JP3943124B2 - ヒートポンプ応用機器 - Google Patents

Description

本発明は、冷媒の膨張エネルギーを電気エネルギーの形で回収する機能を持ったヒートポンプ応用機器に関する。

ヒートポンプ応用機器の代表例である蒸気圧縮式冷凍装置として、図１６に示す構成のものがある。図１６の冷凍装置は、圧縮機１０１、放熱器１０２、膨張弁１０３、および蒸発器１０４から構成される。それらの要素は配管により連結され、冷媒が図示の白抜き矢印のように移動する。

上記冷凍装置の運転原理は次のとおりである。冷媒蒸気の圧力および温度は圧縮機１０１によって増大される。次いで、その冷媒蒸気が放熱器１０２に入り、そこで冷却される。この後、高圧冷媒は膨張弁１０３により蒸発圧力に絞られ、蒸発器１０４において気化し、蒸発器１０４の周囲から熱を吸収する。そして、蒸発器１０４の出口を通って冷媒蒸気は圧縮機１０１に戻る。この冷媒には、例えば、オゾン層を破壊せず地球温暖化係数の小さい二酸化炭素が用いられることがある。

しかしながら、二酸化炭素を冷媒とする冷凍装置は、フロンを冷媒とする冷凍装置に比べ、エネルギー効率を示す成績係数（ＣＯＰ：Coefficient Of Performance）が低く、同等の冷凍能力を考えた場合、フロンを冷媒とする冷凍装置より多くの電力が必要になる。そのため、多くの化石燃料がエネルギーとして必要になり、冷媒自体の地球温暖化係数が小さくても、結果的に多くの二酸化炭素が排出される。そこで、二酸化炭素を冷媒とする冷凍装置のＣＯＰを向上させるために、いくつかの提案がなされている。

上記提案の一例として、図１７に示す冷凍装置（特開２０００−２４１０３３号公報を参照）がある。この冷凍装置において、冷媒は、モータ２０５により駆動される圧縮機２０１により圧縮された後、放熱器２０２で冷却され、膨張機２０３に吸入される。膨張機２０３内で膨張した冷媒は、蒸発器２０６内で外部より吸熱して気化した後、再び圧縮機２０１へ戻る。膨張機２０３に取り付けられた発電機２０４は、冷媒の膨張エネルギーで回転して発電する。回転数制御手段２１２は、圧力センサ２１０および温度センサ２１１の出力に基づき、放熱器２０２の出口圧力が演算手段２０９により演算した最適高圧値になるように、発電機２０４の発電量、すなわち、膨張機２０３の回転数を制御する。なお、圧縮機２０１の前後には、性能、信頼性向上のためオイルセパレータ２０７およびアキュムレータ２０８が設置されている。

冷媒の膨張エネルギーで発電機を駆動して電力を生成し、その電力を有効利用することにより、総合的に使用されるエネルギー量を低減できる。結果として、冷凍装置のＣＯＰが向上する。

図１８は、膨張機を用いた従来の動力回収装置を示すブロック図である。図１８において、交流電源３０１からの交流電圧は、整流回路３０２で直流電圧に変換される。直流電圧は、平滑コンデンサ３０３により平滑化されたあと、モータ駆動装置３０４により３相交流電圧に変換される。この３相交流電圧によってモータ３０６が駆動される。そして、モータ３０６の駆動により圧縮機３０７が圧縮機能を果たす。

モータ駆動装置３０４は、直流電圧を交流に変換するためのスイッチング素子群３０５などから構成されている。所定の交流周波数を実現するように、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式でスイッチング素子群３０５をオンオフすることにより、任意の交流を出力することができる。

一方、膨張機３１１により動力を回収するために設置された発電機３１０には、その発電機３１０が生成する３相交流電力を直流電力に変換するための可変速コンバータ３０８が接続されている。この可変速コンバータ３０８は、発電機３１０が生成する交流電力を直流電力に変換するとともに、スイッチング素子群３０９をＰＷＭ方式でスイッチングすることにより、与えられる目標回転数で発電機３１０を回転させる。発電機３１０の回転数を制御することにより、膨張機３１１の回転数を制御することが可能となる。また、可変速コンバータ３０８からの直流電力ラインは、モータ３０６に給電を行うための直流電力ラインに並列接続される。可変速コンバータ３０８から回生された電力は、モータ駆動装置３０４を介して圧縮機３０７側のモータ３０６で消費される。

なお、特開２００２−３５４８９６号公報に開示されているように、風力発電の分野においては、発電機からの出力電圧を一定に保つ技術が公知である。

ところで、図１８の動力回収装置において、交流電源３０１から整流回路３０２を経て供給される電力をＷｉｎ、モータ３０６にて消費される電力をＷｍ、可変速コンバータ３０８により回生される電力をＷｇとすると、下記（式１）が成り立つ。通常は、消費電力Ｗｍの方が回生電力Ｗｇよりも大であるため、交流電源３０１からの供給電力Ｗｉｎは正の値である。
Ｗｉｎ＋Ｗｇ＝Ｗｍ・・・（式１）

ところが、（消費電力Ｗｍ）＞（回生電力Ｗｇ）という関係が常に成立するかといえば、そうとは限らない。例えば、システムの起動時、停止時、圧縮機の減速時、熱交換器の状態の急変時などでは、短時間ではあるが、消費電力Ｗｍよりも回生電力Ｗｇの方が大となる期間が生じる場合がある。整流回路３０２は、通常、ダイオードブリッジで構成された全波整流回路であり、交流電源３０１に電力を回生する機能を備えていない。したがって、回生電力Ｗｇが消費電力Ｗｍを上回る状況が発生すると、平滑コンデンサ３０３だけでは余分な電力をたちまち吸収しきれなくなり、直流電力ラインの電圧が異常に上昇し、最終的に平滑コンデンサ３０３などの電気部品を破壊するおそれがある。

上記の事情に鑑み、本発明は、回生電力が消費電力を上回った場合における直流電力ラインの電圧過昇を防止することにより、ヒートポンプ応用機器の信頼性向上を図ることを目的とする。

すなわち、本発明は、
冷媒を圧縮する圧縮機と、
圧縮機を作動させるモータと、
圧縮機により圧縮された冷媒を冷却する放熱器と、
放熱器を通過した冷媒を膨張させる膨張機と、
膨張機により膨張した冷媒を蒸発させる蒸発器と、
膨張機に接続され、冷媒の膨張エネルギーで発電する発電機と、
発電機が生成する交流電力を直流電力に変換してモータ側に回生出力する直流電力出力手段と、
直流電力出力手段が電力を回生する直流電力ラインの電圧を所定値未満に抑制する電圧抑制手段とを備え、
電圧抑制手段が、モータの駆動を制御するモータ制御手段に兼用されているヒートポンプ応用機器を提供する。

上記本発明のヒートポンプ応用機器は、直流電力ラインの電圧を所定値未満に抑制する電圧抑制手段を設けたものである。このようにすれば、圧縮機や膨張機の運転状態によらず、直流電力ラインの電圧過昇を防止することができる。この結果、直流電圧ラインに配置されているコンデンサやダイオードなどの電気部品の破壊防止を図ることができ、ひいては信頼性の高いヒートポンプ応用機器を実現できる。なお、上記所定値は、モータに給電を行う電源電圧よりもやや高めに設定された閾値電圧とすることができる。

本発明のヒートポンプ応用機器において、下記の好ましい実施形態を採用できる。

すなわち、上述した本発明ヒートポンプ応用機器において、電圧抑制手段は、発電機の駆動を制御する発電機制御手段に兼用することができる。

具体的に、発電機制御手段は、直流電力ラインの電圧が所定値以上となった場合に、発電機の発電効率を低下させる制御を実行する。

さらに好ましくは、発電機に永久磁石型同期発電機を採用することである。さらに、本発明のヒートポンプ応用機器には、直流電力出力手段および発電機制御手段を含む可変速コンバータを設けることができる。可変速コンバータは、永久磁石型同期発電機が発電効率の高い高効率状態から発電効率の低い低効率状態に移るように、当該永久磁石型同期発電機の電流位相角を変更する制御を実行する。

また、発電機と同様の制御を、圧縮機に接続されたモータに適用することによっても、直流電力ラインの電圧過昇を防止することができる。すなわち、本発明のヒートポンプ応用機器における電圧抑制手段は、モータの駆動を制御するモータ制御手段に兼用することができる。

具体的に、モータ制御手段は、直流電力ラインの電圧が所定値以上となった場合に、モータの駆動効率を低下させる制御を実行する。

さらに好ましくは、モータに永久磁石型同期モータを採用することである。この場合において、モータ制御手段はＰＷＭ制御を実行するインバータで構成することができる。インバータは、永久磁石型同期モータの電流位相角を変更する制御を実行して、当該永久磁石型同期モータを高効率駆動状態から低効率駆動状態に変更する。

また、本発明のヒートポンプ応用機器において、前述の電圧抑制手段は、直流電力ラインの電圧が所定値以上になった場合に、直流電力ラインに供給される電力の蓄電または消費を開始する。

具体的に、上記電圧抑制手段は、負荷と、負荷への給電をオンオフするスイッチとから構成され、直流電力ラインの電圧が所定値以上になった場合に、スイッチをオンして直流電力出力手段から負荷への給電を開始する。

（第１実施形態）
以下、添付の図面を参照しつつ本発明の実施形態について詳しく説明する。第１実施形態の主要な説明項目と説明順序は、次の通りである。
１．ヒートポンプ応用機器の構成
２．ヒートポンプ応用機器の動作（冷凍サイクル）
３．ヒートポンプ応用機器の動作（電力回生）
４．膨張機回転数の決定手順
５．可変速コンバータの詳細構成
６．可変速コンバータの動作
７．回転子位置θの推定
８．回生電力が消費電力を上回った場合の制御

１．ヒートポンプ応用機器の構成
図１は、本発明による第１実施形態のヒートポンプ応用機器を示すブロック図である。ヒートポンプ応用機器５００は、冷媒を圧縮する圧縮機５０１と、圧縮機５０１により圧縮された冷媒を冷却する放熱器５０２と、放熱器５０２を通過した冷媒を膨張させる膨張機５０３と、膨張機５０３により膨張した冷媒を蒸発させる蒸発器５０４と、以上の各要素間に冷媒を循環させる冷媒配管５１８とを備えている。圧縮機５０１および膨張機５０３は、例えば、ロータリ型やスクロール型である。

また、ヒートポンプ応用機器５００は、圧縮機５０１を駆動するモータ５０５と、直流を所定の周波数の交流に変換するとともにモータ５０５の駆動を制御するモータ制御手段の役割を担うインバータ５０６を備えている。インバータ５０６は、いわゆる３相電圧型インバータである。

モータ５０５は、例えば、永久磁石型同期モータ（いわゆるＤＣブラシレス・モータ）である。永久磁石型同期モータは、回転子表面に磁石を貼り付けた表面永久磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）と、回転子内部に永久磁石を埋め込んだ埋込永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）に大別できる。図２Ａは、代表的なＳＰＭＳＭの回転子の断面構造を示している。図２Ｂは、代表的なＩＰＭＳＭの回転子の断面構造を示している。図２ＡのＳＰＭＳＭは、永久磁石の存在する部分は磁気的にエアギャップと等価とみなすことができるため、磁気抵抗が回転子の位置に無関係となり、電機子巻線のｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑが等しい非突極機となる。これに対し、図２ＢのＩＰＭＳＭは、電機子巻線が作るｄ軸方向の磁束の磁路にはエアギャップと同じ、磁気抵抗の大きな磁石が存在し、磁束は通りにくいが、ｑ軸方向の磁束はケイ素鋼板を通ることができるため、この方向の磁気抵抗は小さくなる。この結果、（ｄ軸インダクタンスＬｄ）＜（ｑ軸インダクタンスＬｑ）の突極機となる。ＩＰＭＳＭは、マグネットトルクの他にリラクタンストルクを併用できるため、極めて高効率にて駆動できるという利点を持つ。したがって、モータ５０５にはＩＰＭＳＭが推奨される。ＩＰＭＳＭが好ましいのは、発電機５０７についても同様である。

一方、インバータ５０６は、正弦波に近い波形の電流を各相に流す正弦波ＰＷＭ制御にてモータ５０５を駆動する。磁極位置にあわせて１２０°おきに電流を流す相を切り替える１２０°通電方式では、電機子巻線のインダクタンスの影響で、電流の切り替え時にトルクむらが発生しやすい。こうしたトルクむらを抑え、低騒音かつ高効率にてモータ５０５（永久磁石同期モータ）を駆動するには、１８０°通電方式の正弦波電流駆動が好適である。

トルクむらを減らすために界磁を正弦波磁束とすると、各相のトルク定数が正弦波となる。そこで、各相に正弦波電流を流すと、下式のように、モータの発生トルクＴが回転子の回転角に依存しないようになる。
Ｔ＝Ｋｓｉｎθ・Ｉｓｉｎθ
＋Ｋｓｉｎ（θ−２π／３）・Ｉｓｉｎ（θ−２π／３）
＋Ｋｓｉｎ（θ−４π／３）・Ｉｓｉｎ（θ−４π／３）
＝（３／２）ＫＩ
ただし、Ｋ：トルク定数（相の最大値）、Ｉ：電機子電流（相の最大値）、θ：回転子位置（回転角）。

ここで、回転子位置θ［°］と回転角速度Ω［ｒａｄ／ｓ］、時間ｔ［ｓ］との間には、θ＝Ωｔの関係があるので、時々刻々と変化する３相交流量の演算が必要となり、非常に取り扱いにくい。そこで、演算を簡単にするため、回転座標変換（ｄ−ｑ変換）を用いて各相に流す電流を制御する方法、いわゆるベクトル制御法が広く採用されている。また、ベクトル制御法によれば、モータ５０５に流れる電流をｄ軸とｑ軸に分けて制御できるので、モータの能力を最大限引き出すことが可能になる。

図１に戻って説明を続ける。ヒートポンプ応用機器５００は、さらに、放熱器５０２の出口温度を検出する温度センサ５１６と、放熱器５０２の出口圧力を検出する圧力センサ５１７と、マイクロコンピュータ５０９とを備えている。温度センサ５１６および圧力センサ５１７の検出信号は、Ａ／Ｄ変換器（図示省略）で２値化されてマイクロコンピュータ５０９に入力される。マイクロコンピュータ５０９は、それらのセンサ５１６，５１７からの入力に基づいて、膨張機５０３の回転数を決定する膨張機回転数決定手段の役割を担う。ただし、膨張機５０３の目標回転数を設定するマイクロコンピュータ５０９は、可変速コンバータ５０８の制御系を構成するマイクロコンピュータに兼用させてもよい。

ヒートポンプ応用機器５００は、さらに、膨張機５０３に接続されて冷媒の膨張エネルギーで発電する発電機５０７と、発電機５０７の駆動を制御する発電機制御手段の役割を担う可変速コンバータ５０８とを備えている。発電機５０７には、モータ５０５と同様に、ＳＰＭＳＭやＩＰＭＳＭなどの永久磁石同期モータを用いることができる。可変速コンバータ５０８は、発電機５０７が生成する交流電力を直流電力に変換してモータ５０５側に回生出力する直流電力出力手段の役割も担う。また、可変速コンバータ５０８は、インバータ５０６と同様の３相電圧型であり、正弦波ＰＷＭ制御にて発電機５０７を制御する。これら膨張機５０３、発電機５０７および可変速コンバータ５０８は、ヒートポンプ応用機器５００において、動力回収装置６０１を構成している。

なお、本明細書において、“インバータ”“コンバータ”という用語は、それぞれモータ５０５や発電機５０７の駆動を制御するマイクロコンピュータ等の制御系を含む“インバータユニット”“コンバータユニット”の意味で用いることとする。また、一般に、回生というと、電源に電力を戻すことを意味するが、本明細書では、冷媒の膨張エネルギーを膨張機５０３および可変速コンバータ５０８で回収して電気エネルギーに変換し、圧縮機５０１を駆動するモータ５０５側に供給することを意味する。

また、ヒートポンプ応用機器５００は、交流電源５１０の交流電力を直流電力に変換する整流回路５１１および平滑コンデンサ５１２を備えている。整流回路５１１は、ダイオードブリッジによる一般的な全波整流回路である。交流電源５１０に電力を戻すための回路は設けていない。可変速コンバータ５０８から直流電力ラインＤＬ₂を、整流回路５１１とインバータ５０６との間の直流電力ラインＤＬ₁に並列接続し、発電機５０７からの電力をインバータ５０６に供給して、膨張機５０３で回収したエネルギーを圧縮機５０１の駆動力の一部として利用する構成となっている。

また、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂には、当該直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧を検出するための、第１電圧検出センサ５２０と第２電圧検出センサ５２１とが配置されている。ただし、第１電圧検出センサ５２０は可変速コンバータ５０８に、第２電圧検出センサ５２１はインバータ５０６に含まれる構成であってもよい。また、各電圧検出センサ５２０，５２１は、Ａ／Ｄ変換器を含む電圧検出部として構成されていてもよい。通常、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧を検出するセンサは１つで足りるが、制御基板が複数に分かれるような場合には、各基板上に１つずつ設けることが望ましい。

２．ヒートポンプ応用機器の動作（冷凍サイクル）
図１において、インバータ５０６により制御されるモータ５０５によって圧縮機５０１が駆動され、圧縮機５０１により冷媒が圧縮される。圧縮された冷媒は、放熱器５０２で冷却され、その後、可変速コンバータ５０８により制御される発電機５０７に連結している、膨張機５０３を通過する。このとき冷媒は、膨張機５０３内で膨張し、蒸発器５０４内で外部より吸熱して気化した後、再び圧縮機５０１へ戻る。

３．ヒートポンプ応用機器の動作（電力回生）
図１において、交流電源５１０からの交流電力を整流回路５１１で整流して得られた直流電力は、平滑コンデンサ５１２によりその電圧が平滑化されたあと、インバータ５０６により３相交流電力に変換されて、モータ５０５に供給される。それによりモータ５０５が駆動されて圧縮機５０１が圧縮機能を果たす。

また、冷媒の膨張力により発生した膨張機５０３のトルクは、シャフトを介して発電機５０７に伝達される。発電機５０７では、シャフトに固定された回転子が回転して発電が行われる。発電機５０７により生成された交流電力は、可変速コンバータ５０８により直流電力に変換された後、平滑コンデンサ５１２の両端に供給される。これにより、膨張機５０３および発電機５０７により生成された電力は、圧縮機５０１を駆動するモータ５０５で消費される。

４．膨張機回転数の決定手順
膨張機５０３および発電機５０７の回転数は、可変速コンバータ５０８により制御される。可変速コンバータ５０８には、マイクロコンピュータ５０９より目標回転数が与えられる。マイクロコンピュータ５０９は、温度センサ５１６から得られる放熱器出口温度、および圧力センサ５１７から得られる放熱器出口圧力に基づき、冷凍サイクル効率が最も高くなるように膨張機５０３の目標回転数を決定して、冷凍サイクルの高圧側圧力（放熱器出口圧力）を制御する。

図３は、放熱器出口圧力、放熱器出口温度および冷凍サイクル効率の相互関係を説明する図である。ヒートポンプ応用機器５００の冷凍サイクル効率は、放熱器出口圧力および放熱器出口温度により最大となる点が異なり、その最大点を結んだ線が図中の最適効率圧力線である。

図４は、膨張機の回転数を決定する処理のフローチャートである。マイクロコンピュータ５０９は、まず、温度センサ５１６および圧力センサ５１７からのセンサ信号をサンプリングする。これらのセンサ信号は、図示しないＡ／Ｄ変換器で２値化された信号である。さらに、マイクロコンピュータ５０９は、取得したセンサ信号より、放熱器出口圧力および放熱器出口温度を算出する（Ｓ１０１）。次に、図３に示すデータにしたがって、冷凍サイクル効率を最大にする最適圧力を演算する（Ｓ１０２）。具体的には、放熱器出口圧力、放熱器出口温度および冷凍サイクル効率の対応関係を特定するためのデータベース、すなわち、図３のグラフをデータベース化して予めマイクロコンピュータ５０９に持たせておく。そして、フローチャートのＳ１０２の処理では、上記データベースを参照することにより、冷凍サイクル効率を最大にする最適圧力を見出す。図３のグラフをデータベース化する際の量子化幅は、温度センサ５１６および圧力センサ５１７の分解能によって定めるとよい。なお、図３中に示す最適効率圧力線の近似関数Ｆ（ｐ，ｔ）を予め見出してマイクロコンピュータ５０９に持たせておき、この近似関数Ｆ（ｐ，ｔ）に放熱器出口圧力と放熱器出口温度とを代入することで、冷凍サイクル効率を最大にする最適圧力を算出するようにしてもよい。

次に、現在の放熱器出口圧力と最適圧力との偏差を調べる（Ｓ１０３）。現在の放熱器出口圧力が最適圧力よりも大の場合には、放熱器出口圧力が低下するように膨張機５０３の目標回転数を現在の目標回転数よりも大きく設定する（Ｓ１０４）。そして、設定した目標回転数を可変速コンバータ５０８に出力する（Ｓ１０５）。他方、現在の放熱器出口圧力が最適圧力よりも小の場合には、放熱器出口圧力が上昇するように膨張機５０３の目標回転数を現在の目標回転数よりも小さく設定し、設定した目標回転数を可変速コンバータ５０８に出力する（Ｓ１０６，Ｓ１０５）。なお、フローチャート中には示していないが、現在の放熱器出口圧力が最適圧力に一致する場合には、現在の目標回転数を維持するようにしてもよい。これらの制御により、放熱器出口の圧力は、冷凍サイクル効率を最大にするように制御される。

なお、上記のような回転数決定手順は、圧縮機５０１の目標回転数を決定する場合にも採用することができる。

５．可変速コンバータの詳細構成
可変速コンバータ５０８の構成および動作を詳細に説明する。図５は、図１に示すヒートポンプ応用機器５００の可変速コンバータ５０８の詳細ブロック図である。

可変速コンバータ５０８は、発電機５０７が生成する交流電力を直流電力に変換してモータ５０５側に回生する直流電力出力手段としての変換回路部５０８ａと、ＰＷＭ信号を作成する制御回路部５０８ｂとを含む。変換回路部５０８ａは、ｕ相電流センサ８０５ａと、ｖ相電流センサ８０５ｂと、スイッチング素子８０３ａ，８０３ｂ，８０３ｃ，８０３ｄ，８０３ｅ，８０３ｆおよび還流ダイオード８０４ａ，８０４ｂ，８０４ｃ，８０４ｄ，８０４ｅ，８０４ｆを含む。電流センサは、ｕ相、ｖ相、ｗ相の３相のうち、任意の２相の電流値を計測できればよい。スイッチング素子８０３ａ〜８０３ｆは、パワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。制御回路部５０８ｂは、一般的にはマイクロコンピュータで構成するが、オペアンプを中心としたアナログ回路で構成することも可能である。制御回路部５０８ｂとしてのマイクロコンピュータ５０８ｂは、２軸電流変換手段８０６、回転子位置回転数推定手段８０７、ベースドライバ８０８、正弦波電圧出力手段８０９、電流制御手段８１０、電流指令作成手段８１１、回転数制御手段８１２、および電流位相角決定手段８１５を含み、作成したＰＷＭ信号をスイッチング素子８０３ａ〜８０３ｆに与える。本実施形態において、これらの各手段は、マイクロコンピュータ５０８ｂ（制御回路部５０８ｂ）が実行可能なプログラムモジュールを意味する。

発電機５０７からの３相交流出力は、可変速コンバータ５０８を介して、例えば直流電源８０１側に供給されるようになっている。直流電源８０１は、図１における整流回路５１１の出力に相当する。さらに、３相交流出力は、可変速コンバータ５０８により直流に変換される。その際、外部（本実施形態ではマイクロコンピュータ５０９）より与えられる目標回転数に基づいて発電機５０７の回転数が目標回転数となるように制御が行われる。

つまり、可変速コンバータ５０８は、スイッチング素子８０３ａ〜８０３ｆのスイッチングパターンを、発電機５０７の磁極位置（回転子位置θ）と、発電機５０７の推定回転数ωｍと、マイクロコンピュータ５０９から与えられる目標回転数と、電流センサ８０５ａ，８０５ｂによる相電流ｉｕ，ｉｖの検出結果とに基づいて決定する。さらに、決定したスイッチングパターンに応じたスイッチングパターン信号をベースドライバ８０８に送る。スイッチングパターン信号は、ベースドライバ８０８によってスイッチング素子８０３ａ〜８０３ｆを電気的に駆動するためのドライブ信号（ＰＷＭ信号）に変換され、これらのドライブ信号にしたがって各スイッチング素子８０３ａ〜８０３ｆが動作する。

６．可変速コンバータの動作
次に、可変速コンバータ７０８の動作について説明する。ただし、この項目６．では、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧が、予め定めた閾値電圧を超えていないときの制御を説明している。直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧が上記閾値電圧以上となったときの制御は、項目８．で説明する。

まず、マイクロコンピュータ５０９より与えられる目標回転数ω＊を実現するように、現在の回転数ω（後述する推定回転数ωｍ）との偏差から電流指令Ｉ＊が、下記（式２）に基づいて回転数制御手段８１２（回転数制御プログラム）により演算される。演算方法としては、一般的なＰＩ制御方式による。
Ｉ＊＝Ｇｐω×（ω＊−ω）＋Ｇｉω×Σ（ω＊−ω）・・・（式２）
ここで、Ｇｐωは速度制御比例ゲイン、Ｇｉωは積分ゲイン、ωは現在の回転数、ω＊は目標回転数、I＊は電流指令である。

さらに、電流指令作成手段８１１（電流指令作成プログラム）は、回転数制御手段８１２で演算された電流指令値Ｉ＊を取得し、電流位相角を実現するためのｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を以下の式により演算する。具体的には、最適な電流位相角βを（式３）および（式４）に代入してＩｄ＊およびＩｑ＊を求める。
Ｉｄ＊＝Ｉ＊×ｓｉｎ（β）・・・（式３）
Ｉｑ＊＝Ｉ＊×ｃｏｓ（β）・・・（式４）
ここで、βは電流位相角である。

例えば、モータ５０５や発電機５０７がＳＰＭＳＭの場合には、ｄ軸電流Ｉｄがトルクに寄与しないので、ｄ軸電流Ｉｄ＝０（つまりβ＝０°）で最大効率運転となる。他方、ＩＰＭＳＭの場合には、Ｉｄ＝０としてしまうとリラクタンストルクを利用できなくなるので、全発生トルクは電流位相角β＝０°で最大とならない。図６は、電流値一定かつ極対数＝２のＩＰＭＳＭの電流位相角とトルクとの関係を例示する図である。マグネットトルクＴｍはβ＝０°で最大となるが、リラクタンストルクＴｒはβ＝４５°，−１３５°で最大である。その結果、全発生トルクＴは電流位相角が０°＜β＜４５°の範囲で最大になる。

このように、ＳＰＭＳＭおよびＩＰＭＳＭのいずれにおいても、同一電流に対して発生トルクを最大にできる電流位相角が存在することが分かる。逆にいえば、同一トルクに対して取り出せる電流を最大にできる電流位相角が存在する。したがって、通常は最も発電効率が高くなるように、ＳＰＭＳＭであればβ＝０°のＩｄ＝０制御を採用することができる。この場合、電流位相角決定手段８１５（電流位相角決定プログラム）は、電流指令作成手段８１１にβ＝０°を渡すことになる。

ここで、発電効率（＝動力回収効率）とは、発電機５０７の入力と出力との比率の意味である。発電機５０７の入力は、回転速度とトルクの積になり、出力は電圧と電流の積になる。モータ５０５の駆動効率を論ずる場合には、入力と出力が発電機５０７の場合と逆になる。

一方、ＩＰＭＳＭの場合は、機器定数（極対数、鎖交磁束、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス等）および電流値に応じて定まる最適な電流位相角βで運転を行う必要がある。電流位相角決定手段８１５は、機器定数および電流値に応じて最適な電流位相角βを求める。理論的には、ある駆動条件が与えられたとき、ＩＰＭＳＭの損失が最も小さくなるような電流位相角βを求める演算を行う。しかしながら、その演算は煩雑であり、与えられた時間内に演算をこなすには、処理能力の高いプロセッサー等が必要になる。したがって、例えば、電流値に対応する最適な電流位相角βをシミュレーションや実験で予め求め、それらの結果に基づいて最適な電流位相角βを求めるための近似関数やルックアップテーブルを用意しておき、それら近似関数やルックアップテーブルと、回転数制御手段８１２が求めた電流指令値Ｉ＊とから最適な電流位相角βを見出すという方法を採用することができる。

ところで、インバータ５０６や可変速コンバータ５０８で実際に制御できるのは、モータ５０５や発電機５０７のｕ相、ｖ相、ｗ相の電圧であり、検出できるのはｕ相、ｖ相の電流と回転子位置θである。したがって、ｕ相、ｖ相の電流値に基づいてｄ軸、ｑ軸に流す電流を算出し、それから、ｕ相、ｖ相、ｗ相の電圧を導き、ｕ相、ｖ相、ｗ相の正弦波電流を制御するという方法を採用する。このような手法は、モータに流す電流をｄ−ｑ座標上の電流ベクトルとして捉えるのでベクトル制御法と呼ばれており、ブラシレスモータの制御に広く採用されている。

具体的な処理としては、まず、電流センサ８０５ａ，８０５ｂにより検出された発電機５０７の相電流ｉｕ，ｉｖを、２軸電流変換手段８０６により、発電機５０７のマグネットトルクに寄与するｑ軸電流Ｉｑと、それに直交するｄ軸電流Ｉｄの２軸電流に変換する。ｄ軸は、通常、界磁の作る磁束の方向にとる。

２軸電流変換手段８０６（２軸電流変換プログラム）は、まず、図７Ａに示すような３相交流座標（ｕ−ｖ−ｗ）から２相交流座標（ａ−ｂ）への変換を行う。この変換は、下記の行列［ｃ］（式５）によって与えられる。ただし、現在取り扱っている３相交流座標では、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０が成立するので、行列［ｃ］の３行目は無視できる。

上記（式５）より、固定した２相交流座標上の電流ｉａ，ｉｂは、下記（式６）で表される。ただし、ｉｗ＝−（ｉｕ＋ｉｖ）という条件を使う。

さらに、図７Ｂに示すように、固定した２相交流座標（ａ−ｂ）から、回転するｄ−ｑ直交座標への変換を行う。この変換は、回転子位置θ（後述する推定磁極位置）を用いて下記（式７）のようになる。なお、ｓｉｎθ，ｃｏｓθの値は、適切なルックアップテーブルを参照して、その値を求めるようにすればよい。

図８は、ｄ−ｑ座標上の電流位相角βを示す図である。電流位相角βは、電流ベクトルＩ₀と、ｑ軸電流Ｉｑとがなす角度で表される。電流ベクトルＩ₀は、ｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑとの合成ベクトルである。ＳＰＭＳＭの場合には、Ｉｄ＝０（β＝０°）で最適制御となる。ＩＰＭＳＭの場合には、負のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸電機子反作用による減磁効果を利用してｄ軸方向の磁束を減少させることができ、等価的な弱め界磁制御が実現できる。

図５のブロック図に戻って説明を続ける。電流制御手段８１０（電流制御プログラム）は、電流指令作成手段８１１から与えられる電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、２軸電流変換手段８０６から与えられる電流値Ｉｄ，Ｉｑとを用いて、下記（式８）（式９）により出力電圧Ｖｄ，Ｖｑを作成する。
Ｖｄ＝Ｇｐｄ×（Ｉｄ＊−Ｉｄ）＋Ｇｉｄ×Σ（Ｉｄ＊−Ｉｄ）・・・（式８）
Ｖｑ＝Ｇｐｑ×（Ｉｑ＊−Ｉｑ）＋Ｇｉｑ×Σ（Ｉｑ＊−Ｉｑ）・・・（式９）
ただし、Ｖｄはｄ軸電圧、Ｖｑはｑ軸電圧、Ｇｐｄはｄ軸電流制御比例ゲイン、Ｇｉｄは積分ゲイン、Ｇｐｑはｑ軸電流制御比例ゲイン、Ｇｉｑは積分ゲインである。

次に、上記のようにして求めた２方向の出力Ｖｄ，Ｖｑは、正弦波電圧出力手段８０９（正弦波電圧出力プログラム）に渡される。正弦波電圧出力手段８０９は、ｄ−ｑ座標上のＶｄ，Ｖｑと回転子位置θとに基づき、出力波形が正弦波となるように、３相の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める。具体的には、下記（式１０）（式１１）の回転変換および２相−３相変換により、ｄ−ｑ座標上の電圧Ｖｄ，Ｖｑを、３相の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

上記のようにして３相交流座標上の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求めたのち、これら３相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗからスイッチング素子８０３ａ〜８０３ｆのスイッチングパターンを作成し、作成したスイッチングパターンに対応するスイッチングパターン信号（デューティ値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）をベースドライバ８０８に出力する。そして、ベースドライバ８０８は、そのスイッチングパターン信号にしたがって、スイッチング素子８０３ａ〜８０３ｆを駆動するためのＰＷＭ信号を作成して出力する。ＰＷＭ信号にしたがって各スイッチング素子８０３ａ〜８０３ｆが動作し、発電機５０７が目標とする回転数（速度）にて駆動される。

７．回転子位置θの推定
つぎに、回転子位置回転数推定手段８０７（回転子位置回転数推定プログラム）について説明する。ブラシレスモータの一般的な制御方法では、回転子位置θ（磁極位置）をホール素子やレゾルバで検出する。しかしながら、本発明のヒートポンプ応用機器５００の実際の設計では、モータ５０５や発電機５０７は、圧縮機５０１や膨張機５０３のハウジング内に配置することが考えられる。そうした方が、シャフトを外部に露出させることによる冷媒漏れの問題が生じず、信頼性を高めることができるとともに、小型化および低コスト化を図りやすいからである。圧縮機５０１や膨張機５０３のハウジング内は、通常、高温高圧であり、ホール素子やレゾルバといった検出器が本来の性能を発揮しづらい環境になっている。また、スペースの制約が大きいという問題もある。したがって、ヒートポンプ応用機器５００には、モータ５０５や発電機５０７の回転子位置θを各相の巻線の誘起電圧から推定する、いわゆるセンサレス方式を採用することが好ましい。

まず、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０という条件を用い、電流センサ８０５ａ，８０５ｂにより検出された電流ｉｕ，ｉｖから、各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）が得られる。また、正弦波電圧出力手段８０９により出力される３相のデューティ値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗと、分圧抵抗８１３ａ，８１３ｂから得られる電源電圧Ｖｄｃとから、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）が以下の式より求められる。
ｖｕ＝Ｄｕ×Ｖｄｃ・・・（式１２）
ｖｖ＝Ｄｖ×Ｖｄｃ・・・（式１３）
ｖｗ＝Ｄｗ×Ｖｄｃ・・・（式１４）

これらの値から、下記（式１５）、（式１６）、（式１７）の演算により、各相の巻線に誘起される誘起電圧値ｅｕ，ｅｖ，ｅｗが求められる。
ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ・・・（式１５）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ・・・（式１６）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ・・・（式１７）

ここで、Ｒは巻線の抵抗、Ｌは巻線のインダクタンスである。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ，ｄ（ｉｖ）／ｄｔ，ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ，ｉｖ，ｉｗの時間微分である。

次に、求めた誘起電圧値ｅｕ，ｅｖ，ｅｗから、回転子位置θと推定回転数ωｍを推定する。これは、可変速コンバータ５０８が認識している推定角度θｍを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真値に収束させて、回転子位置θを推定する方法である。また、推定角度θｍから、推定回転数ωｍをも推定する。

まず、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ，ｅｖｍ，ｅｗｍ）を以下の式で求める。
ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋β）・・・（式１８）
ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋β−１２０°）・・・（式１９）
ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋β−２４０°）・・・（式２０）
ここで、誘起電圧振幅値ｅｍは、誘起電圧値ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの振幅値と一致させることにより求める。

このようにして求めた誘起電圧値と誘起電圧基準値との偏差εを作成する。すなわち、下記（式２１）のように、各相の誘起電圧推定値ｅｓから各相の誘起電圧基準値ｅｓｍを減算したものを偏差εにする。
ε＝ｅｓ−ｅｓｍ・・・（式２１）
ここで、ｓは相（ｕ／ｖ／ｗ）である。

そして、この偏差εが、ゼロになれば推定角度θｍが真値になる。したがって、偏差εをゼロに収斂させるように、例えば、ＰＩ演算で偏差εを収斂する方法で、推定角度θｍの真値を回転子位置θ（推定磁極位置）として求める。また、推定角度θｍの変動値を演算することにより、推定回転数ωｍを推定することができる。

なお、ホール素子やレゾルバで回転子位置θを検出し、回転数ωを得るようしてもよいことはもちろんである。

８．回生電力が消費電力を上回った場合の制御
前述したように、通常の運転では、モータ５０５の消費電力Ｗｍが発電機５０７からの回生電力Ｗｇよりも大である。ところが、ヒートポンプ応用機器５００の起動時、停止時、圧縮機の減速時、熱交換器の状態の急変時などでは、（消費電力Ｗｍ）＜（回生電力Ｗｇ）となる場合がある。このような状況が継続すると、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧が過昇し、平滑コンデンサ５１２等の電気部品の破壊を招くおそれがある。そこで、以下のようにして、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧過昇を防止する。

図６で触れたように、ＳＰＭＳＭやＩＰＭＳＭといった永久磁石同期モータは、同一電流に対して発生トルクを最大にできる電流位相角βが存在する。逆にいえば、発生トルクが最大になる電流位相角βを避けることにより、回転数を変えることなく、意図的に非効率な運転を行うことができる。

図９は、ある設計の永久磁石型同期発電機（ＩＰＭＳＭ）の損失特性を表す特性図である。つまり永久磁石同期発電機の励磁方向であるｄ軸電流の大きさに対する、発電機の損失特性を表した特性図である。この図に示されているように、発電機の損失は、ｄ軸電流により変化し、損失が最小となるようなｄ軸電流値Ｉｄ_optが存在する。したがって、通常運転時には、発電機の損失を最小にするようにｄ軸電流Ｉｄ_optを制御すればよい。一方、ｄ軸電流を最適値Ｉｄ_optからずれた値にすると、発電機の効率が低下することが分かる。また、ｄ軸電流を増加させる（ｄ軸電流の絶対値を増加させる）と界磁を低下させることとなり、誘起電圧値が低下することが分かっている。

したがって、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧を低下させるためには、発電機５０７のｄ軸電流を最適値Ｉｄ_optからずらして発電効率を低下させ、回生電力の量を減らすとともに、弱め界磁効果により誘起電圧値を低下させればよい。例えば、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧が基準値（例えば、ＡＣ２００Ｖの電源入力を全波整流する場合では、約２８０Ｖ）に対して、コンデンサ等の電気部品に影響を与えないような＋２０Ｖの範囲を超えた場合（つまり閾値電圧を超えた場合）には、電流位相角を最適値からずらす制御を実行する。このようにして、ｄ軸電流を変化させ、発電効率を低下させるとともに、弱め界磁効果によって直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧を低減させる。ただし、図９より理解できるように、界磁を強める方向にｄ軸電流を変化させる場合でも、発電効率の低下は期待できる。

具体的に、可変速コンバータ５０８は、第１電圧検出センサ５２０によって直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧を検出し、その電圧値が所定の値を超えると、発電機５０７の電流位相角βを最適値Ｉｄ_optからずらす制御を行う。図１０は、マイクロコンピュータ５０８ｂで実行される電流位相角決定プログラム（電流位相角決定手段８１５）のフローチャートである。

まず、マイクロコンピュータ５０８ｂは、第１電圧検出センサ５２０より、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLをサンプリングする（ＳＴ１）。次に、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが閾値電圧Ｖ_TH未満かどうかを判断する（ＳＴ２）。閾値電圧Ｖ_TH未満であると判断した場合は、発電効率が最大となるように最適な電流位相角β_optを求め、電流指令作成手段８１１（電流指令作成プログラム）に渡す（ＳＴ３）。ＳＰＭＳＭの場合にはβ_opt＝０°が決まっている。ＩＰＭＳＭの場合には、前述したように、電流指令値Ｉ＊に応じて最適な電流位相角β_optを見出すことになる。

他方、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが閾値電圧Ｖ_TH以上であると判断した場合には、現在の直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLと、閾値電圧Ｖ_THとの偏差（Ｖ_DL−Ｖ_TH）を求め、その偏差（Ｖ_DL−Ｖ_TH）に応じた大きさの位相角ズレ量Δβを算出する（ＳＴ４）。具体的に、位相角ズレ量Δβは、（Ｖ_DL−Ｖ_TH）に比例した大きさとすることができる（図１１参照）。位相角ズレ量Δβを算出したら、次に、最適な電流位相角値β_optを求め、そのβ_optにその位相角ズレ量Δβを加算または減算した電流位相角β’を算出する（ＳＴ５）。そして、算出した電流位相角β’を電流指令作成手段８１１に渡す（ＳＴ６）。

β’＝β_opt−Δβとするか、β’＝β_opt＋Δβとするかは、発電機５０７の仕様によって定めればよい。電流位相角β’は、発電機５０７の適切な制御が可能となるように、０°〜９０°の範囲で定めることができる。また、（Ｖ_DL−Ｖ_TH）に対して電流位相角β’がリニアに変化することは必須ではない。要するに、発電機５０７が発電効率の高い高効率状態から発電効率の低い低効率状態に変化すれば、それで足りる。極論すれば、電流指令作成手段８１１に渡す電流位相角β’は、１通りであってもよい。

例えば、（Ｖ_DL＜Ｖ_TH）という条件を満足する場合には、発電効率を最大にする最適な電流位相角βを採用する第１モードにて発電機５０７を制御し、（Ｖ_DL＜Ｖ_TH）という条件を満足しない場合には、その第１モードよりも発電効率が低くなる電流位相角β’を採用する第２モードにて発電機５０７を制御するようにする。このようにすれば、マイクロコンピュータ５０８ｂに懸かる負荷が非常に小さい、簡潔な制御を行えるようになる。例えば、ＳＰＭＳＭでは、β’≠０°の任意の値に固定することができる。ＩＰＭＳＭでは、例えば、β’＝０°に固定することができる。

図１１は、本実施形態のヒートポンプ応用機器５００における可変速コンバータ５０８の電流位相角の設定原理を表す特性図である。直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが２８０Ｖ（基準値）＋２０Ｖ＝３００Ｖ（閾値電圧Ｖ_TH）未満の場合には、発電機５０７の電流位相角を発電効率が最大となる最適値β_optに設定する。電圧Ｖ_DLが３００Ｖ（閾値電圧Ｖ_TH）以上となった場合には、その最適値β_optより電流位相角を大きく、または小さく設定する。すなわち、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが閾値電圧Ｖ_THを超えると、発電効率の低下および弱め界磁効果により、回転数を減少させなくとも電圧Ｖ_DLが下がる。このようにして、可変速コンバータ５０８により発電機５０７および膨張機５０３の回転数を最適に制御しながら、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを閾値電圧Ｖ_TH未満に収めることが可能となる。すなわち、可変速コンバータ５０８は、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを所定値（閾値電圧Ｖ_TH）未満に抑制する電圧抑制手段として機能する。

なお、ＩＰＭＳＭの場合には、負のｄ軸電流を過剰に流しすぎると、減磁起磁力により磁石が不可逆減磁するおそれがあり、｜Ｉｄ｜の最大値に対する注意が必要である。ただし、β＝０°はマグネットトルクが最大になる条件なので、大幅な効率低下を期待できない可能性もある。したがって、不可逆減磁が生じない範囲内で｜Ｉｄ｜が大きくなる方向（弱め界磁効果が高まる方向）に電流位相角βをずらす制御を実行することができる。

また、これまで説明した同様の制御を、インバータ５０６に実行させることも可能である。すなわち、インバータ５０６は、第２電圧検出センサ５２１によって直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを検出し、その電圧値が所定の値を超えると、モータ５０５の電流位相角を最適値からずらし、駆動効率を低下させて直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを低下させ、所定の範囲に収まるように制御を行う。

本実施形態におけるインバータ５０６の電流位相角の設定原理も図１１と全く同じ設定でよい。つまり、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが２８０Ｖ（基準値）＋２０Ｖ＝３００Ｖ（閾値電圧Ｖ_TH）未満の場合には、モータ５０５の電流位相角を駆動効率が最大となる最適値に設定する。電圧Ｖ_DLが３００Ｖ（閾値電圧Ｖ_TH）以上となった場合には、その最適値より電流位相角を大きく、または小さく設定する。直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが閾値電圧Ｖ_THを超えるとモータ５０５の駆動効率が低下する。駆動効率が低下すると、回転数を増大させなくとも消費電力が増加する。このようにすれば、インバータ５０６によりモータ５０５および圧縮機５０１の回転数を最適に制御しながら、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを閾値電圧Ｖ_TH未満に収めることが可能となる。すなわち、インバータ５０６は、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを所定値（閾値電圧Ｖ_TH）未満に抑制する電圧抑制手段として機能する。

もちろん、発電機５０７の発電効率を低下させる制御と、モータ５０５の駆動効率を低下させる制御とを並行して実行してもよい。そのようにすれば、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが急激に上昇した場合にも対応できるし、ｄ軸電流を劇的に変化させなくても、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを低下させる効果を十分に得ることが可能となる。

（第２実施形態）
図１２は、本発明による第２実施形態のヒートポンプ応用機器を示すブロック図である。第１実施形態と共通部分については、同符号を用いている。第２実施形態のヒートポンプ応用機器５５０の構成は、スイッチ５１３と負荷５１４との組を直流電力ラインＤＬ₁に並列に接続しているという点で第１実施形態のヒートポンプ応用機器５００の構成と相違する。また、ヒートポンプ応用機器５５０は、スイッチ５１３のオンオフを制御する制御手段としてのマイクロコンピュータ５１９と、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを検出する第３電圧検出センサ５２２とを備えている。第３電圧検出センサ５２２による検出結果は、マイクロコンピュータ５１９に入力される。

スイッチ５１３は、トランジスタ等の半導体スイッチであってもよいし、リレー等の機械的なスイッチであってもよい。負荷５１４は、直流電力を消費できる抵抗負荷であれば、その種類は限定されないが、単純な抵抗とするのがコストの観点から望ましい。なお、これらスイッチ５１３および負荷５１４は、可変速コンバータ５０８側の直流電力ラインＤＬ₂に配置してもよい。

スイッチ５１３と負荷５１４とを直列に接続した組は、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが閾値電圧Ｖ_TH以上になった場合に、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂に供給される電力の消費を開始して、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを所定値（閾値電圧Ｖ_TH）未満に抑制する電圧抑制手段５１５として機能する。スイッチ５１３および負荷５１４は、以下のように動作する。

図１３は、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLの推移を表す特性図である。第３電圧検出センサ５２２によって検出される直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが所定の制御開始電圧、例えば３２０Ｖ以上となった場合に、マイクロコンピュータ５１９はスイッチ５１３をオンする。これにより、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂から負荷５１４に電流が流れる。負荷５１４が電力を消費することにより、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが低下する。その後、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが所定の制御終了電圧、例えば３１０Ｖよりも低下すると、マイクロコンピュータ５１９はスイッチ５１３をオフする。このように、第３電圧検出センサ５２２、マイクロコンピュータ５１９、スイッチ５１３および負荷５１４によって、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを所定の範囲に収める制御が実行される。

このような制御を繰り返した後、ヒートポンプ応用機器５５０の運転状況が変化し、モータ５０５の消費電力Ｗｍが回生電力Ｗｇよりも大となれば、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLは定常値に安定する。このようにして、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧過昇が回避され、ひいてはコンデンサ等の電気部品が破壊されない信頼性の高いヒートポンプ応用機器を実現できる。

なお、スイッチ５１３、負荷５１４、第３電圧検出センサ５２２およびマイクロコンピュータ５１９を、第１実施形態で説明した動力回収装置６０１の一部として構成するようにしてもよい。

また、負荷５１４は、蓄電作用を持ったコンデンサ等の蓄電器に置き換えることが可能である。すなわち、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが閾値電圧Ｖ_TH以上になった場合に、スイッチ５１３をオンして蓄電器への蓄電を開始する。このような構成によっても、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧過昇を抑制することが可能である。

また、電流位相角βを制御することによって発電機５０７の発電効率やモータ５０５の駆動効率を低下させる制御（第１実施形態）を、本第２実施形態の制御と並行して実行してもよい。そうすれば、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが急激に上昇するケースにも迅速に対応できるようになる。

（第３実施形態）
図１４は、本発明による第３実施形態のヒートポンプ応用機器を示すブロック図である。ヒートポンプ応用機器５６０は、膨張機５０３、発電機５０７および可変速コンバータ５２８を含む動力回収装置６０２を備えている。こうした点については第１実施形態と同様である。第１実施形態との相違点は、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが閾値電圧Ｖ_TH以上となったときに、可変速コンバータ５２８およびインバータ５２６が実行する制御にある。

直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが閾値電圧Ｖ_TH以上となったとき、可変速コンバータ５２８は発電機５０７及び膨張機５０３の回転数を低減する制御を実行して、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを閾値電圧Ｖ_TH未満に抑制する。同様に、インバータ５２６はモータ５０５および圧縮機５０１の回転数を増大する制御を実行して、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLを閾値電圧Ｖ_TH未満に抑制する。

図１５は、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLの推移を表す特性図である。通常状態においては、ヒートポンプ応用機器５６０の出力を所望の値にするとともに、冷凍サイクル効率を最大にするように、膨張機５０３および圧縮機５０１の回転数が最適値にて制御される。

他方、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが所定の制御開始電圧（閾値電圧Ｖ_TH）、例えば３２０Ｖ以上になると、可変速コンバータ５２８は、発電機５０７および膨張機５０３の回転数を低減する制御を実行する。これにより、膨張機５０３による発電量が低下し、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが低下する。その後、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが所定の制御終了電圧、例えば３１０Ｖよりも低下すると、可変速コンバータ５２８は、発電機５０７および膨張機５０３の回転数を、冷凍サイクル効率が最大となるような所定の回転数に再び設定する。このような制御を繰り返した後、ヒートポンプ応用機器５５０の運転状況が変化し、モータ５０５の消費電力Ｗｍが可変速コンバータ５２８からの回生電力Ｗｇよりも大となれば、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLは定常値に安定する。

第１実施形態で説明したように、発電機５０７の目標回転数は、放熱器の出口に配置された温度センサ５１６および圧力センサ５１７の出力に基づいて、冷凍サイクル効率が最大となるように、マイクロコンピュータ５０９が決定する。したがって、第１電圧検出センサ５２０の出力をマイクロコンピュータ５０９が取得できるようにし、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが過昇していないかどうかを、マイクロコンピュータ５０９に判断させるようにしてもよい。マイクロコンピュータ５０９は、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが閾値電圧Ｖ_TH以上となった場合に、冷凍サイクル効率が最大になる目標回転数よりも低い回転数を設定する。そして、設定した回転数を可変速コンバータ５２８に渡す。もちろん、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが閾値電圧Ｖ_TH以上かどうかを可変速コンバータ５２８で判断するようにしてもよい。この場合、可変速コンバータ５２８においては、マイクロコンピュータ５０９から渡される目標回転数よりも低い回転数で（式２）の演算を実行することとなる。

また、圧縮機５０６の回転数を変更するようにしてもよい。直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが所定の制御開始電圧（閾値電圧Ｖ_TH）、例えば３２０Ｖ以上となると、インバータ５２６は、モータ５０５および圧縮機５０１の回転数を増大する制御を実行する。これにより、モータ５０５の消費電力が増大し、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが低下する。その後、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧Ｖ_DLが所定の制御終了電圧、例えば３１０Ｖよりも低下すると、インバータ５２６は、モータ５０５および圧縮機５０１の回転数を、冷凍サイクル効率が最大となるような所定の回転数に再び設定する。

上記のような制御により、直流電力ラインＤＬ₁，ＤＬ₂の電圧過昇が回避され、ひいてはコンデンサ等の電気部品の破壊される恐れの小さい高信頼性のヒートポンプ応用機器を実現できる。なお、本実施形態では、発電機５０７の回転数を操作する構成で説明したが、可変速コンバータ５２８により発電機５０７に流れる電流値を操作する（例えば、電流値を増加する）構成でも同様の機能を実現できる。すなわち、本実施形態では回転数制御のループの中に電流制御のループを組み込んでいるが、その回転数制御のループをはずして、指令電流値を目標値として与えて制御を行う方法もある。この場合、膨張機５０３の回転数を制御するのではなく、トルク（＝電流）を制御することとなる。このような制御であれば、同期モータ（同期発電機）の他にも誘導モータを好適に利用することができる。

最後に、本明細書で説明したいくつかの実施形態は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で相互に組み合わせ可能であることを言及しておく。

以上のように、本発明のヒートポンプ応用機器は、構成部品の破壊がなく信頼性を高める効果を有し、冷暖房装置や給湯機などのヒートポンプ式冷凍装置などに有用である。

図１は、本発明による第１実施形態のヒートポンプ応用機器を示すブロック図である。 図２Ａは、代表的なＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）の断面模式図である。 図２Ｂは、代表的なＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）の断面模式図である。 図３は、放熱器出口圧力、放熱器出口温度および冷凍サイクル効率の相互関係を説明する図である。 図４は、膨張機の回転数を決定する処理のフローチャートである。 図５は、可変速コンバータの詳細構成を示すブロック図である。 図６は、ＩＰＭＳＭにおける電流位相角とトルクとの関係を例示する特性図である。 図７Ａは、３相交流座標と２相交流座標との関係を示す図である。 図７Ｂは、２相交流座標とｄ−ｑ座標との関係を示す図である。 図８は、ｄ−ｑ座標上の電流位相角βを示す図である。 図９は、永久磁石型同期発電機の損失特性を表す特性図である。 図１０は、電流位相角を決定する処理のフローチャートである。 図１１は、電流位相角の設定原理を表す特性図である。 図１２は、第２実施形態のヒートポンプ応用機器を示すブロック図である。 図１３は、第２実施形態のヒートポンプ応用機器における直流電力ラインの電圧の推移を表す特性図である。 図１４は、第３実施形態のヒートポンプ応用機器を示すブロック図である。 図１５は、第３実施形態のヒートポンプ応用機器における直流電力ラインの電圧の推移を表す特性図である。 図１６は、従来の蒸気圧縮式冷凍装置を示すブロック図である。 図１７は、膨張機を用いた従来の冷凍空調装置を示すブロック図である。 図１８は、膨張機を用いた従来の動力回収装置を示すブロック図である。

Claims (10)

1. 冷媒を圧縮する圧縮機と、
   前記圧縮機を作動させるモータと、
   前記圧縮機により圧縮された前記冷媒を冷却する放熱器と、
   前記放熱器を通過した前記冷媒を膨張させる膨張機と、
   前記膨張機により膨張した前記冷媒を蒸発させる蒸発器と、
   前記膨張機に接続され、前記冷媒の膨張エネルギーで発電する発電機と、
   前記発電機が生成する交流電力を直流電力に変換して前記モータ側に回生出力する直流電力出力手段と、
   前記直流電力出力手段が電力を回生する直流電力ラインの電圧を所定値未満に抑制する電圧抑制手段とを備え、
   前記電圧抑制手段が、前記モータの駆動を制御するモータ制御手段に兼用されているヒートポンプ応用機器。
2. 前記モータ制御手段は、前記直流電力ラインの電圧が前記所定値以上となった場合に、前記モータの駆動効率を低下させる制御を実行する、請求項１記載のヒートポンプ応用機器。
3. 前記モータが永久磁石型同期モータであり、
   前記モータ制御手段が、前記永久磁石型同期モータの電流位相角を変更する制御を実行して、当該永久磁石型同期モータを高効率駆動状態から低効率駆動状態に変更するインバータである、請求項２記載のヒートポンプ応用機器。
4. 前記電圧抑制手段が、前記発電機の駆動を制御する発電機制御手段に兼用されている、請求項１記載のヒートポンプ応用機器。
5. 前記発電機制御手段は、前記直流電力ラインの電圧が前記所定値以上となった場合に、前記発電機の発電効率を低下させる制御を実行する、請求項４記載のヒートポンプ応用機器。
6. 前記発電機が永久磁石型同期発電機であり、
   さらに、前記直流電力出力手段および前記発電機制御手段の両者を含む可変速コンバータを備え、
   前記可変速コンバータは、前記永久磁石型同期発電機が発電効率の高い高効率状態から発電効率の低い低効率状態に移るように、当該永久磁石型同期発電機の電流位相角を変更する制御を実行する、請求項５記載のヒートポンプ応用機器。
7. 前記電圧抑制手段は、前記直流電力ラインの電圧が前記所定値以上になった場合に、前記直流電力ラインに供給される電力の蓄電または消費を開始する、請求項１記載のヒートポンプ応用機器。
8. 前記電圧抑制手段は、負荷と、前記負荷への給電をオンオフするスイッチとから構成され、前記直流電力ラインの電圧が前記所定値以上になった場合に、前記スイッチをオンして前記負荷への給電を開始する、請求項７記載のヒートポンプ応用機器。
9. 前記発電機制御手段は、前記直流電力ラインの電圧が前記所定値以上となった場合に、前記発電機の回転数を低減する制御を実行する、請求項４記載のヒートポンプ応用機器。
10. 前記モータ制御手段は、前記直流電力ラインの電圧が前記所定値以上となった場合に、前記モータの回転数を増大する制御を実行する、請求項１記載のヒートポンプ応用機器。

Images