記載のインバータ制御装置。 - 請求項1から請求項4の何れか一項に記載のインバータ制御装置と、
前記インバータと、
を備える電力変換装置。 - 請求項5に記載の電力変換装置と、
前記モータと、
を備える空調システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017053678A JP2018155656A (ja) | 2017-03-17 | 2017-03-17 | インバータ制御装置、電力変換装置及び空調システム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017053678A JP2018155656A (ja) | 2017-03-17 | 2017-03-17 | インバータ制御装置、電力変換装置及び空調システム |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2018155656A true JP2018155656A (ja) | 2018-10-04 |
Family
ID=63715660
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2017053678A Pending JP2018155656A (ja) | 2017-03-17 | 2017-03-17 | インバータ制御装置、電力変換装置及び空調システム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2018155656A (ja) |
-
2017
- 2017-03-17 JP JP2017053678A patent/JP2018155656A/ja active Pending
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