JPS6033729A - 同調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、およびその
他通信機全般に用いることができる同調器に関するもの
である。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通信電波の
数が増加しており、受信を拾望する電波の周波数選択を
する同調器の性能においては、高い安定性と信頼性が必
要とされている。一方、同調器を設置するそれら受信機
、送信機や通信機の製造コストの低減も大きな課題であ
り、特に合理化が困卸な高周波部の同調回路部品につい
て抜本的な新技術の開発が特に必要とされている。

以１７図面を診照しながら従来の同調器について説明す
る。第２図は基本的な同調回路であり、１はインダクタ
、２はキャパシタである。そして、それらインダクタ１
とキャパシタ２からなる並列共振回路３にて構成される
同調器は、従来においては第２図もしくは第３図に示す
ような部品による構成で実現さ１れていた。すなわち第
２図に示すようにインダクタ部品４とキャパシタ部品５
のそれぞれ別個の部品が回路導体６および７によって接
続されて同調器を構成していた。また第３図に示ｔよつ
な別の方法として、板状の誘電体８の表面に平面インダ
クタ２０９を設置して、史に対向する電極２１０および
２１１それぞれよりなるキャパシタ２１２を設置し、そ
れぞれ別個のインダクタ２０９とキャパシタ２１２が回
路導体２１３および２１４によって接続されて同調器を
構成していた。

更に第３図は基本的な従来の同調装置の回路図であり入
力端子８を有する可変インダクタ９、トリマキャパシタ
１０、および電圧可変キャパシタ１１を含む同調回路１
３が増「１】器１４を介して出力端子１５を有するｉ■
変インダクタ１６、トリマキャパシタ１７および電圧可
変キャパシタ１８を含む同調回路１９と接続されている
。電圧＝Ｊ変主キヤパシタ１．１８には抵抗２０．２１
を介して共通の電源２２から制御電圧が供給されている
。

同調回路１３．１９の同調周波数変化の連動性を確保す
るために同調周波数範囲の両端付近でインダクタ９，１
６およびトリマキャパシタ１０．１７をそれぞれ調整し
ていた。

しかしながら上記のような同調器回路部品および調整方
法による同調装置においては、■＋、ｉＪ変インダクタ
部品および１ｊＪ変キャパシタ部品ｔよ他お高周波部品
々比較してサイズか大きく、特に高さ寸法が′Ｔａ器の
小型化、薄型化を阻害している。

■［り変インダクタ部品内のフェライトコアは機械的振
動によってずれ易く、また透磁率の温度依存性が大きく
インダクタンス値が不安定であり同調周波数の変動が大
きい。

■１り変インダクタとｏｆ変キャパシタはそれぞれ別個
部品として存在し、導体の引き回し回路で接続されてい
るためリードインダクタンスやストレーキャパシタが矛
〈発生して回路動作が不安定である。

■独立した最小単位機能の別個部品の集合回路であるた
め部品点数の削減や製造の合理化に限界がある。

■ｉｉＪ変キャパシタ部品も機械的振動によってキャパ
シタンス値が不安定であり同調周波数の変動が大きい。

■各々の同調器内の可変インダクタとトリマキャパシタ
を交互に調整するため、目的とする周波数に収れんさせ
て調整を完了するのに長時間と熟練を必要とする。

■電圧ＩＪＪ変キャパシタの制御電圧は共通であるため
、電圧可変キャパシタのキャパシタンス変化特性のバラ
ツキ、回路のストレーキャパシタのバラツキ、および可
変インダクタのバラツキが原因して同調器間の完全なト
ラッキングが不可能である。

■同調回路を構成する部品を直接に可変調整するため調
整治具や調整者の接近状態が高周波性能に影響して調整
精度を劣化させる。

発明の目的 本発明の目的は可変インダクタ部品と可変キャパシタ部
品を一体化した薄型の同調器を簡単な構成と実現して同
調器の形態を超薄型化と小型化し、史に機械的振動に対
しても同調が安定で、同調周波数の温度依存性が小さく
、同調回路の接続ＩＪ−ドの悪影響をなくして高周波的
に安定で、また、部品点数を削減して製造工程の合理化
を可能にする同調器を実現するとともに固定のインダク
タを用いてもトリマキャパシタのキャパシタンス４Ｍ＋
　整と電圧１」」変キャパシタに供給する電圧の調整に
よって同調停間の完全なトラッキングをｔｉＪ能にする
同調装置を実現するものであり、調整時間の短縮化、ト
ラッキング性能の向上とその維持、および遠隔調整を１
り能にする同調装置を提供することである。

発明の構成 本発明の同調装置は誘市体の同−而で対向設置する電極
それぞれのアース端子が互いに逆方向側となるように設
定した制量調器を複数個設け、その制量調器それぞれに
電圧１」」変リアクタンス素子を設置して可変同調器と
すると共に上記電圧可変リアクタンス素子に供給する電
圧を上記それぞれの可変同調に（におけるｉ１Ｊ変周波
数範囲に対して任意に関連づけて供給制御するように構
成したものである。制量調器の動作としては一方の電極
がインダクタとして作用し、またこの電極と（ｍ方の電
極が対向して先端オープンの分布定数回路を形成し、そ
の等測長さを動作させる周波数波長のλ／４長さ未満に
設定することによって、分布定数回路端に発生する負リ
アクタンスによるキャパシタを実現し、上記インタツタ
と並列に作用させるこ占を基本とするものである。それ
ぞれの可変同調器は直接もしくは他の回路要素を介して
接続されるように構成したものであり、これにより電圧
、ＩＩｌ！］整器によって変化範囲を任意に調整される
電圧に依存してリアクタンスが変化する電圧可変リアク
タンス素子が同調周波数の変化「ＩＪを調整するように
作用し、一方トリマキャパシタが同調周波数の絶対値を
調整するように作用するものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第６図は本発明の実施例におけるスーパヘテロダイン受
信機の同調装置の回路図を示すものである。入力端子２
３を有するインダクタ２４とトリマキャパシタ２５−卦
士γド雷庄石ｒ安車ヤパ、ン々９９を含む同調器２７は
増巾器２８を介してインダクタ２９とトリマキャパシタ
３０．および電圧可変キャパシタ３１を含む同調器３２
と接続され、その出力／：ｊ、／Ｉｔ合器３３に人力さ
れる。一方インダクタ３４とトリマキャパシタ３５、お
よび重圧ＩＪＴ変キャパシタ３６より成る同調器を含み
、ＰＬＬ回路３７と抵抗３８を介して接続されて構成さ
れるンンセザイザ式局部発振器３９の出力か混合器３３
に注入されて中間周波信号が出力端４０に出力される。

ＰＬＬ回路３７の制御出力市川は電圧調整器４１」９よ
び４２を介して、また抵抗４３および４４を辿して成用
可変キャパシタ２６および３１に供給される。ここで、
ＰＬＬ回路３７の制御出力成用はインダクタ３４と電圧
可変キャパシタあのそれぞれのインダクタンスとキャパ
シタンスのバラツキによって様々な変化範囲を呈するも
のであるが、本実施例においては電圧調整器４１および
４２の調整によって同調器２７と同調器３２を構成する
それぞれの部品のバラツキの吸収も含めて補償すること
を可能にしている。

次にこの補償作用について第６図および第７図を参照し
ながら説明する。第６図は同調器（第５図における同調
器２７もしくは３２）と電圧調整器（第５図における電
圧調整器４１もしくは４２）を代表的に示したものであ
る。同調器はインダクタンスＬを有するインダクタ４５
とキャンぐシタンスＣＴを有するトリマキャパシタ４６
とキャンきシタンスＣ８を有するストレーキャン（シタ
４７およびｉＩ工変キャパシタンスＣ■を有する電圧可
変キャパシタ４８で形成され、電圧可変キャンぐシタ４
８には抵抗４９を介してトリマレジスタ５０とトリマレ
ジスタ５１より成りポテンシオメータを構成して構成し
て成用供給端子５２に入力される制イ卸亀圧を調整する
電圧調整器５３の出力電圧が供給される。インダクタ４
５とトリマキャパシタ４６の並列回路で別間調器５４を
構成する。ここで同調周波数は によって決定され、この同調周波数ｆ。は任意に１’Ｊ
ｔＪＪ整できるトリマキャパシタ４６のキャパシタンス
ＣＴによってその絶対値を史に調整できる電圧可変キャ
パシタ４８のキャパシタンスＣ■の、＆化１１」によっ
てその変化範囲を任意に設定できることがわかる。−力
調整する１Ｍ波数変化範囲の最大値をｆｍａＸ　Ｔ最小
値をｆｍｉｎとし、電圧可変キャ・ζシタのキャパシタ
ンス変化範囲の最大値をＣｍａｘ’最小値をＣｍ１ｎと
すると （２π　ｆｍａｘ　）２　（Ｃｍｉｎ　’−Ｃ３’−Ｃ
Ｔ　）なる関係式の定数設定によって同調周波数ｆ。を
任意に制御することができる。すなわち、第２式におい
て個々の値を示すり、！ｌ：Ｃ８および特定のｆｍａｘ
とＣｍ１ｎに対してＣＴを任意に調整して第２式の関係
条件を満足させる。次に第３式において特定の（ｆｔｔ
ｌａｘ／ｆｍｌｎ）　と第２式で特定された（Ｃ８＋Ｃ
Ｔ）とＣｍ１ｎに対してＣＩｎａｘ　を任意に調整して
第３式の関係条件を満足させる。ここでこの調整制御に
おける重要な要件としてＣの任意の調整に対してＣｍ１
ｎの変動を極めて小さくしなければならないことが上げ
られる。本発明はこの要件を満足するようにしたもので
次にその動作について説明する。ここで成用供給端子５
２に人力される電ｊ上の変化範囲を最大値■４および最
小値■２とし、電圧調整器５３で調整された出力電圧の
変化範囲を最大値■３および最小値ｖ１とすると ■３　■１ ■４■２　°°゛′°°゛°゛°°゛°（°）なる関係
を保って亀圧口■変キャパシタ４８の供給電圧を調整制
御することができる。第７図に電圧ｉｉＪ変キャパシタ
４８の電圧対キャパシタンスの変化特性を示し、電圧の
調整によってキャパシタンス変化・ＩＬｈ囲が何効に制
御できる様子を説明する。

調整前の’１ｔｆｆｌＪＥ　Ｖ４におけるキャパシタン
スを０４゜電圧ｖ２におけるキャパシタンスを０２とし
、また調整後の′、６圧■３におけるキャパシタンスを
０３゜電圧■１におけるキャパシタンスを０１トする。

ここで一般的に電圧可変、トヤパシタが有する性能の特
徴として電圧の低い領域においてはキャパシタンス変化
率が犬きぐ、反対に電圧の高い領域に１、・いて＆Ｊ、
−１−ヤパシタンス変化率が小さい。したがって調整さ
れた電圧の変化軸回の最小値における・ａ圧調整比ｖ１
／Ｖ２によるキャパシタンス調整量（Ｃ１−Ｃ２）は最
大値における電圧調整比Ｖ３／ｖ４によるキャパシタン
ス調整ｔＺｔ　（Ｃ３−Ｃ４）よりも極めて大きく （ｃｌ−Ｃ２）　＞＞　（Ｃ３−Ｃ４）　・・・・・・
・・・（６）となる。この作用によって第３式における
キャパシタンスＣｍｄｘを電圧調整器５３で任意に調整
変化させてもキャパシタンスＣｍ１ｎの変動を極小にす
ることかできて、一義的にキャパシタンスＣ１１ａＸを
調整することができる。

以上のように第５図に示す本実施例によれば電圧１り亥
キャパシタのキャパシタンス変化率が電圧の低い領域で
は電圧の高い領域でよりも大きいことを利用して、同調
周波数の低い領域の調整を電圧調整器４１．４２で調整
し同調周波数の高い領域の調整をトリマキャパシタ２５
．３０で調整することによりシンセサイザ式局部発振器
３９の出力電圧のバラツキと同調器２７．３２における
インダクタ２４．２９、ストレーキャパシタ（図示せず
）のバラツキを補償することを実現している。

なお、上の実施においては局部発振器をＰＬＬシンセサ
イザ式としたが局部発振器はＰＬＬ　シンセサイザ式に
限定されるものではなく電圧可変発振器という機能を有
するものであれは何でもよい。

また電圧調整器をトリマレジスタで構成したポテンシオ
メータとしたが電圧調整器はレジスタ・ポテンシオメー
タに限定されるものではなく電圧調整という機能を有す
るものであれば何でもよい。

例えば半導体可変レジスタなどを用いることができる。

史に′電圧調整器を構成するトリマレジスタはスライド
接点移動型のものでもよく、印刷レジスタ全レーザカッ
ターやサンドプラスター等の非接触カットＬ段を用いて
調整するものでもよい。

次に本発明の同調装置に用いる渠６図に示す副面調器５
４の実施例について図面を参照しながら説明する。

第８図は本発明の同調装置における同調器の構ノ戎図を
示すものである。第８図において（ａ）は表１酊図、（
ｂ）は側面図、（Ｃ）は裏面図を示す。（以下、第９図
ないし第１７図において同様）第８図それぞれにおいて
５５は誘電体基板であり、６６はインダクタを形成する
電極であり、５７の電極と相まって分布定数回路を形成
しキャパシタを形成する電極である。電極５６の端子５
８はアース端子であり、端子５９はオープン端子である
。一方、電極５７においては端子６０がアース端子であ
り、端子６１がオープン端子である。（オープン端子５
９．６１には第６図の電圧可変容量素子４８のような他
の同調回路部品を接続してもよい。）第８図（、）に示
すの側、■側と第７図（Ｃ）に示すの側。

■側が対応しく以下、第９図ないし１７図において同様
）それぞれの電極５６，５７は同一パターンで対向して
いる。

第９図は本発明の他の実施例における同調器の構成図を
示すものである。誘電体基板６２に対する電極６３と電
極６４の設置構成は第７図で説明した実施例と同様であ
るが、電極６３の端子６５はオープン端子であり、端子
６６はアース端子である。一方電極６４の端子６７がア
ース端子であり、端子６８がオープン端子である。

第１０図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板６９の表面側に電極７０
と′成極７１を設置しそれぞれの１程極が側面対向する
ように構成したものである。電極７０の端子７２はアー
ス端子であり端子ア３はオープンＡ１１ｉ子である。一
方１Ｌ極了１の端子Ｔ４がオープン端子であり端子７６
がアース端子である。

ここでそれぞれの′成極７０，７１に対する端子モーに
は第７図と第８図で説明したようにアース端子とオープ
ン端子がそれぞれ逆方向側になるようにすれは任意に設
定できる。（以下、１１１１ｆｌ〜第１７図において同
様） 第１１図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板７６に対する電極７７と
電極７８の設置構成および端子モードは第７図で説明し
た実施例と同様であるか、電極７７と電極７８の面積が
同一でなく、またそれぞれの電極が部分的に対向するよ
うに設置した構成である。

第１２図ないし第１４図は本発明の他の実施例における
同調器の構成図を示すものである。第１２図に」、・け
る誘電体基板７９に対する電極８０と電極８１の設置構
成および端子モード、第１２図における誘電体基板８２
に対する電極８３と電極８４の設置イ１に成およびψ１
１．１子モード、および第１３図における誘電体基板８
５に対する電極８６と電極８７の設置構成および端子モ
ードは第８図で説明した実施列と同様であるが、それぞ
れの電極は少なくとも一ケ所以上の任意の屈曲角と屈曲
方向を示す屈曲部を有するものを用いる。

第１５図は本発明の他の実施例における同調器の（・ｔ
ｌ構成図示すものである。誘電体基板８８に対する電極
８９と電極９ｏの設置構成および端子モードは第７図で
説明した実施例と同様であるが、それぞれの電極はスパ
イラル形状を有するものを用いる。

第１６図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板９１に対する電極９２と
電極９３の設置構成および端子モードは第８図で説明し
た実施例と同様であるか、電極９３は成極９２の面積内
に含まれた範囲内で部分的に対向設置するように設置し
た構成である。

第１７図は本発明の曲の実施例における同調器の構成図
を示すものである。誘電体基板９４に対する電極９５と
電極９６の設置構成および端子モードは第８図で説明し
た実施例と同様であるが、それぞれの電極９５．９６は
誘電体基板９４の内部に設けられている。

いう１でもなく第８図、第９図、第１６図、および第１
７図で説明した実施例におけるそれぞれの電極は第１２
図〜第１５図で説明した実施例の１に極形法を自するも
のを用いてもよい。

次に４．：　Ｎ明の同調装置に用いる同ａ１Ｍ器の動作
原）１１Ｌを説明する。

第１８図（，１〜（ｑ）は本発明の同調器における動作
を説明するだめの等価回路である。第１４図（ａｌにお
いて、電気長ａを有し、互いにアース端子を逆方向側に
設定したそれぞれの伝送路電極２７０゜２７１によって
形成される伝送路に対して、電圧ｅを発生する信号源２
７２か伝送路電極２７０に１妾続されて信けを供給する
ものとする。そして、それによって伝送路電極２７０の
先端におけるオゾン端子には進行波電圧ｅＡが励起され
るものと−１１−る。一方、伝送路電極２７１は上記の
伝送路電極２７０に近接して対向設置もしくは並設され
るので、相互誘導作用によって電圧が誘起される。

その伝送路電極２７１の先端におけるオープン端子に誘
起される進行波電圧１ｉ１Ｂとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧ｅＢは励起する進行波電圧ｅＡに対し
て逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡお
よびｅＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝
送路電極２７０および２７１より成る伝送路において電
圧定在波を形成することになる。ここで伝送路電極２７
０における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数を
Ｋで表わすものとすると、伝送路電極２７１における電
圧分布係数は（１−Ｋ　）で表わすことができる。

ここで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差■をめると Ｖ　＝　Ｋ　ｅｐ、（１−Ｋ）　ＱＢ　−−−−・−（
１）で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送路
電極２７０および２７１が同じ電気長２であるとすると ＱＢ−〜ｅＡ　・・・・・・（２） となり、それによって第１式における電位差■はＶ−−
Ｋ　ｅｐ、＋　（Ｉ　Ｋ）ｅＡ ＝ｅＡ　・・・・・（３） となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ
対向する全ての部分において電位差■を発生さぜること
かできる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電極「１］
Ｗを打するものとしく電極の厚みはｔσｊいものとする
）、さらに誘電率ε６を有する誘電体を介して出月鵜ｄ
と対向されているものとする。この場合における伝送路
の単位長当りに形成するキャパシタンスｃｏは であり、故に となる。

従って、第１８図（ａ）に示す伝送路は、第１８図（ｂ
）　Ｋ示すような単位長当りにおいて第６式でまるＣ□
の分布キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。また、
それぞれの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１におけ
る電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は、上記
において述べたように互いに逆位相関係にあるので、こ
の伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動作する
ことになる。これによって第１８図（Ｃ）に示すような
、＼１ｉ、Ｈ％電圧ｅ°を有する平衡信号源２７４によ
って平衡丑−ドで励起される伝送路電極２７５および２
７６によって形成される平衡モード伝送路と等価になる
。いうまでもなくその電気長は第１８図（、）において
示したもとの電気長ａと同じである。さらに、この平衡
モード伝送路は第１８図（ｄ）に示すように、伝送路の
分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発生
する集中インダクタ成分それぞれによる総合的な分布イ
ンダクタ２７７および２７８と分布キャパシタ２７３よ
りなる分布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の颯気長ノとの関係について説明する。

第１９図（ａ）に示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特注インピーダンスＺ○は、第１９１、Ｊ
　（ｂ）に示す”！Ｐ　４ｄｌｉ回路で表わすことがで
きる。その特性インピーダンスＺ□は一般的に となる。ここで伝送路か照イ貸失の場合はとなる。本発
明の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用する
ことができ、かつ説明の簡略化のため以−ド第８式に示
す特注インピーダンスＺＯを用いる。第８式におけるキ
ャパシタンスｃｏは第６式においてめた伝送路における
単位当りのキ、トハシタンスｃｏと同じものである。す
なわち伝送路忙おける単位長当りの特性インピーダンス
Ｚｏはキャパシタンスｃｏの関数であり、それは゛また
キャパシタｃｏに関与する誘電体の誘電率ε８゜伝送路
７Ｅ極の「１】Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置間
酪ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがＺ□で、その電気長がａであり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンスＸは Ｘ　＝　Ｚ（）　ｃｏｔθ　−・・−（９）で表わすこ
とができる。ここで θ＝２π−・・・・・・（１０） λ であり、特に ノ場合に訃いて等価リアクタンスｘは ｘ＜ｏ　叩・・（１２） となる。すなわち伝送路の端子における等価リアクタン
スは４ユヤパシテイプリアクタンスとなす得る。したが
って伝送路の１１気長ａによってθが第１１式に該当す
る場合、すなわち例えば゛′心心気長命λ／４以下に設
定することによりキャパシタを形成することができる。

そして、その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣ
は （帽Ｘ　ｌ　（ｏ　Ｚ□　ｃｏｔθ で表わされるように、θの変化によって、すなゎち伝送
路の電気長２の設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる。

以上＠９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第２０図である。、ＪＳ
　２　ｃ）図では、先端がオープン状態の伝送路におい
て、その電気長２の変化に従って端子に発生ずる等価リ
アクタンスＸが変化する様子を表わしている。第１７図
から明らかなように、伝送路の電気長Ｕがλ／４以下も
しくはλ／２〜４λ／３などにおけるような場合には負
の端子リアクタンスを形成することが可能であり、すな
わち等偏向にキャパシタを形成することができる。さら
に、負の端子リアクタンスを発生させる条件において、
伝送路の′電気長２を任意に設定することによって、キ
ャパシタンスＣを任意の値に実現することが可能である
。

このようにして形成されるキャノくシタＣは、第１８図
（、）において示す集中定数キャノ々シタ２７９として
等偏向に置換することができる。そして、伝送路に存在
する分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によっ
て発生する集中インダクタ置換することかできる。そし
て、仮想的な平衡信号源２７４およびそれぞれの伝送路
におけるアースを、もとの第１８図（、）において示し
た状態と等偏向と同じになるように置換すれば、第１８
図（ｆ）に示すようになる。この第１８図（ｆ）におい
てアース端子を共通化して表わすと、明らかに最終的に
は第１８図（ｑ）において示すように、集中定数キャパ
シタ２７９および集中定数インダクタ２８０より成る並
列共振回路と等価になり、同調器を実現することかでき
る。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するために、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調：都（における構成および動作を
次に説明して対比する。それによって本発明による同調
器との差異を明１１企にすると共に、本発明における同
調器の新規性を明らかにする。

第２１図は、伝送路電極として例えば本発明における同
調器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端
子が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の
動作を示すものである。第２１図（ａ）において伝送路
電極２８１および２８２よりなる先端オープンの伝送路
が、電圧ｅを発生ずる信号源２８３によってドライブさ
れているもの−とする。それによって伝送路電極２８１
の先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＡが励起
され、それと対向設置もしくは並設される伝送路電極２
８２の先端におけるオープン端子には定住波電圧ＱＢが
誘起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路電極
２８１および２８２のアース端子は互いに同方向側に設
定されているので、それぞれの定在波電圧ｅＡ、！：ｅ
Ｂは互いに同位相となる。従がって、伝送路電極２８１
および２８２におけるそれぞれの電圧分布係数は同じＫ
を有することになる。それによって伝送路電極が対向す
る任意の部分における電位差Ｖは Ｖ　＝　Ｋ　”Ａ　ｅＢ　＋＋＋＋＋＋　（１４）とな
る。ここで、それぞれの伝送路電極２８１および２８２
の電気長が同じ長さであるとするとｅＡ＝　ｅｌＢ　＋
・＋　・・（ｉ　５）となり、それによって第１４式に
おける電位差Ｖは Ｖ　＝　ｆ（ｅＡ　−Ｋ　ｅＡ＝　Ｏ・−・−（１６）
となる。すなわち伝送路のいずれの部分においても電位
差か発生しないことになる。第２１図（ａ）における信
ｉｇ源２８３を伝送路端に置換設定したものが第２１図
（ｂ）であり、電圧ｅ′を発生する不平衡信号源２８４
を設置したことと等価になる。そしてこの等価回路にお
いては互いに電位差を有しない平行伝送路が存在するの
みである。つまりこれ髪２１図（Ｃ）に示すように、等
偏向に単なる一本の伝送路電極２８５か存在する場合と
同一であることは明らかである。そして、信号源２８３
およびアース端子を第２１図（ａ）に示したようにもと
の回路に等価置換することにより第２１図（ｄ）に示す
ようになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分および
伝送路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分そ
れぞれより成る等価的な集中定数インダクタ２８６のみ
を形成するだけである０以−トより明らかなように、イ
ンダクタと並列にキャノぐシタを形成することかできな
いので、目的とする並列共振回路の同調器は実現するこ
とができない。

第２２図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同
調器におけるものと同じもので形成した一搬的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第２２図（、）において伝送
路電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、
電圧ｅを発生する信号源２８９によってドライブされ、
伝送路の先端におけるオーブン端子に定在波電圧ｅＡが
励起されるものとし、その′電圧分布係数をＫとまる。

一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係！ｆ（
Ｋを荷する定在波電圧ＱＢが発生するものと仮定すると
、伝送路電極２８７とアース電極２８８か対向する任意
の部分における電位差■はＶ＝Ｋ　ｅｐ、−Ｋ　ｅＢ　
−−−・（１７）で表わされる。しかし、アース１Ｂ極
２８８における定在波電圧ｅＢは一様にアース電位（零
電位）であり ８Ｂ二〇　・・・・（１８） となる。従ってアース電極２８８には電圧分布係数も存
在しない。その結果、電位差Ｖはｖ　＝　ｉｃ　ｅＡ−
−−（１９） となる。これによって、伝送路電極２８７とアース電極
２８８の間に分布キャパシタを形成することは可能であ
る。しかしながら、伝送路電極２８７は、アース電極２
８８と近接して対向しているため、相互誘導作用によっ
て伝送路電極２８７における画先端がほとんどショート
状態になったものと等価になる。そのため伝送路電極２
８７におけるインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させ
ることになる。すなわち、このマイクストリップライン
は第２２図（ｂ）に示すように等価損失抵抗２９０を含
む集中定数インダクタ２９１および集中定数キャパシタ
２９２それぞれより成る並列共振回路を形成する。ここ
で等価損失抵抗２９０は実際には相当大きな抵抗値を有
するものになるため、共振回路における損失が非常に大
きくなる。従って、同調器としては明らかにＱ性能が非
常に低下したものしか実現できず、実際的には実用に適
するものではない。

第２３図は従来において最も多く使用されているλ／４
共振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件
および伝送路の長さの設定と、更にアースの設定におけ
るそれぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示
すものである。第２３図において平衡モートイ升送蕗雷
湛２９３卦士ｒに２９４は、その電気長２か共振周波数
におけるλ／４に等しく設定され、かつ先端がショート
されている。そして電圧ｅを発生する平衡信号２９５に
よって、それぞれの伝送路電極７Ｊ）平衡モードでドラ
イブされて因るものとする。アース端子は平衡信号源２
９５の中性点に設定され、特に伝送路電極におけるいず
れかの端子にアースを設定するものではない。この場合
における伝送路の端子に発生ずる等価的な端子リアクタ
ンス又は、伝送路の待１弘インピーダンスをｚｏとする
とＸ二Ｚ□−θ　・・・・・（２０） となる。ここで特性インピーダンスＺＯは第９式におい
て示したものと同じものであり、またθについても第１
０式において示したものと同じものである。この共振器
では伝送路のｄ気長ａをａ＝λ／４　・旧・・（２１） としているので θ−π／２　・川・（２２） である。従ってｇ２０式における端子リアクタンスＸは Ｘ　＝　Ｚｏｂｎ−＝　００　−＝−（２３）となり、
等測的に並列共振特性を得ることができるものである。

しかしながら、このλ／４共振器における構成を本発明
の同調器における構成と比較すると、まず伝送路の端子
条件についてみると本発明の同調器においてはオープン
状態であるのに対して、従来のλ／４共振器においては
ショート状態であり、従って端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の゛電気
長２の設定についてみると、本発明の同調器においては
同調周波数のλ／４以下に設定するものであり実際的に
はλ／１６程度の非常に短いものに設定して構成するも
のであるが、従来のλ／４共振器においては厳密に共振
周波数のλ／４に設定するものであり、従って伝送路の
電気長２の設定において根本的に異なる構成であること
も明ら・Ａ・である。また、構成における伝送路の電気
長２の異いに起因して、両者において同一の同調周波数
もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同調器にお
いては小型化することができるが、λ／４共振器に］・
・いては非常に長い伝送路を設ける必要があり大型化す
る不都合があった。従来のλ／４共振器を小型化する目
的で誘電率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路の
長さを短縮化したものもみられるが、それに用いる誘電
率の高い誘電体は一般に誘電体損失ｌ、１１１δが非常
に大きく、従って共振器としてのＱ性能が著しく低下す
る不都合があった。史に、誘電率の高い誘電体における
誘’Ｉｆｆ率の７１１１）度依存性は一般に大きく、従
って共振周波数の安定性を確保することが困難である不
都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第２４図は同Ｊ、！１周波数の
温度依存性を測定した実験結果を表すグラフである。そ
して第２５図は共振Ｑの温摩依存特注を測定した実験結
果を表すグラフである。第２４図および第２５図におい
て、特性（Ａ）は本発明Ｖこおける同調器の温度依存性
であり、誘電体としてアルミナセラミック材もしくは樹
脂系プリント回路基板を使用した場合の実験結果である
。一方、特性（Ｂ）は第２図において示すような、従来
において最も多く用いられていた同調器における／Ｉｌ
１品度依品持依存特性。これらの実験結果から、本発明
の同調器においては一般的な誘電体を用いて構成したも
のでもその同調周波数は極めて安定であり、史に共振Ｑ
が高く、かつ安定であることか明らかである。一方、従
来の同調器においては、インダクタを構成するフェライ
ト材のコアにおける透磁率μとＱの根本的な不安定性、
およびコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンスの
変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑの安定性
を確保することが困難であった。それによって、他の温
度補償部品もしくは他の自動安定化補償回路を伺加して
不安定性を補っていた。

次に第５図に示す同調装置に用いる第６図に示す同調器
を構成する開開調器６４の同調周波数の調整について第
１６図に示す実施例を代表してその動作を説明する。ま
ずインダクタは第１５図（、）に示すスパイラル形状電
極８９によって形成される。次にキャパシタは第１４図
（ａ）ないしくＣ）に示すスパイラル形状電極８９と９
ｏの間に存在する誘電体８８によって発生ずる分布キャ
パシタンスによって形成される。次に第２６図にこの開
開調器の動作等価回路を示して説明する。第２６図（、
）の１００はインダクタを形成するスパイラル形状電極
と等価な伝送路であり、１０１は１００のインダクタ形
成電極と共に作用して分布キャパシタ１０２を形成させ
るスパイラル形状電極と等価な伝送路である。ここでス
パイラル形状電極１０１のアースポイントはインダクタ
を形成するスパイラル形状電極１００のアースポイント
とは逆方向側に設定されているため、第２６図（ｂｌに
示すようにスパイラル形状電極１０１のインダクティプ
成分は打消されてアース面１０３と等価になりインダク
タのスパイラル形状電極１０４と対向して分布キャパシ
タ１０５を形成する。これを分布定数回路で示したもの
が第２６図（Ｃ）であり、分布インダクタ１０６と分布
キャパシタ１０７による分布定数回路を形成する。ここ
でアースとなる分布キャパシタ電極１０８の任意の電極
部位１０９でカットすることにより、また分布インダク
タ１０６の任意の電極部位１１０でカットすることによ
って分布キャパシタンス１０７と分布インダクタンス１
０６のそれぞれの値を任意に変化させることがＩｊＪ能
である。第２６図（ｄ）はこれを集中定数等価回路で示
したもので可変インダクタ１１１と可変キャパシタ１１
２の並列共振回路を形成することになる。

この同調器のインダクタが有するインダクタはスパイラ
ル形状電極の捲回数もしくは電極長さによって任意に設
計することができる。一方、分布キャパシタのキャパシ
タンスは対向するスパイラル形状電極の対向部活と誘電
体の誘電率εおよび厚みによって任意に設計することが
できる。この分布キャパシタンスの形状について第２７
図と共に説明する。対向するスパイラル形状電極の伝送
路等価長さを２とし、この伝送路等価長さｌは使用する
誘電率εによって定まる波長短縮率１４弓を考慮した動
作周波数におけるλ／４長よりも短いものに設計する。

このλ／４長に対する伝送路等価長さ２の９１合いを任
意に設計することによりキャパシティブリアクタンスＸ
ｃＯ値を任意に設計することが可能である。このキャパ
シティブリアクタンスＸＣと動作周波数ｆｏによってキ
ャパシタンス　Ｃ−／２πｆｏｘｃが得られる。

今この伝送路等価長さ２を伝送路等価長さＣ′に短１１
ｉ’ｉするとキャパシティブリアクタンスＸｃはキャシ
ティブリアクタンスＸ６に変化する。このキャパシティ
ブリアクタンスＸＣ：と動作周波数ｆ０によっでキャパ
シタンス　Ｃ１−％πｆＯＸｃ゛が得うレ、Ｃ’（Ｃと
なってキャパシタンスを町ｉできる。

このキャパシタンスＣを有するキャパシタが第２６図（
ｄ）に示す可変キャパシタ１１２と等価である。

ここでアースとなるキャパシタ電極を形成するスパイラ
ル形状電極〔第１５図（ｃ）におけるスパイラル形状電
極９０）の長さは、以上の説明においてマーココ１ インダクタ電極を形成するスパイラル形状電極〔第１５
図（、）におけるスパイラル形状電極８９〕と同じ長さ
としたが、第１１図の実施例において説明したようにイ
ンダクタ電極長さよりも短い範囲で任意の長さに設計し
ても良く、またインダクタ電極と対向する任意の位置に
形成しても所要の目的は達成できる。

第２８図、第２９図、第３０図、第３１図に第１５図に
示す実施例を代表して可変キャパシタとり変インダクタ
の調整可変の様子を示す。第２８図、第２９図はキャパ
シタ電極のカットによってｕ丁亥キャパシタを調整する
モードの説明図であり、第２８図に示すようにオープン
端子を起点とするカット位置までの電極長さを電極カッ
ト量ｄとし、それに対する分布キャパシタンス０１分布
インダクタンスＬ１および自己共振周波数ｆ。の関係は
第２９図のようなる。すなわち、電極カットｌｉｄの増
大に対して分布キャパシタンスｃＬ士減少するが分布イ
ンタフタンスＬは不要である。それにし−１たｂｉつイ
白−北旧り月？＃粉Ｉ−ノ斗宜／もノ　本杭３０図、第
３１図はインダクタ電極のカットによって−げ変インダ
クタとｉ＋Ｊ変キャパシタを同時に調整するモードの説
明図であり、第３０図に示す」：うにオーブン端子を起
点とするカット位置までの１Ｅ極長さを同じく電極カッ
ト：けｄとし、それに対する分布インダクタＬ１分布キ
ャパシタｃ８および自己共振周波数ｆ。の関係は第３１
図のようになる。すなわち、電極カットＭ：ｄの増大に
対して分布インダクタンスＬと分布キャパシタンスｃは
Ｊ（に減少し、それにしたがって自己共振周波数ｆｏは
高くなる。

ここで電極をカットする方法としてはレーザカッターサ
ンドプラスター等の調整時において同調周波数に影響を
与えない非接触カット手段を用いると良い。

次に以上のように構成された実施例の同調器の同調周波
数を調整する別の方法について第１５図に示す実施例を
代表して以下その動作を説明する。

第３２図（、）の１１３はインダクタを形成するスパイ
ンジチルｆＦＡ！１’”ＲＬ化り自ｉ５πイシｌ二２６
１Ｊ々１り壷ｌへ−一、・・１１３はインダクタ形成電
極と共に作用し７て分布キャパシタ１１５を形成させる
スパイラル形状電極と等価な伝送路である。ここで、伝
送路電極１１４のアースポイントは任意の電極部位１１
６に設定されるため、第３２図（ｂ）に示すようにアー
スポイント１１７から電極１１４のアース側に至る対向
部のインダクティブ成分は打消されてアース而１１８と
等価になりインダクタを形成する伝送路成極１１９と対
向して分布キャパシタ１２０を形成する。

これを分布定数回路で示したのが第３２図（Ｃ）であり
、分布インダクタ１２１と分布キャパシタ１２２による
分布定数回路を形成する。ここでアースとなる分布キャ
パシタ電極１２３の電極端１２４を任意に調整すること
により分布キャパシタ１２２の値を任意に可変すること
か可能である。第３２図（ｄ）はこれを集中定数等価回
路で示したもので、インダクタ１２６と可変キャパシタ
１２６の並列共（辰回路を形成することになる。また第
３３図に０へ同調にの別の動作等価回路を示して説明す
る。

第３３図（ａ）の１２７はインダクタを形成する伝送路
電極であり、任意の電極部位１２８をアース端子とし、
１２９は電極１２７と共に作用して分布キャパシタ１３
０を形成する伝送路電極である。

これは第３３図（ｂ）に示すようにインダクタとしては
アース端子を１３１とする伝送路１３２のみが寄与する
ことになり、伝送路１３２と対向する部分のアース′１
Ｅ、極１３３との間の分布キャパシタ１３４の春か形成
される。これ全分布定数回路で示したのが第３３図（ｃ
）であり、分布インダクタ１３５と分布キャパシタ１３
６に・よる分布定数回路を形成する。ここでアースとな
る分布インダクタ電極１３５の電極端１３８を任意に調
整することにより、分布インダクタ１３５および分布キ
ャパシタ１３６の値を任意に同時に可変することか＋ｉ
Ｊ能となる。７Ａ３３図（ｄ）はこれを集中定数等価回
路で示したもので、ＥＪ変インダクタ１３９と可変キャ
パシタ１４０の並列共振回路を形成することになる。

第３４図、第３５図、第３６図、第３７図に第１６図に
示す実施例を代表して可変キャパシタと可変インダクタ
の調整可変の様子を示す。第３４図、第３５図はキャパ
シタ電極のアース端子位置の調整によって＋ｊＪ変キャ
パシタを調整するモードの説明図であり、第３４図に示
すようにオープン端Ｐ１４１を起点とするアース端子位
置までの１匡極長さを′電極有効長ｄとし、それに対す
る分布キャパシタンスＣと、分布インダクタＬ１およヒ
自己共振周波数１０の関係は第３５図のようになる。

すなわち、電極有効長ｄの増大に対して分布キャパシタ
ンスＣは増大するが分布インダクタンスＬは不変である
。それにしたがって自己共振周波数ｆｏは低くなる。一
方、第３６図、第３Ｔ図はインダクタ電極のアース端子
位置の調整によって可変インダクタと可変キャパシタを
同時に調整するモードの説明図であり、第３６図に示す
ようにオープン端子１４２を起点とするアース端子位置
までの成極長さを同じく電極有効長ｄとし、それに対す
る分布インダクタＬ１分布キャパシタＣ１おになる。す
なわち電極有効長ｄの増大に対して分布インダクタンス
Ｌと分布キャパシタンスＣは共に増大し、それにしたが
って自己共振周波数ｆ。

は低くなる。

以−１−に説明した植成と動作により所要の目的を達成
するものであるが、その１１弯成の有効性を他の電極１
１゛４成にした場合と簡単に比較する。可変インダクタ
を形成するスパイラル形状電極は上記の説明のものと同
様として、まず＋１７変キヤパシタを形成するスパイラ
ル形状電極をスパイラル形状とせずに全面アース′電極
とした場合は可変インダクタのＱ性能が著しく低下して
実用性はなくなる。次に］り変キャパシタを形成するス
パイラル形状電極をスパイラル形状としてもアースポイ
ントを可変インダクタを形成するスパイラル形状電極と
同方向側に設定すると、両者は単一の可変インダクタと
して作用するのみで分布キャパシタンスを形成すること
は不可能となり所要の目的は達成できない。

Ｑｌ　＋−のように木宙施＃ｌ＋の皓層フ１．てインダ
クタ電極をキャパシタ電極と共用したこと、およびアー
スとなるキャパシタ電極のインダクタンス成分を打消し
たことにより可変インダクタと可変キャパシタの一体化
を実現している。

ｆＪ３８図に第１５図の実施例および第１７図ないし第
３６図、第３７図で説明した同調周波数の調整を行なう
同調器を代表して用いた本発明の同調装置の構成実施例
を示す。単層もしくは多層の回路基板１５０を介して同
調器１６１，１５２゜１５３および１５４（裏面電極も
しくは中間層電極は図示せず）がそれぞれ分散設置され
、同調器１５１および１５２は他の回路要素１５５を介
して接続され、また同調器１５３および１−５４は直接
接続されている。更に同調器１５２および１５４は他の
回路要素１６６を介して接続されている。

ここで他の回路要素１５５　、１５６としては例えば増
ｒ１１回路２発振回路、混合回路、変調回路、復調回路
、検波回路などが設置される。いうまでもなくそれぞれ
の同調器１５１．１５２，１５３お屹び１６４と他の回
路要素１６５および１５６の設置位置は回路基板１５０
に対して任意に設定することが可能であり、また同調器
および他の回路要素の設置個数も任意に設定することか
可能である。史にそれぞれの同、ｉｌ、−１器１５１°
ないし１５４の同調周波数の調整は各々独立に設定する
ことも１■能である。それぞれの同調器１６１ないし１
５４の電極材料としては金属導体もしくは印１ポリ導体
もしくは薄ｊ摸導体を使用することかでき、更に対向す
るそれぞれの電極をそれぞれ異種の導体で形成しても良
い。またそれらの電極は第１７図の実施例に示すように
回路基板の表面のみならずその内部に設置してもよく、
多層回路基板の中間層にも設置することもできる。ここ
で回路基板１５０としてはアルミナセラミック、プラス
チック、テフロン、ガラース、マイカ等を用いることか
できる。

それぞれの同調器１６１ないし１６４の形成方法として
は、金属導体を用いた場合は回路基板ｉｓ。

に一括接着し、一方印刷導体もしくは薄膜導体を用いた
場合は他の回路パターン形成と同時に一括甲刷処即する
ことが可能である。それぞれの同調器１５１ないし１５
４に他の可変リアクタンス素子（図示せず）を接続して
それぞれの同調周波数の変化を関連づけるようにする。

発明の効果 以」二の説明から明らかなように、本発明は電圧ｉｉＪ
変キャパシタのキャパシタンス変化範囲をそれぞれの同
調器に対して独立にかつ任意に調整するように構成し、
更に可変キャパシタ電極と共用したｉｊＪ変インダクタ
電極を誘電体回路基板を介してインダクタ成分を打消し
たアースとなる可変キャパシタ電極と近接して対向設置
させた構成の同調器を形成すると共にそれぞれの同調器
の電極をカットもしくはアース端子位置の調整によって
同調周波数を任意に設定するようにしているので■目的
とする周波数に収れんさせる調整を短時間で完了するこ
とができ、トラッキング調整のスピードアップカ尭１°
れる。

■それぞれの同調器を構成する部品のバラツキや、共通
の制御ｊｌｌ祇圧成用電圧のバラツキを補償ｊ−ｔ２る
ことかでき、完全々トラッキング什台９参中現すること
力）できる。

■同調回７δに用いるインダクタは固定だ数のものが使
用できるので同調周波数の温度依存性か小さく、１だ機
械的撮動に対しても安定な同ｄ、１］装置か実現できる
。

■重圧ｉｉＪ変キャパシタの調整は直流′直圧ラインに
ある電圧調整器によって行われるので遠隔調整か可能と
なり、同ｉ１１’ｌｌ器に与える調整時の高周波的妨害
全階無にすることかできて調整精度を向」ニさせること
か日■能である。

■同調器をモジュール化でき機械的可動部品か庁Ｊｊｉ
（となるので調整後の同調周波数は適めで安定であり、
特に機械的振動による同調周波数のずｈを極小にできる
。

■（す°変インダクタと１す゛変牛ヤパシタかリードレ
スで接続されるのでリードインダクタンスやストレーキ
ャパシタの影響がなくなり、従って調整後の回路動作が
極めて安定になる。

の同調器の同調匈波数調整に成極カット法を用いる場合
には非接触調整手段を用いることができるので同調周波
数に影響を与えずに同調装置の調整処理ができる。

■またアース端子位置調整法を用いる場合には電極の非
破壊調整手段を用いることができるので同調装置の同調
周波数をくり返し上下調整処理ができる。

■同調装置の同調周波数トリミングスピードが速くなる
等の優れた効果か得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な同調器の回路図、第２図および第３図
は従来の同調器における構成を示す斜視図、第４図は従
来の同調装置の回路図、第５図は本発明の実施例におけ
る同調装置の回路図、第６図は実施例における同調装置
の同調器と電圧調整器を代表的に示した回路図、第７図
は実施例に用いる電圧”Ｔ変キャパシタの一般的な電圧
対キャパシタンス特性図、第８図ないし５ｇ１７図は実
施例における同調装置に用いる同調器の構成図でありそ
れぞれにおいて（ａ）は表面図、（ｂ）は側面図および
５＼、 （ＣＩ　Ｅ４４図、第１８図（ａ）　−（ｑ）　、　第
１９図（ａ）　、　ｆｂ）　。 第２ｏ図は本発明の動作原理を示す説明図、第２１図（
ａ）−（ｄ）　、第２２図（ａ）　、　（ｂ）　、第２
３図は従来の同調器における動作原理を示す説明図、第
２４図。 整ｒ＋ｆ変モードの説明図、第３７図は本発明の一実施
例に」？ける同調装置の構成図である。 １３．１９，２７，３２，１５１〜１５４・・・・・同
調器、３９・・・・・シンセサイザ式局部発振器、４１
．４２，５３・・・・・・１ｄ圧調整器、５４・・・・
・制量調理、５５，６２，６９，７６．７９，８２゜８
５．８８，９１．９４，１５０・川・・誘電体基板、５
６．５７，６３，６４，７０，７１．７７．７８゜８０
．８１．８３，８４，８６，８７，８９，９０゜９２．
９３，９５．９６・・・・・・可変インダクタ用もしく
は可変キャパシタ用電極、５０．５１・・・・・・覗圧
調整用トリマレジスタ。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２図 第４図 Ａ 第５１やｉ り貝 第６図 第７図 電圧Ｖ 第８図 第９図 第１０図 第１１図 （α）　（ｂ）　（の 第１２図 ｆＩＳ１３図 第１４ｆｉ 第１５図 （α）　Ｃｂ”）　（Ｃ） 第１６図 （α）　（ｂ）　（に） 第１７図 （α）（ｂ）（Ｃ） 第１８図 第１８図 ７８ ７９ 第２０図 □イ云送路覚気長Ｌ 第２１図 第２２図 第２３図 （Ｊ−Ｋ）　２１／４ 第２４図 温度（０Ｃ） 第２５図 温度（＠Ｃ） 第２６図 第２７図 第２８図 第２９図 第３ＯＮ ＠３１図 一冗控カット重ｄ ＩＮ３２図 （【 １３３図 第３４図 ／４１ 第３５図 一霞掻有効長ｄ 第３６図 ／４２ 第３７ＦｇＪ 特許庁長官殿 １事件の表示 昭和５８年特許願第１４３２５８号 ２発明の名称 同調装置 ３補正をする者 事件との１３！４係　特　許　出　願　人住　所　大阪
府門真市大字門真１００６番地名　称　（５８２）松下
電器産業株式会比代表者　山　下　俊　彦 ４代理人　〒５７１ 住　所　大阪府門真市大字門真１００６番地松下電器産
業株式会社内 ７、補正の内容 明細書の第５２頁第５行〜第８行の「第２６図ないし・
・・同調装置の構成図である。」を以下のように補正い
だします。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体を介して対向設置するかもし７〈は誘電体
   の表面で並設する電極それぞれのアースに接続する端子
   が互いに逆方向側となるように設定した同調器を複数個
   設け、それぞれの同調器における電極に電圧可変リアク
   タンス素子を接続して可変同調器とすると共に上記電圧
   可変リアクタンス素子に供給する制御電圧を上記それぞ
   れの可変同調器における可変周波数範囲に対して任意に
   関連づけて供給制御することを特徴とする同調装置。 （２）それぞれの同調器において任意の片方もしくは両
   方の電極における任意の電極部分を切開して可変同調周
   波数範囲を任意に設定制御する特許請求の範囲第１項記
   載の同調装置。 （３）それぞれの同調器において任意の片方もしくは両
   方の電極におけるアースに接続する端子を任意の電極部
   位に設定することにより可変同調周波数範囲を任意に設
   定制御する特許請求の範囲第１項記載の同調装置。 （４）電極として少なくとも一個所以上の任意の屈曲角
   もしくは屈曲率および任意の屈出方向を示す屈曲部を有
   するものを用いた特許請求の範囲第１項ないし第３項の
   いずれかに記載の同ｄＡ１装置。 （５）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項ないし第３項のいずれかに記載の
   同調装置。 （６）　一方の電極における長さを他方の電極における
   長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向
   設置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項ないし第
   ５項のいずれかに記載の同調装置。 （７）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれかに記載の同
   調装置。 （８）それぞれの同調器の誘電体として共通の回路基板
   を用いた特許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれか
   に記載の同調装置。 （９）それぞれの電圧可変リアクタンス素子に対して１
   荘圧調整器を介して共通の成圧供給源における出力電圧
   を供給する特許請求の範囲第１項ないし第８項のいずれ
   かに記載の同調装置。 （１ｏ）それぞれの同調器における任意の片方もしくは
   両方の電極における任意の電極部分を非接触切開手段に
   より切開する特許請求の範囲第１項ないし第９項のいず
   れかに記載の同調装置。 （１１）電圧調整器における構成要素を非接触切開手段
   により任意にすＪ開する特許請求の範囲第９項記載の同
   調装置。 （１２）電極それぞれにおいてアースに接続される端子
   を、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲
   第１項ないし第１１項のいずれかに記載の同調装置。