JPH0582764B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチユーナお
よびパーソナル無線の送信機や受信機、その他通
信機全般に用いることができる平衡型同調器に関
するものである。 従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通
信電波が増加しており、希望する信号を選択する
平衡型同調器の性能においては高い同調精度、平
衡性、安定性および信頼性の要求が高まつてい
る。一方、それら受信機、送信機や通信機の製造
コストの低減も大きな課題であり、特に合理化が
困難の高周波部の周波数選択同調器について抜本
的な技術開発が必要とされている。 以下図面を参照にしながら従来の平衡型同調器
について説明する。第１図は平衡型同調器の基本
回路図であり、中性点アース１を有するインダク
タ２とキヤパシタ３より並列共振回路を形成し、
端子４および５のそれぞれを平衡端子とする。第
２図は従来の平衡型同調器の構成図であり、中性
点タツプ６を有するインダクタ７の平衡端子８お
よび９にキヤパシタ１０が回路導体１１および１
２で接続され、それぞれ１３および１４が平衡型
同調器の平衡端子としてまた１５がアース端子と
して構成されていた。 しかしながら、上記のような構成においては インダクタ部品およびキヤパシタ部品は他の
高周波部品と比較してサイズが大きく、特に高
さ寸法が機器の小型化と薄型化を阻害してい
る。 インダクタ部品は機械的振動によつてそのイ
ンダクタンスがずれ易く、またフエライトコア
の温度依存性が大きいのでインダクタンスが不
安定であり、同調周波数や平衡性の変動が大き
い。 インダクタ部品とキヤパシタ部品はそれぞれ
別個部品として存在し、導体の引き回し回路で
接続されているためリードインダクタンスやス
トレーキヤパシタが多く発生して回路動作が不
安定であり平衡性の確保が困難である。 〓 独立した最小単位機能の個別部品の集合回
路であるため部品点数の削減や製造の合理化に
限界がある。 等の問題点を有していた。 発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキヤパシタ部
品を一体化構成した平衡型同調回路ブロツクを実
現することにあり、それによつて平衡型同調回路
ブロツクの形態を超薄型でかつ小型化し、更に機
械的振動に対しても同調周波数や平衡性が安定
で、同調周波数の同調精度を向上させ、同調周波
数や平衡性の温度依存性が小さく、接続リードの
悪影響をなくして高調波的にも安定で、また部品
点数を削減して製造の合理化を可能にすることで
ある。 発明の構成 本発明の同調器は端部もしくは中央部に設定し
たアース端子を基準にしてそれぞれ位相の異なる
信号を励起する電極よりなる主電極に対して、ア
ース端子が上記主電極と互いに逆方向側となるよ
うに設定され、かつ誘電体を介して対向設置する
かもしくは誘電体の表面で並設する副電極を設け
るように構成したものであり、これにより位相の
異なる信号を励起するそれぞれの主電極が分布イ
ンダクタとして作用し、またそれぞれの主電極と
副電極が対向することによつて先端オープンの分
布定数回路を形成し、それによつて発生する負リ
アクタンスによる分布キヤパシタンスを実現し、
上記のそれぞれの分布インダクタと並列に作用さ
せ平衡共振特性を得るものである。 実施例の説明 まず本発明の原理を説明する。 第３図ａ〜ｇは本発明の同調器における動作を
説明するための等価回路である。第３図ａにおい
て、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆方向
側に設定したそれぞれの伝送路電極２７０，２７
１によつて形成される伝送路に対して、電圧ｅを
発生する信号源２７２が伝送路電極２７０に接続
されて信号を供給するものとする。そして、それ
によつて伝送路電極２７０の先端におけるオープ
ン端子には進行波電圧e_Aが励起されるものとす
る。一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極
２７０に近接して対向設置もしくは並設されてい
るので、相互誘導作用によつて電圧が誘起され
る。その伝送路電極２７１の先端におけるオープ
ン端子に誘起される進行波電圧をe_Bとする。 ここで伝送路電極２７０および２７１において
はそれぞれのアース端子が逆方向側に設定されて
いるので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進
行波電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それ
ぞれの進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオ
ープン状態であるので伝送路電極２７０および２
７１より成る伝送路において電圧定在波を形成す
ることになる。ここで伝送路電極２７０における
電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫで
表わすものとすると、伝送路電極２７１における
電圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができ
る。 そこで次に、伝送路電極２７０および２７１に
おいて任意の対向する部分において発生する電位
差Ｖを求めると Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極２７０および２７１が同じ電気長ｌである
とすると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A ＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそ
れぞれ対向する全ての部分において電位差Ｖを発
生させることができる。 ここで伝送路電極２７０および２７１はその電
極巾Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いもの
とする）、さらに誘電率ε_sを有する誘電体を介し
て間隔ｄす対向されているものとする。この場合
における伝送路の単位長当りに形成するキヤパシ
タンスC_Oは C_O＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_pε_sＷ・Ｖ／ｄ＝ε_pε_sＷ・e_A／ｄ ……(5) であり、故に C_O＝ε_pε_sＷ／ｄ ……(6) となる。 従つて、第３図ａに示す伝送路は、第３図ｂに
示すような単位長当りにおいて第６式で求まる
C_Oの分布キヤパシタ２７３を含んだ伝送路とな
る。また、それぞれの伝送路電極２７０と伝送路
電極２７１における電圧定在波分布（もしくは電
流定在波分布）は、上記において述べたように互
いに逆位相関係にあるので、この伝送路は等価的
に平衡モードの伝送路として動作することにな
る。これによつて第３図ｃに示すような、平衡電
圧e′を有する平衡信号源２７４によつて平衡モー
ドで励起される伝送路電極２７５および２７６に
よつて形成される平衡モード伝送路と等価にな
る。いうまでもなくその電気長は第３図ａにおい
て示したものと電気長ｌと同じである。さらに、
この平衡モード伝送路は第３図ｄに示すように、
伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲
形状により発生する集中インダクタ成分それぞれ
による総合的な分布インダクタ２７７および２７
８と分布キヤパシタ２７３よりなる分布定数回路
と等価に表わすことができる。 次に、この分布キヤパシタ２７３の形成におけ
る伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。
第４図ａに示すように平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスZ_Oは、第１６図
ｂに示す等価回路で表わすことができる。その特
性インピーダンスZ_Oは一般的に

【化】 となる。ここで伝送路が無損失の場合は

【化】 となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ_O
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC_Oは
第６式において求めた伝送路における単位当りの
キヤパシタンスC_Oと同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンス
Z_OはキヤパシタンスC_Oの関数であり、それはま
たキヤパシタンスC_Oに関与する誘電体の誘電率
ε_s、伝送路電極巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極
の設置間隔ｄの関数でもある。 以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZ_Oで、その電気長がｌであ
り、かつ先端がオーブン状態である伝送路の端子
に発生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z_Ocotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に

【化】 の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ ……(12) となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイブリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは

【化】 で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌを設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。 以上第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作様態について図に表わしたものが第５図であ
る。第５図では、先端がオープン状態の伝送路に
おいて、その電気長ｌの変化に従つて端子に発生
する等価リアクタンスＸが変化する様子を表わし
ている。第５図から明らかなように、伝送路の電
気長ｌがλ／４以下もしくはλ2／〜4λ／３など
におけるような場合には負の端子リアクタンスを
形成することが可能であり、すなわち等価的にキ
ヤパシタを形成することができる。さらに、負の
端子リアクタンスＣを任意の値に実現することが
可能である。 このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
３図ｅにおいて示す集中定数キヤパシタ２７９と
して等価的に置換することができる。そして、伝
送路に存在する分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成分
それぞれの総合によつて形成されるインダクタ
は、集中定数インダクタ２８０として等価的に置
換することができる。そして、仮想的な平衡信号
源２２７４およびそれぞれの伝送路におけるアー
スを、もとの第３図ａにおいて示した状態と等価
的と同じになるように置換すれば、第３図ｆに示
すようになる。この第３図ｆにおいてアース端子
を共通化して表わすと、明らかに最終的には第３
図ｇにおいて示すように、集中定数キヤパシタ２
７９および集中定数インダクタ２８０より成る並
列共振回路と等価になり、同調器を実現すること
ができる。 以上において説明した構成と動作により、本発
明の同調器を実現するものであるが、本発明の同
調器における構成とそれに係る動作原理は従来の
同調器におけるものとは全く異なるものである。
そこで、本発明による同調器が従来の同調器もし
くは本発明の同調器における伝送路と同様のもの
を用いても他の構成にしたものそれぞれと比較し
て全く異なるものであることを証明するために、
従来の同調器もしくは他の伝送路構成による同調
器における構成および動作の次に説明して対比す
る。それによつて本発明による同調器との差異を
明確にすると共に、本発明における同調器の新規
性を明らかにする。 第６図は、伝送路電極として例えば本発明にお
ける同調器に用いるものと同様なもので形成して
も、アース端子が互いに同方向側に設定されてい
る点が異なる場合の動作を示すものである。第６
図ａにおいて伝送路電極２８１および２８２より
なる先端オープンの伝送路が、電圧ｅを発生する
信号源２８３によつてドライブされているものと
する。それによつて伝送路電極２８１の先端にお
けるオープン端子には定在波電圧e_Aが励起され、
それと対向設置もしくは並設される伝送路電極２
８２の先端におけるオープン端子には定在波電圧
e_Bが誘起されるものとする。ここで、それぞれの
伝送路電極２８１および２８２のアース端子は互
いに同方向側に設定されているので、それぞれの
定在波電圧e_Aとe_Bは互いに同位相となる。従がつ
て、伝送路電極２８１および２８２におけるそれ
ぞれの電圧分布係数は同じＫを有することにな
る。それによつて伝送路電極が対向する任意の部
分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(14) となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１お
よび２８２の電気長が同じ長さであるとすると e_A＝e_B ……(15) となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_A＝Ｏ ……(16) となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第６図ａにお
ける信号源２８３を伝送路端に置換設定したもの
が第６図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡信号
源２８４を設置したことと等価になる。そしてこ
の等価回路においては互いに電位差を有しない平
行伝送路が存在するのみである。つまりこれは第
６図ｃに示すように、等価的に単なる一本の伝送
路電極２８５が存在する場合と同一であることは
明らかである。そして、信号源２８３およびアー
ス端子を第６図ａに示したようにもとの回路に等
価置換することにより第６図ｄに示すようにな
る。つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝
送路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成
分それぞれより成る等価的な集中定数インダクタ
２８６のみを形成するだけである。以上より明ら
かなように、インダクタと並列にキヤパシタを形
成することができないので、目的とする並列共振
回路の同調器は実現することができない。 第７図は、片側の伝送路電極として例えば本発
明の同調器におけるものと同じもので形成した一
般的なマイクロストリツプラインであるが、その
伝送路電極と対向する電極が充分に広いアースと
なつている点が異なる場合の動作を示すものであ
る。第７図ａにおいて伝送路電極２８７が充分に
広いアース電極２８８と対向し、電圧ｅを発生す
る信号源２８９によつてドライブされ、伝送路の
先端におけるオープン端子に定在波電圧e_Aが励起
されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。
一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係
数Ｋを有する定在波電圧e_Bが発生するものと仮定
すると、伝送路電極２８７とアース電極２８８が
対向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(17) で表わされる。しかし、アース電極２８８におけ
る定在波電圧e_Bは一様にアース電位（零電位）で
あり e_B＝Ｏ ……(18) となる。従つてアース電極２８８には電圧分布係
数も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A ……(19) となる。これによつて、伝送路電極２８７とアー
ス電極２８８の間に分布キヤパシタを形成するこ
とは可能である。しかしながら、伝送路電極２８
７はアース電極２８８の近接して対向しているた
め、相互誘導作用によつて伝送路電極２８７にお
ける両先端がほとんどシヨート状態になつたもの
と等価になる。そのため伝送路電極２８７におけ
るインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させるこ
とになる。すなわち、このマイクロストリツプラ
インは第７図ｂに示すように等価損失抵抗２９０
を含む集中定数インダクタ２９１および集中定数
キヤパシタ２９２それぞれより成る並列共振回路
を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際に
は相当大きな抵抗値を有するものになるため、共
振回路における損失が非常に大きくなる。従つ
て、同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下
したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。 第８図は従来において最も多く使用されている
λ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路にお
ける先端条件および伝送路の長さの設定と、更に
アースの設定におけるそれぞれの点で本発明の同
調器と全く異なることを示すものである。第２０
図において平衡モード伝送路電極２９３および２
９４は、その電気長ｌが共振周波数におけるλ／
４に等しく設定され、かつ先端がシヨートされて
いる。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２９５
によつて、それぞれの伝送路電極が平衡モードで
ドライブされているものとする。アース端子は平
衡信号源２９５の中性点に設定され、特に伝送路
電極におけるいずれかの端子にアースを設定する
ものではない。この場合における伝送路の端子に
発生する等価的な端子リアクタンスＸは、伝送路
の特性インピーダンスをZ_Oとすると Ｘ＝Z_Otanθ ……(20) となる。ここで特性インピーダンスZ_Oは第８式に
おいて示したものと同じものであり、またθにつ
いても第10式において示したものと同じものであ
る。この共振器では伝送路の電気長ｌを ｌ＝λ／４ ……（21） としているので θ＝π／２ ……（22） である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Z_Otanπ／２＝∞ ……（23） となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器においてはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ／16程度の非常に短いもの
に設定して構成するものであるが、従来のλ／４
共振器においては厳密に共振周波数のλ／４に設
定するものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設
定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長ｌ
の異いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／
４共振器においては非常に長い伝送路を設ける必
要があり大型化する不都合があつた。従来のλ／
４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘
電体は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従
つて共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があつた。更に、誘電率の高い誘電体における
誘電率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振
周波数の安定性を確保することが困難である不都
合もあつた。 次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするために、従来の同調器における性能
と比較した実験結果を示して説明する。第９図は
同調周波数の温度依存性を測定した実験結果を表
すグラフである。そして第１０図は共振Ｑの温度
依存特性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。第９図および第１０図において、特性Ａは本
発明における同調器の温度依存性であり、誘電体
としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂系プリ
ント回路基板を使用した場合の実験結果である。
一方、特性Ｂは第２図において示すような、従来
において最も多く用いられていた同調器における
温度依存特性である。これらの実験結果から、本
発明の同調器においては一般的な誘電体を用いて
構成したものでもその同調周波数は極めて安定で
あり、更に共振Ｑが高く、かつ安定であることが
明らかである。一方、従来の同調器においては、
インダクタを構成するフエライト材のコアにおけ
る透磁率μとＱの根本的な不安定性、およびコイ
ル部分の膨張と収縮によるインダクタンスの変化
がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑの安定
性を確保することが困難であつた。それによつ
て、他の温度補償部品もしくは他の自動安定化補
償回路を付加して不安定性を補つていた。 次に本発明の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。 第１１図は本発明の実施例における平衡型同調
器の回路構成図を示すものである。１６は中性点
アース端子１７を有する分布インダクタを形成す
る主電極であつて平衡端子１８および１９を有す
るものである。一方誘電体（図示せず）を介して
対向する副電極２０はその両端がアース端子２１
および２２に設定されている。この場合において
主電極１６のアース端子１７を特別に設けなくと
も仮想的中性点を発生させることが可能であり等
価的にアース端子を実現することができて所要の
目的を達成することができる。平衡端子１８およ
び１９は主電極１６の端部のみならず所要のイン
ピーダンスを呈する任意の位置に設定することも
可能である。また副電極２０のアース端子２１お
よび２２も任意の所要位置に設定することができ
る。この実施例の場合には単体の主電極および副
電極の簡単な構成で平衡型同調器を構成すること
ができる。 第１２図は本発明の他の実施例における平衡型
同調器の回路構成図を示すものである。２３およ
び２４は中性点アース端子２５および２６を有し
てかつ平衡端子２７および２８を有する主電極で
ある。一方誘電体（図示せず）を介して対向する
副電極２９のアース端子３０は主電極２３および
２４の平衡端子２７および２８とほぼ対向する位
置に設定されている。平衡端子２７および２８は
主電極２３および２４の端部のみならず所要のイ
ンピーダンスを呈する任意の位置に設定すること
も可能である。この実施例の場合には平衡端子２
７と２８を近接して設置することができ信号の入
出力リードが短かく構成することができる。 第１３図は本発明の他の実施例における平衡型
同調器の回路構成図を示すものである。中性点ア
ース端子３１および平衡端子３２と３３を有する
主電極３４の構成は第１１図で説明したものと同
様であるが、他方電極の構成はアース端子３５と
３６を有する副電極３７と３８に分割されてい
る。アース端子３１および３５と３６、および平
衡端子３２と３３の設定は第１１図において説明
したように構成することができる。この第１３図
に示す実施例と前記第１２図に示す実施例の副電
極３７と３８、および副電極２９それぞれのオー
プン端子側の所要位置をカツトすることによつて
分布キヤパシタンスを変化させることができて同
調周波数を可変設定することが可能であり、更に
平衡状態を調整することも可能である。 第１４図は本発明の他の実施例における平衡型
同調器の回路構成図を示すものである。主電極３
９と副電極４０よりなる同調部４１は第１１図に
おいて説明したものと同様であるが、主電極３９
の平衡端子４２および４３に電圧可変キヤパシタ
ンスダイオード４４および４５が接続され、更に
不平衡−平衡モード変換器４６の平衡端子と接続
されている。そして４７は不平衡端子であり、４
８は制御電圧端子であり、４９は不平衡２次タツ
プ端子である。ここで同調部４１として第１１図
に示すものを用いたが第１２図もしくは第１３図
に示すものを用いてもよく、また電圧可変キヤパ
シタンスダイオード４４と４５、および不平衡−
平衡モード変換器４６は併設せずとも各々単独設
置してもよい。この実施例の場合には同調周波数
を可変制御することが可能で、しかも不平衡信号
回路系と接続することが可能な平衡型可変同調器
を構成することができる。ここで電圧可変キヤパ
シタンスダイオード４４および４５の替りに可変
空気コンデンサを用いても所要の目的を達成でき
ることはいうまでもない。そして同調器４１に第
１２図もしくは第１３図のものを用いた場合には
副電極２９もしくは３７および３８の所要部分を
カツトすることによつて同調周波数帯を任意に設
定することができ、また平衡性も調整することが
できる。 第１５図ないし第２２図は前記第１１図で説明
した平衡型同調器を代表してその主副電極と誘電
体の構造の実施例を示すものである。第１５図に
おいてａは表面図、ｂは側面図、ｃは裏面図を示
す。（以下第１６図ないし第２２図において同様）
第１５図において１００は誘電体基板であり、１
０１と１０２は分布定数回路を形成して分布イン
ダクトと分布キヤパシタを実現する主電極であ
る。電極１０１と１０２のアース端子の設定は第
１５図に示すように対向する主副電極相互におい
て任意の逆方向側となるようにする。（以下第１
６図ないし第２２図において同様）第１５図ａに
示すＡ側、Ｂと第１５図ｃに示すＡ側、Ｂがそれ
ぞれ対応する。（以下第１６図ないし第２２図に
おいて同様） 第１６図においては誘電体基板１０３を介して
１個所の屈曲部を有する電極１０４と１０５がそ
れぞれ対向設置されている。 第１７図においては誘電体基板１０６を介して
複数個所の屈曲部を有する電極１０７と１０８が
それぞれ対向設置されている。 第１８図において誘電体基板１０９を介してメ
アンダ形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向
設置されている。 第１９図においては誘電体基板１１２を介して
スパイラル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ
対向設置されている。 第２０図において誘電体基板１１５の表面に電
極１１６と１１７がそれぞれ側方対向して設置さ
れている。 第２１図においては誘電体基板１１８の内部に
電極１１９と１２０がそれぞれ対向設置されてい
る。 第２２図においては誘電体基板１２１の内部に
電極１２２が設置され、誘電体基板１２１の表面
に電極１２３が設置されそれぞれの電極１２２と
１２３が対向している。 以上第１５図ないし第２２図の実施例において
対向設置もしくは並設される電極それぞれは同一
形状の全面完全対向としたが、任意の片方電極が
他方電極と比較して等価長さが異なつていても、
また相方電極が部分的に対向するようにしても実
現できる。また第２０図ないし第２２図における
実施例に用いる電極それぞれの形状は第１６図な
いし第１９図に示す実施例で示したものを用いて
も実現することができる。 以上それぞれの実施例において第１５図に示す
ものは簡単な電極パターンで構成することがで
き、第１６図ないし第１９図に示すものは小さい
同調器の占有面積で比較的大きな分布インダクタ
ンスと分布キヤパシタンスを形成することができ
従つて比較的低い同調周波数の同調器を構成する
ことができ、第２０図に示すものは誘電体の片面
のみで電極を形成するので簡単に構成することが
でき、第２１図および第２２図に示すものは多層
基板と対応でき、電極が内蔵されるため外部の要
因によつて同調器の性能が影響を受けることが少
なく安定なものを構成することができる等の特徴
を有している。 第１５図ないし第２２図において２００ないし
２１５はそれぞれ平衡端子である。 以上のように構成された本実施例の平衡型同調
器について以下その動作を説明する。 第２３図に第１１図に示す平衡型同調器を代表
してその動作等価回路を示す。第２３図ａにおい
て誘電体（図示せず）を介して対向設置されるか
もしくは誘電体（図示せず）の表面で並設される
主電極１２４と副電極１２５のアースは互いに逆
方向に設定されると共に主電極１２４の両端子１
２６と１２７にはそれぞれ主として逆位相関係に
ある異なる位相の信号源１２８と１２９が接続さ
れて主電極１２４に信号電流を励起する。ここで
主電極１２４と副電極１２５はアース端子をそれ
ぞれ逆方向側に設定した平行伝送路を形成するの
で主電極１２４と副電極１２５それぞれの信号電
流は第２３図ａに示すようにある瞬時においては
矢印のような逆位相の信号電流位相関係を呈す
る。それにより対向する主電極１２４と副電極１
２５における各々の対向部分に電位差が発生した
分布キヤパシタを形成する。そして副電極１２５
のインダクテイブ成分は打消されて第２３図ｂに
示すようにアース面１３１と等価になり主電極１
２４との間に分布キヤパシタ１３１を実現する。
主電極１２４は第２３図ｃに示すように分布イン
ダクタ１３２と等価であり分布キヤパシタ１３１
と共に分布定数回路を形成する。これを集中定数
回路で示したものが第２３図ｄでありインダクタ
１３３とキヤパシタ１３４および１３５の並列共
振回路を形成する。ここでアース端子１３６は中
性点であるためキヤパシタ１３４と１３５は第２
３図ｅに示すようにキヤパシタ１３７に集約され
て平衡型同調器を実現することができる。またイ
ンダクタ１３３と並列に可変キヤパシタ（図示せ
ず）を設置すれば平衡型可変同調器を実現するこ
とができる。 上記の動作説明は第１３図および第１４図に示
す平衡型同調器の実施例にも対応できるものであ
り、第１２図に示す平衡型同調器の実施例につい
てもアース端子の設定と平衡端子の設定がそれぞ
れにおいて第１１図、第１３図、第１４図に示す
ものと逆設定になつているが動作原理において異
なるものではない。 なお上記それぞれの実施例における平衡型同調
器の電極としては金属導体、印刷厚膜導体もしく
は薄膜導体等を使用することができ、また誘電体
基板としてはアルミナセラミツク、チタバリ、プ
ラスチツク、テフロン（登録商標）、ガラス、マ
イカ等を使用することができる。 発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い
誘電体層を介して対向設置するかもしくは誘電体
の表面で並設する平衡型電極で同調器を構成して
いるので 簡単の構成で平衡型同調器のインダクタ部品
とキヤパシタ部品を一体化構成することができ
る。 超薄型でかつ小型の平衡型同調器を実現する
ことができる。 平衡型同調器のインダクタとキヤパシタがリ
ードレスで接続されるのでリードインダクタや
ストレーキヤパシタの影響がなく、従つて同調
器としての動作が極めて安定になり同調精度が
向上すると共に完全な平衡性を確保することが
できる。 モジユール化した平衡型同調器が実現できる
ので機械的振動に対するインダクタとキヤパシ
タの定数変動が皆無であり、同調周波数や平衡
性が極めて安定である。 誘電体基板に温度依存性の小さい材料を用い
れば同調周波数や平衡性が周囲温度変化に対し
て極めて安定な平衡型同調器を実現することが
できる。 平衡同調器の部品点数を削減することが可能
づあり、製造の合理化やコストダウンが実現で
きる。 というすぐれた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は平衡型同調器の基本回路図、第２図は
従来の平衡型同調器の部品構成斜視図、第３図ａ
〜ｇ、第４図ａ，ｂ、第５図は本発明の動作原理
を示す説明図、第６図ａ〜ｄ、第７図ａ，ｂ、第
８図は従来の同調器における動作原理を示す説明
図、第９図、第１０図は本発明と従来の同調器の
温度変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、
第１１図ないし第１４図は本発明の実施例におけ
る平衡型同調器の回路構成図、第１５図ないし第
２２図は本発明の実施例における平衡型同調器の
構成図であり、それぞれにおいてａは表面図、ｂ
は側面図、ｃは裏面図、第２３図ａ〜ｅは本発明
の実施例における平衡型同調器の動作原理説明図
である。 １６，２３，２４，３４，３９，１０１，１０
４，１０７，１１０，１１３，１１６，１１９，
１２２，１２４……主電極、２０，２９，３４，
４０，１０２，１０５，１０８，１１１，１１
４，１１６，１２０，１２３，１２５……副電
極、１８，１９，２７，２８，３２，３３，４
２，４３，２００，２０１，２０２，２０３，２
０４，２０５，２０６，２０７，２０８，２０
９，２１０，２１１，２１２，２１３，２１４，
２１５……平衡端子、４４，４５……電圧可変キ
ヤパシタンスダイオード、１００，１０３，１０
６，１０９，１１２，１１５，１１８，１２１…
…誘電体基板。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 中央部に設定したアース端子を電気的中性点
   にして、それぞれ位相が異なる信号を励起する２
   つの端子を両端部に設置した主電極に対して、ア
   ースに接続される端子が両端部に設定されかつ誘
   電体を介して対向設置する副電極を設け、上記主
   電極のアース端子と上記副電極のアース端子の間
   において上記主電極と上記副電極が対向する部分
   の電気的等価長が〔ｎλ／４〜（ｎ＋１）λ／４〕（こ こでｎ＝０、２、４、６…〕であることを特徴と
   する同調器。 ２ 主電極において互いに逆位相となる信号をそ
   れぞれの電極に励起する特許請求の範囲第１項記
   載の同調器。 ３ 主および副電極として少なくとも一箇所以上
   の所定の屈曲角もしくは屈曲率および所定の屈曲
   方向を示す屈曲部を有するものを用いた特許請求
   の範囲第１項ないし第２項のいずれかに記載の同
   調器。 ４ 主および副電極としてスパイラル形状を有す
   るものを用いた特許請求の範囲第１項ないし第３
   項のいずれかに記載の同調器。 ５ 主もしくは副電極における長さを副もしくは
   主電極における長さよりも所定に短かく設定し、
   かつ所定の部分で対向設置させた特許請求の範囲
   第１項ないし第４項のいずれかに記載の同調器。 ６ 誘電体の内部においてそれぞれの主および副
   電極もしくは所定の片側の主もしくは副電極にお
   ける部分もしくは全部を設置した特許請求の範囲
   第１項ないし第５項のいずれかに記載の同調器。 ７ 主および副電極ぞれぞれにおいてアースに接
   続される端子を、アースと接続せずに共通端子と
   した特許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれ
   かに記載の同調器。 ８ 副電極は、中央部で２分されていることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項ないし第７項のい
   ずれかに記載の同調器。 ９ 中央部で２分した電極における外側両端部に
   設定したアース端子を電気的中性点にし、それぞ
   れ位相の異なる信号を励起する２つの端子を内側
   両端部に設定する主電極に対して、アースに接続
   される端子が中央部に設定され、かつ誘電体を介
   して対向設置する副電極を設け、上記主電極のア
   ース端子と上記副電極のアース端子の間において
   上記主電極と上記副電極が対向する部分の電気的
   等価長が〔ｎλ／４〜（ｎ＋１）λ／４〕（ここでｎ＝ ０、２、４、６…）であることを特徴とする同調
   器。 １０ 主電極において互いに逆位相となる信号を
   それぞれの電極に励起する特許請求の範囲第９項
   記載の同調器。 １１ 主および副電極として少なくとも一箇所以
   上の所定の屈曲角もしくは屈曲率および所定の屈
   曲方向を示す屈曲部を有するものを用いた特許請
   求の範囲第９項ないし第１０項のいずれかに記載
   の同調器。 １２ 主および副電極としてスパイラル形状を有
   するものを用いた特許請求の範囲第９項ないし第
   １１項のいずれかに記載の同調器。 １３ 主もしくは副電極における長さを副もしく
   は主電極における長さよりも所定に短かく設定
   し、かつ所定の部分で対向設置させた特許請求の
   範囲第９項ないし第１２項のいずれかに記載の同
   調器。 １４ 誘電体の内部においてそれぞれの主および
   副電極もしくは所定の片側の主もしくは副電極に
   おける部分もしくは全部を設置した特許請求の範
   囲第９項ないし第１３項のいずれかに記載の同調
   器。 １５ 主および副電極それぞれにおいてアースに
   接続される端子を、アースと接続せずに共通端子
   とした特許請求の範囲第９項ないし第１４項のい
   ずれかに記載の同調器。 １６ 副電極は、中央部で２分されていることを
   特徴とする特許請求の範囲第９項ないし第１５項
   のいずれかに記載の同調器。