JP2008271628A

JP2008271628A - 電流検出回路

Info

Publication number: JP2008271628A
Application number: JP2007107419A
Authority: JP
Inventors: Shigekazu Okumura; 繁一奥村
Original assignee: JTEKT Corp
Current assignee: JTEKT Corp
Priority date: 2007-04-16
Filing date: 2007-04-16
Publication date: 2008-11-06

Abstract

【課題】ブラシレスモータの相電流を検出する場合において、ホール素子やアイソレーションアンプ等の高価な素子を使用せず、且つ、増幅回路の損傷を招くことなく、低コストで安定に高精度な電流検出が行える電流検出回路を提供すること。
【解決手段】Ｕ，Ｖ，Ｗ相のコイルを備え、各コイルに発生する電磁力を用いてロータが回転駆動されるようにしたブラシレスモータ２のＵ，Ｖ相に流れる相電流が通電されるように、微小な抵抗値を有するシャント抵抗Ｒｓをモータ駆動回路に挿入し、このシャント抵抗Ｒｓの両端の電位差Ｖｉを、オペアンプ１３を用いて増幅し、このオペアンプ１３の出力に基づいて相電流を検出するようにした電流検出回路である。オペアンプ１３の＋と−の入力端子とシャント抵抗Ｒｓの両端とが、当該シャント抵抗Ｒｓの両端の電位差を減衰させるべく、同一の抵抗値を有する一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２を介して接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流検出回路に関し、詳しくは、ブラシレスモータの相電流の検出に用いる電流検出回路に関する。

例えば、自動車のトランスミッション（変速機）において、アイドルストップ時に低下する油圧を補助するための電動オイルポンプ用モータとして、Ｕ，Ｖ，Ｗ３相のコイル（巻線）を備えて各コイルに発生する電磁力を用いてロータ（回転子）が回転駆動されるようにされ、高速回転が可能で高トルクが発生でき、しかも制御の容易なブラシレスモータが使用されている。

このようなブラシレスモータにおいては、その回転速度や発生トルクがＵ，Ｖ，Ｗ各相に当該ブラシレスモータを駆動する駆動電流として流れる相電流に比例して変動することから、制御を的確に行うためにはこの相電流の値を正確に検出する必要がある。

ここで、動作保証温度条件の厳しいホール素子を用いて電流を磁界の変化により間接的に検出する場合は、前記した自動車用途の場合、自動車のエンジンルーム等の高温環境において、温度による影響で電流の検出が不正確になる場合があった。また、ホール素子を使用する場合は、電流に比例した磁界をホール素子に印加するための磁性体を必要とし、この磁性体やホール素子自体が高価であるという問題がある。

そこで、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に流れる相電流をシャント抵抗をモータ駆動回路に挿入することにより検出する方法が提案され、現在では、このシャント抵抗の両端の電位差を電流値に変換することにより、相電流の値を検出することが一般的になっている。尚、シャント抵抗は負荷にならないように微小な抵抗値となっており、検出される電位差が極めて小さいため、さらにオペアンプ等の増幅回路により増幅して電圧値換算の電流値が検出される（特許文献１参照）。

図４に、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に流れる相電流をシャント抵抗を用いて検出する電流検出回路を有するブラシレスモータの制御回路（１２０°固定座標のまま、Ｕ，Ｖ軸を個別に制御する固定座標系による制御回路）の一例を示す。この制御回路では、ブラシレスモータ２に設けたレゾルバやエンコーダ等の回転角センサ２ａからのロータ位置情報を基に速度・角度検出部３によりそれぞれ速度・角度情報に変換する。そして、この内の速度情報ｆを速度制御器４手前において、外部から与えられた速度指令ｆ＊と比較して偏差を速度制御器４に入力するとともに、この速度制御器４の出力と角度情報θとを指令値変換部５に入力する。さらに、この指令値変換部５にて前記偏差と角度情報θに基づいて目標値としての２つの電流情報が演算され、各電流情報が、Ｕ相及びＶ相の２つの相でシャント抵抗Ｒｓにより各々検出されて、増幅回路としてのオペアンプ１３，１３及び電流検出部８を経た制御値としての各Ｕ，Ｖ相の相電流情報と比較される。そして、各偏差が電流制御器６ａ，６ｂとＰＷＭ変換部７とを通過して変換され、半導体スイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６（同図ではＭＯＳＦＥＴ素子）を有するインバータ回路１２（モータ駆動回路）にＰＷＭ（パルス幅変調：Pulse Width Modulation）信号として供給される。そして、このインバータ回路１２により前記ＰＷＭ信号に基づいて当該インバータ回路１２の電源電圧がＵ，Ｖ相の相電流に変換され、ブラシレスモータ２が所定の回転速度に駆動制御されるようになっている。ここでは、インバータ回路１２及びオペアンプ１３，１３によって電流検出回路１１が構成されている。

図５に、上記電流検出回路１１の詳細を示す。図５を参照しながらＵ相の相電流の検出について説明すると、インバータ回路１２における一対の半導体スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ４とブラシレスモータのＵ相のコイルとの間に、当該Ｕ相に流れる相電流を検出するシャント抵抗Ｒｓが挿入されている。

前記電流検出回路１１は、インバータ回路１２に接続された直流単電源Ｖｄｃで駆動される。また、この電流検出回路１１では、前記シャント抵抗Ｒｓの両端の電位差Ｖｉ［=（Ｖ_１−Ｖ_２）］（シャント抵抗Ｒｓに流れる電流をｉｍ［Ａ］とすると、Ｖｉ［Ｖ］＝ｉｍ［Ａ］×Ｒｓ［Ω］となる。）を、単一の基準直流電源Ｖｒｅｆが印加する電圧が入力抵抗Ｒ３とＲ４で分圧されたバイアス電圧により＋の入力電圧がバイアスされたオペアンプ１３によって反転増幅し、該オペアンプ１３の出力電圧Ｖｏに基づき前記電流検出部８において相電流を検出するように構成している。

尚、図５に示す電流検出回路１１では、前記シャント抵抗Ｒｓの半導体スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ４側及びＵ相（Ｖ相）コイル側の両端に、それぞれオペアンプ１３の−と＋の入力端子がアイソレーションアンプ１２ａ及び入力抵抗Ｒ１，Ｒ３を介して接続されている。この入力抵抗Ｒ３とオペアンプ１３の＋入力端子との間に、車載直流電源（図示省略）からの基準直流電源Ｖｒｅｆに一端が接続された入力抵抗Ｒ４の他端が接続されている。これにより、オペアンプ１３の＋入力端子に対して基準直流電源Ｖｒｅｆから入力抵抗Ｒ４を介して前記バイアス電圧が直接的に印加されている。また、このオペアンプ１３の−入力端子と入力抵抗Ｒ１との間には当該オペアンプ１３の出力側から負帰還された帰還抵抗Ｒ２が接続されている。そして、オペアンプ１３の出力端子は、出力抵抗Ｒ５を介して外部負荷、即ち、図４の電流検出部８に接続され、該電流検出部８において、オペアンプ１３からの出力電圧Ｖｏが電流値に変換されるようになっている。

一般に、前記シャント抵抗Ｒｓの一端側における一対の半導体スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ４の間のａ点において、通常、可聴周波数を超える周波数に設定されたＰＷＭ駆動によって高調波ノイズが発生し、これにより相電流の検出精度が低下する場合がある。そこで、図５に示す電流検出回路１１では、この高調波ノイズの影響を排除するため、前記したアイソレーションアンプ１２ａが入力信号の接地と出力信号の接地を分離した前記オペアンプ１３の前段の増幅に用いられており、このアイソレーションアンプ１２ａの出力側が、入力抵抗Ｒ１を介してオペアンプ１３の−入力端子に接続されている。
特開２００６−１４３９２号公報

しかしながら、このようにアイソレーションアンプ１２ａを使用する場合は、ＰＷＭ駆動による高調波ノイズの影響は効果的に排除できるものの、アイソレーションアンプ１２ａは高価であって、昨今、自動車用途で特に強く要求されている、ブラシレスモータ２の制御回路の低コスト化の妨げになることがある。

一方、こうしたアイソレーションアンプ１２ａを用いず、単にオペアンプ１３のみで増幅回路を構成する場合では、前述の高調波ノイズの影響を排除するため、上記インバータ回路１２におけるａ点をフローティング電源によりフローティングする必要が生じることがある。そして、これにより電流検出回路１１の回路構成が複雑化し、コスト上昇につながる問題がある。また、インバータ回路１２の駆動電圧としての直流単電源Ｖｄｃの電圧が例えば６０Ｖ程度と高い場合には、シャント抵抗Ｒｓを介してオペアンプ１３に過大な入力電圧が供給されることがあり、通常、耐電圧が高くないオペアンプ１３の損傷を招く虞もある。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、ブラシレスモータの相電流を検出する場合において、ホール素子やアイソレーションアンプ等の高価な素子を使用せず、且つ、増幅回路の損傷を招くことなく、低コストで安定に高精度な電流検出が行える電流検出回路を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、複数相のコイルを備え、各コイルに発生する電磁力を用いてロータが回転駆動されるようにしたブラシレスモータの少なくとも一の相に流れる相電流が通電されるように、微小な抵抗値を有するシャント抵抗をモータ駆動回路に挿入し、このシャント抵抗の両端の電位差を、増幅回路を用いて増幅し、この増幅回路の出力に基づいて前記相電流を検出するようにした電流検出回路において、前記増幅回路の＋と−の入力端子と前記シャント抵抗の両端とが、当該シャント抵抗の両端の電位差を減衰させるべく、同一の抵抗値を有する一対の抵抗型アッテネータを介して接続されていること、を要旨とする。

同構成によれば、同一の抵抗値を有する一対の抵抗型アッテネータによって、シャント抵抗の両端の電位差が均等に減衰され、当該シャント抵抗Ｒｓの両端から増幅回路に過大な入力電圧が印加される場合でも、該入力電圧を相電流の検出を妨げることなく当該増幅回路の耐電圧範囲内に収めることができる。しかも、該一対の抵抗型アッテネータによって、ＰＷＭ駆動による高調波ノイズの影響が低減され、相電流の検出が高精度で行えるようになる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電流検出回路において、前記一対の抵抗型アッテネータの抵抗値が、前記増幅回路の−と＋の入力端子と前記シャント抵抗の両端との間に接続された分圧回路の分圧比により調整されるように構成されていること、を要旨とする。

同構成によれば、一対の抵抗型アッテネータの抵抗値が、増幅回路の−と＋の入力端子とシャント抵抗の両端との間に接続された分圧回路の分圧比により調整されるようにしたので、シャント抵抗の両端の電位差を均等に減衰させるための構成を簡単な回路構成で実現することができる。

請求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の電流検出回路において、前記一対の抵抗型アッテネータにより前記シャント抵抗の両端の電位差が１／２以下に減衰されるように構成されていること、を要旨とする。

同構成によれば、前記一対の抵抗型アッテネータにより前記シャント抵抗の両端の電位差が１／２以下に減衰されるように構成されているので、シャント抵抗Ｒｓの両端から増幅回路に過大な入力電圧が印加される場合でも、該入力電圧をより確実に当該増幅回路の耐電圧範囲内に収めることができるとともに、ＰＷＭ駆動による高調波ノイズの影響が充分に低減され、相電流の検出が高精度で行えるようになる。

請求項４に記載の発明は、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電流検出回路において、前記一対の抵抗型アッテネータと前記増幅回路の−と＋の入力端子との間に、それぞれ一端が接地された同種且つ同容量の一対のノイズ除去用コンデンサの他端が接続されていること、を要旨とする。

同構成によれば、一対の抵抗型アッテネータと増幅回路の−と＋の入力端子との間に、それぞれ一端が接地された同種且つ同容量の一対のノイズ除去用コンデンサが接続されているので、ＰＷＭ駆動による高調波ノイズが一対のノイズ除去用コンデンサを介してグランドに逃がされ、これにより、当該高調波ノイズの影響がさらに効果的に低減される。

請求項５に記載の発明は、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の電流検出回路において、前記一対のノイズ除去用コンデンサの他端同士の間には、両ノイズ除去用コンデンサと同種且つ同容量のコンデンサの両端が接続されていること、を要旨とする。

同構成によれば、一対のノイズ除去用コンデンサの他端同士の間には、該ノイズ除去用コンデンサと同種且つ同容量のコンデンサの両端が接続されているので、一対のノイズ除去用コンデンサの容量に多少のばらつきがあっても、当該コンデンサによって、当該ばらつきによるシャント抵抗の両端に印加される電圧の位相ずれが解消され、相電流の検出精度の低下を有効に抑止できるようになる。

本発明の電流検出回路によれば、ブラシレスモータの相電流を検出する場合において、ホール素子やアイソレーションアンプ等の高価な素子を使用せず、且つ、増幅回路の損傷を招くことなく、低コストで安定に高精度な電流検出が行えるようになる。

以下、本発明を具体化した実施形態について図面に従って説明する。
以下の各実施形態に係るブラシレスモータの制御回路は、図４に示す制御回路と同様な構成を具備しており、インバータ回路１２における一対の半導体スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ４、ＦＥＴ２，ＦＥＴ５とブラシレスモータのＵ相及びＶ相のコイルとの間に、当該Ｕ相及びＶ相に流れる相電流が通電されるようにそれぞれシャント抵抗Ｒｓが挿入されているものである。以下、特に説明する場合を除いて対応する箇所については同一の又は対応する符号を付してその説明を省略する。また、以下の各実施形態においては、電流検出回路について、ブラシレスモータのＶ相に設けられたものについては省略し、Ｕ相に設けられたものについてのみ説明する。

＜第１実施形態＞
図１に示すように、本実施形態の電流検出回路１は、電動オイルポンプ等の自動車用途のブラシレスモータ２に設けられるものであり、前記半導体スイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６及びシャント抵抗Ｒｓを有するインバータ回路１２と、＋の入力電圧が基準直流電源Ｖｒｅｆにて所定のバイアス電圧でバイアスされたオペアンプ１３とを備えており、インバータ回路１２に接続された直流単電源Ｖｄｃで駆動される。

本実施形態の電流検出回路１は、前記シャント抵抗Ｒｓの両端の電位差Ｖｉ［=（Ｖ_１−Ｖ_２）］を、前記オペアンプ１３により反転増幅し、このオペアンプ１３の出力電圧Ｖｏに基づき前記電流検出部８において相電流を検出するように構成している。

詳しくは、図１に示すように、前記シャント抵抗Ｒｓの半導体スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ４側及びＵ相コイル側の両端に、それぞれオペアンプ１３の−と＋の入力端子が一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２及び入力抵抗Ｒ１，Ｒ３を介して接続されている。この入力抵抗Ｒ３とオペアンプ１３の＋入力端子との間に、車載直流電源（図示省略）からの基準直流電源Ｖｒｅｆに一端が接続された入力抵抗Ｒ４の他端が接続されている。これにより、オペアンプ１３の＋入力端子に対して基準直流電源Ｖｒｅｆから入力抵抗Ｒ４を介して前記バイアス電圧が直接的に印加されている。また、このオペアンプ１３の−入力端子と入力抵抗Ｒ１との間には当該オペアンプ１３の出力側から負帰還された帰還抵抗Ｒ２が接続されている。そして、オペアンプ１３の出力端子は、出力抵抗Ｒ５を介して外部負荷、即ち、図４の電流検出部８に接続され、該電流検出部８において、オペアンプ１３からの出力電圧Ｖｏが電流値に変換されるようになっている。

また、図１において、一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２と入力抵抗Ｒ１，Ｒ３との間には、それぞれ一端が接地された一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２の他端が接続されている。ここで、両ノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２は、例えば、容量１０００ｐＦ（ピコファラッド）のフィルムコンデンサであって、同種且つ同容量とされている。

また、本実施形態の電流検出回路１においては、図３（ａ）に示すように、前記一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２は、それぞれ、前記増幅回路の−と＋の入力端子と前記シャント抵抗Ｒｓの両端との間に接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７、抵抗Ｒ８，Ｒ９より成る分圧回路により構成されている。そして、前記一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２は、当該一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２に対して各々の外部で接続された状態となっている。

そして、各抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２の抵抗値、即ち電圧の減衰率は、当該分圧回路の分圧比Ｒ６／（Ｒ６＋Ｒ７）、Ｒ８／（Ｒ８＋Ｒ９）により調整されるようになっている。即ち、シャント抵抗Ｒｓの両端の電位をＶ_１、Ｖ_２とすると、前記一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２の非接地側端部の電位Ｖ_２ａ、Ｖ_１ａは、それぞれ、Ｖ_２ａ＝Ｒ６／（Ｒ６＋Ｒ７）×Ｖ_２、Ｖ_１ａ＝Ｒ８／（Ｒ８＋Ｒ９）×Ｖ_１となる。

ここで、前記一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２により前記シャント抵抗Ｒｓの両端の電位差が１／２以下に減衰されるように構成されていることが好ましい。これにより、ＰＷＭ駆動による高調波ノイズが充分に減衰され、相電流の検出が高精度で行えるようになる。尚、本実施形態では、Ｒ６＝Ｒ７、Ｒ８＝Ｒ９としているので、前述の分圧回路の分圧比Ｒ６／（Ｒ６＋Ｒ７）、Ｒ８／（Ｒ８＋Ｒ９）は、いずれも１／２となる。

以上、本実施形態の電流検出回路１によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
（１）同一の抵抗値を有する一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２によって、シャント抵抗Ｒｓの両端の電位差が均等に減衰され、当該シャント抵抗Ｒｓの両端からオペアンプ１３に過大な入力電圧が印加される場合でも、該入力電圧を相電流の検出を妨げることなく当該オペアンプ１３の耐電圧範囲内に収めることができる。しかも、該一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２によって、ＰＷＭ駆動による高調波ノイズの影響が低減され、相電流の検出が高精度で行えるようになる。

（２）一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２の抵抗値が、オペアンプ１３の−と＋の入力端子とシャント抵抗Ｒｓの両端との間に接続された分圧回路の分圧比により調整されるようにしたので、シャント抵抗Ｒｓの両端の電位差を均等に減衰させるための構成を簡単な回路構成で実現することができる。

（３）一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２によりシャント抵抗Ｒｓの両端の電位差が１／２以下に減衰されるように構成されている。このため、シャント抵抗Ｒｓの両端からオペアンプ１３に過大な入力電圧が印加される場合でも、該入力電圧をより確実に当該オペアンプ１３の耐電圧範囲内に収めることができるとともに、ＰＷＭ駆動による高調波ノイズの影響が充分に低減され、相電流の検出が高精度で行えるようになる。

（４）一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２とオペアンプ１３の−と＋の入力端子との間に、それぞれ一端が接地された同種且つ同容量の一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２が接続されている。このため、ＰＷＭ駆動による高調波ノイズが一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２を介してグランドに逃がされ、これにより、当該高調波ノイズの影響がさらに効果的に低減される。

尚、本第１実施形態は以下のように変形してもよい。
・上記第１実施形態では、電流検出回路１を電動オイルポンプ等の自動車用途のブラシレスモータに設けられるものとしたが、それ以外の自動車用途、例えば、電動パワーステアリング装置に設けられるものであってもよいし、さらにそれ以外の各種電気機器に設けられるものであってもよい。

・上記第１実施形態では、ブラシレスモータの制御回路をモータに設けたレゾルバやエンコーダ等の回転角センサ２ａからのロータ位置情報を基に速度・角度検出部３によりそれぞれ速度・角度情報に変換する制御回路とした。しかし、これに限られず、本発明の技術的思想は、誘起電圧のゼロクロス点を検出し、これにより得られるロータ位置情報を基に速度・角度検出部によりそれぞれ速度・角度情報に変換する所謂センサレス駆動の制御回路にも適用できる。

＜第２実施形態＞
図２に示すように、本実施形態の電流検出回路１ａは、特に説明する場合を除いて、第１実施形態の電流検出回路１と同様な構成であり、対応する箇所については同一の又は対応する符号を付してその説明を省略する。

本実施形態の電流検出回路１ａにおいては、図２に示すように、第１実施形態の電流検出回路１と同様に、半導体スイッチング素子（図示省略）及びＵ相コイルの間に挿入されたシャント抵抗Ｒｓの両端に、それぞれオペアンプ１３の−と＋の入力端子が一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２及び入力抵抗Ｒ１，Ｒ３を介して接続されている。この入力抵抗Ｒ３とオペアンプ１３の＋入力端子との間に、基準直流電源Ｖｒｅｆに一端が接続された入力抵抗Ｒ４の他端が接続されている。これにより、オペアンプ１３の＋入力端子に対して基準直流電源Ｖｒｅｆから入力抵抗Ｒ４を介して前記バイアス電圧が直接的に印加されている。また、このオペアンプ１３の−入力端子と入力抵抗Ｒ１との間には当該オペアンプ１３の出力側から負帰還された帰還抵抗Ｒ２が接続されている。そして、オペアンプ１３の出力端子は、出力抵抗Ｒ５を介して外部負荷、即ち、図４の電流検出部８に接続され、オペアンプ１３からの出力電圧Ｖｏが電流値に変換されるようになっている。

また、図２において、一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２と入力抵抗Ｒ１，Ｒ３との間には、それぞれ一端が接地された一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２の他端が接続されている。ここで、両ノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２は、例えば、容量１０００ｐＦ（ピコファラッド）のフィルムコンデンサであって、同種且つ同容量とされている。

さらに、本実施形態では、一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２の非接地側端部同士の間には、両ノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２と同種且つ同容量のコンデンサＣ_３の両端が接続されている。

このコンデンサＣ_３が接続されていない状態では、一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２間に容量のばらつきがある場合において、抵抗型アッテネータＡＴＴ１及びノイズ除去用コンデンサＣ_１と、抵抗型アッテネータＡＴＴ２及びノイズ除去用コンデンサＣ_２とによってそれぞれ形成される２つのフィルタ回路（ローパス・フィルタ）において、各フィルタ回路の出力電圧Ｖ_ｏｕｔと入力電圧ｖ_ｉｎとに下式１に基づいて生じる位相ずれが互いに異なったものとなる。そしてこの結果、電流検出回路１による相電流の検出精度の低下を招く。

Ｖ_ｏｕｔ／ｖ_ｉｎ＝１／（１＋ｊ・２πｆ・Ｒ・Ｃ）…（式１）
上式１において、Ｃ：Ｃ_１又はＣ_２［ｐＦ］、Ｒ：ＡＴＴ１又はＡＴＴ２の抵抗値［Ω］、ｆ：電圧の周波数［Ｈｚ］、ｊ：虚数単位である。

ところが、一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２の非接地側端部同士の間に前記コンデンサＣ_３が接続されている場合は、このコンデンサＣ_３によって、一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２間の容量のばらつきが緩和される、即ち、各コンデンサＣ_１，Ｃ_２の蓄積電荷量Ｑ_１，Ｑ_２の差分（Ｑ_１−Ｑ_２）が吸収されるようになる。そしてこれにより、各フィルタ回路の出力電圧Ｖ_ｏｕｔと入力電圧ｖ_ｉｎとの間に上式１に基づいて生じる位相ずれが均一となり、電流検出回路１による相電流の検出精度の低下が抑止される。

尚、本実施形態の電流検出回路１ａにおいては、図３（ｂ）に示すように、前記一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２は、それぞれ、オペアンプ１３の−と＋の入力端子と前記シャント抵抗Ｒｓの両端との間に接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７、抵抗Ｒ８，Ｒ９より成る分圧回路により構成されている。そして、前記一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２及びコンデンサＣ_３は、一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２に対して各々の外部で接続された状態となっている。

以上、本実施形態の電流検出回路１ａによれば、第１実施形態による作用・効果に加えて、さらに以下のような作用・効果を得ることができる。
・一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２の他端同士の間には、該ノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２と同種且つ同容量のコンデンサＣ_３の両端が接続されている。このため、一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２の容量に多少のばらつきがあっても、当該コンデンサＣ_３によって、当該ばらつきによるシャント抵抗Ｒｓの両端に印加される電圧の位相ずれが解消され、相電流の検出精度の低下を有効に抑止できるようになる。

尚、本第２実施形態は以下のように変形してもよい。
・上記第２実施形態では、一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２は、それぞれ、抵抗Ｒ６，Ｒ７、抵抗Ｒ８，Ｒ９より成る分圧回路により構成し、一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２は含まれない構成とした（図３（ｂ）参照）。しかし、この一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２に代えて、図３（ｃ）に示す電流検出回路１ａ´のように、一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２の各非接地側端部を、それぞれ、抵抗Ｒ６，Ｒ７、抵抗Ｒ８，Ｒ９の間に接続することで、該抵抗Ｒ６，Ｒ７、抵抗Ｒ８，Ｒ９に加えて、一対のノイズ除去用コンデンサＣ_１，Ｃ_２が各々に含まれる一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１ａ、ＡＴＴ２ａとしてもよい。この場合、図３（ｃ）に示すように、コンデンサＣ_３は、一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１ａ、ＡＴＴ２ａの間に跨るように接続することが好ましい。

さらに、前記した各実施形態および変形例より把握できる技術的思想について以下に記載する。
○請求項１〜請求項５のいずれかに記載の電流検出回路において、当該電流検出回路が、自動車のトランスミッションにおいて、アイドルストップ時に低下する油圧を補助するための電動オイルポンプ用ブラシレスモータに設けられる電流検出回路。同構成によれば、ブラシレスモータの相電流を検出する場合において、ホール素子やアイソレーションアンプ等の高価な素子を使用せず、且つ、増幅回路の損傷を招くことなく、低コストで安定に高精度な電流検出が行えるようになり、自動車用途としての信頼性が高められるようになる。

本発明の第１実施形態に係る電流検出回路を示す回路図。本発明の第２実施形態に係る電流検出回路の要部を示す回路図。（ａ）は、第１実施形態に係る電流検出回路の要部を詳細に示す回路図、（ｂ）は、第２実施形態に係る電流検出回路の要部を詳細に示す回路図、（ｃ）は、第２実施形態の変形例に係る電流検出回路の要部を詳細に示す回路図。従来例及び本発明の実施形態に係るブラシレスモータの制御回路の一例を示す回路ブロック図。従来例に係る電流検出回路を示す回路図。

符号の説明

ＡＴＴ１，ＡＴＴ２…抵抗型アッテネータ、Ｒｓ…シャント抵抗、１…電流検出回路、１２…インバータ回路、１３…オペアンプ。

Claims

複数相のコイルを備え、各コイルに発生する電磁力を用いてロータが回転駆動されるようにしたブラシレスモータの少なくとも一の相に流れる相電流が通電されるように、微小な抵抗値を有するシャント抵抗をモータ駆動回路に挿入し、このシャント抵抗の両端の電位差を、増幅回路を用いて増幅し、この増幅回路の出力に基づいて前記相電流を検出するようにした電流検出回路において、
前記増幅回路の＋と−の入力端子と前記シャント抵抗の両端とが、当該シャント抵抗の両端の電位差を減衰させるべく、同一の抵抗値を有する一対の抵抗型アッテネータを介して接続されている電流検出回路。
請求項１に記載の電流検出回路において、
前記一対の抵抗型アッテネータの抵抗値が、前記増幅回路の−と＋の入力端子と前記シャント抵抗の両端との間に接続された分圧回路の分圧比により調整されるように構成されている電流検出回路。
請求項１又は請求項２に記載の電流検出回路において、
前記一対の抵抗型アッテネータにより前記シャント抵抗の両端の電位差が１／２以下に減衰されるように構成されている電流検出回路。
請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電流検出回路において、
前記一対の抵抗型アッテネータと前記増幅回路の−と＋の入力端子との間に、それぞれ一端が接地された同種且つ同容量の一対のノイズ除去用コンデンサの他端が接続されている電流検出回路。
請求項１〜請求項４のいずれかに記載の電流検出回路において、
前記一対のノイズ除去用コンデンサの他端同士の間には、両ノイズ除去用コンデンサと同種且つ同容量のコンデンサの両端が接続されている電流検出回路。