JP4483524B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動装置における電流検出オフセットの補正に関する。

モータ駆動装置を用いた電流制御は、サーボモータの高速・高応答制御のために、アナログ回路の時代から一般的に行われてきた。近年は、マイクロコンピュータやＬＳＩ技術の進歩で、電流制御もディジタル化が進み、アナログ制御では設計上もコスト上も実現困難であった複雑な制御が可能となり、サーボモータを用いる機器の高性能・高機能化に大きく貢献している。

ここで、一般的なモータ駆動装置の電流制御について図を用いて説明する。

図１１において、モータ駆動装置１は、電流検出器１１を用いてサーボモータ２の３相電流を検出する。電流制御器１２は、３相電流検出値と位置検出器３からのモータ位置情報を用い、３相電流が電流指令に追従するよう３相電圧指令を生成し、パワー増幅器１３へ出力する。パワー増幅器１３は主電源４からの入力を制御することで、サーボモータ３に３相電圧指令どおりの電圧を印加する。

また、電流制御器１２は、ディジタル演算によるｄ−ｑ制御が用いられることが多い。３相電流検出値をｄ−ｑ変換器１２１により回転座標系であるｄ軸電流とｑ軸電流に変換し、ＰＩ制御器１２２で界磁成分であるｄ軸指令とトルク成分であるｑ軸指令と比較し、偏差をＰＩ演算することでｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を生成する。逆ｄ−ｑ変換器１２３は、これらｄ指令とｑ軸電圧指令を３相座標系に逆変換し、３相電圧指令を生成する。

このような電流制御系において、電流検出器１１はカレントトランスや高精度抵抗器による電流から電圧への変換、オペアンプなどによる増幅、Ａ／Ｄ変換器による離散化と量子化により構成されることが多い。これらアナログ回路の温度特性や過渡特性は、電流検出値に実電流とのオフセットを生じさせる。

この電流検出オフセットは、モータの電気角周期と同期したトルク変動を引き起こすため、可変速制御が基本のサーボモータではトルク変動の周波数が常時変化し、通常の周波数特性が一定である位置制御や速度制御でこれを抑制するのは非常に困難であった。

この電流制御の始まりにまでさかのぼる古くからの課題に対しては、非常に多くの改善提案がなされてきた。これらを大別すると以下の２通りとなる。

１）相電流が０となるタイミングの電流検出値をオフセット値として記憶し補正する（例えば、特許文献１または特許文献２参照）。

２）電気角周期と同期したトルク変動を抽出し電流検出オフセット値を随時調整する（例えば、特許文献３または特許文献４参照）。
特開平８−４７２８０号公報 特開昭６２−２３３０８４号公報 特開２００１−１８６７８４号公報 特表２０００−０１４８６６号公報

上述した１）の方式では、３相電流が必ず０となるタイミングを作り出すために、正常な電流制御状態とは異なる制御状態を必要とする。したがって、正常な電流制御状態で電流検出オフセットが変化した場合には対処できない点が最大の課題である。

例えば、特許文献１では、モータへの電圧印加を遮断する電圧指令遮断手段を備え、３相電流が０の状態を作り出す。一方、特許文献２では、モータの１２０°通電で非通電状態となる残り６０°区間を利用して、そのときの電流検出値をオフセット値としている。

なお、現在市販されている一般的なモータ駆動装置は、電源投入時あるいは通電開始直前の非通電状態において、電流検出オフセットを測定するものが多い。これらはすべて通電開始後の電流検出オフセット変動に対処できない。

２）の方式では、サーボモータの速度が一定でない場合には、電気角周期と同期したトルク変動が一定周波数とならないため、その成分を抽出するのが非常に困難になるという課題がある。また、電流制御の外側に位置制御あるいは速度制御ループを構成する場合、トルク変動が電流制御の外部の要因によるものなのか、電流検出オフセットによるものかを識別するのが難しい点も課題である。

例えば、特許文献３では、トルク変動を抽出する条件として、速度変動とトルク変動が一定値以下でなくてはならないという制約がある。また、特許文献４では、変化するトルク変動周波数を抽出する周波数可変のバンドパスフィルタの設計や、ｄ−ｑ軸間の非干渉化が必要となるなど、オフセット測定処理が非常に複雑になる。

さらに、いずれの方式も、例えば電流検出オフセットによるトルク変動周波数と、モータと負荷の間の共振点により生じるトルク変動周波数が重なった場合、それら２つを区別することはできない。

本発明は上記の課題を解決するものであり、電流検出オフセットにより生ずるトルク変動を抑制するモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために本発明は、３相モータの各相電流を検出する電流検出器と、与えられた電流指令に対し各相電流を追従させる各相電圧指令を生成する電流制御器と、各相電圧指令に応じた電圧を３相モータに印加するパワー増幅器を備えたモータ駆動装置において、前記電流制御器内に、モータ位置情報の演算周期間の差分からモータ速度を算出し、このモータ速度と電圧指令とを乗じる速度乗算器と、この速度乗算器の出力をモータ位置情報から電気角を計算しその１周期に当たる期間の積分結果を出力する電気角１周期積分器と、前記電気角１周期積分器の出力から各相電流検出器のオフセット量を決定する補正量計算器とを備え、前記補正量計算器の出力を電流検出器の検出値から減算することで電流検出器のオフセット値を補正するモータ駆動装置である。

本発明のモータ駆動装置によれば、駆動中の電流検出オフセット変化にリアルタイムで対応することができるため、電流検出オフセットが要因となる電気角周期と同期したトルク変動を大幅に抑制することができる。また加減速時などのトルク指令の変動や、モータ速度の変動にもロバストな電流検出オフセット測定を実現できる。

以下に、本発明の実施例及び参考例を説明する。

本発明の実施例１及び参考例１〜３について図面を用いて説明する。

（参考例１）
図１に示したモータ駆動装置の電流制御ブロック図は本発明の基本構成であり、従来の一般的なモータ駆動装置の電流制御ブロック（図１１）に対して、モータ各相の電圧指令とモータ位置情報と補正後の電流検出値を入力とし、電流検出オフセット補正値を出力とする電流検出オフセット補正器１２４を電流検出器の数だけ備える点が異なっている。

図２は、この電流検出オフセット補正器１２４ａのブロック構成を示すもので、５は電気角１周期の間積分する電気角１周期積分器、６は各相電流検出器のオフセット量を決定する補正量計算器である。説明上、実際のサーボモータ２の１相分を表すブロック図も追記している。

電気角１周期積分器５は、モータ位置情報θから電気角を計算し、その１周期に当たる期間の電圧指令Ｖｕの積分結果を出力する。後述する理由により、この積分結果は電流検出オフセットＩｕ＿ｏｆｓ＊に比例する値となるため、補正量計算器６はこれを０に制御するための電流検出オフセット補正量Ｉｕ＿ｏｆｓを出力する機能を備えればよい。例えば、積分結果に一定のゲインを掛けた値を出力する、あるいは積分結果の符号に応じ一定量の補正値を加減算するなどが考えられる。

次に、電圧指令Ｖｕの電気角１周期の積分結果が、なぜ電流検出オフセットＩｕ＿ｏｆｓ＊に比例するのかを、図３を用いて説明する。ここではモータ速度一定、トルク指令一定と仮定する。ここで記号に＊が付いている値はモータ駆動装置では直接観測できない値である。

電流検出オフセット補正量Ｉｕ＿ｏｆｓが０の場合の、電気角１周期分の値を図３の左側に示す。電流検出値Ｉｕは、図１に示された電流フィードバック制御の働きにより、モータ速度一定、トルク指令一定の場合、電気角１周期と同期したオフセットのない正弦波となるが、これはみかけ上のもので、実際にモータに流れる実電流Ｉｕ＊は電流検出オフセットＩｕ＿ｏｆｓ＊を引いた値となる。

この実電流Ｉｕ＊を流すための印加電圧Ｖｕ＊は、実電流Ｉｕ＊にモータ１相分のインピーダンスＺｍを乗じた値となる。実機においてこの印加電圧Ｖｕ＊を加えるには、誘起電圧Ｅｕ＊と、外乱電圧Ｖｕ＿ｄ＊分を減算した値を電圧指令Ｖｕとして与えることになる。ここで外乱電圧Ｖｕ＿ｄ＊としては、パワー増幅器１３でＰＷＭ制御を行う際のデッドタイムにより生じる電圧誤差が支配的であり、実電流Ｉｕ＊の向きに比例して一定電圧Ｖｄが加わるとした。

これらすべてを電気角１周期分積分すると、積分結果は図３の右側の値となる。電流検出値Ｉｕはオフセットのない正弦波なので０となるが、実電流Ｉｕ＊は電流検出オフセット量ΔＩｕに積分時間Ｔを乗じた値が引かれて−Ｔ×ΔＩｕとなる。印加電圧Ｖｕ＊はこれにモータのインピーダンスＺｍを乗じて−Ｔ×ΔＩｕ×Ｚｍとなる。誘起電圧Ｅｕ＊は、電気角１周期と同期した周期で振幅がモータ速度に比例した正弦波なので、積分結果は０となる。外乱電圧Ｖｕ＿ｄ＊は電流検出オフセット量ΔＩｕにより、実電流Ｉｕ＊のゼロクロス点が電気角の１８０°からずれた時間をθｏｄとすると、大きさはＶｄ×２θｏｄとなり、符合はΔＩｕと同じとなる。

これらの結果、電圧指令Ｖｕを電気角１周期積分した結果は、電流検出オフセット量ΔＩｕによる−Ｔ×ΔＩｕ×Ｚｍと、外乱電圧Ｖｄによる値を加算した値となり、どちらもΔＩｕと負の相関をもつことが分かる。

したがって、補正量計算器６を用いて電流検出オフセット補正量Ｉｕ＿ｏｆｓを変化させると、電流検出オフセット量ΔＩｕが等価的に０に近づくように小さくなり、最終的には全ての積分結果が０に収束することで、電流検出オフセットの補正が完了する。

（参考例２）
参考例１が一定速度、一定トルク指令の条件下で有効であるのに対して、参考例２はトルク指令が一定でない場合に有効であり、実施例１の電流検出オフセット補正器とはブロック構成が異なる。

参考例２における電流検出オフセット補正器１２４ｂのブロック構成を図４に示す。電流検出オフセット補正器１２４ｂは、実施例１で説明した電気角１周期積分器５、補正量計算器６に加えて、電流検出値Ｉｕを入力とし印加電圧推定値Ｖｕ＿ｅｓｔを出力とする印加電圧推定器７で構成され、指令電圧Ｖｕから印加電圧推定値Ｖｕ＿ｅｓｔを引いた結果を電気角１周期積分器５に入力している。

なお、印加電圧推定器７にはモータ１相分のモデルとして、抵抗値ＲとインダクタンスＬをあらかじめ測定しておき、（Ｒ＋Ｌｓ）を電流検出値Ｉｕに乗じるだけの非常に簡単な計算で実現できる。実現方法はさまざまだが、印加電圧推定器７の目的は電流検出オフセット値ΔＩｕの成分を持たない電圧指令値を得ることにある。

参考例１と同様に各部の値を電気角１周期分表したものを図５に示す。ここでは実施例２の効果を示すため、モータ速度は一定として、電気角の半周期でトルク指令の大きさが変化した場合を示している。

トルク指令が一定でない場合、電流検出値Ｉｕの電気角１周期積分結果は０にならず、ある値Ｓｕをとる。この値は、電流検出オフセット量ΔＩｕの成分とともに、実電流Ｉｕ＊、印加電圧Ｖｕ＊の積分結果にも現れる。しかし誘起電圧Ｖｕの積分結果はモータ速度一定のため０のままであり、外乱電圧Ｖｄの積分結果が電流検出オフセット量ΔＩｕと相関する関係も変わらない。

これらの結果、電圧指令Ｖｕにはトルク指令が変化しない場合と比較して、電流Ｓｕ×Ｚｍだけの誤差が生じる。ここで誤差分は印加電圧推定器７が出力する印加電圧推定値Ｖｕ＿ｅｓｔを電気角１周期積分した値と同じになる。

したがって、参考例２の構成により、トルク指令変動のない参考例１の構成と同じ結果が得られる。

（参考例３）
参考例３は実施例２と同様にトルク指令が一定でない場合に有効であり、電流検出オフセット補正器のブロック構成が異なる。

図６に示したように、電流検出オフセット補正器１２４ｃは、実施例２の印加電圧推定器７の代わりに、電圧指令Ｖｕから電流推定値Ｉｕ＿ｅｓｔを得る電流推定器８を備えている。

電流推定器８には、モータ１相分のモデルとして抵抗値ＲとインダクタンスＬをあらかじめ測定しておき、１／（Ｒ＋Ｌｓ）を電圧指令Ｖｕに乗じるだけの非常に簡単な計算で実現できる。また、特開２００２−２５２９９１号公報に記載の電流検出オブザーバを用いれば、より高精度な電流推定値Ｉｕ＿ｅｓｔを得られる。実現方法はさまざまだが、電流推定器８の目的は電流検出オフセット値ΔＩｕの成分を持たない電流推定値を得ることにある。

参考例２と同様に各部の値を電気角１周期分表したものを図７に示す。電流推定値Ｉｕ＿ｅｓｔは、電圧指令Ｖｕをモータ１相分のインピーダンスで除した値となるため、電気角１周期積分結果は、電流検出オフセット量ΔＩｕの成分とともに電流検出値Ｉｕの電気角１周期積分結果Ｓｕを持つ。したがって、電流検出値Ｉｕの積分結果との差をとることで、実施例１同様にΔＩｕと負の相関をもつ値が得られる。

（実施例１）
実施例１はモータの速度指令が一定でない場合に有効であり、参考例１の電流検出オフセット補正器とはブロック構成が異なる。

図８に示すように、電流検出オフセット補正器１２４ｄは、参考例１で説明した電気角１周期積分器５、補正量計算器６に加えて、モータ位置θの演算周期間の差分からモータ速度を算出し、電圧指令Ｖｕと乗じる速度乗算器９を備えており、その出力を電気角１周期積分器５に入力している。

このモータ速度の乗算により、モータ速度が一定でない場合もモータ速度が一定の場合と同じ電流検出オフセット補正ができる。これについて図９を用いて説明する。

図９において、ａ）はモータ速度がω０で一定の場合の電流検出値Ｉｕを示している。前述のとおり電気角１周期分の積分結果は０となる。しかし、ｂ）のようにモータ速度が半周期の間はω０で、残り半周期の間ω０／２と変化した場合、前半の半周期の積分結果は２Ａｕ／ω０だが、モータ速度に逆比例して後半の半周期の時間は２倍になるため積分結果は−４Ａｕ／ω０となる。したがって電気角１周期分の積分結果は０とならず、−２Ａｕ／ω０という値になってしまう。

ここで、積分結果がモータ速度に逆比例することに注目すると、電流検出値Ｉｕにモータ速度ωｍを乗ずることで、このモータ速度による積分時間の伸縮の影響を打ち消せることが分かる。乗算結果Ｉｕ×ωｍをｃ）に示すが、モータ速度が１／２となってために積分時間が２倍になった分を、乗算結果の振幅が１／２となることで打ち消していることが分かる。

この等価性は数式でも表せる。電流検出値Ｉｕをモータ位置θの関数と考えると、Ｉｕ（ｔ）＝Ｉ（θ（ｔ））となる。このθ（ｔ）は、時間ｔにおけるモータ位置θを示しており、モータ速度ω（ｔ）は、モータ位置θ（ｔ）の微分なので乗算結果は、Ｉｕ（ｔ）×ω（ｔ）＝Ｉ（θ（ｔ））×ｄθ（ｔ）／ｄｔとなる。さらに、上式の両辺を時間ｔで不定積分すると、∫（Ｉｕ（ｔ）×ω（ｔ））ｄｔ＝∫（Ｉ（θ（ｔ））×ｄθ（ｔ）／ｄｔ）ｄｔ＝∫（Ｉ（θ））ｄθとなる。

この式を見ると、時間ｔとの関連が全くなくなっていることが分かる。すなわち速度ω（ｔ）が変化しても、乗算結果の電気角１周期分の積分結果は常に同じとなる。

この結果は電流検出値Ｉｕだけでなく、電気角の関数で表せる電圧指令Ｖｕなどすべての値に適用できるため、図８における各部の値は図１０のように表せる。横軸が時間から位置に置き換わっている点が重要で、モータ速度への依存性がなくなっていることを示している。

参考例１と同じ理由で、指令電圧Ｖｕにモータ速度ωｍを乗じた値の電気角１周期積分結果は、電流検出オフセット量ΔＩｕと負の相関を持つ。

上述した実施例から明らかなように、駆動中の電流検出オフセット変化にリアルタイムで対応することができるため、電流検出オフセットが要因となる電気角周期と同期したトルク変動を大幅に抑制することができる。また加減速時などのトルク指令の変動や、モータ速度の変動にもロバストな電流検出オフセット測定を実現できる。

本発明のモータ駆動装置は、３相モータに限定されず、電流フィードバック制御を行うリニアモータやＤＣモータなどにも有用である。

本発明の実施例及び参考例のモータ駆動装置における電流制御ブロック図 参考例１における電流検出オフセット補正器のブロック図 参考例１における測定動作説明図 参考例２における電流検出オフセット補正器のブロック図 参考例２における測定動作説明図 参考例３における電流検出オフセット補正器のブロック図 参考例３における測定動作説明図 本発明の実施例１における電流検出オフセット補正器のブロック図 （ａ）速度一定における速度乗算器の効果説明図、（ｂ）速度が一定でない場合の速度乗算器の効果説明図、（ｃ）モータ速度を乗算した場合の速度乗算器の効果説明図 本発明の実施例１における測定動作説明図 従来のモータ駆動装置における電流制御ブロック図

１ モータ駆動装置
１１ 電流検出器
１２ 電流制御器
１２１ ｄ−ｑ変換器
１２２ ＰＩ制御器
１２３ 逆ｄ−ｑ変換器
１２４、１２４ａ、１２４ｂ、１２４ｃ、１２４ｄ 電流検出オフセット補正器
１３ パワー増幅器
２ ３相モータ
３ 位置検出器
４ 主電源
５ 電気角１周期積分器
６ 補正量計算器
７ 印加電圧推定器
８ 電流推定器
９ 速度乗算器

Claims (1)

1. ３相モータの各相電流を検出する電流検出器と、与えられた電流指令に対し各相電流を追従させる各相電圧指令を生成する電流制御器と、各相電圧指令に応じた電圧を３相モータに印加するパワー増幅器を備えたモータ駆動装置において、前記電流制御器内に、モータ位置情報の演算周期間の差分からモータ速度を算出し、このモータ速度と電圧指令とを乗じる速度乗算器と、この速度乗算器の出力をモータ位置情報から電気角を計算しその１周期に当たる期間の積分結果を出力する電気角１周期積分器と、前記電気角１周期積分器の出力から各相電流検出器のオフセット量を決定する補正量計算器とを備え、前記補正量計算器の出力を電流検出器の検出値から減算することで電流検出器のオフセット値を補正するモータ駆動装置。

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