JPH0325043B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ，テレビの送信機や受信機、お
よびその他通信機全般に用いることができる周波
数同調器に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通
信電波が増加しており、希望する電波を選択する
周波数同調器の性能においては高い安定性と信頼
性が望まれている。一方、それら受信機，送信機
や通信機の製造コストの低減も大きな課題であ
り、特に合理化が困難な高周波部の同調回路部品
の抜本的な新技術開発が要求されている。更にそ
れら受信機，送信機や通信機の機能制御技術とし
てデイジタル制御が一般化し、同調器の同調周波
数制御においてもデイジタル信号によつて直接制
御できるものの開発が要求されている。

以下図面を参照しながら従の同調器に用いてい
た同調回路部品について説明する。第１図は基本
的な同調回路であり、１は可変インダクタ、２は
可変キヤパシタ、３は電圧可変キヤパシタであ
る。この電圧可変キヤパシタ３に対する制御電圧
としてデイジタル制御信号入力端子４に入力され
るデイジタル信号がＤ−Ａ変換器５によつて変換
出力される直硫電圧信号が抵抗６を介して供給さ
れていた。更に可変インダクタ１、可変キヤパシ
タ２および電圧可変キヤパシタ３より成る同調回
路は従来においては第２図に示すような機械的可
動部を有する可変インダクタ７と可変キヤパシタ
８が回路導体９ａ，９ｂで電圧可変キヤパシタ１
０と接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては、 可変インダクタ部品および可変キヤパシタ部
品は他の実周波部品と比較してサイズが大きく
特に高さ寸法が機器の小型化，薄型化を阻害し
ている。

可変インダクタ部品内のフエライトコアは機
械的振動によつてずれ易く、また透磁率の温度
依存性が大きくインダクタンス値が不安定であ
り同調周波数の変動が大きい。

可変インダクタと可変キヤパシタはそれぞれ
別個部品として存在し、導体の引き回し回路で
接続されているためリードインダクタンスやス
トレーキヤパシタが多く発生して回路動作が不
安定である。

独立した最小単位機能の別個部品の集合回路
であるため部品点数の削減や製造の合理化に限
界がある。

可変キヤパシタ部品も機械的振動によつてキ
ヤパシタンス値が不安定であり同調周波数の変
動が大きい。

更に 電圧可変キヤパシタはそのキヤパシタンスの
温度依存性が大きく、それが原因して同調周波
数が大きくずれる。

Ｄ−Ａ変換器を特別に設置する必要があり、
そのため同調回路デイジタル制御化にはコスト
アツプがともなう。

同調回路をデイジタル信号で直接制御するこ
とができず、間接的制御方法となる。

そのためＤ−Ａ変換器の変換精度が同調精度
に関与し、デイジタル制御化を施しても同調精
度が向上しない。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的は従来のバリキヤツプやバリコン
などの可変リアクタンス部品を用いずに可変同調
器を構成することであり、またその可変同調をデ
イジタル制御信号によつて直接制御する可変同調
器を提供することにある。更にインダクタ部品と
可変キヤパシタ部品を一体化した薄型の同調器を
簡単な構成で実現して同調器の形態を超薄型化と
小型化し、更に機械的振動に対して同調が安定
で、同調周波数の温度依存性が小さく、同調回路
の接続リードの悪影響をなくして実周波的に安定
で、また部品点数を削減して製造工程の合理化を
可能にする可変同調器を提供することである。

発明の構成 本発明のチユーナ装置は誘電体を介して対向設
置する任意の形状の電極それぞれのうち任意の一
方の電極の片側端をアース端子とし、他方の電極
において等間隔位置もしくは任意の間隔位置それ
ぞれにスイツチ素子を設置してそれぞれのスイツ
チ素子の他方端をアースに接続するようにし、そ
れらスイツチ素子群のうちから任意の１個宛を選
択してON状態にすることにより同調周波数を可
変するように構成したものであり、更にそれらの
スイツチ素子群のスイツチング制御器としてリン
グカウンタもしくは２進−８進デコーダを用いて
構成したものである。これにより一方の電極がイ
ンダクタとして作用し、またこの電極と任意の一
個所がアースに接続された他方の電極とが対向し
て、その対向する電極部分のうちインダクタを形
成する電極のアース側に対してアースが逆方向側
となる電極の対向部分が先端オープンの分布定数
回路として作用する。そしてその分布定数回路の
等価長さを動作させる周波数波長のλ／４長さ未
満に設定することによつてそれぞれの分布定数回
路に発生する負リアクタンスによる分布キヤパシ
タンスを実現する。更に設置したそれぞれのスイ
ツチ素子のうちから任意のものを選択してアース
と接続することにより可変キヤパシタを実現し
て、同調周波数を可変するように作用させるもの
である。ここでスイツチ素子のうちから選択的に
アースと接続する手段としてリングカウンタもし
くは２進−８進デコーダを用いてデイジタル信号
によつて直接に同調周波数を可変するものであ
る。

実施例の説明 次に、本発明のチユーナ装置に用いる同調器の
動作原理を説明する。

以上のように構成された本実施例の同調器につ
いて以下その動作を説明する。

第３図ａ〜ｇは本発明の同調器における動作を
説明するための等価回路である。第３図ａにおい
て、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆方向
側に設定したそれぞれの伝送路電極２７０，２７
１によつて形成される伝送路に対して、電圧ｅを
発生する信号源２７２が伝送路電極２７０に接続
されて信号を供給するものとする。そして、、そ
れによつて伝送路電極２７０の先端におけるオー
ブン端子には進行波電圧e_Aが励起されるものとす
る。一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極
２７０に近接して対向設置もしくは並設されてい
るので、相互誘導作用によつて電圧が誘起され
る。その伝送路電極２７１の先端におけるオーブ
ン端子に誘起される進行波電圧をe_Bとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１において
はそれぞれのアース端子が逆方向側に設定されて
いるので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進
行波電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それ
ぞれの進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオ
ーブン状態であるので、伝送路電極２７０および
２７１より成る伝送路において電圧定在波を形成
することになる。ここで伝送路電極２７０におけ
る電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫ
で表わすものとすると、伝送路電極２７１におけ
る電圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことでき
る。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１に
おいて任意の対向する部分において発生する電位
差Ｖを求めると Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極２７０および２７１が同じ電気長ｌである
とすると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A ＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそ
れぞれ対向する全ての部分において電位差Ｖを発
生させることができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電
極巾Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いもの
とする）、さらに誘電率ε_Sを有する誘電体を介し
て間隔ｄす対向されているものとする。この場合
における伝送路の単位長当りに形成するキヤパシ
タンスC_Oは C_O＝Ｑ／Ａ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_Oε_SＷ・Ｖ／ｄ＝ε_Oε_SＷ・e_A／ｄ ……(5) であり、故に、 C_O＝ε_Oε_SＷ／ｄ ……(6) となる。

従つて、第３図ａに示す伝送路は、第３図ｂに
示すような単位長当りにおいて第６式で求まる
C_Oの分布キヤパシタ２７３を含んだ伝送路とな
る。また、それぞれの伝送路電極２７０と伝送路
電極２７１における電圧定在波分布（もしくは電
流定在波分布）は、上記において述べたように互
いに逆位相関係にあるので、この伝送路は等価的
に平衡モードの伝送路として動作することにな
る。これによつて第３図ｃに示すような平衡電圧
e′を有する平衡信号源２７４によつて平衡モード
で励起される伝送路電極２７５および２７６によ
つて形成される平衡モード伝送路と等価になる。
いうまもなくその電気長は第３図ａにおいて示し
たものと電気長ｌと同じである。さらに、この平
衡モード伝送路は第３図ｄに示すように、伝送路
の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形状に
より発生する集中インダクタ成分それぞれによる
総合的な分布インダクタ２７７および２７８と分
布キヤパシタ２７３よりなる分布定数回路と等価
に表わすことができる。

次に、この分布キヤパシタ２７３の形成におけ
る伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。
第４図ａに示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスZ_Oは、第４図ｂ
に示す等価回路で表わすことができる。その特性
インピーダンスZ_Oは一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合は となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ_O
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC_Oは
第６式において求めた伝送路における単位当りの
キヤパシタンスC_Oと同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンス
Z_OはキヤパシタンスC_Oの関数であり、それはま
たキヤパシタC_Oに関与する誘電体の誘電率ε_S，伝
送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設
置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZ_Oで、その電気長がｌであ
り、かつ説端がオープン状態である伝送路の端子
に発生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z_Ocotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０ ……(12) となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイブリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成するることができる。そして、その形成できる
キヤパシタのキヤパシタンスＣは で表わされるるように、θの変化によつて、すな
わち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤ
パシタンスＣを実現することができる。

以上第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作態様について図に表わしたものが第５図であ
る。第５図では、先端がオーブン状態の伝送路に
おいて、その電気長ｌの変化に従つて端子に発生
する等価リアクタンスＸが変化する様子を表わし
ている。第５図から明らかなように、伝送路の電
気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜4λ／３な
どにおけるような場合には負の端子リアクタンス
を形成することが可能であり、すなわち等価的に
キヤパシタを形成することが発生させる条件にお
いて、伝送路の電気長ｌを任意に設定することに
よつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現する
ことが可能である。

このようして形成されるキヤパシタＣは、第３
図ｅにおいて示す集中定数キヤパシタ２７９とし
て等価的に置換することができる。そして、伝送
路に存在する分布インダクタ成分および伝送路の
屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成分そ
れぞれの総合によつて形成されるインダクタは、
集中定数インダクタ２８０として等価的に置換す
ることができる。そして、仮想的な平衡信号源２
７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを、
もとの第３図ａにおいて示した状態と等価的と同
じになるように置換するば、第３図ｆに示すよう
になる。この第３図ｆにおいてアース端子を共通
化して表わすと、明らかに最終的には第３図ｇに
おいて示すように、集中定数キヤパシタ２７９お
よび集中定数インダクタ２８０より成る並列共振
回路と等価になり、同調器を実現することができ
る。

以上において説明した構成と動作により、本発
明の同調器を実現するものであるが、本発明の同
調器における構成とそれに係る動作原理は従来の
同調器におけるものとは全く異なるものである。
そこで、本発明による同調器が従来の同調器もし
くは本発明の同調器における送路と同様のものを
用いても他の構成にしたものそれぞれと比較して
全く異なるものであることを証明するために、従
の同調器もしくは他の伝送路構成による同調器に
おける構成および動作を次に説明した対比する。
それによつて本発明による同調器との差異を明確
にすると共に、本発明における同調器のの新規性
を明かにする。

第６図は、伝送路電極として例えば本発明にお
ける同調器に用いるものと同様なもので形成して
も、アース端子が互いに同方向側に設定されてい
る点が異なる場合の動作を示すものである。第６
図ａにおいて伝送路電極２８１および２８２より
なる先端オーブンの伝送路が、電圧ｅを発生する
信号源２８３によつてドライブされているものと
する。それによつて伝送路電極２８１の先端にお
けるオープン端子には定在波電圧e_Aが励起され、
それと対向設置もしくは並設される伝送路電極２
８２の先端におけるオープン端子には定在波電圧
e_Bが誘起されるものとする。ここで、それぞれの
伝送路電極２８１および２８２のアース端子は互
いに同方向側に設定されているので、それぞれの
定在波電圧e_Aとe_Bは互いに同位相となる。従がつ
て、伝送路電極２８１および２８２におけるそれ
ぞれの電圧分布係数は同じＫを有することにな。
それによつて伝送路電極が対向する任意の部分に
おける電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B …(14) となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１お
よび２８２の電気長が同じ長さであるとすると、 e_A＝e_B ……(15) となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_A＝０ ……(16) となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第６図ａにお
ける信号源２８３を伝送路端に置換設定したもの
が第６図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡信号
源２８４を設置したことと等価になる。そしてこ
の等価回路においては互いに電位差を有しない平
行伝送路が存在するのみである。つまりりこれは
第６図ｃに示すように、等価的に単なる一本の伝
送路電極２８５が存在する場合と同一であること
は明らかである。そして、信号源２８３およびア
ース端子を第６図ａに示したようにもとの回路に
等価置換することにより第６図ｄに示すようにな
る。つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝
送路の屈曲形状により発生す集中インダクタ成分
それぞれより成る等価的な集中定数インダクタ２
８６のみを形成するるだけである。以上より明ら
かなように、インダクタと並列にキヤパシタを形
成することができないので、目的とする並列共振
回路の同調器は実現することができない。

第７図は、片側の伝送路電極として例えば本発
明の同調器におけるものと同じもので形成した一
般的なマイクロストリツプラインであるが、その
伝送路電極と対向する電極が充分に広いアースと
なつてい点が異なる場合の動作を示すものであ
る。第７図ａにおいて伝送路電極２８７が充分に
広いアース電極２８８と対向し、電圧ｅを発生す
る信号源２８９によつてドライブされ、伝送路の
先端におけるオープン端子に定在波電圧e_Aが励起
されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。
一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係
数Ｋを有す定在波電圧e_Bが発生するものと仮定す
ると、伝送路電極２８７とアース電極２８８が対
向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(17) で表わされる。しかし、アース電極２８８におけ
る定在波電圧e_Bは一様にアース電位（零電位）で
あり e_B＝０ ……(18) となる。従つてアース電極２８８には電圧分布係
数も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A ……(19) となる。これによつて、伝送路電極２８７とアー
ス電極２８８の間に分布キヤパシタを形可するこ
とは可能である。しかしなが、伝送路電極２８７
はアース電極２８８と近接して対向しているた
め、相互誘導作用によつて伝送路電極２８７にお
ける両先端がほとんどシヨート状態になつたもの
と等価になる。そのため伝送路電極２８７におけ
るインダクタ成分のＱ性能をを著しく劣化させる
ことになる。すなわち、このマイクロストリツプ
ラインは第７図ｂに示すように等価損失抵抗２９
０を含む集中定数インダクタ２９１および集中定
数キヤパシタ２９２それぞれより成る並列共振回
路を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際
には相当大きな抵抗値を有するものになるため、
共振回路における損失が非常に大きくなる。従つ
て、同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下
したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。

第８図は従来において最も多く使用されている
λ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路にお
ける先端条件および伝送路の長さの設定と、更に
アースの設定におけるそれぞれの点で本発明の同
調器と全く異なることを示すものである。第２０
図において平衡モード伝送路電極２９３および２
９４は、その電気長ｌがが共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がシヨートさ
れている。そして電圧ｅを発生す平衡信号源２９
５によつて、それぞれの伝送路電極が平衡モード
でドライブされているものとする。アース端子は
平衡信号源２９５の中性点に設定され、特に伝送
路電極におけるいずれかの端子にアースを設定す
るものではない。この場合における伝送路の端子
に発生する等価的な端子リアクタンスＸは、伝送
路の特性インピーダンスをZ_Oとすると Ｘ＝Z_Otanθ ……(20) となる。ここ特性インピーダンスZ_Oは第８式にお
いて示したものと同じものである。この共振器で
伝送路の電気長ｌを ｌ＝λ／４ ……(21) としているので θ＝π／２ ……(22) である。従つて第20式におけるる端子リアクタン
スＸは Ｘ＝Z_Otanπ／２＝∞ ……(23) となり、等価的に並列共振特性を得ことができる
ものである。しかしながら、このλ／４共振器に
おける構成を本発明の同調器における構成と比較
すると、まず伝送路の端子条件についてみると本
発明の同調器においてはオープン状態であるのに
対して、従来のλ／４共振器においてはシヨート
状態であり、従つて端子条件において全く異なる
構成であることが明らかである。更に伝送路の電
気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器に
おいては同調周波数のλ／４以下に設定するもの
であり実際的にはλ／16程度の非常に短いものに
設定して構成するものであるが、従のλ／４共振
器においては厳密に共振周波数のλ／４に設定す
るものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設定に
おいて根本的に異なる構成であることも明らかで
ある。また、構成における伝送路の電気長ｌの異
いに起因して、両者において同一の同調周波数も
しくは共振周波数に設計しても、本発明の同調器
においては小型化することができるが、λ／４共
振器においては非常に長い伝送路を設ける必要が
あり、大型化する不都合があつた。従のλ／４共
振器を小型化する目的で誘電率の非常に大きな誘
電体を介在させて伝送路の長さを短縮化したもの
がみられるが、それに用いる誘電率の高い誘電体
は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従つて
共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都合が
あつた。更に、誘電率の高い誘電体における誘電
率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振周波
数の安定性を確保することが困難である不都合も
あつた。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするために、従来の同調器における性能
と比較した実験結果を表すグラフである。そして
第１０図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験
結果を表すグラフである。第９図および第１０図
において、特性(A)は本発明におけるる同調器の温
度依存性あり、誘電体としてアルミナセラミツク
材もしくは樹脂系プリント回路基板を使用した場
合の実験結果である。一方、特性(B)は第２図にお
いて示すような、従来において最も多く用いられ
ていた同調器における温度依存特性である。これ
の実験結果から、本発明の同調器においては一般
的な誘電体を用いて構成したものでもその同調周
波数は極めて安定であり、更に共振Ｑが高く、か
つ安定であることが明らかである。一方、従来の
同調器においては、インダクタを構成するフエラ
イト材のコアにおける透樹率μとＱの根本的な不
安定性、およびコイル部分の膨張と収縮によるイ
ンダクタンスの変化がそれぞれ原因して、同調周
波数と共振Ｑの安定性を確保することが困難であ
つた。それによつて、他の温度補償部品もしくは
他の自動安定化補償回路を付加して不安定性を補
つていた。

次に本発明の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。

第１１図ないし第１３図は本発明の実施例の動
作原理を示すものである。第１１図ａは基本構成
図を示すものであり１１は誘電体基板、１２は分
布インダクタを形成する電極、１３は電極１２と
相まつて分布キヤパシタを形成する電極、１４は
分布キヤパシタの形成を制御するそれぞれのスイ
ツチである。これを伝送回路で示したものがが第
１１図ｂであり、分布インダクタを形成する伝送
路１５に対して分布キヤパシタ１６，１７，１８
が形成されるようにキヤパシタ電極１９に接続さ
れていスイツチ２２がアースと導通状態となつた
例である。ここで電極１９のうちスイツチ２３な
いしスイツチ２４が接続されている間の電極部分
のポテンシアルは電極１５と同一のポテンシアル
にあるため分布キヤパシタは形成されない。次に
これを分布定数回路で示したものが第１１図ｃで
あり、分布インダクタ２９に対して分布キヤパシ
タ３０，３１，３２がそれぞれ接続されたものと
等価である。これを集中定数等価回路で示したも
のが第１１図ｄでありり、インダクタ３３と可変
キヤパシタ３４の並列共振回路を形成する。ここ
で第１１図ｃに示す分布キヤパシタ３０，３１，
３２各々の形成態様について示したものが第１２
図である。この分布キヤパシタ３０，３１，３２
のキヤパシタンス総和は対向する電極の対向面積
と誘電体基板の誘電率εおよび厚みに依存するも
のであるが、対向する電極の伝送路を等価長さを
ｌとして、この伝送路等価長さｌを使用する誘電
体の誘電率εによつて定まる波長短縮率１／√
を考慮した動作周波数におけるλ／４長よりも短
いものに設計する。このλ／４長に対する伝送路
等価長さｌの割合いを任意に設計することにより
キヤパシテイブリアクタンスXcの値を任意に設
計することが可能である。このキヤパシテイブリ
アクタンスXcと動作周波数₀によつてキヤパシ
タンスＣ＝1/2π₀Xcが得られる。このキヤパシ
タンスＣを有すキヤパシタが第１１図ｃに示すキ
ヤパシタ３０，３１，３２のキヤパシタンス総和
と等価である。次に第１１図ｄに示す可変キヤパ
シタ３４のキヤパシタンス変化とそれによる同調
周波数の変化について示したものが第５図であ
る。第１３図はアースと導通状態になるスイツチ
の選択すなわち対向する伝送路の有効長さを設定
することによつて発生する分布キヤパシタの分布
キヤパシタンスＣ、分布インダクタンスＬおよび
同調周波数₀の変化関係を示している。アースと
と導通状態になるスイツチを選択して分布キヤパ
シタを形成する伝送路の有効長さを増加すること
によつて分布キヤパシタンスＣは増加する。しか
し分布インダクタンスＬは不変であり、したがつ
て同調周波数は漸次低下する。このように第１１
図ａにおけるスイツチ１４のうち導通状態にする
ものを選択することによつて同調周波数を可変す
ることができる。ここで第１１図ａにおけるスイ
ツチ１４のうち選択して導通状態にする順序は任
意である。また電極１３に接続されるスイツチ１
４それぞれの設置位置と設置個数は任意に設定で
きる。

第１４図と第１５図は上記の動作原理に基づき
デイジタル制御信号によつて直接に同調周波数を
可変する実施例の構成図である。第１４図におい
て誘導体基板３５を介して分布インダクタを形成
する電極３６と分布キヤパシタを形成する電極３
７がそれぞれ対向設置され、電極３７の所要部分
それぞれがリングカウンタ３８のそれぞれの出力
端子３９に接続される。このリングカウンタ３８
は入力端子４０に入力されるデイジタル制御信号
すなわちシリアル入力パルス信号によつて個々の
カウンタ要素の状態が推移し、出力端子３９のう
ちの１個とアースと導通位置を可変すると共にそ
の状態を保持するようになるものである。したが
つて入力端子４０に入力されるデイジタル信号に
よつてキヤパシタ電極３７の有効伝送路長さが設
定されて分布キヤパシタンスが決定される。これ
によつてデイジタル入力信号を任意に制御するこ
とによつて同調周波数を任意に上下可変すること
が可能となる。第１５図において誘電体基板４２
を介して分布インダクタを形成するる電極４３と
分布キヤパシタを形成する電極４４がそれぞれ対
向設置され、電極４４の所要部分それぞれは２進
−８進デコーダ４５のそれぞれの出力端子４６に
接続される。この２進−８進カウンタ４５は入力
端子４７に入力されるデイジタル制御信号すなわ
ちパラレル入力パルス信号群によつて個々のデコ
ーダ要素の状態が一義的に定まり、出力端子４６
とアースとの導通状態もしくは非導通状態が決定
されると共に保持するようになるものである。し
たがつて入力端子４７に入力するパルス信号を任
意に制御することによつて同調周波数を任意に上
下可変することが可能である。

第１６図ないし第２５図は本発明のチユーナ装
置を構成する同調器のインダクタ部とキヤパシタ
部の実施例の構成図を示すものである。

第１６図においてａは表面図、ｂは側面図、ｃ
は裏面図を示す（以下、第１７図ないし第２５図
において同様）第１６図それぞれにおいて５５は
誘導体基板であり、５６はインダクタを形成する
電極であり、５７は電極５６と相まつて分布定数
回路を形成しキヤパシタを実現する電極である。
電極５６の端子５８はアース端子であり、端子５
９はオープン端子である。一方電極５７において
は端子６０のそれぞれがリングカウンタもしくは
２進−８進デコーダの出力端子に接続されるアー
ス端子であり端子６１がオープン端子ある。第１
６図ａに示すＡ○側，側と第１６図ｃに示す
側，側が対応している。（以下、第１７図ない
し第１５図において同様） 第１７図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘導体基板６２に対
する電極６３と電極６４の設置構成は第１６図で
説明した実施例と同様あるが電極６３の端子６５
はオープン端子であり、端子６６はアース端子で
ある。方電極６４の端子６７がリングカウンタも
しくは２進−８進デコーダの出力端子に接続され
るアース端子であり、端子６８がオープン端子で
ある。

第１８図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板６９の表
面側と電極７０と電極７１を設置しそれぞれの電
極が側面対向するように構成したものである。電
極７０の端子７２はアース端子であり端子７３は
オープン端子である。一方電極７１の端子７４が
オープン端子であり端子７５がリングカウンタも
しくは２進−８進デコーダの出力端子に接続され
るアース端子である。ここでそれぞれの電極７
０，７１に対する端子モードは第１６図と第１７
図で説明したようにアース端子とオープン端子が
それぞれ逆方向側になるようにすれば任意に設定
できる。（以下、第１９図〜第２５図において同
様） 第１９図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘導体基板７６に対
する電極７７と電極７８の設置構成および端子モ
ードは第１６図で説明した実施例と同様である
が、電極７７と電極７８の面積が同一でなく、ま
たそれぞれの電極がが部分的に対向するように設
置した構成である。

第２０図〜第２２図は本発明の他の実施例にお
ける同調器の構成図を示すものである。第２０図
における誘電体基板７９に対する電極８０と電極
８１の設置構成および端子モード、第２１図にお
ける誘電体基板８２に対する電極８３と電極８４
の設置構成および端子モード、および第２２図に
おける誘電体基板８５に対するる電極８６と電極
８７の設置構成および端子モードは第１６図で説
明した実施例と同様であるが、それぞれの電極は
少なくとも一ヶ所以上の任意の屈曲角と屈曲方向
を示す屈曲部を有するものを用いる。

第２３図は本発明の他の実施例におる同調器の
構成図を示すものである。誘電体基板８８に対す
る電極と電極９０の設置構成および端子モードは
第１６図で説明した実施例と同様であるが、それ
ぞれの電極はスパイラル形状をを有するものを用
いる。

第２４図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板９１に対
する電極９２と電極９３の設置構成および端子モ
ードは第１６図で説明した実施例と同様であが、
電極９３は電極９２の面積内に含まれた範囲内で
部分的に対向設置するように設置した構成であ
る。

第２５図は本発明の他の実施例における同調器
の構成図を示すものである。誘電体基板９４に対
する電極９５と電極９６の設置構成および端子モ
ードは第１６図で説明した実施例と同様である
が、それぞれの電極９５，９６の誘電体基板９４
の内部に設けられている。

いうまでもなく第１６図，第１７図，第２４図
および第２５図で説明した実施例におけるそれぞ
れの電極は第２０図〜第２３図で説明した実施例
の電極形状を有するものを用いてもよい。

上記の実施例においてはキヤパシタ電極の端子
数をそれぞれ３端子としたが、この端子数は同調
周波数の所要の分解能に応じて任意に設定するこ
とができる。

上記第１４図および第１５図に示す本発明のチ
ユーナ装置の実施例においてはスイツチ素子群と
て設置したリングカウンタもしくは２進−８進デ
コーダの中のスイツチ要素のスイツチング機能を
直接用いたが、一方このリングカウンタもしくは
２進−８進デコーダをスイツチング制御器として
用いて更に制御されるスイツチ素子群としてスイ
ツチングダイオード，トランジスタ，FETもし
くはリレースイツチなどを用いてもよい。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は誘電
体を介して対向設置する任意の形状の電極のそれ
ぞれのうち任意の一方の電極の片側端をアース端
子とし、他方の電極において等間隔位置もしくは
任意の間隔位置それぞれにスイツチ素子を設置し
てそれぞれのスイツチ素子の他方端をアースに接
続するようにし、それらスイツチ素子群のうちか
ら任意の１個宛を選択してON状態とすることに
より同調周波数を可変するように構成したもので
あり、更にそれらスイツチ素子群のスイツチング
制御器としてリングカウンタもしくは２進−８進
デコーダを用いて構成するようにしているので 従来の電圧可変キヤパシタ（バリキヤツプ）
や機械式バリコンなどを用いなくても可変同調
器が実現できる。

同調周波数をデイジタル信号で直接に可変制
御することができる。

従来のＤ−Ａ変換器（デイジタル信号−直流
電圧変換）を用いないので同調精度が向上する
る。

インダクタと可変キヤパシタを一体化するこ
とが可能であり、超薄型で小型の同調器が実現
できる。

機械的可動部が皆無であるため、振動による
同調周波数のずれを極めて小さくすることがで
きる。

コア入りのインダクタや電圧可変キヤパシタ
（バリキヤツプ）を用いないので同調周波数の
温度依存性を極めて小さくすることができる。

インダクタと可変キヤパシタがリードレスで
接続されるためリードインダクタンスやストレ
ーキヤパシタの発生がなく、従つて同調状態が
極めて安定になる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の同調器の回路図、第２図は従来
の同調器の構成図、第３図ａ〜ｇ，第４図ａ，
ｂ，第５図は本発明のチユーナ装置に用いる同調
器の動作原理を示す説明図、第６図ａ〜ｄ，第７
図ａ，ｂ，第８図は従来の同調器における動作原
理を示す説明図、第９図，第１０図は本発明と従
来の同調器の温度変化に対する同調周波数と共振
Ｑの特性図、第１１図ないし第１３図は本発明の
実施例における動作原理の説明図、第１４図およ
び第１５図は本発明の実施例におけるチユーナ装
置の構成回路図、第１６図ないし第２５図は本発
明の実施例におけるチユーナ装置のインダクタ部
と可変キヤパシタ部の構成図であり、それぞれに
おいてａは表面図、ｂは側面図およびｃは裏面図
である。 １１，３５，４２，５５，６２，６９，７６，
７９，８２，８５，８８，９１，９４……誘電体
基板、１２，１５，３６，４３，５６，６３，７
０，７７，８０，８３，８６，８９，９２，９５
……インダクタを形成する電極、１３，１９，な
いし２８，３７，４４，５７，６４，７１，７
８，８１，８４，８７……可変キヤパシタを形成
する電極、３８……リングカウンタ、４５……２
進−８進デコーダ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電
   体の表面で並設するほぼ相似形状の第１および第
   ２の電極それぞれにおいて、上記第１の電極にお
   ける片側端をアースに接続する端子とし、また上
   記第２の電極において上記第１の電極におけるア
   ースに接続する端子と対向する位置を含まない任
   意の間隔位置それぞれにスイツチ素子を設置する
   と共に、それぞれのスイツチ素子における他方端
   をアースに接続するようにし、それらスイツチ素
   子において任意の１個宛を選択的にON状態にす
   ることにより同調周波数を可変することを特徴と
   したチユーナ装置。 ２ スイツチ素子として、もしくはスイツチ素子
   のON−OFF状態を制御する制御器としてリング
   カウンタを用いた特許請求の範囲第１項記載のチ
   ユーナ装置。 ３ スイツチ素子として、もしくはスイツチ素子
   のON−OFF状態を制御する制御器として２進−
   ８進デコーダを用いた特許請求の範囲第１項記載
   のチユーナ装置。 ４ 電極として少なくとも一個所以上の任意の屈
   曲角もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す
   屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１
   項ないし第３項のいずれかに記載のチユーナ装
   置。 ５ 電極としてスパイラル形状を有するものを用
   いた特許請求の範囲第１項ないし第３項のいずれ
   かに記載のチユーナ装置。 ６ 一方の電極における長さを他方の電極におけ
   る長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部
   分で対向設置もしくは並設させた特許請求の範囲
   第１項ないし第５項のいずれかに記載のチユーナ
   装置。 ７ 誘電体の内部においてそれぞれの電極もしく
   は任意の片側の電極における部分もしくは全部を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第６項のい
   ずれかに記載のチユーナ装置。 ８ 電極それぞれにおいてアースに接続される端
   子を、アースと接続せずに共通端子とした特許請
   求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに記載の
   チユーナ装置。