JP5121951B2 - レゾルバ異常検出装置 - Google Patents

Description

この発明は、例えばブラシレスモータなどの回転子の回転角検出センサとして用いられるレゾルバの異常を検出するレゾルバ異常検出装置に関するものである。

一般に、ブラシレスモータなどの回転子の回転角を検出するセンサとしてレゾルバが知られている。以下、このレゾルバの一般的構成と動作について図４のブロック図と図５のタイミングチャートに従って概説する。

図４に示すように、レゾルバ１は、励磁コイル１１と、回転角のＳＩＮ値（正弦値）を検出するＳＩＮ検出コイル１２と、回転角のＣＯＳ値（余弦値）を検出するＣＯＳ検出コイル１３と、図示していないブラシレスモータの軸と一体になって回転するロータ１４から構成されている。励磁コイル１１とＳＩＮ検出コイル１２、及びＣＯＳ検出コイル１３は、ロータ１４を介してトランス結合されており、励磁コイル１１に図５のＡに示す交流電圧の励磁信号Ｖｅを加えると、ＳＩＮ検出コイル１２とＣＯＳ検出コイル１３の両端にはトランス結合の変圧比に応じた振幅を持つ交流信号が出力される。従って、ロータ１４の外周をブラシレスモータの回転角に応じた所定の形状にすることにより、ＳＩＮ検出コイル１２の両端には、図５のＢに示すように回転角のＳＩＮ値が出力され、ＣＯＳ検出コイル１３の両端には図５のＣに示すように回転角のＣＯＳ値が出力される。

このＳＩＮ検出コイル１２の両端の電圧差をＳＩＮ差動増幅器２にて差動増幅し、その出力の山の値から谷の値を減ずればブラシレスモータの回転角のＳＩＮ値が得られ、ＣＯＳ検出コイル１３の両端の電圧差をＣＯＳ差動増幅器３にて差動増幅し、その出力の山の値から谷の値を減ずればブラシレスモータの回転角のＣＯＳ値が得られる。このＳＩＮ値をＣＯＳ値で除して得たＴＡＮ（正接）の逆関数（ａｒｃＴＡＮ）から回転角が求まる。なお、出力の山と谷については、図５中に丸印を付して示している。

次に、このレゾルバ１を用いたブラシレスモータの一般的電流制御について図６のブロック図に従って概説する。同図において、符号４はブラシレスモータを示し、符号５はその制御装置を示している。制御装置５は、ブラシレスモータ４を駆動するインバータ回路５１と、インバータ回路５１を構成するＦＥＴ(電界効果トランジスタ)のゲートを駆動するゲート駆動回路５２と、インバータ回路５１に設けられた電流検出抵抗Ｒの出力を増幅してブラシレスモータ４の各相の電流を検出する電流検出回路５３と、ブラシレスモータ４の通電電流を制御するマイクロコンピュータ５４とから構成されている。

マイクロコンピュータ５４は、電流検出回路５３にて検出したブラシレスモータ４の各相の電流をＡ／Ｄ変換器Ｂ１にて読み込むと共に、ブラシレスモータ４に内設されてブラシレスモータ４の回転角を検出するレゾルバ１の出力を読み取り、回転角算出手段Ｂ２にて回転角を求める。この回転角の算出手法は、図４及び図５にて前述した通りである。

次に、ｑ軸電流算出手段Ｂ３にて、先に読み込んだ各相の電流値と回転角から所定の演算式に基づいてｑ軸電流を算出する。ここでｑ軸電流とは、各相の電流を回転角に基づいて合成して得られる電流であって、ブラシレスモータ４の出力トルクはこのｑ軸電流に比例する。

次に、電流制御手段Ｂ４では、外部から入力される設定された目標電流と先にｑ軸電流算出手段Ｂ３で求めたｑ軸電流とが一致するように、ブラシレスモータ４を駆動すべき電
圧指令値を算出する。次に、３相電圧指令算出手段Ｂ５では、この電圧指令値と回転角からブラシレスモータ４の各相に加えるべき３相電圧指令値を算出する。

次に、ＰＷＭパルス発生手段Ｂ６では、この３相電圧指令値に応じて３相に加えるべきＰＷＭパルスを発生する。インバータ回路５１はゲート駆動回路５２を介してこのＰＷＭパルスにより駆動されてブラシレスモータ４を通電する。以上のようにして、ブラシレスモータ４には外部より設定された目標電流に従った電流が通電される。

次に、ＰＷＭパルス発生手段Ｂ６でのＰＷＭパルスの発生方法について図７のタイミングチャートに従って概説する。マイクロコンピュータ５４は三角波を発生するＰＷＭタイマを備え、このＰＷＭタイマの発生値と、３相電圧指令算出手段Ｂ５で求めた電圧指令値とを比較することによってＰＷＭパルスを発生する。この電圧指令値が増減することによりブラシレスモータ４に加わるＰＷＭパルスのデューティが制御され、ブラシレスモータ５に所望の電流が通電される。ここで、ＰＷＭタイマの周波数、つまりＰＷＭパルスの周波数は例えば２０ＫＨｚに設定されている。

以上のように、レゾルバ１はブラシレスモータ４の回転角を検出し、ブラシレスモータ４の電流制御に用いられている。

ところで、ブラシレスモータの回転角を検出するレゾルバに、検出コイルの断線や短絡が生じた場合の異常状態を検出する装置として、特許文献１に開示された技術が知られている。

特開２００９−１６２６７０号公報

上記特許文献１に開示された技術は、検出コイルの一端に異常検出のための交流信号を重畳し、該検出コイルの他端でこの交流信号を観測することによってレゾルバの検出コイルの断線や短絡等の異常状態を検出しようとするものである。即ち、レゾルバの検出コイルに異常が生じた場合には、該検出コイルの一端に重畳した交流信号が他端には正常に伝わらないので、この他端の信号を観測することによってレゾルバの異常を検出するものである。

しかし、この従来技術では、異常検出のための交流信号を常時重畳するので、回転角検出のための交流の励磁信号と異常検出のための交流信号とを完全に分離することが難しい問題がある。また、これを回避するために特定の区間で異常検出のための交流信号を停止する措置を講ずれば、回路構成が複雑になり、信号処理が煩雑となる。

また、この従来技術によれば、異常検出のための交流信号をコイルの他端で観測するので、回転角検出に必要な入力手段とは別に新たな入力手段が必要となる問題がある。

この発明は、これらの従来技術の問題を除去するためになされたもので、その目的は、簡潔で安価な回路構成にて、回転角の検出と異常検出とが互いに影響を与えることのないレゾルバ異常検出装置を提供することにある。

この発明に係るレゾルバ異常検出装置は、回転子の回転角を検出するレゾルバの異常を
検出するレゾルバ異常検出装置であって、上記レゾルバの検出コイルの両端電圧差が零となるタイミングにてテストパルスを発生するテストパルス発生手段と、上記テストパルス発生手段が発生するテストパルスから高調波成分を除去して略正弦波状のテスト信号を生成するフィルタと、上記フィルタにより生成されるテスト信号の交流成分を所定の抵抗を介して上記検出コイルの一端に加える手段と、上記検出コイルの両端の電圧差を差動増幅する差動増幅器と、上記差動増幅器の出力を上記テストパルスの発生タイミングに合わせてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、上記Ａ／Ｄ変換器の変換値が予め定められた所定値の範囲内に無い場合に上記レゾルバが異常であると判定する異常検出手段と、を備えたものである。

この発明によれば、回転角検出のための差動増幅器の出力の零クロスのタイミングでの値から異常を検出するようにしているので、異常検出のための新たな入力手段は必要が無く、簡潔で安価な回路にて構成出来ると共に、検出コイルの両端電圧差が零となる零クロスのタイミングにて高調波成分を除去した略正弦波状のテスト信号を所定の抵抗を介して交流的に加算しているので、回転角の検出と異常検出とが相互に影響を与えることのないレゾルバ異常検出装置を提供することが出来る。

この発明の実施の形態１に係るレゾルバ異常検出装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係るレゾルバ異常検出装置の動作を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１に係るレゾルバ異常検出装置によるゾルバの異常検出方法を説明するブロック図である。 レゾルバの一般的構成と動作を示すブロック図である。 レゾルバの一般的動作を示すタイミングチャートである。 従来装置によるブラシレスモータの電流制御を示すブロック図である。 従来装置によるＰＷＭパルス発生の動作を示すタイミングチャートである。

以下、添付の図面を参照して、この発明に係るレゾルバ異常検出装置について好適な実施の形態を説明する。なお、この実施の形態により発明が限定されるものではなく、諸種の設計的変更を含むものである。

実施の形態１.
以下、この発明の実施の形態１に係るレゾルバ異常検出装置について説明する。図１は、実施の形態１に係るレゾルバ異常検出装置の構成を示すブロック図で、図２は、その動作を現すタイミングチャートである。なお、図１において、従来技術を説明する図４あるいは図６の符号と同一符号は、同一又は相当部分を示している。

マイクロコンピュータ５４は、励磁パルス発生手段Ｂ７にて、レゾルバ１の励磁コイル１１を励磁するためのデューティ比５０％の励磁パルスを発生する。図２のＢで示す励磁パルスは、上記図７で説明したように、ＰＷＭタイマＢ８の出力に同期して発生される。図２では、Ａで示すＰＷＭタイマＢ８の周期を２分の１に分周して励磁パルスを得る場合を示している。この励磁パルスを抵抗とコンデンサから成る２段のＣＲフィルタ２０を通して高調波成分を除去することにより、図２のＤに示す略正弦波状の励磁信号が生成される。この励磁信号の交流成分をオペアンプとコンデンサから成るバッファ回路２１を介してレゾルバ１の励磁コイル１１に加える。このように、励磁信号をＰＷＭタイマＢ８と同期して発生させることによりＰＷＭパルスにより発生されるノイズの影響を回避すること
が出来る。

次に、マイクロコンピュータ５４のテストパルス発生手段Ｂ９は、レゾルバ１の異常を検出するためのテストパルスを、図２のＣに示すように、レゾルバ１の検出コイル（ＳＩＮ検出コイル１２とＣＯＳ検出コイル１３）の両端の電圧差が零となるタイミング、即ち、零クロスのタイミングにて１個発生する。そして、抵抗とコンデンサから成る２段の第１のＣＲフィルタ２２、及び第２のＣＲフィルタ２３により、該テストパルスから高調波成分を除去して図２のＥに示すテスト信号を得る。その交流成分を、抵抗Ｒｓ１を介してＳＩＮ検出コイル１２に加え、抵抗Ｒｓ２を介してＣＯＳ検出コイル１３に加える。ここで、テストパルスの幅をＴｐとすると、テスト信号の波形は図２のＥに示すように、Ｔｐの約２倍の時間を１周期とする正弦波信号の２分の１の波形に相当する形状となる。つまり、２Ｔｐの逆数を周波数Ｆｔｐとする高周波正弦波信号の２分の１の区間の波形に相当する形状となる。

ここで、第１のＣＲフィルタ２２と第２のＣＲフィルタ２３は同一に機能するものであって、マイクロコンピュータ５４から出力される１つのテストパルスによって駆動され、第１のＣＲフィルタ２２はＳＩＮ検出コイル１２にテスト信号を加え、第２のＣＲフィルタ２３はＣＯＳ検出コイル１３にテスト信号を加える。

次に、上記のテスト信号を加えたことによるＳＩＮ差動増幅器２の出力について説明する。ＳＩＮ差動増幅器２のマイナス側の入力を基準として、プラス側には、テスト信号を抵抗Ｒｓ１とＳＩＮ検出コイル１２のインダクタンスＬｓ１で分圧した電圧が加わる。また、上記で説明したように、テスト信号の周波数はＦｔｐ相当となるので、この分圧した電圧Ｖｓ１は次式にて与えられる。

ＳＩＮ差動増幅器２の出力にはこの分圧した電圧Ｖｓ１を所定倍増幅した電圧が出力されるので、この出力はＳＩＮ検出コイル１２のインダクタンスＬｓ１に比例している。

以上の説明は、ＳＩＮ検出コイル１２とＳＩＮ差動増幅器２について説明したが、ＣＯＳ検出コイル１３とＣＯＳ差動増幅器３についても同様に、ＣＯＳ差動増幅器３の出力にはＣＯＳ検出コイル１３のインダクタンスＬｓ２に比例した電圧が得られる。

以上説明したテスト信号による出力と励磁信号による出力とを合わせて、ＳＩＮ差動増幅器２の出力には図２のＦに示す信号が出力され、ＣＯＳ差動増幅器３の出力には図２のＧに示す信号が出力される。マイクロコンピュータ５４は、図２のＦに丸印を付して示すように、ＳＩＮ差動増幅器２の出力を前述した山のタイミングでＡ／Ｄ変換してＳＩＮ値の山の値を得て、谷のタイミングでＡ／Ｄ変換してＳＩＮ値の谷の値を得て、零クロスのタイミングでＡ／Ｄ変換してテスト信号による結果の値を得る。同様に、図２のＧに丸印を付して示すように、ＣＯＳ差動増幅器３の出力を前述した山のタイミングでＡ／Ｄ変換してＣＯＳ値の山の値を得て、谷のタイミングでＡ／Ｄ変換してＣＯＳ値の谷の値を得て、零クロスのタイミングでＡ／Ｄ変換してテスト信号による結果の値を得る。

ここで、ＳＩＮ値の山の値からＳＩＮ値の谷の値を減じて得たＳＩＮ値の振幅がブラシ
レスモータ（図示せず）の回転角に応じてＳＩＮ状に変化し、ＣＯＳ値の山の値からＣＯＳ値の谷の値を減じて得たＣＯＳ値の振幅がブラシレスモータの回転角に応じてＣＯＳ状に変化する。ブラシレスモータの回転角は、上記にてＡ／Ｄ変換して取り込んだＳＩＮ値の山の値、ＳＩＮ値の谷の値、ＣＯＳ値の山の値、ＣＯＳ値の谷の値から、前述の図４で説明した手順により算出される。なお、図２では、例えば回転角が４５度の場合のように、ＳＩＮ値とＣＯＳ値の振幅の正負の極性が逆になった状態を示している。

次に、テスト信号によるレゾルバ１の異常検出について説明する。今、レゾルバ１のＳＩＮ検出コイル１２、又はその配線に断線や短絡等の異常が生じた場合、ＳＩＮ差動増幅器２から見たＳＩＮ検出コイル１２のインダクタンスＬｓ１は正常な場合とは異なった値となる。例えば、図３（ａ）に×印を付して示すように断線した場合には、ＳＩＮ差動増幅器２から見たインダクタンスは開放状態となるので零クロスのタイミングでのＳＩＮ差動増幅器２の出力には正常時よりも大きな電圧が出力される。また、例えば図３（ｂ）に示すように、ＳＩＮ検出コイル１２の両端間、又は一部で短絡が生じた場合には、ＳＩＮ差動増幅器２から見たインダクタンスは正常時に比べて小さな値となるので、零クロスのタイミングでのＳＩＮ差動増幅器２の出力には、正常時よりも小さな電圧が出力される。なお、以上の説明ではＳＩＮ検出コイル１２について説明したが、ＣＯＳ検出コイル１３についても同様である。

マイクロコンピュータ５４は、この零クロスのタイミングにてＳＩＮ差動増幅器２、ＣＯＳ差動増幅器３の出力を第１及び第２のＡ／Ｄ変換器Ｂ１０、Ｂ１１でＡ／Ｄ変換し、異常検出手段Ｂ１２、又は異常検出手段Ｂ１３にて、その値が正常時に取り得る所定の値の範囲内にない時にはレゾルバ１が異常であると判定して、モータ駆動停止判定手段Ｂ１４にて以降のブラシレスモータの駆動を停止する。

以上の説明で、第１及び第２のＡ／Ｄ変換器Ｂ１０、Ｂ１１の変換のタイミングはＡ／Ｄタイミング発生手段Ｂ１５で与えられる。Ａ／Ｄタイミング発生手段Ｂ１５は、前述したＰＷＭタイマＢ８と同期して動作し、山のタイミングと、谷のタイミングと、零クロスのタイミングでＡ／Ｄ変換が行われ、各々のタイミングに合わせて、ＳＩＮ差動増幅器２とＣＯＳ差動増幅器３の出力がＡ／Ｄ変換されて取り込まれる。前述したように、Ａ／Ｄ変換のタイミングをＰＷＭタイマＢ８と同期して行うことにより、ＰＷＭパルスによるノイズの影響を回避することが出来る。

なお、図１に基づく説明では、レゾルバ１の異常検出に関してのみ説明したが、ブラシレスモータの一般的電流制御に関しては、図６において説明した通りである。

以上のように、回転角は、山のタイミングで得たＡ／Ｄ変換値と谷のタイミングで得たＡ／Ｄ変換値から算出されるのに対して、テスト信号は零クロスの短い区間にて加算されるので、このテスト信号が回転角の検出に影響を与えることはない。

また逆に、テスト信号の加算とそれに基づくレゾルバ１の異常判定は、励磁信号によるＳＩＮ検出コイル１２及びＣＯＳ検出コイル１３の両端間電圧差が零となるタイミングで行われるので、この異常判定が回転角検出のための励磁信号の影響を受けることはない。

以上説明したように、実施の形態１に係るレゾルバ異常検出装置によれば，レゾルバ１の検出コイル１２、１３の両端間の電圧差が零となる零クロスのタイミングにて高調波成分を除去した略正弦波状のテスト信号の交流成分を抵抗Ｒｓ１、Ｒｓ２を介して検出コイル１２、１３の一端に加算し、検出コイル１２、１３の両端の電圧差を差動増幅して得た出力の零クロスのタイミングでの値から該検出コイル１２、１３のインダクタンスを求め、このインダクタンスの値からレゾルバ１の異常を検出するように構成したので、簡潔で安価な回路構成にて、回転角検出と異常検出とが相互に影響を与えることのないレゾルバ異常検出装置を提供することが出来る。

１ レゾルバ ２ ＳＩＮ差動増幅器
３ ＣＯＳ差動増幅器 ４ ブラシレスモータ
５ 制御装置 １１ 励磁コイル
１２ ＳＩＮ検出コイル １３ ＣＯＳ検出コイル
１４ ロータ ２０ ＣＲフィルタ
２１ バッファ回路 ２２ 第１のＣＲフィルタ
２３ 第２のＣＲフィルタ ５１ インバータ回路
５２ ゲート駆動回路 ５３ 電流検出回路
５４ マイクロコンピュータ Ｂ１ Ａ／Ｄ変換器
Ｂ２ 回転角算出手段 Ｂ３ ｑ軸電流算出手段
Ｂ４ 電流制御手段 Ｂ５ ３相電圧指令算出手段
Ｂ６ ＰＷＭパルス発生手段 Ｂ７ 励磁パルス発生手段
Ｂ８ ＰＷＭタイマ Ｂ９ テストパルス発生手段
Ｂ１０ 第１のＡ／Ｄ変換器 Ｂ１１ 第２のＡ／Ｄ変換器
Ｂ１２、Ｂ１３ 異常検出手段 Ｂ１４ モータ駆動停止判定手段
Ｂ１５ Ａ／Ｄタイミング発生手段 Ｒ 電流検出抵抗

Claims (6)

1. 回転子の回転角を検出するレゾルバの異常を検出するレゾルバ異常検出装置であって、
   上記レゾルバの検出コイルの両端電圧差が零となるタイミングにてテストパルスを発生するテストパルス発生手段と、
   上記テストパルス発生手段が発生するテストパルスから高調波成分を除去して略正弦波状のテスト信号を生成するフィルタと、
   上記フィルタにより生成されるテスト信号の交流成分を所定の抵抗を介して上記検出コイルの一端に加える手段と、
   上記検出コイルの両端の電圧差を差動増幅する差動増幅器と、
   上記差動増幅器の出力を上記テストパルスの発生タイミングに合わせてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
   上記Ａ／Ｄ変換器の変換値が予め定められた所定値の範囲内に無い場合に上記レゾルバが異常であると判定する異常検出手段と、
   を備えたことを特徴とするレゾルバ異常検出装置。
2. 回転子の回転角を検出するレゾルバの異常を検出するレゾルバ異常検出装置であって、
   上記回転角の正弦値を検出する正弦検出コイルと余弦値を検出する余弦検出コイルの各々の両端電圧差が零となるタイミングにてテストパルスを発生するテストパルス発生手段と、
   上記テストパルス発生手段が発生するテストパルスから高調波成分を除去して略正弦波状のテスト信号を生成するフィルタと、
   上記フィルタにより生成されるテスト信号の交流成分を所定の抵抗を介して上記正弦検出コイルの一端に加える手段と、
   上記正弦検出コイルの両端の電圧差を差動増幅する正弦差動増幅器と、
   上記正弦差動増幅器の出力を上記テストパルスの発生タイミングに合わせてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
   上記Ａ／Ｄ変換器の変換値が予め定められた所定値の範囲内に無い場合に上記レゾルバが異常であると判定する異常検出手段と、
   を備えたことを特徴とするレゾルバ異常検出装置。
3. 回転子の回転角を検出するレゾルバの異常を検出するレゾルバ異常検出装置であって、
   上記回転角の正弦値を検出する正弦検出コイルと余弦値を検出する余弦検出コイルの各々の両端電圧差が零となるタイミングにてテストパルスを発生するテストパルス発生手段と、
   上記テストパルス発生手段が発生するテストパルスから高調波成分を除去して略正弦波状のテスト信号を生成するフィルタと、
   上記フィルタにより生成されるテスト信号の交流成分を所定の抵抗を介して上記余弦検出コイルの一端に加える手段と、
   上記余弦検出コイルの両端の電圧差を差動増幅する余弦差動増幅器と、
   上記余弦差動増幅器の出力を上記テストパルスの発生タイミングに合わせてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
   上記Ａ／Ｄ変換器の変換値が予め定められた所定値の範囲内に無い場合に上記レゾルバが異常であると判定する異常検出手段と、
   を備えたことを特徴とするレゾルバ異常検出装置。
4. 回転子の回転角を検出するレゾルバの異常を検出するレゾルバ異常検出装置であって、
   上記回転角の正弦値を検出する正弦検出コイルと余弦値を検出する余弦検出コイルの各々の両端電圧差が零となるタイミングにてテストパルスを発生するテストパルス発生手段と、
   上記テストパルス発生手段が発生するテストパルスから高調波成分を除去して略正弦波状のテスト信号を生成する第１及び第２のフィルタと、
   上記第１のフィルタにより生成されるテスト信号の交流成分を所定の抵抗を介して上記正弦検出コイルの一端に加える手段と、
   上記第２のフィルタにより生成されるテスト信号の交流成分を所定の抵抗を介して上記余弦検出コイルの一端に加える手段と、
   上記正弦検出コイルの両端の電圧差を差動増幅する正弦差動増幅器と、
   上記余弦検出コイルの両端の電圧差を差動増幅する余弦差動増幅器と、
   上記正弦差動増幅器の出力を上記テストパルスの発生タイミングに合わせてＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、
   上記余弦差動増幅器の出力を上記テストパルスの発生タイミングに合わせてＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、
   上記第１及び／又は第２のＡ／Ｄ変換器の変換値が予め定められた所定値の範囲内に無い場合に上記レゾルバが異常であると判定する異常検出手段と、
   を備えたことを特徴とするレゾルバ異常検出装置。
5. 上記回転子は、ブラシレスモータの回転子であり、上記テストパルスを上記ブラシレスモータに加えるＰＷＭパルスに同期して発生させることを特徴とする請求項１〜４の何れか一項に記載のレゾルバ異常検出装置。
6. 上記フィルタを、２つの抵抗と２つのコンデンサから成るＣＲフィルタで構成したことを特徴とする請求項１〜５の何れか一項に記載のレゾルバ異常検出装置。

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