JPH0463570B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、お
よびその他通信機全般に用いることができる同調
器に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通
信電波の数が増加しており、受信を希望する電波
の周波数選択をする同調器の性能においては、高
い安定性と信頼性が必要とされている。一方、同
調器を設置するそれら受信機、送信機や通信機の
製造コストの低減も大きな課題であり、特に合理
化が困難な高周波部の同調回路部品について抜本
的な新技術の開発が特に必要とされている。

以下図面を参照しながら従来の同調器について
説明する。第１図は基本的な同調回路であり、１
はインダクタ、２はキヤパシタである。そして、
それらインダクタ１とキヤパシタ２からなる並列
共振回路３にて構成される同調器は、従来におい
ては第２図もしくは第３図に示すような部品によ
る構成で実現されていた。すなわち第２図に示す
ようにインダクタ部品４とキヤパシタ部品５のそ
れぞれ別個の部品が回路導体６および７によつて
接続されて同調器を構成していた。また第３図に
示すような別の方法として、板状の誘電体８の表
面に平面インダクタ２０９を設置して、更に対向
する電極２１０および２１１それぞれよりなるキ
ヤパシタ２１２を設置し、それぞれ別個のインダ
クタ２０９とキヤパシタ２１２が回路導体２１３
および２１４によつて接続されて同調器を構成し
ていた。

更に第３図は基本的な従来の同調装置の回路図
であり入力端子８を有する可変インダクタ９、ト
リマキヤパシタ１０、および電圧可変キヤパシタ
１１を含む同調回路１３が増巾器１４を介して出
力端子１５を有する可変インダクタ１６、トリマ
キヤパシタ１７および電圧可変キヤパシタ１８を
含む同調回路１９と接続されている。電圧可変キ
ヤパシタ１１，１８には抵抗２０，２１を介して
共通の電源２２から制御電圧が供給されている。
同調回路１３，１９の同調周波数変化の連動性を
確保するために同調周波数範囲の両端付近でイン
ダクタ９，１６およびトリマキヤパシタ１０，１
７をそれぞれ調整していた。

しかしながら上記のような同調器回路部品およ
び調整方法による同調装置においては、 可変インダクタ部品および可変キヤパシタ部
品は他お高周波部品と比較してサイズが大き
く、特に高さ寸法が機器の小型化、薄型化を阻
害している。

可変インダクタ部品内のフエライトコアは機
械的振動によつてずれ易く、また透磁率の温度
依存性が大きくインダクタンス値が不安定であ
り同調周波数の変動が大きい。

可変インダクタと可変キヤパシタはそれぞれ
別個部品として存在し、導体の引き回し回路で
接続されているためリードインダクタンスやス
トレーキヤパシタが多く発生して回路動作が不
安定である。

独立した最小単位機能の別個部品の集合回路
であるため部品点数の削減や製造の合理化に限
界がある。

可変キヤパシタ部品も機械的振動によつてキ
ヤパシタンス値が不安定であり同調周波数の変
動が大きい。

各々の同調器内の可変インダクタとトリマキ
ヤパシタを交互に調整するため、目的とする周
波数に収れんさせて調整を完了するのに長時間
と熟練を必要とする。

電圧可変キヤパシタの制御電圧は共通である
ため、電圧可変キヤパシタのキヤパシタンス変
化特性のバラツキ、回路のストレーキヤパシタ
のバラツキ、および可変インダクタのバラツキ
が原因して同調器間の完全なトラツキングが不
可能である。

同調回路を構成する部品を直接に可変調整す
るため調整治具や調整者の接近状態が高周波性
能に影響して調整精度を劣化させる。

発明の目的 本発明の目的は可変インダクタ部品と可変キヤ
パシタ部品を一体化した薄型の同調器を簡単な構
成と実現して同調器の形態を超薄型化と小型化
し、更に機械的振動に対しても同調が安定で、同
調周波数の温度依存性が小さく、同調回路の接続
リードの悪影響をなくして高周波的に安定で、ま
た、部品点数を削減して製造工程の合理化を可能
にする同調器を実現するとともに固定のインダク
タを用いてもトリマキヤパシタのキヤパシタンス
調整と電圧可変キヤパシタに供給する電圧の調整
によつて同調器間の完全なトラツキングを可能に
する同調装置を実現するものであり、調整時間の
短縮化、トラツキング性能の向上とその維持、お
よび遠隔調整を可能にする同調装置を提供するこ
とである。

発明の構成 本発明の同調装置は誘電体の同一面で対向設置
する電極それぞれのアース端子が互いに逆方向側
となるように設定した副同調器を複数個設け、そ
の副同調器それぞれに電圧可変リアクタンス素子
を設置して可変同調器とすると共に上記電圧可変
リアクタンス素子に供給する電圧を上記それぞれ
の可変同調器における可変周波数範囲に対して任
意に関連づけて供給制御するように構成したもの
である。副同調器の動作としては一方の電極がイ
ンダクタとして作用し、またこの電極と他方の電
極が対向して先端オープンの分布定数回路を形成
し、その等価長さを動作させる周波数波長のλ／
４長さ未満に設定することによつて、分布定数回
路端に発生する負リアクタンスによるキヤパシタ
を実現し、上記インダクタと並列に作用させるこ
とを基本とするものである。それぞれの可変同調
器は直接もしくは他の回路要素を介して接続され
るように構成したものであり、これにより電圧調
整器によつて変化範囲を任意に調整される電圧に
依存してリアクタンスが変化する電圧可変リアク
タンス素子が同調周波数の変化巾を調整するよう
に作用し、一方トリマキヤパシタが同調周波数の
絶対値を調整するように作用するものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。

第５図は本発明の実施例におけるスーパヘテロ
ダイン受信機の同調装置の回路図を示すものであ
る。入力端子２３を有するインダクタ２４とトリ
マキヤパシタ２５、および電圧可変キヤパシタ２
６を含む同調器２７は増巾器２８を介してインダ
クタ２９とトリマキヤパシタ３０、および電圧可
変キヤパシタ３１を含む同調器３２と接続され、
その出力は混合器３３に入力される。一方インダ
クタ３４とトリマキヤパシタ３５、および電圧可
変キヤパシタ３６より成る同調器を含み、PLL
回路３７と抵抗３８を介して接続されて構成され
るシンセサイザ式局部発振器３９の出力が混合器
３３に注入されて中間周波信号が出力端４０に出
力される。PLL回路３７の制御出力電圧は電圧
調整器４１および４２を介して、また抵抗４３お
よび４４を通して電圧可変キヤパシタ２６および
３１に供給される。ここで、PLL回路３７の制
御出力電圧はインダクタ３４と電圧可変キヤパシ
タ３６のそれぞれのインダクタンスとキヤパシタ
ンスのバラツキによつて様々な変化範囲を呈する
ものであるが、本実施例においては電圧調整器４
１および４２の調整によつて同調器２７と同調器
３２を構成するそれぞれの部品のバラツキの吸収
も含めて補償することを可能にしている。

次にこの補償作用について第６図および第７図
を参照しながら説明する。第６図は同調器（第５
図における同調器２７もしくは３２）と電圧調整
器（第５図における電圧調整器４１もしくは４
２）を代表的に示したものである。同調器はイン
ダクタンスＬを有するインダクタ４５とキヤパシ
タンスC_Tを有するトリマキヤパシタ４６とキヤ
パシタンスC_Sを有するストレーキヤパシタ４７お
よび可変キヤパシタンスC_Vを有する電圧可変キ
ヤパシタ４８で形成され、電圧可変キヤパシタ４
８には抵抗４９を介してトリマレジスタ５０とト
リマレジスタ５１より成りポテンシオメータを構
成して構成して電圧供給端子５２に入力される制
御電圧を調整する電圧調整器５３の出力電圧が供
給される。インダクタ４５とトリマキヤパシタ４
６の並列回路で副同調器５４を構成する。ここで
同調周波数は によつて決定され、この同調周波数_Oは任意に調
整できるトリマキヤパシタ４６のキヤパシタンス
C_Tによつてその絶対値を更に調整できる電圧可
変キヤパシタ４８のキヤパシタンスC_Vの変化巾
によつてその変化範囲を任意に設定できることが
わかる。一方調整する周波数変化範囲の最大値を
_nax、最小値を_nioとし、電圧可変キヤパシタの
キヤパシタンス変化範囲の最大値をC_nax、最小値
をC_nioとすると Ｌ＝１／（2π_nax）²（C_nio＋C_S＋C_T）……(2) （C_S＋C_T）＝C_nax−C_nio（_na×／_nio）²／（_na×
／_nio）²−１……(3) なる関係式の定数設定によつて同調周波数_Oを任
意に制御することができる。すなわち、第２式に
おいて個々の値を示すＬとC_Sおよび特定の_naxと
C_nioに対してC_Tを任意に調整して第２式の関係条
件を満足させる。次に第３式において特定の
（_nax／_nio）²と第２式で特定された（C_S＋C_T）と
C_nioに対してC_naxを任意に調整して第３式の関係
条件を満足させる。ここでこの調整制御における
重要な要件としてC_naxの任意の調整に対してC_nio
の変動を極めて小さくしなければならないことが
上げられる。本発明はこの要件を満足するように
したもので次にその動作について説明する。ここ
で電圧供給端子５２に入力される電圧の変化範囲
を最大値V₄および最小値V₂とし、電圧調整器５
３で調整された出力電圧の変化範囲を最大値V₃
および最小値V₁とすると V₃／V₄＝V₁／V₂ ……(4) なる関係を保つて電圧可変キヤパシタ４８の供給
電圧を調整制御することができる。第７図に電圧
可変キヤパシタ４８の電圧対キヤパシタンスの変
化特性を示し、電圧の調整によつてキヤパシタン
ス変化範囲が有効に制御できる様子を説明する。
調整前の電圧V₄におけるキヤパシタンスをC₄、
電圧V₂におけるキヤパシタンスをC₂とし、また
調整後の電圧V₃におけるキヤパシタンスをC₃、
電圧V₁におけるキヤパシタンスをC₁とする。こ
こで一般的に電圧可変キヤパシタが有する性能の
特徴として電圧の低い領域においてはキヤパシタ
ンス変化率が大きく、反対に電圧の高い領域にお
いてはキヤパシタンス変化率が小さい。したがつ
て調整された電圧の変化範囲の最小値における電
圧調整比V₁／V₂によるキヤパシタンス調整量
（C₁−C₂）は最大値における電圧調整比V₃／V₄
によるキヤパシタンス調整量（C₃−C₄）よりも
極めて大きく （C₁−C₂）≫（C₃−C₄） ……(5) となる。この作用によつて第３式におけるキヤパ
シタンスC_naxを電圧調整器５３で任意に調整変化
させてもキヤパシタンスC_nioの変動を極小にする
ことができて、一義的にキヤパシタンスC_naxを調
整することができる。

以上のように第５図に示す本実施例によれば電
圧可変キヤパシタのキヤパシタンス変化率が電圧
の低い領域では電圧の高い領域でよりも大きいこ
とを利用して、同調周波数の低い領域の調整を電
圧調整器４１，４２で調整し同調周波数の高い領
域の調整をトリマキヤパシタ２５，３０で調整す
ることによりシンセサイザ式局部発振器３９の出
力電圧のバラツキと同調器２７，３２におけるイ
ンダクタ２４，２９、ストレーキヤパシタ（図示
せず）のバラツキを補償することを実現してい
る。

なお、上の実施においては局部発振器をPLL
シンセサイザ式としたが局部発振器はPLLシン
セサイザ式に限定されるものではなく電圧可変発
振器という機能を有するものであれば何でもよ
い。また電圧調整器をトリマレジスタで構成した
ポテンシオメータとしたが電圧調整器はレジス
タ・ポテンシオメータに限定されるものではなく
電圧調整という機能を有するものであれば何でも
よい。例えば半導体可変レジスタなどを用いるこ
とができる。更に電圧調整器を構成するトリマレ
ジスタはスライド接点移動型のものでもよく、印
刷レジスタをレーザカツターやサンドブラスター
等の非接触カツト手段を用いて調整するものでも
よい。

次に本発明の同調装置に用いる第６図に示す副
同調器５４の実施例について図面を参照しながら
説明する。

第８図は本発明の同調装置における同調器の構
成図を示すものである。第８図においてａは表面
図、ｂは側面図、ｃは裏面図を示す。（以下、第
９図ないし第１７図において同様）第８図それぞ
れにおいて５５は誘電体基板であり、５６はイン
ダクタを形成する電極であり、５７の電極と相ま
つて分布定数回路を形成しキヤパシタを形成する
電極である。電極５６の端子５８はアース端子で
あり、端子５９はオープン端子である。一方、電
極５７においては端子６０がアース端子であり、
端子６１がオープン端子である。（オープン端子
５９，６１には第６図の電圧可変容量素子４８の
ような他の同調回路部品を接続してもよい。）第
８図ａに示す側、側と第７図ｃに示す側、
側が対応し（以下、第９図ないし１７図におい
て同様）それぞれの電極５６，５７は同一パター
ンで対向している。

第９図は本発明の他の実施例における同調器の
構成図を示すものである。誘電体基板６２に対す
る電極６３と電極６４の設置構成は第７図で説明
した実施例と同様であるが、電極６３の端子６５
はオープン端子であり、端子６６はアース端子で
ある。一方電極６４の端子６７がアース端子であ
り、端子６８がオープン端子である。

第１０図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板６９の表
面側に電極７０と電極７１を設置しそれぞれの電
極が側面対向するように構成したものである。電
極７０の端子７２はアース端子であり端子７３は
オープン端子である。一方電極７１の端子７４が
オープン端子であり端子７５がアース端子であ
る。ここでそれぞれの電極７０，７１に対する端
子モードは第７図と第８図で説明したようにアー
ス端子とオープン端子がそれぞれ逆方向側になる
ようにすれば任意に設定できる。（以下、第１１
図〜第１７図において同様） 第１１図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板７６に対
する電極７７と電極７８の設置構成および端子モ
ードは第７図で説明した実施例と同様であるが、
電極７７と電極７８の面積が同一でなく、またそ
れぞれの電極が部分的に対向するように設置した
構成である。

第１２図ないし第１４図は本発明の他の実施例
における同調器の構成図を示すものである。第１
２図における誘電体基板７９に対する電極８０と
電極８１の設置構成および端子モード、第１２図
における誘電体基板８２に対する電極８３と電極
８４の設置構成および端子モード、および第１３
図における誘電体基板８５に対する電極８６と電
極８７の設置構成および端子モードは第８図で説
明した実施例と同様であるが、それぞれの電極は
少なくとも一ケ所以上の任意の屈曲角と屈曲方向
を示す屈曲部を有するものを用いる。

第１５図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板８８に対
する電極８９と電極９０の設置構成および端子モ
ードは第７図で説明した実施例と同様であるが、
それぞれの電極はスパイラル形状を有するものを
用いる。

第１６図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板９１に対
する電極９２と電極９３の設置構成および端子モ
ードは第８図で説明した実施例と同様であるが、
電極９３は電極９２の面積内に含まれた範囲内で
部分的に対向設置するように設置した構成であ
る。

第１７図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板９４に対
する電極９５と電極９６の設置構成および端子モ
ードは第８図で説明した実施例と同様であるが、
それぞれの電極９５，９６は誘電体基板９４の内
部に設けられている。

いうまでもなく第８図、第９図、第１６図、お
よび第１７図で説明した実施例におけるそれぞれ
の電極は第１２図〜第１５図で説明した実施例の
電極形状を有するものを用いてもよい。

次に本発明の同調装置に用いる同調器の動作原
理を説明する。

第１８図ａ〜ｅは本発明の同調器における動作
を説明するための等価回路である。第１４図ａに
おいて、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆
方向側に設定したそれぞれの伝送路電極２７０，
２７１によつて形成される伝送路に対して、電圧
ｅを発生する信号源２７２が伝送路電極２７０に
接続されて信号を供給するものとする。そして、
それによつて伝送路電極２７０の先端におけるオ
プン端子には進行波電圧e_Aが励起されるものとす
る。一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極
２７０に近接して対向設置もしくは並設されるの
で、相互誘導作用によつて電圧が誘起される。そ
の伝送路電極２７１の先端におけるオープン端子
に誘起される進行波電圧e_Bとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１において
はそれぞれのアース端子が逆方向側に設定されて
いるので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進
行波電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それ
ぞれの進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオ
ープン状態であるので、伝送路電極２７０および
２７１より成る伝送路において電圧定在波を形成
することになる。ここで伝送路電極２７０におけ
る電圧定在波の分布態様を示す電圧分布係数をＫ
で表わすものとすると、伝送路電極２７１におけ
る電圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができ
る。

ここで次に、伝送路電極２７０および２７１に
おいて任意の対向する部分において発生する電位
差Ｖを求めると Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極２７０および２７１が同じく電気長ｌであ
るとすると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A ＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそ
れぞれ対向する全ての部分において電位差Ｖを発
生させることができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電
極巾Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いもの
とする）、さらに誘電率ε_sを有する誘電体を介し
て間隔ｄと対向されているものとする。この場合
における伝送路の単位長当りに形成するキヤパシ
タンスC_Oは C_O＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_pε_sＷ・Ｖ／ｄ＝ε_pε_sＷ・e_A／ｄ ……(5) であり、故に C_O＝ε_pε_sＷ／ｄ ……(6) となる。

従つて、第１８図ａに示す伝送路は、第１８図
ｂに示すような単位長当りにおいて第６式で求ま
るC_Oの分布キヤパシタ２７３を含んだ伝送路と
なる。さらに、この伝送路は第１８図ｃに示すよ
うに、伝送路の分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分そ
れぞれによる総合的な分布インダクタ２７７およ
び２７８と分布キヤパシタ２７３よりなる分布定
数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キヤパシタ２７３の形成におけ
る伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。
第１９図ａに示すような平衡モード伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスZ_Oは、第１９
図ｂに示す等価回路で表わすことができる。その
特性インピーダンスZ_Oは一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合は となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ_O
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC_Oは
第６式において求めた伝送路における単位当りの
キヤパシタンスC_Oと同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンス
Z_OはキヤパシタンスC_Oの関数であり、それはま
たキヤパシタC_Oに関与する誘電体の誘電率ε_s、伝
送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設
置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスZ_Oで、その電気長がｌであり、
かつ先端がオープン状態である伝送路の端子に発
生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝Z_Ocotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に θ＝Ｏ〜π／２ θ＝π〜３／４π ……（11） の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ ……（12） となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイプリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。

以上第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作様態について図に表わしたものが第２０図で
ある。第２０図では、先端がオープン状態の伝送
路において、その電気長ｌの変化に従つて端子に
発生する等価リアクタンスＸが変化する様子を表
わしている。第１７図から明らかなように、伝送
路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜
4λ／３などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能であり、すなわ
ち等価的にキヤパシタを形成することができる。
さらに、負の端子リアクタンスを発生させる条件
において、伝送路の電気長ｌを任意に設定するこ
とによつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現
することが可能である。

このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
１８図ｄにおいて示す集中定数キヤパシタ２７９
として等価的に置換することができる。そして、
伝送路に存在する分布インダクタ成分および伝送
路の屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成
分それぞれの総合によつて形成されるインダクタ
は、集中定数インダクタ２８０として等価的に置
換することができる。この第１８図ｄにおいてア
ース端子を共通化して表わすと、明らかに最終的
には第１８図ｅにおいて示すように、集中定数キ
ヤパシタ２７９および集中定数インダクタ２８０
より成る並列共振回路と等価になり、同調器を実
現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発
明の同調器を実現するものであるが、本発明の同
調器における構成とそれに係る動作原理は従来の
同調器におけるものとは全く異なるものである。
そこで、本発明による同調器が従来の同調器もし
くは本発明の同調器における伝送路と同様のもの
を用いても他の構成にしたものそれぞれと比較し
て全く異なるものであることを証明するために、
従来の同調器もしくは他の伝送路構成による同調
器における構成および動作を次に説明して対比す
る。それによつて本発明による同調器との差異を
明確にすると共に、本発明における同調器の新規
性を明らかにする。

第２１図は、伝送路電極として例えば本発明に
おける同調器に用いるものと同様なもので形成し
ても、アース端子が互いに同方向側に設定されて
いる点が異なる場合の動作を示すものである。第
２１図ａにおいて伝送路電極２８１および２８２
よりなる先端オープンの伝送路が、電圧ｅを発生
する信号源２８３によつてドライブされているも
のとする。それによつて伝送路電極２８１の先端
におけるオープン端子には定在波電圧e_Aが励起さ
れ、それと対向設置もしくは並設される伝送路電
極２８２の先端におけるオープン端子には定在波
電圧e_Bが誘起されるものとする。ここで、それぞ
れの伝送路電極２８１および２８２のアース端子
は互いに同方向側に設定されているので、それぞ
れの定在波電圧e_Aとe_Bは互いに同位相となる。従
がつて、伝送路電極２８１および２８２における
それぞれの電圧分布係数は同じＫを有することに
なる。それによつて伝送路電極が対向する任意の
部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−e_B ……（14） となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１お
よび２８２の電気長が同じ長さであるとすると e_A＝e_B ……（15） となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_A＝Ｏ ……（16） となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第２１図ａに
おける信号源２８３を伝送路端に置換設定したも
のが第２１図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡
信号源２８４を設置したことと等価になる。そし
てこの等価回路においては互いに電位差を有しな
い平行伝送路が存在するのみである。つまりこれ
は第２１図ｃに示すように、等価的に単なる一本
の伝送路電極２８５が存在する場合と同一である
ことは明らかである。そして、信号源２８３およ
びアース端子を第２１図ａに示したようにもとの
回路に等価置換することにより第２１図ｄに示す
ようになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分
および伝送路の屈曲形状により発生する集中イン
ダクタ成分それぞれより成る等価的な集中定数イ
ンダクタ２８６のみを形成するだけである。以上
より明らかなように、インダクタと並列にキヤパ
シタを形成することができないので、目的とする
並列共振回路の同調器は実現することができな
い。

第２２図は、片側の伝送路電極として例えば本
発明の同調器におけるものと同じもので形成した
一般的なマイクロストリツプラインであるが、そ
の伝送路電極と対向する電極が充分に広いアース
となつている点が異なる場合の動作を示すもので
ある。第２２図ａにおいて伝送路電極２８７が充
分に広いアース電極２８８と対向し、電圧ｅを発
生する信号源２８９によつてドライブされ、伝送
路の先端におけるオープン端子に定在波電圧e_Aが
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとま
る。一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分
布係数Ｋを有する定在波電圧e_Bが発生するものと
仮定すると、伝送路電極２８７とアース電極２８
８が対向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……（17） で表わされる。しかし、アース電極２８８におけ
る定在波電圧e_Bは一様にアース電位（零電位）で
あり e_B＝Ｏ ……（18） となる。従つてアース電極２８８には電圧分布係
数も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A ……（19） となる。これによつて、伝送路電極２８７とアー
ス電極２８８の間に分布キヤパシタを形成するこ
とは可能である。しかしながら、伝送路電極２８
７はアース電極２８８と近接して対向しているた
め、相互誘導作用によつて伝送路電極２８７にお
ける両先端がほとんどシヨート状態になつたもの
と等価になる。そのため伝送路電極２８７におけ
るインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させるこ
とになる。すなわち、このマイクストリツプライ
ンは第２２図ｂに示すように等価損失抵抗２９０
を含む集中定数インダクタ２９１および集中定数
キヤパシタ２９２それぞれより成る並列共振回路
を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際に
は相当大きな抵抗値を有するものになるため、共
振回路における損失が非常に大きくなる。従つ
て、同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下
したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。

第２３図は従来において最も多く使用されてい
るλ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路に
おける先端条件および伝送路の長さの設定と、更
にアースの設定におけるそれぞれの点で本発明の
同調器と全く異なることを示すものである。第２
３図において平衡モード伝送路電極２９３および
２９４は、その電気長ｌが共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がシヨートさ
れている。そして電圧ｅを発生する平衡信号２９
５によつて、それぞれの伝送路電極が平衡モード
でドライブされているものとする。アース端子は
平衡信号源２９５の中性点に設定され、特に伝送
路電極におけるいずれかの端子にアースを設定す
るものではない。この場合における伝送路の端子
に発生する等価的な端子リアクタンスＸは、伝送
路の特性インピーダンスをZ_Oとすると Ｘ＝Z_Otanθ ……（20） となる。ここで特性インピーダンスZ_Oは第９式に
おいて示したものと同じものであり、またθにつ
いても第10式において示したものと同じものであ
る。この共振器では伝送路の電気長ｌを ｌ＝λ／４ ……（21） としているので θ＝π／２ ……（22） である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Z_Otanπ／２＝∞ ……（23） となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器においてはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ／16程度の非常に短いもの
に設定して構成するものであるが、従来のλ／４
共振器においては厳密に共振周波数のλ／４に設
定するものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設
定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長ｌ
の異いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／
４共振器においては非常に長い伝送路を設ける必
要があり大型化する不都合があつた。従来のλ／
４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘
電体は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従
つて共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があつた。更に、誘電率の高い誘電体における
誘電率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振
周波数の安定性を確保することが困難である不都
合もあつた。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするために、従来の同調器における性能
と比較した実験結果を示して説明する。第２４図
は同調周波数の温度依存性を測定した実験結果を
表すグラフである。そして第２５図は共振Ｑの温
度依存特性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。第２４図および第２５図において、特性(A)は
本発明における同調器の温度依存性であり、誘電
体としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂系プ
リント回路基板を使用した場合の実験結果であ
る。一方、特性(B)は第２図において示すような、
従来において最も多く用いられていた同調器にお
ける温度依存特性である。これらの実験結果か
ら、本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでもその同調周波数は極めて
安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定である
ことが明らかである。一方、従来の同調器におい
ては、インダクタを構成するフエライト材のコア
における透磁率μとＱの根本的な不安定性、およ
びコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンス
の変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑ
の安定性を確保することが困難であつた。それに
よつて、他の温度補償部品もしくは他の自動安定
化補償回路を付加して不安定性を補つていた。

次に第５図に示す同調装置に用いる第６図に示
す同調器を構成する副同調器５４の同調周波数の
調整について第１５図に示す実施例を代表してそ
の動作を説明する。まずインダクタは第１５図ａ
に示すスパイラル形状電極８９によつて形成され
る。次にキヤパシタは第１４図ａないしｃに示す
スパイラル形状電極８９と９０の間に存在する誘
電体８８によつて発生する分布キヤパシタンスに
よつて形成される。次に第２６図にこの副同調器
の動作等価回路を示して説明する。第２６図ａの
１００はインダクタを形成するスパイラル形状電
極と等価な伝送路であり、１０１は１００のイン
ダクタ形成電極と共に作用して分布キヤパシタ１
０２を形成させるスパイラル形状電極と等価な伝
送路である。ここでスパイラル形状電極１０１の
アースポイントはインダクタを形成するスパイラ
ル形状電極１００のアースポイントとは逆方向側
に設定されているため、第２６図ｂに示すように
スパイラル形状電極１０１のインダクテイブ成分
は打消されてアース面１０３と等価になりインダ
クタのスパイラル形状電極１０４と対向して分布
キヤパシタ１０５を形成する。これを分布定数回
路で示したものが第２６図ｃであり、分布インダ
クタ１０６と分布キヤパシタ１０７による分布定
数回路を形成する。ここでアースとなる分布キヤ
パシタ電極１０８の任意の電極部位１０９でカツ
トすることにより、また分布インダクタ１０６の
任意の電極部位１１０でカツトすることによつて
分布キヤパシタンス１０７と分布インダクタンス
１０６のそれぞれの値を任意に変化させることが
可能である。第２６図ｄはこれを集中定数等価回
路で示したもので可変インダクタ１１１と可変キ
ヤパシタ１１２の並列共振回路を形成することに
なる。

この同調器のインダクタが有するインダクタは
スパイラル形状電極の捲回数もしくは電極長さに
よつて任意に設計することができる。一方、分布
キヤパシタのキヤパシタンスは対向するスパイラ
ル形状電極の対向面積と誘電体の誘電率εおよび
厚みによつて任意に設計することができる。この
分布キヤパシタンスの形状について第２７図と共
に説明する。対向するスパイラル形状電極の伝送
路等価長さをｌとし、この伝送路等価長さｌは使
用する誘電率εによつて定まる波長短縮率１／√
εを考慮した動作周波数におけるλ／４長よりも
短いものに設計する。このλ／４長に対する伝送
路等価長さｌの割合いを任意に設計することによ
りキヤパシテイブリアクタンスX_Cの値を任意に
設計することが可能である。このキヤパシテイブ
リアクタンスX_Cと動作周波数_Oによつてキヤパ
シタンスＣ＝１／2π_OX_Cが得られる。

今この伝送路等価長さｌを伝送路等価長さl′に
短縮するとキヤパシテイブリアクタンスX_Cはキ
ヤシテイブリアクタンスX_C′に変化する。このキ
ヤパシテイブリアクタンスX_C′と動作周波数_Oに
よつてキヤパシタンスC′＝１／2π_OX_C′が得ら
れ、C′＜Ｃとなつてキヤパシタンスを可変でき
る。このキヤパシタンスＣを有するキヤパシタが
第２６図ｄに示す可変キヤパシタ１１２と等価で
ある。ここでアースとなるキヤパシタ電極を形成
するスパイラル形状電極〔第１５図ｃにおけるス
パイラル形状電極９０〕の長さは、以上の説明に
おいてインダクタ電極を形成するスパイラル形状
電極〔第１５図ａにおけるスパイラル形状電極８
９〕と同じ長さとしたが、第１１図の実施例にお
いて説明したようにインダクタ電極長さよりも短
い範囲で任意の長さに設計しても良く、またイン
ダクタ電極と対向する任意の位置に形成しても所
要の目的は達成できる。

第２８図、第２９図、第３０図、第３１図に第
１５図に示す実施例を代表して可変キヤパシタと
可変インダクタの調整可変の様子を示す。第２８
図、第２９図はキヤパシタ電極のカツトによつて
可変キヤパシタを調整するモードの説明図であ
り、第２８図に示すようにオープン端子を起点と
するカツト位置までの電極長さを電極カツト量ｄ
とし、それに対する分布キヤパシタンスＣ、分布
インダクタンスＬ、および自己共振周波数_Oの関
係は第２９図のようなる。すなわち、電極カツト
量ｄの増大に対して分布キヤパシタンスＣは減少
するが分布インダクタンスＬは不要である。それ
にしたがつて自己共振周波数_Oは高くなる。一
方、第３０図、第３１図はインダクタ電極のカツ
トによつて可変インダクタと可変キヤパシタを同
時に調整するモードの説明図であり、第３０図に
示すようにオープン端子を起点とするカツト位置
までの電極長さを同じく電極カツト量ｄとし、そ
れに対する分布インダクタＬ、分布キヤパシタ
Ｃ、および自己共振周波数_Oの関係は第３１図の
ようになる。すなわち、電極カツト量ｄの増大に
対して分布インダクタンスＬと分布キヤパシタン
スＣは共に減少し、それにしたがつて自己共振周
波数_Oは高くなる。

ここで電極をカツトする方法としてはレーザカ
ツターサンドブラスター等の調整時において同調
周波数に影響を与えない非接触カツト手段を用い
ると良い。

次に以上のように構成された実施例の同調器の
同調周波数を調整する別の方法について第１５図
に示す実施例を代表して以下その動作を説明す
る。第３２図ａの１１３はインダクタを形成する
スパイラル形状電極と等価な伝送路であり、１１
４は１１３はインダクタ形成電極と共に作用して
分布キヤパシタ１１５を形成させるスパイラル形
状電極と等価な伝送路である。ここで、伝送路電
極１１４のアースポイントは任意の電極部位１１
６に設定されるため、第３２図ｂに示すようにア
ースポイント１１７から電極１１４のアース側に
至る対向部のインダクテイブ成分は打消されてア
ース面１１８と等価になりインダクタを形成する
伝送路電極１１９と対向して分布キヤパシタ１２
０を形成する。

これを分布定数回路で示したのが第３２図ｃで
あり、分布インダクタ１２１と分布キヤパシタ１
２２による分布定数回路を形成する。ここでアー
スとなる分布キヤパシタ電極１２３の電極端１２
４を任意に調整することにより分布キヤパシタ１
２２の値を任意に可変することが可能である。第
３２図ｄはこれを集中定数等価回路で示したもの
で、インダクタ１２５と可変キヤパシタ１２６の
並列共振回路を形成することになる。また第３３
図にこの同調器の別の動作等価回路を示して説明
する。第３３図ａの１２７はインダクタを形成す
る伝送路電極であり、任意の電極部位１２８をア
ース端子とし、１２９は電極１２７と共に作用し
て分布キヤパシタ１３０を形成する伝送路電極で
ある。これは第３３図ｂに示すようにインダクタ
としてはアース端子を１３１とする伝送路１３２
のみが寄与することになり、伝送路１３２と対向
する部分のアース電極１３３との間の分布キヤパ
シタ１３４のみが形成される。これを分布定数回
路で示したのが第３３図ｃであり、分布インダク
タ１３５と分布キヤパシタ１３６による分布定数
回路を形成する。ここでアースとなる分布インダ
クタ電極１３５の電極端１３８を任意に調整する
ことにより、分布インダクタ１３５および分布キ
ヤパシタ１３６の値を任意に同時に可変すること
が可能となる。第３３図ｄはこれを集中定数等価
回路で示したもので、可変インダクタ１３９と可
変キヤパシタ１４０の並列共振回路を形成するこ
とになる。

第３４図、第３５図、第３６図、第３７図に第
１５図に示す実施例を代表して可変キヤパシタと
可変インダクタの調整可変の様子を示す。第３４
図、第３５図はキヤパシタ電極のアース端子位置
の調整によつて可変キヤパシタを調整するモード
の説明図であり、第３４図に示すようにオープン
端子１４１を起点とするアース端子位置までの電
極長さを電極有効長ｄとし、それに対する分布キ
ヤパシタンスＣと、分布インダクタＬ、および自
己共振周波数_Oの関係は第３５図のようになる。
すなわち、電極有効長ｄの増大に対して分布キヤ
パシタンスＣは増大するが分布インダクタンスＬ
は不変である。それにしたがつて自己共振周波数
_Oは低くなる。一方、第３６図、第３７図はイン
ダクタ電極のアース端子位置の調整によつて可変
インダクタと可変キヤパシタを同時に調整するモ
ードの説明図であり、第３６図に示すようにオー
プン端子１４２を起点とするアース端子位置まで
の電極長さを同じく電極有効長ｄとし、それに対
する分布インダクタＬ、分布キヤパシタＣ、およ
び自己共振周波数_Oの関係は第３７図のようにな
る。すなわち電極有効長ｄの増大に対して分布イ
ンダクタンスＬと分布キヤパシタンスＣは共に増
大し、それにしたがつて自己共振周波数_Oは低く
なる。

以上に説明した構成と動作により所要の目的を
達成するものであるが、その構成の有効性を他の
電極構成にした場合と簡単に比較する。可変イン
ダクタを形成するスパイラル形状電極は上記の説
明のものと同様として、まず可変キヤパシタを形
成するスパイラル形状電極をスパイラル形状とせ
ずに全面アース電極とした場合は可変インダクタ
のＱ性能が著しく低下して実用性はなくなる。次
に可変キヤパシタを形成するスパイラル形状電極
をスパイラル形状としてもアースポイントを可変
インダクタを形成するスパイラル形状電極と同方
向側に設定すると、両者は単一の可変インダクタ
として作用するのみで分布キヤパシタンスを形成
することは不可能となり所要の目的は達成できな
い。

以上のように本実施例の特徴としてインダクタ
電極をキヤパシタ電極と共用したこと、およびア
ースとなるキヤパシタ電極のインダクタンス成分
を打消したことにより可変インダクタと可変キヤ
パシタの一体化を実現している。

第３８図に第１５図の実施例および第１７図な
いし第３６図、第３７図で説明した同調周波数の
調整を行なう同調器を代表して用いた本発明の同
調装置の構成実施例を示す。単層もしくは多層の
回路基板１５０を介して同調器１５１，１５２，
１５３および１５４（裏面電極もしくは中間層電
極は図示せず）がそれぞれ分散設置され、同調器
１５１および１５２は他の回路要素１５５を介し
て接続され、また同調器１５３および１５４は直
接接続されている。更に同調器１５２および１５
４は他の回路要素１５６を介して接続されてい
る。ここで他の回路要素１５５，１５６としては
例えば増巾回路、発振回路、混合回路、変調回
路、復調回路、検波回路などが設置される。いう
までもなくそれぞれの同調器１５１，１５２，１
５３および１５４と他の回路要素１５５および１
５６の設置位置は回路基板１５０に対して任意に
設定することが可能であり、また同調器および他
の回路要素の設置個数も任意に設定することが可
能である。更にそれぞれの同調器１５１ないし１
５４の同調周波数の調整は各々独立に設定するこ
とも可能である。それぞれの同調器１５１ないし
１５４の電極材料としては金属導体もしくは印刷
導体もしくは薄膜導体を使用することができ、更
に対向するそれぞれの電極をそれぞれ異種の導体
で形成しても良い。またそれらの電極は第１７図
の実施例に示すように回路基板の表面のみならず
その内部に設置してもよく、多層回路基板の中間
層にも設置することもできる。ここで回路基板１
５０としてはアルミナセラミツク、プラスチツ
ク、テフロン、ガラス、マイカ等を用いることが
できる。それぞれの同調器１５１ないし１５４の
形成方法としては、金属導体を用いた場合は回路
基板１５０に一括接着し、一方印刷導体もしくは
薄膜導体を用いた場合は他の回路パターン形成と
同時に一括印刷処理することが可能である。それ
ぞれの同調器１５１ないし１５４に他の可変リア
クタンス素子（図示せず）を接続してそれぞれの
同調周波数の変化を関連づけるようにする。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は電圧
可変キヤパシタのキヤパシタンス変化範囲をそれ
ぞれの同調器に対して独立にかつ任意に調整する
ように構成し、更に可変キヤパシタ電極と共用し
た可変インダクタ電極を誘電体回路基板を介して
インダクタ成分を打消したアースとなる可変キヤ
パシタ電極と近接して対向設置させた構成の同調
器を形成すると共にそれぞれの同調器の電極をカ
ツトもしくはアース端子位置の調整によつて同調
周波数を任意に設定するようにしているので 目的とする周波数に収れんさせる調整を短時
間で完了することができ、トラツキング調整の
スピードアツプが計れる。

それぞれの同調器を構成する部品のバラツキ
や、共通の制御電圧源の電圧のバラツキを補償
することができ、完全なトラツキング性能を実
現することができる。

同調回路に用いるインダクタは固定定数のも
のが使用できるので同調周波数の温度依存性が
小さく、また機械的振動に対しても安定な同調
装置が実現できる。

電圧可変キヤパシタの調整は直流電圧ライン
にある電圧調整器によつて行われるので遠隔調
整が可能となり、同調器に与える調整時の高周
波的妨害を階無にすることができて調整精度を
向上させることが可能である。

同調器をモジユール化でき機械的可動部品が
皆無となるので調整後の同調周波数は適めて安
定であり、特に機械的振動による同調周波数の
ずれを極小にできる。

可変インダクタと可変キヤパシタがリードレ
スで接続されるのでリードインダクタンスやス
トレーキヤパシタの影響がなくなり、従つて調
整後の回路動作が極めて安定になる。

同調器の同調周波数調整に電極カツト法を用
いる場合には非接触調整手段を用いることがで
きるので同調手段に影響を与えずに同調装置の
調整処理ができる。

またアース端子位置調整法を用いる場合には
電極の非破壊調整手段を用いることができるの
で同調装置の同調周波数をくり返し上下調整処
理ができる。

同調装置の同調周波数トリミングスピードが
速くなる等の優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な同調器の回路図、第２図およ
び第３図は従来の同調器における構成を示す斜視
図、第４図は従来の同調装置の回路図、第５図は
本発明の実施例における同調装置の回路図、第６
図は実施例における同調装置の同調器と電圧調整
器を代表的に示した回路図、第７図は実施例に用
いる電圧可変キヤパシタの一般的な電圧対キヤパ
シタンス特性図、第８図ないし第１７図は実施例
における同調装置に用いる同調器の構成図であり
それぞれにおいてａは表面図、ｂは側面図および
ｃは裏面図、第１８図ａ〜ｅ、第１９図ａ，ｂ、
第２０図は本発明の動作原理を示す説明図、第２
１図ａ〜ｄ、第２２図ａ，ｂ、第２３図は従来の
同調器における動作原理を示す説明図、第２４
図、第２５図は本発明と従来の同調器の温度変化
に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第２６図
ないし第３３図および第３４図ないし第３７図は
実施例の同調装置に用いる同調器の調整可変モー
ドの説明図、第３８図は本発明の一実施例におけ
る同調装置の構成図である。 １３，１９，２７，３２，１５１〜１５４……
同調器、３９……シンセサイザ式局部発振器、４
１，４２，５３……電圧調整器、５４……副同調
器、５５，６２，６９，７６，７９，８２，８
５，８８，９１，９４，１５０……誘電体基板、
５６，５７，６３，６４，７０，７１，７７，７
８，８０，８１，８３，８４，８６，８７，８
９，９０，９２，９３，９５，９６……可変イン
ダクタ用もしくは可変キヤパシタ用電極、５０，
５１……電圧調整用トリマレジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電
   体の表面で並設する電極それぞれのアースに接続
   する端子が互いに対向しない相異対向位置関係と
   なるように設定した同調器を複数個設け、上記そ
   れぞれの同調器における所定の電極の所定の位置
   に電圧可変リアクタンス素子を接続して可変同調
   器とし、上記それぞれの同調器において所定の電
   極における所定の電極部分を切開するかもしくは
   アースに接続する端子を所定の電極部位に設定し
   て調整すると共に、上記電圧可変リアクタンス素
   子に供給する制御電圧を制御する電圧調整器を設
   置し、上記それぞれの可変同調器における可変同
   調周波数範囲において高い同調周波数で上記の同
   調器を調整した場合は低い同調周波数で上記の電
   圧調整器を調整し、反対に高い同調周波数で上記
   の電圧調整器を調整した場合は低い同調周波数で
   上記の同調器を調整することを特徴とする同調装
   置。 ２ 電極として少なくとも一個所以上の所定の屈
   曲角もしくは屈曲率および所定の屈曲方向を示す
   屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１
   項記載の同調装置。 ３ 電極としてスパイラル形状を有するものを用
   いた特許請求の範囲第１項記載の同調装置。 ４ 一方の電極における長さを他方の電極におけ
   る長さよりも任意に短かく設定し、かつ所定の部
   分で対向設置もしくは並設させた特許請求の範囲
   第１項ないし第３項のいずれかに記載の同調装
   置。 ５ 誘電体の内部においてそれぞれの電極もしく
   は所定の片側の電極における部分もしくは全部を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第４項のい
   ずれかに記載の同調装置。 ６ それぞれの同調器の誘電体として共通の回路
   基板を用いた特許請求の範囲第１項ないし第５項
   のいずれかに記載の同調装置。 ７ それぞれの電圧可変リアクタンス素子に対し
   て電圧調整器を介して共通の電圧供給源における
   出力電圧を供給する特許請求の範囲第１項ないし
   第６項のいずれかに記載の同調装置。