JP2002199791A - 電流検出回路及びこれを備えたモータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】電流検出素子の出力信号を増幅する演算増幅器
の出力波形におけるピークの発生を防止する。 【解決手段】モータ電流を検出するシャント抵抗１１を
設け、シャント抵抗１１の一端と演算増幅器１２の反転
入力端子との間、シャント抵抗１１の他端と演算増幅器
１２の非反転入力端子との間に、それぞれ第１、第２抵
抗１３、１４を直列に設けると共に、第１、第２ダイオ
ード１５、１６の接続点、第３、第４ダイオード１７、
１８の接続点を、演算増幅器１２の反転入力端子及び非
反転入力端子にそれぞれ接続し、演算増幅器１２の反転
入力端子と出力端子間に第３抵抗２０及び第１コンデン
サ２１の並列回路を接続し、演算増幅器１２の反転入力
端子及び非反転入力端子それぞれとアースとの間に、第
２、第３コンデンサ２３、２４を設けている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、直流電源にスイ
ッチング手段を介して負荷を接続し、この負荷に流れる
電流を電流検出素子により検出し、この電流検出素子の
出力信号を演算増幅器により増幅して種々の制御対象の
制御等に利用する電流検出回路及びこれを備えたモータ
制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、３相ブラシレスＤＣモータを用い
た自動車用パワーステアリング装置には、モータを流れ
る電流を検出する電流検出回路を設け、異常に大きな値
の電流が流れることのないように電流制限すべく制御す
ることが行われている。このように、モータの電流を検
出する電流検出回路を備えた自動車用パワーステアリン
グ装置におけるモータ制御装置は、従来、例えば図４に
示すように構成されている。

【０００３】即ち、図４に示すように、ロータリエンコ
ーダ等から成る検出部ＳＤがステアリング（図示せず）
に設けられ、この検出部ＳＤから、９０゜位相のずれた
２相パルス信号が検出信号として信号変換部ＷＳに出力
され、信号変換部ＷＳにより検出信号が波形整形され、
波形整形された検出信号がマイクロコンピュータから成
る制御部ＣＯに入力される。

【０００４】そして、制御部ＣＯにより、検出信号に基
づいてステアリングを操作する舵角速度が検出され、制
御部ＣＯにより舵角速度の高、低に応じてステアリング
の操作トルクのアシスト量が決定され、決定されたアシ
ストトルクを発生すべく、制御部ＣＯから出力される制
御信号により、３相ブリッジインバータＩＶを構成する
複数のＭＯＳ−ＦＥＴ等から成るスイッチング素子がス
イッチングされ、直流電源（バッテリ）Ｅから３相ブラ
シレスＤＣモータＭの各巻線への通電路が複数のスイッ
チング素子により開閉制御されてモータＭが駆動され、
必要なアシストトルクが発生される。

【０００５】この３相ブラシレスＤＣモータＭを駆動す
る３相ブリッジインバータＩＶは、一般に図５に示すよ
うに構成されている。即ち、２個のスイッチング素子Ｓ
１、Ｓ２の直列回路により第１のアームＡ１が、２個の
スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の直列回路により第２のア
ームＡ２が、２個のスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の直列
回路により第３のアームＡ３がそれぞれ形成され、各ス
イッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にはフライホイールダイオー
ドＤ１〜Ｄ６がそれぞれ逆極性に接続されている。この
とき、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がＦＥＴの場合、各
々の寄生ダイオードがフライホイールダイオードＤ１〜
Ｄ６として機能する。ここで、容量を大きくするため
に、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６それぞれが２個（ま
たは２個以上）のＭＯＳ−ＦＥＴの並列構成になってい
ても構わない。

【０００６】このようなインバータＩＶの各アームＡ１
〜Ａ３それぞれにおける両スイッチング素子の接続点Ｐ
１、Ｐ２、Ｐ３に、モータＭの固定子の星形結線された
３相巻線Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３が接続され、インバータＩＶ
の接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の上側にある上側スイッチン
グ素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５の
一端がバスバーにより直流電源Ｅの正端子に接続され、
インバータＩＶの接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の下側にある
下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ
２、Ｓ４、Ｓ６の他端が、後述するシャント抵抗ＳＨを
介してバスバーにより直流電源Ｅの負端子に接続されて
いる。

【０００７】そして、図６に示すように、制御部ＣＯか
らの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、上側ス
イッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ
３、Ｓ５が１２０゜ずつずれてオンし、これと同様に制
御部ＣＯからの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号によ
り、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子
Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６が１２０゜ずつずれてオンする。

【０００８】このとき、制御部ＣＯは、上側スイッチン
グ素子群ＨＴの各アームＡ１〜Ａ３のスイッチング素子
Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５のうちオンしているスイッチング素子
のアームとは異なるアームの下側スイッチング素子群Ｌ
Ｔのスイッチング素子がオンするように制御信号を出力
し、かつオンすべき上側スイッチング素子群ＨＴのスイ
ッチング素子と下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチ
ング素子との組み合わせを、ホール素子から成る回転検
出手段（図示せず）により検出されるモータＭの回転子
の位置に関連して切り換える。尚、制御部ＣＯからイン
バータＩＶの下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチ
ング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６へはＰＷＭ制御信号が出力さ
れ、このＰＷＭにおけるデューティサイクルが制御され
てモータＭの回転数制御が行われる。

【０００９】また、図４に示すように、インバータＩＶ
の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に過電流が流れること
を防止して保護するために、各スイッチング素子Ｓ１〜
Ｓ６及びモータＭを流れるモータ電流を検出する電流検
出回路ＣＤ、及びこの電流検出回路ＣＤによる検出電流
値を予め定められた遮断電流値以下に制限する電流制限
部ＣＲが設けられている。

【００１０】電流検出回路ＣＤは、図４に示すように、
電流検出素子であるシャント抵抗ＳＨと、このシャント
抵抗ＳＨの両端電圧を増幅する演算増幅器Ａとにより構
成され、電流制限部ＣＲは、比較器ＣＰと、Ｄ−フリッ
プフロップＤＦと、３個のＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３
と、３個の反転回路ＩＧ１〜ＩＧ３とにより構成されて
いる。

【００１１】図４に示すように、シャント抵抗ＳＨは、
直流電源ＥからインバータＩＶへのマイナス側の通電路
に設けられ、このシャント抵抗ＳＨによりインバータＩ
Ｖの各スイッチングＳ１〜Ｓ６及びモータＭの各巻線Ｍ
１〜Ｍ３を流れるモータ電流が検出され、シャント抵抗
ＳＨの両端電圧が演算増幅器Ａにより増幅される。

【００１２】ところで、直流電源Ｅの負端子に接続され
たシャント抵抗ＳＨの一端と演算増幅器Ａの反転入力端
子との間には、入力抵抗Ｒ１が直列に接続され、シャン
ト抵抗ＳＨの他端と演算増幅器Ａの非反転入力端子との
間にも、入力抵抗Ｒ２が直列に接続されると共に、正電
源（図示せず）とアースとの間に過電圧保護素子である
２個のダイオードＤ１、Ｄ２が直列に接続され、両ダイ
オードＤ１、Ｄ２の接続点が演算増幅器Ａの反転入力端
子に接続され、これと同様に正電源とアースとの間に過
電圧保護素子である２個のダイオードＤ３、Ｄ４が直列
に接続され、両ダイオードＤ３、Ｄ４の接続点が演算増
幅器Ａの非反転入力端子に接続されている。尚、図４に
おいて、Ｒ３は演算増幅器Ａの反転入力端子と出力端子
間に設けられたゲイン設定用抵抗、Ｃはゲイン設定用抵
抗Ｒ３に並列に接続されたノイズ除去用コンデンサであ
る。

【００１３】更に、演算増幅器Ａの出力電位Ｃｍｏが比
較器ＣＰの非反転入力端子に入力され、正電源（図示せ
ず）とアースとの間に直列に設けられた２個の分圧用抵
抗Ｒ４、Ｒ５の接続点の電位が過電流保護のための基準
電位Ｖｔｈとして比較器ＣＰの反転入力端子に入力さ
れ、比較器ＣＰにより両入力端子の電位Ｃｍｏ、Ｖｔｈ
が比較される。この基準電位Ｖｔｈは、シャント抵抗Ｓ
Ｈにより検出されるモータ電流の値が、予め定められた
遮断電流値に達したときの演算増幅器Ａの出力電位Ｃｍ
ｏに相当する値に設定されている。

【００１４】また、図４に示すように、Ｄ−フリップフ
ロップＤＦの入力端子Ｄは正電源（図示せず）に接続さ
れ、クロック端子ＣＫには制御部ＣＯからのクロックパ
ルスが入力され、リセット端子Ｒには比較器ＣＰの出力
信号が入力される。

【００１５】更に、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３の一
方の入力端子は、制御部ＣＯから下側スイッチング素子
群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６へのＰＷ
Ｍ制御信号の出力端子に接続され、他方の入力端子はＤ
−フリップフロップＤＦのＱ出力端子に接続され、各Ａ
ＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条
件が成立したときにだけ、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ
３及び反転回路ＩＧ１〜ＩＧ３を介して下側スイッチン
グ素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６に
ＰＷＭ制御信号が出力され、ＡＮＤ条件が成立しないと
きには、制御部ＣＯから各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ
４、Ｓ６へのＰＷＭ制御信号が遮断される。

【００１６】そして、シャント抵抗ＳＨを流れるモータ
電流が所定の遮断電流値を超え、比較器ＣＰの非反転入
力端子の電位が反転入力端子の電位を上回れば、比較器
ＣＰの出力がローレベル（以下、Ｌという）からハイレ
ベル（以下、Ｈという）に反転し、上記したように各Ａ
ＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条
件が成立しなくなり、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３及
び反転回路ＩＧ１〜ＩＧ３を介した下側スイッチング素
子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６へのＰ
ＷＭ制御信号が遮断され、シャント抵抗ＳＨを流れるモ
ータ電流が遮断される。

【００１７】このとき、インバータＩＶでは、上側スイ
ッチング素子群ＬＴのオン状態のスイッチング素子及び
フライホイールダイオードを介してモータＭの巻線に循
環電流が流れ、この循環電流がなくなるまでに、Ｄ−フ
リップフロップＤＦのクロック端子ＣＫへの制御部ＣＯ
からのクロックパルスの出力タイミングで各ＡＮＤゲー
トＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立
し、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３及び反転回路ＩＧ１
〜ＩＧ３を介した下側スイッチング素子群ＬＴの各スイ
ッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６に制御信号が出力されて
再びモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３に流れる電流が回復す
る。

【００１８】このようにして、下側スイッチング素子群
ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６へのＰＷＭ
制御信号の断続により、モータＭに流れるモータ電流が
所定の遮断電流値以下に制限され、各スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ６の過電流による損傷から保護されている。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記したよ
うな構成のモータ制御装置では、モータＭに負荷がかか
った状態における演算増幅器Ａの出力電位Ｃｍｏの波形
は図７に示すように変化し、ＰＷＭ制御信号の立ち下が
りの直前にピークが発生し、このピークに外来ノイズが
重畳（図７中の出力電位Ｃｍｏの波形におけるスパイク
がノイズに相当する）することによって、本来の出力電
位Ｃｍｏが基準電位Ｖｔｈを超えていないにも拘わら
ず、比較器ＣＰの出力が上記したようにＬからＨに反転
し、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子
Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６へのＰＷＭ制御信号が遮断されてシャ
ント抵抗ＳＨを流れるモータ電流が遮断され、その結果
モータＭの回転数が急速に低下するという現象が発生し
ていた。特に、モータ負荷が定格負荷付近で運転中でか
つ高温のときに、このような現象が生じ易い。

【００２０】このように、演算増幅器Ａの出力波形にピ
ークが生じる原因として、シャント抵抗ＳＨを流れる電
流の大きさの変化が速いときには、図４に示す回路を実
装するプリント基板のパターン配線長の差を含む演算増
幅器Ａの反転、非反転入力端子への信号入力の応答時間
差により、演算増幅器Ａが追従できなくなってその出力
に図７に示すようなピークが生じるものと考えられる。

【００２１】そこで、本発明は、電流検出素子の出力信
号を増幅する演算増幅器の出力波形にピークが生じるこ
とを防止できるようにすることを第１の目的とする。

【００２２】また、本発明の第２の目的として、電流検
出回路を備えたモータ制御装置において、定格負荷前後
で運転中のモータ回転数が低下することを防止できるよ
うにする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記した第１の目的を達
成するために、本発明にかかる電流検出回路は、前記演
算増幅器の反転入力端子及び非反転入力端子それぞれと
アースとの間にコンデンサを設けたことを特徴としてい
る。

【００２４】このような構成によれば、電流検出素子に
より検出される電流の大きさの変化が速いときでも、そ
の変化がコンデンサの積分作用により緩和され、しかも
外来ノイズがコンデンサによって吸収されるため、演算
増幅器の出力波形にピークが生じることを防止でき、演
算増幅器の出力レベルがあるしきい値を超えるかどうか
に基づき、後段回路により何らかの負荷の制御を行うよ
うな場合に、演算増幅器の出力波形におけるピークやノ
イズによる悪影響を防止して安定した制御を実現するこ
とができる。

【００２５】また、本発明にかかる電流検出回路は、前
記演算増幅器の出力端子とアースとの間にコンデンサを
設けたことを特徴としている。このような構成によれ
ば、演算増幅器の出力端子側にもコンデンサを設けるこ
とで、外来ノイズをよりいっそう効果的に吸収すること
ができ、演算増幅器の出力レベルがあるしきい値を超え
るかどうかに基づき、後段回路により何らかの負荷の制
御を行うような場合に、外来ノイズの影響を確実に防止
でき、安定した制御を行うことができる。

【００２６】また、上記した第２の目的を達成するため
に、本発明にかかるモータ制御装置は、上記した電流検
出回路を備えており、前記負荷がモータから成り、複数
のスイッチング素子から成る駆動部と、前記駆動部の前
記各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力す
る制御部と、前記電流検出回路の前記電流検出素子によ
る検出電流値を予め定められた遮断電流値以下に制限す
る電流制限部とを備え、前記制御部からのスイッチング
制御信号により前記駆動部の前記各スイッチング素子を
スイッチングし、前記モータの巻線への通電路を開閉制
御して前記モータを駆動すると共に、前記電流検出回路
の前記演算増幅器の出力レベルが所定の基準値を超える
ときに、前記電流制限部により、前記検出電流値が所定
の遮断電流値を超えたと判断して前記制御部から前記ス
イッチング素子への制御信号を遮断することを特徴とし
ている。

【００２７】このような構成によれば、電流検出回路に
よる検出電流値が遮断電流値を超えていないにも拘わら
ず、演算増幅器の出力波形のピークやこれに重畳する外
来ノイズが原因で、電流制限部により、検出電流値が遮
断電流値を超えたと誤って判断されることを防止できる
ため、定格負荷前後で運転中のモータ回転数が低下して
しまう現象を防止することができる。しかも、電流制限
部により、電流検出回路による検出電流値を所定の遮断
電流値以下になるように電流制限を行うことで、過電流
による駆動部の各スイッチング素子の損傷を未然に防止
することができる。

【００２８】また、本発明にかかるモータ制御装置は、
前記モータが複数の前記巻線を有し、前記駆動部が、前
記スイッチング素子を２個直列接続して成るアームを、
前記巻線の数と同数備えたブリッジインバータを有し、
前記各アームにおける前記両スイッチング素子の接続点
に前記各巻線をそれぞれ接続し、前記インバータの前記
接続点の一方側にある一方側スイッチング素子群と他方
側にある他方側スイッチング素子群とを制御し、前記一
方側スイッチング素子群のいずれかの前記スイッチング
素子のオン及びこのスイッチング素子のアームとは異な
るアームの前記他方側スイッチング素子群の前記スイッ
チング素子のオンにより、前記巻線に電流を通流すると
共に、オンすべき前記一方側スイッチング素子群の前記
スイッチング素子と前記他方側スイッチング素子群の前
記スイッチング素子との組み合わせを、回転検出手段に
より検出される前記モータの回転子の位置に関連して切
り換えることによって前記各巻線への電流の通流方向を
切り換えて前記回転子の回転力を得るものであって、前
記電流制限部は、前記制御部から前記一方側スイッチン
グ素子群または前記他方側スイッチング素子群のいずれ
かの前記スイッチング素子への制御信号を遮断すること
を特徴としている。

【００２９】このような構成によれば、演算増幅器の出
力波形のピークやこれに重畳する外来ノイズが原因で、
電流制限部により、検出電流値が遮断電流値を超えたと
誤って判断されることを防止できるため、定格負荷前後
で運転中のモータ回転数が低下してしまうことを確実に
防止できる。一方、検出電流値が遮断電流値を超えたと
きには、駆動部の各スイッチング素子に流れる電流を所
定の遮断電流値以下に確実に抑えて各スイッチング素子
を保護できると同時に、モータの制御動作の信頼性を向
上することができる。

【００３０】

【発明の実施の形態】この発明の電流検出回路を備えた
モータ制御装置を、車両用パワーステアリングに適用し
た場合の一実施形態について図１及び図２を参照して説
明する。但し、図１はこの発明の一実施形態におけるモ
ータ制御装置の結線図、図２は動作説明用の波形図であ
る。

【００３１】図１に示すように、ロータリエンコーダ等
から成る検出部１がステアリング（図示せず）に設けら
れ、この検出部１から、９０゜位相のずれた２相パルス
信号が検出信号として後段の信号変換部２に出力され、
信号変換部２により検出信号が波形整形される。

【００３２】そして、波形整形された検出信号がマイク
ロコンピュータから成る制御部３に入力されると、制御
部３により検出信号に基づいて舵角速度、つまりステア
リングを操作する速度が検出され、制御部３によりその
舵角速度の高、低に応じてステアリングの操作トルクの
アシスト量が決定される。

【００３３】更に、決定されたアシストトルクを発生す
べく、制御部３から出力される制御信号により、駆動部
としての３相ブリッジインバータ４を構成する複数のＭ
ＯＳ−ＦＥＴ等から成るスイッチング素子がスイッチン
グされ、車両に搭載されたバッテリから成る直流電源６
から３相ブラシレスＤＣモータＭの各巻線への通電路が
複数のスイッチング素子により開閉制御されてモータＭ
が駆動され、必要なアシストトルクが発生されるのであ
る。

【００３４】ところで、この３相ブラシレスＤＣモータ
Ｍを駆動する３相ブリッジインバータ４は、上記した図
５に示す構成と同様に構成されているため、ここでは重
複した説明は省略し、以下の説明では図５を参照するこ
ととする。

【００３５】また、図１に示すように、インバータ４の
各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に過電流が流れることを
防止して保護するために、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ
６及びモータＭを流れるモータ電流を検出する電流検出
回路１０、及びこの電流検出回路１０による検出電流値
を予め定められた遮断電流値以下に制限する電流制限部
３０が設けられている。

【００３６】電流検出回路１０は、図１に示すように、
電流検出素子であるシャント抵抗１１と、このシャント
抵抗１１の両端電圧を増幅する演算増幅器１２とにより
構成され、電流制限部３０は、比較器３１と、Ｄ−フリ
ップフロップ３２と、３個のＡＮＤゲート３３、３４、
３５と、３個の反転回路３６、３７、３８とにより構成
されている。

【００３７】図１に示すように、シャント抵抗１１は、
直流電源６からインバータ４へのマイナス側のバスバー
から成る通電路に直列に設けられ、このシャント抵抗１
１によりインバータ４の各スイッチングＳ１〜Ｓ６及び
モータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３を流れるモータ電流が検出
され、シャント抵抗１１の両端電圧が演算増幅器１２に
より増幅される。

【００３８】ところで、直流電源６の負端子に接続され
たシャント抵抗１１の一端と演算増幅器１２の反転入力
端子との間には、入力抵抗である第１抵抗１３が直列に
接続され、シャント抵抗１１の他端と演算増幅器１２の
非反転入力端子との間には、入力抵抗である第２抵抗１
４が直列に接続されると共に、正電源（図示せず）とア
ースとの間に過電圧保護素子である第１、第２ダイオー
ド１５、１６が直列に接続され、両ダイオード１５、１
６の接続点が演算増幅器１２の反転入力端子に接続さ
れ、これと同様に正電源とアースとの間に過電圧保護素
子である第３、第４ダイオード１７、１８が直列に接続
され、両ダイオード１７、１８の接続点が演算増幅器１
２の非反転入力端子に接続されている。

【００３９】また、演算増幅器１２の反転入力端子と出
力端子間には、ゲイン設定用の第３抵抗２０及びノイズ
除去用の第１コンデンサ２１の並列回路が接続され、演
算増幅器１２の反転入力端子とアースとの間、及び非反
転入力端子とアースとの間には、それぞれ第２、第３コ
ンデンサ２３、２４が設けられている。

【００４０】更に、演算増幅器１２の出力電位Ｃｍｏが
比較器３１の非反転入力端子に入力され、正電源（図示
せず）とアースとの間に直列に設けられた第４、第５抵
抗３９、４０の接続点の電位が過電流保護のための基準
電位Ｖｔｈとして比較器３１の反転入力端子に入力さ
れ、比較器３１により両入力端子の電位Ｃｍｏ、Ｖｔｈ
が比較される。ここで、基準電位Ｖｔｈは、シャント抵
抗１１により検出されるモータ電流の値が、予め定めら
れた遮断電流値に達したときの演算増幅器１２の出力電
位Ｃｍｏに相当する値に設定されている。

【００４１】また、図１に示すように、Ｄ−フリップフ
ロップ３２の入力端子Ｄは正電源（図示せず）に接続さ
れ、クロック端子ＣＫには制御部３からの例えば１６ｋ
Ｈｚのクロックパルスが入力され、リセット端子Ｒには
比較器３１の出力信号が入力される。

【００４２】更に、各ＡＮＤゲート３３〜３５の一方の
入力端子は、制御部３から下側スイッチング素子群ＬＴ
の各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６へのＰＷＭ制御
信号の出力端子に接続され、他方の入力端子はＤ−フリ
ップフロップ３２のＱ出力端子に接続され、各ＡＮＤゲ
ート３３〜３５それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立し
たときにだけ、各ＡＮＤゲート３３〜３５及び反転回路
３６〜３８を介して下側スイッチング素子群ＬＴの各ス
イッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６にＰＷＭ制御信号が出
力され、ＡＮＤ条件が成立しないときには、制御部３か
ら各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６へのＰＷＭ制御
信号が遮断される。

【００４３】そして、シャント抵抗１１を流れるモータ
電流が所定の遮断電流値を超え、比較器３１の非反転入
力端子の電位（つまり演算増幅器１２出力電位Ｃｍｏ）
が反転入力端子の電位（基準電位Ｖｔｈ）を上回れば、
比較器３１の出力がＬからＨに反転し、上記したように
各ＡＮＤゲート３３〜３５それぞれの両入力のＡＮＤ条
件が成立しなくなり、各ＡＮＤゲート３３〜３５及び反
転回路３６〜３８を介した下側スイッチング素子群ＬＴ
の各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６へのＰＷＭ制御
信号が遮断され、シャント抵抗１１を流れるモータ電流
が遮断される。

【００４４】このとき、インバータ４では、上側スイッ
チング素子群ＬＴのオン状態のスイッチング素子及びフ
ライホイールダイオードを介してモータＭの巻線に循環
電流が流れ、この循環電流がなくなるまでに、Ｄ−フリ
ップフロップ３２のクロック端子ＣＫへの制御部３から
のクロックパルス（１６ｋＨｚ）の出力タイミングで各
ＡＮＤゲート３３〜３５それぞれの両入力のＡＮＤ条件
が成立し、各ＡＮＤゲート３３〜３５及び反転回路３６
〜３８を介した下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッ
チング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６に制御信号が出力されて再
びモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３に電流が流れ始め、シャ
ント抵抗１１にも電流が流れる。

【００４５】このように、下側スイッチング素子群ＬＴ
の各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６へのＰＷＭ制御
信号の断続により、モータＭに流れるモータ電流が断続
されて所定の遮断電流値以下に制限され、各スイッチン
グ素子Ｓ１〜Ｓ６の過電流による損傷から保護されてい
る。

【００４６】ところで、上記したように演算増幅器１２
の両入力端子に第２、第３コンデンサ２３、２４を設け
ると、モータＭに負荷がかかっている状態における演算
増幅器１２の出力電位Ｃｍｏの波形は図２に示すように
なり、コンデンサ２３、２４それぞれと第１、第２抵抗
１３、１４それぞれとの積分回路による積分作用によっ
て、シャント抵抗１１により検出されるモータ電流の大
きさに変化が生じてもその変化が緩和されるため、図７
に示す従来の出力電位Ｃｍｏの波形と比較しても明らか
なように、演算増幅器１２の出力電位Ｃｍｏの波形（図
２参照）にはピークが現れない。

【００４７】しかも、図２の波形に示すようにコンデン
サ２３、２４によって外来ノイズを吸収することがで
き、その結果、従来のように演算増幅器１２の出力波形
のピークにノイズが重畳することにより、出力電位Ｃｍ
ｏが基準電位Ｖｔｈを超えて、比較器３１の出力がＬか
らＨに反転することが防止される。

【００４８】そのため、演算増幅器１２の出力波形のピ
ークやこれに重畳する外来ノイズが原因で、電流制限部
３０により、シャント抵抗１１による検出電流値が所定
の遮断電流値を超えたと誤って判断されることがなく、
定格負荷前後で運転中におけるモータＭの回転数の低下
を確実に防止されるのである。

【００４９】従って、上記した実施形態によれば、定格
負荷前後で運転中のモータＭの回転数が低下してしまう
現象を防止することができ、演算増幅器１２の出力波形
にピークやノイズによる悪影響を防止して安定したモー
タＭの回転数制御を実現することができる。

【００５０】なお、本発明の他の実施形態として、図３
に示すように、演算増幅器１２の出力端子とアースとの
間に第４コンデンサ２６を設けてもよい。こうすると、
外来ノイズをよりいっそう効果的に吸収することがで
き、演算増幅器１２の出力波形に重畳するノイズの影響
をより確実に防止でき、安定したモータＭの回転数制御
が可能になる。

【００５１】また、上記した実施形態では、電流制限部
３０により、インバータ４の下側スイッチング素子群Ｌ
Ｔのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号を
断続するようにした場合について説明したが、上側スイ
ッチング素子群ＨＴスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５
への制御信号を断続しても構わない。

【００５２】更に、上記した実施形態において、制御部
３、比較器３１、Ｄ−フリップフロップ３２、ＡＮＤゲ
ート３３〜３５及び反転回路３６〜３８をマイコン化し
ても構わない。

【００５３】また、上記した実施形態では、本発明にお
ける電流検出回路１０を、自動車等の車両用パワーステ
アリングにおけるモータ制御装置に適用した場合につい
て説明しているが、本発明の適用範囲はこのようなパワ
ーステアリング用のモータ制御装置に限られるものでは
なく、これ以外にも、モータ等の負荷を駆動しかつその
負荷電流を検出して後段回路において何らかの制御を行
うものであれば、本発明を適用することが可能であり、
その場合の制御は上記したような電流の制限制御を始
め、検出電流値の電流制御であっても構わない。

【００５４】更に、本発明を適用可能なモータは、直流
電源により駆動されるモータであればよく、上記した３
相ブラシレスＤＣモータに限定されるものでないのはい
うまでもない。

【００５５】また、本発明は上記した実施形態に限定さ
れるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて
上述したもの以外に種々の変更を行うことが可能であ
る。

【００５６】

【発明の効果】以上のように、請求項１に記載の発明に
よれば、電流検出素子により検出される電流の大きさの
変化が速いときでも、その変化がコンデンサの積分作用
により緩和され、しかも外来ノイズがコンデンサによっ
て吸収されるため、演算増幅器の出力波形にピークが生
じることを防止でき、演算増幅器の出力レベルがあるし
きい値を超えるかどうかに基づき、後段回路により何ら
かの負荷制御を行うような場合に、演算増幅器の出力波
形におけるピークやノイズによる悪影響を防止して安定
した制御を実現することが可能になる。

【００５７】また、請求項２に記載の発明によれば、演
算増幅器の出力端子側にもコンデンサを設けることで、
外来ノイズをよりいっそう効果的に吸収することがで
き、演算増幅器の出力レベルがあるしきい値を超えるか
どうかに基づき、後段回路により何らかの負荷の制御を
行うような場合に、外来ノイズの影響を確実に防止で
き、安定した制御を行うことが可能になる。

【００５８】また、請求項３に記載の発明によれば、電
流検出回路による検出電流値が遮断電流値を超えていな
いにも拘わらず、演算増幅器の出力波形のピークやこれ
に重畳する外来ノイズが原因で、電流制限部により、検
出電流値が遮断電流値を超えたと誤って判断されること
を防止できるため、定格負荷前後で運転中のモータ回転
数が低下してしまう現象を防止することが可能になる。

【００５９】しかも、電流制限部により、電流検出回路
による検出電流値を所定の遮断電流値以下になるように
電流制限を行うことで、過電流による駆動部の各スイッ
チング素子の損傷を未然に防止することが可能になる。

【００６０】また、請求項４に記載の発明によれば、演
算増幅器の出力波形のピークやこれに重畳する外来ノイ
ズが原因で、電流制限部により、検出電流値が遮断電流
値を超えたと誤って判断されることを防止できるため、
定格負荷前後でのモータ回転数の低下を確実に防止する
ことが可能になる。

【００６１】更に、検出電流値が遮断電流値を超えたと
きには、駆動部の各スイッチング素子に流れる電流を所
定の遮断電流値以下に確実に抑えて各スイッチング素子
を保護できると同時に、モータの制御動作の信頼性を向
上することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施形態の結線図である。

【図２】この発明の一実施形態の動作説明図である。

【図３】この発明の一実施形態の一部の結線図である。

【図４】この発明の背景となるモータ制御装置の結線図
である。

【図５】図４に示す装置の一部の詳細な結線図である。

【図６】図４に示す装置の動作説明用のタイミングチャ
ートである。

【図７】図４に示す装置の動作説明用の波形図である。

【符号の説明】

３ 制御部 ４ ３相ブリッジインバータ（駆動部） ６ 直流電源 １０ 電流検出回路 １１ シャント抵抗（電流検出素子） １２ 演算増幅器 １３、１４ 第１、第２抵抗 １５〜１８ 第１〜第４ダイオード ２０ 第３抵抗 ２１ 第１コンデンサ ２３、２４、２６ 第２、第３、第４コンデンサ ３０ 電流制限部 ３１ 比較器 ３２ Ｄ−フリップフロップ ３３〜３５ ＡＮＤゲート ３６〜３８ 反転回路 ３９、４０ 第４、第５抵抗 Ｍ ３相ブラシレスＤＣモータ Ｍ１〜Ｍ３ 巻線 Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子 Ａ１〜Ａ３ アーム ＨＴ 上側スイッチング素子群 ＬＴ 下側スイッチング素子群

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 2G025 AA00 AB08 2G035 AA08 AB02 AC16 AD10 AD13 AD20 5H007 AA01 AA12 BB06 CA02 CB02 CB04 CB05 CC05 DC02 EA02 FA03 FA13 FA19 5H576 AA15 BB05 BB06 CC02 DD02 DD07 EE11 HB02 JJ19 KK01 LL22 MM02

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源にスイッチング手段を介して負
   荷を接続し、前記負荷に流れる電流を電流検出素子によ
   り検出してこの電流検出素子の出力信号を演算増幅器に
   より増幅する電流検出回路において、 前記演算増幅器の反転入力端子及び非反転入力端子それ
   ぞれとアースとの間にコンデンサを設けたことを特徴と
   する電流検出回路。
2. 【請求項２】 前記演算増幅器の出力端子とアースとの
   間にコンデンサを設けたことを特徴とする請求項１に記
   載の電流検出回路。
3. 【請求項３】 請求項１または２に記載の電流検出回路
   を備えたモータ制御装置であって、 前記負荷がモータから成り、 複数のスイッチング素子から成る駆動部と、前記駆動部
   の前記各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出
   力する制御部と、前記電流検出回路の前記電流検出素子
   による検出電流値を予め定められた遮断電流値以下に制
   限する電流制限部とを備え、 前記制御部からのスイッチング制御信号により前記駆動
   部の前記各スイッチング素子をスイッチングし、前記モ
   ータの巻線への通電路を開閉制御して前記モータを駆動
   すると共に、 前記電流検出回路の前記演算増幅器の出力レベルが所定
   の基準値を超えるときに、前記電流制限部により、前記
   検出電流値が所定の遮断電流値を超えたと判断して前記
   制御部から前記スイッチング素子への制御信号を遮断す
   ることを特徴とするモータ制御装置。
4. 【請求項４】 前記モータが複数の前記巻線を有し、前
   記駆動部が、前記スイッチング素子を２個直列接続して
   成るアームを、前記巻線の数と同数備えたブリッジイン
   バータを有し、前記各アームにおける前記両スイッチン
   グ素子の接続点に前記各巻線をそれぞれ接続し、前記イ
   ンバータの前記接続点の一方側にある一方側スイッチン
   グ素子群と他方側にある他方側スイッチング素子群とを
   制御し、前記一方側スイッチング素子群のいずれかの前
   記スイッチング素子のオン及びこのスイッチング素子の
   アームとは異なるアームの前記他方側スイッチング素子
   群の前記スイッチング素子のオンにより、前記巻線に電
   流を通流すると共に、オンすべき前記一方側スイッチン
   グ素子群の前記スイッチング素子と前記他方側スイッチ
   ング素子群の前記スイッチング素子との組み合わせを、
   回転検出手段により検出される前記モータの回転子の位
   置に関連して切り換えることによって前記各巻線への電
   流の通流方向を切り換えて前記回転子の回転力を得るも
   のであって、前記電流制限部は、前記制御部から前記一
   方側スイッチング素子群または前記他方側スイッチング
   素子群のいずれかの前記スイッチング素子への制御信号
   を遮断することを特徴とする請求項３に記載のモータ制
   御装置。